JP2002091577A - 電子負荷装置 - Google Patents
電子負荷装置Info
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- JP2002091577A JP2002091577A JP2000281647A JP2000281647A JP2002091577A JP 2002091577 A JP2002091577 A JP 2002091577A JP 2000281647 A JP2000281647 A JP 2000281647A JP 2000281647 A JP2000281647 A JP 2000281647A JP 2002091577 A JP2002091577 A JP 2002091577A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】多出力スイッチング電源の負荷試験に供する電
子負荷装置において、供試電源装置の個々の電圧出力に
対する負荷を安定に供給し、かつ非絶縁でありながら高
周波コモンモードノイズに影響されずに負荷試験状態で
のリップルやノイズの測定を可能とする一体型多出力電
子負荷装置を提供する。 【解決手段】電子負荷装置の負荷制御演算増幅手段の一
方に、供試電源装置の電圧出力線の電流検出用抵抗の両
端での電圧降下量を差動増幅した電圧を加えて帰還制御
するとともに、該演算増幅手段の出力に接地との電位差
を補正する差動増幅手段を設けることにより、供試電源
装置の個々の電圧出力線の導線抵抗による影響を除外
し、かつ供試電源装置の電圧出力端子と電子負荷装置入
力端子間にコモンモードチョークコイルを付加すること
により高周波コモンモードノイズを実用周波数帯域で大
幅に減少させ、非絶縁でありながら安定した多出力負荷
試験を可能とする電子負荷装置を実現する。
子負荷装置において、供試電源装置の個々の電圧出力に
対する負荷を安定に供給し、かつ非絶縁でありながら高
周波コモンモードノイズに影響されずに負荷試験状態で
のリップルやノイズの測定を可能とする一体型多出力電
子負荷装置を提供する。 【解決手段】電子負荷装置の負荷制御演算増幅手段の一
方に、供試電源装置の電圧出力線の電流検出用抵抗の両
端での電圧降下量を差動増幅した電圧を加えて帰還制御
するとともに、該演算増幅手段の出力に接地との電位差
を補正する差動増幅手段を設けることにより、供試電源
装置の個々の電圧出力線の導線抵抗による影響を除外
し、かつ供試電源装置の電圧出力端子と電子負荷装置入
力端子間にコモンモードチョークコイルを付加すること
により高周波コモンモードノイズを実用周波数帯域で大
幅に減少させ、非絶縁でありながら安定した多出力負荷
試験を可能とする電子負荷装置を実現する。
Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は、非絶縁型多出力ス
イッチング電源装置の負荷試験に使用される電子負荷装
置に関するものである。
イッチング電源装置の負荷試験に使用される電子負荷装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】各種情報処理機器や音響機器等に使用さ
れる電源装置には、非絶縁型多出力スイッチング電源が
広く使用されているが、該電源装置の個々の電圧出力に
対する電子負荷試験は個別のフローティング型電子負荷
装置を接続して行われている。
れる電源装置には、非絶縁型多出力スイッチング電源が
広く使用されているが、該電源装置の個々の電圧出力に
対する電子負荷試験は個別のフローティング型電子負荷
装置を接続して行われている。
【０００３】これは、該電源装置のコモン線が共通とな
っていることと、個々の電圧出力回路が非絶縁形式であ
ることから、該電源装置の個々の電圧出力に対する所望
の電子負荷を付与する制御回路において、負荷電流検出
手段と所定の電子負荷量に到達すべき電圧設定値との偏
差検出において、該電源装置の電圧出力回路での導線抵
抗及び該電源装置の電圧発生回路内部での接地及びコモ
ン線への回り込み電流による電位差の存在が主要な原因
となっている。
っていることと、個々の電圧出力回路が非絶縁形式であ
ることから、該電源装置の個々の電圧出力に対する所望
の電子負荷を付与する制御回路において、負荷電流検出
手段と所定の電子負荷量に到達すべき電圧設定値との偏
差検出において、該電源装置の電圧出力回路での導線抵
抗及び該電源装置の電圧発生回路内部での接地及びコモ
ン線への回り込み電流による電位差の存在が主要な原因
となっている。
【０００４】また、情報処理機器や通信機器向けの該電
源装置では負荷特性試験時のリップルやノイズの同時測
定も行われていることから、該電源装置の個々の電圧出
力に接続する電子負荷装置はフローティング型でなけれ
ば、電子負荷装置と該電源装置の電圧出力共通コモン線
間に高周波コモンモードノイズの回り込みが発生しリッ
プルやノイズの試験に多大な影響を与えてしまう。
源装置では負荷特性試験時のリップルやノイズの同時測
定も行われていることから、該電源装置の個々の電圧出
力に接続する電子負荷装置はフローティング型でなけれ
ば、電子負荷装置と該電源装置の電圧出力共通コモン線
間に高周波コモンモードノイズの回り込みが発生しリッ
プルやノイズの試験に多大な影響を与えてしまう。
【０００５】この、電圧出力毎に個別の電子負荷装置を
接続して電子負荷試験を行うことは、試験装置の高価格
化と装置の複雑さを招き、また試験全体の条件を制御す
るコントローラーからの通信インターフェースの増加
や、該電源装置の個々の電圧出力に対する負荷特性量の
時間的同期の確保が困難となる等の要因を含んでおり、
結果として検査設備の保守運用面での煩雑さを高める要
因となっている。
接続して電子負荷試験を行うことは、試験装置の高価格
化と装置の複雑さを招き、また試験全体の条件を制御す
るコントローラーからの通信インターフェースの増加
や、該電源装置の個々の電圧出力に対する負荷特性量の
時間的同期の確保が困難となる等の要因を含んでおり、
結果として検査設備の保守運用面での煩雑さを高める要
因となっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明では、多出力ス
イッチング電源の負荷試験に供する電子負荷装置におい
て供試電源装置の個々の電圧出力への電子負荷制御回路
を、供試電源装置の共通コモン線と接地間に発生する電
位差による影響を補正する手段を設けることにより、従
来の技術では個別のフローティング型電子負荷装置を接
続していたのに対して、一体型で多出力に対応できる電
子負荷装置を提供し、供試電源装置の負荷特性試験装置
の複雑さを解消するとともに、供試電源装置の生産工程
における負荷試験の効率向上をはかるものである。
イッチング電源の負荷試験に供する電子負荷装置におい
て供試電源装置の個々の電圧出力への電子負荷制御回路
を、供試電源装置の共通コモン線と接地間に発生する電
位差による影響を補正する手段を設けることにより、従
来の技術では個別のフローティング型電子負荷装置を接
続していたのに対して、一体型で多出力に対応できる電
子負荷装置を提供し、供試電源装置の負荷特性試験装置
の複雑さを解消するとともに、供試電源装置の生産工程
における負荷試験の効率向上をはかるものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、多出力スイッ
チング電源の負荷特性試験に供せられる一体型多出力電
子負荷装置において、供試電源装置の個々の電圧出力の
電流値検出用抵抗の両端に発生する電位差を差動増幅し
て、所定の電子負荷量を制御する演算増幅手段に帰還制
御をかけるとともに、該演算増幅手段の出力に接地との
電位差補正を行う差動増幅手段を設け、この差動増幅手
段の出力を供試電源装置の個々の電圧出力に接続されて
いるトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等による負荷電流制御
素子に接続することにより、供試電源装置の個々の電圧
出力線の導線抵抗による共通コモン線と接地間に発生す
る電位差の影響を除外することで、非絶縁型でかつ一体
化した多出力電子負荷装置を提供することが可能とな
る。
チング電源の負荷特性試験に供せられる一体型多出力電
子負荷装置において、供試電源装置の個々の電圧出力の
電流値検出用抵抗の両端に発生する電位差を差動増幅し
て、所定の電子負荷量を制御する演算増幅手段に帰還制
御をかけるとともに、該演算増幅手段の出力に接地との
電位差補正を行う差動増幅手段を設け、この差動増幅手
段の出力を供試電源装置の個々の電圧出力に接続されて
いるトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等による負荷電流制御
素子に接続することにより、供試電源装置の個々の電圧
出力線の導線抵抗による共通コモン線と接地間に発生す
る電位差の影響を除外することで、非絶縁型でかつ一体
化した多出力電子負荷装置を提供することが可能とな
る。
【０００８】また、前述の差動増幅手段の入力抵抗値を
供試電源装置の電圧出力線導線抵抗値より充分に大きく
することで、供試電源の電圧出力線からの電子負荷装置
内電流帰還制御ループ以外への不要な電流の回り込みを
防ぐことができるために、非絶縁型でありながら絶縁型
電子負荷装置と同等の電子負荷量制御が可能となる。
供試電源装置の電圧出力線導線抵抗値より充分に大きく
することで、供試電源の電圧出力線からの電子負荷装置
内電流帰還制御ループ以外への不要な電流の回り込みを
防ぐことができるために、非絶縁型でありながら絶縁型
電子負荷装置と同等の電子負荷量制御が可能となる。
【０００９】さらに、本発明による電子負荷装置の個々
の電圧入力端子にコモンモードチョークコイルを挿入す
ることにより、供試電源装置の電圧出力共通コモン線か
ら電子負荷装置を経由する実用周波数帯域での高周波コ
モンモード電流を絶縁型電子負荷装置以上に減衰させる
ことが可能となるために、供試電源装置の負荷試験時で
のリップルやノイズ測定試験に影響を与えずに負荷特性
試験が可能となる。
の電圧入力端子にコモンモードチョークコイルを挿入す
ることにより、供試電源装置の電圧出力共通コモン線か
ら電子負荷装置を経由する実用周波数帯域での高周波コ
モンモード電流を絶縁型電子負荷装置以上に減衰させる
ことが可能となるために、供試電源装置の負荷試験時で
のリップルやノイズ測定試験に影響を与えずに負荷特性
試験が可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下に本発明による実施の形態を
図と表を参照しながら説明する。
図と表を参照しながら説明する。
【００１１】
【実施例】図１は、本発明の請求項１に記載する１実施
例の形態を示している。供試電源装置のひとつの電圧出
力Ｅ２から流れる電流ＩＥ２の値は、電流検出用抵抗Ｒ
１の両端に発生する電位差ＶＡ３ｉｎとして差動増幅手
段Ａ３に入力され、差動増幅手段Ａ３により増幅された
帰還制御電圧ＶＡ３ｏｕｔとして、所定電子負荷を発生
させる演算増幅手段Ａ１に接続される。この演算増幅手
段Ａ１により本発明による一体型多出力電子負荷装置の
負荷制御電圧Ｅ１と帰還制御電圧ＶＡ３ｏｕｔとの差分
電圧が演算増幅されて、差動増幅手段Ａ２の片方の入力
に接続される。この差動増幅手段Ａ２の差動入力のもう
一方は接地されており、演算増幅手段Ａ１の出力電圧Ｖ
Ａ１ｏｕｔと接地間の電位差として差動増幅手段Ａ２で
増幅されて、負荷電流制御素子Ｑ１に出力され、この差
動増幅手段Ａ２の出力電圧ＶＡ２ｏｕｔでの負荷電流制
御素子Ｑ１の相互コンダクタンスＧＱ１により増幅され
た電流が負荷電流ＩＥ２となる。
例の形態を示している。供試電源装置のひとつの電圧出
力Ｅ２から流れる電流ＩＥ２の値は、電流検出用抵抗Ｒ
１の両端に発生する電位差ＶＡ３ｉｎとして差動増幅手
段Ａ３に入力され、差動増幅手段Ａ３により増幅された
帰還制御電圧ＶＡ３ｏｕｔとして、所定電子負荷を発生
させる演算増幅手段Ａ１に接続される。この演算増幅手
段Ａ１により本発明による一体型多出力電子負荷装置の
負荷制御電圧Ｅ１と帰還制御電圧ＶＡ３ｏｕｔとの差分
電圧が演算増幅されて、差動増幅手段Ａ２の片方の入力
に接続される。この差動増幅手段Ａ２の差動入力のもう
一方は接地されており、演算増幅手段Ａ１の出力電圧Ｖ
Ａ１ｏｕｔと接地間の電位差として差動増幅手段Ａ２で
増幅されて、負荷電流制御素子Ｑ１に出力され、この差
動増幅手段Ａ２の出力電圧ＶＡ２ｏｕｔでの負荷電流制
御素子Ｑ１の相互コンダクタンスＧＱ１により増幅され
た電流が負荷電流ＩＥ２となる。
【００１２】本発明による一体型多出力電子負荷装置で
は、図１にしめす各増幅手段に図２の（１）〜（６）に
しめす増幅回路を、表１の（１）〜（１６）でしめす組
合せで構成することにより、供試電源装置の各種の電圧
出力や極性の組合せに対して電子負荷側の負荷制御電圧
の極性が同一でも対応可能となるように構成されてい
る。
は、図１にしめす各増幅手段に図２の（１）〜（６）に
しめす増幅回路を、表１の（１）〜（１６）でしめす組
合せで構成することにより、供試電源装置の各種の電圧
出力や極性の組合せに対して電子負荷側の負荷制御電圧
の極性が同一でも対応可能となるように構成されてい
る。
【表１】
【００１３】また、図２の（１）、（２）にしめす差動
増幅手段への回路例ＡＭＰ１、ＡＭＰ２でのｒ１〜ｒ４
の抵抗値は ｒ２×ｒ３＝ｒ１×ｒ４ の関係を保つことにより十分な同相電圧除去比を得るこ
とができる。また、ＡＭＰ３〜ＡＭＰ６の増幅器回路構
成には、説明を簡略化するために負帰還ループ特性を実
用上適正化するための周波数特性補償回路を省略してあ
る。
増幅手段への回路例ＡＭＰ１、ＡＭＰ２でのｒ１〜ｒ４
の抵抗値は ｒ２×ｒ３＝ｒ１×ｒ４ の関係を保つことにより十分な同相電圧除去比を得るこ
とができる。また、ＡＭＰ３〜ＡＭＰ６の増幅器回路構
成には、説明を簡略化するために負帰還ループ特性を実
用上適正化するための周波数特性補償回路を省略してあ
る。
【００１４】図１の回路構成で各増幅手段に表２の
（３）の増幅回路を適用した実施例での各部の動作を詳
細に説明する。供試電源装置の電圧出力Ｅ２から流れる
電流ＩＥ２の電流量は、電流検出用抵抗Ｒ１の両端での
電位差ＶＡ３ｉｎとして差動増幅手段Ａ３に入力される
ことから ＶＡ３ｉｎ＝ＩＥ２×Ｒ１・・・・式（１） として表される。差動増幅手段Ａ３の出力電圧ＶＡ３ｏ
ｕｔは、ＶＡ３ｉｎと差動増幅手段Ａ３の増幅倍率ＧＡ
３との積であり、式（１）との関係から ＶＡ３ｏｕｔ＝ＶＡ３ｉｎ×ＧＡ３ ＝ＩＥ２×Ｒ１×ＧＡ３・・・・式（２） と表される。
（３）の増幅回路を適用した実施例での各部の動作を詳
細に説明する。供試電源装置の電圧出力Ｅ２から流れる
電流ＩＥ２の電流量は、電流検出用抵抗Ｒ１の両端での
電位差ＶＡ３ｉｎとして差動増幅手段Ａ３に入力される
ことから ＶＡ３ｉｎ＝ＩＥ２×Ｒ１・・・・式（１） として表される。差動増幅手段Ａ３の出力電圧ＶＡ３ｏ
ｕｔは、ＶＡ３ｉｎと差動増幅手段Ａ３の増幅倍率ＧＡ
３との積であり、式（１）との関係から ＶＡ３ｏｕｔ＝ＶＡ３ｉｎ×ＧＡ３ ＝ＩＥ２×Ｒ１×ＧＡ３・・・・式（２） と表される。
【００１５】この出力電圧ＶＡ３ｏｕｔは電圧出力Ｅ２
から流れる電流ＩＥ２を所定電流量に保つための帰還制
御電圧として負荷制御電圧Ｅ１と共に、演算増幅手段Ａ
１に接続される。ここで演算増幅手段Ａ１の出力電圧を
ＶＡ１ｏｕｔは、出力電圧ＶＡ３ｏｕｔと演算増幅手段
Ａ１の増幅倍率ＧＡ１との積であり、式（２）の関係か
ら ＶＡ１ｏｕｔ＝（Ｅ１−ＶＡ３ｏｕｔ）×ＧＡ１ ＝（Ｅ１−ＩＥ２×Ｒ１×ＧＡ３）×ＧＡ１・・・・式（３） と表される。この出力電圧ＶＡ１ｏｕｔは差動増幅手段
Ａ２に接続される。この差動増幅手段Ａ２の出力電圧Ｖ
Ａ２ｏｕｔは、出力電圧ＶＡ１ｏｕｔと差動増幅手段Ａ
２の増幅倍率ＧＡ２との積であり、式（３）の関係から ＶＡ２ｏｕｔ＝ＶＡ１ｏｕｔ×ＧＡ２ ＝（Ｅ１−ＩＥ２×Ｒ１×ＧＡ３）×ＧＡ１×ＧＡ２・・・・式（４） と表される。 ここで、供試電源の電圧出力Ｅ２から流れる電流量Ｅ２
は、負荷電流制御素子Ｑ１の出力電圧ＶＡ２ｏｕｔでの
相互インダクタンスをＧＱ１との積であり、式（４）の
関係から ＩＥ２＝ＶＡ２ｏｕｔ×ＧＱ１ ＝（Ｅ１−ＩＥ２×Ｒ１×ＧＡ３）×ＧＡ１×ＧＡ２×ＧＱ１・・・・式 （５） と表される。
から流れる電流ＩＥ２を所定電流量に保つための帰還制
御電圧として負荷制御電圧Ｅ１と共に、演算増幅手段Ａ
１に接続される。ここで演算増幅手段Ａ１の出力電圧を
ＶＡ１ｏｕｔは、出力電圧ＶＡ３ｏｕｔと演算増幅手段
Ａ１の増幅倍率ＧＡ１との積であり、式（２）の関係か
ら ＶＡ１ｏｕｔ＝（Ｅ１−ＶＡ３ｏｕｔ）×ＧＡ１ ＝（Ｅ１−ＩＥ２×Ｒ１×ＧＡ３）×ＧＡ１・・・・式（３） と表される。この出力電圧ＶＡ１ｏｕｔは差動増幅手段
Ａ２に接続される。この差動増幅手段Ａ２の出力電圧Ｖ
Ａ２ｏｕｔは、出力電圧ＶＡ１ｏｕｔと差動増幅手段Ａ
２の増幅倍率ＧＡ２との積であり、式（３）の関係から ＶＡ２ｏｕｔ＝ＶＡ１ｏｕｔ×ＧＡ２ ＝（Ｅ１−ＩＥ２×Ｒ１×ＧＡ３）×ＧＡ１×ＧＡ２・・・・式（４） と表される。 ここで、供試電源の電圧出力Ｅ２から流れる電流量Ｅ２
は、負荷電流制御素子Ｑ１の出力電圧ＶＡ２ｏｕｔでの
相互インダクタンスをＧＱ１との積であり、式（４）の
関係から ＩＥ２＝ＶＡ２ｏｕｔ×ＧＱ１ ＝（Ｅ１−ＩＥ２×Ｒ１×ＧＡ３）×ＧＡ１×ＧＡ２×ＧＱ１・・・・式 （５） と表される。
【００１６】この式（５）を展開すると
【数１】 となる。ここで、 演算増幅手段Ａ１の増幅倍率ＧＡ１＝１０×6 差動増幅手段Ａ２の増幅倍率ＧＡ２＝１ 負荷電流制御素子の相互コンダクタンスＧＱ１＝２０Ｓ 電流検出用抵抗Ｒ１＝ ５×１０-3 Ω 差動増幅手段Ａ３の増幅倍率ＧＡ３＝１００ とすると、式（６）のＲ１×ＧＡ１×ＧＡ２×ＧＡ３×
ＧＱ１の積は１０×7となり
ＧＱ１の積は１０×7となり
【数２】 式（７）に示すよう、式（６）の右辺の第２項部分は１
と近似できることから、
と近似できることから、
【数３】 式（８）の等価式が成立する。
【００１７】前述の各定数の場合、制御目標量電流値Ｉ
Ｅ２を１０Ａとするには負荷制御電圧Ｅ１の値は１０Ｖ
を与えればよいことになる。また、負荷制御電圧Ｅ１と
制御目標量電流値ＩＥ２は比例関係にあることから、供
試電源の個々の電圧出力に対する任意の負荷電流ＩＥ２
に対しての制御は、式（８）の関係から負荷制御電圧Ｅ
１の値を制御することにより、目的とする負荷電流を付
与することができる。本実施例の説明では、負荷電流制
御素子をＭＯＳＦＥＴとしているが、電界誘導トランジ
スタやバイポーラトランジスタ等を用いても同様の動作
を実現できることは公知の技術である。
Ｅ２を１０Ａとするには負荷制御電圧Ｅ１の値は１０Ｖ
を与えればよいことになる。また、負荷制御電圧Ｅ１と
制御目標量電流値ＩＥ２は比例関係にあることから、供
試電源の個々の電圧出力に対する任意の負荷電流ＩＥ２
に対しての制御は、式（８）の関係から負荷制御電圧Ｅ
１の値を制御することにより、目的とする負荷電流を付
与することができる。本実施例の説明では、負荷電流制
御素子をＭＯＳＦＥＴとしているが、電界誘導トランジ
スタやバイポーラトランジスタ等を用いても同様の動作
を実現できることは公知の技術である。
【００１８】図３には、非絶縁型３出力スイッチング電
源での本発明による電子負荷装置の接続例を示す。供試
電源の３出力のうち電圧出力Ｅ２とＥ４は正極性、Ｅ６
は負極性のときの回路例であり、負荷制御基準電圧Ｅ
１、Ｅ３、Ｅ５は全て正極性である。供試電源の電圧出
力Ｅ２、Ｅ４に接続されている電子負荷回路の増幅手段
には表１の（３）の増幅回路が適用され、Ｅ５に接続さ
れている電子負荷回路には表１の（７）の増幅手段が適
用されている。図３のＲ２、Ｒ４、Ｒ６は供試電源装置
の個々の電圧出力線の導線抵抗である。
源での本発明による電子負荷装置の接続例を示す。供試
電源の３出力のうち電圧出力Ｅ２とＥ４は正極性、Ｅ６
は負極性のときの回路例であり、負荷制御基準電圧Ｅ
１、Ｅ３、Ｅ５は全て正極性である。供試電源の電圧出
力Ｅ２、Ｅ４に接続されている電子負荷回路の増幅手段
には表１の（３）の増幅回路が適用され、Ｅ５に接続さ
れている電子負荷回路には表１の（７）の増幅手段が適
用されている。図３のＲ２、Ｒ４、Ｒ６は供試電源装置
の個々の電圧出力線の導線抵抗である。
【００１９】ここで、各電圧出力のコモン線が共通であ
ることから導線抵抗Ｒ２、Ｒ４、Ｒ６にも電圧降下が発
生し、供試電源が非絶縁型多出力スイッチング電源であ
ることから個々の電圧出力線の導線抵抗に電圧降下も加
わって電圧出力の共通接地電位が変化し、この電位変化
を等価的にＥ７で表現している。これら電圧出力線導線
抵抗Ｒ２、Ｒ４、Ｒ６による電圧降下や共通接地電位Ｅ
７の電位が、電子負荷装置の接地に対し電位差を持った
場合でも本発明の電子負荷装置では、各負荷制御回路の
負荷電流制御ループのＡ２及びＡ３、Ａ５及びＡ６、Ａ
８及びＡ９が差動増幅手段であることから、この電位差
による影響は受けにくいことが明らかである。
ることから導線抵抗Ｒ２、Ｒ４、Ｒ６にも電圧降下が発
生し、供試電源が非絶縁型多出力スイッチング電源であ
ることから個々の電圧出力線の導線抵抗に電圧降下も加
わって電圧出力の共通接地電位が変化し、この電位変化
を等価的にＥ７で表現している。これら電圧出力線導線
抵抗Ｒ２、Ｒ４、Ｒ６による電圧降下や共通接地電位Ｅ
７の電位が、電子負荷装置の接地に対し電位差を持った
場合でも本発明の電子負荷装置では、各負荷制御回路の
負荷電流制御ループのＡ２及びＡ３、Ａ５及びＡ６、Ａ
８及びＡ９が差動増幅手段であることから、この電位差
による影響は受けにくいことが明らかである。
【００２０】さらに、本発明の電子負荷装置では供試電
源の導線抵抗に対して、電流検出用抵抗から差動増幅手
段を経由し、さらに演算増幅手段から差動増幅手段を経
由して電流制御素子Ｑ１を流れる負荷電流制御のメイン
ループ以外への漏れ電流は極めてわずかである。例え
ば、導線抵抗Ｒ２が１×１０-2Ωとし、負荷電流ＩＥ２
が１０Ａとした場合の導線抵抗による電位差は１×１０
-1Ｖであるが差動増幅回路Ａ２、Ａ３でのインピーダン
スを５×１０3Ωとすると漏れ電流は２×１０-5Ａとな
り極めて微少な電流値となる。このことは非絶縁型多出
力スイッチング電源に対して、本発明による非絶縁型多
出力電子負荷装置を使用しても、供試電源の個々の出力
電流間の干渉は極めて少なく、非絶縁型電子負荷であっ
ても本発明による回路構成により直流的にも絶縁型電子
負荷装置に近い状態とすることができる。
源の導線抵抗に対して、電流検出用抵抗から差動増幅手
段を経由し、さらに演算増幅手段から差動増幅手段を経
由して電流制御素子Ｑ１を流れる負荷電流制御のメイン
ループ以外への漏れ電流は極めてわずかである。例え
ば、導線抵抗Ｒ２が１×１０-2Ωとし、負荷電流ＩＥ２
が１０Ａとした場合の導線抵抗による電位差は１×１０
-1Ｖであるが差動増幅回路Ａ２、Ａ３でのインピーダン
スを５×１０3Ωとすると漏れ電流は２×１０-5Ａとな
り極めて微少な電流値となる。このことは非絶縁型多出
力スイッチング電源に対して、本発明による非絶縁型多
出力電子負荷装置を使用しても、供試電源の個々の出力
電流間の干渉は極めて少なく、非絶縁型電子負荷であっ
ても本発明による回路構成により直流的にも絶縁型電子
負荷装置に近い状態とすることができる。
【００２１】次に、請求項３に記載する発明の効果につ
いて説明する。情報通信機器や音響機器などに使用され
る多出力スイッチング電源では、電子負荷試験と同時に
負荷発生時のリップルやノイズの測定が１００ＫＨｚ〜
約２０ＭＨｚの周波数帯域において要求されており、非
絶縁型の電子負荷装置を並列接続することは、供試電源
の共通コモン線から電子負荷装置を経由して流れる高周
波コモンモードノイズが前述のリップルやノイズ測定に
多大な影響を与えるために、絶縁型電子負荷装置を個別
に接続することを余儀なくされていた。
いて説明する。情報通信機器や音響機器などに使用され
る多出力スイッチング電源では、電子負荷試験と同時に
負荷発生時のリップルやノイズの測定が１００ＫＨｚ〜
約２０ＭＨｚの周波数帯域において要求されており、非
絶縁型の電子負荷装置を並列接続することは、供試電源
の共通コモン線から電子負荷装置を経由して流れる高周
波コモンモードノイズが前述のリップルやノイズ測定に
多大な影響を与えるために、絶縁型電子負荷装置を個別
に接続することを余儀なくされていた。
【００２２】従来技術による絶縁型電子負荷装置での、
高周波コモンモードノイズの測定結果を図５に示す。図
５のＡ製品は株式会社計測技術研究所製のＥＬ−３０２
ＲＢ電子負荷装置であり、Ｂ製品はヒュレートパッカー
ド社製ＨＰ６０６３Ａ電子負荷装置での測定結果であ
り、それぞれの電子負荷端子と接地間でのインピーダン
ス値の周波数特性を示しており、１ＭＨｚでのインピー
ダンスはＡ製品、Ｂ製品ともに約３Ωであった。
高周波コモンモードノイズの測定結果を図５に示す。図
５のＡ製品は株式会社計測技術研究所製のＥＬ−３０２
ＲＢ電子負荷装置であり、Ｂ製品はヒュレートパッカー
ド社製ＨＰ６０６３Ａ電子負荷装置での測定結果であ
り、それぞれの電子負荷端子と接地間でのインピーダン
ス値の周波数特性を示しており、１ＭＨｚでのインピー
ダンスはＡ製品、Ｂ製品ともに約３Ωであった。
【００２３】図６にはＡ製品の電子負荷接続端子にコモ
ンモードチョークコイルを付加した状態での測定結果で
あり、１ＭＨｚでのインピーダンスは約４００Ωとなっ
ている。また、２０ＫＨｚ付近には付加したコモンモー
ドチョークコイルの共振周波数帯域でのインピーダンス
減衰が認められるが、前述の１００ＫＨｚ〜約２０ＭＨ
ｚのリップルやノイズの実用測定周波数帯域では従来技
術による絶縁型電子負荷装置に対するインピーダンス改
善効果は１００倍以上であり、供試電源の共通コモン線
から電子負荷装置を経由する高周波コモンモード電流の
低減には本発明による電子負荷端子へのコモンモードチ
ョークコイルの付加が有効であり、非絶縁型電子負荷装
置でも供試電源装置のリップルやノイズ測定に影響を与
えることなく負荷特性試験が可能であることを証明して
いる。
ンモードチョークコイルを付加した状態での測定結果で
あり、１ＭＨｚでのインピーダンスは約４００Ωとなっ
ている。また、２０ＫＨｚ付近には付加したコモンモー
ドチョークコイルの共振周波数帯域でのインピーダンス
減衰が認められるが、前述の１００ＫＨｚ〜約２０ＭＨ
ｚのリップルやノイズの実用測定周波数帯域では従来技
術による絶縁型電子負荷装置に対するインピーダンス改
善効果は１００倍以上であり、供試電源の共通コモン線
から電子負荷装置を経由する高周波コモンモード電流の
低減には本発明による電子負荷端子へのコモンモードチ
ョークコイルの付加が有効であり、非絶縁型電子負荷装
置でも供試電源装置のリップルやノイズ測定に影響を与
えることなく負荷特性試験が可能であることを証明して
いる。
【発明の効果】以上説明したように本発明の電子負荷装
置は、試験対象である多出力スイッチング電源の個々の
電圧出力線の導線抵抗に影響されることなく、非絶縁一
体型でありながら供試電源装置の個々の電圧出力に所定
の電子負荷を供するとともに、供試電源装置から電子負
荷装置を経由する高周波コモンモード電流を実用周波数
帯域で大幅に減少させてリップルやノイズの測定に影響
を与えることなく負荷特性試験を行うことができる。
置は、試験対象である多出力スイッチング電源の個々の
電圧出力線の導線抵抗に影響されることなく、非絶縁一
体型でありながら供試電源装置の個々の電圧出力に所定
の電子負荷を供するとともに、供試電源装置から電子負
荷装置を経由する高周波コモンモード電流を実用周波数
帯域で大幅に減少させてリップルやノイズの測定に影響
を与えることなく負荷特性試験を行うことができる。
【図１】本発明の請求項１に記載する回路構成である。
【図２】図１の増幅手段に適用される増幅回路の組合せ
を示す。
を示す。
【図３】本発明の請求項２に記載する多出力電源への対
応回路構成を示す。
応回路構成を示す。
【図４】本発明の請求項３に記載する回路構成である。
【図５】絶縁型電子負荷装置による負荷端子〜接地間イ
ンピーダンス測定結果
ンピーダンス測定結果
【図６】本発明での負荷端子〜接地間インピーダンス測
定結果
定結果
ＡＭＰ１〜ＡＭＰ６ 増幅手段に適用される増幅回路構
成 ａ１ 増幅素子 ＩＮ１、ＩＮ２ ａ１の入力 ｒ１〜ｒ４ ａ１に接続される抵抗 ＯＵＴ１、ＯＵＴ２ ａ１の出力 Ｔ１ コモンモードチョークコイル
成 ａ１ 増幅素子 ＩＮ１、ＩＮ２ ａ１の入力 ｒ１〜ｒ４ ａ１に接続される抵抗 ＯＵＴ１、ＯＵＴ２ ａ１の出力 Ｔ１ コモンモードチョークコイル
Claims (3)
- 【請求項１】非絶縁型多出力スイッチング電源装置の負
荷試験に供する多出力電子負荷装置において、供試電源
装置の個々の電圧出力に対応した所定の電子負荷を発生
させる演算増幅手段への一方の電圧入力に供試電源装置
の個々の電圧出力の電流検出抵抗による電圧降下を差動
増幅手段により増幅した電圧を加えるとともに、該初段
演算増幅手段の出力に差動増幅による二次増幅手段を設
け、この二次増幅手段の差動電圧入力の一方を接地する
ことにより供試電源装置の個々の電圧出力の電圧出力線
の導線抵抗による電圧降下に影響されずに供試電源装置
の個々の電圧出力に対して所定の負荷を供することがで
きることを特徴とした一体型多出力電子負荷装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の電子負荷装置において、
電流検出用差動増幅手段と二次増幅手段に用いられる差
動増幅手段の入力抵抗値を、供試電源装置の電圧出力線
導線抵抗に対して充分に大きな抵抗値とすることによ
り、非絶縁型でありながら供試電源装置の個々の電圧出
力の共通コモン線と接地間での電位差による電子負荷制
御への影響を除外できる一体型多出力電子負荷装置。 - 【請求項３】請求項１〜２に記載の電子負荷装置におい
て、該電子負荷装置の電圧出力端子にコモンモードチョ
ークコイルを設けることにより、実用周波数帯域におい
て供試電源装置から該電子負荷装置を経由する高周波コ
モンモード電流を減少させ、供試電源装置の負荷時での
リップルやノイズの測定に影響を与えないことを特徴と
した電子負荷装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000281647A JP2002091577A (ja) | 2000-09-18 | 2000-09-18 | 電子負荷装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000281647A JP2002091577A (ja) | 2000-09-18 | 2000-09-18 | 電子負荷装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002091577A true JP2002091577A (ja) | 2002-03-29 |
Family
ID=18766268
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000281647A Pending JP2002091577A (ja) | 2000-09-18 | 2000-09-18 | 電子負荷装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002091577A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002343634A (ja) * | 2001-05-11 | 2002-11-29 | Denso Corp | 電子制御装置 |
| KR20040021757A (ko) * | 2002-09-04 | 2004-03-11 | 중앙전자정밀기기주식회사 | 전자부하 |
| JP2007507995A (ja) * | 2003-10-06 | 2007-03-29 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | エネルギー蓄積器間の双方向均等充電のためのスイッチングデバイス及びその作動方法 |
| CN102749591A (zh) * | 2011-04-22 | 2012-10-24 | 昆山金鑫新能源科技有限公司 | 无源lcd显示恒流电子负载 |
| CN105700607A (zh) * | 2016-01-25 | 2016-06-22 | 昆山龙腾光电有限公司 | 供电电压调节电路和电子装置 |
| CN105699756A (zh) * | 2016-04-25 | 2016-06-22 | 国网冀北电力有限公司电力科学研究院 | 电子负载纹波检测装置 |
| CN114076901A (zh) * | 2021-11-15 | 2022-02-22 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 一种电源模块输出纹波自动化测试系统及方法 |
-
2000
- 2000-09-18 JP JP2000281647A patent/JP2002091577A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002343634A (ja) * | 2001-05-11 | 2002-11-29 | Denso Corp | 電子制御装置 |
| JP4665340B2 (ja) * | 2001-05-11 | 2011-04-06 | 株式会社デンソー | 電子制御装置 |
| KR20040021757A (ko) * | 2002-09-04 | 2004-03-11 | 중앙전자정밀기기주식회사 | 전자부하 |
| JP2007507995A (ja) * | 2003-10-06 | 2007-03-29 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | エネルギー蓄積器間の双方向均等充電のためのスイッチングデバイス及びその作動方法 |
| US7714544B2 (en) | 2003-10-06 | 2010-05-11 | Siemens Aktiengesellschaft | Switching device for bi-directionally equalizing charge between energy accumulators and corresponding methods |
| CN102749591A (zh) * | 2011-04-22 | 2012-10-24 | 昆山金鑫新能源科技有限公司 | 无源lcd显示恒流电子负载 |
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| CN105700607B (zh) * | 2016-01-25 | 2018-02-06 | 昆山龙腾光电有限公司 | 供电电压调节电路和电子装置 |
| CN105699756A (zh) * | 2016-04-25 | 2016-06-22 | 国网冀北电力有限公司电力科学研究院 | 电子负载纹波检测装置 |
| CN114076901A (zh) * | 2021-11-15 | 2022-02-22 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 一种电源模块输出纹波自动化测试系统及方法 |
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