JPS58146116A - 電子利得制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野及び従来技術の説明 本発明は電子利得制御装置、即ち利得を制御電圧により
変化し得るようにした回路装置に関するものである。斯
る回路装置はドイツ国特許第２４０４３８１号明細書に
より既知である。これに開示されている装置においては
２個のコンバータ回路を具え、それらの高インピーダン
ス出力端子をそれぞれ電流分配回路の入力端子に接続す
る。これら電流分配回路は各々２個の出力端子を有しく
それらの出力電流はこの回路の制御入力端子の制御電圧
で制御することができる）、これら回路の出力端子に共
通の抵抗を設け、これにその出力電流を流す。この抵抗
両端間の電圧を増幅器を経て前記２個のコンバータ回路
の入力端子に供給して負帰還をかけ、当該回路装置の入
力信号は一方のコンバータ回路に供給する。

多くの場合、斯る回路装置の制御特性は、出力電圧の振
幅が制御電圧に対し正確に指数関数（以後ｄＢＩＷ形”
）の関係になる。しかし、この既知の回路装置は極めて
小さな特定の増幅範囲に亘ってｄＢ線形制御特性を有す
るのみであると共にその出力にかなり強い偶数高調波を
発生する。この欠点はドイツ国特許出願Ｐ　８０　ｇ　
４１４　Ｌ　０号による回路装置では緩和される。この
回路装置は更に２個の電流分配回路と、更に２個のコン
バータ回路を具え、これら追加のコンバータ回路を経て
これら追加の電流分配回路に供給される信号の位相を他
の２個の電流分配回路に′供給される信号の位相と逆相
にし、それらの出力電圧を互に減算する。しかし、この
回路装置も比較的小さな範囲に亘ってｄＢ線形制御特性
を有するのみである。

米国特許第３７１４４６２号明細書には２個のｐｎｐ型
とｎｐｎ型のトランジスタを具え、これらトランジスタ
の特性を互に一致させると比較的広い範囲に亘って（ｉ
Ｂ線形制御特性を有する電子利得制御回路装置が開示さ
れている。しかし、この回路装置は特性が互に合致した
互に反対導電型トランジスタを使用する必要があるため
、この回路装置は集積回路技術で構成することは容易で
ない。

発明の概要 本発明の目的は、比較的広い範囲に亘ってｄＢ線形制御
特性を有すると共にその特性が一導電型一のトランジス
タのみで決まるようにした電子利得制御装置を提供する
ことにある。

この問題を解決する第１の方法においては、高インピー
ダンス出力端子を有する第１コンバータ回路を具え、そ
の高インピーダンス出力端子を出力電流比が制御入力端
子の制御電圧の指数関数として変化する第１電流分配回
路の信号入力端子に接続し、更に第２電流分配回路を設
け、その制御入力端子を前記第１電流分配回路の制御入
力端子と並列に接続すると共にその信号入力端子を第２
コンバータ回路の高インピーダンス出力端子に接続し、
更に増幅器を設け、その入力電圧は前記２個の電流分配
回路の出力電流であって制御信号により互に反対極性に
変化する２個の出力電流を重畳して形成し、この増幅器
の出力電圧を前記第２コンバータ回路の入力端子に負帰
還が得られるよう供給して成る電子利得制御装置におい
て、前記第１コンバータ回路の入力端子の信号を前記増
幅器の出力信号と無関係にし、装置の入力信号によって
のみ決まるようにしたことを特徴とする。

第２の解決方法においては、各々２個の出力端子を有す
ると共にその出力電流比を制御入力端子の制御電圧の指
数胴数として制御し得る２個の電流分配回路を具える電
子利得制御装置において、互に振幅が等しく位相反対の
信号電流を前記３個の電流分配回路に供給してそれらの
振幅を装置の入力信号に応じて制御して前記２１Ｉの電
流分配回路の各２個の出力端子の一方の出力電流が入力
信号に比例し制御電圧と無関係になるよう制御する電流
制御回路を設けると共に、装置の出力信号を前記２個の
電流分配回路の他方の２個の出力端子の出力電流であっ
て前記制御電圧により同一極性に制御される２個の出力
電流の少くとも一方から取り出すことを特徴とする。

両解決法とも出力電流の比が制御入力端子の制御電圧の
指数関数である電流分配回路を用いる。

このタイプの電流分配回路は既知である。最も簡単な電
流分配回路は２個のエミッタ結合バイポーラトランジス
タから成る。この場合、相互結合エミッタが電流分配回
路の信号入力端子を構成し、２個のコレクタが電流分配
回路の２個の出力端子を構成する。制御電圧は２個のト
ランジスタのペース電極に供給する。原則として（ＩＢ
線形特性は電流分配回路を構成する同一導電型のこれら
トランジスタの特性によってのみ決まる。

第１の解決法を使用すると、電流分配回路の入力信号電
流が一定に維持され、制御回路と無閃係になるが、第２
の解決法を使用すると電流分配回路の一方の枝路の電流
のみが制御電圧と無量に維持され、その結果電流分配回
路の他方の枝路の電流が指数状に増大するため、出力信
号はこの電流から取り出すことができる。

第１の解決法の装置と比べて第２序決法の装置が優れて
いる点は対称設計の場合に偶数高調波を発生しない点に
ある。しかし、第１の解決法の場合にも、第１及び第２
％流分配回路と同様の第８及び第４電流分配回路を設け
、この第８及び第４電流分配回路の制御入力端子も制御
電圧を受信するようにし、前記第１及び第２コンバータ
回路の各々は互に反対位相の出力端子を有するものとし
、第１コンバータ回路の出力端子を第１及び第８電流分
配回路の信号入力端子にそれぞれ接続し、第２コンバー
タ回路の出力端子を第２及び第４電流分配回路の信号入
力端子にそれぞれ接続し、第１及び第８電流分配回路の
出力電□流であって制御電圧により同一極性に制御され
る出力電流を第２及び第４電流分配回路の出力電流であ
って制御電圧により逆極性に制御される出力電流上にそ
れぞれ重畳し、前記増幅器の入力信号を両重畳出カ電流
の差から得るようにすることにより偶数高調波を発生し
ないようにすることができる。

実施例の説明 本発明を図面を参照して実施例について説明する。

第１図は本発明の第１の解決法を用いた実施例を示す。

第１図に示す回路装置は４個の電流分配回路１゜２．３
．４を具え、各分配回路はエミッタを相互接続して成る
同一導電型（ｎｐｎ型が好適）の２個のバイポーラトラ
ンジスタから成る。既知のように、斯るトランジスタ対
のエミッタに供給される電流はこれらトランジスタのペ
ースに供給される制御電圧の指数関数となるように分配
される。

第１及び第２電流分配回路の４個のトランジスタと第８
及び第４電流分配回路の４個のトランジスタはそれぞれ
互に交差結合する。即ち４個のトランジスタの各々が他
の８個のトランジスタと共通の一つの同一電極を有する
ようにする（例えば電流分配回路１及び２の２個の左側
トランジスタのコレクタを共通に接続し、８個の右側ト
ランジスタのコレクタを共通に接続する）。直流制御電
圧ｕｓｔを各電流分配回路のトランジスタ対のペース電
極間に供給する。

第１及び第８電流分配回路１及び８の入力端子、即ちこ
れら電流分配回路のトランジスタ対の相互接続エミッタ
をそれぞれ第１コンバータ回路５（Ｄ互に反対位相の出
力端子に接続する。コンバータ回路５の機能はその入力
端子に供給された入力信号ｕｌを振幅が等しく位相が反
対の２個の信号電流に変換し出力することにある。

この目的のため、コンバータ回路５は２個のｎｐｎ　）
ランジスタ５１　、ｓｇで構成し、両トランジスタのペ
ース間に入力信号ｕ１を供給し、両トランジスタのエミ
ッタ回路内に直流電流源５８及び５４をそれぞれ挿入し
、真上ランジスタのコレクタをコンバータ回路の互に反
対位相の出力端子とする。電流源６３及び５４はエミッ
タ抵抗を有すると共にペースに適当なバイアス電圧Ｕｖ
が供給されるｎｐｎ　）ランジスタのコレクターエミッ
タ静合で形成する。電流源５８及び５４のトランジスタ
５１及び５２と反対側の端子を負電源端子−Ｕｋ−接続
する。トランジスタ！５１及ヒ５２１７）！ミッタ関に
、抵抗、コンデンサ、インダクタ又はこれら素子の組合
わせから成る、或は必要に応じ能動回路素子と組み合わ
せて成る二端子回路網５０を挿入する。この二端子回路
網５ｏを流れる電流はトランジスタ５１及び５２間の入
力電圧ｕ１に比例しｕｉ／ｚｘの値を有する（２工は二
端子回路網５０のインピーダンス）。トランジスタ５１
及び５２の一方のペースは基準電位、例えばアースに傍
続することができる。

第２コンバータ回路６の高インピーダンス反対位相出力
端子は第２及び第４電流分配回路２及び４の入力端子に
それぞれ接続し、この第２コンバータ回路も第１コンバ
ータ回路５と同一の回路構成とする。従って、このコン
バータ回路は２個のトランジスタ６１及び６２を具え、
それらのコレ・フタを電流分配回路２及び４の共通エミ
ッタにそれぞれ接続し、それらのエミッタを電流源６８
及び６４を経て負電源端子−Ｕに接続すると共に二端子
回路網６０を経て相互接続し、トランジスタロ２のペー
スをアースに接続し、トランジスタ６１のペースを演算
増幅器７の出力端子に接続する。この場合、二端子回路
網６０を流れる電流は値ｕＯ／ＺＳ＋を有する。ここで
、ｕｏは演算増幅器７の出力電圧、２．は二端子回路網
６０のインピーダンスである。

コンバータ回路５はその出力端子に互に反対位相の値ｕ
ｉ／７．．の電流を発生し、これら電流が電流分配回路
１及び８により制御電圧ｕａｔに応じて分配される。電
流分配回路１の左側トランジスタと電流分配回路８の右
側トランジスタ（ペースが相互接続され、換言すれば直
流制御電圧ｕｓｔにより同一極性に制御され゛る出力電
流を発生するトランジスタ）のコレクタをそれぞれ等し
い抵抗８及び９に接続し、これら抵抗の他端を圧電、源
端子＋Ｕに接続する。更に、電流分配回路１及び８の抵
抗８及び９に接続した出力端子の出力電流と制御電圧ｕ
　ｓｔの関数として逆極性に変化する出力電流を発生す
る電流分配回路２及び４の出力端子をそれぞれ抵抗８及
び９に接続する。この結果、電流分配回路ｌ及び８は抵
抗８及び９に互に反対位相の等しい交流電流を供給する
。電流分配回路２及び４も同様である。従って、抵抗８
の両端子間の電圧は電流分配回路ｌ及び２の出力電流の
和により決まり、抵抗９の両端子間の電圧は電流分配回
路３及び４の出力電流の和により決まる。

抵抗８及び９の両端子間の電圧は差動増幅器７の２個の
入力端子に、素子７，６１．２及び８と素子？、６２．
４及び９がそれぞれ負帰還ループを形成するような位相
関係で供給する。

斯る回路構成では各抵抗８及び９の両端子間の信号電圧
は略々零になり、利得Ｖ　＝　ｕｏ／　ｕｌは次式を満
足するものとなることを証明することができ但シ、　＞
＞　、、ｃ　、　Ｒ，＋Ｒｅ　　　　（２）０ｚｓ ここで、ｅは自然対数の底、Ｃは制御電圧”Ｂｔと熱電
圧（ｕＴ８２６　ｍＶ　（８００Ｋのとき））の商に相
当する値または電流分配回路の出力電流の商の対数に相
当する値（ｕ８ｔの極性が図示の場合には正値）、Ｒ８
及びＲ３は抵抗８及び９の抵抗値である。

第１図に示す電流分配回路は一般に偶数高調波を発生す
る。しかし、抵抗Ｂ及び９をそれぞれ流れる電流分配回
路１及び８の出力電流と電流分配回路２及び４の出力電
流の高調波は同相であるから、これら高調波は差動増幅
器マの出力において互に相殺される。

抵抗８及び９はｄＢ＠形制御特性を得るために互に等し
くする必要はない。しかし抵抗８及び９・の値が相違す
ればするほど偶数高調波の相殺される程度が小さくなる
。極端な場合には、抵抗９に接続された演算増幅器７の
入力端子を適当な直流電位にして回路の半分、例えば抵
抗９、電流分配回路３及び４、コンバータ回路６及び６
の素子、５２．５４．及び６２．６４を省略することも
できる。しかし、この場合には偶数高調波はもはや互に
相殺されず、出力電圧ｕ０に全部属われる。

コンバータ５の入力端子の電位は負電源端子の電位−Ｕ
より正にする必要があり、例えば零ボルトにすることが
できる。正しい動作を確保するためには制御電圧ｕ６ｔ
が供給される制御入力端子の電位はコンバータ５の入力
端子の電位より、ペース・エミッタバイアスの数倍だけ
正にする必要がある。

第２の解決法を用いた第２図に示す実施例も第１図の電
流分配回路１−４と同一の回路構成の電流分配回路１０
１及び１０２を具える。一方の電流分配回路の一方のト
ランジスタのペースヲ他方ノ電流分配回路の他方のトラ
ンジスタのペースに接続する。制御電圧ｕｓｔを各電流
分配回路を構成する２個のｎｐｎ　）ランジスタのベー
ス間に供給する。電流分配回路１０１及び１０２の入力
端子、即ちこれら電流分配回路を構成するｎｐｎ　）ラ
ンジスタのエミッタを直流電流源１０３及び１０４を経
て負電源端子−Ｕに接続する。電流分配回路１０１及び
１０２のペースを相互接続した２個のトランジスタ、即
ち制御電圧ｕＢｔにより出力電流振幅が同一極性に変化
する３個のトランジスタのコレクタを２個のトランジス
タ１０５及び１０６のエミッタに接続する。トランジス
タ１０１５及び１０６のエミッタ間には二端子回路網１
０７を接続し、入力信号ｕ１をこれらトランジスタのベ
ース間に供給し、それらのコレクタを抵抗１０８及び１
０９を経て正電源端子＋Ｕに接続する。しかし、個々の
トランジスタ１０５及び１０６の代りに低インピーダン
スホロワ出力端子と高インピーダンス出力端子を有する
他の任意の回路、例えばダーリントン回路を用い、電流
分配回路１０１及び１０２の出力端子をダーリントン回
路の出力トランジスタのエミッタ又は前段トランジスタ
のエミッタに接続することができる。

抵抗１０８及び１０９（同一値とするのが好適）の両端
間の電圧を演算増幅器１１０により増幅し、コンバータ
回路１　ｇ　’Ｏの入力端子に供給し、この電圧をこの
電圧に比例する等振幅で反対位相の２個の信号電流に変
換し、これら信号電流を電流分配回路１０１及び１０２
に、負帰還が得られるような位相で供給する。

この回路構成でも抵抗１０８及び１０９の抵抗値と、演
算増幅器１１０の利得と、コンバータ回路１２０の勾配
との積が前記１＋８０と比較して大きい場合には演算増
幅器１１０の２個の入力端子の各々における信号電圧は
略々零になり、即ちコレクタ電流は二端子回路網１０７
を流れる電流に対し無視し得るものになることを証明す
ることができる。しかし、このことはトランジスタ１０
５及び１０６に接続された電流分配回路１０１及び１０
２の出力端子の電流が同一の値を有し、二端子回路網１
０７を流れる電流に対応することを意味し、この電流は
制御電圧ｕｓｔと無関係にｕｖ７．。

で与えられる（Ｚ、は二端子回路網１０７のインピーダ
ンス）。

これがため、２個の電流分配回路１０１及び１０２は、
トランジスタ１０５及び１０６に接続されたそれらの出
力端子の信号電流が入力電圧ｕ１に比例し制御電圧”ｓ
ｔと無関係になるよう制御する制御ループ即ち負帰還ル
ープに含まれる。これは、負帰還ループの高い利得によ
って抵抗１０８１０９を流れる電流が抵抗１０７を流れ
る電流に対し無視し得るようになるためである。偏差が
ある場合には電流コンバータ１２０により供給される交
流電流が、信号電流又は抵抗１０８及び１Ｇ９の両端間
の信号電圧が再び無視し得る値となろうう変化する。

既知のように、斯る電流分配回路の２個の出力端子の電
流の比は制御電圧の指数例数であるため、電流分配回路
１０１及び１０！１の抵抗１０５及び１０６に接続され
てない出力端子の電流は抵抗１０７を流れる電流の係数
ｅ　倍小さい又は大きいものとなる（Ｏは制御電圧ｕｓ
ｔの極性に応じて正又は負の値を有する）。これがため
、入力信号電圧ｕ１に分配されてこれら出力端子の一方
に接続された抵抗の両端間に発生する信号電圧降下はす
でに制御電圧ｕｓｔの指数関数であるが、斯る出力電圧
は比較的高いインピーダンスの両端間に得られ、第２高
調波は除かれていない。しかし、両出力端子の出力電流
又はこれに比例する信号を互に減算すれば、偶数高調波
の相殺が得られる。その理由は両出力電流中の前記高調
波は同相であるが、両出力電流中の実際の信号成分は逆
相であるためである。

この目的のために、電流分配回路１０１及び１０２のト
ランジスタ１０５及び１０６に接続してない出力端子を
第２インピーダンスｔｘｔを経テ相互棲続する。このイ
ンピーダンス両端間の電圧を出力電圧とみなせる場合に
は、前記の利得式（１）が成立する（但し、ｚ２は二端
子回路網１１１のインピーダンスとする）。しかし、こ
のままでは出力抵抗がかなり大とくなるので、二端子回
路網１１１を２個＋７）　ｎｐｎ　）ランジスタ１．１
２及び１１８のエミッタ間に接続し、これらトランジス
タを抵抗１１４及び１１５を経て正電源端子＋Ｕに接続
する。両トランジスタの一方（１１２１）のベースは基
準電位点、例えばアースに接続し他方のトランジスタ（
１１２）のペースは抵抗１１４及び１１５の両端間の電
圧降下の差を増幅する演算増幅器１１６の出力端子に接
続して負帰還が得られるようにする。この演算増幅器の
出力電圧Ｕ。は二端−Ｔ−回路網１１１の両端間の電圧
に対応するものとなり、この場合にはこの出力電圧が低
インピーダンス電圧端子に得られることになると共にア
ースに対し非対称になる。

電流矢印で示す入力信号の一方の半サイクルの間は、ト
ランジスタ１０５及び電流分配回路１０１のトランジス
タはトランジスタ１０６及び電流分配回路１０２のトラ
ンジスタより一層導通する。

他方の半サイクルの間は状態は逆になる。この結果プッ
シュプル動作となり、既知の孟うに偶数高調波は生じな
い。

既に述べたように、第１及び第ｚｌｉ！Ｉに示す２個の
回路装置は共に本明細書の前文に述べた原理を利用し、
利得が制御□電圧”ａｔ及びインピーダンス２□及びｚ
２により正確に同一に決まる（（１）式参照）という同
一の効果を生ずるものである。これがた、め、両回路装
置は同一の目的に使用することかできる。第１及び第２
インピーダンス５０．１０７及び６０．ＩＬＬが実数で
ある場合、又はそれらの位相角が周波数の関数として等
しく変化するものである場合には、斯る回路装置は電子
利得制御に使用して広い周波数帯域に亘って利得を制御
することができ、またオーディオ増幅器の音量制御回路
として使用することができる。この場合、利得は２工及
び２．を適当に選択することにより決定することができ
る。

斯る回路装置はＲＦ受信機の自動利得制御にも好適であ
る。

しかし、一方又は両方のインピーダンスを同波数依存イ
ンピーダンスとする場合には、周波数応答を制御電圧ｕ
ｓｔに応じて制御することができ、即ち周波数依存利得
制御を可能にすることができ、この回路装置は電圧制御
遮断周波数を有するフィルタとして、或はオーディオ増
幅器の音質制御回路として使用することができる。第１
の二端子回路網５０又は１０７を抵抗とし、第２の二端
子回路網６０又は１１１をコンデンサ又は容量性インピ
ー　ダンスとする場合には、電気的に制御し得る時定数
を有する積分器を得ることができ、これは例えば制御工
学に使用することができる。

両回路装置の何れにおいても大刀接続を入れ換えること
により出力信号を１８００移相させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の＃＋１の解決法を用いた一実施例の回
路図、 第２図は本発明の第２の解決法を用いた一実施例の回路
図である。 １．２，８．４・・・第１．第２．第８．第４電流分配
回路５（５１，５２）・・・第１コンバータ回路６（６
１，６２）・・・第２コンバータ回路７・・・増幅器　
　　　　　８　、９　・・・負荷抵抗５０．６０・・・
第１．第２の二端子回路、網５ｇ、５４，６８．６４・
・・定電流源１０１．１０２・・・第１．第２電流分配
回路１０３１１０４・・・定電流源 １０５．１０６・・・入力コンバータ １０７・・・第１の二端子回路網 １０８．１０９・・・負荷抵抗　１１０・・・増幅器１
１１・・・第２の二端子回路網 １１２〜１１６・・・出力回路　１１０・・・電流コン
バータｕｉ・・・入力信号　　　　　ｕｓｔ・・・利得
制御電圧ｕｏ・・・出力信号

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｌ　高インピーダンス出力端子を有する第１コンバータ
   回路を具え、その高インピーダンス出力端子を出力電流
   比が制御入力端子の制御電圧の指数関数として変化する
   第１電流分配回路の信号入力端子に接続し、更に第２電
   流分配回路を設け、その制御入力端子を前記第１電流分
   配回路の制御入力端子と並列に接続・、・すると共にそ
   の信号入力ｍ子を第２コンバータ回路の高インピーダン
   ス出力端子に接続し、更に増幅器を設け、その入力電圧
   は前記２個の電流分配回路の出力電流であって制御信号
   により互に反対極性に変化する２個の出力電ｊ流を重畳
   して形成し、この増幅器の出力電圧を前記第２コンバー
   タ回路の入力端子に負帰還が得られるよう供給して成る
   電子利得制御装置において、前記第１コンバータ回路の
   入力端子の信号を前記増幅器の出力信号（ｕｏ）と無関
   係にし、装置の入力信号（ｕｉ）によってのみ決まるよ
   うにしたことを特徴とする電子利得制御装置。 ｉ　特許請求の範囲第１項記載の装置において、第１及
   び第２１１Ｉ流分配回路と同様の第３及び第４電流分配
   回路を具え、この第８及び第４電流分配回路の制御入力
   端子も制御電圧を受信するようにし、前記第１及び第２
   コンバータ回路の各々は互に反対位相の出力端子を有す
   るものとし、第１コンバータ回路の出力端子を第１及び
   第８を流分配回路の信号入力端子にそれぞれ接続し、第
   ２コンバータ回路の出力端子を第２及び第４電流分配回
   路の信号入力端子にそれぞれ接続し、第１及び第８電流
   分配回路の出力電麺であって制御電圧により同一極性に
   制御される出力電流を第２及び第４電流分配回路の出力
   電流であって制御電圧により逆極性に制御される出力電
   流上にそれぞれ重畳し、前記増幅器の入力信号を両重畳
   出力電流の差から得るようにしたことを特徴とする電子
   利得制御装置。 ＆　特許請求の範囲第２項記載の装置において一前記第
   １及び第２コンバータは各々２個のトランジスタを具え
   、第１及び第２コンバータの２個のトランジスタのエミ
   ッタ間に第１及び第２の二端子回路網をそれぞれ配置す
   ると共にこれらエミッタ線路内に定電流源を配置し、各
   コンバータ回路の入力信号はそれぞれの２個のトランジ
   スタのペース電極に供給し、出力信号はそれぞれの２個
   のトランジスタのコレクタから取り出すようにしたこと
   を特徴とする電子利得制御装置。 ４　特許請求の範囲第８項記載の装置において、前記第
   １及び／又は第２の二端子回路網は局波数依存インピー
   ダンスとしたことを特徴とする電子利得制御装置。 五　特許請求の範囲第８項記載の装置において、前記の
   二端子回路網は容量性インピーダンスとしたことを特徴
   とする電子利得制御装置。 ａ　各々２個の出力端子を有すると共にその出力電流比
   を制御入力端子の制御電圧の指数関数として制御し得る
   ２個の電流分配回路を具える電子利得制御装置において
   、互に振幅が等しく位相が反対の信号電流を前記２個の
   電流分配回路に供給してそれらの振幅を装置の入力信号
   に応じて制御して前記２個の電流分配回路の各２個の出
   力端子の一方の出力電流が入力信号に比例し制御電圧と
   無関係になるよう制御する電流制御回路を設けると共に
   、装置の出力信号を前記２個の電流分配回路の他方の２
   個の出力端子の出力電流であって前記制御電圧により同
   一極性に制御される２個の出力電流の少くとも一方から
   取り出すことを特徴とする電子利得制御装置。 Ｉ　特許請求の範囲第６項記載の装置において、前記電
   流制御回路は入力コンバータと、該コンバータの出力端
   子に接続された増幅器（１１０）と、該増幅器の出力信
   号を互に反対位相の２つの等しい電流に一換して前記２
   個の電流分配回路の入力端子にそれぞれ供給する電流コ
   ンバータとを具え、前記入力コンバータは２個の対称配
   置のトランジスタを具え、これらトランジスタのエミッ
   タ間に第１の二端子回路網を配置すると共にこれらエミ
   ッタを前記２個の電流分配回路の出力端子にそれぞれ結
   合し、これらトランジスタのペースに装置の入力信号を
   供給すると共にこれらトランジスタのコレクタ電流から
   前記増幅器の入力信号を取り出゛すようにしたことを特
   徴とする電子利得制御装置。 ＆　特許請求の範囲第７項記載の装置において、１゜装
   置の出力信号は前記２個の電流分配回路の前記入力コン
   バータに接続してない２個の出力端子の電流の差から形
   成するようにしたことを特徴とする電子利得制御装置。 ９、　特許請求の範囲第８項記載の装置において鴨前記
   出力電圧を、前記２個の電流分配回路の前記入力コンバ
   ータに接続してない２個の出力端子間に配置した第８の
   二端子回路網（１１１）に供給するようにしたことを特
   徴とする電子利得制御装置。 １α　特許請求の範囲第９項記載の装置において、前記
   第１及び／又は第２の二端子回路網は同波数依存インピ
   ーダンスとしたことを特徴とする電子利得制御装置。 １１　　特許請求の範囲第９項記載の装置において、前
   記第２の二端子回路網は容量性インピーダンスとしたこ
   とを特徴とする電子利得制御装置０