JPH03148903A - 電子利得制御装置 - Google Patents
電子利得制御装置Info
- Publication number
- JPH03148903A JPH03148903A JP2211736A JP21173690A JPH03148903A JP H03148903 A JPH03148903 A JP H03148903A JP 2211736 A JP2211736 A JP 2211736A JP 21173690 A JP21173690 A JP 21173690A JP H03148903 A JPH03148903 A JP H03148903A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- output
- voltage
- control
- current distribution
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000003908 quality control method Methods 0.000 description 1
- 238000012216 screening Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野及び従来技術の説明
本発明は電子利得制御装置、即ち利得を制御電圧により
変化し得るようにした回路装置に関するものである。斯
る回路装置はドイツ国特許第２４０４３３１号明細書に
より既知である。これに開示されている装置においては
２個のコンバータ回路を具え、それらの高インピーダン
ス出力端子をそれぞれ電流分配回路の入力端子に接続す
る。これら電流分配回路は各々２個の出力端子を有しく
それらの出力電流はこの回路の制御入力端子の制御電圧
でＭ７ｍｌすることができる）、これら回路の出力端子
に共通の抵抗を設け、これにその出力電流を流す。この
抵抗両端間の電圧を増幅器を経て前記２個のコンバータ
回路の入力端子に供給して負帰還をかけ、当該回路装置
の入力信号は一方のコンバータ回路に供給する。
変化し得るようにした回路装置に関するものである。斯
る回路装置はドイツ国特許第２４０４３３１号明細書に
より既知である。これに開示されている装置においては
２個のコンバータ回路を具え、それらの高インピーダン
ス出力端子をそれぞれ電流分配回路の入力端子に接続す
る。これら電流分配回路は各々２個の出力端子を有しく
それらの出力電流はこの回路の制御入力端子の制御電圧
でＭ７ｍｌすることができる）、これら回路の出力端子
に共通の抵抗を設け、これにその出力電流を流す。この
抵抗両端間の電圧を増幅器を経て前記２個のコンバータ
回路の入力端子に供給して負帰還をかけ、当該回路装置
の入力信号は一方のコンバータ回路に供給する。
多くの場合、斯る回路装置の制御特性は、出力電圧の振
幅が制御電圧に対し正確に指数関数（以後ｄＢ線形”）
の関係になる。しかし、この既知の回路装置は極めて小
さな特定の増幅範囲に亘ってｄＢ線形制御特性を有する
のみであると共にその出力にかなり強い偶数高調波を発
生する。この欠点はドイツ国特許出願Ｐ３０２４１４２
．０号による回路装置では緩和される。この回路装置は
更に２個の電流分配回路と、更に２個のコンバータ回路
を具え、これら追加のコンバータ回路を経てこれら追加
の電流分配回路に供給される信号の位相を他の２個の電
流分配回路に供給される信号の位相と逆相にし、それら
の出力電圧を互に減算する。しかし、この回路装置も比
較的小さな範囲に亘ってｄＢ線形制御特性を有するのみ
である。
幅が制御電圧に対し正確に指数関数（以後ｄＢ線形”）
の関係になる。しかし、この既知の回路装置は極めて小
さな特定の増幅範囲に亘ってｄＢ線形制御特性を有する
のみであると共にその出力にかなり強い偶数高調波を発
生する。この欠点はドイツ国特許出願Ｐ３０２４１４２
．０号による回路装置では緩和される。この回路装置は
更に２個の電流分配回路と、更に２個のコンバータ回路
を具え、これら追加のコンバータ回路を経てこれら追加
の電流分配回路に供給される信号の位相を他の２個の電
流分配回路に供給される信号の位相と逆相にし、それら
の出力電圧を互に減算する。しかし、この回路装置も比
較的小さな範囲に亘ってｄＢ線形制御特性を有するのみ
である。
米国特許第３７１４４６２号明細書には２個のｐｎｐ型
とｎｐｎ型のトランジスタを具え、これらトランジスタ
の特性を互に一致させると比較的広い範囲に亘ってｄＢ
線形Ｍ御特性を有する電子利得制御回路装置が開示され
ている。しかし、この回路装置は特性が互に合致した互
に反対導電型トランジスタを使用する必要があるため、
この回路装置は集積回路技術で構成することは容易でな
い。
とｎｐｎ型のトランジスタを具え、これらトランジスタ
の特性を互に一致させると比較的広い範囲に亘ってｄＢ
線形Ｍ御特性を有する電子利得制御回路装置が開示され
ている。しかし、この回路装置は特性が互に合致した互
に反対導電型トランジスタを使用する必要があるため、
この回路装置は集積回路技術で構成することは容易でな
い。
発明の概要
本発明の目的は、比較的広い範囲に亘ってｄＢ線形制御
特性を有すると共にその特性が一導電型のトランジスタ
のみで決まるようにした電子利得制御装置を提供するこ
とにある。
特性を有すると共にその特性が一導電型のトランジスタ
のみで決まるようにした電子利得制御装置を提供するこ
とにある。
本発明においては、各々第１及び第２出力端子を有する
と共にその出力電流比を制御入力端子の制御電圧の指数
関数として制御し得る２個の電流分配回路を具える電子
利得制御装置において、互に振幅が等しく位相が反対の
信号電流を前記２個の電流分配回路に供給すると共にそ
れらの振幅が装置の入力信号に応じて制御して前記２個
の電流分配回路の各々の第１出力端子の出力電流が入力
信号に比例し制御電圧と無関係になるようにする電流制
御回路を設けると共に、装置の主津力信号を前記２個の
電流分配回路の第２出力端子の出力電流であって前記制
御電圧により同一極性に制御される２個の出力電流の少
くとも一方から取り出す手段を設けたことを特徴とする
特 未発明では出力電流の比が制御入力端子の制御電圧の指
数関数である電流分配回路を用いる。このタイプの電流
分配回路は既知である。最も簡単な電流分配回路は２個
のエミッタ結合バイポーラトランジスタから成る。この
場合、相互結合エミッタが電流分配回路の信号入力端子
を構成し、２個のコレクタが電流分配回路の２個の出力
端子を構成する。制御電圧は２個のトランジスタのベー
ス電極に供給する。原則としてｄＢ線形特性は電流分配
回路を構成する同一導電型のこれらトランジスタの特性
によってのみ決まる。
と共にその出力電流比を制御入力端子の制御電圧の指数
関数として制御し得る２個の電流分配回路を具える電子
利得制御装置において、互に振幅が等しく位相が反対の
信号電流を前記２個の電流分配回路に供給すると共にそ
れらの振幅が装置の入力信号に応じて制御して前記２個
の電流分配回路の各々の第１出力端子の出力電流が入力
信号に比例し制御電圧と無関係になるようにする電流制
御回路を設けると共に、装置の主津力信号を前記２個の
電流分配回路の第２出力端子の出力電流であって前記制
御電圧により同一極性に制御される２個の出力電流の少
くとも一方から取り出す手段を設けたことを特徴とする
特 未発明では出力電流の比が制御入力端子の制御電圧の指
数関数である電流分配回路を用いる。このタイプの電流
分配回路は既知である。最も簡単な電流分配回路は２個
のエミッタ結合バイポーラトランジスタから成る。この
場合、相互結合エミッタが電流分配回路の信号入力端子
を構成し、２個のコレクタが電流分配回路の２個の出力
端子を構成する。制御電圧は２個のトランジスタのベー
ス電極に供給する。原則としてｄＢ線形特性は電流分配
回路を構成する同一導電型のこれらトランジスタの特性
によってのみ決まる。
本発明の構成によれば、電流分配回路の一方の枝路の電
流のみが制御電圧と無量に維持され、その結果電流分配
回路の他方の枝路の電流が指数状に増大するため、出力
信号はこの電流から取り出すことができる。
流のみが制御電圧と無量に維持され、その結果電流分配
回路の他方の枝路の電流が指数状に増大するため、出力
信号はこの電流から取り出すことができる。
本発明回路装置の優れている点は対称設計の場合に偶数
高調波を発生しない点にある。
高調波を発生しない点にある。
実施例の説明
本発明を図面を参照して実施例について説明する。
第１図は本発明の実施例を示す。
第１図に示す電子利得制御回路装置は電流分配回路ｌｏ
ｔ及び１０２を具える。一方の電流分配回路の一方のト
ランジスタのベースを他方の電流分配回路の他方のトラ
ンジスタのベースに接続する。
ｔ及び１０２を具える。一方の電流分配回路の一方のト
ランジスタのベースを他方の電流分配回路の他方のトラ
ンジスタのベースに接続する。
制御電圧Ｕ□を各電流分配回路を構成する２個のｎｐｎ
）ランジスタのベース間に供給する。電流分配回路１
０１及び１０２の入力端子、即ちこれら電流分配回路を
構成するｎｐｎ ）ランジスタのエミッタを直流電流源
１０３及び１０４を経て負電源端子−Ｕに接続する。電
流分配回路１０１及び１０２のベースを相互接続した２
個のトランジスタ、即ち制御電圧Ｕ Ｍ ｌにより出力
電流振幅が同一極性に変化する２個のトランジスタのコ
レクタを２個のトランジスタ１０５及び１０６のエミッ
タに接続する。トランジスタ１０５及び１０６のエミッ
タ間には二端子回路網１０７を接続し、入力信号Ｕ、を
これらトランジスタのベース間に供給し、それらのコレ
クタを抵抗１０８及び１０９を経て正電源端子＋Ｕに接
続する。
）ランジスタのベース間に供給する。電流分配回路１
０１及び１０２の入力端子、即ちこれら電流分配回路を
構成するｎｐｎ ）ランジスタのエミッタを直流電流源
１０３及び１０４を経て負電源端子−Ｕに接続する。電
流分配回路１０１及び１０２のベースを相互接続した２
個のトランジスタ、即ち制御電圧Ｕ Ｍ ｌにより出力
電流振幅が同一極性に変化する２個のトランジスタのコ
レクタを２個のトランジスタ１０５及び１０６のエミッ
タに接続する。トランジスタ１０５及び１０６のエミッ
タ間には二端子回路網１０７を接続し、入力信号Ｕ、を
これらトランジスタのベース間に供給し、それらのコレ
クタを抵抗１０８及び１０９を経て正電源端子＋Ｕに接
続する。
しかし、個々のトランジスタ１０５及び１０６の代りに
低インピーダンスホロワ出力端子と高インピーダンス出
力端子を有する他の任意の回路、例えばダーリントン回
路を用い、電流分配回路１０１及び１０２の出力端子を
ダーリントン回路の出力トランジスタのエミッタ又は前
段トランジスタのエミッタに接続することができる。
低インピーダンスホロワ出力端子と高インピーダンス出
力端子を有する他の任意の回路、例えばダーリントン回
路を用い、電流分配回路１０１及び１０２の出力端子を
ダーリントン回路の出力トランジスタのエミッタ又は前
段トランジスタのエミッタに接続することができる。
抵抗１０８及び１０９（同一値とするのが好適）の両端
間の電圧を演算増幅器１１０により増幅し、コンバータ
回路１２０の入力端子に供給し、この電圧をこの電圧に
比例する等振幅で反対位相の２個の信号電流に変換し、
これら信号電流を電流分配回路１０１及び１０２に、負
帰還が得られるような位相で供給する。従って、これら
素子１０５〜１１０及び１２０は、互に振幅が等しく位
相が反対の信号電流を２個の電流分配回路１０１及び１
０２に供給すると共にそれらの振幅を入力信号ｕ１に応
じて制御して２個の電流分配回路１０１及び１０２の各
２個の出力端子の一方の出力端子の出力電流か入力信号
Ｕ。
間の電圧を演算増幅器１１０により増幅し、コンバータ
回路１２０の入力端子に供給し、この電圧をこの電圧に
比例する等振幅で反対位相の２個の信号電流に変換し、
これら信号電流を電流分配回路１０１及び１０２に、負
帰還が得られるような位相で供給する。従って、これら
素子１０５〜１１０及び１２０は、互に振幅が等しく位
相が反対の信号電流を２個の電流分配回路１０１及び１
０２に供給すると共にそれらの振幅を入力信号ｕ１に応
じて制御して２個の電流分配回路１０１及び１０２の各
２個の出力端子の一方の出力端子の出力電流か入力信号
Ｕ。
に比例し、制御電圧Ｕ ｍ １に無関係にする電流制御
回路を構成する。
回路を構成する。
二の回路構成では抵抗１０８及び１０９の抵抗値と、演
算増幅器１１０の利得と、コンバータ回路１２０の勾配
との積り用土ｅｃと比較して大きい場合には演算増幅器
ｌｌＯの２個の入力端子の各々における信号電圧は略々
零になり、即ちコレクタ電流は二端子回路網１０７を流
れる電流に対し無視し得るものになることを証明するこ
とかできる。ここで、ｅは自然対数の底、Ｃは制御電圧
Ｕ ｌ ｌと熱電圧（Ｕ、 ”５２６ｍＶ （３００に
のとき））の商に相当する値である。しかし、このこと
はトランジスタ１０５及び１０６に接続された電流分配
回路１０１及び１０２の出力端子の電流は同一の値を有
し、二端子回路網１０７を流れる電流に対応することを
意味し、この電流は制御電圧ｕｇ＋と無関係にｕ＋／Ｚ
＋で与えられる（Ｚ、は二端子回路網１０７のインピー
ダンス）。
算増幅器１１０の利得と、コンバータ回路１２０の勾配
との積り用土ｅｃと比較して大きい場合には演算増幅器
ｌｌＯの２個の入力端子の各々における信号電圧は略々
零になり、即ちコレクタ電流は二端子回路網１０７を流
れる電流に対し無視し得るものになることを証明するこ
とかできる。ここで、ｅは自然対数の底、Ｃは制御電圧
Ｕ ｌ ｌと熱電圧（Ｕ、 ”５２６ｍＶ （３００に
のとき））の商に相当する値である。しかし、このこと
はトランジスタ１０５及び１０６に接続された電流分配
回路１０１及び１０２の出力端子の電流は同一の値を有
し、二端子回路網１０７を流れる電流に対応することを
意味し、この電流は制御電圧ｕｇ＋と無関係にｕ＋／Ｚ
＋で与えられる（Ｚ、は二端子回路網１０７のインピー
ダンス）。
これかため、２個の電流分配回路１０１及び１０２は電
流制御ループ内において負帰還制御されてトランジスタ
１０５及び１０６に接続されたそれらの出力端子の信号
電流か入力電圧ｕｌに比例し制御電圧ＩＩと紐間係にな
るようにする。これは、負帰還ループの高い利得によっ
て抵抗１０８．１０９ を流れる電流か抵抗１０７を
流れる電流に対し無視し得るようになるためである。偏
差かある場合には電流コンバータ１２０により供給され
る交流電流か、信号電流又は抵抗１０８及び１０９の両
端間の信号電圧か再び無視し得る値となるよう変化する
。
流制御ループ内において負帰還制御されてトランジスタ
１０５及び１０６に接続されたそれらの出力端子の信号
電流か入力電圧ｕｌに比例し制御電圧ＩＩと紐間係にな
るようにする。これは、負帰還ループの高い利得によっ
て抵抗１０８．１０９ を流れる電流か抵抗１０７を
流れる電流に対し無視し得るようになるためである。偏
差かある場合には電流コンバータ１２０により供給され
る交流電流か、信号電流又は抵抗１０８及び１０９の両
端間の信号電圧か再び無視し得る値となるよう変化する
。
既知のように、断る電流分配回路の２個の出力端子の電
流の比は制御電圧の指数関数であるため、電流分配回路
１０１及び１０２のトランジスタ１０５及び１０６に接
続されてない出力端子の電流は抵抗１０７を流れる電流
の係、２Ｚｅ倍小さい又は大きいものとなる（Ｃは制御
電圧ｕ８、の極性に応じて正又は負の値を有する）。こ
れかため、これら出力端子の一方に接続された抵抗の両
端間に発生する信号電圧降■はすてに制御電圧ｕ １１
の指数関数であるか、斯る出力電圧は比較的高いインピ
ーダンスの両端間に得られ、第２高調波は除かれていな
い。
流の比は制御電圧の指数関数であるため、電流分配回路
１０１及び１０２のトランジスタ１０５及び１０６に接
続されてない出力端子の電流は抵抗１０７を流れる電流
の係、２Ｚｅ倍小さい又は大きいものとなる（Ｃは制御
電圧ｕ８、の極性に応じて正又は負の値を有する）。こ
れかため、これら出力端子の一方に接続された抵抗の両
端間に発生する信号電圧降■はすてに制御電圧ｕ １１
の指数関数であるか、斯る出力電圧は比較的高いインピ
ーダンスの両端間に得られ、第２高調波は除かれていな
い。
しかし、両出力端子の出力電流又はこれに比例する信号
を互に減算すれば、偶数高調波の相殺か得られる。その
理由は両出力電流中の前記高調波は同相であるか、両出
力電流中の実際の信号成分は逆相であるためである。
を互に減算すれば、偶数高調波の相殺か得られる。その
理由は両出力電流中の前記高調波は同相であるか、両出
力電流中の実際の信号成分は逆相であるためである。
この目的のために、電流分配回路ｌｏｔ及び１０２のト
ランジスタ１０５及び１０６に接続してない出力端子を
第２インピーダンス１１１を経て相互接続する。このイ
ンピーダンス両端間の電圧を出力電圧とみなすと、利得
Ｖ ＝ ｔＪ、ハフ１は回路網１１１のインピーダンス
とする）。しかし、このままでは出力抵抗かかなり大き
くなるので、二端子回路網１１１を２個のｎｐｎ Ｉ−
ランラスタ１１２及び１１３のエミンタ間に接続し、こ
れらトランジスタを抵抗１１４及び＋１５を経て正電源
端子＋Ｕに接続する。両トランジスタの一方（１１３）
のベースは基準電位点、例えばアースに接続し他方のト
ランジスタ（１１２）のヘースは抵抗１１４及び１１５
の両端間の電圧降下の差を増幅する演算増幅器１１６の
出力端子に接続して負帰還か得られるようにする。
ランジスタ１０５及び１０６に接続してない出力端子を
第２インピーダンス１１１を経て相互接続する。このイ
ンピーダンス両端間の電圧を出力電圧とみなすと、利得
Ｖ ＝ ｔＪ、ハフ１は回路網１１１のインピーダンス
とする）。しかし、このままでは出力抵抗かかなり大き
くなるので、二端子回路網１１１を２個のｎｐｎ Ｉ−
ランラスタ１１２及び１１３のエミンタ間に接続し、こ
れらトランジスタを抵抗１１４及び＋１５を経て正電源
端子＋Ｕに接続する。両トランジスタの一方（１１３）
のベースは基準電位点、例えばアースに接続し他方のト
ランジスタ（１１２）のヘースは抵抗１１４及び１１５
の両端間の電圧降下の差を増幅する演算増幅器１１６の
出力端子に接続して負帰還か得られるようにする。
この演算増幅器の出力電圧Ｕ、は二端子回路網１１１の
両端間の電圧に対応するものとなり、この場合にはこの
出力電圧か１氏インピーダンス電圧端子に辱られること
になると共にアースに対し非対称になる。
両端間の電圧に対応するものとなり、この場合にはこの
出力電圧か１氏インピーダンス電圧端子に辱られること
になると共にアースに対し非対称になる。
電流矢印で示す入力信号の一方の半サイクルの間は、ト
ランジスタ１０５及び電流分配回路１０１のトランジス
タはトランジスタ１０６及び電流分配回路１０２の１−
ランシスタより一層導通ずる。他方の半サイクルの間は
状態は逆になる。この結果プッシュプル動作となり、既
知のように偶数高調波は生じない。
ランジスタ１０５及び電流分配回路１０１のトランジス
タはトランジスタ１０６及び電流分配回路１０２の１−
ランシスタより一層導通ずる。他方の半サイクルの間は
状態は逆になる。この結果プッシュプル動作となり、既
知のように偶数高調波は生じない。
第１及び第２インピーダンス１０７及び１１１か実数で
ある場合、又はそれらの位相角か周波数の関数として等
し′、変化するものである場合には、断る回路装置Ｎは
電子利得制圃に使用して広い周波数帯域に亘って利得を
制御することかでき、またオーディオ増幅器の音量制御
回路として使用する二とかできる。この場合、利得はＺ
及びＺ２を適当に選択することにより決定することかで
きる。
ある場合、又はそれらの位相角か周波数の関数として等
し′、変化するものである場合には、断る回路装置Ｎは
電子利得制圃に使用して広い周波数帯域に亘って利得を
制御することかでき、またオーディオ増幅器の音量制御
回路として使用する二とかできる。この場合、利得はＺ
及びＺ２を適当に選択することにより決定することかで
きる。
斯る回路装置はＲＦ受信機の；１動利得制部にも好適で
ある。
ある。
しかし、一方又は両方のインピーダンスを周波数依存イ
ンピーダンスとする場合には、周波数応答を制御電圧Ｕ
Ｓ ＋に応じて制御する二とかでき、即ち周波数依存
利得制画を可能にすることかでき、この回路装置は電圧
制画遮蔽周波数を有するフィルタとして、或はオーディ
オ増幅器の音質制御回路として使用することかできろ。
ンピーダンスとする場合には、周波数応答を制御電圧Ｕ
Ｓ ＋に応じて制御する二とかでき、即ち周波数依存
利得制画を可能にすることかでき、この回路装置は電圧
制画遮蔽周波数を有するフィルタとして、或はオーディ
オ増幅器の音質制御回路として使用することかできろ。
第１の二端子回路網１０７を抵抗とし、第２の二端子回
路網＋１１をコンデンサ又は容量性インピーダンスとす
る場合には、電気的に制御し得る時定数を有するｆｎ分
器を得ることかでき、これは例えば制圓工学に使用する
ことかできる。
路網＋１１をコンデンサ又は容量性インピーダンスとす
る場合には、電気的に制御し得る時定数を有するｆｎ分
器を得ることかでき、これは例えば制圓工学に使用する
ことかできる。
何れの場合にも入力接続を入れ換える二とにより出力信
号を１８０°移相させることかできろ。
号を１８０°移相させることかできろ。
第１図は本発明電子利得制御回路装置の一実施例の回路
図である。 １０１、１０２−−・第１．第２電流分配回路１０３、
１０４・一定電流源 １０５、１０６・−・入力コンバータ １０７・−・第１の二端子回路網 １０８、１０９・・−負荷抵抗 １１０−−・増幅器 ｎｔ −−・第２の二端子回路網 １１２〜１１ロー・・出力回路 １２０・・・電流コンバータ ０、・・・入力信号 ｕ、１−利得制御電圧 ｕｏ−・・出力信号 ＋Ｕ
図である。 １０１、１０２−−・第１．第２電流分配回路１０３、
１０４・一定電流源 １０５、１０６・−・入力コンバータ １０７・−・第１の二端子回路網 １０８、１０９・・−負荷抵抗 １１０−−・増幅器 ｎｔ −−・第２の二端子回路網 １１２〜１１ロー・・出力回路 １２０・・・電流コンバータ ０、・・・入力信号 ｕ、１−利得制御電圧 ｕｏ−・・出力信号 ＋Ｕ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、各々第１及び第２の出力端子を有すると共にその出
力電流比を制御入力端子の制御電圧の指数関数として制
御し得る２個の電流分配回路を具える電子利得制御装置
において、互に振幅が等しく位相が反対の信号電流を前
記２個の電流分配回路に供給すると共にそれらの振幅を
装置の入力信号に応じて制御して前記２個の電流分配回
路の各々の第１出力端子の出力電流が入力信号に比例し
制御電圧と無関係になるようにする電流制御回路を設け
ると共に、前記２個の電流分配回路の第２出力端子の出
力電流であって前記制御電圧により同一極性に制御され
る２個の出力電流の少くとも一方から当該装置の出力信
号を取り出す手段を設けたことを特徴とする電子利得制
御装置。 ２、特許請求の範囲第１項記載の装置において、前記電
流制御回路は入力コンバータと、該コンバータの出力端
子に接続された増幅器と、該増幅器の出力信号を互に反
対位相の２つの等しい電流に変換して前記２個の電流分
配回路の入力端子にそれぞれ供給する電流コンバータと
を具え、前記入力コンバータは２個の対称配置のトラン
ジスタを具え、これらトランジスタのエミッタ間に第１
の二端子回路網を配置すると共にこれらエミッタを前記
２個の電流分配回路の第１出力端子にそれぞれ結合し、
これらトランジスタのベースに装置の入力信号を供給す
ると共にこれらトランジスタのコレクタ電流から前記増
幅器の入力信号を取り出すようにしたことを特徴とする
電子利得制御装置。 ３、特許請求の範囲第２項記載の装置において、装置の
出力信号は前記２個の電流分配回路の前記入力コンバー
タに接続してない第２出力端子の電流の差から形成する
ようにしたことを特徴とする電子利得制御装置。 ４．特許請求の範囲第３項記載の装置において、前記出
力電圧を、前記２個の電流分配回路の前記入力コンバー
タに接続してない第２出力端子間に配置した第２の二端
子回路網（１１１）に供給するようにしたことを特徴と
する電子利得制御装置。 ５、特許請求の範囲第４項記載の装置において、前記第
１及び／又は第２の二端子回路網は周波数依存インピー
ダンスとしたことを特徴とする電子利得制御装置。 ６、特許請求の範囲第４項記載の装置において、前記第
２の二端子回路網は容量性インピーダンスとしたことを
特徴とする電子利得制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3204217.5 | 1982-02-08 | ||
| DE19823204217 DE3204217A1 (de) | 1982-02-08 | 1982-02-08 | Schaltung zur elektronischen verstaerkungsstellung |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58018261A Division JPS58146116A (ja) | 1982-02-08 | 1983-02-08 | 電子利得制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03148903A true JPH03148903A (ja) | 1991-06-25 |
| JPH053166B2 JPH053166B2 (ja) | 1993-01-14 |
Family
ID=6155055
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58018261A Granted JPS58146116A (ja) | 1982-02-08 | 1983-02-08 | 電子利得制御装置 |
| JP2211736A Granted JPH03148903A (ja) | 1982-02-08 | 1990-08-13 | 電子利得制御装置 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58018261A Granted JPS58146116A (ja) | 1982-02-08 | 1983-02-08 | 電子利得制御装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4514702A (ja) |
| EP (1) | EP0087175B1 (ja) |
| JP (2) | JPS58146116A (ja) |
| CA (1) | CA1203584A (ja) |
| DE (2) | DE3204217A1 (ja) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4563653A (en) * | 1981-03-30 | 1986-01-07 | Pertec Computer Corporation | Servo preamplifier and demodulator chain using transconductance balanced modulators |
| DE3575506D1 (de) * | 1984-06-07 | 1990-02-22 | Siemens Ag | Differenzverstaerkerschaltung. |
| US4546343A (en) * | 1984-07-03 | 1985-10-08 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Data acquisition channel apparatus |
| DE3525066C1 (de) * | 1985-07-13 | 1986-11-06 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Verstaerker mit steuerbarer Verstaerkung |
| DE3525655C1 (de) * | 1985-07-18 | 1986-11-27 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Verstaerker fuer erdsymmetrische,elektrische Signale,mit Kompressor- und/oder Expanderfunktion |
| US4816772A (en) * | 1988-03-09 | 1989-03-28 | Rockwell International Corporation | Wide range linear automatic gain control amplifier |
| US5283536A (en) * | 1990-11-30 | 1994-02-01 | Qualcomm Incorporated | High dynamic range closed loop automatic gain control circuit |
| FR2672750B1 (fr) * | 1991-02-08 | 1996-12-20 | Thomson Composants Militaires | Circuit d'amplification a commande de gain exponentielle. |
| US5974041A (en) * | 1995-12-27 | 1999-10-26 | Qualcomm Incorporated | Efficient parallel-stage power amplifier |
| US5872481A (en) * | 1995-12-27 | 1999-02-16 | Qualcomm Incorporated | Efficient parallel-stage power amplifier |
| US6069525A (en) * | 1997-04-17 | 2000-05-30 | Qualcomm Incorporated | Dual-mode amplifier with high efficiency and high linearity |
| JPH1127068A (ja) * | 1997-06-30 | 1999-01-29 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 利得制御増幅器及びその制御方法 |
| US5990740A (en) * | 1997-12-02 | 1999-11-23 | Nokia Mobile Phones | Differential amplifier with adjustable linearity |
| US6084471A (en) * | 1997-12-19 | 2000-07-04 | Nokia Mobile Phones | Soft-limiting control circuit for variable gain amplifiers |
| US6069526A (en) * | 1998-08-04 | 2000-05-30 | Qualcomm Incorporated | Partial or complete amplifier bypass |
| GB2334163B (en) * | 1999-06-10 | 2001-02-21 | Mitel Semiconductor Ltd | Variable transconductance amplifier |
| GB2357913A (en) * | 1999-12-24 | 2001-07-04 | Ericsson Telefon Ab L M | Conditioning a gain control signal so that an output is dB linear |
| US7068987B2 (en) | 2000-10-02 | 2006-06-27 | Conexant, Inc. | Packet acquisition and channel tracking for a wireless communication device configured in a zero intermediate frequency architecture |
| WO2002060052A2 (en) * | 2001-01-02 | 2002-08-01 | Intersil Americas Inc. | Precision automatic gain control circuit |
| ITMI20010284A1 (it) * | 2001-02-13 | 2002-08-13 | St Microelectronics Srl | Amplificatore a guadagno variabile |
| SE526386C2 (sv) * | 2003-11-10 | 2005-09-06 | Infineon Technologies Ag | Spänning-till-strömomvandlare och förfarande för att omvandla |
| EP1713178B1 (en) * | 2005-04-14 | 2008-07-02 | STMicroelectronics S.r.l. | Variable-gain amplifier with high linearity as to gain variations |
| US7969124B2 (en) * | 2007-06-01 | 2011-06-28 | Advantest Corporation | Power supply apparatus, test apparatus, and electronic device |
| US8536950B2 (en) * | 2009-08-03 | 2013-09-17 | Qualcomm Incorporated | Multi-stage impedance matching |
| US8102205B2 (en) | 2009-08-04 | 2012-01-24 | Qualcomm, Incorporated | Amplifier module with multiple operating modes |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56134805A (en) * | 1980-02-29 | 1981-10-21 | Philips Nv | Amplifying circuit |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3714462A (en) * | 1971-06-14 | 1973-01-30 | D Blackmer | Multiplier circuits |
| DE2262089C3 (de) * | 1972-12-19 | 1975-10-30 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung zur elektronischen Frequenzbeeinflussung, insbesondere elektronischer Klangeinsteller |
| JPS5528564B2 (ja) * | 1974-06-22 | 1980-07-29 | ||
| NL7802973A (nl) * | 1978-03-20 | 1979-09-24 | Philips Nv | Versterkerschakeling met regelbare versterkings- factor. |
| JPS55165009A (en) * | 1979-06-11 | 1980-12-23 | Hitachi Ltd | Signal transmission circuit |
| JPS5646312A (en) * | 1979-09-21 | 1981-04-27 | Toshiba Corp | Variable gain circuit |
| DE3024142A1 (de) * | 1980-06-27 | 1982-01-21 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung mit zwei ueber kreuz gekoppelten differenzverstaerkern |
-
1982
- 1982-02-08 DE DE19823204217 patent/DE3204217A1/de not_active Withdrawn
-
1983
- 1983-01-03 US US06/455,345 patent/US4514702A/en not_active Expired - Fee Related
- 1983-01-26 DE DE8383200115T patent/DE3363452D1/de not_active Expired
- 1983-01-26 EP EP83200115A patent/EP0087175B1/de not_active Expired
- 1983-02-03 CA CA000420809A patent/CA1203584A/en not_active Expired
- 1983-02-08 JP JP58018261A patent/JPS58146116A/ja active Granted
-
1990
- 1990-08-13 JP JP2211736A patent/JPH03148903A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56134805A (en) * | 1980-02-29 | 1981-10-21 | Philips Nv | Amplifying circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0326563B2 (ja) | 1991-04-11 |
| DE3363452D1 (en) | 1986-06-19 |
| JPS58146116A (ja) | 1983-08-31 |
| EP0087175A1 (de) | 1983-08-31 |
| JPH053166B2 (ja) | 1993-01-14 |
| US4514702A (en) | 1985-04-30 |
| EP0087175B1 (de) | 1986-05-14 |
| CA1203584A (en) | 1986-04-22 |
| DE3204217A1 (de) | 1983-08-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH03148903A (ja) | 電子利得制御装置 | |
| US4054843A (en) | Amplifier with modulated power supply voltage | |
| EP0079098A1 (en) | Amplifier with signal-dependent voltage supply source | |
| US4586000A (en) | Transformerless current balanced amplifier | |
| US3769459A (en) | Volume and tone control for multi-channel audio systems | |
| US3921091A (en) | Amplifier circuit | |
| US4220875A (en) | Electronic circuit having its impedance controlled by an external signal | |
| US2762874A (en) | Semi-conductor signal amplifier circuits | |
| JPH0352247B2 (ja) | ||
| US6057737A (en) | Non-linear asymmetrical audio amplifiers | |
| US4462003A (en) | Variable gain amplifier | |
| US4864248A (en) | Amplifier arrangement with controllable gain | |
| US3462698A (en) | All npn transistor dc amplifier | |
| JPH0766643A (ja) | 電圧−電流変換器 | |
| US4134076A (en) | Pulse width modulated signal amplifier | |
| US3995235A (en) | Phase control circuit including an operational transconductance amplifier suitable for use in audio frequency signal processing apparatus | |
| US3443239A (en) | Am amplifier circuit | |
| US2548855A (en) | Phase shifting apparatus | |
| US3713034A (en) | Audio signal controlled amplitude modulation circuit of square wave output | |
| US3443237A (en) | Balanced to unbalanced transistor amplifier | |
| US3531596A (en) | Treble and bass control circuit | |
| GB2080066A (en) | Variable-gain amplifier arrangement with improved linearity | |
| JPS631768B2 (ja) | ||
| US3379986A (en) | Direct coupled transistorized class "b" power amplifier | |
| JPS58103207A (ja) | 増幅器の電源供給回路 |