JP4361935B2 - エネルギー蓄積器間の双方向均等充電のためのスイッチングデバイス及びその作動方法 - Google Patents

Description

本発明は、統合化されたスタータージェネレータを備えた自動車搭載電源網におけるエネルギー蓄積器間、特に容量性のエネルギー蓄積器間の双方向の補償充電のためのスイッチングデバイスに関している。さらに本発明は、そのようなスイッチングデバイスを備えた自動車搭載電源網システムに関している。

背景技術
これまでの自動車においては、１４Ｖの電源網電圧を備えた搭載電源網システムが用いられてきており、そこでは１２Ｖの蓄電池用の充電電圧が実現可能である。そのため最大限可能な送出電力は、技術的な理由から２ｋＷに抑えられている。さもないと搭載電源網に過電流が流れるからである。１４Ｖの搭載電源電圧ではスタータージェネレータが内燃機関の始動や電気的負荷への走行中の給電をまかなっているが、しかしながらブースト（加速）機能や再生機能（回生ブレーキ）などのさらなる機能に対しては２ｋＷ以上の電力が必要とされる。これらの電力は、自動車の搭載電源網においてより高い電圧と大きな電力を用いない限りは達成することができないものである。それ故将来的な搭載電源網システムは、例えば４２Ｖ程度の高い電圧（これは３６Ｖの蓄電池の充電電圧に相当する）を備えることが考えられ、これによれば同じ電流のもとで約３倍の電力を得ることが可能である。

一次のエネルギー源としては、クランク軸に直結されたジェネレータの開発が進められてきた。このジェネレータは（その作動原理の逆利用から）電気モータとしても利用可能であり、従って内燃機関を支援するスタータとしての利用もできる。このジェネレータは、統合型スタータージェネレータ（ＩＳＧ）とも称される。このＩＳＧは、ジェネレータ動作においては電力を生成し、モータ動作においては機械的な駆動力を生成することが可能である。公知の２ｋＷ型オルタネータに比べて著しく高められた電力（ＩＳＧの場合は約６ｋＷの電力が可能）の他にもこのＩＳＧはエンジン始動や搭載電源網給電のような本来の機能をさらに補足する以下に述べるような付加的機能も備えている。すなわち、
−ブースト（加速）機能：自動車の加速フェーズ中の内燃機関のトルク支援。ＩＳＧは約２００Ｎｍの最大トルクを有しており、これはほぼ２０００ｃｃクラスの内燃機関のトルクに匹敵する。ブースト過程中はこのトルクの約１０秒〜１５秒の供給に対して２７０Ａまでの電流が必要
−再生機能（回生ブレーキ）：ＩＳＧは自動車の制動時に電流発生によって運動エネルギーを吸収する。その場合は３０秒経過するまでに２７０Ａまでの電流が生成される。この電流は電気エネルギーの形態で再び蓄積される−ストップ＆ゴー機能（車両停止中のエンジン停止と再発進時の速やかなエンジン始動）。

試験車両を用いたモデル計算と測定によれば、ＩＳＧを利用した場合、市内走行並びに相応する走行パターンにおいて前述したような新機能をフルに活用すると２０％以上の燃料消費節約が達成されている。ＩＳＧを実質的に燃料節約機能のために利用するならば、自動車搭載電源網システムは、短時間だけ高電力を提供し再び蓄積するようなモード状態におかれなければならない。ここでの８００Ａのピーク電流は、１０ｋＷの電力レベルに相当する。しかしながらいずれにしても従来の１４Ｖクラスのスターターバッテリ（蓄電池）のみならず将来的な４２Ｖクラスのスターターバッテリもそのように高いピーク電流を提供し再び収容するような状態におくことはできない。例えばニッケル・カドミウムバッテリ、ニッケル・メタルハライドバッテリ、リチウムイオンバッテリなど他のタイプの蓄電池を適用すれば、そのように高いピーク電流を収容することは可能であるが、いずれにせよそのようなタイプのバッテリは、搭載電源網システムにおけるその他の要求（例えば充放電の繰り返しに対する高い耐性など）を満たすことができないか能力不足である。特にそれに対しては今時のバッテリタイプではＩＳＧのブースト機能や再生機能に対して典型的には３０万回〜５０万回の充放電サイクルに耐え得ることが必須とされている。しかしながら今日までに公知の自動車用バッテリのタイプでは、そのように頻度の高い周期的充放電の繰り返しを克服することはできない。

一般的にはわずかなエネルギー蓄積器しかそのように高い所要の充放電サイクル数ないしはエネルギースループット（例えば２０万回のブースト過程のもとでは全部で約１２.６ＭＷｈのエネルギー若しくは１８００００Ａｈの電流が必要）をみたすことができない。さらに前述したような自動車の省エネ機能に適したエネルギー蓄積器としてわかっているのはいくつかの理由から二重層コンデンサＤＬＣ（Double Layer Capacitor）のみである。この二重層コンデンサは、ブースト及び再生機能のもとで変換された高いエネルギーを蓄積し、再び送出することができる。またその場合に発生する電流も二重層コンデンサの機能に対して問題になることはない。そのような非常に高い効率のために自身の発する熱も非常に僅かであり、そのため寿命も長い。但し二重層コンデンサのエネルギー蓄積能力は限られているためいずれにせよ付加的な蓄電池、例えば簡単な鉛蓄電池は必要である。しかしながらこの蓄電池は頻繁な周期の入れ替えによって周期的な負荷はなされず、今時の標準でも比較的高い寿命が見込まれる。

一般にエネルギー蓄積器として二重層コンデンサを用いる場合の欠点は、コンデンサにおけるエネルギー交換が電圧変化にも必然的に結び付くことである。充電量の７５％を動かすためには、コンデンサ電圧の５０％の変化がなければならない。このことは例えば４２Ｖの搭載電源網では、フル充電状態においては２１Ｖ〜４２Ｖの電圧変動を意味する。自動車搭載電源網システムではそのような電圧変動はいずれにしても受け入れられるものではない。なぜなら自動車ではできるだけ安定した電圧が必要とされるからである。

国際公開第０２/０６６１９２号パンフレットには統合型スタータージェネレータＩＳＧが複数のパワースイッチを用いて４２Ｖ搭載電源網と二重層コンデンサに動的に接続されている自動車搭載電源網が開示されている。通常の走行モードでは、パワースイッチとして構成されたこの接続スイッチがＩＳＧを４２Ｖ搭載電源網に相互接続させる。そして燃料節約機能の持続する間だけ、典型的には最大で１０秒間の間だけＩＳＧと二重層コンデンサは相互接続される。このようにして４２Ｖ搭載電源網と二重層コンデンサが常に物理的に分離されることが保証され、そのためここでは様々な電圧ポテンシャルが関与してくることはない。

ＩＳＧと、４２Ｖ搭載電源網ないし二重層コンデンサの間の接続スイッチの実現の際には、主要な着目点はとりわけコントロールされた接続スイッチのスイッチオンにある。なぜならＩＳＧにおける平滑コンデンサと４２Ｖバッテリないしは平滑コンデンサと二重層コンデンサにそれぞれ２つの非常に低抵抗なエネルギー源が相互に接続されるからである。自動車においてできるだけ高い省エネ効果を達成するためには、所要の均等充電ができるだけ良好にコントロールされて行われるように接続スイッチが駆動制御されなければならない。

国際公開第０２/０６６２９３号パンフレットに記載の自動車搭載電源網は、最適な燃料節約機能に向けて構成されている。多くの適用ケースでは自動車搭載電源網はその自動車燃料節約機能の他にも付加的に別の要求、特に電気的な加速支援に適していなければならない。そのため特に比較的高価な自動車への適用の場合では、さらに走行快適性も特に重要視される。そのため必要に応じて可及的に高い走行快適性と可及的に高い燃料節約機能の間で統合が見出されなければならない。

最良な結果は、回生ブレーキのもとで回収され二重層コンデンサに蓄えられたエネルギーを必要に応じて４２Ｖ搭載電源網に直接供給することによって得られる。従って二重層コンデンサはいずれにせよ４２Ｖ搭載電源網からもはや分離されるのではなく、これと短時間ではあるけれども直結される。しかしながらこのことは回避すべきことである。一方の側では二重層コンデンサと４２Ｖ搭載電源網の間の物理的な分離を実施しつつもう一方の側で必要に応じて二重層コンデンサ内に蓄えられたエネルギーを４２Ｖ搭載電源網へ戻す要求に適合させるためには、ＩＳＧと４２Ｖ搭載電源網ないし二重層コンデンサの間の接続スイッチの少なくとも１つの機能性の拡張が必要である。

発明が解決しようとする課題
それゆえ本発明の課題は、そのような二重層コンデンサから搭載電源網へ戻されるエネルギーの供給を可能にしかつ当該二重層コンデンサと搭載電源網の間の物理的な分離も可能にする、可及的に簡単な切り替え装置を提供することである。

課題を解決するための手段
前記課題は本発明により、請求項１の特徴部分に記載されているスイッチングデバイスによって解決される。さらに前記課題は請求項２３の特徴部分に記載の本発明による自動車搭載電源網によって解決される。

発明を実施するための最良の形態
本発明の基礎をなす考察は、接続スイッチとして拡張された機能を有する少なくとも１つのトランスファーゲートを利用することである。そのようなトランスファーゲートは、自動車搭載電源網と二重層コンデンサの間に設けられ、さらに二重層コンデンサとスタータージェネレータの間にも設けられる。このトランスファーゲートは、特に自動車搭載電源網と二重層コンデンサの分離と、二重層コンデンサとスタータージェネレータの接続に対して効果的な解決手段を提供し得る。トランスファーゲートは高い電流に基づいて、直列に接続されたそれぞれ２つの制御可能なパワースイッチからなる並列回路で構成されている。それらのソース端子は、それぞれ相互に接続されている。ここで重要なことは、並列に接続されたトランジスタの少なくとも１つの分岐、つまり直列回路の少なくとも１つが双方向に作動可能なスイッチングコントローラとして構成されている点である。有利にはこのスイッチングレギュレータは、ダウンワードコントローラとして構成される。トランスファーゲートの拡張された機能は、付加的なスイッチングコントローラ（この負荷パスはトランスファーゲートの負荷パスに並列に配置されている）の配設と、トランスファーゲート及びスイッチングコントローラの起動制御回路の配設によって得られる。

本発明によるスイッチングデバイスのパワースイッチは、有利にはパワーＭＯＳＦＥＴとして構成されている。またここではその他にもＪＦＥＴやサイリスタ、ＩＧＢＴなども考えられる。

本発明によるトランスファーゲートは、中間回路コンデンサと二重層コンデンサの間、ないしは中間回路コンデンサとバッテリ（これは有利には最適な効率を備えている）の間で、均等充電を可能にしている。本発明によるトランスファーゲートを用いれば典型的には８５％の効率を実現することが可能である。それに対してこれまでのような適用ケース、例えばスイッチングコントローラ若しくはパワースイッチなしの従来のトランスファーゲートを用いたケースでは、５０％までの効率しか実現できなかった。なぜなら接続スイッチないしはパワーレジスタの中で充電差の約５０％が熱に変換されていたからである。

拡張されたトランスファーゲートを有する本発明によるスイッチングデバイスを用いれば、さらに４２Ｖの搭載電源網の電圧レベルまでの二重層コンデンサの放電が可能である。このことは、内燃機関でのアイドリングの際に回生ブレーキのもとで得られたエネルギーを再び搭載電源網へ給電可能にするためにも望ましい。

有利には二重層コンデンサの搭載電源網の電圧レベルまでの再充電も可能である。このことは例えば数週間に亘って車両が停止されたままの状態で放電してしまった二重層コンデンサを再び再充電し、このように充電された二重層コンデンサを用いて車両を始動させるようにするためにも望ましい。

本発明による解決手段は約３０Ａ〜約１００Ａの電流に対する均等充電を許容し、さらにスイッチオンされたトランスファーゲートのもとで約１０００Ａまでのスイッチング電流を許容する限りは経済的にも有利である。この場合スイッチングコントローラないしトランスファーゲートのパワートランジスタが部分電流を搬送するならば、これらのトランジスタの多重利用が有利に実現される。

有利にはスタータージェネレータは固定的にドライブトレーンに接続されるが、ベルト駆動式であってもよい。

本発明の有利な構成例及び改善例は、従属請求項並びに図面に基づく以下の明細書の説明において示される。

本発明は以下の明細書で概略的な図面に略式に表されている実施例に基づいて詳細に説明されている。この場合
図１は、接続スイッチの機能が本発明による拡張されたトランスファーゲートを備えたスイッチングデバイスに置換えられた本発明による自動車搭載電源網システムの基本原理図であり、
図２は、本発明によるスイッチングデバイスに対するスイッチングコントローラによって拡張された本発明によるトランスファーゲートの簡素な実施例を示した図であり、
図３は、図２によるトランスファーゲートとスイッチングコントローラを備えた本発明によるスイッチングデバイス並びにスイッチングコントローラ及びさらなる機能ユニットの起動制御のための起動制御回路のブロック回路図であり、
図４は、チャージポンプと起動制御回路を備えた本発明によるスイッチングデバイスのトランスファーゲートの詳細な回路図であり、
図５は、本発明によるスイッチングデバイスのスイッチングコントローラの詳細な回路図であり、
図６は、図５によるスイッチングコントローラに対する測定トランジスタとして構成されたパワーＭＯＳＦＥＴの配線図であり、
図７は、図５によるスイッチングコントローラのゲート制御回路の給電のための補助電圧源を表した回路図であり、
図８は、図５によるスイッチングコントローラの制御のためのゲート制御回路の回路図であり、
図９は、極性識別機能と絶対値形成機能を備えた本発明によるスイッチングデバイスの電圧測定装置の回路図であり、
図１０は、本発明によるスイッチングデバイスのシーケンス制御回路の回路図である。

実施例
次に本発明を図面に基づき以下の明細書で詳細に説明する。なお全ての図面においては同じ構成要素ないし同じ機能の構成要素には（特に別の符号で示す必要がない限り）同じ符号が付されている。

図１には、本発明による自動車搭載電源網の基本原理が示されており、この場合接続スイッチの機能は、拡張されたトランスファーゲートを備えている本発明によるスイッチングデバイスによって置換えられている。

図１中には自動車搭載電源網が符号１によって表されている。この自動車搭載電源網１は、統合型スタータージェネレータ２（以下では単にＩＳＧとも称する）からなっており、このスタータージェネレータ２は内燃機関３と機械的に接続されている。このＩＳＧ（統合型スタータージェネレータ）は、双方向に作動可能なＡＣ／ＤＣコンバータ４と中間回路コンデンサ５を介してエネルギー供給部に接続されている非同期機である。このエネルギー供給部は、一方では二重層コンデンサ６（以下では単にＤＬＣコンデンサとも称する）からなり、他方では蓄電池７からなっている。この蓄電池７には３６／４２Ｖ（定格電圧は３６Ｖ、フル充電状態では４２Ｖ）の電圧が印加されている。この蓄電池７からは出力側８を介して負荷に直接給電することができる。この出力側８には前述の３６／４２Ｖの電圧が印加される。ＤＬＣコンデンサ６は、第１のスイッチ９を介してＩＳＧ２に接続され、蓄電池７は第２のスイッチ１０を介してＩＳＧ２に接続されている。これらの制御可能なスイッチ９，１０の適切な駆動制御のもとでＤＬＣコンデンサ６内に蓄えられたエネルギーが蓄電池７に給電可能である。

通常の走行モードにおいてはＩＳＧ２は内燃機関３から駆動され、それによってジェネレータ作動モードで動作する。この場合はＩＳＧがエネルギー蓄積器にエネルギーを充電する。これは通常の走行モードにおいて比較的僅かな電力でもって行われ得る。再生モードにおいてはこの充電はより高い電力で行われる（これはＩＳＧ２の最大電力に相当する）。６ｋＷクラスのＩＳＧ２ではこれは２５０Ａ以上の充電電流を意味している。

そのようなＩＳＧと二重層コンデンサを備えた自動車搭載電源網のこのような基本構造は、既に前述した国際公開第０２/０６６１９２号パンフレットに開示されており、そこに記載されている自動車搭載電源網、ＩＳＧ、二重層コンデンサ、スイッチ等の一般構造の内容に関する全ての事項が本願に関連している。

本発明によれば、制御されるスイッチ９，１０の少なくとも１つがトランスファーゲートとスイッチングコントローラを備え拡張された機能を有している本発明によるスイッチングデバイスとして構成されている。それにより本発明によるスイッチングデバイスは、まず第１に制御されたスイッチの機能を有している。その上さらに（以下の明細書でもより詳細に説明するが）このスイッチングデバイスを用いてスイッチング過程、特にスイッチを介して低下する電圧の制御がなされる。それにより、スイッチングに起因するロスは僅かに維持され、二重層コンデンサ６から蓄電池７への及び蓄電池７から二重層コンデンサ６への通常のエネルギー通流が可能となる。

図２には、本発明によるスイッチングデバイスに対する、スイッチングコントローラによって拡張された本発明によるトランスファーゲートの簡素な実施例がブロック回路図で表されている。

符号２０で表されている本発明によるスイッチングデバイスはスイッチングデバイス２１とそれに並列に配置されたトランスファーゲートを含んでいる。スイッチングコントローラ２１とトランスファー２９からなっているこの並列回路は、第１の端子２２と第２の端子２３の間に配設されている。これらの２つの端子２２，２３は、必要に応じて例えばどの方向に電流が切り換えられるべきかに応じて入力端子若しくは出力端子として作動し得る。本発明による当該実施例では、端子２２が入力端子として作動し、端子２３は出力端子として作動している。

本発明によるスイッチングデバイス２０の作動中は、入力端子２２に第１の電位Ｖ１が印加され、出力端子２３には第２の電位Ｖ２が印加される。それによりこれらの端子２２，２３の間では当該スイッチングデバイス２０を介して差分電圧Ｖｄｉｆｆ＝Ｖ２−Ｖ１が生じる。

本発明によるこのスイッチングデバイス２０は相互に直列に接続されたそれぞれ２つのパワーＭＯＳＦＥＴＴ１〜Ｔ６からなる並列回路で構成されている。そのようなトランジスタ対は負荷パスを定めており、そのためこのトランスファーゲート２９はそのような複数の負荷パスの並列回路からなっている。それぞれの負荷パスにおける２つのパワーＭＯＳＦＥＴＴ１〜Ｔ６は、ゲート端子並びにソース端子を介して相互に短絡している。これらのパワーＭＯＳＦＥＴＴ１〜Ｔ６の各ドレイン端子は入力端子２２に接続されているか若しくは出力端子２３に接続されている。それぞれの負荷パスにおける２つのパワーＭＯＳＦＥＴＴ１〜Ｔ６の直列回路は、相互に直列に配設され制御される当該トランジスタＴ１〜Ｔ６の区間からなっている。直列回路の動機付けは次のようなことにある。すなわち開放されたパワーＭＯＳＦＥＴにおける電圧の極性は定められず、当該パワーＭＯＳＦＥＴＴ１〜Ｔ６のそれぞれ１つの基板ダイオードはＯＮ状態の方向に極性付けられることにある。適用ケースと必要性に応じて端子Ａ〜Ｄにおけるトランスファーゲート２９の３つの並列に接続された負荷パスはパワーＭＯＳＦＥＴ対を備えたさらなる分岐によって拡張可能である。

スイッチングコントローラ２１は２つのパワートランジスタ２７，２８からなっている。これらのパワートランジスタはそのゲート端子Ｅ，Ｆを介して駆動制御される。これらのパワーＭＯＳＦＥＴ２７，２８の正確な駆動制御は以下の明細書でさらに詳細に説明する。パワーＭＯＳＦＥＴ２７，２８の制御区間は、チョーク２４、例えばコイルやその他の誘導素子を介して相互に結合されている。さらにこれらのトランジスタ２７，２８のソース端子はそれぞれフリーホイリングダイオード２５，２６を介して基準電位ＧＮＤに接続されている。トランジスタ２７，２８のドレイン側端子は端子２２，２３に接続されている。

図３には、図２によるトランスファーゲートとスイッチングコントローラを備えた本発明によるスイッチングデバイスのブロック回路図と、スイッチングコントローラ、トランスファーゲート及びさらなる機能ユニットの起動制御のための起動制御回路のブロック回路図が示されている。

本発明によるスイッチングデバイス２０の中心要素は制御装置３６である。この制御装置３６はスイッチングコントローラ２１の開ループ制御ないし閉ループ制御に用いられ、それと共にそれらのスイッチング過程が監視されている。この制御装置３６は、例えばプログラム制御された装置、例えばマイクロコントローラ若しくはマイクロプロセッサとして構成され得る。制御装置３６は、外部信号“Ｏｎ／Ｏｆｆ”による制御によって端子２２，２３間の接続を開閉する。この“Ｏｎ／Ｏｆｆ”信号に対する応答として制御装置３６は、スイッチングコントローラ２１の所要のスイッチング状態が達成された時に信号“Ｓｗｉｔｃｈ ＯＮ”を外部制御ユニット（ここでは図示せず）に送出する。さらに制御装置３６はさらなる信号“Diagnose”を生成する。このさらなる信号“Diagnose”はスイッチングコントローラ２１の全機能の監視に用いられる。この信号“Diagnose”は詳細なエラー分析レベルまで拡張することも可能である。

スイッチングコントローラ２１は複数の機能グループからなり、それらは通常はインダクタンス２４に対して対称的に設けられる。この場合はパワーＭＯＳＦＥＴ２７，２８のゲート端子がゲート制御装置３０，３１に接続されている。パワーＭＯＳＦＥＴ２７，２８の制御のためにこれらのゲート制御装置３０，３１には制御装置３６からの制御信号Ｃｔｒ１，Ｃｔｒ２が供給される。ゲート制御装置３０，３１は、これらの制御信号Ｃｔｒ１，Ｃｔｒ２に依存してパワーＭＯＳＦＥＴ２７，２８を次のように駆動制御する。すなわちこれらのパワーＭＯＳＦＥＴ２７，２８のそれぞれ１つが信号Ｃｔｒ１，Ｃｔｒ２のクロックによってオン／オフされるように駆動制御する。

パワーＭＯＳＦＥＴ２７，２８は、本発明の実施例ではＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴとして構成されている。トランジスタ２７，２８のスイッチオンに対してはゲート電位がドレイン電位の上方にあって、そして端子２２，２３を介して結合される信号Ｖ１，Ｖ２の電位の上方にあることが必要である。この目的のために各パワーＭＯＳＦＥＴ２７，２８毎にそれぞれ１つの補助電圧源３２，３３が設けられており、これらはそれぞれゲート制御装置３０，３１に接続されており、さらにそのつどのゲート電位を当該トランジスタ２７，２８の駆動のために提供する。

さらに電流測定装置３５，３６が設けられており、これらの電流測定装置は基板端子とパワーＭＯＳＦＥＴ２７，２８のソース端子に接続され、当該パワーＭＯＳＦＥＴ２７，２８の負荷パスにおける電流を測定するように設計されている。それに基づいてこれらの電流測定装置３５，３６は、電流測定信号ＣＳ１，ＣＳ２（ＣＳ＝Current Sense）を生成してそれらを制御ユニット３６に供給する。これらの電流測定信号はスイッチングコントローラ２１の機能シーケンスの制御と監視に用いられる。

さらに電圧測定装置３７が設けられており、この電圧測定７はパワーＭＯＳＦＥＴ２７，２８のドレイン端子に接続されている。電圧測定装置３７は端子２２，２３における電位を検出し、さらにスイッチングコントローラ２１において低下する差分電圧Ｖｄｉｆｆを検出する。その場合に電圧測定装置３７は一方では当該差分電圧Ｖｄｉｆｆの極性を検出してその結果に依存してデジタル信号Ｖｄｉｆｆ１を生成する。また電圧測定装置３７は他方では当該差分電圧Ｖｄｉｆｆの絶対値を検出し、この差分電圧Ｖｄｉｆｆの電圧量をアースに関する電圧値Ｖｄｉｆｆ２として送出する。電圧測定装置３７の機能性のためにはさらに基準電位Ｖｒｅｆが必要である。この電圧測定装置３７の出力側から供給される信号Ｖｄｉｆｆ１，Ｖｄｉｆｆ２は、制御と監視目的で制御ユニット３６に供給される。

図３の回路装置はさらに機能ブロック２９を有している。この機能ブロック２９は、本来のトランスファーゲートを含んでいる。このトランスファーゲート２９はスイッチングコントローラ２１に対して並列に配設されており、それによって入力側２２と出力側２３の間で接続されている。制御ユニット３６の制御信号ＴＧｏｎを介してトランスファーゲート２９は、スイッチオンないしスイッチオフ可能である。

以下では図３に示されている本発明によるスイッチングデバイス２０の機能性を簡単に説明する。

まず最初にスイッチングデバイス２０は開かれているものと仮定する。つまり信号“Ｏｎ／Ｏｆｆ”は低い方の論理レベル（ローレベル）を有している。そして入力側２２の電位Ｖ１は出力側２３の電位Ｖ２よりも大きいものとする。トランジスタ２７，２８並びにこれらのトランジスタ２７，２８を駆動制御するためのチャージポンプはスイッチオフされている。

スイッチングデバイス２０のスイッチオン過程のために制御ユニット３６はここで当該スイッチングデバイス２０の閉成のための制御信号、例えば信号“Ｏｎ／Ｏｆｆ”が高い方の論理レベル（ハイレベル）に置換えられた制御信号を受け取る。

１．スイッチオン過程のステップ：
第１のステップでは、スイッチングコントローラ２１が第２のステップにおいて完全に閉じられる前に、当該スイッチングコントローラ２１を用いて入力側２２と出力側２３の間の電位差Ｖｄｉｆｆが補償調整される。

２．準備段階のステップ：
まず電圧差分Ｖｄｉｆｆ２と電圧極性Ｖｄｉｆｆ１（Ｖｄｉｆｆ２＞０、Ｖｄｉｆｆ１＝ハイ）が電圧測定装置３７を介して測定され、制御ユニット３６において評価される。

３．制御ユニット３６において以下の決定が行われるステップ：
−電圧差分Ｖｄｉｆｆ２は上方の閾値よりも大きいこと。その結果としてスイッチングコントロールモードを用いた補償充電が必要となる
−電圧差分Ｖｄｉｆｆ１は正の極性を有すること。その結果としてトランジスタ２７はスイッチングコントロールトランジスタとして選択され、トランジスタ２８は（ここでは逆極性で作動されている）静的にスイッチオンされる。さらに電流測定信号ＣＳ２が電流測定のために選択される
−トランスファーゲート２９は最初はスイッチオフ状態に維持される
−制御ユニット３６によって電圧差分Ｖｄｉｆｆ２が下方の閾値よりも小さいことが確定されるべき場合には、このステップから直接以下の５番目のステップにジャンプされる。

４．スイッチングコントロールモードのステップ：
トランジスタ２７のスイッチオンの際にインダクタンス２４を通る電流は上昇するため、トランジスタ２８のソース側の電流とインダクタンス２４からの電流を形成している電流信号ＣＳ２も同様に上昇する電圧を有する。この電流信号ＣＳ２は、上方の限界値に対して監視される。トランジスタ２７の制御区間とコイル２４を通って流れる負荷電流が上方の限界値に達すると、トランジスタ２７は遮断される。それに対してはトランジスタ２７のスイッチオン期間が第２の上方の限界値と比較される。ここにおいてインダクタンス２４を流れる負荷電流がさらにフリーホイリングダイオード２５を通って流れ、この場合は低減し続ける。電流信号ＣＳ２はここで負荷電流の下方の限界値に対して監視される。この負荷電流が下方の限界値に達すると、トランジスタ２７は再びスイッチオンされる。インダクタンス２４においては負荷電流の三角波形の特性経過が生じ、これは上方と下方の電流限界値の間で変動する。それにより、当該スイッチングコントローラ装置２１の入力側２２から出力側２３までにおいて三角波形の電流経過特性を有する電流通流が生じる。

５．完全なスイッチオンのためのスイッチングコントロールモードからの遷移：
スイッチングコントローラ２１が長期期間の間前記ステップ４に相応するスイッチングコントロールモードで作動すると、そのことに起因してスイッチングコントローラ２１における差分電圧Ｖｄｉｆｆが時間と共に低減する。それによりインダクタンス２４の充電時間は同時に増加する。この充電時間が上方の所定の限界値に達するかそれを上回ると、スイッチングコントローラ２１における差分電圧Ｖｄｉｆｆが最小であることが推定される。ここにおいてスイッチングコントローラに並列に配設されているトランスファーゲート２９がリスクなしで閉成でき、それによってスイッチオンされる。この目的のためにスイッチングコントローラ２１のトランジスタ２７はここで持続的にスイッチオンされる。信号ＴＧｏｎを介してトランスファーゲート２９がスイッチオンされると、当該回路装置全体がここでスイッチオンされることとなる。制御ユニット３６はここにおいて “Ｓｗｉｔｃｈ ＯＮ” 信号の論理レベルをローレベルからハイレベルへ切り換える。このようにして本発明に従ってスイッチオンされたスイッチングデバイスのスイッチング状態は外部へシグナリングされる。

図４には、チャージポンプと起動制御回路を備えた本発明によるスイッチングデバイスのトランスファーゲートの詳細がブロック回路図で表されている。

このトランスファーゲート２９は、本発明による実施例においては正確には３つの並列に接続された分岐を有しており、この場合それぞれ１つの分岐は２つのパワーＭＯＳＦＥＴＴ１〜Ｔ６を有している。このトランスファーゲート２９は、実質的に図２に示されているトランスファーゲートの回路技術的構造を有している。

トランジスタＴ１〜Ｔ６のゲート端子とソース端子は、ゲート保護回路４０を介して相互に接続されている。このゲート保護回路４０は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＤ１からなる並列回路を含んでいる。この並列回路がトランジスタＴ１〜Ｔ６のゲート端子を一方では負のゲート電位から保護すると同時に他方では、ゲート端子の破壊とトランジスタＴ１〜Ｔ６の機能障害を引き起こしかねない過電圧から保護している。

さらにトランスファーゲート２９の起動制御のために、チャージポンプ４１と、スイッチング可能な発振器４２並びに遮断装置４３が設けられている。

スイッチング可能な発振器４２は、論理ゲート４６とコンデンサＣ６並びにフィードバック抵抗Ｒ６を含んでいる。論理ゲート４６は、入力信号の入力結合のもとではヒステリシスを含んだスイッチング特性を有している。有利にはこの論理ゲート４６はシュミットトリガ回路として構成されている。論理ゲート４６は２つの入力端子を有しており、この場合第１の入力端子は制御信号Ｔｇｏｎの入力結合のために制御端子４５に接続されている。第２の入力端子はコンデンサＣ６を介して給電電位、例えば基準グランドＧＮＤのための給電端子３９に接続されている。この第２の入力端子と論理ゲート４６の出力側との間にはフィードバック抵抗Ｒ６が設けられている。

スイッチング可能な発振器４２にはチャージポンプ４１が後置接続されている。このチャージポンプ４１は、インバータ４７と、抵抗Ｒ４，Ｒ５、コンデンサＣ２〜Ｃ５、及びダイオードＤ２〜Ｄ６を含んでいる。チャージポンプ４１は放電パスと充電パスからなっている。充電パスは、スイッチング可能な発振器４２とトランスファーゲート２９のトランジスタＴ１〜Ｔ６の制御端子との間に配設されている。放電パスはトランジスタＴ１〜Ｔ６のソース端子とスイッチング可能な発振器４２の出力側との間に配設されている。充電パスは、インバータ４７と抵抗Ｒ５並びにコンデンサＣ３，Ｃ５の並列回路からなっており、これらは全体的に直列に接続されている。放電パスは、コンデンサＣ２，Ｃ４の並列回路と抵抗Ｒ４からなっており、これらは相互に直列に接続されている。この充電パスと放電パスの結合のためにダイオードＤ２〜Ｄ６が設けられている。

遮断装置４３は、インバータ４８とトランジスタＴ７，Ｔ８並びに抵抗Ｒ２，Ｒ３を含んでいる。インバータ４８の入力側は制御信号Ｔｇｏｎのための端子４５に接続されている。インバータ４８の出力側は、トランジスタＴ８の制御端子に接続されている。このトランジスタＴ８のエミッタ側は抵抗Ｒ３を介して給電端子３９に接続されている。トランジスタＴ８のコレクタ側は抵抗Ｒ２を介してトランジスタＴ１〜Ｔ６のゲート端子に接続されている。抵抗Ｒ２とトランジスタＴ８のコレクタの間のタップ４９の電位は、トランジスタＴ７の駆動制御に用いられており、該トランジスタの制御区間は、トランジスタＴ１〜Ｔ６のゲート端子とソース端子の間に配設されている。

以下では図４による回路配置構成の機能を簡単に説明する。

トランスファーゲート２９において低減する差分電圧Ｖｄｉｆｆ＝Ｖ２−Ｖ１は定められない。この理由からパワーＭＯＳＦＥＴＴ１〜Ｔ６のそれぞれ２つはそれらの制御区間に関して相互に直列に接続されなければ、それらのパワーＭＯＳＦＥＴＴ１〜Ｔ６のもとに内在するボディダイオードの活動化を阻止できない。トランスファーゲート２９の電流負荷容量を高めるために複数の、当該実施例ではトランジスタ対Ｔ１〜Ｔ６を伴った３つの分岐がと相互に並列に設けられている。この場合これらの並列回路の各分岐は全電流の一部を担っている。このようにして非常に簡素で低コストな形態でトランスファーゲート２９が提供できる。これは１ｋＡレベルまでの非常に大きな電流を切り換えられる。これに対して有利には市販されている低価格の例えば１００Ａ用のトランジスタＴ１〜Ｔ６（パワーＭＯＳＦＥＴ）などが利用できる。

これらのパワーＭＯＳＦＥＴＴ１〜Ｔ６のソース端子もゲート端子も並列に接続されているので、十分に大きな正のゲートソース電圧（典型的には約１０Ｖ〜１５Ｖ）の印加によってトランスファーゲート２９全体がスイッチオンできる。

論理ゲート４６は有利にはヒステリシスを含んだ入力側スイッチング特性を有している。例えば論理ゲート４６の第１の入力端子に論理レベルがハイの制御信号Ｔｇｏｎが入力されると、当該論理ゲート４６の出力側には振動信号が生じる。この信号の振動周期はフィードバック抵抗Ｒ６をとコンデンサＣ６の値によって決まる。

スイッチング可能な発振器４２の振動している出力信号Ｖｏｓはインバータ４７を次のように駆動する。すなわちゲート４６の出力側とインバータ４７の出力側に位相の１８０°ずれた２つの矩形信号Ｖｏｓ，Ｖｏｓ′が生じるように駆動する。この２つの信号Ｖｏｓ，Ｖｏｓ′は電流制限抵抗Ｒ４，Ｒ５を介して減結合されて逆相に構成されているチャージポンプ４１を駆動する。この逆相特性はダイオードＤ２〜Ｄ６の利用に基づいている。発振器信号Ｖｏｓの各クロック毎にコンデンサＣ２〜Ｃ５及びダイオードＤ２，Ｄ６を用いて給電電圧のチャージ（典型的には約５Ｖ）が充電コンデンサＣ１へシフトされる。このことはトランジスタＴ１〜Ｔ６のゲート端子とソース端子の間に配設された充電コンデンサＣ１において、トランジスタＴ１〜Ｔ６を相応にスイッチオンする電圧が形成されることを意味する。

チャージポンプ４１の選択された実施形態は、チャージポンプ４１の入力電位の直流電圧的な減結合を可能にする。つまり信号Ｖｏｓ，Ｖｏｓ′及びチャージポンプ４１の出力電位、すなわちトランジスタＴ１〜Ｔ６のソース電位の減結合を可能にする。

付加的に制御信号Ｔｇｏｎとインバータ４８を介してトランジスタＴ８と共にトランジスタＴ７がスイッチングされる。信号Ｔｇｏｎがローレベルの電位ならば、トランジスタＴ８がスイッチオンされる。それに対して信号Ｔｇｏｎがハイレベルの電位ならばトランジスタＴ８はスイッチオフされる。それによりトランジスタＴ８はチャージポンプ４１が活動している場合には遮断され続ける。チャージポンプ４１が信号Ｔｇｏｎのハイレベルからローレベルへのレベル変化によって遮断されると、トランジスタＴ８はスイッチオンされる。それに伴ってトランジスタＴ１〜Ｔ６のゲート端子とソース端子の間の制御電圧は短絡する。そのためこれらのトランジスタＴ１〜Ｔ６はスイッチオフされる。このようにしてトランスファーゲート２９が非常に迅速に遮断されることが可能となる。つまり非導通状態に迅速に制御することが可能となる。

図５には図３による本発明のスイッチングデバイスのスイッチングコントローラの詳細なブロック回路図が示されている。

このスイッチングコントローラ２１は既に前述したように実質的に２つのトランジスタ２７，２８、それらの間に設けられたフリーホイリングダイオード２５，２６及びインダクタンス２４を含んでいる。スイッチングコントローラ２１の主要な要素はその活動化である。

スイッチングコントローラ２１の入力側に設けられているトランジスタ２７は、フリーホイリングダイオード２５及びインダクタンス２４と共に公知のダウンワードコントローラの基本的な構成を形成している。入力端子２２を介して入力結合される信号のケースでは、それによってダイオード２６が非活動化状態となりトランジスタ２８は静的にスイッチオンされる。ここにおいてトランジスタ２７が入力信号Ｖ１を介してスイッチオンされると、インダクタンス２４を流れる電流Ｉ１が入力側２２と出力側２３の間の電圧差Ｖｄｉｆｆ＝Ｖ２−Ｖ１によって駆動されて一定に増加する。この電流が予め定められた上方の電流値に達すると、トランジスタ２７がスイッチオフされ、インダクタンス２４を通る電流Ｉ１がここにおいてフリーホイリングダイオード２５を通って引き続き流れる。それにより電流Ｉ１は下方の閾値に達するまでは低減し続ける。この時点でトランジスタ２７は再びスイッチオンされ、当該の過程が新たに開始される。それに続いて入力側２２から出力側２３への電流通流Ｉ１が生じる。

インダクタンス２４を流れる電流Ｉ１は、充電フェーズの間はトランジスタ２７も通って流れる。放電フェーズにおいてはこの電流Ｉ１はトランジスタ２７を介して流れるのではなく、フリーホイリングダイオード２５を介して流れる。それと同時にこの電流Ｉ１は両フェーズ、つまり充電フェーズと放電フェーズにおいて逆に作動されて静的にスイッチオンされているトランジスタ２８を通って流れる。

本発明による実施例では、トランジスタ２７，２８がパワーＭＯＳＦＥＴ、特にＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴとして構成されている。そのようなパワーＭＯＳＦＥＴは、典型的には複数のトランジスタセルからなっている。この場合これらのトランジスタセルの各々には少なくとも１つの個別トランジスタが含まれており、様々な個別トランジスタの電流通流負荷パスは相互に並列に接続されている。それによりこれらの個別トランジスタの並列回路は、トランジスタの数に相応して有意に高められた電流負荷能力を備える。

この場合トランジスタ２７，２８は有利にはいわゆるセンスＭＯＳＦＥＴ２７，２８として構成されている。図６にはそのようなセンスＭＯＳＦＥＴとして構成されたトランジスタ２７，２８の接続形態が示されており、この場合の接続構成は図５に相応させている。

そのようなセンスＭＯＳＦＥＴ２７は、その通常の機能の他に付加的にさらにその制御区間に亘る電流を測定する能力を備えている。センスＭＯＳＦＥＴ２７は、従来のＭＯＳＦＥＴに類似して電流通流を制御するゲート端子Ｇ並びにソース端子Ｓと、制御された電流が流れるドレイン端子Ｄを有している。その上さらにセンスＭＯＳＦＥＴでは、トランジスタセルの僅かな部分が固有の端子ＣＳ（Current Sense）を備えており、それによってソース側の負荷電流Ｉ１の僅かな成分がタッピング可能となる。端子ＫＳ（Kelvin Source）の電位は、電流測定の基準を形成する。この端子ＫＳを介して所期の４線式測定のスタイルで電圧降下によるエラーの混入（これは端子Ｓ１のボンディングワイヤの抵抗に生じる）が避けられる。できるだけ高い測定精度を実現するためにはいずれにせよ端子ＣＳとＫＳの間の電圧差分ができるだけ小さく抑えられなければならない。理想的には１００ｍＶよりできるだけ小さい方がよい。このことは電流測定回路の可及的に小さい入力インピーダンスを前提としており、これは図６に相応するセンスＭＯＳＦＥＴによって保証されている。

図６に相応するセンスＭＯＳＦＥＴを用いた場合の（測定抵抗（シャント抵抗）における電圧降下の測定に比べた）大きな利点は、著しく僅かな損失電力である。なぜならソース電流の非常に僅かな部分しか測定値形成に用いられないからである。センスＭＯＳＦＥＴは典型的には１万から１０万のトランジスタセルを有している。ここでは代表的な電流測定に対して極僅かなトランジスタセルを電流測定に用いるだけで全く十分である。

トランジスタ２７，２８における電流測定に対してはそれぞれ電流測定装置３５，３６が設けられている。電流測定装置３５は２つの測定パスを含んでおり、これらのパスは一方の側は給電端子３９の基準電位に接続され、他方の側はセンスＭＯＳＦＥＴ２７の測定端子ＫＳ１１，ＣＳ１１に接続されている。第１の電流パスは抵抗Ｒ１１並びにトランジスタＴ５１，Ｔ３１の制御区間からなっており、これらは相互に直列に接続されて給電端子３９と端子ＫＳ１１の間に配設されている。第２の電流パスは抵抗Ｒ２１並びにトランジスタＴ６１，Ｔ４１の制御区間からなっており、これらも給電端子３９と端子ＣＳ１１の間に直列に配設されている。これらのトランジスタＴ５１，Ｔ６１並びにＴ３１，Ｔ４１は、それぞれカレントミラー回路内に配設されており、この場合それぞれトランジスタＴ５１とＴ４１が各カレントミラーＴ５１，Ｔ６１；Ｔ３１，Ｔ４１のトランジスタダイオード形成している。抵抗Ｒ２１とトランジスタＴ６１の間のタップが出力端子５０を形成しており、この端子５０から電流測定信号ＣＳ１が取り出し可能である。

トランジスタ２７を流れる負荷電流の測定は、基準電位ＫＳ１１をベースにして行われる。この基準電位は端子２２，２３に印加される外部電位Ｖ１，Ｖ２の高さに応じて最小値と約６０Ｖの値の間で変動する。制御ユニット３０でのより良好な後続処理のために有利にはここにおいて電流測定信号ＣＳ１の電位シフトが行われる。各電流測定装置内に設けられているカレントミラー回路を用いてこのことは特に優美な形式で実現され得る。この場合センスＭＯＳＦＥＴ２７から適切な電流測定信号をタッピングするためには、電流測定装置３５ないしはカレントミラー回路の入力インピーダンスが可及的に低く抑えられなければならない。抵抗Ｒ２１を用いることによって、測定された電流は後続処理に良好な電位ＣＳ１に変換される。これは出力側５０において電流測定信号ＣＳ１としてタッピング可能である。

電流測定装置３６は、電流測定装置３５と等価的に構成されている。ここでの着目すべき点はいずれにせよトランジスタＴ２８が逆に作動されることであり、それゆえにトランジスタＴ２８における電流測定回路の端子が通常モードに比べて入れ替わっている。

図７には、図３によるゲート制御装置の給電のための補助電圧源がブロック回路図で示されている。

補助電圧源３２は、トランジスタＴ１２とインダクタンスＬ１２とダブルダイオードＤ１２を有しており、これらが図７による接続構成の中でダウンワードコントローラの基本コンポーネントを形成している。

トランジスタＴ１２がトランジスタＴ４２のエミッタにおける高電位に基づいてスイッチオンされると、増加する電流がインダクタンスＬ１２を通って流れる。この電流Ｉ１２は同時に電流測定抵抗Ｒ１２も流れる。その結果として生じる電圧は、抵抗Ｒ３２を介してトランジスタＴ２２のベースに供給される。ＰＮＰバイポーラトランジスタＴ２２とＮＰＮバイポーラトランジスタＴ３２の接続によってトランジスタＴ３２のベースエミッタダイオードの通流は十分に補償される。そのため全体的に非常に僅かなベースエミッタ電圧差分を有するダイオードが生じる。このカスケード接続されたトランジスタＴ２２，Ｔ３２は、所期のような“スーパートランジスタ”を形成する。

トランジスタＴ３２のエミッタ電位は、抵抗Ｒ５２，Ｒ６２からなる分圧器によって上方の閾値に設定される。トランジスタＴ１２を流れる電流Ｉ１２がほぼゼロであるならば、“スーパートランジスタ”Ｔ２２，Ｔ３２の基準電位も同じくゼロでありトランジスタＴ１２は遮断される。抵抗Ｒ４２を介して当該“スーパートランジスタ”Ｔ３２，Ｔ２２のコレクタ電位は約５Ｖまで引き上げられ、それに接続されているトランジスタＴ４２の基準電圧も同様に引き上げられる。トランジスタＴ４２のエミッタ電圧もそれに伴って約４.３Ｖまで上昇する。このトランジスタ４２のエミッタ側はトランジスタＴ１２の制御端子に接続されている。前述の電圧値４.３Ｖは、トランジスタＴ１２をスイッチオンさせるのに十分な値である。素子Ｌ１２，Ｔ１２，Ｒ１２を通る上昇電流Ｉ１２を用いることによって抵抗Ｒ１２を介して低減する電圧が上昇し、それに伴って抵抗Ｒ３２を介して低下する電圧も“スーパートランジスタ”Ｔ２２，Ｔ３２のベースを制御するために上昇する。ここにおいて、トランジスタＴ３２で設定される上方の閾値に相応する値が達成される、トランジスタＴ３２はスイッチオンされ、それに伴ってそのコレクタ電位が低減する。その続きとしてトランジスタＴ４２のエミッタ電圧も低減し、ひいてはトランジスタＴ１２のゲート電圧も低減する。トランジスタＴ１２はその上さらに遮断される。チョークとして機能するコイルＬ１２を介したインダクタンス電圧によって作動されると、ダブルダイオードＤ１が電流通流を開始するまでトランジスタＴ１２のドレイン端子における電圧が上昇する。インダクタンスＬ１２に蓄えられたエネルギーはここにおいてコンデンサＣ１２を介して放電されるか、ないしはツェナーダイオードＤ２２の降伏電圧に達した場合にはこのダイオードＤ２２を介して放電される。

同時にダブルダイオードＤ１２の中央タップ７０の電位が入力側２２に印加された電位Ｖ１を介して上昇すると、さらにトランジスタＴ５２が導通し、抵抗Ｒ８２によって制限された電流Ｉ２２がトランジスタＴ５２の制御区間を介して流れる。この電流Ｉ２２は、抵抗Ｒ３２において電圧上昇を引き起こし、この上昇はトランジスタＴ２２，Ｔ３２をスイッチオンさせる。それによりトランジスタＴ４２の基準電位は低い値に維持され、それに続いてトランジスタＴ１２は遮断され続ける。

ここにおいてインダクタンスＬ１２が完全に放電されると、このインダクタンスＬ１２を介して電圧が集められる。トランジスタＴ５２も同様に遮断され抵抗Ｒ３２において電圧がゼロまで低下する。それにともなって“スーパートランジスタ”Ｔ２２，Ｔ３２も遮断され、それに伴ってコレクタ電位が上昇する。トランジスタＴ４２のエミッタ電圧はここにおいて同様に上昇し、トランジスタＴ１２も再びスイッチオンされる。それによりインダクタンスＬ１２において三角波形の電流が生成される。この電流は上方の閾値とゼロの間を往復するように変動する。充電フェーズにおいては、インダクタンスＬ１２は入力側２２に印加された電位Ｖ１から充電を引出し、放電フェーズにおいてはこの電荷を蓄積コンデンサＣ１に転送する。それによって生じる電位Ｖａｕｘ１は、出力側７１からタッピング可能であり、さらにそれぞれ１つのパワーＭＯＳＦＥＴ、当該のケースではパワーＭＯＳＦＥＴ２７のゲート制御装置３１に給電する。

図８には図５によるスイッチングコントローラの制御のためのゲート制御装置３０がブロック回路図で示されている。

補助電圧源３２によって生成され給電端子７１に入力結合可能な給電電位Ｖａｕｘ１を介してゲート制御装置３０は給電電位Ｖａｕｘ１を供給される。このゲート制御装置３０はさらにさらなる制御端子７２を有しており、これはさらに制御装置３６に接続され、それを介して制御信号Ｃｔｒｌ１が入力結合可能である。この信号Ｃｔｒｌ１のレベルを介して制御ユニット３６はパワーＭＯＳＦＥＴ２７のスイッチング状態を決定する。制御信号Ｃｔｒｌｌが低い方の論理レベル（ローレベル）を有しているならば、トランジスタＴ１３は無電流に切り換えられる。またトランジスタＴ２３も遮断される。なぜならそのベースエミッタ電圧がこのケースではゼロとなるからである。抵抗Ｒ６３はトランジスタＴ３３の基準電位をパワーＭＯＳＦＥＴ２７のソース電圧に定めている。さらにトランジスタＴ３３は導通接続され、端子７４における電位は、端子７３における電位の値に十分に近似される。端子７３はパワーＭＯＳＦＥＴ２７のソース端子Ｓ１１に接続され、端子７４はパワーＭＯＳＦＥＴ２７のゲート端子Ｇ１１に接続される。その結果としてパワーＭＯＳＦＥＴ２７のゲート−ソース電圧はほぼゼロとなる。それによりこのパワーＭＯＳＦＥＴ２７は遮断される。

制御入力側７２の制御信号Ｃｔｒｌｌが制御ユニット３６による制御によって高い方の論理レベル（ハイレベル）にジャンプすると、トランジスタＴ１３は導通される。このトランジスタＴ１３は抵抗Ｒ２３と共に電流源として作用する。その値は実質的に制御信号Ｃｔｒｌｌのレベルと抵抗Ｒ２３の値によって定まる。トランジスタＴ１３を通る負荷電流は、トランジスタＴ２３のベース制御に用いられる。このトランジスタＴ２３は抵抗Ｒ４３，Ｒ５３及びダイオードＤ１３と共にカレントミラーとして構成されている。トランジスタＴ２３を流れる電流はここにおいて端子７４を介してパワーＭＯＳＦＥＴ２７のゲートキャパシタンスを充電する。それによりパワーＭＯＳＦＥＴ２７のゲート−ソース電圧（端子７３，７４の間の電圧）が上昇し、このパワーＭＯＳＦＥＴ２７が最終的にスイッチオンされる。

制御信号Ｃｔｒｌｌが低い方の論理レベル（ローレベル）にジャンプすると、トランジスタＴ１３は遮断される。それに伴ってトランジスタＴ２３も無電流となる。トランジスタＴ３３はここにおいて抵抗Ｒ６３を介して導通状態に切り換えられ、それに伴ってパワーＭＯＳＦＥＴ２７のゲート−ソース電圧はトランジスタＴ３３と抵抗Ｒ７３を介してほぼ０Ｖに制御される。それによりトランジスタＴ２７は遮断される。

同じような形式でパワーＭＯＳＦＥＴ２８も等価的に構成されたゲート制御装置３２を介してスイッチオンないしはスイッチオフされる。

図９には、図３中の電圧測定装置３７のブロック回路図が示されている。

この電圧測定装置３７は、実質的に第１の差動増幅器８０と、電圧比較器８１と、２極スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂと、第２の差動増幅器８２からなっている。

第１の差動増幅器８０の入力側は抵抗Ｒ１１０，Ｒ１３０を介して端子２２，２３に接続されている。この第１の差動増幅器８０は端子２２，２３の間に印加された差分電圧Ｖｄｉｆｆ＝Ｖ２−Ｖ１を基準電圧Ｖｒｅｆに関する電圧に変換している。第１の差動増幅器８０が５Ｖの給電電圧を供給されている場合には、基準電圧Ｖｒｅｆは有利には２.５Ｖである。なぜなら測定された差分電圧Ｖｄｉｆｆは正の極性も負の極性も有し得るからである。以下では正の極性が差分電圧Ｖｄｉｆｆに与えられているケースを想定するものとする。

端子２２，２３の間の差分電圧Ｖｄｉｆｆは、抵抗Ｒ１１０，Ｒ１２０，Ｒ１３０，Ｒ１４０と差動増幅器８０からなる差動増幅装置によって検出され、所定の基準電圧Ｖｒｅｆに関する直流電圧に変換される。電位差が０Ｖならば、差動増幅器８０の出力側からは電圧Ｖｒｅｆがタッピング可能である。さらに着目すべき点は、入力電位Ｖ１，Ｖ２がとりわけ約６０Ｖのレベルの比較的高い値を有し得ることと、それに対して差分電圧Ｖｄｉｆｆ＝Ｖ２−Ｖ１は補償充電の増加に伴って比較的僅かな例えば１Ｖよりも小さいレベルの値を有し得ることである。このような理由から第１の差動増幅器８０はできるだけ良好な同相除去特性を有していなければならない。

第１の差動増幅器８０に後置接続されている電圧比較器８１は、第１の差動増幅器８０の出力電圧を基準電位Ｖｒｅｆと比較している。この出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きいのか小さいのかに依存して当該電圧比較器８１はその出力側で制御可能な２つのスイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂを駆動制御する。これらの制御可能な２つのスイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂは相互接続された例えばＣＭＯＳ切換えスイッチとして構成されていてもよい。

相互接続されたスイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂの制御された切換えによって、後置接続されている第２の差動増幅器８２は常に同じ極性の信号で駆動制御される。本発明による当該の実施例では、第２の差動増幅器８２は常に正の入力電圧によって制御されている。この第２の差動増幅器８２には抵抗Ｒ１５０，Ｒ１６０，Ｒ１７０，Ｒ１８０が接続されている。第２の差動増幅器８２の基準電位ＧＮＤはグランド電位ＧＮＤであるので（図９にはしめされていない）、第２の差動増幅器８２は、基準アースに関し当該電圧測定装置３７の入力側に入力結合された差分電圧Ｖｄｉｆｆの絶対値を生成する。この第２の差動増幅器８２の出力側に送出される信号Ｖｄｉｆｆ２は、出力端子８３においてタッピング可能であり、それに伴って制御ユニット３６に供給可能となる。それによりこの信号Ｖｄｉｆｆ２は、差分電圧Ｖｄｉｆｆの絶対値ないしは電圧量を表す電圧測定信号を形成する。

比較器８１の出力信号は、同じように信号Ｖｄｉｆｆ１を形成し、この信号は出力端子８４においてタッピング可能であり、さらに差分電圧Ｖｄｉｆｆの制御ユニット３６に供給可能である。それによりこの信号Ｖｄｉｆｆ１は、差分電圧Ｖｄｉｆｆの極性を表す電圧測定信号を形成する。

図１０には本発明によるスイッチングデバイスのための制御ユニット３６の構造がブロック回路図に基づいて示されている。

この制御ユニット３６は、２つの比較器９０，９１と、切換えスイッチ９２と、２つのさらなる比較器９３，９４と、期間監視機能を備えたＰＷＭジェネレータ９５と、論理ユニット９６と診断ユニット９７からなっている。

比較器９０，９１は、差分電圧Ｖｄｉｆｆ２の絶対値を上方の電圧値Ｖｏ１および下方の電圧値Ｖｕ１と比較し、その結果から２つの論理信号Ｖｏ２，Ｖｕ２を生成する。これらの論理信号は論理ユニット９６に供給されている。電位Ｖｄｉｆｆ２が論理信号Ｖｏ１よりも大きい場合には、比較器９０の出力信号Ｖｏ２は高い方の論理レベルを有する。電位Ｖｄｉｆｆ２が論理信号Ｖｏ１よりも小さい場合には、比較器９０の出力信号Ｖｏ２は低い方の論理レベルを有する。

切換えスイッチ９２の入力側には、電流測定装置３５，３６の電流測定信号ＣＳ１，ＣＳ２が供給される。さらにこの切換えスイッチ９２は、論理ユニット９６の制御信号ＳＥＬを介して駆動される。この制御信号ＳＥＬに制御されて切換えスイッチ９２は電流測定信号ＣＳ１若しくはＣＳ２を後置接続されている比較器９３，９４に送出する。

前記比較器９３，９４は電流比較器として構成されている。比較器９３は入力側に結合された信号（ＣＳ１又はＣＳ２）を上方の電流値Ｉｏと比較し、出力側で電流信号Ｉｍａｘを生成する。比較器９４は、入力側に結合された信号（ＣＳ１又はＣＳ２）を下方の電流値Ｉｕと比較し、電流信号Ｉｍｉｎを生成する。電流測定信号ＣＳ１ないしＣＳ２がＩｏよりも大きいならば、電流信号Ｉｍａｘは高い方の論理レベルを有する。電流測定信号ＣＳ１ないしＣＳ２がＩｕよりも小さいならば、電流信号Ｉｍｉｎは低い方の論理レベルを有する。これらの信号Ｉｍａｘ，Ｉｍｉｎは、比較器９３，９４に後置接続されているＰＷＭジェネレータ９５に入力される。

ＰＷＭジェネレータ９５はそのＰＷＭ出力側からパルス幅変調された信号ＰＷＭｏｕｔを信号Ｉｍａｘ，Ｉｍｉｎに依存して生成する。信号Ｉｍａｘが高い方の論理レベルを有しているならば、ＰＷＭジェネレータ９５のＰＷＭ出力側からは低い方の論理レベルを有する信号ＰＷＭｏｕｔが送出される。これはＰＷＭモードのために選択されたトランジスタ２７，２８が遮断されなければならないこと表す信号である。ＰＷＭジェネレータ９５のＰＷＭ出力側の信号レベルＰＷＭｏｕｔは、信号Ｉｍｉｎのレベルが高い方の論理レベルから低い方の論理レベルへジャンプするまで維持され続ける。この信号変化は、下方の電流値Ｉｕを下回ったためにＰＷＭモードのために選択されたトランジスタ２７，２８がスイッチオンされなければならないことを表す兆候である。信号Ｉｍｉｎの低い方の論理レベルＬＯＷから高い方の論理レベルＨＩＧＨへの信号変化と共にＰＷＭジェネレータ９５のＰＷＭ出力側の信号レベルＰＷＭｏｕｔも再び高い方の論理レベルにジャンプする。

当該の構成においてはＰＷＭジェネレータ９５がさらに監視回路を有している。この監視回路はＰＷＭ出力側の信号ＰＷＭｏｕｔのＯＮ持続時間を上方の限界値と比較し、この限界値を上回った場合には“Ｔｉｍｅｏｕｔ”信号を生成しＰＷＭジェネレータ９５のタイムアウト出力側から送出する。この信号“Ｔｉｍｅｏｕｔ”は、論理ユニット９６の相応するタイムアウト入力側に入力結合される。

論理ユニット９６は制御ユニット３６のさらなる機能シーケンスを前述したような信号や外部からの信号“Ｏｎ／Ｏｆｆ”に基づいて制御している。この論理ユニット９６は、差分電圧Ｖｄｉｆｆの大きさと極性に基づいてパワースイッチ２７，２８がスイッチングコントロールモードで作動されるべきか否かを識別する。さらに論理ユニット９６はこれらの２つのパワートランジスタ２７，２８のうちのどれがスイッチングコントロールトランジスタとして駆動されるべきかとどちらが完全にスイッチオンされるべきかを決定する。

前述した実施例においてはそれぞれパワートランジスタ２７がスイッチングコントロールトランジスタとして作動されパワートランジスタ２８は静的にスイッチオンされたトランジスタとして機能していることが前提とされてきた。電圧差分Ｖ１−Ｖ２が負であるならば、これらの２つのトランジスタ２７，２８の作動モードは逆に行われる。

論理ユニット９６は２つの電流測定信号ＣＳ１，ＣＳ２のうちのどちらが利用されるべきかとどちらが切換えスイッチ９２を適切に駆動するかを決定している。論理ユニット９６は、ＰＷＭジェネレータ９５のＰＷＭ出力側からタッピング可能なパルス幅変調された信号ＰＷＭｏｕｔを制御出力側Ｃｔｒｌ１，Ｃｔｒｌ２を介して、そのつどのスイッチングコントロールトランジスタとして選択されているパワートランジスタ２７，２８に転送する。

さらに論理ユニット９６は、スイッチングコントローラ２１の安全な閉成とそれによるトランスファーゲート２９のスイッチオンが可能となるように、差分電圧Ｖｄｉｆｆが十分に小さくなった時点を若しくは均等充電が十分に進められた時点を、信号Ｖｕ２ないし“Ｔｉｍｅｏｕｔ”に基づいて識別する。それに続いて論理ユニット９６は図中には示されていない外部制御ユニットに新たなスイッチング状態を出力信号“Ｓｗｉｔｃｈ ＯＮ”のレベル変化によってシグナリングする。

図１０には制御ユニット３６の構成要素としてさらに診断装置ないし診断ユニット９７が示されているが、この診断装置９７についての詳細な説明は省く。なぜならここでは公知の機能特性が利用できるからである。実質的にはこの診断装置９７は前述してきた回路部分や回路素子の正常な機能状態を診断し全体としての機能シーケンスの適正度を診断するものである。さらに診断装置９７は、何らかの外的エラーが生じた場合、例えば入力側２２，２３の一方が短絡した場合などに、本発明によるスイッチングデバイス２０ないしパワートランジスタ２７，２８のスイッチオンを回避させることも可能である。診断装置９７の出力側から送出される出力信号ＤＧ１は外部の制御ユニットに、スイッチングデバイス２０ないしはスイッチングコントロールモードで作動しているパワートランジスタ２７，２８が正常に機能しているか否かをシグナリングする。またここには図示されていないが、双方向のデータバスを伴って拡張された実施形態においてはエラー発生時に回路の修理に役立つ本発明によるスイッチングデバイス２０の詳細情報の通信も可能である。

本発明は前述したような具体的な有利な実施例に基づいて細部に亘って説明してきたが、しかしながら本発明では多岐に亘る形式での変更や改善が可能である。

従って本発明は前述してきた具体的な回路の実現例に限定されるものではない。それどころか例えばトランスファーゲート、スイッチングコントローラ、制御ユニット、ゲート制御装置、電流測定装置、電圧測定装置なども、本発明の基本原理から逸脱しない限り多種多様な多くの回路構成の変化例が可能である。

本発明の対象としてスイッチングコントローラによって拡張されたトランスファーゲートを備えたパワースイッチの配設が挙げられ、ここではスイッチングコントローラとして前述してきたような通常のダウンワードコントローラが利用可能である。また付加的に若しくは代替的にここではその他のタイプのコントローラ、例えばアップワードコントローラなども考えられる。

そのため本発明は具体的に用いられた構成要素のみに限定されるものではない。それどころか例えばＰ型とＮ型の導電性タイプの入れ替えも可能であるし、その他のさらなる回路例も任意に適用することができる。さらにトランジスタについても必ずしもバイポーラトランジスタないしはＭＯＳトランジスタで構成される必要はなく、ここではその他のトランジスタタイプ、例えばＪＦＥＴ、サイリスタ、ＩＧＢＴなどの適用のみならずそれらの相互の接続も任意に可能である。またここでは抵抗やコンデンサ、コイル、ダイオードなどが任意の抵抗素子、容量素子、誘導素子などの構成素子によって置換えられることも理解されたい。さらに前記トランジスタも、どの作動モードでそれらを作動させるべきかに応じて任意の制御スイッチや増幅素子によって置換え可能である。

さらに本発明はこれまでに具体的に述べてきた種々の数値データに対してもそれらに限定されるものではない。それらはあくまでもよりよい理解のために呈示してきたものであって本発明の限定を意味するものではないことを最後に述べておく。

接続スイッチの機能が本発明による拡張されたトランスファーゲートを備えたスイッチングデバイスに置換えられた本発明による自動車搭載電源網システムの基本原理図 本発明によるスイッチングデバイスに対するスイッチングコントローラによって拡張された本発明によるトランスファーゲートの簡素な実施例を示した図 図２によるトランスファーゲートとスイッチングコントローラを備えた本発明によるスイッチングデバイス並びにスイッチングコントローラ及びさらなる機能ユニットの起動制御のための起動制御回路のブロック回路図 チャージポンプと起動制御回路を備えた本発明によるスイッチングデバイスのトランスファーゲートの詳細な回路図 本発明によるスイッチングデバイスのスイッチングコントローラの詳細な回路図 図５によるスイッチングコントローラに対する測定トランジスタとして構成されたパワーＭＯＳＦＥＴの配線図 図５によるスイッチングコントローラのゲート制御回路の給電のための補助電圧源を表した回路図 図５によるスイッチングコントローラの制御のためのゲート制御回路の回路図 極性識別機能と絶対値形成機能を備えた本発明によるスイッチングデバイスの電圧測定装置の回路図 本発明によるスイッチングデバイスのシーケンス制御回路の回路図

Claims (26)

1. 統合型スタータージェネレータ（２）を有する自動車搭載電源網（１）におけるエネルギー蓄積器、特に容量性のエネルギー蓄積器（６，７）の間の双方向の補償充電のためのスイッチングデバイスにおいて、
   前記エネルギー蓄積器（６，７）のうちの一方に接続された第１の端子（２２）と、
   前記エネルギー蓄積器（６，７）のうちの他方に接続された第２の端子（２３）と、
   制御可能なトランスファーゲート（２９）と、
   双方向に作動可能でかつ制御可能なスイッチングコントローラ（２１）を有しており、
   前記制御可能なトランスファーゲート（２９）は、直列に接続されたそれぞれ２つの制御可能なパワースイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）からなる並列回路で形成され、前記第１及び第２の端子（２２，２３）の間に配設された第１の負荷電流搬送パスを有しており、
   前記制御可能なスイッチングコントローラ（２１）は、前記第１及び第２の端子（２２，２３）の間に前記第１の負荷電流搬送パスに並列に配設された第２の負荷電流搬送パスを有しており、さらに、
   シーケンス制御装置（３６）が設けられており、該シーケンス制御装置（３６）によってスイッチングコントローラ（２１）とトランスファーゲート（２９）の機能が次のように制御される、すなわち、
   （ａ）最初にスイッチングコントローラ（２１）とトランスファーゲート（２９）が開放され、
   （ｂ）前記スイッチングデバイス（２０）入力側（２２）の第１の電位（Ｖ１）と前記スイッチングデバイス（２０）出力側（２３）の第２の電位（Ｖ２）の間の差分電圧を求め、
   （ｃ）前記差分電圧が上方の閾値よりも大きい差分電圧（Ｖｄｉｆｆ２）を有している場合に、前記スイッチングデバイス（２０）を介して降下する差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）の低減のためにまずスイッチングコントローラ（２１）がスイッチングコントロールモードで作動され、
   （ｅ）差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）が十分に補償調整された場合には、前記スイッチングコントローラ（２１）が完全に閉成され、さらにトランスファーゲート（２９）がスイッチオンされるように構成されていることを特徴とするスイッチングデバイス。
2. 前記スイッチングコントローラ（２１）は、ダウンワードコントローラとして構成されている、請求項１記載のスイッチングデバイス。
3. 前記スイッチングコントローラ（２１）は、少なくとも２つの制御可能な第１のスイッチ（２７，２８）を有しており、該第１のスイッチ（２７，２８）はそれらの制御区間に対して直列に配設されており、さらに前記第１のスイッチ（２７，２８）のそれぞれの第１の負荷端子（Ｓ）の間には誘導性のエネルギー蓄積器（２４）が設けられており、該誘導性のエネルギー蓄積器（２４）の各端子はそれぞれ１つのフリーホイリングダイオード（２５，２６）を介して給電電位（ＧＮＤ）のための給電端子（３９）に接続されている、請求項１または２記載のスイッチングデバイス。
4. 前記第１のスイッチ（２７，２８）は、電流測定トランジスタ、特にセンスＭＯＳＦＥＴとして構成されている、請求項３記載のスイッチングデバイス。
5. 前記トランスファーゲート（２９）は、制御可能な第２のスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）からなる並列回路を含み、前記第２のスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）の各々はその制御区間に関して相互に直列に配設され、それぞれ１つの負荷パスを規定しており、前記第２のスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）の制御端子（Ｇ）は相互に接続されており、前記第２のスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）の第２の負荷端子（Ｄ）は、第１の端子（２２）に接続されているか若しくは第２の端子（２３）に接続されている、請求項１から４いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
6. 前記第１及び／又は第２のスイッチ（２７，２８；Ｔ１〜Ｔ６）はパワースイッチ、特にパワーＭＯＳＦＥＴ、ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴとして構成されている、請求項３から５いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
7. 前記第１及び／又は第２のスイッチ（２７，２８；Ｔ１〜Ｔ６）の第１の負荷端子（Ｓ）は、ソース端子（Ｓ）として構成され、第２の負荷端子（Ｄ）はドレイン端子（Ｄ）として構成されている、請求項３から６いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
8. 前記トランスファーゲート（２９）はゲート保護回路（４０）を有しており、該ゲート保護回路（４０）は前記第２のスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）の制御端子（Ｇ）と第１の負荷端子（Ｓ）の間に配設されており、さらに前記ゲート保護回路（４０）は前記第２のスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）の制御端子（Ｇ）を過電圧から保護している、請求項５から７いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
9. 前記トランスファーゲート（２９）は遮断装置（４３）を有しており、該遮断装置（４３）はトランスファーゲート（２９）の遮断のために前記第２のスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）の制御端子（Ｇ）と第１負荷端子（Ｓ）を短絡し、それに伴って前記第２のスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）が遮断される、請求項５から８いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
10. 前記第２のスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）の駆動制御のためにスイッチング可能な発振器（４２）、特にシュミットトリガ回路（４２）が設けられており、該発振器（４２）にはチャージポンプ（４１）が後置接続されており、該チャージポンプ（４１）は前記第２のスイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）の制御端子（Ｇ）を制御信号を用いて駆動制御している、請求項５から９いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
11. 少なくとも１つの電流測定装置（３５，３６）が設けられており、該電流測定装置（３５，３６）は前記第１のスイッチ（２７，２８）の少なくとも１つと接続されており、さらに前記電流測定装置（３５，３６）はそれぞれの第１のスイッチ（２７，２８）の負荷パスを流れる電流（Ｉ１）から導出される信号（ＫＳ１１，ＫＳ２２；ＣＳ１１，ＣＳ２２）をタッピングし、その結果に依存して電流測定信号（ＣＳ１，ＣＳ２）を自身の出力側から送出する、請求項５から１０いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
12. 少なくとも１つのゲート制御回路（３０，３１）が設けられており、該ゲート制御回路（３０，３１）の入力側はシーケンス制御装置（３６）に接続されており、前記ゲート制御回路（３０，３１）は前記シーケンス制御装置（３６）の制御信号（Ｃｔｒｌ１，Ｃｔｒｌ２）に依存して第１のスイッチ（２７，２８）の制御端子（Ｓ）を駆動制御している、請求項１１記載のスイッチングデバイス。
13. 少なくとも１つの補助電圧源（３２，３３）が設けられており、該補助電圧源（３２，３３）の入力側はそれぞれ第１又は第２の端子（２２，２３）に接続されており、前記補助電圧源（３２，３３）は第１の給電電位（ＧＮＤ）を有する第１の給電端子（３９）と第２の給電電位（５Ｖ）を有する第２の給電端子の間に配設されており、さらに前記補助電圧源は前記ゲート制御回路（３０，３１）の給電のための補助給電電位（Ｖａｕｘ１，Ｖａｕｘ２）を供給する、請求項１２記載のスイッチングデバイス。
14. 電圧測定装置（３７）が設けられており、該電圧測定装置（３７）の入力側は第１及び第２の端子（２２，２３）に接続されており、前記電圧測定装置（３７）は前記第１及び第２の端子（２２，２３）の間に印加される差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）を測定し、その結果から導出される信号を出力側から送出する、請求項１から１３いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
15. 前記電圧測定装置（３７）は第１の出力側（８３）を有しており、該第１の出力側では測定された差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）の電圧量から導出される信号（Ｖｄｉｆｆ２）がタッピング可能であり、さらに前記電圧測定装置（３７）は第２の出力側（８４）を有しており、該第２の出力側では測定された差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）の極性から導出される信号（Ｖｄｉｆｆ１）がタッピング可能である、請求項１４記載のスイッチングデバイス。
16. さらに前記電圧測定装置（３７）は入力側に差動増幅器（８０）を有しており、該差動増幅器（８０）は高い同相分除去機能を有しており、前記差動増幅器（８０）の入力側には差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）が入力結合され、前記差動増幅器（８０）には比較器（８１）が後置接続されており、該比較器（８１）は前記差動増幅器（８０）の出力信号を基準電位（Ｖｒｅｆ）と比較する、請求項１４または１５記載のスイッチングデバイス。
17. 前記シーケンス制御装置（３６）の入力側は電圧測定装置（３７）及び／又は電流測定装置（３５，３６）の出力端子（８３，８４）と接続され、測定された電流及び電圧の評価を行っている、請求項１１から１６いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
18. 前記シーケンス制御装置（３６）はスイッチングコントローラ（２１）とトランスファーゲート（２９）の機能をさらに次のように制御している、すなわち、
    測定された差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）に基づいて、前記差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）の電圧量に対する尺度として第１の電圧測定信号（Ｖｄｉｆｆ２）が生成され、前記差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）の極性に対する尺度として第２の電圧測定信号（Ｖｄｉｆｆ１）が生成されるように制御している、請求項１から１７いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
19. 前記第２の電圧測定信号（Ｖｄｉｆｆ１）が差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）の正の極性を示している場合に、入力側（２２）に接続されているトランジスタ（２７）がスイッチングコントロールトランジスタ（２７）として選択され、出力側（２３）に接続されているトランジスタ（２８）は静的にスイッチオンされて作動される、請求項１４から１８いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
20. 前記第１の電圧測定信号（Ｖｄｉｆｆ２）が下方の閾値よりも小さい電圧差分（Ｖｄｉｆｆ２）を有している場合に、入力側に接続されているスイッチングコントローラ（２１）のトランジスタ（２７）が持続的にスイッチオンされ、及び／又はスイッチングコントローラ（２１）に並列に配置されているトランスファーゲート（２９）がスイッチオンされる、請求項１４から１９いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
21. 前記スイッチングコントローラ（２１）のインダクタンス（２４）の充電時間がスイッチングコントロールモードにおいて所定の時間的な限界値を上回っている場合に、入力側に接続されているスイッチングコントローラ（２１）のトランジスタ（２７）が持続的にスイッチオンされ、及び／又はスイッチングコントローラ（２１）に並列に配置されているトランスファーゲート（２９）がスイッチオンされる、請求項１４から１９いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
22. 前記スイッチングコントローラ（２１）の持続的なスイッチオンの実行と前記トランスファーゲート（２９）のスイッチオンのために、測定された差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）に基づいて、差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）が十分に小さくなった時点、ないしは出力側（２３）と入力側（２２）の間の補償充電が十分に進展した時点が識別される、請求項１から２１いずれか１項記載のスイッチングデバイス。
23. 自動車搭載電源網（１）において、
    少なくとも２つのエネルギー蓄積器（６，７）と、
    統合型スタータージェネレータ（２）と、
    双方向に作動可能なＡＣ／ＤＣコンバータ（４）と、
    請求項１から２２いずれか１項記載の少なくとも１つのスイッチングデバイス（２０）を有しており、
    前記統合型スタータージェネレータ（２）は、内燃機関（３）と機械的に接続されており、
    さらに前記統合型スタータージェネレータ（２）は、ジェネレータ作動モードにおいて少なくとも１つのエネルギー蓄積器（６，７）を充電し、モータ作動モードにおいては少なくとも１つのエネルギー蓄積器（６，７）内に蓄積されたエネルギーを用いて駆動可能であり、
    前記ＡＣ／ＤＣコンバータ（４）は、前記エネルギー蓄積器（６，７）と統合型スタータージェネレータ（２）の間に配設されており、
    前記スイッチングデバイス（２０）は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ（４）のＤＣ端子と前記エネルギー蓄積器の少なくとも１つのエネルギー蓄積器との間に配設されていることを特徴とする自動車搭載電源網。
24. 第１のエネルギー蓄積器（７）は蓄電池（７）として構成され、第２のエネルギー蓄積器（６）は二重層コンデンサ（６）として構成されている、請求項２３項記載の自動車搭載電源網。
25. 前記スイッチングデバイス（２０）は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ（４）のＤＣ端子と二重層コンデンサ（６）の間に配設されている、請求項２４記載の自動車搭載電源網。
26. 前記ＡＣ／ＤＣコンバータ（４）のＤＣ端子と少なくとも１つのスイッチングデバイス（２０）の間に中間回路コンデンサ（５）が、スイッチング電圧のバッファリングのために設けられている、請求項２３から２５いずれか１項記載の自動車搭載電源網。

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