KR20060050017A - 주기 라인 스펙트럼을 갖는 코드에 대한 고속 코히어런트프로세싱 - Google Patents

주기 라인 스펙트럼을 갖는 코드에 대한 고속 코히어런트프로세싱 Download PDF

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Abstract

본 발명은 멀티카피 상관, 다시 말해, 수신 신호의 카피에 대한 수신 신호의 스펙트럼의 동시 상관에 의해 연산하는 종래의 신호 프로세싱 방법의 구현에 의해 초래되는 계산에 관한 부하를 허용하는 방법에 있고, 상기 카피 각각은 상이한 도플러 시프트를 갖는다.
본 발명에 따르면, 멀티카피 상관 연산은,
- 상기 수신 신호를 시간-주파수 변화하는 단계 (32);
- 상기 수신 신호의 스펙트럼으로부터 시작하는, 연결에 의해 합성 스펙트럼을 형성하는 단계 (61);
스펙트럼간 프로덕트, 다시 말해, 대응하는 도플러 카피의 연결 켤레 스펙트럼과 각 합성 스펙트럼의 프로덕트를 계산하는 단계 (64); 및
상기 스펙트럼간 프로덕트를 주파수-시간 변환하는 단계 (66) 를 적어도 포함한다.
본 발명의 분야는 소나 신호 프로세싱 방법의 분야이다. 특히, 본 발명은 스펙트럼 라인으로 구성된 '콤 (comb)' 라인을 갖는 소나 방출에 의해 조사되는 객체로부터 들어오는 소나 에코에 관한 것이다.

Description

주기 라인 스펙트럼을 갖는 코드에 대한 고속 코히어런트 프로세싱{FAST COHERENT PROCESSING FOR CODES WITH PERIODIC LINE SPECTRA}
본 발명의 분야는 소나 (sonar) 신호 프로세싱 방법의 분야이다. 본 발명은 구체적으로는 스펙트럼 라인으로 구성되는 '콤 (comb)' 라인 스펙트럼을 갖는 소나 방출에 의해 조사되는 객체로부터 나오는 소나 에코에 관한 것이다.
종래 기술로부터 공지되어 있는 소나 신호를 활용하는 하나의 기술은 공지된 신호를 매체로 방출하고 이동하는 타겟에 의해 반사되고 소나에 의해 수신될 때 방출된 신호의 복제를 나타내는 신호와의 상관에 의해 수신 신호를 처리하는 것이다. 이들 복제, 또는 도플러 카피는 타겟으로부터, 배경 잡음으로부터, 및 반향으로부터 나오는 신호를 구별하기 위해 실제 수신된 신호와 상관된다.
라인 스펙트럼, 다시 말해, 별개 라인으로 구성된 스펙트럼을 갖는 신호의 방출은 반향에 의해 제한되는 환경에서 고속 또는 저속 이동 수중 타겟의 검출을 위해 상당히 중요하다. 실제로, 타겟의 도플러 시프트가 스펙트럼의 기본 라인의 진폭 보다 큰 동안은, 도플러 필터링에 의해 반향 잡음이 감소될 수 있다. 이러한 도플러 필터링 프로세스는 액티브 소나에 의해 이동 객체를 검출하는 방법에 관한 것인 유럽 특허 EP1078280 호에 명백하게 설명되어 있다.
이러한 형태의 도플러 필터링은 수신 신호의 멀티카피 상관을 수행하는데 존재한다. 멀티카피 상관은 공지된 방식으로, 방출된 신호의 다양한 복제, 또는 도플러 카피와 수신 신호의 상관 연산을 수행하는데 존재한다. 각 도플러 카피는 소정의 속도를 갖는 객체에 의해 반사되는 신호와 동일한 스펙트럼을 나타내고, 이것이 방출된 신호의 도플러 카피라 칭하는 이유이다.
상관 연산은 동시에, 또는 그렇지 않으면 동일한 시간 동안 수행되어서, 액티브 소나 모드에서, 라인-스펙트럼 신호의 방출의 이용은 도플러 필터가 사용되는 만큼 수행되는 다수의 동시 상관 연산을 초래한다. 그 결과, 이용되는 도플러 카피의 수가 크면, 멀티카피 상관 프로세싱 모드는 큰 계산 용량을 요구할 수도 있다.
또한, BT 프로덕트가 큰, 예를 들어, 50 이상인 신호에 대해, 바람직하게는, 상관에 의한 도플러 필터링 연산은 스펙트럼 도메인에서 수행될 수 있다. BT 프로덕트의 알파벳 B와 T 각각은 방출된 신호 대역 (B) 과 그 지속기간 (T) 을 나타낸다. 실제로, 예를 들어, 고속 퓨리에 변환 (FFT) 에 의한 스펙트럼 도메인으로의 변환은 시간 도메인에서의 직접 상관 보다는 계산에 관한 부하에 대하여 더욱 바람직한 것으로 판명되었다.
그럼에도 불구하고, 상관이 여러 도플러 카피와 수행될 때, 이러한 도플러 필터링의 실시형태는 여전히 너무 높은 계산에 관한 부하를 초래한다. 이러한 방식으로, 멀티카피 프로세싱에 의해 수반되는 계산에 관한 부하의 증가는 이용되는 카피의 수에 실제로 비례한다고 생각된다. 실제로, 카피의 수는 대략 수십, 또는 심지어 수백이다. 출원인에 의해 2003년 4월 출원된 프랑스 특허 출원 03 0404042 호는 이와 관련하여 도플러 필터링에 요구되는 200 이상의 다수의 도플러 카피를 언급한다.
본 발명은 멀티카피 상관에 의해 초래되는 계산에 관한 부하를 감소시킬 수 있는 방법으로 구성된다. 이러한 목적을 위해, 본 발명에 따른 방법은,
- 수신 신호를 시간-주파수 변환하는 단계;
- 수신 신호의 스펙트럼으로부터의 특정 스펙트럼 성분 및 이들 스펙트럼 성분의 연결의 선택에 의해 형성되는 합성 스펙트럼을 형성하는 단계;
- 대응하는 도플러 카피의 연결 켤레 스펙트럼과 각 합성 스펙트럼의 프로덕트인 스펙트럼간 프로덕트를 계산하는 단계;
- 대응하는 수신 신호의 합성 스펙트럼과 각 도플러 카피의 연결 켤레 스펙트럼의 프로덕트가 계산되는 멀티카피 상관 연산을 수행하는 단계; 및
얻어진 스펙트럼간 프로덕트의 주파수-시간 변환을 수행하여 시스템을 시간 도메인으로 복귀시키는 단계를 적어도 포함하는 멀티카피 상관 연산을 수행한다.
본 발명에 따른 방법은 스펙트럼의 유용한 부분에 대해 멀티카피 상관만을 수행하는 이점을 갖는다. 불필요한 계산을 제거함으로써, 특히, 스펙트럼간 계산 및 주파수-시간 변환 단계 동안 초래되는 계산의 수를 실제로 감소되게 한다. 따라서, 수행되는 계산의 총 수를 감소되게 하거나, 또 다른 방식으로 동일한 수의 계산 동안 더 높은 분해능을 갖는 도플러 필터링 연산이 수행되게 한다.
본 발명에 다른 방법은 구현하는 것이 단순하다는 추가의 이점을 갖는다. 또한, 이 방법은 스펙트럼이 주기적 라인으로 구성되는 파장을 방출하는 시스템에 특히 적합하고, 각 라인 자체는 기본 스펙트럼을 프로세싱한다.
다른 특징 및 이점은 관련 도면에 의해 예시된 설명을 통해 명백해질 것이다.
전술한 바와 같이, 본 발명에 따른 방법은 스펙트럼이 주파수 축을 따라, 기본 스펙트럼 또는 라인의 정규적인 연속의 형태를 갖는 파를 방출하는 액티브 소나 시스템에 특히 적용될 수 있다. 명확한 설명을 위해, 본 발명을, 예를 들어, 방출된 파가 동일한 규칙, 선형 또는 쌍곡선에 따라 주파수에서 변조된 N개 연속 기본 펄스의 가중합으로부터 형성된 펄스 형상을 갖는 바람직한 예시적인 실시형태를 통해 이 문서에서 설명한다. 이러한 형태의 펄스의 시간 도메인에서의 설명이 도 1에 제공된다. 이 도면에서, 진폭이 적용되는 가중 규칙에 따라 결정되는 N개 기본 펄스 (11) 를 볼 수 있다. 이러한 가중은 포락선 (a(t) : 12) 을 정의하고 따라서 생성되는 펄스의 스펙트럼 형상을 조절한다. 따라서, 지속기간 T 동안 형성된 신호는 N개 펄스의 지속기간 (T/N) 으로 구성된다. 총 신호에 적용되는 가중의 목적은 방출된 신호의 스펙트럼 폭을 제어하고, 특히, 제 2 스펙트럼 라인의 레벨을 감소시키는 것이다. 그 결과, 방출된 신호는 아래의 수학식과 같이 표현될 수 있고,
[수학식 1]
여기서, p(t) 는 기본 펄스의 표현이고, p(t) 는 t가 간격 [0 T/N] 의 외부일 때 0과 동일하다. 신호 (a(t)) 는 신호 포락선이라 칭하는 적용되는 가중을 나타낸다. 방출된 신호의 스펙트럼에 관하여, 이것은 아래의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 2]
수학식 2에서, P(f) 는,
[수학식 3]
으로 표현될 수 있는 기본 펄스의 스펙트럼을 나타낸다.
유사하게, 방출된 신호의 포락선 (a(t)) 의 스펙트럼은,
[수학식 4]
에 의해 표현될 수 있다.
스펙트럼 (E(f)) 은 도 2에 개략적으로 도시하였다. 그것의 총 폭이 기본 펄스의 대역 (B) 이다.
이것은 주파수 축을 따라 n*N/T 마다 위치되는 스펙트럼 라인 (21) 으로 구성된다.
진폭 가중 (a(t)) 은 중심 주파수 주위에서 간격 (β/T) 에 대한 각 라인의 스펙트럼의 폭을 제한하는 효과를 갖는다. 계수 β는 선택된 진폭 가중 규칙 (a(t)) 에 의존하는 계수를 나타낸다. 예를 들어, 바람직한 실시형태에 따라 a(t) = sin2(πt/T) 가 취해지면, 계수 β는 β=4의 값을 갖는다.
도 2의 도면은 스펙트럼 성분의 진폭이 매우 낮은 N/T에 실질적으로 동일한 폭의 주파수 범위 (22) 에 의해 스펙트럼의 진폭이 현저히 분리되는 스펙트럼 라인 (21) 에 대응하는 폭 (β/T) 의 BT/N 주파수 범위를 방출된 신호의 스펙트럼이 포함한다는 것을 설명한다. 또한, 매우 낮은 진폭의 이들 범위가 방출된 신호 대역의 상당한 부분을 나타낸다는 것을 관찰할 수 있다. 스펙트럼 진폭의 이러한 특유한 분포는 바람직하게는 본 발명에 따른 방법에 의해 활용된다.
일반적으로, 소나 에코 프로세싱의 분야에서 수신 신호의 도플러 분석을 수행하는 공지된 수단은 방출된 신호의 카피를 나타내는 신호와 수신 신호의 상관을 수행하지만, 방출된 신호가 이동 타겟에 대한 반사 동안 경험하는 시프트에 대응하는 주파수 시프트 또는 위상 시프트와 수신 신호의 상관을 수행하는데 있다. 멀티카피 상관에 의한 이러한 형태의 프로세싱에서, 이용되는 도플러 카피의 수는 분석될 주파수 범위 및 코드 분해능에 의존한다. 또한, 이러한 수는 대응하는 산술 연산을 수행해야 하는 머신의 계산 용량에 의존한다. 이러한 한 쌍의 의존성은 도플러 분석의 소망하는 품질과 결과를 얻기 위해 요구되는 계산 시간 사이에 이루어지는 어려운 절충을 실제로 초래한다.
도 3은 멀티카피 상관에 의한 종래의 프로세싱 방법의 개략적 흐름도를 도시한다. 수행될 계산의 수를 제한할 목적으로, 이러한 연산은 주파수 도메인에서 수행된다. 이러한 목적을 위해, 디지털화된 수신 신호 (31) 가 예를 들어, 시간-주파수 변환 (32) 을 경험한다. 바람직한 실시형태에서, 시간-주파수 변환은 도플러 채널의 소망하는 수에 의해 결정되는 다수의 포인트 (N1) 상의 슬라이딩 윈도우에서 수행되는 고속 퓨리에 변환 (FFT) 에 의해 초래된다. FFT 연산은 예를 들어, 하나의 FFT 연산으로부터 다음의 FFT 연산까지의 Fe ㆍT 샘플과 동일한 슬라이딩 윈도우를 갖는 다수의 샘플 (N1=2ㆍFe ㆍT) 상의 슬라이딩 윈도우에서 수행될 수 있다. 이러한 경우에, Fe는 샘플링 주파수를 나타내고 T는 수신 신호의 지속기간을 나타낸다.
그 후, 그렇게 얻어진 주파수 신호 (33) 는 여러 개의 동시 상관 연산 (34) 에 영향을 받는다. 각 연산은 공지된 방식으로, 도플러 카피라 부르는, 저장된 신호 (35) 의 스펙트럼과 수신 신호의 스펙트럼의 프로덕트의 스펙트럼간 결과를 계산하는데 있다. 각 도플러 카피의 스펙트럼은 주파수에서 동조적 (homothetic) 변환을 경험한 방출된 신호의 스펙트럼에 대응한다. 동조적 주파수 변환은 분석된 도플러 대역의 채널중의 하나에 대응한다.
각 도플러 카피는 V가 소나를 운송하는 용기에 대하여 타겟의 방사 속도를 타내고 c가 매체에서의 사운드의 속도를 나타내는 표현 δ = 1 ± 2V/c에 의해 정의되는 도플러 파라미터 δ에 의해 특성화될 수 있다. 그 후,
[수학식 5]
와 같이 표현될 수 있고, 그것의 스펙트럼은,
[수학식 6]
을 따른다.
C(f)에 대한 표현은, 스펙트럼의 단순한 동조적 변환을 나타내는 주파수 δㆍnㆍN/T상에 집중된 라인으로 구성된다는 것을 제외하고는 E(f) 의 표현과 유사하다.
그 후, 각 상관 연산의 결과 (36) 는 활용하기 위해 시간 도메인으로 전치된다. 바람직하게는, 전치는 N1 샘플 또는 포인트상에서 수행된 인버스 DFT 또는 인버스 FFT 또는 다른 것의 주파수-시간 변환에 의해, 주파수 도메인으로 변환하기 위해 사용된 것의 인버스 변환 (37) 에 의해 수행된다.
방출된 신호의 경우에서와 같이, 도플러 카피의 스펙트럼이 주파수에서 전환된 방출된 신호의 스펙트럼의 라인에 대응하는 BT/N 주파수 범위상에서 비-제로이다는 것이 관찰된다. 방출된 신호에 관하여, 각 스펙트럼 라인의 폭은 β/T와 동일하고, 라인은 주파수 축상에서 δN/T에 의해 분리된다.
멀티카피 상관 계산을 수행하는 것은 Nd 동시 상관 연산, 다시 말해, 스펙트럼 도메인에서, Nd 스펙트럼간 승산 연산을 수행하는 것과 같다. 바람직하게는, 스펙트럼 도메인으로의 전치는 공지된 방식에서 프로덕트의 합을 수반하는 시간 상관 연산을 계산 부하에 관하여 덜 복잡하고 비용이 덜 드는 단순한 승산 연산으로 대체되게 한다.
그럼에도 불구하고, Nd 동시 연산을 수반하기 때문에, 부하는 여전히 높다. 이에 관하여, 계산에 관한 부하의 사이즈는 프로세스될 도플러 채널의 수 (Nd) 및 프로덕트 (BT) 에 의존하고, 여기서, B는 기본 펄스 (11) 의 대역폭을 나타내고, T는 방출된 신호를 구성하는 N개 기본 펄스의 지속기간을 나타낸다.
도 3의 흐름도는 하이라이트된 방법의 각 단계에 대해 총 계산에 관한 부하에서의 상대적 가중을 처리할 수 있게 한다. 따라서, 연산 34 및 37에 대응하는 단계는 각 연산에 의해 요구되는 계산의 수 및 Nd 도플러 채널 각각에 대한 실행의 동시성 모두에 관하여, 계산에 관한 부하에 대해 매우 민감한 가중치를 갖는다는 것이 관찰된다. 비교에 의해, 수신 신호의 FFT 주파수 분석을 위한 연산 (32) 에 대응하는 단계는 상대적으로 낮은 가중치를 갖는다.
수용 가능한 계산에 관한 부하가 설명한 바와 같이 수행될 멀티카피 상관 연산을 허용하지 않는 경우에, 명백하게 도 3에 도시한 종래의 프로세싱 방법만이 2개 형태의 솔루션을 제공한다. 따라서, 제 1 솔루션은 동시에 활용되는 도플러 채널의 수를 감소시키는 것이고, 이것은 동시에 수행되는 상관 연산의 수 (Nd) 를 감소시킬 수 있다. 다른 솔루션은 다른 경우에 이용되는 신호 프로세싱 함수와 관련된 요구와 호환불가능할 수도 있는 기본 펄스에 의해 점유되는 대역폭을 제한하는 것이다.
이러한 제약에 직면하여, 본 발명에 따른 방법은 전술한 솔루션에 대한 대안인 솔루션을 제안한다. 이러한 목적을 위해, 본 발명에 따른 방법의 원리는 글로벌 스펙트럼을 구성하는 스펙트럼 라인 (21) 에 의해 형성된 기본 스펙트럼의 어셈블리로서 방출된 신호의 스펙트럼을 고려하는데 있다. 이들 기본 스펙트럼은 도플러 프로세싱에서 매우 풍부하고 신호 레벨이 매우 낮은 주파수 영역에 의해 분리된다. 유사하게, 수신 신호가 방출된 신호의 도플러 시프트된 카피와 상관되기 때문에, 얻어진 스펙트럼간은 주파수 성분이 매우 약한 주파수 영역을 또한 포함한다. 이러한 고려는 유효 대역폭의 개념이 도입되게 하고, 이것은,
[수학식 7]
에 의해 정의될 수 있다.
상기 수학식에서, 유효 대역폭 (Beff) 은 라인의 스펙트럼 폭 (βB/N) 을 갖는 신호 스펙트럼으로 이루어지는 라인의 수의 프로덕트 (BT/N) 으로서 정의된다.
여기서 정의한 바와 같은 유효 대역폭의 개념은 스펙트럼 도메인에서의 디지털 상관에 의해, 수신 신호의 도플러 분석을 수행하는데 유용한 모든 샘플이 B에 포함되지 않지만, Beff에는 포함된다는 사실을 고려하게 한다.
본 발명에 따른 방법은 멀티카피 상관 연산을 수행하는데 요구되는 계산 거듭제곱을 감소시키기 위해 이러한 정보를 이용한다. 이러한 목적을 위해, 본 발명에 따른 방법은 스펙트럼을 연결하는 연산을 포함하는 단계를 포함한다. 이러한 연산의 목적은 수신 신호 및 각 도플러 카피를 스펙트럼이 이전에 정의된 대역 Beff와 동등한 대역내에 포함되는 합성 신호로 대체하는 것이다. 각 카피에 대해, 합성 스펙트럼은 원래 신호의 모든 비-제로 레벨 주파수 성분을 포함한다. 도 4의 도면은, 단순한 방식으로, 도플러 카피의 스펙트럼을 연결하는 단계의 역할을 명확하게 한다.
도 4는 도 2에 도시한 신호의 실제 스펙트럼의 확대된 부분도를 도시한다. 이 도면에서, 예를 들어, 소나에 의해 방출된 신호 또는 도플러 카피중의 하나와 같은 신호의 스펙트럼으로 이루어진 라인 중에서 취해진 임의의 3개의 라인일 수 있는 3개의 스펙트럼 라인 (41) 만이 도시되어 있다. 또한, 도 4는 신호상에서 수행되는 주파수 분석 연산에 의해 정의되는 주파수 채널 (42) 의 전체 세트의 부분도를 도시한다. 이러한 주파수 분석은 예를 들어, FFT 형태의 연산에 의해 수행될 수 있다.
연결 단계는 상이한 라인 스펙트럼을 갖는 각 도플러 카피에 대해 동시에 수행된다. 이것은 특정 수의 연산으로 분해될 수 있다. 제 1 연산은 카피의 스펙트럼을 구성하는 공지된 위치의, 스펙트럼 라인 (41) 과 일치하는 주파수 채널 (42) 을 결정하는데 있다. 따라서, 라인 각각에 의해 점유되는 스펙트럼 대역은 처음에 수행되는 주파수 분석의 해상도에 수가 특히 의존하는 근접 주파수 채널의 그룹 (43) 에 의해 커버된다. 도플러 채널의 이러한 그룹 (43) 은 필요한 최소 수의 채널을 포함하고, 실제로, 그것의 스펙트럼 폭은 문제의 라인 (41) 의 폭과 실질적으로 동일하다.
일반적으로, 도 4에 도시한 바와 같이, 분석된 신호의 스펙트럼의 라인 (41) 에 의해 점유된 스펙트럼 대역은 주파수 채널의 중심 주파수상에 반드시 집중될 필요가 없다. 또한, 라인의 스펙트럼 폭은 도플러 채널의 폭 보다 크다. 이것은, 스펙트럼 라인에 의해 점유된 대역을 커버하기 위해, 여러 근접 주파수 채널이 고려될 필요가 있기 때문이다. 요구되는 최소 수의 채널이 문제의 라인의 폭 및 도플러 채널의 사이즈에 의해 결정된다.
따라서, 라인 각각에 대응하는 근접 도플러 채널의 그룹 (43) 이 결정되고, 연결 연산 자체는 신호의 스펙트럼 표현으로부터, 형성된 임의의 그룹에 속하지 않는 중간 주파수 채널에 위치된 성분을 제거하고, 나머지 성분을 병치 (juxtapose) 시킴으로써 신호의 스펙트럼 표현을 재형성하는데 있다. 이 표현은 문제의 카피의 유효 스펙트럼의 표현으로서 고려될 수 있다.
도 5에 도시한 바와 같이, 이러한 스펙트럼 표현은 β/T와 실질적으로 동일한 주파수 간격 (b/T) 에 의해 서로로부터 분리되는, 라인 폭 (β/T) 의 어셈블리의 형태를 취한다. 실제로는, 이러한 간격은 각 스펙트럼 라인 주위에 보존된 주파수 채널의 수에 의해 정의된다. 따라서, 형성된 전체 스펙트럼은 과 실질적으로 동일한 스펙트럼 폭을 갖는다.
따라서, 설명한 바와 같은 연결 단계는 프로세스될 신호 또는 신호들의 스펙트럼을 바람직하게 감소시킬 수 있다. 본 발명에 따른 방법은 방법이 포함하는 단계의 흐름도를 표시하는 도 6에 의해 도시한 방식으로 스펙트럼의 연결을 이용한다.
본 발명에 따르면, 수신 신호는 예를 들어, FFT (32) 형태의 스펙트럼 분해를 경험한다. 바람직하게는, 수신 신호의 스펙트럼 분해는 수신 신호의 카피의 스펙트럼을 설정하기 위해 사용된 것과 동일하다. 또한, 방출된 신호의 주파수 복제의 연결 스펙트럼 (63) 은 저장된 데이터의 형태로 사용 가능하고, 각 연결 스펙트럼은 소정의 주파수 채널의 세트를 포함한다. 이들 채널은 예를 들어, 신호의 대역 (B) 을 커버하는 일련의 채널 (42) 에서 순서를 나타내는 번호에 의해 정의된다.
그 후, 수신 신호 (31) 의 스펙트럼 (33) 은 연결 스펙트럼 (62) 의 형성을 위한 단계를 경험하고, 각 연결 스펙트럼 (62) 은 상관되어야 하는 도플러 카피 (63) 의 연결 스펙트럼을 형성하기 위해 보유되는 것과 동일한 주파수 채널내에 위치되는 주파수 성분을 조합한다.
그 후, 방법은 이전과 같이, 방출된 신호의 저장된 도플러 카피 (35) 의 대응하는 켤레 스펙트럼과 수신 신호의 합성 스펙트럼의 각 프로덕트로부터 발생하는 스펙트럼간을 공지된 방식으로 계산하는데 있는 종래의 방식에서 수행되는 스펙트럼간 계산 단계 (64) 를 포함한다. 따라서, 본 발명에 따른 방법은 바람직하게는 원래 스펙트럼상이 아닌 연결 스펙트럼상에서 스펙트럼의 각 프로덕트에 영향을 미친다. 연결 스펙트럼이 원래 스펙트럼으로부터의 수 (N1) 보다 작은 스펙트럼 성분의 수 (N2) 를 포함하기 때문에, 멀티카피 상관 연산은 종래의 방법의 경우 보다는 작은 계산에 관한 부하를 초래한다.
그 후, 얻어진 스펙트럼간 (65) 은 예를 들어, 상관 프로덕트를 나타내는 시간 신호를 복귀시키기 위해, 인버스 FFT 형태의 주파수-시간 변환 단계 (66) 를 경험한다. 이러한 연산은 수신 신호의 연결 스펙트럼 및 도플러 카피로부터 계산된 모든 스펙트럼간에 대해 동시에 수행된다. 이러한 인버스 변환은 종래 기술의 공지된 방법에서 구현되는 것과 그 원리에서 유사하다. 그러나, 인버스 FFT에 의한 변환의 경우에, 연산은 보다 작은 성분을 포함하는 스펙트럼간에 대해 수행되고, 이것은 수행될 FFT의 사이즈 및 요구되는 계산의 수를 감소시킨다. 이들 FFT 연산은 스펙트럼간 내의 주파수 샘플의 수 (N2), 실제로는, 이러한 수에 가장 근접한 2의 거듭제곱에 대응하는 샘플의 수 (2p) 에 대해 수행된다. 후자의 경우에, 사용 가능한 샘플의 수는 0과 동일한 추가 샘플에 의해 달성된다. 따라서, 스펙트럼간 상관 단계에 관하여, 연결의 효과가 수행되는 연산의 수에서의 충분한 감소를 발생시키고, 감소의 정도는 비율 (N/β) 에 의해 제공된다. 스펙트럼 분석은 2의 거듭제곱과 동일한 다수의 포인트에 반드시 적용될 필요가 없는 이산 퓨리에 변환 (DFT) 에 의해 더욱 일반적으로 수행될 수 있다.
따라서, 전술한 바와 같은 본 발명에 따른 방법은 방출된 신호가 라인 스펙트럼을 갖는 동안은 수신 신호의 도플러 분석을 수행하기 위해 요구되는 동조적 연산의 수를 실제로 감소시키고, 각 라인의 스펙트럼 폭을 제한하는 가중 분포를 갖는다. 바람직하게는, 이러한 감소는 계산에 관한 부하에 대하여 방법의 결정 단계인 상관 및 주파수-시간 변환 단계에 적용한다.
상기 방법은 시간을 통해 N개 연속 펄스의 버스트의 형태를 갖는 방출로부터 들어오는 신호에 특히 적합하고, 각 펄스는 주파수 (f0) 에 집중된 대역 (B) 상에서 주파수-변조된다는 이점을 갖는다.
도 1은 라인 스펙트럼을 갖는 신호의 예의 순간 도면.
도 2는 도 1에 의해 도시된 신호의 개략 스펙트럼 도면.
도 3은 상관이 스펙트럼 도메인에서 수행되는, 종래의 멀티카피 상관 방법의 주요 단계를 도시하는 도면.
도 4는 도 2의 스펙트럼 및 신호상에서 수행되는 주파수 분석 연산에 의해 정의되는 도플러 채널의 세트의 부분도를 도시하는 도면.
도 5는 도 1에 의해 예시되는 신호의 연결 스펙트럼 도면.
도 6은 본 발명에 따른 방법의 주요 단계의 흐름도.
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명*
11 : 기본 펄스 12 : 포락선
21 : 스펙트럼 라인 22 : 스펙트럼 라인의 주파수 범위

Claims (5)

  1. 라인 스펙트럼을 갖는 방출된 신호의 에코를 도플러 프로세싱하는 방법으로서,
    수신 신호의 멀티카피 상관을 수행하며,
    상기 멀티카피 상관은,
    - 상기 수신 신호를 시간-주파수 변환하는 단계 (32);
    - 상기 수신 신호의 스펙트럼으로부터 시작하는, 연결 (concatenation) 에 의해 합성 스펙트럼을 형성하는 단계 (61);
    스펙트럼간 프로덕트, 다시 말해, 대응하는 도플러 카피의 연결 켤레 (conjugate) 스펙트럼과 각 합성 스펙트럼의 프로덕트를 계산하는 단계 (64); 및
    상기 스펙트럼간 프로덕트를 주파수-시간 변환하는 단계 (66) 를 적어도 포함하는 것을 특징으로 하는 방출된 신호의 에코를 도플러 프로세싱하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 각 도플러 카피에 대해, 상기 카피의 연결 스펙트럼은, 신호를 구성하는 각 스펙트럼 라인에 대해서는, 상기 라인의 위치에 가장 가까운 주파수 채널을 선택하고, 또한 근접한 주파수 채널을 선택하고, 다른 주파수 채널을 제거하며, 상기 선택된 주파수 채널에 대응하는 주파수 범위를 연결함으로써 얻어지는 것을 특징으로 하는 방출된 신호의 에코를 도플러 프로세싱하는 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 각 합성 스펙트럼은 상기 대응하는 도플러 카피의 연결 스펙트럼을 형성하기 위해 상기 선택된 주파수 채널에 대응하는 주파수 범위를 선택하고 연결함으로써 얻어지는 것을 특징으로 하는 방출된 신호의 에코를 도플러 프로세싱하는 방법.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스펙트럼간 프로덕트의 주파수-시간 변환은 도플러 카피를 구성하는 주파수 채널 수와 동일한 샘플 수 (N2) 에 대해 수행되는 인버스 FFT에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 방출된 신호의 에코를 도플러 프로세싱하는 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 인버스 FFT는 M이 상기 N2 바로 위의 2의 거듭제곱과 동일하도록 채널 M-N2 개 제로 샘플이 추가되는 상기 연결 스펙트럼의 주파수 채널에 대응하는 상기 N2 개 샘플에 의해 형성되는 M 개 샘플의 세트에 대해 수행되는 것을 특징으로 하는 방출된 신호의 에코를 도플러 프로세싱하는 방법.
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