JP2006023306A - 周期的線スペクトルのためのコードの高速コヒーレント処理 - Google Patents

Abstract

【課題】周期的線スペクトルのためのコードの高速コヒーレント処理を提供する。
【解決手段】マルチコピー相関をスペクトルの有用な部分においてのみ実行し、計算負荷を軽減する。 マルチコピー相関演算は少なくとも次のステップを含む。−受信信号の時間−周波数変換のためのステップ（３２）、−受信信号のスペクトルから始まる、スペクトルの線の選択及び連結による合成スペクトルの形成のためのステップ（６１）、−相互スペクトルの積、すなわち対応するドップラー・コピーの連結された共役スペクトルを用いるそれぞれの合成スペクトルの積の計算用ステップ（６４）、−相互スペクトルの積の周波数−時間変換のためのステップ（６６）。
【選択図】 図６

Description

本発明の分野はソナー信号処理方法に対するものである。本発明はより詳細にはスペクトルの線から成る、線スペクトルの「櫛」を有するソナーからの放出により音の放出を受けた物体から来るソナーのエコーに関する。

先行技術から知られる１つのソナー信号を活用した技術は、既知の信号を媒体へ放出し、受信信号を、それが動く対象物から反射されソナーで受信されるときに、放出された信号の複製に相当する信号との相関により処理することで構成される。これらの複製、又はドップラー・コピーは、暗騒音及び反響音による対象物から来る信号と識別するように実際に受信した信号と相関する。

線スペクトルを有する信号、すなわちはっきり識別できる線から成るスペクトルはその上、反響において制限のある環境の水中で速く、又は遅く動いている対象物の検知用に相当な利点がある。実際、対象物のドップラー偏移がスペクトルの基本線の幅よりも大きい限り、残響ノイズをドップラー・フィルタリングによって減らすことが可能である。そのようなドップラー・フィルタリング処理は、とりわけアクティブ・ソナーを用いて移動する対象物を検知する方法に関する（特許文献１）に記載されている。

このタイプのドップラー・フィルタリングは受信信号のマルチコピー相関を行うことで成立する。マルチコピー相関は既知の方法にて、放出された信号の種々の複製又はドップラー・コピーで受信信号の相関演算を実行することで成立する。それぞれのドップラー・コピーは所定の速度の対象物により反響された信号と同じスペクトルを示し、それが放出された信号のドップラー・コピーと呼ばれる所以である。

相関演算はアクティブなソナーモードでの線スペクトル信号の放出の利用が、ドップラー・フィルターの使用される数だけ同時の相関演算がなされるように、同時にあるいは同じ期間に行われる。その結果、使用されるドップラー・コピーの数が多い場合、マルチコピー相関処理モードは大きい計算容量を必要とする可能性がある。

さらに、ＢＴの積が例えば５０を超える大きい信号については、相関によるドップラー・フィルタリング演算はスペクトル領域中で有利に行われる。ＢＴの積の文字Ｂ及びＴはそれぞれ放出信号帯Ｂとその持続時間Ｔを意味する。実際に、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いたスペクトル領域へのシフトは、計算負荷に関して時間領域における直接の相関よりもさらに有利になることが分かる。

それにもかかわらず、相関がいくつかのドップラー・コピーで行われるとき、このドップラー・フィルタリングの実施形態はまだ遥かに高い計算負荷をもたらす。これを念頭に置いて、マルチコピー処理により示される計算負荷の増加は、使用されるコピーの数に実質的に比例することが想起されるであろう。実際には、コピーの数はおおよそ数十か、数百である。出願人により２００３年４月に出願された（特許文献２）は、この点でドップラー・フィルタリングに要する２００を超える数のドップラー・コピーについて記述している。

欧州特許第１０７８２８０号明細書 仏国特許出願第０３ ０４０４０４２号明細書

本発明はマルチコピーの相関により生じる計算負荷を減らすことを可能にする方法から成る。このため、本発明による方法は少なくとも以下のステップを含むマルチコピー相関演算を実行する。
−受信信号の時間−周波数変換のためのステップ、
−それぞれの合成スペクトルが、受信信号のスペクトルからの一定のスペクトル構成要素の選定、及びこれらのスペクトル構成要素の連結により形成されている、合成スペクトルの形成のためのステップ、
−相互スペクトルの積、すなわち対応するドップラー・コピーの連結された共役スペクトルを用いるそれぞれの合成スペクトルの積の計算用ステップ、
−対応する受信信号の合成スペクトルを用いたそれぞれのドップラー・コピーの連結した共役スペクトルの積が計算される、マルチコピー相関演算を実行するためのステップ、
−システムを時間領域に戻すことが可能な、得られた相互スペクトルの積の周波数−時間変換を実行するためのステップ。

本発明による方法は、スペクトルの有用な部分においてのみマルチコピー相関を実行するという利点を有する。不必要な計算を排除することによって、特に相互スペクトルの計算中及び周波数−時間変換ステップの間に、実行される計算の数を従って実質的に減らすことが可能となる。それは従って実行される計算の数を減らすことを可能にし、言い換えれば、同じ数の計算に対してはより高い解析度のドップラー・フィルタリング演算が行われることを可能にする。

本発明による方法は、実行することが簡単であるという追加の利点を有する。それはスペクトルが周期的な線から成り、それぞれの線が自分で基本スペクトルを有している波を放出するシステムにも特に適合している。

その他の特徴及び利点は添付図面により例示される記述を通じて明らかになる。

前述のように、本発明による方法は特に基本スペクトル又は線の周波数軸に沿ってそのスペクトルが定常的に連続する形をとる波を放出するアクティブ・ソナーシステムに適用可能である。説明の明確化のために、本発明は放出された波が例えば線形又は双曲線の、同じ法則により周波数変調された連続Ｎ基本パルスの加重和から形成されたパルスの形をとる、好適な実施形態を通じて本書類に記述される。このタイプのパルスの時間領域における例示は図１に示される。この図において、振幅が適用される重みづけ法則により決定されるＮの基本パルス１１を見ることができる。この重みづけは包絡線ａ（ｔ）１２を定義し、従って発生したパルスのスペクトル形状を条件づける。継続時間Ｔの、形成された信号は従って継続時間Ｔ／ＮのＮパルスから成る。信号全体に適用される重みづけの目的は、放出された信号のスペクトル幅を制御し、特に、二次スペクトル線のレベルを減少させることにある。その結果、放出された信号は次の式により表わすことができる。

ここで、ｐ（ｔ）は基本パルスを表わし、ｔが間隔[０ Ｔ／Ｎ] を越えているときに０に等しくなる。信号ａ（ｔ）は信号包絡線と呼ばれる適用される重みを表わす。
放出された信号のスペクトルに関しては、次の式により表わすことができる。

式[２]において、Ｐ（ｆ）は次により表わすことができる基本パルスのスペクトルを示す。

同様に、放出された信号の包絡線ａ（ｔ）のスペクトルは次により表わすことができる。

スペクトルＥ（ｆ）は概略的に図２に示される。その全体幅は基本パルスの帯域Ｂである。それは周波数軸に沿ってｎ×Ｎ／Ｔごとに位置するスペクトルの線２１から成る。

振幅の重みづけａ（ｔ）はそれぞれの線のスペクトル幅を、中心周波数のまわりにβ／Ｔの間隔まで制限する効果を有する。係数βは選ばれた振幅重みづけ法則ａ（ｔ）に依存する係数を表わす。例えば、好適な実施形態に従いａ（ｔ）＝ｓｉｎ^２（πｔ／Ｔ）とした場合、係数βはβ＝４の値をとるであろう。

図２の例示は放出された信号のスペクトルが、スペクトルの振幅において顕著で、スペクトル要素の振幅が非常に僅かな、実質的に幅がＮ／Ｔと等しい周波数範囲２２により隔てられているスペクトルの線２１に対応する、幅β／ＴのＢＴ／Ｎ周波数範囲を含むことを実証している。これらの非常に僅かな振幅の範囲は、放出された信号の帯域の多数の分割部分を表わすこともまた確認できる。この特有のスペクトル振幅の分布は、本発明に従った方法により有利に活用される。

一般的に言えば、ソナーのエコー処理の分野における、受信信号のドップラー解析の既知の手段は、受信信号と、放出された信号が動く対象物におけるその反射の間に経験するずれに相当する周波数のずれ又は位相のずれに影響された、放出信号のコピーを表わす信号との相関を実行することにある。マルチコピー相関によるこのタイプの処理では、使用されるドップラー・コピーの数は解析される周波数範囲及びコード解析に依存する。この数は該当する算術演算を実行するべき装置の計算容量にも依存する。この二つの依存性は実際に、要求されるドップラー解析の質と、結果を得るために要する計算時間との間の難しい妥協をもたらす。

図３はマルチコピー相関による従来の処理方法の概略フローチャートを示す。実行すべき計算の数を制限する目的で、この演算が周波数領域において行われる。このため、デジタル化された受信信号３１は、例えば時間−周波数変換３２を経る。好適な実施形態においては、時間−周波数変換は要求される数のドップラー・チャンネルにより決定されるポイントの数Ｎ_１に応じて、スライドウィンドウ方式で実施される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて達成される。ＦＦＴ演算は例えば１つのＦＦＴ演算から次への、Ｆ_ｅ・Ｔサンプルと等しいスライドウィンドウを有する、サンプルＮ_１＝２・Ｆ_ｅ・Ｔの数についてスライドウィンドウ方式で実行することが可能である。この場合、Ｆ_ｅはサンプル周波数、Ｔは受信信号の継続時間を表わす。

このようにして得られた周波数信号３３は次にいくつかの同時の相関演算３４を経る。それぞれの演算は既知の方法で、ドップラー・コピーと呼ばれる記憶された信号３５のスペクトルによる、受信信号のスペクトルの積により生じる相互スペクトルの計算をすることである。それぞれのドップラー・コピーのスペクトルは周波数において相似の変換を経た放出信号のスペクトルに合致する。相似の周波数変換は解析されるドップラー帯域のチャンネルの１つに相当する。

それぞれのドップラー・コピーは、式δ＝１±２Ｖ／ｃにより定義されるドップラー・パラメータδによって特性化され、ここでＶはソナーを運ぶ容器に対する対象物の放射方向の速度を表わし、ｃは媒体中の音の速さを表わす。それは次のように表わすことができる。

また、そのスペクトルは次の式に従う。

Ｃ（ｆ）の式は、それがスペクトルの単純な相似の変換を表わす周波数δ・ｎ・Ｎ／Ｔを中心とした線から成ることを除きＥ（ｆ）の式に対して相似である。

それぞれの相関演算の結果３６は次に活用されるために時間領域へ転置される。転置は好ましくは、周波数領域への移動に用いられるものとは逆の変換３７により、Ｎ_１のサンプル又はポイントについて行われる逆ＤＦＴ又は逆ＦＦＴタイプか、それ以外の周波数−時間変換によって実施される。

放出された信号の場合のように、ドップラー・コピーのスペクトルは、周波数において移転された放出信号のスペクトルの線に相当するＢＴ／Ｎの周波数範囲においてゼロではない。放出された信号に関しては、それぞれのスペクトルの線の幅はβ／Ｔに等しく、それらの線は周波数の軸においてδＮ／Ｔにより分離されている。

マルチコピー相関の計算を行うことは、Ｎ_ｄの同時の相関演算を行うことを意味する。すなわち、スペクトル領域においては、Ｎ_ｄの相互スペクトルの乗算演算である。スペクトル領域への移行は、既知の方法でより単純な、従って計算負荷の点でより安価な、簡単な乗算演算によって置き換えられる積の合計を含む時間相関演算を有利に可能とする。

それにもかかわらず、それはＮ_ｄの同時演算を含むため、負荷は大きいままである。この点において、計算負荷の大きさは処理すべきドップラー・チャンネルの数Ｎ_ｄ及び積ＢＴに依存することが想起されるであろう。ここで、Ｂは基本パルス１１の帯域幅を、またＴは放出された信号を構成しているＮの基本パルスの継続時間を表わす。

図３のフローチャートは、処理されるべき全体の計算負荷における方法の各ステップの、相対的重みづけを強調することができる。従って演算３４及び３７に相当するステップはそれぞれの演算により要求される計算の数に関して、またＮ_ｄの各ドップラー・チャンネルのための実行の同時性に関しても、計算負荷の中で非常に際立った重みづけを有することに気付くであろう。比較において、受信信号のＦＦＴ周波数分析のための演算３２に相当するステップは低い相対的重みづけしか持たない。

許容範囲の計算負荷が、記述されているようなマルチコピー相関演算の実行を可能としない場合には、図３に例示されている従来の処理方法は一見して２つのタイプの解決法のみを提供する。第一の解決法は、従って同時に利用されるドップラー・チャンネルの数を減らして、同時に行われる相関演算の数Ｎ_ｄの低減を可能にすることである。その他の解決法は、他方では使用される信号処理機能と関連する要求とが両立しない可能性はあるが、基本パルスによって占有されている帯域幅を制限することである。

これらの制約に直面して、本発明による方法は前述の解決法の代替である解決法を提案する。このため、本発明による方法の原理は主として、放出された信号のスペクトルを、全体のスペクトルを構成するスペクトルの線２１により形作られる基本スペクトルの集まりと考えることにある。これらの基本スペクトルはドップラー処理において冗長で、それに対して信号レベルが非常に低い周波数範囲によって分離される。同様に、受信信号は放出された信号のドップラー偏移されたコピーと相関するため、得られた相互スペクトルもまた周波数成分が非常に弱い周波数範囲を含む。この考えは次の式で定義できる有効帯域幅の概念が導入されることを可能にする。

上記の式において、有効帯域Ｂ_ｅｆｆは線のスペクトル幅βＢ／Ｎによる信号スペクトルを作り上げている線の数の積ＢＴ／Ｎとして定義される。

ここで定義されるような有効帯域の概念は、スペクトル領域におけるデジタル相関により、受信信号のドップラー解析を実行するのに有用な全てのサンプルがＢの中には含まれず、Ｂ_ｅｆｆの中に含まれるという事実を考慮に入れることを可能にする。

本発明による方法はマルチコピー相関演算の実施のために要求される計算パワーを減らすために、この確認事項を利用する。このため、本発明による方法は連結されたスペクトルのための演算を備えたステップを含む。この演算の目的は受信信号及びそれぞれのドップラー・コピーの代わりに、スペクトルが前もって定義された帯域Ｂ_ｅｆｆに等しい帯域内に含まれる合成信号を使用することである。
それぞれのコピーに関して、合成スペクトルは元の信号の全てのゼロ以外のレベルの周波数成分を含む。図４における例示は単純な方法で、ドップラー・コピーのスペクトルを連結するステップの役割を明確にすることを可能にする。

図４は図２に示されている信号の実際のスペクトル拡大部分視図を示す。この図の中では３本のスペクトルの線４１のみが示されているが、それらは例えばソナーにより放出された信号あるいはドップラー・コピーの１つのような、信号のスペクトルを作り上げる線の中のどの３本の線であってもよい。図４はまた信号に施された周波数分析演算により定義される周波数チャンネル４２の全体のセットの部分視図を示す。この周波数分析は、例えばＦＦＴタイプの演算により実施することができる。

連結ステップは、それぞれが異なった線スペクトルを有する各々のドップラー・コピーについて同時に実行される。それは一定の数の演算に分解可能である。最初の演算はコピーのスペクトルを作り上げる、既知の位置のスペクトルの線４１に合致する周波数チャンネル４２を決定することから成る。それぞれの線により占有されたスペクトル帯域は、従ってその数が最初に行われた周波数分析の解析に顕著に依存する、隣接した周波数チャンネルの集合４３によってカバーされる。このドップラー・チャンネルのグループ４３は必要最小限のチャンネルを備え、そのスペクトル幅は実際に、問題の線４１のスペクトル幅と実質的に同じである。

一般的に、図４に示すように分析された信号のスペクトルの線４１により占有されたスペクトル帯域は、周波数チャンネルの中心周波数上に合わせることは必ずしも必要ではない。その上、１本の線のスペクトル幅は１つのドップラー・チャンネル幅よりも大きい。これは、スペクトル線で占有された帯域をカバーするためにいくつかの隣接した周波数チャンネルを考慮する必要があることの理由である。要求されるチャンネルの最低限の数は、問題の線の幅及びドップラー・チャンネルの大きさから決定される。

それぞれの線に相当する隣接したドップラー・チャンネルのグループ４３はこのように決められ、連結演算そのものは、信号のスペクトル表示から、どの形成されたグループにも属さない中間周波数チャンネルに位置する成分を除去すること、及び残りの成分を並置することにより、信号のスペクトル表示を再形成することから成る。この表示は、問題のコピーの有効スペクトルの表示と考えることができる。

図５に示すように、このスペクトル表示は幅β／Ｔの線の集合の形をとり、実質的にβ／Ｔと等しい周波数間隔ｂ／Ｔによりお互いに分離されている。この間隔は、実際にはそれぞれのスペクトルの線のまわりに保たれている周波数チャンネルの数により定義される。このように形成された全てのスペクトルは、

と実質的に等しいスペクトル幅を有する。

上述のような連結ステップはこのように処理されるべき単一信号又は複数の信号のスペクトルを有利に減少させることが可能である。本発明による方法は該方法が備えるステップのフローチャートを示す図６に例示される方法でスペクトルの連結を用いる。

本発明によれば、受信信号は例えばＦＦＴタイプのスペクトル分解３２を経る。受信信号のスペクトル分解は、好ましくは受信信号のコピーのスペクトルを確立することに使用されているものと同一である。さらに、放出された信号の周波数の複製の連結されたスペクトル６３は記憶されたデータの形で利用可能であり、それぞれの連結されたスペクトルは所定の周波数チャンネルの集合を備える。これらのチャンネルは、例えば信号の帯域Ｂをカバーする一連のチャンネル４２におけるそれらの順序を表わす番号により識別される。

受信信号３２のスペクトル３３は次に連結されたスペクトル６２の形成のためのステップを通り、それぞれの連結されたスペクトル６２は同じ周波数チャンネルの中にある、それと相関されねばならないドップラー・コピーの連結されたスペクトル６３を形成するため保持されている、周波数成分を結合する。

本方法は次に、放出信号の記憶されたドップラー・コピー３５の該当する共役スペクトルによる、受信信号の合成スペクトルのそれぞれの積から生じる相互スペクトルから成る、以前のように既知のやり方での計算において従来の方法で実行される相互スペクトルの計算ステップ６４を備える。本発明による方法は、従って元のスペクトルでなく、連結されたスペクトルにおいて、それぞれのスペクトルの積を有利に生じる。連結されたスペクトルは元のスペクトルからの数Ｎ_１よりも少ないスペクトル成分の数Ｎ_２を備えるため、マルチコピー相関演算は従来の方法の場合よりも小さい計算負荷をもたらす。

得られた相互スペクトル６５は次に、例えば相関の積を表わす時間信号を再生するために逆ＦＦＴタイプの周波数−時間変換ステップ６６を経る。この演算は受信信号の連結されたスペクトル及びドップラー・コピーから計算された全ての相互スペクトルについて同時に実行される。この逆変換はその原理において、先行技術の既知の方法において実施されたものと類似である。しかしながら、逆ＦＦＴによる変換の場合、演算は実行されるＦＦＴのサイズを減少させ、従って要求される計算の数を減少させる、より少ない成分を含む相互スペクトルについて行われることに注目すべきである。これらのＦＦＴ演算は、相互スペクトルの中の周波数サンプルの数Ｎ_２について実行されるか、又は実践ではこの数に最も近い２の累乗に相当するサンプル数２^Ｐについて実行される。使用できるサンプルの数は、後者の場合ゼロに等しいサンプルを加えることにより完結する。このように、相互スペクトルの相関ステップについては、連結の効果は実行される演算の数を大幅に減少させ、減少度合のオーダーは比率Ｎ／βにより与えられている。スペクトル分析はより一般的に、必ずしも２の累乗に等しいポイントの数を適用する必要のない離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）によって実行可能である。

上記に述べたような本発明による方法は、従って放出された信号が線スペクトルを有し、それぞれの線のスペクトル幅を制限できる重みづけを有する限り、受信信号のドップラー解析を行うために要する算術演算の数を大幅に減少させることを可能にする。この減少は計算負荷に関する方法の決定的なステップである相関及び周波数−時間変換ステップに有利に適用される。

この方法は、それぞれのパルスが周波数ｆ_０を中心とする帯域Ｂにわたって周波数変調されているＮ連続パルスの、時間的なバーストの形をとる放出から来る信号に特に適合しているという利点を有する。

線スペクトルを有する信号の一例の時間的表示である。 図１で示される信号の概略のスペクトル表示である。 相関がスペクトル領域で行われている、従来のマルチコピー相関方法に関する主要ステップの説明図である。 図２のスペクトル及び、信号について実行される周波数分析演算により定義されるドップラー・チャンネルの集合の部分視図を示す。 図１で示される信号の連結されたスペクトル表示である。 本発明による方法の主要ステップのフローチャートである。

符号の説明

１１ 基本パルス
１２ 包絡線ａ（ｔ）
２１ スペクトルの線
２２ 周波数範囲
３１ デジタル化された受信信号、
３２ 時間−周波数変換、又は演算、又はスペクトル分解、又は受信信号、又はＦＦＴ（Ｎ_１ポイント）
３３ 周波数信号、又はスペクトル
３４ 相関演算、又は演算、又はマルチコピー相互スペクトル
３５ 記憶された信号、又は記憶されたドップラー・コピー
３６ 結果
３７ 変換、又は演算
４１ スペクトルの線、又は線
４２ 周波数チャンネル
４３ 周波数チャンネルの集合、又はドップラー・チャンネルのグループ
６１ 連結されたスペクトルの形成
６２ 連結されたスペクトル
６３ 連結されたスペクトル、又はドップラー・コピーの連結されたスペクトル
６４ 相互スペクトルの計算ステップ、又は合成スペクトルの積の計算用ステップ、又はマルチコピー相互スペクトル
６５ 相互スペクトル
６６ 周波数−時間変換ステップ

Claims (5)

1. 放出された信号のエコーのドップラー処理のための方法であって、これらの放出された信号が線スペクトルを有しており、
   その方法が受信信号のマルチコピー相関を行い、前記マルチコピー相関が少なくとも以下のステップ、
   −前記受信信号の時間−周波数変換のためのステップ（３２）、
   −前記受信信号のスペクトルから始まる、連結による合成スペクトルの形成のためのステップ（６１）、
   −相互スペクトルの積、すなわち対応するドップラー・コピーの連結された共役スペクトルを用いるそれぞれの合成スペクトルの積の計算用ステップ（６４）、
   −前記相互スペクトルの積の周波数−時間変換のためのステップ（６６）を含むことを特徴とする方法。
2. それぞれのドップラー・コピーについて前記コピーの連結されたスペクトルが、前記信号を作り上げるそれぞれのスペクトルの線のために、前記線の位置に最も近い周波数チャンネルを選択し、また隣接した周波数チャンネルを選択し、その他の周波数チャンネルを除去し、そして選択された前記周波数チャンネルに相当する周波数範囲を連結することにより得られることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. それぞれの合成スペクトルが、対応するドップラー・コピーの連結されたスペクトルを形成するために、前記選択された周波数チャンネルに相当する周波数範囲を選択し、また連結することにより得られることを特徴とする請求項１あるいは２に記載の方法。
4. 前記相互スペクトルの積の周波数−時間変換が、前記ドップラー・コピーを作り上げる周波数チャンネルの数と等しいサンプルの数Ｎ_２について行われる、逆ＦＦＴを用いて実現されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
5. 前記逆ＦＦＴが前記連結されたスペクトルの周波数チャンネルに相当するＮ_２のサンプルにより形成される一組のＭのサンプルについて行われ、そのチャンネルに、ＭがＮ_２よりもごく僅かに大きい２の累乗と等しくなるようにＭ−Ｎ_２ゼロ・サンプルが加えられることを特徴とする請求項４に記載の方法。

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