JP2020511647A - 電磁波を用いたコンクリートの構造の探査 - Google Patents

Abstract

コンクリートの構造を正確に探査するために、定義された搬送波周波数を有する一連の探査信号が探査信号発生器（４）によって生成され、アンテナ（５）を用いて構造内に結合される。帰還エコー信号は、エコー信号受信機（６）によって処理される。処理には、乗算器（３８）内での位相および振幅検出、スケーリングユニット（４３）内での周波数特異的スケーリング、補間ユニット（４４）内での測定された位相および振幅の置換、およびフーリエ変換モジュール（４６）内での時間−領域データの生成が含まれる。装置は、ＲＦノイズに対しロバストであり、正確かつ低電力である。

Description

本発明は、電磁波を構造内に送信し、波動のエコーを構造から受信し、構造の内部特徴をエコーから導出する、コンクリートの構造を探査するための方法に関する。

本発明は同様に、前記方法を実施するための装置にも関する。

電磁波を用いてコンクリートの構造を探査することは、すでに公知である。探査を行なうためには、短い電磁パルスが構造内に送信され、そのエコーが受信される。このとき、構造をエコー内のピークの振幅および遅延から導出することができる。

このタイプの分析には、高い時間分解能で帰環エコーをサンプリングすることのできる複雑なハードウェアが必要とされる。このタイプのハードウェアは、エコーの高周波数サンプリングを行なう必要があり、したがって電力消費量が高い。同様に、広い周波数レンジにわたる信号を処理しなければならず、そのためこの技術は、ＷｉＦｉ信号などの無線通信信号との干渉に対し感応性の高いものとなっている。

したがって、電力消費量が低いこのタイプの方法および装置を提供することが、本発明の一般的目的である。

この目的は、独立請求項の方法および装置によって達成される。

したがって、コンクリートの構造を探査するための方法は、以下のステップを含む：
− アンテナを用いて、構造内に電磁波を送信するステップ。
− アンテナを用いて、構造から電磁波のエコーを受信するステップ。
− エコーから前記構造の内部特徴を導出するステップ。

さらに、構造内に電磁波を送信するステップは、それ自体、異なる周波数の複数の電磁探査信号を構造内に後続して送信するステップを含む。換言すると、異なる周波数の一連の電磁探査信号は、相次いで生成され、その各々が、探査すべき構造内に送信される。

エコーを受信するステップは、それ自体前記探査信号の各々についてエコー信号を受信し、エコー信号の各々について振幅および位相を決定するステップを含む。換言すると、各々の探査信号について、帰環信号の振幅および位相は、例えばその複素振幅の実部および虚部を決定することを通して決定される。

内部特徴を導出するステップには、前記エコー信号の振幅および位相シフトを使用することが関与する。

この技術は、探査信号がその周波数において互いに異なっている状態で従来のシステムのパルスを一連の（より長い）探査信号によって置換することもできるという考えに基づくものである。したがって、測定は、ある意味、周波数領域内で実施される。周波数領域データは、より低いサンプリングレートで分析可能であり、こうしてこの技術の所要電力は削減される。

本発明を実施するための請求されている装置は、以下のものを含む：
− アンテナ：アンテナは電磁波をコンクリート構造内へ結合させ、そのエコーを感知するために使用される。
− 前記構造内に送信すべき電磁波を生成するための探査信号発生器。
− 前記構造からのエコーを処理するためのエコー信号受信機。
− 探査信号発生器およびエコー信号受信機を制御するための制御ユニット。制御ユニットは、本発明に係る方法を実施するように適応され、構造化される。

有利には、探査信号は各々、変調信号によって変調された搬送波信号を含む。搬送波信号の周波数は少なくとも１００ＭＨｚであり、変調信号の周波数は１０ＭＨｚ以下である。個別の探査信号はその搬送波信号の周波数において異なっている。すなわち搬送波信号は、後続する探査信号間で変動させられる。

エコー信号は次に、搬送波信号の周波数において復調される。すなわち、各エコー信号について、変調された信号は復調を用いて抽出される。

このことには、変調された信号がＤＣ信号でないという利点があり、このためこの信号はドリフトおよび１／ｆノイズに対しロバストなものとなっている。

有利には、変調信号の周波数は、１／ｆノイズがその周波数では低いことそしてクロストーク信号が分析対象スペクトルの外にあることを理由として、少なくとも０．５ＭＨｚである。

別の有利な実施形態において、変調信号の周波数は、全ての前記探査信号について同じである。これにより、信号の生成および復調は単純化される。

装置は有利には、次のものを含む：
− 探査信号を生成することを目的として変調信号で搬送波信号を変調するためのアナログ変調器。搬送波信号の周波数は少なくとも１００ＭＨｚであり、変調信号の周波数は１０ＭＨｚ以下である。異なる探査信号は、その搬送波信号の周波数において異なっている。
− 搬送波信号の周波数でエコー信号を復調するためのアナログ復調器。このようにして復調された信号は、「復調されたエコー信号」と呼ばれる。有利には、復調器は、搬送波信号の周波数を有する信号でエコー信号を乗算するための乗算器を含む。

アナログ回路内で変調および復調を実施することにより、デジタル回路の電力消費量およびクロック周波数をさらに削減することができる。

有利には、復調されたエコー信号は、それをデジタル値に変換するためのアナログ−デジタル変換器に供給される。装置は、さらに、これらのデジタル値をデジタル処理するための信号プロセッサを含む。これは、変調された信号の周波数が、効率が良く正確で低電力のデジタル処理のために充分低いものであるという理解に基づくものである。

該方法は有利には、その後さらなる分析のために使用され得る異なるエコー信号の振幅および位相セットを決定するさらなるステップを含む。このセットの各々の振幅および位相は、探査信号の１つの周波数の振幅および位相を記述する。

振幅および位相は、明示的に（例えばボルトおよびラジアンで）、または、それぞれ明示的な振幅および位相を計算できるようにするパラメータ（例えば、絶対値が振幅に正比例し位相が信号の位相を記述する複素数値）の形で決定され得る。

有利には、該方法はさらに、各エコー信号の振幅および／または位相を個別に濾過するステップを含む。これに関連して、濾過は、振幅または位相の新規の濾過された値へのマッピングを暗に意味する。そして「個別に」濾過するとは、このマッピングが、所与のエコー信号を与えた対応する探査信号の周波数に依存することを、暗に意味する。

詳細には、位相は、位相オフセットだけシフトされ得、振幅は倍率によりスケーリングされ得、ここで、位相オフセットおよび倍率は、対応する探査信号の（すなわち所与の振幅および／または位相を有していたエコー信号の）周波数に依存する。このような個別のフィルタリングには、以下のようなさまざまな利用分野がある：
ａ） 第１の利用分野では、このフィルタリングは、装置の構成要素の周波数応答についての測定を補償するために使用可能である。この場合、本発明は以下のステップを含む：
− 該方法を実施するために使用される装置の周波数応答を記述する較正データを提供するステップ、および
− 周波数応答を補償するためこの較正データを前記フィルタリングステップにおいて使用するステップ。
ｂ） 第２の利用分野では、フーリエ変換する前に個別の探査信号周波数に対応するデータを重み付けするために、フィルタリングを使用することができる。これにより、任意のシミュレートされた時間−領域探査信号についてのシミュレートされた時間−領域応答信号を生成することが可能になる。同様に、ストップバンド減衰を改善するために、重み付けを使用することもできる。この場合、本発明は、以下のステップを含む：
− 所望の時間−領域探査信号のフーリエ変換を記述する一連のフーリエ振幅および位相を提供するステップ、および
− シミュレートされた時間−領域応答信号を生成するために前記フィルタリングするステップにおいて前記フーリエ振幅および位相を使用するステップ。

さらに別の有利な実施形態においては、本発明は、推定された振幅および／または位相によって振幅および位相セットのサブセットを置換するステップを含む。これにより、受信信号から個別の周波数成分、詳細には、強いノイズを受ける成分を除去することが可能になる。これは、典型的なＷｉＦｉ周波数を抑制するために極めて有用である。したがって、有利には、置換された振幅および位相のサブセットの少なくともいくつかは、２．４〜２．４８３５ＧＨｚおよび／または５．１５〜５．３５ＧＨｚおよび／または５．４７〜５．７２５ＧＨｚの周波数を有する探査信号を記述するものである。

有利には、該方法は、前記サブセットの一部でない振幅および位相からの補間および／または外挿（補外）を用いて、推定された振幅および／または位相を計算するステップを含む。

さらに別の有利な実施形態では、該方法は、以下のステップを含む：
− 前記探査信号の信号振幅を記述する１組の周波数依存探査信号振幅を提供するステップ。これに関連して、「周波数依存」なる用語は、さまざまな周波数にある全ての探査信号が同じ振幅を有するとは限らない、ということを暗に意味している。
− 探査信号の信号振幅を個別に制御するために前記探査信号振幅を使用するステップ。

このようにして、個別の探査信号の振幅をその周波数の関数として変動させることが可能である。こうして、放射を低くすべきであることを法的または技術的要件が暗示している周波数においてスペクトルノイズを削減することが可能になる。

以下の詳細な説明を考慮した場合に、本発明をより良く理解し、以上に記したもの以外の目的が明確になるものである。この説明は、以下の添付図面を参照する。

コンクリートの構造を電磁的に探査するための装置のブロック回路図を示す。

概説：
図１の装置は、デジタル処理回路の第１のセクション１と、アナログ処理回路の第２のセクション２を含む。

第１のセクション１は有利には、ＦＰＧＡ回路または、順序論理を実装できるようにするいくつかの他の回路技術により形成されている。

装置はさらに、少なくとも部分的に第１のセクション１の一部としておよび／またはマイクロプロセッサなどの別個のデジタル装置として実装され得る制御ユニット３を含む。

ここで説明される装置の最も重要な部品は、以下のものである：
− 探査対象の構造内に送信すべき電磁波を生成するように適応され構造化された探査信号発生器４。
− 構造内に電磁波を結合しそこからエコーを受信するためのアンテナ５。
− エコーを処理するために適応され構造化されたエコー信号受信機６。

これらの部品の機能および設計については以下の節でより詳細に説明される。

探査信号発生器：
探査信号発生器４は、変調信号源１０を含む。この変調信号源は、有利には、第１のセクション１内でデジタルオシレータとして実装される。それは、一連の変調信号値ｍを生成し、これらの値は、有利には以下の複素数時系列として表現される：

式中、ω₁は、変調周波数と呼ばれる。この周波数は有利には、変調信号値を低電力デジタル回路内で容易に処理できるものにするため、１０ＭＨｚ以下、詳細には５ＭＨｚ以下である。一方で、ω₁は有利には、アナログセクション２の１／ｆノイズが低くクロストーク信号が分析対象スペクトル外である範囲内になるよう、０．５ＭＨｚより大きい。有利な実施形態において、変調周波数ω₁は２ＭＨｚである。

一連の値ｍは、当業者にとっては明白であるように、例えば、複素数値の一連の実部および虚部としてか、または一連の振幅および位相値として表現可能である。

変調信号値ｍは、スケーラ１１に供給される。スケーラは、一連のスケーリングされた変調信号値ｍ’を生成する。

式中Ｇ（ω₂）は、搬送波周波数ω₂を変動させる倍率である。倍率Ｇ（ω₂）は、探査信号の振幅を定義し、これらの振幅が異なる搬送波周波数ω₂について変動することができるようにする。搬送波周波数ω₂の役割については、以下でより詳細に説明される。

スケーラ１１によって達成される搬送波−周波数依存スケーリングは、装置のスペクトル放射が低くなければならない搬送波周波数についての探査信号の振幅を削減できるようにする。

スケーラ１１は任意である。それを削減した場合、ｍ’＝ｍ（任意には一定値でスケーリングされる）となる。

スケーリングされた変調信号値ｍ’は、デジタル−アナログ変換器１２に供給され、この変換器が、例えばｍ’の実部と虚部を表わすアナログ信号を生成する。

変換器１２からの信号は、変調器１４に供給され、ここで、これらの信号は、搬送波周波数ω₂を有する搬送波ｃと混合されて、変調信号により変調された搬送波信号を含む探査信号ｐを生成する。

搬送波ｃは、アナログオシレータ１６によって生成され、周波数ω₂は制御ユニット３により制御可能である。

アナログオシレータ１６は、有利にはプログラマブル周波数合成器１７の一部、詳細にはこのような合成器のＶＣＯである。好適な回路の一例は、例えばＡｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ Ｉｎｃ製のＡＤＦ４３５１である。

言及した通り、搬送波周波数ω₂は有利には少なくとも１００ＭＨｚである。制御ユニット３が経時的にこの周波数を変動させて、Ｎ個の異なる周波数ω_2.1．．．ω_2.nを有するＮ個の電磁波探査信号のシーケンスを生成させる。

変調器１４は、有利には、アナログ変調信号値ｍ’の好適に位相シフトされた値で搬送波ｃを乗算するための変調−乗算器１８を含むＩＱ−ミキサ（ＩＱ−変調器）である。

言及した通り、変調器１４によって生成される探査信号ｐは、基本的に（より低い周波数の）変調信号によって変調された搬送波信号ｃである。

搬送波周波数ω₂の高調波周波数をカットオフするため、探査信号フィルタ２０を通して探査信号ｐが送信される。有利には、探査信号フィルタ１８は、制御ユニット３によってカットオフ周波数を設定できるプログラマブルローパスフィルタである。

フィルタ探査信号は、第１のスイッチ２２を通り、そこから選択的にアンテナ５または第２のスイッチ２３に送信され得る。第１および第２のスイッチ２２、２３は、装置を較正するために使用される。これについては、以下の装置較正の節でさらに詳しく説明する。

アンテナ：
アンテナ５は、有利には、例えば、サンプリングすべきコンクリート構造内に電磁波を送信するためのものおよびそのエコーを受信するためのものという２つの円形ディスク２４、２６を伴う平板載荷設計を使用する。一対の円形ディスクに代って、ボウタイ（bow-tie）設計または他の任意の好適な広帯域アンテナ設計を使用することができる。

インピーダンスおよび／または信号レベルを整合させるための整合回路２８、３０が、入力側でアンテナ素子と探査信号発生器４の間、ならびに出力側でアンテナ素子とエコー信号受信機６の間に具備され得る。

エコー信号受信機：
エコー信号受信機６に進入する前に、エコー信号は第２のスイッチ２３を通る。

エコー信号は次に、エコー信号受信機６の一部を成す復調器３０に供給される。有利には、復調器３０は、低電力消費量で高周波数信号を処理できるように、アナログ回路である。

復調器３０は好ましくは、復調−乗算器３２を含み、ここでエコー信号にオシレータ１６からの搬送波ｃが乗算されて、信号は復調され、復調されたエコー信号ｄが生成される。

復調されたエコー信号ｄは、有利には、少なくとも変調周波数ω₁より上の信号を抑制するものの変調周波数ω₁の信号は抑制しないように適応されたアナログエコー信号フィルタ３４を通過させられる。エコー信号フィルタ３４は、ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタであり得る。しかしながらより短い探査パルスの使用を可能にするより速い整定時間を有することから、ローパスフィルタを使用することが好ましい。

信号フィルタ３４の後、復調されたエコー信号ｄは基本的に、変調周波数ω₁で交番する信号である。その振幅は、探査信号がコンクリート構造によりどの位強く反射されたかに左右され、その位相は、探査信号とエコー信号の間の位相シフトを記述するものとなる。

図１に示された構成要素に加えて、エコー信号受信機６のアナログ回路は、好適なアナログ増幅器およびフィルタを含むことができる。

復調されたエコー信号ｄは次に、アナログ−デジタル変換器３６に供給され、復調されたエコー信号ｄをデジタル処理するための信号プロセッサを形成するエコー信号受信機６のデジタル実装された部分に進入する。

この信号プロセッサは、変調信号ｍの周波数ω₁での復調されたエコー信号ｄの振幅および位相を決定する目的で、復調されたエコー信号ｄを変調信号ｍで乗算するための乗算器３８を含む。この振幅Ａおよび位相ψは、探査信号に関してはエコー信号の位相シフトに、そしてエコー信号の反射強度に直接左右される。しかしながら、これらは同様に、信号が通過したアナログ回路の固有の特性にも左右され、ノイズによる影響も受ける場合がある。したがって、振幅および位相Ａ、ψを処理するために、さらなるステップが実施される。

次のステップでは、振幅および位相はローパスフィルタ４０を通過させられる。このフィルタは有利には、単一の探査信号の長さの少なくとも５０％超および／または９０％以下の振幅および位相の値を積分する。２μｓという持続時間の探査信号について、ローパスフィルタ４０は、例えば１．５μｓの期間全体にわたり信号を積分（すなわち平均）し得る。

ローパスフィルタ４０の出力端における平均された振幅および位相Ａ、ψは、必要な場合、探査信号１つあたり１個の値までダウンサンプリングされ得る。

振幅および位相Ａ、ψは、探査信号の搬送波周波数ω_2.nの関数として、後続する探査信号間で異なる。したがって、以下では、これらは指標ｎによって、すなわち、ｎ＝１．．．Ｎが探査信号の指数を表わすものとして、Ａ_n、ψ_nと記されている。

個別の探査信号の振幅および位相Ａ_n、ψ_nは、各探査信号についてエコー信号の振幅および／または位相を個別にフィルタリングするように適応され構造化されている周波数選択的フィルタリングユニット４２に付される。換言すると、フィルタリングユニット４２は、探査信号の周波数ω_2.n（ｎ＝１．．．Ｎで）の各々について、振幅および位相を補正する。

図１に示された実施形態において、フィルタリングユニット４２は、２つのこのようなフィルタリング動作を実施する。

第１のステップでは、スケーリングユニット４３内で、各振幅および／または位相がスケーリングされかつ／またはオフセットされる。複素数として振幅および位相を表現した場合、

であり、スケーリングおよびオフセットは、乗算により実施可能であり、

ここでＺ’_nは補正された振幅および位相であり、α_nは周波数ω₂．_nの探査信号の振幅補正であり、ｂ_nは周波数ω_2.nの探査信号の位相補正である。位相オフセットｂ_nおよび倍率α_nは、それぞれの探査およびエコー信号の周波数ω_2.nの関数である。

等式（４）の補正は、以下の装置較正の節で説明される通り、装置の特性を補償するために特に有利である。

次のステップでは、振幅および位相は任意に、補間ユニット４４に供給され得る。この補間ユニットは、前記振幅および位相セットＡ_n、ψ_nのサブセットを推定された振幅および／または位相で置換するように適応され構造化されている。

上述の通り、補間ユニット４４の目的は、個別の周波数ω_2.nを無視することにある。例えば、これらの周波数のうちの１つ、例えばω_2.kが、ＷｉＦｉ通信、特に装置により現在使用されているＷｉＦｉ通信のために使用される周波数バンド内に入る場合、それは、重大なノイズおよびスプリアスレベルを担持し得る。この場合、それぞれの振幅および位相Ａ_k、ψ_kを推定値Ａ’_k、ψ’_kで置換するのが最良である。単純な事例では、ｋ＞１かつｋ＜Ｎである場合、および周波数ω_nが均等に離隔されている場合、例えば線形補間を使用することができる。

ｋ＝１またはｋ＝Ｎについては、線形外挿を適用することができる。線形補間または線形外挿を使用する代りに、例えば高次多項式、スプラインまたは曲線適合法に基づいて、より高度な補間方法を使用することができる。さらに別の代替案では、補間ユニット４４は、それがノッチフィルタのために使用される場合と同じ技法で、前記個別の周波数ω_2.nにおける信号の重みをゼロに設定することができる。

より一般的に言うと、推定された振幅および／または位相Ａ’_k、ψ’_kは、置換されるべきサブセットの一部ではない振幅および位相から補間および／または外挿を用いて計算される。

ここで、スケーリングユニット４３および／または補間ユニット４４によって処理された設定された振幅および位相Ａ_n、ψ_nを用いて、探査されたコンクリート構造についての情報を導出することができる。それを行なうための技術は、当業者にとって公知である。

しかしながら、有利には、周波数領域内のサンプリングされた構造の反射率を記述する設定された振幅および位相Ａ_n、ψ_nは、第１にフーリエ変換に付すことによって時間−領域応答信号へと変換される。これは、コンクリートサンプルの反射データを処理するために使用されるツールの多くが、時間−領域データの分析、すなわち構造内に送信された短パルスのエコー振幅の分析（Ａ−走査分析）に基づいているからである。

このステップは、フーリエ変換モジュール４６によって実施可能である。このモジュールは、スペクトルフィルタユニット４８と逆フーリエ変換ユニット５０を含む。

スペクトルフィルタユニット４８は、最低および最高のスペクトル成分の重みを削減することによって、振幅Ａ_nをスケーリングする。これは、スケーリングユニット４３に類似するユニットの中で実施され得る。すなわち、位相の各スペクトル成分Ａ_n、ψ_nに、複素スケーリング値Ｓ_nを乗算することができる。

例えば、Ｓ_nを以下のように定義することができる：

この関数は、重み付けされたウィンドウを記述している。例えばテューキーウィンドウのＨａｒｎウィンドウを使用することができる。この場合、Ｓ_nは実数値のものであり、複素振幅−位相値の実部および虚部の両方に適用される。

スペクトルフィルタユニット４８の目的は、スペクトル振幅が、従来のパルス−探査装置により生成されるにつれての短ウェーブレットのフーリエ変換を表わすような形で、スペクトル振幅をスケーリングすること（そして任意には位相をオフセットすること）にある。重み付けを用いて、ストップバンド減衰を改善することもできる。

次のステップでは、スペクトルフィルタユニット４８内でスケーリングされた振幅および位相Ａ_n、ψ_nが逆フーリエ変換ユニット５０内で逆フーリエ変換に付される。こうして、スケーリング値Ｓ_nを計算するために使用されるウェーブレットをコンクリート構造内に送信する場合に戻されると思われるようなエコーの時系列ｅ_iが生成される。

次に、結果として得られた時系列ｅ_iおよび／またはスケーリングユニット４３および／または補間ユニット４４によって処理された振幅および位相Ａ_n、ψ_nを、バッファ５２内に記憶することができ、このバッファはインタフェース５４を介して読み出すことができる。

図１の装置はさらに無線通信用、詳細にはＩＥＥＥ８０２．１１規格の少なくとも１つに基づく無線通信のためのＷｉＦｉインタフェース５６を含むことができる。補間ユニット４４が提供する選択的な周波数成分補間／外挿のため、ＷｉＦｉインタフェース５６の動作が測定と干渉することはない。

ＷｉＦｉインタフェース５６は、例えばインタフェース５４を通してデータにアクセスするためおよび／または制御ユニット３と通信するために、外部装置によって使用される。

動作：
すでに前述したように、制御ユニット３は、各々が変調周波数ω₁で変調された搬送波周波数ω_2.1．．．ω_2.Nを有する一連の電磁探査信号を生成するために装置を動作させる。

有利には、異なる探査信号の数Ｎは、優れた分解能およびレンジのために充分大きいものであり、例えばＮ≧１９０、詳細にはＮ≧３８０である。

搬送波周波数ω_2.nは有利には、３．８ＧＨｚを超えるスペクトルレンジに広がっている。

例えば、搬送波周波数ω_2.nのスペクトルレンジは、２００ＭＨｚと４ＧＨｚの間に延在する。

有利には、搬送波周波数ω_2.nは、それらのスペクトルレンジ全体にわたり均等に、例えば１０、２０または４０ＭＨｚのピッチで間隔取りされる。極めて有利な実施形態では、ユーザは、分解能（レンジ）と測定速度の間の所望される妥協点を見い出すためのピッチ幅を選択することができる。

各探査パルスの持続時間は、有利には、変調周波数の少なくとも１周期である。さまざまなフィルタが安定するのに一定の時間を必要とすることを考慮すると、この持続時間は、変調周波数の周期の２倍を超える、例えばこの周期の３倍に等しくなるように選択するのが最良である。変調周波数ω₁＝２ＭＨｚについては、各パルスの持続時間は例えば２μｓである（これは周期の４倍に等しい）。

各探査パルスｎについて、制御ユニット３は、以下のパラメータを設定する：
− オシレータ１６の周波数ω_2.n。
− スケーラ１１が使用すべき値Ｇ（ω_2.n）。
− ω_2.nより高いものの２．ω_2.nより低くなるような探査信号フィルタ２０のカットオフ周波数。
− スケーリングユニット４３内で使用すべき振幅補正α_nおよび位相補正ｂ_n。
− 補間ユニット４４の設定値。これらの設定値は、例えば、どの周波数バンドが強い信号ノイズを受けるかについての知識に基づいて、不変の恒常な情報から導出され得る。代替的には、装置は、例えば無線受信機でそれを走査することによっておよび／またはＷｉＦｉインタフェース５６の現在の動作からノイズの多い周波数バンドを導出することによって、周囲のＲＦノイズを動的に測定または決定することができる。この測定または決定されたＲＦノイズに応じて、補間ユニット４４の設定値を現在の動作条件に適応させることができる。

Ｎ個の探査パルス全ての完了時点で、フーリエ変換モジュール４６によって時間領域信号を計算し、振幅および位相Ａ_n、ψ_nと合わせてバッファ５２内に記憶することができる。

装置較正：
言及した通り、スケーリングユニット４３は、装置の特性を補償するために使用可能である。詳細には、探査信号フィルタ２０、エコー信号フィルタ３４およびさまざまな増幅器（図示せず）などの当該装置のアナログセクション２の構成要素が、搬送波周波数ω_2.nに依存する利得変動ならびに位相遅延を導入することになる。

例えば、これらの効果が、搬送波周波数ω_2.nにおいて位相オフセットδ_nおよび利得ｑ_nを導く場合、α_n＝１／ｑ_nおよびｂ_n＝−δ_nを使用することにより等式（４）中の振幅および位相Ａ_n、ψ_nを補正するように、探査信号フィルタ２０を設定することができる。

換言すると、位相オフセットδ_nおよび利得ｑ_nは、装置の周波数応答を記述する較正データであり、振幅および位相Ａ_n、ψ_nをフィルタリングするためにこれらを使用することができる。

較正パラメータは、理論的考慮事項および／またはサンプル装置での測定値から導出されてよい。しかしながら、有利には、装置には、較正データを動的にかつ反復的に決定するための独自の手段が装備され得る。こうして、装置の経年劣化および変動する環境条件に起因するドリフト効果を補償することが可能になる。

図１の実施形態において、装置にはアンテナ５を迂回させるための第１および第２のスイッチ２２、２３を含む較正ユニットが装備されている。図１は、これらのスイッチをその測定位置で示す。しかしながら、制御ユニット３はこれらのスイッチを較正位置へと移動させることができ、その場合、探査信号はアンテナ５を迂回し、シャント線路６０を通して直接エコー信号受信機６へと送信される。

装置を較正するために、制御ユニット３は、スイッチ２２、２３をその較正位置へと移動させ、次に、探査信号発生器４に、定期的測定の間と全く同様に搬送波周波数４ω_2.1．．．ω_2.Nで一連のＮ探査パルスを生成させるが、スケーリングユニット４３のα_nおよびｂ_nは例えばそれぞれ１および０などの一定値に設定する。これにより、装置は較正データδ_nおよびｑ_nを測定できるようになる。任意には、これらは、アンテナ５およびその整合回路２８、３０の周波数応答についての追加の工場定義の補正に付される可能性がある。

注記：
上述の通り、当該装置の第１のデジタルセクション１は有利には、ＦＰＧＡである。ＦＰＧＡには、有利には周波数ω₁で変調信号を生成するために使用される構成要素、すなわち変調信号源１０および（存在する場合には）スケーラ１１が格納されている。ＦＰＧＡは同様に、エコー信号の高感度で精確な位相検出を行なうことができるようにする乗算器をも含んでいる。ＦＰＧＡはさらに、乗算器３８からの位相および振幅Ａ_n、ψ_nを処理する信号受信機６の構成要素を含むことができる。

一方、搬送波周波数ω_2.nで信号を処理する回路は、有利にはアナログ回路、詳細には乗算器１８、３２、オシレータ１６およびフィルタ２０、３４である。

要約すると、ここで示されている装置は、低い電力消費量でコンクリートの構造を精確に探査することができる。これを行なうために、この装置は、探査信号発生器４を用いて、定義された搬送波周波数を有する一連の探査信号を生成する。探査信号は、アンテナ５を用いてコンクリートの構造内に結合される。帰還エコー信号は、エコー信号受信機６によって処理される。処理には、乗算器３８内での振幅および位相検出、スケーリングユニット４３内での周波数特異的スケーリング、補間ユニット４４内での測定された振幅および位相の置換、フーリエ変換モジュール４６内での時間−領域データの生成が含まれる。その設計により、装置はＲＦノイズに対しロバストで精確なものとなっており、そのアーキテクチャは低電力消費量での実装を可能にする。

本発明の現在好ましい実施形態が図示され説明されているが、本発明はこれらの実施形態に限定されず、以下の請求項の範囲内で他のさまざまな形で具体化され実践され得るものであることを、明確に理解すべきである。

Claims (25)

1. コンクリートの構造を探査するための方法において、
   アンテナ（５）を用いて前記構造内に電磁波を送信するステップと、
   前記アンテナ（５）を用いて前記構造から前記電磁波のエコーを受信するステップと、
   前記エコーから前記構造の内部特徴を導出するステップと、
   を含む方法であって、
   前記構造内に前記電磁波を送信するステップが、異なる周波数の複数の電磁探査信号を前記構造内に後続して送信するステップを含み、
   前記エコーを受信するステップが、前記探査信号の各々についてエコー信号を受信し前記エコー信号の各々について振幅および位相（Ａ_n、ψ_n）を決定するステップを含み、
   前記内部特徴を導出するステップが、前記エコー信号の前記振幅および位相（Ａ_n、ψ_n）を用いて前記内部特徴を導出するステップを含む、
   方法。
2. 前記探査信号が、調整可能な周波数を有するアナログオシレータ（１６）を用いて生成される、請求項１に記載の方法。
3. 前記エコーが、アナログ復調−乗算器（３０）内で復調され、ここでこれらのエコーに前記アナログオシレータ（１６）からの信号が乗算される、請求項２に記載の方法。
4. 前記探査信号が各々、変調信号（ｍ）により変調された搬送波信号（ｃ）を含み；ここで前記搬送波信号（ｃ）の周波数（ω_2.n）は少なくとも１００ＭＨｚであり、前記変調信号（ｍ）の周波数（ω₁）が１０ＭＨｚ以下であり、前記探査信号はそれらの搬送波信号（ｃ）の周波数において異なっており、
   前記エコー信号が、搬送波信号（ｃ）の周波数（ω_2.n）で復調されている、
   請求項１ないし３のいずれか１項に記載の方法。
5. 前記変調信号（ｍ）の前記周波数（ω₁）が、０．５ＭＨｚ超でありかつ／または５ＭＨｚ未満である、請求項４に記載の方法。
6. 前記変調信号（ｍ）の前記周波数（ω₁）が、全ての前記探査信号について同じである、請求項４または５のいずれか１項に記載の方法。
7. 前記エコー信号がアナログ復調器（３０）内、特にこれらのエコー信号に前記搬送波信号（ｃ）の前記周波数を有する信号を乗算する乗算器（３２）内で復調されて、変調された信号（ｄ）を生成し、前記変調された信号（ｄ）がデジタル値に変換されデジタル処理される、請求項４ないし６のいずれか１項に記載の方法。
8. 前記エコー信号の一組の振幅および位相（Ａ_n、ψ_n）を決定するステップをさらに含む、請求項１ないし７のいずれか１項に記載の方法。
9. 各々の探査信号について各エコー信号の前記振幅および／または位相（Ａ_n、ψ_n）を個別にフィルタリングするステップをさらに含み、特に、位相（ψ_n）が位相オフセット（ｂ_n）だけシフトされ、かつ／または前記振幅（Ａ_n）が倍率（α_n）でスケーリングされ、ここで位相オフセット（ｂ_n）および倍率（α_n）は、前記対応する探査信号の前記周波数（ω_2.n）に依存する、請求項８に記載の方法。
10. 前記方法を実施するために使用される装置の周波数応答を記述する較正データ（δ_nおよびｑ_n）を提供するステップと、
    前記周波数応答を補償するために前記フィルタリングするステップにおいて前記較正データ（δ_nおよびｑ_n）を使用するステップと、
    を含む、請求項９に記載の方法。
11. 前記アンテナ（５）をバイパスすることおよび前記装置を動作させて前記較正データ（δ_nおよびｑ_n）を測定することを通して前記較正データ（δ_nおよびｑ_n）を測定するステップを含む、請求項１０に記載の方法。
12. シミュレートされた時間−領域応答信号を計算するために前記振幅および位相セット（Ａ_n、ψ_n）をフーリエ変換するステップを含む、請求項８ないし１１のいずれか１項に記載の方法。
13. − 所望の時間−領域探査信号のフーリエ変換を記述する一連のフーリエ振幅および位相を提供するステップと、
    − 前記シミュレートされた時間−領域応答信号を生成するために前記フィルタリングするステップにおいて前記フーリエ振幅および位相を使用するステップと、
    を含む、請求項９および１２のいずれか１項に記載の方法。
14. 推定された振幅および／または位相により前記振幅および位相セット（Ａ_n、ψ_n）のサブセットを置換するステップをさらに含み、
    特に、振幅および位相の前記サブセットの少なくともいくつかが、２．４〜２．５ＧＨｚおよび／または３．５〜３．７ＧＨｚおよび／または４．９４〜５．９９ＧＨｚおよび／または５．２５〜５．３５ＧＨｚおよび／または５．４７〜５．７３ＧＨｚの周波数（ω_2.n）を有する探査信号を記述するものである、請求項８ないし１３のいずれか１項に記載の方法。
15. 前記サブセットの一部ではない振幅および位相（Ａ_n、ψ_n）から補間法および／または外挿法を用いて前記推定された振幅および／または位相を計算するステップを含む、請求項１４に記載の方法。
16. − 前記探査信号の信号振幅を記述する１組の周波数依存探査信号振幅（Ｇ（ω_2.n））を提供するステップと、
    − 前記探査信号の前記信号振幅を個別に制御するために前記探査信号振幅（Ｇ（ω_2.n））を使用するステップと、
    を含む、請求項１ないし１５のいずれか１項に記載の方法。
17. アンテナ（５）と、
    前記アンテナ（５）を通して前記構造内に送信すべき前記電磁探査信号を生成するための探査信号発生器（４）と、
    前記アンテナ（５）を通して前記構造から受信された前記エコー信号を処理するためのエコー信号受信機（６）と、
    前記探査信号発生器（４）および前記エコー信号受信機（６）を制御するための制御ユニット（３）と、
    を含み、
    前記制御ユニット（３）が請求項１ないし１６のいずれか１項に記載の方法を実施するように適応され構造化されている、請求項１ないし１６のいずれか１項に記載の方法を実施するための装置。
18. 前記探査信号を生成するために、調整可能な周波数を有するアナログオシレータ（１６）をさらに含む、請求項１７に記載の装置。
19. 前記アナログオシレータ（１６）からの信号で前記エコー信号を乗算するためのアナログ復調器−乗算器（３２）をさらに含む、請求項１８に記載の装置。
20. 前記探査信号の生成を目的として変調信号（ｍ）で搬送波信号（ｃ）を変調するためのアナログ変調器（１８）であって、前記搬送波信号（ｃ）の周波数（ω_2.n）が少なくとも１００ＭＨｚであり、前記変調信号（ｍ）の周波数（ω₁）が１０ＭＨｚ以下であり、前記探査信号がそれらの搬送波信号（ｃ）の周波数において異なっている、アナログ変調器（１８）と、
    復調されたエコー信号（ｄ）の生成を目的として搬送波信号（ｃ）の周波数（ω_2.n）で前記エコー信号を復調するためのアナログ復調器（３０）であって、特に、前記復調器（３０）が、前記搬送波信号（ｃ）の周波数（ω_2.n）を有する信号を前記エコー信号に乗算するための乗算器（３２）を含む、アナログ復調器（３０）と、
    をさらに含む、請求項１７ないし１９のいずれか１項に記載の装置。
21. 前記復調されたエコー信号（ｄ）をデジタル値に変換するためのアナログ−デジタル変換器（３６）と、前記復調されたエコー信号（ｄ）をデジタル処理するための信号プロセッサ（３８、４０．．．）と、をさらに含む、請求項２０に記載の装置。
22. 前記変調信号（ｍ）の周波数（ω_2.n）での前記復調されたエコー信号（ｄ）の振幅および位相（Ａ_n、ψ_n）を決定することを目的として前記変調信号（ｍ）で前記復調されたエコー信号（ｄ）を乗算するための乗算器（３８）をさらに含む、請求項２０ないし２１のいずれか１項に記載の装置。
23. 前記アナログ復調器（３０）からの信号を処理し、前記変調信号（ｍ）の前記周波数（ω₁）より上の信号を少なくとも抑制するものの前記変調信号（ｍ）の前記周波数（ω₁）では信号を抑制しないように適応されているアナログエコー信号フィルタ（３４）をさらに含む、請求項２０ないし２２のいずれか１項に記載の装置。
24. 位相オフセット（ｂ_n）および／または倍率（α_n）により前記エコー信号の測定された振幅および位相（Ａ_n、ψ_n）を補正するためのスケーリングユニットであって、ここで前記位相オフセット（ｂ_n）および前記倍率（α_n）が、前記エコー信号それぞれの前記周波数（ω_2.n）の関数である、スケーリングユニット（４３）と、
    前記アンテナ（５）をバイパスするための較正ユニット（２２、２３）と、
    をさらに含み、
    前記制御ユニット（３）が、該制御ユニットの周波数応答を記述する較正データ（δ_nおよびｑ_n）を測定し前記位相オフセット（ｂ_n）および前記倍率（α_n）を決定するために該較正データを使用するように構造化され適応されている、
    請求項１７ないし２３のいずれか１項に記載の装置。
25. 無線通信のためのＷｉＦｉインタフェース（５６）をさらに含む、請求項１７ないし２４のいずれか１項に記載の装置。

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