JP4988332B2 - 速度が曖昧な物標の非コヒーレント積分のための技法 - Google Patents

Description

発明の分野
本発明は概括的にはレーダ信号処理に関し、より詳細には目標（物標）のレンジ（距離）および／または半径方向速度を判定するための装置および方法に関する。

発明の背景
当該技術分野において知られているように、物体のレンジおよび／または相対速度（すなわちドップラー速度）を判定するために、パルスドップラーレーダシステムのようなレーダシステムが用いられる。レーダパルスは、パルス繰返し周波数（ＰＲＦ）と呼ばれる速度で送信される。連続するパルス間の時間間隔はパルス繰返し間隔（ＰＲＩ）と呼ばれる。パルス送信後の所定の時間中に、レーダシステムによって、レーダ反射（エコー）信号がサンプリング、すなわちゲーティングされる。すなわち、パルス送信と、サンプルが得られた時間との間の時間差に基づいて、個々のサンプルは、レーダシステムと、サンプリングされるエコーを生成する物体との間のレンジ、すなわち距離に対応する。その過程はレンジゲーティングと呼ばれ、サンプルが得られる各時間は、サンプルが得られる時間に対応するレンジにある物体によって生成されるエコーのレンジセル、すなわちレンジ（距離）ゲートを表す。

レーダシステムと物体との間に相対速度（すなわちドップラー速度）がある応用形態では、その物体を追跡するために、パルス送信後にレーダエコーサンプルがサンプリングされる時間が、レーダシステムと物体との間の相対速度に応じて変化する。したがって、物体がレーダシステムから離れる方向に移動している場合には、レーザパルスが送信された時間に対する、レーダエコーがサンプリングされる時間が、レーダシステムと物体との間の相対速度、すなわちドップラー速度に比例する割合で、レーダパルス毎に長くならなければならない。同じように、物体がレーダシステムに向かって移動している場合には、レーザパルスが送信された時間に対する、レーダエコーがサンプリングされる時間が、レーダシステムと物体との間のドップラー速度に比例する割合で、レーダパルス毎に短くならなければならない。

物体のドップラー速度を判定するために、複数の送信されたレーダパルスからのレーダエコーが処理される。より詳細には、複数の連続して送信されたレーダパルスからの各組のレーダエコーはドウェルと呼ばれる。レーダシステムは複数の連続したドウェルを生成する。ドウェル毎に、レーダシステムは、複数の連続したレンジゲートのそれぞれにおいて、複数のドップラー周波数ウインドウ（窓）を判定する。

言い換えると、ドウェル毎に、レーダシステムは、複数の連続したレンジゲートのそれぞれにおいて複数のドップラー周波数窓を判定し、ドップラー行列（マトリックス）を与える。Ｎ個のパルスが存在する場合には、Ｎ個の周波数窓（あるいはビン）が存在する。レンジゲートの数は、各ＰＲＩから得られる入力サンプルの数に対応する。Ｍ個の入力サンプルがＮ個のＰＲＩそれぞれから抽出される場合には、Ｍ回の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）が実行され、Ｍ個のレンジおよびＮ個の周波数窓からなるマトリックスが生成される。

ドップラー速度の分解能を細かくすると、一般的にドウェル当たり多数のレーダエコー（すなわち、相対的な長いデータ収集時間）が必要になる。ドップラー速度が相対的に速い物体の場合、このデータ収集時間は、物体からレーダシステムへのレンジが大きな変化を受ける可能性がある時間間隔になる。レンジ精度がドウェルにわたる物体の動きよりも劣る場合には、各ドウェルの中央に物体へのレンジを保持し、それによりレーダシステムが最大の信号対雑音比で物体へのレンジを追跡できるようにするために、或るタイプの動的なレンジゲート調整（すなわちレンジゲート位置決めシステム）が必要とされる。

種々のシステムは、レンジ「変動（ウォーキング）」補償あるいは速度補助技法を用いて、ドウェル中にレンジゲートを移動させ、物体がレンジゲートの「窓」（すなわち持続時間）を通過するのを防止している。たとえば、本発明と同じ譲受人に譲渡され、参照により本明細書に援用される、１９９９年８月２４日に発行された「Radar System」と題する米国特許第５，９４３，００３号は、物標のレンジおよび／または相対速度を判定するための１つの改善された技法を教示する。パルス式レーダの応用形態では、多くの場合に、ドウェル積分および広い周波数ダイバーシティを有する無線周波数信号を用いて、すなわち広い周波数レンジにわたって変化する搬送波周波数を有するレーダ信号を用いて、物標のレンジおよび半径方向速度を判定することが望ましい。また、パルス圧縮技法を用いて、より短いパルスの分解能を保持しながら、より長い信号パルスを用いて物標に付加的なエネルギーを指向させることも望ましい。レーダ信号は一連のパルスとして送信され、これらのパルスはそれぞれ、エコー信号を受信するために割り当てられる時間間隔とともに、コヒーレント処理間隔（ＣＰＩ）を形成する。各ＣＰＩは異なる搬送波周波数を用いることができ、ドウェル周期あるいはドウェルサイクルはＣＰＩのシーケンス（列）として示される。各ＣＰＩ中に受信される信号の複数のＤＦＴが、物標の信号対干渉比を高めるための手段として一般的に用いられる。しかしながら、その変換は、数学的に積分するのが難しい。ＣＰＩ間の無線周波数（ＲＦ）シフトによって、物標のドップラー周波数が変化する。処理中に、受信された信号は周波数によって区分され、複数のフィルタビンに入れられて、フィルタビン番号を割り当てられる。周波数ダイバーシティ（すなわち、パルス列の搬送波周波数を変更すること）を用いて、従来の処理技法で物標を検出するとき、異なる搬送波周波数に起因するドップラー周波数の変動はビンシフトと呼ばれる。

パルス式ドップラーレーダの場合、ドップラービンが周波数で揃えられ（位置調整され）、測定されることになるパラメータ、たとえば到来速度に関しては揃えられないので、種々の搬送波周波数のレンジ−ドップラーマトリックスを非コヒーレントに積分するのは難しい。それゆえ、種々のドップラービン内の値が非コヒーレントに加算されることになる方法を判定するためのアルゴリズムが必要とされる。この揃え方の問題は一般的に、「ビンシフト」問題と呼ばれる。さらに、ドウェル時間およびレーダパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）に応じて、ドップラー応答は周期的である。この結果として、高いＰＲＦを用いるときに真のドップラーとともにエイリアスが測定されるので、物標のためのドップラーが曖昧になる可能性がある。レーダ信号を処理する際に時として、ドップラー位相補正を追加することが望ましいが、曖昧なドップラー信号が正確にわからない場合、位相補正が不正確になり、それによりレンジレートおよびレンジ誤差を生じる可能性がある。従来のシステムは非コヒーレント積分（ＮＣＩ）を実施するために、ビンシフト問題を補正するためのポスト（事後）処理技法を必要とする。事後処理をしても物標拡散のような他の問題はそのままであり、従来のシステムでは、パルス圧縮のために必要とされる複雑な位相補正技法が存在する。

それゆえ、信号ドップラー周波数を揃える（位置調整する）ためにレーダエコー信号の多大な事後処理を必要とすることなく、非コヒーレント積分による信号の検出可能性を高めることが望ましいであろう。

発明の概要
本発明によれば、パルスドップラーレーダ信号を処理して物標を検出するための方法は、レーダシステムから、所定の可変周波数を有するレーダ信号を送信すること、或る周波数帯域内で、物標の速度を指示する周波数を有する物標エコー信号を含む信号を受信すること、および可変周波数スケールを有するフーリエ変換を用いて、物標エコー信号を変換することを含む。そのような技法を用いる場合、信号ドップラー周波数を位置調整する（揃える）ためにレーダエコー信号の多大な事後処理を必要とすることなく、非コヒーレント積分による信号の検出可能性が高められる。本発明の技法は、複数のドウェルを積分することを利用して、より高い感度を達成し、周波数ダイバーシティを用いて、物標断面積を拡大し、ＲＦマルチパス干渉を軽減する。この技法は、ＤＦＴの式を実効的に変更することにより、ビンシフト問題を解決する。式を変更する結果として、信号のスペクトル成分の「物標速度」正規化バージョンが生成されるので、用いられるＲＦ搬送波周波数毎に、同じＤＦＴビン内で物標エコーが揃えられる。

本発明のさらに別の態様によれば、その技法はさらに、非コヒーレント積分のために半径方向速度マトリックスを揃えること、ドップラーエイリアス（偽信号）から生じる複数の検出を特定すること、および複数の検出からドップラーエイリアスを除去することを含む。このような技法を用いることによって、比較的高いＰＲＦを用いて、システム内の速度の曖昧性が解決される。変更された技法は、複数の検出をフーリエ変換して、任意の所望の下限および上限に対して設定されることができる半径方向速度空間を生成する。半径方向速度は、レンジ／ドップラーマトリックス内に、種々の搬送波周波数の場合に種々の周期で周期的に現われる。正確なレンジレートにおいてのみ、受信された信号が揃えられるであろう。ドップラーエイリアスを生じる任意の検出が判定され、検出リストから除外される。最小および最大の両方の所望のレンジレートの範囲はこの過程では制限されないので、曖昧でないレンジレートゾーンは処理時間によってのみ制限される。それゆえ、正確なドップラーを得るために、任意のドップラー位相補正を行うことができ、結果として生成されるレンジおよび半径方向速度誤差が低減される。

一実施形態では、変更されたＤＦＴ技法は、時間サンプルを、ドップラー周波数空間ではなく、半径方向速度空間に変換する。半径方向速度マトリックスによって結果として生成されるレンジは、非コヒーレント積分のために予め揃えられる。半径方向速度の限度は、ドウェルの時間、あるいはコヒーレント処理間隔（ＣＰＩ）内のパルスの数によっては制限されない。半径方向速度の曖昧性の分解能が直接的に判定される。さらに、適用される任意のドップラー位相補正が正確な曖昧でないドップラー領域において適用され、起こり得るレンジおよび半径方向速度誤差が低減される。

発明の詳細な説明
本発明の上記の特徴、および本発明自体は、図面を参照する以下の説明から、より十分に理解することができるであろう。

本発明の詳細な説明を提供する前に、その説明において用いられる用語のうちのいくつかを定義することが有用である。本明細書において用いられるとき、コヒーレント処理間隔（ＣＰＩ）はレーダシステムが所定の搬送波周波数において送信される一連のパルスを送信するための時間、およびそのパルスを反射する物体からの対応するエコー信号を受信するための時間である。本明細書において用いられるとき、非コヒーレント積分（ＮＣＩ）は、いくつかのＣＰＩそれぞれに含まれるエコー信号の積分を用いて合成する処理を指している。ＮＣＩによって合成される信号は、大きさの値のみを含み、位相情報を含まない。所定のパルス繰返し周波数は、それぞれ一対のパルス間のパルス繰返し間隔（ＰＲＩ）と同じであると言うことができる。ドウェルは、それぞれが異なる搬送波周波数を有する複数のＣＰＩがレーダシステムによって送信および受信される所定の時間である。

本明細書において用いられるとき、「物標ドップラー信号」は、フィルタバンク、あるいは等価的に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて物標からのエコー信号を処理する結果としてのレンジ−ドップラーマトリックス内のドップラー値あるいは要素を指している。本発明の変更されたＤＦＴで処理されるとき、用語「物標半径方向速度信号」は、レンジ−半径方向速度マトリックス内の半径方向速度値を指している。本明細書において用いられるとき、「物標信号」は、フィルタバンク、あるいは同じく離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて物標からのエコー信号を処理することから生じる１組の要素内の１つの区別できる要素を指している。

ここで図１を参照すると、１つの例示的なパルスドップラーレーダシステム１００が、アンテナ１１０と、それに接続される送信機１１２および受信機１１４とを備える。システム１００はさらに、受信機１１４に接続されるローパスフィルタ１１６と、ローパスフィルタ１１６に接続されるアナログ−デジタルコンバータ１１８と、アナログ−デジタルコンバータ１１８に接続されるシグナルプロセッサ１２０とを備える。シグナルプロセッサ１２０は半径方向速度高速フーリエ変換（ＦＦＴ）変換器１２２を含む。アンテナ１１０は、既知の技術を用いるサーキュレータ１１１によって送信機１１２あるいは受信機１１４に選択的に結合される。サーキュレータ１１１の１つの目的は、送信機１１２と受信機１１４との直接的結合を防止することである。

半径方向速度ＦＦＴ変換器１２２は、従来のドップラー周波数ＦＦＴ変換器の代わりになるものであり、後に説明するように動作する。一実施形態では、半径方向速度ＦＦＴ変換器１２２は、以下の式によって与えられる変更されたＤＦＴを提供する。

ここで、
ｄ_ｉ＝λ_０／λ_ｉ
であり、
λ_０は所定の波長であり、
λ_ｉはＣＰＩ＃ｉを含むパルスの波長であり、
Ｎは１つのＣＰＩ内で処理されるパルスの数であり、
ｋは周波数インクリメント指数（添字）であり、
ｐはデジタル化された受信信号の時間サンプルを表す添字であり、
Ｘ_ｐ（ｋ）はｋ＊ＰＲＦ／Ｎの周波数ビン内の信号エコーエネルギーの量であり、
ｘ_ｐ（ｎ）は、時間サンプルｐ、ＰＲＩｉにおける時間領域（ドメイン）受信信号である。
式１において、周波数インクリメントを表す添字ｋは、１つのＣＰＩ内で処理されるパルスの数によって制限され、ここではＮに等しい。

動作時に、所望の送信周波数が選択される。波長λ_０は最も高い周波数に割り当てられる。ＣＰＩのパルス間隔はこの最も高い周波数で送信され、システム１００は通常、最初にレンジ内で、その後、式１のＦＦＴ（すなわちｄ_ｉ＝１）でデータを処理する。波長λ_ｉを有する次の周波数は以下の比を形成する。

ｄ_ｉ＝λ_０／λ_ｉ
第２のＣＰＩが処理され、新たな１組のレンジ−半径方向速度セルが導出される。可変波長スケーリングファクタｄ_ｉは、波長と周波数との間が逆の関係であるので、対応する周波数スケーリングファクタと等価であることが理解される。

この方法は、まさに処理中に、データを正規化するという利点を有する。データ事後処理（ソートルーチンおよび補間ルーチンで必要とされるような）は不要である。この実施形態では、物標ドップラー周波数がレーダＰＲＦよりも大きい場合には、変換器出力はもはや揃えられないことに留意されたい。

変換をさらに改良することにより、複数のドップラーサイクルが与えられ、曖昧な速度の問題が取り扱われる。以下の変換は、次数のＭの曖昧な速度で任意の物標を正規化する。

ここで、ｄ_ｉ＝λ_０／λ_ｉであり、
Ｍは物標速度曖昧性の次数（任意の正または負の整数）であり、ｋの最大値および最小値に限界があるために、Ｍが用いられる。Ｍは以下の式に従って、図２に関連して説明するような整数値をとる。

ここで、ＮはＣＰＩ当たりのパルス数であり、
ｋは周波数インクリメントを表す添字であり、
ｎはＰＲＩを表す添字であり、
ｘ_ｐ（ｎ）は、時間ｎにおける時間領域受信信号、すなわちＣＰＩｉのためのＰＲＩである。
項ｄ_ｉの下付き文字ｉは異なるドウェルに用いられることに留意されたい。

ここで図２を参照すると、複数の曲線群３５２ａ、３５２ｂ〜３５２ｍを含む図３５０が、式２の変換が任意の物標ドップラーの場合の変換出力を如何に揃えるかを示す。それぞれ異なる波長λ_ｉを有する複数のレーダデータドウェルが実行されるとき、式１の変換は、選択されたレーダＰＲＦ未満のドップラー周波数を有する物標速度を正規化する。式１の変換では、λ_０はレーダにおいて用いられる最も短い波長である。レーダシステムのシステム要件に応じて、λ_０のための種々の選択があることは当業者には理解されよう。

任意の速度ｖを有する物標を表す入力シーケンス（列）は以下のようにモデル化することができる。

Ｔ≡レーダパルス繰返し間隔
入力信号のこのモデルが式１の基本変換に代入されるとき、その結果は以下のようになる。

以下の式が成り立つときに、Ｘｉ（ｋ）が主なピークを有することが明らかになる。

Ｍ≡任意の正または負の整数
この式は以下の式によって表すことができる。

この式はフィルタ番号ｋを示し、フィルタ番号ｋは任意の速度ｖの場合の最大信号エネルギーを含むであろう。それは一群の直線の式であり、物標速度ｖだけでなく、レーダ波長λ_ｉにも依存し、後に示されることになる整数Ｍは物標速度曖昧性の次数であることに留意されたい。ｄ_ｉ＝λ_０／λ_ｉであることを思い起こすと、その式は以下のように簡略化される。

この形では、どのレーダ波長が用いられるかとは無関係に、直線の勾配は一定になっている。
図２の例では、以下の３つの異なる波長を有する３つのレーダドウェルが用いられる。

λ_０＝．０３メートル（１０ＧＨｚ）
λ_１＝．０３３３メートル（９ＧＨｚ）
λ_２＝．０３７５メートル（８ＧＨｚ）
これらの異なる波長およびＭのいくつかの値の場合の曲線群が図２に示される。各式は以下の領域においてのみ有効である。

０≦ ｋ≦ Ｎ−１
Ｍ＝０の場合の曲線群は１つの曲線に収束する。有効性の領域は０ｍｐｓからｖ＝λ_０／２Ｔ≡ｖ_０に及ぶ。それゆえ、変更された以下に示す変換は第１の速度曖昧性ｖ_０（遅い物標速度を有する領域Ｉ）内の速度で物標を正規化する。

Ｍ＝１の場合、第２の曲線群が存在する。今度は、それらの曲線は波長λ_ｉ毎に異なる。Ｍ＝１の場合の３つの曲線は平行であるが、それぞれ以下の点において別々に縦座標と交差する。

−ＭＮ（λ_ｉ／λ_０）
物標の速度が領域ＩＩ、ｖ_０≦ ｖ≦ ２ｖ_０内に存在する場合には、ピークエネルギー物標フィルタ（すなわちビン）の数はレーダドウェル毎に変化する。結果として、１つの物標を積分するために、これらの信号変換を単に加算することができなくなる。

これらの信号変換を積分するために、Ｍ＝１の場合に、それらの曲線は一致するようにシフトされなければならない。Ｍ＝１の曲線群を検査することにより、各曲線が量ＭＮ［（１／ｄ_ｉ）−１］だけ上方にシフトされる必要があることは理解されよう。ｋの元の式は以下のとおりである。

シフトされる量が加算されて以下の式が与えられる。

この式は、ｄ_ｉ／Ｎを乗算し、式３に示されるＭを与えるように移項することにより、最大値、すなわち検出毎の信号の最大値を得るために、元の位相信号の式、すなわち式１０に類似するように変換される。項ｅ^{−２πｊＭｄｉ}（ＤＦＴフェーザ（phasor）とも呼ばれる）が、入力列の各サンプルにかけられる重み付け関数として、その変換に加えられる。それゆえ、式１および式２の変換は、ＤＦＴフェーザが速度領域の種々の領域において揃えられるように受信信号に位相シフト重み付け関数を適用することにより、次数Ｍの曖昧な速度で任意の物標を正規化する。

別の一実施形態では、半径方向速度ＦＦＴ変換器１２２は以下の式から導出されるＤＦＴを与える。

式１２はＣＰＩの時間Ｔおよびドップラー位相インクリメント値Δｆ^ｄを含む。ＴΔｆ^ｄ _ｍａｘ＝１という標準的な条件が式３に与えられ、Δｆ^ｄ間の関係が示され、それは以下の式を与える。

ここで、
ｎはパルス繰返し間隔（ＰＲＩ）を表す添字であり、
ｍはＣＰＩを表す添字であり、
ＮはＣＰＩ内のパルス数であり、
ｋは周波数インクリメントを表す添字であり、
ｐは時間サンプルを表す添字であり、
Ψ_{ｐ，ｎ，ｍ}は周波数領域の関数であり、時間を表す添字ｐ、周波数を表す添字ｋおよびＣＰＩを表す添字ｍを有し、
Ψ_{ｐ，ｎ，ｍ}は時間領域受信信号であり、時間サンプルを表す添字ｐ、パルスを表す添字ｎ、ＣＰＩを表す添字ｍを有する。

式１２および式１３では、所望の半径方向速度レンジに基づいて、ｋの限度が規定されるので、式２において用いられるような項Ｍは不要である。ｋの限度、すなわちｋ_ｍｉｎおよびｋ_ｍａｘは式１４および式１５において定義される。その際、ＮＣＩ内の周波数毎のｋの最小値および最大値は周波数に依存しない式によって決定される。

ここで、式１２および式１３は、式１および式２の表現とは異なる表記法を用いることに留意されたい。式１２および式１３では、ΨがＸの代わりに用いられる。式１２および式１３は、変数の代わりの下付き文字として、ＣＰＩを表す添字および時間あるいは周波数を表す添字の両方を用いる。標準的なＤＦＴに対する本発明による変更を表し、かつ実施するためのいくつかの等価な方法が存在することは当業者には理解されよう。式１および式２を用いる実施形態、ならびに式１２および式１３を用いる実施形態は、可変周波数スケールを有する離散フーリエ変換を用いることに関する２つの例にすぎない。

このＦＦＴ内の以下の項は、それぞれ異なる搬送波周波数において得られる、複数のレーダＣＰＩの場合のドップラー周波数正規化を与える。

その正規化は、結果として生成されるレーダデータの正規化および「積分」を簡単にする。
ドウェル内の全ての搬送波周波数によって用いられるレンジレートセルサイズが最初に決定される。ドップラー周波数ｆ^ｄはレンジ−半径方向速度、ドット（上に・を付けた）ｒおよび動作周波数ｃ／λの関数である。到来するレンジレートが以下の正の値を有するという取り決めを用いると、

ドップラー周波数インクリメント（セルサイズ）は以下の式によってレンジレートセルサイズに関係付けられる。

ＮＣＩセット内の最大周波数（最小波長）を用いて、ＮＣＩ内の全ての周波数のために用いられる、Δドットｒは以下の式に従って決定される。

ここでΔｆ^ｄは以下の標準的なドップラー周波数間隔である。

Ｔはコヒーレント処理間隔（ＣＰＩ）時間である。
ここで図３を参照すると、１つの例示的な送信されるレーダ信号１２４が、複数の送信パルス１２８ａ１〜１２８ｎｎと、複数の送信パルス１２８ａ１〜１２８ｎｎのそれぞれに続く複数の対応する受信区間１３０ａ１〜１３０ｎｎとを含む複数の一連のバースト列１２６ａ〜１２６ｎ（全体としてバースト列１２６と呼ばれる）を含む。一実施形態では、各バースト列は共通のパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）を有し、その周波数でパルス１２８ａ１〜１２８ｎｎが送信される。バースト列１２６ａ〜１２６ｎはドウェルサイクルとも呼ばれる。たとえば送信パルス１２８ａ１〜１２８ａｎおよび受信区間１３０ａ１〜１３０ａｎを含む各バースト列１２６ａは、ＣＰＩと呼ばれる。バースト列１２６ａ’は後続のドウェルサイクルの最初のバースト列を表すことに留意されたい。図３に示されるように、周波数ダイバーシティを与えるために、バースト列１２６ａは１つのＰＲＦおよび第１の周波数を有し、バースト列１２６ｂは同じＰＲＦおよび第２の周波数を有し、バースト列１２６ｎは同じＰＲＦおよび異なる第３の周波数を有する。

ここで図３Ａを参照すると、図３の類似の参照番号は類似の要素を示しており、ドウェルパターン１３２が、バースト列１２６ａ〜１２６ｎにそれぞれ対応する複数の受信区間１３０のそれぞれに複数のエコー信号１３８ａ〜１３８Ｉ（全体として物標エコー信号１３８と呼ばれる）を含むことができる。エコー信号１３８は、物体から反射する送信レーダ信号１２４の各ＣＰＩの送信パルス１２８ａ１〜１２８ｎｎと、雑音とを合わせたものよって与えられる。ドウェルパターン１３２は、バースト列１２６ａ〜１２６ｎに対応する一連の連続したＣＰＩ１〜Ｎを含む。ＣＰＩ１は一連の送信される信号１２８ａ１〜１２８ａｎを含み、その各信号に続いて、対応する受信区間１３０ａ１〜１３０ａｎがあり、その中で、物標および他の物体からのエコー信号を受信することができる。たとえば、区間１３０ａ２はエコー信号１３８ａ〜１３８ｌを含み、そのうちのいくつかは物標から反射される複数の物標エコー信号１３６ａ〜ｍであり、いくつかは所定の閾値よりも大きい、他の物体からのエコー信号である。物標から反射されるとき、物標エコー信号１３６は、物標のレンジの指示を与える。ドウェルパターン１３２は所定の周波数技法に従って送信される信号を含み、たとえば、その技法では、図３のバースト列１２６に示されるように、搬送波周波数がＣＰＩ間で所定の量だけ変化する。

ここで図４を参照すると、第１の搬送波周波数Ｆ１を有する第１のＣＰＩ１５０が、ドットｒの半径方向速度を有する物標から受信される信号を含む。従来のＦＦＴを用いて第１のＣＰＩ１５０中に受信される信号を処理する結果として、スペクトル成分１４８（全体としてドップラー１４８と呼ばれる）が生成される。周波数Ｆ１のスペクトルは、一定の周波数間隔で離間して配置される複数のビン１５２ａ〜１５２ｎに分割される。ここでは、ドップラー１４８は周波数ビン１５２ｂ内に現われる。第２の周波数Ｆ２を有する第２のＣＰＩ１６０は、ドットｒの半径方向速度を有する同じ物標から受信される信号を含む。従来のＦＦＴを用いて第２のＣＰＩ１６０中に受信される信号を処理する結果として、スペクトル成分１６４（全体としてドップラー１６４と呼ばれる）が生成される。周波数Ｆ２のためのスペクトルは、一定の周波数間隔で離間して配置される複数のビン１６２ａ〜１６２ｎに分割される。ここでは、ドップラー１６４は周波数ビン１６２ｃ内に現われる。物標は相対的に一定の速度を有するが、従来のＦＦＴを用いるスペクトル処理から生じるドップラー信号１４８および１６４は異なる周波数ビンの中に入り、付加的な事後処理を用いることなしには、積分することはできない。

ＲＦ周波数が異なると、物標ドップラー周波数が変化するので、そのようなＣＰＩのスペクトル推定値は従来の処理を用いて積分するのが難しい。結果として、第１のＣＰＩ１５０は、たとえば、周波数ビン＃２内のドップラーを有する物標を示し、第２のＣＰＩ１６０は、異なる周波数ビン＃３にある物標を示す。物標の速度は一定である場合であっても、スペクトル線はドップラー周波数スケール上の異なる点において現われるであろう。なぜなら、物標半径方向速度は一定であるが、異なる周波数を有するＣＰＩの場合に、速度が周波数スケール内で異なるためである。たとえば、図４では、第１のＣＰＩ１５０の場合には、Δドットｒ＝１．８Δｆ^ｄであり、第２のＣＰＩ１６０の場合には、Δドットｒ＝２．６Δｆ^ｄである。

ここで図５を参照すると、第１の周波数Ｆ１を有する第１のＣＰＩ１７０が、ドットｒの半径方向速度を有する物標から受信される信号を含む。半径方向速度フーリエ変換器１２２（図１）を用いて第１のＣＰＩ１７０中に受信される信号を処理する結果として、スペクトル成分１６８（一般にドップラー信号と呼ばれるが、ここでは半径方向速度信号１６８と呼ばれる）が生成される。周波数Ｆ１を有するＣＰＩ１７０のスペクトルは、一定の半径方向速度間隔で離間して配置される複数のビン１７２ａ〜１７２ｎに分割される。ここでは、半径方向速度信号１６８は半径方向速度ビン１７２ｂ内に現われる。第２の周波数Ｆ２を有する第２のＣＰＩ１８０が、ドットｒの半径方向速度を有する同じ物標から受信される信号を含む。半径方向速度フーリエ変換器１２２を用いて第２のＣＰＩ１８０中に受信される信号を処理する結果として、スペクトル成分１８４（全体としてドップラー信号と呼ばれるが、ここでは半径方向速度信号１８４と呼ばれる）が生成される。周波数Ｆ２を有するＣＰＩ１８０のスペクトルは、一定の半径方向速度間隔で離間して配置される複数のビン１８２ａ〜１８２ｎに分割される。ここでは、半径方向速度信号１８４は半径方向速度ビン１８２ｂ内に現われる。物標は相対的に一定の速度を有するので、半径方向速度フーリエ変換１２２を用いるスペクトル処理から生じる半径方向速度信号１４８および１６４は同じ半径方向速度ビンに入り、半径方向速度において揃えられる、即ち位置調整される。

そのようなＣＰＩのスペクトル推定値は、半径方向速度フーリエ変換器を用いて積分するのが比較的簡単である。なぜなら、ＣＰＩ周波数が変化する場合であっても、ドップラー信号が周波数でスケーリングされている（あるいは同じく、半径方向速度において一定の物標速度に正規化されている）ためである。結果として、第１のＣＰＩ１７０は、たとえば、半径方向速度ビン＃２において物標を生成し、第２のＣＰＩ１８０も同じ半径方向速度ビン＃２において物標を生成する。物標の速度は概ね一定であるので、異なる周波数を有するＣＰＩの周波数スケールとは無関係に、スペクトル線は半径方向速度スケール上の同じ位置において現われるであろう。たとえば、図５では、ドットｒはＣＰＩ１７０およびＣＰＩ１８０の両方の場合に同じ半径方向速度ビン内に位置する。こうして、半径方向速度フーリエ変換器は、所望の正規化されたスペクトル推定値を生成する。

図６Ａ〜図６Ｃは、半径方向速度フーリエ変換器１２２（図１）を用いてエコー信号が処理された後の速度曖昧性をなくす１つの方法を示す。ここで図６Ａを参照すると、信号１８８が、半径方向速度周波数ビンに区分される第１のＣＰＩから生じる曖昧な半径方向速度信号１９０、１９２および１９４を含む。ここでは、レーダデータは、式１３に類似のＦＦＴを用いて、半径方向速度フーリエ変換器１２２（図１）によって変換されている。高いＰＲＦによって導入される曖昧性のために、曖昧な半径方向速度信号１９０および１９４は、個々のＰＲＦの半径方向速度範囲であるビン内のエイリアスとして現れる。この周波数におけるＰＲＦが３６０個の半径方向速度ビンをもたらす場合には、その信号はビン２、３６２および７２２内に存在する。半径方向速度エイリアスは、１つのＰＲＦを網羅する半径方向速度セルの数だけ間隔をおいて配置される。搬送波周波数が異なると波長が異なるために、信号が半径方向速度に変換されるとき、それらのエイリアスは種々のセル間隔で現われる。

ここで図６Ｂを参照すると、信号１９８が、半径方向速度周波数ビンに区分される第２のＣＰＩから生じる曖昧な半径方向速度信号２００、２０２および２０４を含む。ここでは、レーダデータは、式１３に類似のＦＦＴを用いて、半径方向速度フーリエ変換器１２２（図１）によって変換されている。高いＰＲＩによって導入される曖昧性のために、曖昧な半径方向速度信号２００および２０４は、１つのＰＲＦだけ離れているビン内のエイリアスとして現れるが、搬送波周波数の変化に起因して、半径方向速度ビンの数が異なる。半径方向速度ビンのサイズは一定のままである。この例の場合、１４０個の半径方向速度ビンが１つのＰＲＦに等しいので、信号はビン１２２、３６２および６０２内に現われる。

ここで図６Ｃを参照すると、信号２０８が、図６Ａおよび図６ＢのＣＰＩからの第１の半径方向速度信号１９２および第２の半径方向速度信号２０２の非コヒーレント積分を示しており、結果として、ビン３６２内に真の半径方向速度２０６と、ビン２、１２２、６０２および７２２内にそれぞれエイリアス１９０、２００、２０４および１９４が生じる。ここでは、ドップラー信号が半径方向速度において正規化されるので、半径方向速度信号は、それぞれ対応するビン内の大きさを加算することにより、非コヒーレントに積分することができる。レーダに対する物標の速度は、半径方向速度ビン内の大きさを直接的に比較することにより検出することができる。ドップラーエイリアスは、ハードウエアまたはソフトウエアにおいて実施される信号処理技法を用いて、自動的に特定され、排除することができることは当業者には理解されよう。

ここで図６Ｄ〜図６Ｆを参照すると、信号２０９、２１２および２１５が、クラッタノッチフィルタでフィルタリングされている半径方向速度信号を示す。図６Ｄでは、クラッタノッチフィルタは、第１の搬送波周波数の場合に、０および一定の半径方向速度ビン間隔において生じるクラッタフィルタノッチ２１０ａ〜２１０ｎ（全体としてノッチ２１０と呼ばれる）によって示される。ここでは、ノッチ２１０は曖昧な半径方向速度信号２１１と揃えられ、フィルタリングされた曖昧な半径方向速度信号２０９（破線として示される）を与える。図６Ｅでは、クラッタノッチフィルタは、第２の搬送波周波数の場合に、０およびここでは約２４０セルだけ離隔して配置される、一定の半径方向速度ビン間隔において生じるクラッタフィルタノッチ２１４ａ〜２１４ｎ（全体としてノッチ２１４と呼ばれる）によって示される。ここでは、ノッチ２１４は、曖昧な半径方向速度信号２１３のエコーとは直接的には揃えられず、フィルタリングされた曖昧な半径方向速度信号２１２を与える。

図６Ｆでは、クラッタノッチフィルタがさらに、第３の搬送波周波数の場合に、０およびここでは約２７０セルだけ離隔して配置される、一定の半径方向速度ビン間隔において生じるクラッタフィルタノッチ２１７ａ〜２１７ｎ（全体としてノッチ２１７と呼ばれる）によって示される。ここでは、ノッチ２１７は、曖昧な半径方向速度信号２１６とは揃えられず、フィルタリングされた曖昧な半径方向速度信号２１５を与える。クラッタノッチフィルタリングされた信号２０９、２１２および２１５が半径方向速度に変換されるとき、搬送波周波数が異なると波長が異なるために、ノッチ２１０、２１４および２１７は、異なるセル間隔で生じる。搬送波周波数は、クラッタノッチのエイリアスが揃わないように選択される。それゆえ、ノッチ２１０、２１４および２１７は全てのＣＰＩにおいて物標信号を相殺しない。

ここで図６Ｇを参照すると、信号２１８が、信号２０９、２１２および２１５の非コヒーレント積分を示しており、結果として、ビン３６２内に真の半径方向速度２１９と、概ねビン９２、１２４、６０２および６３４内にそれぞれエイリアス２２０ａ〜２２０ｄが生じる。図６Ｄでは、周期性は３６０セルであり、物標信号はクラッタノッチのエイリアスによってブロック（阻止）される。図６Ｅでは、周期性は２４０セルであり、信号はクラッタノッチのエイリアスによってブロックされない。図６Ｆでは、周期性は２７０セルであり、信号は再びクラッタノッチのエイリアス内にはない。クラッタフィルタノッチはエイリアスと同じ周期性を有する。この例では最も高い信号レベルを有する真の信号２１９のそれぞれの側に複数のエイリアスが存在することができる。ここでは、ドップラー信号は半径方向速度において正規化されるので、クラッタノッチフィルタの効果は全てのＣＰＩ内の半径方向速度信号を相殺しない。クラッタノッチエイリアスによる物標エコーの曖昧性は大幅に低減される。クラッタノッチを、負の信号の効果を除去するためにノッチの周囲の領域内の局部的な雑音レベルとして決定することができる雑音レベル２２１まで満たし、対応する各ビン内の大きさを加算することにより、フィルタ動作後に半径方向速度信号を非コヒーレントに積分することができる。累積的な雑音レベルの増加があることに留意されたい。図６Ｄ〜図６Ｆの場合、明瞭にするために約３つのドップラーゾーンが示されるが、計算される実際の数は、多かれ少なかれ、所望の物標半径方向速度の範囲に基づく。

ここで図７を参照すると、１つの例示的なレンジ−半径方向速度マトリックス２２２が、列２２６ａ〜２２６ｍおよび行２２８ａ〜２２８ｎを有するアレイに配列される複数のセル２２４ａ〜２２４ｎを含む。レンジ−半径方向速度マトリックス２２２は、上記のように、時間サンプル毎に、到来する信号のパルスにわたってフーリエ変換を実行することによって得られる。結果として生成されるマトリックスにドップラー位相補正が適用される。最後に、レンジ次元のパルス圧縮が実行され、レンジ−半径方向速度マトリックス２２２が生成される。マトリックス２２２はさらに、物標位置に対応するレンジにおいて半径方向速度値２３２の列を含む。半径方向速度値２３２の列は、曖昧な速度に対応する複数のエイリアス２５６ａ〜２５６ｎと、真の半径方向速度セル２５４とを含む。マトリックス２２２はさらに、雑音カットに対応する半径方向速度値２４０の列を含む。半径方向速度値２３２の列は物標を含み、半径方向速度値２４０の列は物標を含まない。雑音カットに対応する半径方向速度値２４０の列は、システム内の雑音を表すものである。複数の雑音カット半径方向速度値２４０を用いて、信号対雑音比が判定される。

ＣＰＩ毎に受信される信号をコヒーレントに積分し、受信された信号の時間領域データを半径方向速度セルに変換した後に、マトリックス２２２が形成される。マトリックス２２２は、ＶｍｉｎからＶｍａｘまでの速度と、ＲｍｉｎからＲｍａｘまでのレンジとを有する、存在が見込まれる物標を含む。既知の一定誤警報率技法（ＣＦＡＲ）を用いて、システムは、所定の閾値よりも大きくなる全てのピーク２５６ａ〜２５６ｎを検出する。最も大きなピーク２５４は真の半径方向速度値であると判定される。

ここで図８を参照すると、類似の参照番号は図７の類似の要素を示しており、処理されたエコー信号２５０のグラフおよび対応する雑音信号２５２のグラフが示される。エコーピーク２６６ａ〜２６６ｎはドップラーエイリアスを表す。エコー信号２５０は、ピークレンジセルを通して得られた速度カット、たとえば列２３２（図７）である。一例では、到来する物標が９００ｍ／ｓｅｃのレンジ−半径方向速度を有し、ＮＣＩにおいて６つの異なる周波数が用いられる。そのシステムは、−４００ｍ／ｓｅｃの最小レンジ−半径方向速度と、１２００ｍ／ｓｅｃの最大レンジ−半径方向速度とを設定され、４００メートル／秒の約４つのドップラーゾーンを網羅する。処理されたエコー信号２５０の場合に、９０００ｍ／ｓｅｃのエコーピーク２５４において、最も大きな信号対雑音比が生じる。それよりも小さなエコーピーク２６６ａ〜２６６ｎ（星印を付す）はドップラーエイリアスに由来し、ピーク２６６ａ〜２６６ｎの位置は式１６を用いて判定される（図９に関連して後述）。エコーピーク２５４における曖昧でないレンジ−半径方向速度は物標レポートに含まれる。

ここで図９を参照すると、流れ図が、本発明による、種々の搬送波周波数を有する一連のコヒーレント処理間隔（ＣＰＩ）からの物標エコー信号を処理するためのステップの１つの例示的なシーケンスを示す。図９の流れ図において、長方形の要素は、本明細書では「処理ブロック」（図９の要素３００によって代表される）を意味し、コンピュータソフトウエア命令あるいは命令のグループを表す。流れ図内の菱形の要素は、本明細書では「判断ブロック」（図９の要素３１２によって代表される）を意味し、処理ブロックの動作に影響を及ぼすコンピュータソフトウエア命令あるいは命令のグループを表す。別法では、処理ブロックは、デジタルシグナルプロセッサ回路あるいは特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）のような機能的に同等の回路によって実行されるステップを表す。流れ図に示されるステップのうちのいくつかはコンピュータソフトウエアを用いて実施することができ、他のステップが異なる方法（たとえば実験的手順）によって実施することができることは当業者には理解されよう。その流れ図は任意の特定のプログラミング言語の構文を表していない。むしろ、その流れ図は、コンピュータソフトウエアを作成し、必要とされる処理を実行するために用いられる機能的な情報を例示する。ループおよび変数の初期化、ならびに時間変数の使用などの数多くのルーチンプログラム要素は図示していないことに留意されたい。本明細書において他に指示がなければ、説明するステップの特定のシーケンスは例示にすぎず、本発明の精神から逸脱することなく変更することができることは当業者には理解されよう。

ステップ３００では、レーダシステムは、図３あるいは図１０の教示による所定の周波数技法に従って送信されるレーダ信号に応答して、エコー信号を受信する。ステップ３０２では、エコー信号は、当該技術分野において知られているようなローパスフィルタを用いてフィルタリングされる。ステップ３０４では、フィルタリングされたエコー信号がデジタル化され、メモリバッファに記憶される。

ステップ３０６では、受信された信号は、本明細書において先に説明したような可変周波数スケールを有する離散フーリエ変換を用いて、半径方向速度スケールに変換される。レンジ半径方向速度マトリックスは、レーダにおいて用いられる最も短い波長である（同じく最大の周波数を有する）波長λ_０を有する第１の信号で形成される。各エコー信号は、可変周波数スケールを有する離散フーリエ変換のＦＦＴを実施することによって処理され、レンジ半径方向速度マトリックスが与えられる。

送信される信号が可変ＰＲＦを含む一実施形態では、ＰＲＦおよび搬送波周波数に基づいて、受信される信号を周波数スケールで変換するためのさらに別のステップが必要とされるであろう。この実施形態では、変化するＰＲＦは、フーリエ変換の付加的な定数の計算に含まれる。

ステップ３０８では、半径方向速度において位相補正が計算される。半径方向速度位相補正は、パルス圧縮フィルタのレプリカがもはや正確なドップラーに合わせられる必要がなく、圧縮されたパルスの歪みが生じないので、相対的に高いレンジ分解能および信号対雑音比を提供する。ステップ３１０では、オプションでパルス圧縮を用いて、より短いパルスの分解能を保持しながら、より長い信号パルスを用いて物標において付加的なエネルギーが指向される。半径方向速度空間において積分を実行することにより、拡散を低減し、より良好なサイドローブを与える（すなわち、レンジがまたがることを減らす）ことにより、エネルギーが節約される。

ステップ３１２では、処理すべきＣＰＩが他にあるか否かが判定される。さらにＣＰＩがある場合には、処理がステップ３００において再開され、そうでない場合には、処理はステップ３１４で続けられる。ステップ３１４では、変換されたエコー信号はそれぞれ、ステップ３０６の変換によって半径方向速度空間において正規化されたレンジ−半径方向速度マトリックスにおいて処理された信号の大きさ（あるいは、用いられることになる一定誤警報率弁別器によっては、大きさの二乗）の値を加算することにより、非コヒーレントに積分される。

ステップ３１６では、一定誤警報率技法を用いて、半径方向速度空間において真の物標エコーおよびエイリアスの物標エコーが検出される。ステップ３１８では、一実施形態では、以下の式を適用することにより、ドップラーエイリアスが除去される。

ここで、Δドットｒ^trueはそのレンジにおける最も高い信号対雑音比を有するエコーであり、ηは正負いずれかの整数である。
送信される信号が可変ＰＲＦを含む実施形態では、レンジ次元において任意の起こり得る曖昧性を除去するためのさらに別のステップが必要とされるであろう。ステップ３２０では、エコー信号が既知の技法を用いて処理され、ステップ３２２では、物標レポートが計算される。

ここで図１０を参照すると、別の送信されるレーダ信号４２４が、複数の送信パルスと、その複数の送信パルスのそれぞれに続く複数の対応する受信区間とを含む、複数の一連のバースト列４２６ａ〜４２６ｎ（全体としてバースト列４２６と呼ばれる）を含む。一実施形態では、各バースト列は異なるパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）と、パルス１２８ａ１〜１２８ｎｎが送信される異なる搬送波周波数とを有する。この実施形態におけるパルス圧縮のための処理は、式２および３あるいは式１２および１３のフーリエ変換を用いて、そのマトリックス内に同じ数のレンジサンプルを与え、変化するＰＲＦは、ＤＦＴの付加的な定数の計算に含まれる。送信される信号はさらに、周波数変調（ＦＭ）チャープあるいは２相位相変調された波形のいずれかを含むことができる。

ここで、上記の技法は、複数のＣＰＩを積分することを利用して、より高い感度を達成し、広い（ＣＰＩ当たり数百ＭＨｚ）周波数ダイバーシティを利用して、物標断面積を拡大し、ＲＦマルチパス干渉を軽減可能であることは理解される。さらに、そのような技法は非コヒーレント積分を提供し、信号ドップラー周波数を揃えるためにレーダエコー信号の多大な事後処理を必要とすることなく、信号の検出可能性を高める。

本発明がレーダへの応用形態には限定されないこと、および受信機、たとえば通信用受信機に接続されるシグナルプロセッサが、可変周波数スケールを有する離散フーリエ変換を用いて、受信される信号を処理することができることがさらに理解される。そのような装置は、第１のコヒーレント処理間隔を有する第１の一連のパルスと、異なる搬送波周波数を有し、第２のコヒーレント処理間隔を有する第２の一連のパルスとを有する信号を受信機に送信する送信機を含み、その受信機は送信される信号を受信し、積分するように構成されるであろう。

本明細書に記載される全ての刊行物および引用文献は、全体として参照により本明細書に援用される。
本発明の好ましい実施形態を説明してきたが、ここで、それらの概念を組み込む他の実施形態を用いることができることが当業者には明らかであろう。本発明とともに、他の送信されるレーダ信号を用いて、物標レンジおよび速度を検出することができることは当業者には理解されよう。それゆえ、これらの実施形態は開示される実施形態に限定されるべきではなく、特許請求の範囲の精神およびその範囲によってのみ制限されるべきであると考える。

本発明によるレーダシステムのブロック図である。 本発明による、周期的な曖昧な速度を処理されたエコー信号を示す１組の曲線のグラフである。 周波数ダイバーシティを有する複数のＣＰＩのための送信信号、および対応する受信区間を示す、１つの例示的な送信されるレーダ信号の図である。 送信される信号および受信されるエコー信号を示す一連のＣＰＩの図である。 種々の搬送波周波数の場合の１組の従来技術の周波数ビンを示す図である。 本発明による、種々の搬送波周波数の場合の１組の一定の半径方向速度周波数ビンを示す図である。 本発明による、２つの異なる周波数における半径方向周波数ビンによって区分される曖昧な速度のドップラー信号のグラフである。 本発明による、２つの異なる周波数における半径方向周波数ビンによって区分される曖昧な速度のドップラー信号のグラフである。 図６Ａおよび図６Ｂのドップラー信号の非コヒーレント積分後の曖昧な速度のドップラー信号のグラフである。 本発明による、クラッタノッチフィルタでフィルタリングされ、半径方向周波数ビンによって区分される曖昧な速度のドップラー信号のグラフである。 本発明による、クラッタノッチフィルタでフィルタリングされ、半径方向周波数ビンによって区分される曖昧な速度のドップラー信号のグラフである。 本発明による、クラッタノッチフィルタでフィルタリングされ、半径方向周波数ビンによって区分される曖昧な速度のドップラー信号のグラフである。 図６Ｄ〜図６Ｆのクラッタノッチフィルタで処理されたドップラー信号の非コヒーレント積分から生じる曖昧な速度のドップラー信号のグラフである。 本発明による１つの例示的なレンジ−半径方向速度マトリックスを示す図である。 本発明に従って処理されたエコー信号のグラフ、および対応する雑音のグラフである。 本発明による、可変周波数スケールの離散フーリエ変換を用いて、受信されたパルスドップラーレーダ信号を処理するためのステップを示す流れ図である。 周波数ダイバーシティを有する複数のＣＰＩおよび複数のＰＲＦの場合の送信信号、および対応する受信区間を示す、図３の信号の別の例示的な送信されるレーダ信号の図である。

Claims (28)

1. パルスドップラーレーダ信号を処理して物標のレンジ及び半径方向の速度を判定するための方法であって、
   レーダシステムから所定の可変周波数を有するレーダ信号を送信し、
   １つの周波数帯域内で、前記物標の速度を示す周波数を有する物標エコー信号を含む信号を受信し、
   可変周波数スケールを有するフーリエ変換を用いて前記物標エコー信号をレンジ半径方向速度マトリックスに変換する、
   ことを含む方法。
2. 前記エコー信号の変換は、離散フーリエ変換を用いて、前記エコー信号を物標位置に対応するレンジにおける半径方向速度値を示すレンジ半径方向速度マトリックスに変換することを含む、請求項１に記載の方法。
3. 高いパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）によって導入される曖昧な速度を除去することをさらに含み、前記所定の周波数技法はさらに、周波数ダイバーシティを有する信号を含む、請求項２に記載の方法。
4. 曖昧な速度の除去は、ＤＦＴフェーザが前記速度領域の異なる領域において位置調整されるように、前記エコー信号に位相シフト重み付け関数を適用することを含む、請求項３に記載の方法。
5. 曖昧な速度の除去は、
   非コヒーレント積分のために前記半径方向速度マトリックスを位置調整し、
   ドップラーエイリアスから生じる複数の物標エコー検出を識別して、
   ドップラーエイリアスの影響を除去する、
   ことを含む請求項３に記載の方法。
6. レーダ信号の送信は、周波数ダイバーシティを有するドウェル積分を与えるために複数のパルスを送信することを含む、請求項１に記載の方法。
7. 前記複数のパルスは、それぞれ異なる搬送波周波数を有する複数のコヒーレント処理間隔（ＣＰＩ）を含む、請求項６に記載の方法。
8. 可変周波数スケールを有するフーリエ変換を用いた前記物標エコー信号の変換は、前記複数のＣＰＩのためのドップラー周波数正規化を含む、請求項７に記載の方法。
9. 前記フーリエ変換は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）として実施される、請求項１に記載の方法。
10. 前記フーリエ変換は次の式によって与えられ、
    

    

    ここで、
    ｎはパルス繰返し間隔（ＰＲＩ）を表す添字であり、
    ＮはＣＰＩ内のパルスの数であり、
    ｋは周波数インクリメントを表す添字であり、
    ｐは時間サンプルを表す添字であり、
    Ｘ_ｐ（ｋ）は、時間を表す添字ｐ、周波数を表す添字ｋを有する、周波数領域の関数であり、
    ｘ_ｉ（ｎ）は、コヒーレント処理間隔（ＣＰＩ_ｉ）毎のエコー信号入力サンプルであり、
    ｋは２ｖＴＮ／λ_０に最も近い整数であり、
    ｄ_ｉ＝λ_０／λ_ｉである、請求項９に記載の方法。
11. 前記フーリエ変換は次の式によって与えられ、
    

    

    ここで、
    Ｍ＝物標速度曖昧性の次数（任意の正あるいは負の整数）であり、
    ｎはパルス繰返し間隔（ＰＲＩ）を表す添字であり、
    ＮはＣＰＩ内のパルスの数であり、
    ｋは周波数インクリメントを表す添字であり、
    ｐは時間サンプルを表す添字であり、
    Ｘ_ｐ（ｋ）は、時間を表す添字ｐ、周波数を表す添字ｋを有する、周波数領域の関数であり、
    ｘ_ｐ（ｎ）は、コヒーレント処理間隔（ＣＰＩ_ｉ）毎のエコー信号入力サンプルであり
    、
    ｋは２ｖＴＮ／λ_０に最も近い整数であり、
    ｄ_ｉ＝λ_０／λ_ｉである、請求項９に記載の方法。
12. 前記フーリエ変換は次の式によって与えられ、
    

    

    ここで、
    ｎはパルス繰返し間隔（ＰＲＩ）を表す添字であり、
    ｍはコヒーレント処理間隔（ＣＰＩ）を表す添字であり、
    ＮはＣＰＩ内のパルスの数であり、
    ｋは周波数インクリメントを表す添字であり、
    ｐは時間サンプルを表す添字であり、
    Ψ_{ｐ，ｋ，ｍ}は、時間を表す添字ｐ、周波数を表す添字ｋおよびＣＰＩを表す添字ｍを有する、周波数領域の関数であり、
    λ_ｍｉｎは所定の最小動作波長であり、
    λ_ｍは動作波長であり、
    Ψ_{ｐ，ｎ，ｍ}は、時間サンプルｐ、ＰＲＩｎおよびＣＰＩｍの時間領域エコー信号である、請求項９に記載の方法。
13. ｃ／λ_ｍｉｎに対応する最小速度を選択することをさらに含む、請求項１２に記載の方法。
14. コヒーレント処理間隔（ＣＰＩ）を非コヒーレントに積分することをさらに含む、請求項７に記載の方法。
15. 信号ドップラー周波数を揃えるための物標エコー信号の事後処理を除去することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
16. パルス圧縮フィルタを前記物標ドップラーに一致させるための要件を緩和することにより、相対的に高いレンジ分解能を与えるために、半径方向速度位相を補正することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
17. 相対的に高い信号対雑音比を与えるために、半径方向速度位相を補正することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
18. 曖昧な速度を除去することをさらに含み、前記所定の周波数技法はさらに、複数の変化するパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）を有する信号を含む、請求項２に記載の方法。
19. 可変周波数スケールを有するフーリエ変換を用いたエコー信号の変換は、前記物標エコー信号を半径方向速度に直に変換することを含む、請求項１に記載の方法。
20. クラッタノッチフィルタで前記物標エコー信号をフィルタリングし、
    前記クラッタノッチを所定の雑音レベルまで満たし、
    非コヒーレントに積分するためにノッチフィルタリングされたレンジ半径方向速度マトリックスを位置調整し、
    前記クラッタノッチエイリアスによって前記物標エコーが曖昧になることが実質上低減されるように、前記物標を検出するために前記ノッチフィルタリングされたレンジ半径方向速度マトリックスからの信号を積分することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
21. 曖昧な速度を有する物標のため変化する搬送波周波数のＣＰＩから複数の物標エコーを半径方向速度に関して正規化する方法であって、
    前記複数の物標エコーをレンジ半径方向速度マトリックスに変換し、該変換されたエコーは前記ＣＰＩの前記変化する搬送波周波数に対応する周期的な成分を有し、
    前記レンジ半径方向速度マトリックスにおいて物標エコーを非コヒーレント積分し、
    ドップラーエイリアスから生じる物標エコー検出を識別し、
    ドップラーエイリアスから生じる前記物標エコー検出を除去する、
    ことを含む方法。
22. ドップラーエイリアスから生じる物標エコー検出の識別は、前記レンジ半径方向速度マトリックスにおいて前記物標エコーの位置調整を含む、請求項２１に記載の方法。
23. 所定の周波数技法に従って、一連のパルス信号を送信するように適応された送信機と、
    物標速度の周波数を示す物標エコー信号を含む、１つの周波数帯域内の信号を受信するように適応された受信機と、
    前記物標エコー信号をレンジ半径方向速度マトリックスに変換するための半径方向速度フーリエ変換器を含む、前記受信機に結合されるシグナルプロセッサと、
    を備えたレーダシステム。
24. 非コヒーレント積分器をさらに備える請求項２３に記載のレーダシステム。
25. 曖昧性除去器をさらに備える請求項２３に記載のレーダシステム。
26. 半径方向速度位相補正器をさらに備える請求項２３に記載のレーダシステム。
27. クラッタノッチフィルタをさらに備える請求項２３に記載のレーダシステム。
28. 第１のコヒーレント処理間隔を有する第１の一連のパルスと、異なる搬送波周波数を有し、第２のコヒーレント処理間隔を有する第２の一連のパルスとを送信するように適応された送信機と、
    １つの周波数帯域内の信号を受信するように適応された受信機と、
    該受信機に結合され、可変周波数スケールを有する離散フーリエ変換を用いて前記受信された信号をレンジ半径方向速度マトリックスに変換するためのフーリエ変換器を含むシグナルプロセッサと、
    を備えた装置。

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