NO338595B1 - Teknikk for ikke-koherent integrasjon av mål med tvetydige hastigheter. - Google Patents

Description

TEKNISK OMRÅDE

Foreliggende oppfinnelse vedrører generelt radarsignalbehandling og mer spesielt en anordning og en fremgangsmåte for å bestemme avstanden og/eller den radiale hastigheten til et mål.

BAKGRUNN FOR OPPFINNELSEN

Som kjent på området blir radarsystemet, slik som pulsdoppler-radarsystemer brukt til å bestemme avstanden og/eller den relative hastigheten (dvs. dopplerhastig-heten) til et objekt. Radarpulser blir utsendt med en hyppighet som refereres til som pulsrepetisjonsfrekvensen (PRF). Tidsintervallet mellom påfølgende pulser blir referert til som pulsrepetisjonsintervallet (PRI). I løpet av en forut bestemt tid etter pulsutsendelse blir radarretursignaler samplet, eller portstyrt, ved hjelp av radarsystemet. Det vil si at basert på differansen i tid mellom pulsutsendelse og det tidspunkt da sampelen blir tatt, svarer hver og en av samplene til en rekkevidde, eller avstand, mellom radarsystemet og det objektet som frembringer den samplede returen. Prosessen blir kalt avstandsportstyring der hver tidssampel som tas, representerer en avstandscelle, eller port, for den returen som produseres av objektet ved den avstand som svarer til det tidspunkt ved hvilket sampelen blir tatt.

I anvendelser hvor det er en relativ hastighet (dvs. dopplerhastighet) mellom radarsystemet og objektet, må, for å spore objektet, det tidspunkt ved hvilket radar-retursampelen blir samplet etter pulsutsendelse, varieres i forhold til den relative hastigheten mellom radarsystemet og objektet. Hvis derfor objektet beveger seg bort fra radarsystemet, må det tidspunkt der radarreturen blir samplet i forhold til det tidspunkt hvor radarpulsen ble utsendt, øke fra radarpuls til radarpuls, med en hastighet som er proporsjonal med den relative hastigheten, eller doppler-hastigheten, mellom radarsystemet og objektet. På tilsvarende måte, hvis objektet beveger seg mot radarsystemet, må det tidspunkt ved hvilket radarreturen blir samplet i forhold til tids-punktet da radarpulsen ble utsendt, avta fra radarpuls til radarpuls med en hastighet som er proporsjonal med doppler-hastigheten mellom radarsystemet og objektet.

For å bestemme doppler-hastigheten til objektet, blir radarreturene fra et antall utsendte radarpulser behandlet. Mer spesielt blir hvert sett med radarreturer fra et antall påfølgende utsendte radarpulser referert til som en hviletid. Radarsystemet frembringer et antall påfølgende hviletider. For hver hviletid bestemmer radar systemet et antall doppler-frekvensvinduer ved hver av et antall tilstøtende avstandsporter.

For hver hviletid bestemmer med andre ord radarsystemet et antall doppler-frekvensvinduer ved hver av et antall tilstøtende avstandsporter for å tilveiebringe en doppler-matrise. Hvis der er N pulser, er der N frekvensvinduer (eller celler). Antallet avstandsporter svarer til antallet inngangssampler tatt fra hver PRI. Hvis N inngangssampler blir ekstrahert fra hver av de N PRI'ene, blir M diskrete Fourier-transforma-sjoner (DFTer) utført for å frembringe en matrise med M avstander og N frekvensvinduer.

Fin doppler-hastighetsoppløsning krever generelt et stort antall radarreturer pr. hvileperiode (dvs. en forholdsvis stor datainnsamlingsperiode). For objekter som har forholdsvis høy doppler-hastighet, translateres denne datainnsamlingsperioden til en tidsperiode under hvilken avstanden fra objektet til radarsystemet kan oppvise en stor endring. Hvis avstandsnøyaktigheten er mindre enn objektets bevegelse i løpet av hvileperioden, er det nødvendig med en type dynamisk avstandsportforandring (dvs. avstandsport-posisjoneringssystem) for å holde avstanden til objektet i midten av hver hvileperiode og derved gjøre det mulig for radarsystemet å spore avstanden til objektet med maksimalt signal/støy-forhold.

US 4,914,441 vedrører en fremgangsmåte for drift av en pulsdopplerradar for å øke sannsynligheten for deteksjon av et mål i luften.

Forskjellige systemer har brukt "avstandsvandrings-kompensasjon" eller hastighets-hjelpeteknikker til å flytte avstandsporter under en hvileperiode for å hindre objektet fra å passere gjennom "vinduet" (dvs. tidsvarigheten) til avstands-porten. US-patent nr. 5,943,003 med tittel "Radar System", meddelt 24. august 1999, og som er overdratt til samme søker som foreliggende oppfinnelse og som herved inkorporeres ved referanse, beskriver f.eks. en forbedret teknikk for å bestemme avstanden og/eller den relative hastigheten til et mål. I pulsradaranvendelser er det ofte ønskelig å bruke hvileperiode-integrasjon og radiofrekvens-signaler som har bred frekvensdiversitet, dvs. bruke radarsignaler med en bærefrekvens som varerier over et bredt frekvensområde til å bestemme avstanden og den radiale hastigheten til et mål. Det er også ønskelig å bruke pulskompresjonsteknikker til å dirigere ytterligere energi ved målet ved å bruke lengre signalpulser mens oppløsningen til de korteste pulsene beholdes. Radarsignaler blir sendt som en rekke pulser, og hver av disse pulsene, sammen med et tidsintervall tilordnet for å motta retursignalene, danner et koherent behandlingsintervall (CPI). Hvert CPI kan bruke forskjellige bærefrekvenser med en hvileperiode eller hvileperiodesyklus som blir beskrevet som en sekvens med CP Ter. Flere DFTer med mottatte signaler under hvert CPI blir vanligvis anvendt som et middel til å forbedre målsignal/interferens-forhold. Transforma-sjonene er imidlertid vanskelige å integrere matematisk. Radiofrekvens-forskyvninger (RF-forskyvninger) blant CP Tene får målets dopplerfrekvens til å variere. Under behandling blir de mottatte signalene sortert etter frekvens i et antall filterceller og tildelt et filtercellenummer. Når frekvensdiversitet (dvs. variasjon av bærefrekvensen til rekken med pulser) blir brukt til å detektere mål med konvensjonelle behandlings-teknikker, blir variasjonen i doppler-frekvens som skyldes forskjellige bærebølge-frekvenser, referert til som celleforskyvning.

For en pulset doppler-radar er det vanskelig å integrere avstandsdoppler-matrise med forskjellige bærefrekvenser på en ikke-koherent måte fordi dopplercellene er innrettet i frekvens og ikke uttrykt ved den parameteren som skal måles, f.eks. den innkommende hastigheten. Algoritmer er derfor nødvendige for å bestemme hvordan verdier i de forskjellige dopplercellene skal adderes på en ikke-koherent måte. Dette innrettingsproblemet blir vanligvis referert til som et "celle-forskyvningsproblem". I tillegg er dopplerresponsen syklisk avhengig av hviletiden og radarens pulsrepetisjonsfrekvens (PRF). Dette kan føre til en doppler-tvetydighet for et mål siden overlappingene blir målt sammen med den virkelige doppleren ved bruk av høy PRF. I tillegg blir en doppler-fasekorreksjon noen ganger ønsket ved behandling av radarsignalene, og det å ikke kjenne det korrekte tvetydige dopplersignalet fører til en ukorrekt fasekorreksjon som kan forårsake avstandshastighets-og avstands-feil. Konvensjonelle systemer krever etterbehandlingsteknikker for å korrigere celleforskyvningsproblemer for å tilveiebringe ikke-koherent integrasjon (NCI). Andre problemer, slik som målspredning, forblir etter etterbehandling og krever kompliserte fasekorreksjonsteknikker for pulskompresjon som finnes i konvensjonelle systemer.

Det vil derfor være ønskelig å forbedre signaldetekterbarhet ved hjelp av ikke-koherent integrasjon uten behov for omfattende etterbehandling av radarretursignalene for å innrette signaldopplerfrekvenser.

OPPSUMMERING AV OPPFINNELSEN

I samsvar med foreliggende oppfinnelse, innbefatter en fremgangsmåte for behandling av pulsdoppler-radarsignaler for å detektere et mål, å sende radarsignaler fra et radarsystem som har en forutbestemt varierende frekvens, å motta signaler innenfor et frekvensbånd, innbefattende et målretursignal som har en frekvens som indikerer hastigheten til målet, og å transformere målretursignalet ved å bruke en Fourier-transformasjon som har en variabel frekvensskala. Med en slik teknikk blir signaldetekterbarheten forbedret ved hjelp av ikke-koherent integrasjon uten behov for omfattende etterbehandling av radarretursignalene for å innrette signaldopplerfrekvenser. Teknikken ifølge oppfinnelsen trekker fordel av integrasjon av flere hviletider for å oppnå høyere følsomhet og benytter frekvensdiversitet til å forbedre måltverrsnitt og lette RF-flerbaneinterferens. Denne teknikken løser celle-forskyvningsproblemet ved effektivt å endre DFT-ligningen. Den modifiserte ligningen resulterer i en "målhastighetsnormalisert" versjon av signalets spektralinnhold og stiller dermed opp målreturen i samme DFT-celle for hver RF-bærefrekvens som benyttes.

I samsvar med et ytterligere aspekt ved foreliggende oppfinnelse, innbefatter teknikken videre å innrette en radial hastighetsmatrise for den ikke-koherente integrasjonen, å identifisere et antall deteksjoner som inntreffer fra doppler-overlappinger, og å fjerne doppler-overlappingene fra antallet deteksjoner. Med en slik teknikk blir hastighetstvetydigheter i systemer som benytter relativt høye TRF'er, løst. Den modifiserte teknikken Fourier-transformerer antallet deteksjoner til radialt hastighetsrom, som kan fastsettes for eventuelle ønskede minimums- og maksimums-grenser. Radiale hastigheter opptrer i avstands/doppler-matrisen syklisk med forskjellige perioder for forskjellige bærefrekvenser. Bare ved den korrekte avstands-hastigheten vil de mottatte signalene bli innrettet. Eventuelle deteksjoner som inntreffer fra doppleroverlappinger blir identifisert og fjernet fra en deteksjonsliste. Siden avstanden til de ønskede avstandshastighetene, både minimum og maksimum, ikke er begrenset i denne prosessen, blir den tvetydige avstandshastig-hetssonen bare begrenset av behandlingstiden. Eventuell dopplerfasekorreksjon kan derfor gjøres for den korrigerte doppler for å redusere de resulterende avstands- og radiale hastighets-feilene.

I en utførelsesform transformerer den modifiserte DFT-teknikken tidssampler til radialt hastighetsrom istedenfor dopplerfrekvensrom. De resulterende avstands/radialhastighets-materiser er forhåndsinnrettet for ikke-koherent integrasjon. Grensene for den radiale hastigheten er ikke begrenset av hviletiden eller antallet pulser i det koherente behandlingsintervallet (CPI). Radial hastighets-tvetydighetsløsning blir bestemt direkte. I tillegg blir en eventuell dopplerfasekorreksjon som anvendes, påført i det korrekte, utvetydige dopplerområde, noe som reduserer de mulige avstands- og radiale hastighets-feilene.

KORT BESKRIVELSE AV TEGNINGENE

De foregående egenskaper ved foreliggende oppfinnelse så vel som selve oppfinnelsen, kan forstås mer fullstendig fra den følgende beskrivelse av tegningene, hvor: fig. 1 er et blokkskjema over et radarsystem i henhold til oppfinnelsen;

fig. 2 er et diagram over et sett med kurver som viser de sykliske, tvetydige hastighetsbehandlede retursignalene i henhold til oppfinnelsen;

fig. 3 er et diagram over et eksempel på utsendt radarsignal som viser sendesignaler for flere CPI'er som har frekvensdiversitet og de tilsvarende mottaks-intervallene;

fig. 3A er et diagram over suksessive CP Ter som viser utsendte signaler og mottatte retursignaler;

fig. 4 er et sett med tidligere kjente frekvensceller for forskjellige bærefrekvenser;

fig. 5 er et sett med konstante radialhastighets-frekvensceller for forskjellige bærefrekvenser i henhold til oppfinnelsen;

fig. 6A og 6B er diagrammer over tvetydige hastighets-dopplersignaler sortert etter radiale frekvensceller og to forskjellige frekvenser i henhold til oppfinnelsen;

fig. 6C er et diagram over tvetydige doppler-hastighetssignaler etter ikke-koherent integrasjon av dopplersignalene på figurene 6A og 6B;

fig. 6D, fig. 6E og 6F er diagrammer over tvetydige doppler-hastighetssignaler filtrert med et båndstoppfilter for falske ekko og sortert etter radialfrekvensceller i henhold til oppfinnelsen.

fig. 6G er et diagram over et tvetydig doppler-hastighetssignal som er et resultat av den ikke-koherente integrasjon av de båndstoppfiltrerte dopplerlsignalene på fig. 6D-6F;

fig. 7 er et eksempel på en avstands/radialhastighets-matrise ifølge oppfinnelsen;

fig. 8 er et diagram over et behandlet retursignal i henhold til oppfinnelsen og et diagram av den tilsvarende støyen;

fig. 9 er et flytskjema som illustrerer de trinn som må til for å behandle mottatte pulsdoppler-radarsignaler ved bruk av diskret Fourier-transformasjon med variabel frekvensskala i henhold til oppfinnelsen; og

fig. 10 er et skjema over et alternativt eksempel på et utsendt radarsignal i likhet med signalet på fig. 3, som viser sendesignaler for flere CPTer som har frekvensdiversitet og multiple PRF'er og tilsvarende mottaksintervaller.

DETALJERT BESKRIVELSE AV OPPFINNELSEN

Før det gis en detaljert beskrivelse av oppfinnelsen, kan det være nyttig å definere noen av de uttrykk som brukes i beskrivelsen. Et koherent behandlingsintervall (CPI) slik det brukes her, er den tid som radarsystemet bruker til å sende en rekke pulser utsendt ved en forutbestemt bærefrekvens og en forutbestemt pulsrepetisjonsfrekvens (PRF) og tiden for å motta et tilsvarende retursignal fra objekter som reflekterer pulsene. Ikke-koherent integrasjon (NCI), slik uttrykket brukes her, refererer til kombinasjonsprosessen som benytter integrasjon av retursignalene som er innbefattet i hver av flere CPI'er. De signalene som kombineres ved hjelp av NCI, innbefatter kun størrelsesverdier og innbefatter ikke noen faseinformasjon. Den forutbestemte pulsrepetisjonsfrekvensen kan på ekvivalent måte beskrives som et pulsrepetisjonsintervall (PRI) mellom hvert par med pulser. En hviletid er en bestemt tidsperiode hvor flere CPI'er, der hver CPI har forskjellig bærefrekvens, blir sendt og mottatt ved hjelp av radarsystemet.

Et "måldopplersignal", slik det brukes her, refererer til en dopplerverdi eller et element i en avstands/doppler-matrise som et resultat av behandling av et retursignal fra et mål ved å bruke en filterbank eller ekvivalent, en diskret Fourier-transformasjon (DFT). Behandlet med den modifiserte DFT ifølge oppfinnelsen, refererer uttrykket "radialhastighetssignalet til målet" til en radial hastighetsverdi i en avstands/radial hastighets-matrise. Et "målsignal", slik det brukes her, refererer til et skjelnbart element i et sett med elementer som er et resultat av behandling av et retursignal fra et mål ved å bruke en filterbank, eller ekvivalent, en diskret Fourier-transformasjon

(DFT).

Det vises nå til fig. 1 hvor et eksempel på et pulsdoppler-radarsystem 100 innbefatter en antenne 110 koplet til en sender 112 og en mottaker 114. Systemet 100 innbefatter videre et lavpassfilter 116 koplet til mottakeren 114, en analog/digital-omformer 118 koplet til lavpassfilteret 116 og en signalprosessor 120 koplet til analog/digital-omformeren 118. Signalprosessoren 120 innbefatter en hurtig Fourier-transformeringsanordning 122 for radial hastighet. Antennen 110 blir selektivt koplet til senderen 112 eller mottakeren 114 ved hjelp av en sirkulator 111 ved å bruke kjente teknikker. Et formål med sirkulatoren 111 er å hindre direkte kopling mellom senderen 112 og mottakeren 114.

FFT-transformasjonsanordningen 122 for radialhastigheten er en erstatning for en konvensjonell FFT-dopplerfrekvensomformer og opererer som beskrevet i det følgende. I en utførelsesform tilveiebringer FFT-radialhastighetstransformasjons-anordningen 122 en modifisert DFT gitt av følgende: hvor:

Xo er en forutbestemt bølgelengde;

X\er bølgelengden til de pulsene som omfatter CPI # i;

N er antall pulser behandlet innenfor et CPI;

k er frekvensinkrementindeksen;

p er tidssamplingsindeksen for det digitaliserte mottakssignalet;

Xp(k) er størrelsen av signalreturenergien i en frekvenscelle med k<*>PRF/N; ;og ;xp(n) er det tidsdomene-mottatte signalet ved tidssampel p, PRI i. Frekvensinkrementindeksen, k, er begrenset i ligning 1, til antallet pulser behandlet innenfor et CPI, her lik N. ;Under drift, blir de ønskede sendefrekvensene valgt. Bølgelengde, XQ, blir tildelt den høyeste frekvensen. Et CPI-intervall med pulser blir utsendt ved denne høyeste frekvensen, og systemet 100 behandler dataene på normal måte, først med hensyn til avstand og så med FFT ifølge ligning 1 (dvs. dj = 1). Den neste frekvensen som har bølgelengde X\, danner forholdet: ;Et annet CPI blir behandlet for å utlede et nytt sett med avstands/radialhastighetsceller. Man vil forstå at den variable bølgelengdeskaleringsfaktoren dj er ekvivalent med en tilsvarende frekvensskaleringsfaktor på grunn av det inverse forholdet mellom bølgelengde og frekvens. ;Denne fremgangsmåten har fordelen ved å normalisere dataene nøyaktig under behandling. Dataetterbehandling (slik som vil være nødvendig med sorterings-eller interpolasjons-rutiner) er ikke nødvendig. Legg merke til at i denne utførelses-formen, hvis målets dopplerfrekvens overskrider radarens PRF, vil transformasjonsutgangene ikke lenger være innrettet med hverandre. ;En ytterligere forfining i transformasjonen gir flere dopplerperioder til å håndtere problemet med tvetydige hastigheter. Følgende transformasjon normaliserer ethvert mål med tvetydig hastighet av størrelsesorden M: hvor: ;M = størrelsesordenen til målhastighetstvetydigheten (ethvert positivt eller negativt heltall); ;M blir brukt fordi det er en begrensning av maksimums- og minimums-verdiene for k. M har heltallsverdier som beskrevet i forbindelse med fig. 2 i henhold til følgende ligning: ;N er antallet pulser pr. CPI; ;k er frekvensinkrementindeksen; ;n er PRI-indeksen; og ;xp(n) er det tidsdomenemottatte signalet, ved tiden n, PRI for CPI i. ;Det skal bemerkes at i som subindeks i uttrykket dj er reservert for de forskjellige hviletidene. ;Det vises nå til fig. 2 hvor et diagram 350, som innbefatter et antall familier med kurver 352a, 352b-352m, illustrerer hvordan transformasjonen av ligning 2 innretter transformasjonsutgangene for enhver måldoppler. Når flere radardata-hvile-perioder blir utført, som hver har forskjellig bølgelengde \\normaliserer transformasjonen av ligning 1 målhastigheter som har dopplerfrekvenser mindre enn den valgte radar-PRF. I transformasjonen av ligning 1, er X0den korteste bølgelengden som anvendes i radaren. Fagkyndige på området vil forstå at det er forskjellige valg for X0 avhengig av systemkravene til radarsystemet. ;En inngangssekvens som representerer et mål med en vilkårlig hastighet, v, kan modelleres som: ;T = radarpuls-repetisjonsintervall ;Når denne modellen av inngangssignalet blir satt inn i den grunnleggende transformasjonen av ligning 1, blir resultatet: ;Det kan best vises at Xj(k) har hovedtopper når: ;M = ethvert positivt eller negativt heltall ;Denne ligningen kan uttrykkes ved: ;Denne ligningen viser filternummeret, k, som vil inneholde maksimumssignalenergien for en vilkårlig hastighet, v. Legg merke til at det er ligningen for en familie med rette linjer, ikke bare avhengige av målhastigheten, v, men også av radarbølgelengden, X\, og heltallet M som vi vil se er ordenen til målhastighetstvetydigheten. Når man ;husker at di = — A. blir ligningen forenklet til: ;A, j ;;På denne formen, er helningen til den rette linjen blitt konstant uansett hvilke radar-bølgelengde som brukes. ;I eksempelet på fig. 2, blir det brukt tre radarhviletider som har følgende tre distinkte bølgelengder: ;Kurvefamilien, for disse distinkte bølgelengdene og flere verdier av M, er illustrert på fig. 2. Hver ligning er gyldig bare i det område hvor: ;Kurvefamilien for M=0faller samme til én kurve. Gyldighetsområdet strekker seg fra 0 m/s til ;Den modifiserte transformasjonen: ;normaliserer mål med hastigheter innenfor den første hastighetstvetydigheten, v0(område I som har langsomme målehastigheter). For M = 1, er det en annen familie med kurver. Denne gangen er kurvene distinkte for hver bølgelengde, X\. De tre kurvene for M = 1 er parallelle, men hver har en distinkt ordinat som krysser ved ;Hvis et måls hastighet ligger i området II, v0 < v < 2v0, så endres nummeret til toppenergimålfilteret (dvs. cellen) for hver radarhviletid. Resultatet er at disse signaltransformasjonene ikke ganske enkelt kan adderes for å integrere det ene målet. ;For å integrere disse signaltransformasjonene må kurvene forskyves for ;M = 1, slik at de faller sammen med hverandre. Ved å inspisere kurvefamilien for M = ;r i ;1, blir det forstått at hver kurve må forskyves oppover med en størrelse MN 1 . 1,Ldi. ;Selv om den opprinnelige ligningen for k er: ;blir den forskjøvne størrelsen addert for å tilveiebringe: Denne ligning blir transformert for å ligne den opprinnelige fasevinkelligningen. Ligning 10 for maksima, dvs. de maksimale signalverdiene for hver deteksjon, ved å multiplisere med Dj/N og omordne leddene for å tilveiebringe M som antydet i ligning 3. Leddet e2* m (også kalt DFT-viseren) blir addert til transformasjonen som en veiefunksjon påført hver sampel i inngangssekvensen. Transformasjonen av ligning 1 og 2 normaliserer derfor eventuelle mål med tvetydig hastighet i størrelsesorden M ved å påføre en fasedreiende vektfunksjon på de mottatte signalene slik at DFT-viseren blir innrettet i forskjellige områder av hastighetsdomenet.

I en alternativ utførelsesform tilveiebringer FFT-radialhastighetstransforma-sjonen 122 en DFT utledet fra følgende:

Ligning 12 innbefatter tiden for CPI, T og dopplerfaseinkrementalverdien, Af<d>. Standardbetingelsen at TAf<d>max= 1 blir påført ligning 3, der relasjonen mellom Af<d->verdiene er vist, som gir følgende:

hvor:

n er pulsrepetisjonsintervall-indeksen (PRI-indeksen);

m er CPI-indeksen;

N er antallet pulser i et CPI;

k er frekvensinkrementindeksen;

p er tidssamplingsindeksen;

^p.n.mer frekvensdomenet til en funksjon med tidsindeks p, frekvensindeks k og CPI-indeks m; og

Vp.n.mer signalet mottatt i tidsdomenet ved tidssamplingsindeks p, pulsindeks n og CPI-indeks m.

I ligningene 12 og 13 er grensene for k spesifisert basert på det ønskede radial-hastighetsområde og derfor er uttrykket M, som brukt i ligning 2, ikke nødvendig. Begrensninger på k, kminog kmaxer definert i ligningene 14 og 15. Minimums- og maksimums-verdiene for k, for hver frekvens i NCI, blir så bestemt ved hjelp av de frekvensuavhengige ligningene:

Det skal bemerkes at ligningene 12 og 13 benytter forskjellige notasjoner enn i utfør-elsesformen med ligningene 1 og 2. I ligningene 12 og 13 bWrW brukt istedenfor X. Ligningene 12 og 13 benytter både CPI-indeksen og tids- eller frekvens-indeksen som subindekser istedenfor som variable. Vanlig fagkyndig på området vil forstå at det finnes flere ekvivalente metoder til å uttrykke og praktisere modifikasjonen ifølge oppfinnelsen i forhold til den vanlige DFT. De utførelsesformene som bruker ligningene 1 og 2, og ligningene 12 og 13 er bare to eksempler på bruk av en diskret Fourier-transformasjon som har variabel frekvensskala.

Leddet:

i denne FFT gir dopplerfrekvens-normalisering for flere radar-CPI'er, hver tatt ved forskjellige frekvenser. Normaliseringen forenkler identifikasjonen og "integrasjonen" av de resulterende radardataene.

En avstands/hastighetscelle-størrelse som benyttes ved alle bærefrekvensene i hvileperioden, blir innledningsvis bestemt. Dopplerfrekvensen, f<d>, er en funksjon av avstanden/radialhastigheten, i&, og driftsfrekvensen, °/. Ved å bruke den konvensjon at en innkommende avstandshastighet har en positiv verdi: blir dopplerfrekvensinkrementet (cellestørrelsen) relatert til avstandshastighetscelle-størrelsen ved:

Ai<&>som skal brukes for alle frekvenser i NCI, benytter den maksimale frekvensen (den minste bølgelengden) i NCI-settet, og blir bestemt i henhold til ligning: hvor Af<d>er den vanlige dopplerfrekvens-avstanden:

og T er koherensbehandlingsintervall-tiden (CPI-tiden).

Det vises nå til fig. 3, hvor et eksempel på et utsendt radarsignal 124 innbefatter et antall suksessive skursekvenser 126a-126n (generelt referert til som skursekvenser 126) innbefattende et antall sendepulser 128a1-128nn og et antall tilsvarende mottaksintervaller 130a1-130nn som følger etter hvert av antallet sendepulser 128a1-128nn. I en utførelsesform har hver skursekvens en felles pulsrepetisjonsfrekvens (PRF) ved hvilken pulsene 128a1-128nn blir utsendt. Skursekvensene 126a-126n blir også kalt en hviletidssyklus. Hver skursekvens 128a innbefatter f.eks. sendepulsene 128a1-128an og mottakerintervallene 130a1-130an blir kalt CPI. Legg merke til at skursekvensen 126a' representerer den innledende skursekvensen til en etterfølgende hviletidssyklus. Som vist på fig. 3 har skursekvensen 126a en PRF og en første frekvens, skursekvensen 126 har den samme PRF og en annen frekvens, og skursekvensen 126n har samme PRF og en annen tredje frekvens for å tilveiebringe frekvensdiversitet.

Det vises nå til fig. 3A hvor like henvisningstall, som på fig. 3, refererer til like elementer, og hvor et hviletidsmønster 132 kan innbefatte et antall retursignaler 138a-138l (generelt referert til som målretursignaler 138) i hvert av antallet mottaksintervaller 130 i forbindelse med hver av de tilsvarende dataskursekvensene 126a-126n. Retursignalene 138 blir tilveiebrakt av sendepulsene 128a1-128nn i hvert CPI med utsendte radarsignaler 124 som er reflektert fra et objekt pluss støy. Hviletids-mønsteret 132 innbefatter en rekke suksessive CPI'er 1-N svarende til skursekvenser 126a-126n. CP11 innbefatter en rekke utsendte signaler 128a1-128an hvert fulgt av tilsvarende mottaksintervaller 130a1-130an i hvilke retursignaler fra mål og andre objekter kan mottas. Intervallene 130a2 innbefatter f.eks. retursignalene 138a-138l, hvorav noen er et antall målretursignaler 136a-m reflektert fra mål, og hvorav noen er retursignaler fra andre objekter over en forutbestemt terskelverdi. Reflektert fra et mål, tilveiebringer målretursignalene 136 en indikasjon på avstanden til målet. Hviletidsmønsteret 132 innbefatter signaler utsendt i henhold til en forutbestemt frekvensteknikk, f.eks. hvor bærefrekvensen endres med en fast størrelse mellom CPI'er som vist som pulsskursekvenser 126 på fig. 3.

Det vises nå til fig. 4 hvor et første CP1150 med en første bærefrekvens F1 innbefatter mottatte signaler fra et mål som har en radialhastighet lik i<&>. Behandling av signaler mottatt under det første CP1150 ved å bruke konvensjonell FFT, resulterer i en spektralkomponent 148 (generelt referert til som en doppler 148). Spekteret til frekvensen F1 er inndelt i et antall celler 152a-152n atskilt med konstante frekvensintervaller. Her opptrer doppleren 148 i en frekvenscelle 152b. Et annet CP1160 som har en annen frekvens F2, innbefatter mottatte signal fra det samme mål, som har en radialhastighet lik £. Behandling av signaler mottatt under det annet CP1160 ved å bruke en konvensjonell FFT, resulterer i en spektralkomponent 164 (generelt referert til som en doppler 164). Spekteret for frekvensen F2 blir inndelt i et antall celler 162a-162n atskilt med konstante frekvensintervaller. Her opptrer doppleren 164 i en frekvenscelle 162c. Selv om målet har en forholdsvis konstant hastighet, så faller dopplersignalene 148 og 164, som er et resultat av spektralbehandling ved bruk av en konvensjonell FFT, i forskjellige frekvensceller og kan ikke integreres uten ytterligere etterbehandling.

Spektralestimatene for slike CP Ter er vanskelige å integrere ved å bruke konvensjonell behandling fordi de forskjellige RF-frekvensene får målets doppler-frekvens til å variere. Følgelig viser det første CP1150 f.eks. et mål med en doppler i frekvenscelle # 2 og det annet CP1160 viser målet ved en annen frekvenscelle # 3. Selv om hastigheten til målet er konstant, vil spektrallinjene dukke opp ved forskjellige punkter på dopplerfrekvensskalaen fordi, selv om målets radialhastighet er konstant, er hastigheten forskjellig i frekvensskalaen for CPI'er som har forskjellige frekvenser. På fig. 4 er f.eks. a£= 1,8Afd for det første CP1150 og Ai<&>= 2,6Af<d>for det annet CP1160.

Det vises nå til fig. 5 hvor et første CP1170 som har en første frekvens F1, innbefatter mottatte signaler fra et mål som har en radial hastighet lik £. Behandling av signaler som er mottatt under det første CPI 170 ved å bruke en Fourier-radial hastighetsomformer 122 (fig. 1) resulterer i en spektralkomponent 168 (generelt kalt et dopplersignal, men her kalt et radialhastighetssignal 168). Spekteret for CP1170, som har frekvens F1, blir inndelt i et antall celler 172a-172n atskilt med konstante intervaller i radial hastighet. Her opptrer radialhastighetssignalet 168 i en radialhastighetscelle 172b. Et annet CP1180 som har en annen frekvens F2, innbefatter mottatte signaler fra det samme målet som har en radial hastighet lik i<&>. Behandling av signaler mottatt under det annet CP1180 ved bruk av en Fourier-radialhastighetsomformer 122, resulterer i en spektralkomponent 184 (generelt kalt et dopplersignal, men her kalt et radialhastighetssignal 184). Spekteret for CP1180, som har frekvens F2, blir inndelt i et antall celler 182a-182n atskilt med konstante intervaller i radialhastighet. Her opptrer radialhastighetssignalet 184 i en radialhastighetscelle 182b. Fordi målet har en forholdsvis konstant hastighet, faller radialhastighetssignalene 148 og 164, som er et resultat av spektralbehandling ved bruk av Fourier-radialhastighetsomformeren 122, i de samme radialhastighetscellene og er innrettet i radial hastighet.

Spektralestimatene for slike CPI er forholdsvis enkle å integrere ved å bruke Fourier-radialhastighetsomformeren fordi dopplersignalene er blitt frekvensskalert (eller ekvivalent normalisert i radialhastighet med den konstante målhastigheten) selv om CPI-frekvensene varierer. Følgelig frembringer det første CP1170 f.eks. et mål ved radialhastighetscelle # 2 og det annet CP1180 produserer også målet ved den samme radialhastighetscellen # 2. Fordi hastigheten til målet er hovedsakelig konstant, vil spektrallinjene vise seg ved de samme punktene på radialhastighets-skalaen uavhengig av frekvensskalaen for CPI'er som har forskjellige frekvenser. På fig. 5 er f.eks. £ lokalisert i den samme radialhastighetscelle for både CP1170 og CPI 180. Fourier-radialhastighetsomformeren frembringer dermed det ønskede normaliserte spektralestimat.

Fig. 6A-6C illustrerer en fremgangsmåte for å eliminere hastighetstvetydigheten etter at retursignalene er blitt behandlet ved bruk av Fourier-radialhastighetsomformeren 122 (fig. 1). Det vises nå til fig. 6A hvor et signal 188 innbefatter tvetydige radialhastighetssignaler 190, 192 og 194 som er et resultat av et første CPI sortert i radialhastighetsfrekvensceller. Her er radardataene blitt transformert ved hjelp av Fourier-radialhastighetsomformeren 122 (fig. 1) ved å bruke en FFT maken til ligning 13. Fordi de tvetydighetene som er innført ved hjelp av den høye PRF, opptrer de tvetydige radialhastighetssignalene 190 og 194 som overlappinger i celler som er radialhastighetsutstrekningen for en PRF. Hvis PRF-verdien ved denne frekvensen fører til 360 radialhastighetsceller, så er signalene i cellene 2, 362 og 722. Radialhastighetsoverlappinger er atskilt med antallet radialhastighetsceller som dekker en enkelt PRF. Når signalene blir transformert til radialhastighet, dukker overlappingene opp med forskjellig celleavstand på grunn av de forskjellige bølge-lengdene for de forskjellige bærefrekvensene.

Det vises nå til fig. 6B, hvor et signal 198 innbefatter tvetydige radialhastighetssignaler 200, 202 og 204 som er et resultat fra et annet CPI sortert i radialhastighetsfrekvensceller. Her er radardataene blitt transformert ved hjelp av Fourier-radialhastighetsomformeren 122 (fig. 1) ved å bruke en FFT maken til ligning 13. På grunn av tvetydighetene som er innført av det høye PRI, opptrer de tvetydige radialhastighetssignalene 200 og 204 som overlappinger i celler som er en PRF fra hverandre, men på grunn av endringen i bærefrekvens er antallet radialhastighetsceller forskjellig. Radialhastighets-cellestørrelsen er blitt holdt konstant. For dette eksempelet svarer 140 radialhastighetsceller til en PRF, slik at signalene opptrer i cellene 122, 362 og 602.

Det vises nå til fig. 6C hvor et signal 208 illustrerer den ikke-koherente integrasjonen av det første radialhastighetssignalet 192 og det andre radialhastighetssignalet 202 fra CP Tene på figurene 6A og 6B som resulterer i den virkelige radialhastigheten 206 i celle 362 og paralleller 190, 200, 204 og 194 i cellene 2, 122, 602 og 722. Fordi dopplersignalene er normalisert i radialhastighet, kan her radialhastighetssignalene integreres ikke-koherent ved å addere størrelsene i hver tilsvarende celle. Målets hastighet i forhold til radaren kan detekteres ved direkte å sammenligne størrelsene i radialhastighetscellene. Fagkyndige på området vil forstå at dopplerparallellene kan identifiseres og elimineres automatisk ved å bruke signal-behandlingsteknikker implementert i maskinvare eller programvare.

Det vises nå til fig. 6D-6F, hvor signaler 209, 212 og 215 illustrerer radialhastighetssignalene som er blitt filtrert med et båndstoppfilter for falske ekko. På fig. 6D er båndstoppf i Iteret illustrert med filterstoppbånd forfalske ekko 210a-210n (generelt referert til som båndstoppområder 210) som opptrer ved null og ved faste radialhastighetscelle-intervaller for en første bærefrekvens. Her er båndstoppområdene 210 innrettet med det tvetydige radialhastighetssignalet 211 for å hindre filtrerte, tvetydige radialhastighetssignaler 209 (vist som en prikket linje). På fig. 6E er båndstoppf i Iteret forfalske ekko illustrert ved hjelp av båndstoppom råder 214a-214n (generelt referert til som båndstoppområder 214) som inntreffer ved null og ved faste radialhastighetscelle-intervaller, er atskilt med omkring 240 celler, for en annen bærefrekvens. Her er båndstoppom rådene 214 ikke direkte innrettet med returene til det tvetydige radialhastighetssignalet 213 og tilveiebringer det filtrerte, tvetydige radialhastighetssignalet 212.

På fig. 6F, er båndstoppf i Iteret for falske ekko videre illustrert med båndstoppområder 217a-217n (generelt referert til som båndstoppområder 217) som inntreffer ved null og ved faste radialhastighetscelle-intervaller, her atskilt med omkring 270 celler, for en tredje bærefrekvens. Her er båndstoppom rådene 217 ikke innrettet med det tvetydige radialhastighetssignalet 216 og tilveiebringer et filtrert, tvetydig radialhastighetssignal 215. Når de båndstoppf i Itrerte signalene 209, 212 og 215 blir transformert til radialhastighet, inntreffer båndstoppområdene 210, 214 og 217 med forskjellig avstand på grunn av de forskjellige bølgelengdene for de forskjellige bærefrekvensene. Bærefrekvensene blir valgt slik at paralleller eller overlappinger av båndstoppom rådet ikke er innrettet. Båndstoppområdene 210, 214 og 217 kansellerer derfor ikke målsignalet i hvert CPI.

Det vises nå til fig. 6G, hvor et signal 218 illustrerer den ikke-koherente integrasjon av signalene 209, 212 og 215 som resulterer i den virkelige radialhastigheten 219 i celle 362 og paralleller 220a-220d henholdsvis i cellene 92, 124, 602 og 634. På fig. 6D er periodisiteten 360 celler og målsignalet blir blokkert av en parallell til båndstoppom rådet for falske ekko. På fig. 6E er periodisiteten 240 celler og signalet blir ikke blokkert av en parallell til båndstoppom rådet. På fig. 6F er periodisiteten 270 celler, og igjen er signalet ikke i parallellen til båndstoppom rådet. Båndstoppfilteret har samme periodisitet som signalparallellene. Det kan være flere paralleller på hver side av det virkelige signalet 219 som i dette eksempelet har det høyeste signalnivået. Fordi dopplersignalene her er normalisert i radialhastighet, kansellerer virkningen av båndstoppfilteret ikke radialhastighetssignalene i alle CPI'ene. Formørkingen av målreturen ved hjelp av båndstopp-paralleller blir betydelig redusert. Radialhastighetssignalene kan være ikke-koherent integrert etter båndstoppfilteroperasjonen ved å fylle båndstoppområdene til et støynivå 221, som kan bestemmes som det lokale støynivå i området omkring båndstoppom rådet for å fjerne virkningen av et negativt signal, og addere størrelsen i hver tilsvarende celle. Det skal bemerkes at det er en økning i kumulativt støynivå. For figurene 6D-6G er omtrent tre dopplersoner vist for tydelighets skyld, men det aktuelle antallet som beregnes, enten mer eller mindre, er basert på området for de ønskede målradial-hastighetene.

Det vises nå til fig. 7 hvor et eksempel på en avstands/radialhastighets-matrise 222 innbefatter et antall celler 224a-224n anordnet i en gruppe med kolonner 226a-226m og rader 226a-228n. Avstands/radialhastighets-matrisen 222 blir fremskaffet ved å utføre en Fourier-transformasjon over pulser av det innkommende signal, for hvert tidssampel som beskrevet ovenfor. En dopplerfasekorreksjon blir påført den resulterende matrisen. Til slutt blir pulskompresjon i avstandsdimensjonen utført, noe som gir avstands/radialhastighets-matrisen 222. Matrisen 222 innbefatter videre en kolonne med radialhastighetsverdier 232 ved en avstand som svarer til en mål-posisjon. Kolonnen for radialhastighetsverdier 232 innbefatter et antall paralleller 256a-256n som svarer til tvetydige hastigheter, og den virkelige radialhastighetscellen 254. Matrisen 222 innbefatter videre en kolonne med radialhastighetsverdier 240 som svarer til et støykutt. Kolonnen med radialhastighetsverdier 232 innbefatter målet, og en kolonne med radialhastighetsverdier 240 innbefatter ikke målet. Kolonnen med radialhastighetsverdier 240 som svarer til et støykutt, er en representasjon av støyen i systemet. Antallet støykuttede radialhastighetsverdier 240 blir brukt til å bestemme signal/støy-forholdet.

Etter koherent integrasjon av de mottatte signalene for hvert CPI og transformasjon av tidsdomenedataene i det mottatte signalet til radialhastighetsceller, blir matrisen 222 dannet. Matrisen 222 innbefatter mulige mål som har hastigheter fra Vmin til Vmax og avstander fra Rmin til Rmax. Ved å bruke konstante hastighets-teknikker for falsk alarm (CFAR), finner systemet alle toppene 256a-256n som går over en forutbestemt terskel. Den største toppen 254 blir bestemt til å være den virkelige radialhastighetsverdien.

Det vises nå til fig. 8 hvor like henvisningstall indikerer like elementer som på fig. 7, og hvor et diagram over et behandlet retursignal 250 og et diagram for det tilsvarende støysignalet 252 er vist. Returtopper 266a-266n representerer dopplerparalleller. Retursignalet 250 er et hastighetskutt tatt gjennom toppavstandscellene, f.eks. kolonne 232 (fig. 7). I et eksempel har et innkommende mål en avstandsradial hastighet på 900 m/s og seks forskjellige frekvenser blir brukt i NCI. Systemet blir innstilt med en minste avstandsradialhastighet på -400 m/s og en maksimal radialhastighet på 1200 m/s som dekker omkring 4 dopplersoner med 400 meter pr. sekund. Det største signal/støy-forholdet inntreffer for det behandlede retursignalet 250 ved en returtopp 254 ved 900 m/s. De minste returtoppene 266a-266n (markert med stjerner) er fra dopplerparallellene og topp-posisjonene 266a-266n blir bestemt ved å bruke ligning 16 (beskrevet nedenfor i forbindelse med fig. 9). Den utvetydige avstanden/radialhastigheten ved returtoppen 254 er innbefattet i en målrapport.

Det vises nå til fig. 9 hvor et flytskjema illustrerer et eksempel på en trinn-sekvens for behandling av målretursignaler fra en rekke koherente behandlingsintervaller (CPI'er) som har varierende bærefrekvenser i samsvar med foreliggende oppfinnelse. I flytskjemaet på fig. 9 er rektangulære elementer her betegnet som "behandlingsblokker" (f.eks. element 300 på fig. 9) og representerer dataprogram-instruksjoner eller grupper med instruksjoner. De ruterformede elementene i flytskjemaet blir her kalt "beslutningsblokker" (f.eks. element 312 på fig. 9) og representerer dataprogramvareinstruksjoner eller grupper med instruksjoner som påvirker operasjonen i behandlingsblokkene. Alternativt representerer behandlingsblokkene trinn utført av funksjonsmessig ekvivalente kretser slik som en digital signal-prosessorkrets eller anvendelse av en spesiell integrert krets (ASIC). Vanlig fagkyndige på området vil forstå at noen av trinnene som er beskrevet i flytskjemaet, kan implementeres via datamaskinprogramvare mens andre kan være implementert på annen måte (f.eks. via en empirisk prosedyre). Flytskjemaene skisserer ikke syntaksen til noe spesielt programmeringsspråk. Flytskjemaene illustrerer i stedet den funksjonelle informasjon som brukes til å generere dataprogramvare for å utføre den nødvendige behandling. Det skal bemerkes at mange rutineprogramelementer slik som initialisering av sløyfer og variable og bruken av midlertidig variable, ikke er vist. Vanlig fagkyndig på området vil forstå at med mindre annet er angitt her, er den spesielle rekkefølgen av trinn som er beskrevet, kun illustrerende og kan varieres uten å avvike fra oppfinnelsens ramme.

Ved trinn 300 mottar radarsignalet retursignaler som reaksjon på radarsignaler utsett i henhold til en forutbestemt frekvensteknikk i samsvar med læren på fig. 3 eller fig. 10. Ved trinn 302, blir retursignalene filtrert ved å bruke et lavpassfilter som kjent på området. Ved trinn 304, blir de filtrerte retursignalene digitalisert og lagret i et bufferlager.

Ved trinn 306, blir de mottatte signalene transformert til radialhastighets-skalaen ved å bruke en diskret Fourier-transformasjon som har en variabel frekvensskala som beskrevet ovenfor. En avstands/radialhastighets-matrise blir dannet med et første signal som har en bølgelengde X0(som har en ekvivalent maksimums-frekvens) er den korteste bølgelengden som anvendes i radaren. Hvert retursignal blir behandlet ved hjelp av en FFT-implementering av den diskrete Fourier-transformasjonen som har variabel frekvensskala for å tilveiebringe avstands/radialhastighets-m atrisen.

I en utførelsesform hvor det utsendte signalet innbefatter en variabel PRF, vil et ytterligere trinn være nødvendig for å transformere de mottatte signalene med frekvensskalering basert på PRF og bærefrekvensen. I denne utførelsesformen er den endrende PRF innbefattet i beregningen av den ytterligere-konstanten i Fourier-transformasjonen.

Ved trinn 308, blir fasekorreksjoner beregnet i radialhastigheten. Radialhastig-hetsfasekorreksjon gir forholdsvis høyere avstandsoppløsning og signal/støy-forhold fordi kopien av pulskompresjonsfilteret ikke lenger behøver å bli avstemt til den korrekte dopplerfrekvensen slik at forvrengning av den komprimerte pulsen ikke inntreffer. Ved trinn 310 blir pulskompresjon, etter valg, brukt til å dirigere ytterligere energi ved målet ved å bruke lengre signalpulser samtidig som oppløsningen til kortere pulser beholdes. Ved å utføre integrasjonen i radialhastighetsrommet, blir energi spart ved å redusere spredning og gi bedre sidelober (dvs. reduksjon av avstandsspredning).

Ved trinn 312 blir det bestemt om det er flere CPI'er som skal behandles. Hvis det er flere CPI'er, gjenopptas behandling ved trinn 300, ellers fortsetter behandlingen ved trinn 314. Ved trinn 314 blir hvert av de transformerte retursignalene ikke-koherent integrert ved å summere de behandlede signalstørrelses-verdiene (eller størrelse kvadrert avhengig av den konstante falskalarmshastighet-diskriminatoren som benyttes) i avstands/radialhastighets-matrisen som ble normalisert i radialhastighetsrommet ved hjelp av transformasjonen i trinn 306.

Ved trinn 316 blir den konstante falskalarmhastighetsteknikken brukt til å detektere de virkelige og parallelle målreturene i radialhastighetsrommet. Ved trinn 318 blir dopplerparallellene fjernet i én utførelsesform, ved å anvende følgende ligning:

hvorA#<me>er returen med det høyeste signal/støy-forholdet ved denne avstanden, og ri er et heltall, enten positivt eller negativt.

I den utførelsesformen hvor det utsendte signalet innbefattet en variabel PRF, vil det være nødvendig med et ytterligere trinn for å løse eventuelle tvetydigheter i avstandsdimensjonen. Ved trinn 320 blir retursignalet behandlet ved å bruke kjente teknikker, og ved trinn 322 blir en målrapport beregnet.

Det vises nå til fig. 10 hvor et alternativt utsendt radarsignal 424 innbefatter et antall suksessive skursekvenser 426a-426n (generelt referert til som skursekvenser 426) som innbefatter et antall sendepulser og et antall tilsvarende mottaksintervaller som følger etter hver av antallet sendepulser. I en utførelsesform har hver skursekvens forskjellig pulsrepetisjonsfrekvens (PRF) og forskjellig bærefrekvens ved hvilken pulsene 128a1-128nn blir utsendt. Behandlingen for pulskompresjonen i denne utførelsesformen benytter Fourier-transformasjonen i ligningene 2 og 3 eller ligningene 12 og 13 til å tilveiebringe det samme antall avstandssampler i matrisen, og den foranderlige PRF er innbefattet i beregningen av den ytterligere konstanten i DFT. De utsendte signalene kan videre innbefatte enten frekvensmodulert (FM) sveip eller binære fasemodulerte bølgeformer.

Det skal nå bemerkes at ved å bruke de ovenfor beskrevne teknikker, trekkes det fordel av integrasjon av flere CPTer for å oppnå høyere følsomhet, og fordelen med bred (noen få hundre megahertz pr. CPI) frekvensdiversitet til å forbedre måltverrsnitt og lette RF-flerbaneinterferens. Slike teknikker tilveiebringer videre ikke-koherent integrasjon for å forbedre signaldetekterbarhet uten behov for omfattende etterbehandling av radarretursignalene for å innrette signaldopplerfrekvenser.

Det skal videre bemerkes at oppfinnelsen ikke er begrenset til radar-anvendelser, og at en signalprosessor koplet til en mottaker, f.eks. en kommunika-sjonsmottaker, kan behandle mottatte signaler ved å bruke en diskret Fourier-transformasjon som har en variabel frekvensskala. Et slikt apparat innbefatter en sender som kan sende et signal til en mottaker med en første rekke pulser som har et første koherent behandlingsintervall og en annen rekke pulser som har en annen bærefrekvens og som har et annet koherent behandlingsintervall, og mottakeren vil være tilpasset for å motta og integrere de transformerte signalene.

Alle publikasjoner og referanser som er sitert her, er uttrykkelig inkorporert ved referanse og i sin helhet.

Når de foretrukne utførelsesformene av oppfinnelsen nå er beskrevet, vil det nå være opplagt for vanlig fagkyndige på området at andre utførelsesformer, som innbefatter deres konsepter, kan benyttes. Vanlige fagkyndige på området vil forstå at andre utsendte radarsignaler kan brukes til å detektere målavstand og -hastighet i forbindelse med foreliggende oppfinnelse. Det er derfor ment at disse utførelses-formene ikke skal være begrenset til de som er beskrevet foran, men i stedet skal være begrenset bare av de vedføyde patentkravene.

Claims (28)

1. Fremgangsmåte for behandling av pulsdoppler-radarsignaler for å detektere et mål, karakterisert vedfølgende trinn: å sende radarsignaler fra et radarsystem (100), der radarsignalene blir utsendt i henhold til en forutbestemt frekvensteknikk; å motta (300) signaler innenfor et frekvensbånd, innbefattende et målretursignal som har en frekvens som indikerer målets hastighet; og å transformere (306) målretursignalet ved å bruke en Fourier-transformasjon som har variabel frekvensskala.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, hvor transformeringen av retursignalet innbefatter transformering av retursignalet til en avstands/radialhastighets-matrise ved hjelp av en diskret Fourier-transformasjon.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 2, videre omfattende trinnet med å løse tvetydige hastigheter, og hvor den forutbestemte frekvensteknikken videre innbefatter signaler med frekvensdiversitet.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 3, hvor løsningen av tvetydige hastigheter innbefatter trinnet med å anvende en fasedreinings-veiefunksjon på retursignalet, slik at en DFT-viser blir innrettet i forskjellige områder av hastighetsdomenet.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 3, hvor løsning av tvetydige hastigheter innbefatter følgende trinn: å innrette radialhastighetsmatrisen for ikke-koherent integrasjon; å identifisere et antall deteksjoner som inntreffer fra doppler-parallelldata; og å fjerne doppler-parallelldata fra antallet deteksjoner.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 1, hvor utsendelse av radarsignaler omfatter å sende ut et antall pulser for å tilveiebringe hviletidsintegrasjon som har frekvensdiversitet.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 6, hvor antallet pulser innbefatter et antall koherente behandlingsintervaller (CPI'er) som hver har forskjellig bærefrekvens.

8. Fremgangsmåte ifølge krav 7, hvor transformering av målretursignalet ved bruk av en Fourier-transformasjon som har variabel frekvensskala, omfatter doppler-frekvens-normalisering for antallet CP Ter.

9. Fremgangsmåte ifølge krav 1, hvor Fourier-transformasjonen blir tilveiebrakt som en hurtig Fourier-transformasjon (FFT).

10. Fremgangsmåte ifølge krav 9, hvor Fourier-transformasjonen er gitt ved:

hvor n er pulsrepetisjonsintervall-indeksen (PRI-indeksen); N er antallet pulser i et CPI; k er frekvensinkrement-indeksen; p er tidssampel-indeksen; Xp(k) er frekvensdomenet til en funksjon med tidsindeks p, frekvensindeks k; og Xj(n) er retursignal-inngangssamplene for hvert koherent behandlingsintervall (CPI,); k = nærmeste heltall til

11. Fremgangsmåte ifølge krav 9, hvor Fourier-transformasjonen er gitt ved:

hvor: M = ordenen til målhastighetstvetydigheten (et positivt eller negativt heltall); n er pulsrepetisjonsintervall-indeksen (PRI-indeksen); N er antallet pulser i et CPI; k er frekvensinkrement-indeksen; p er tidssampel-indeksen; Xp(k) er frekvensdomenet til en funksjon med tidsindeks p, frekvensindeks k; og xp(n) er retursignal-inngangssampier for hvert koherent behandlingsintervall (CPI,);

k = nærmeste heltall til

12. Fremgangsmåte ifølge krav 9, hvor Fourier-transformasjonen er gitt ved:

hvor: n er en pulsrepetisjonsintervall-indeks (PRI-indeks); m er en koherent behandlingsintervall-indeks (CPI-indeks); N er antall pulser i et CPI; k er en frekvensinkrement-indeks; p er en tidssampel-indeks; ^p.k.mer et frekvensdomene for en funksjon som har tidsindeks p, frekvensindeks k og CPI-indeks m; Amin er en forutbestemt, minste driftsbølgelengde; Xmer en driftsbølgelengde; og ^p.n.mer tidsdomene-retursignalet ved tidssampel p, PRI n og CPI m.

13. System ifølge krav 12, videre omfattende trinnet med å velge en minimums-hastighet som svarer til c/Amin.

14. Fremgangsmåte ifølge krav 1, videre omfattende ikke-koherent integrering av koherente behandlingsintervaller (CPI'er).

15. Fremgangsmåte ifølge krav 1, videre omfattende trinnet med å redusere en ikke-koherent etterbehandlingsintegrasjon for målspredning i dopplersignalet.

16. Fremgangsmåte ifølge krav 1, videre omfattende trinnet med å korrigere radialhastighetsfasen for å tilveiebringe en forholdsvis høyere avstandsoppløsning ved å redusere behovet for å tilpasse pulskompresjonsfilteret til dopplermålsignalet.

17. Fremgangsmåte ifølge krav 1, videre omfattende trinnet med å korrigere radialhastighetsfase for å tilveiebringe et forholdsvis høyere signal/støy-forhold.

18. Fremgangsmåte ifølge krav 2, videre omfattende trinnet med å løse tvetydige hastigheter, og hvor den forutbestemte frekvensteknikken videre innbefatter signaler som har et antall varierende pulsrepetisjonsfrekvenser (PRF).

19. Fremgangsmåte ifølge krav 1, hvor transformering av retursignalet ved å bruke en Fourier-transformasjon som har variabel frekvensskala, omfatter trinnet med å transformere målretursignalet direkte til radialhastighet.

20. Fremgangsmåte ifølge krav 1, videre omfattende følgende trinn: å filtrere målretursignalet med et båndstoppf ilter for falske ekko; å fylle båndstoppområdene til et forutbestemt støynivå; å innrette en båndstoppf i Itrert radialhastighetsmatrise for ikke-koherent integrasjon; og å integrere signalene fra den båndstoppf i Itrerte radialhastighetsmatrisen for å detektere målet slik at formørkingen av målreturen av båndstopparalleller blir betydelig redusert.

21. Fremgangsmåte for normalisering av et antall målreturer fra CPTer med varierende bærefrekvens for et mål som har tvetydig hastighet, omfattende følgende trinn: å transformere antallet målreturer til en radialhastighetsmatrise, hvor de transformerte returer har en syklisk komponent svarende til de varierende bærefrekvensene til CPI'ene; å detektere målreturene; å identifisere deteksjoner som inntreffer fra dopplerparalleller; og å fjerne deteksjonene som inntreffer fra dopplerparalleller.

22. Fremgangsmåte ifølge krav 21, hvor identifisering av deteksjoner som inntreffer fra dopplerparalleller, omfatter å innrette målreturene i radialhastighetsmatrisen.

23. Radarsystem (100), karakterisert ved: en mottaker (114) innrettet for å motta signaler innenfor et frekvensbånd, innbefattende et målretursignal som har frekvensindikasjoner på målets hastighet; og en signalprosessor (120) som er koplet til mottakeren (114) og som innbefatter en Fourier-radialhastighetsomformer for å transformere målretursignalet til en radialhastighetsmatrise.

24. System ifølge krav 23, videre omfattende en ikke-koherent integrator.

25. System ifølge krav 23, videre omfattende en tvetydighetsløser.

26. System ifølge krav 23, videre omfattende en radialhastighetsfase-korrigator.

27. System ifølge krav 23, videre omfattende et båndstoppf ilter for falske ekko.

28. Apparat (100), karakterisert ved: en sender (112) innrettet for å sende en første serie med pulser som har et første koherent behandlingsintervall, og en annen serie med pulser som har en annen bærefrekvens og som har et annet koherent behandlingsintervall; en mottaker (114) innrettet for å motta signaler innenfor et frekvensbånd; og en signalprosessor (120) som er koplet til mottakeren (114) og som innbefatter en Fourier-omformer for å transformere de mottatte signaler ved å bruk en diskret Fourier-transformasjon som har variabel frekvensskala.