KR20050071576A - 무선 통신 시스템의 데이터 검출 및 복조 - Google Patents

무선 통신 시스템의 데이터 검출 및 복조 Download PDF

Info

Publication number
KR20050071576A
KR20050071576A KR1020057006446A KR20057006446A KR20050071576A KR 20050071576 A KR20050071576 A KR 20050071576A KR 1020057006446 A KR1020057006446 A KR 1020057006446A KR 20057006446 A KR20057006446 A KR 20057006446A KR 20050071576 A KR20050071576 A KR 20050071576A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
data
received
symbols
symbol
data transmission
Prior art date
Application number
KR1020057006446A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101035765B1 (ko
Inventor
제이. 로드니 왈튼
마크 에스. 월리스
Original Assignee
콸콤 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US10/692,833 external-priority patent/US8170513B2/en
Application filed by 콸콤 인코포레이티드 filed Critical 콸콤 인코포레이티드
Publication of KR20050071576A publication Critical patent/KR20050071576A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101035765B1 publication Critical patent/KR101035765B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0015—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the adaptation strategy
    • H04L1/0017—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the adaptation strategy where the mode-switching is based on Quality of Service requirement
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0012—Modulated-carrier systems arrangements for identifying the type of modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0667—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal
    • H04B7/0669—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal using different channel coding between antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0697—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using spatial multiplexing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W28/00—Network traffic management; Network resource management
    • H04W28/16—Central resource management; Negotiation of resources or communication parameters, e.g. negotiating bandwidth or QoS [Quality of Service]
    • H04W28/18—Negotiating wireless communication parameters
    • H04W28/20—Negotiating bandwidth
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/38—TPC being performed in particular situations
    • H04W52/50—TPC being performed in particular situations at the moment of starting communication in a multiple access environment

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스탬내 데이터 전송을 검출하고 복조하는 기술에 관한 것이다. 일 특징으로, 결정-지향 검출기가 수신된 파일럿 심볼뿐만 아니라 수신된 데이터 심볼을 사용함으로써 수신된 신호내 데이터 전송에 대해 검출한다. 결정-지향 검출기는 주파수 도메인에서 미분 검출을 수행하거나 시간 도메인에서 가간섭성 검출을 수행하도록 설계되며, 다수-캐리어 변조(예, OFDM)된다. 다른 특징으로, 적응 임계치가 수신된 데이터 전송의 검출을 수행하는데 사용된다. 임계치는 수신된 것으로 가설되는 각각의 데이터 전송에 대해 결정된다. 임계치는 예를 들면, 가설된 데이터 전송의 신호와 에너지의 합에 기초하여 계산된다.

Description

무선 통신 시스템의 데이터 검출 및 복조 {DATA DETECTION AND DEMODULATION FOR WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS}
본 발명은 2002년 10월 25일 출원된 "MIMO WLAN 시스템"이라는 명칭의 미국특허 출원번호 60/421,309호를 우선권으로 하며, 이는 본 양도인에게 양도되었고 여기서는 참조를 위해 인용된다.
본 발명은 2002년 12월 10일 출원된 "무선 통신 시스템의 데이터 검출 및 복조 "라는 명칭의 미국특허 출원번호 60/432,626호를 우선권으로 하며, 이는 본 양도인에게 양도되었고 여기서는 참조를 위해 인용된다.
본 발명은 데이터 통신 특히, 무선 통신 시스템내 데이터 전송의 검출 및 복조에 대한 기술에 관한 것이다.
무선 통신 시스템에서, 전송될 데이터는 전형적으로 무선 채널을 통한 전송에 더 적합한 무선 주파수(RF) 복조 신호를 생성하기 위해 RF 캐리어 신호에 대해 처리(예, 코딩 및 변조)되고 다음으로 업컨버팅된다. RF 변조 신호는 송신기로부터 전송되어 무선 채널내 다수의 전파 경로를 통해 수신기에 도달한다. 전파 경로의 특징은 전형적으로 예를 들면, 페이딩, 다중경로 및 외부 간섭과 같은 다수의 요인에 의해 변화된다. 결과적으로, RF 변조 신호는 다른 채널 조건(예, 다른 페이딩 및 다중경로 효과)를 겪고 시스템의 동작 대역폭을 통해 다른 복소 게인과 관련된다.
고성능을 달성하기 위해, 파일럿(예, 기준 신호)은 종종 다수의 기능을 수행하는 수신기를 보조하기 위해 송신기에 의해 전송된다. 파일럿은 전형적으로 공지된 심볼에 기초하여 생성되고 공지된 방식으로 처리된다. 파일럿은 채널 추정, 타이밍 및 주파수 획득, 가간섭성 복조 등을 위해 수신기에 의해 사용된다.
종종 수신된 신호내 데이터 전송의 존재를 검출하는 것이 바람직하거나 또는 필요하다. 데이터 전송의 검출은 일반적으로 수신된 것으로 가정된 각각의 데이터에 대해 파일럿을 처리함으로써 달성된다. 만일 파일럿의 에너지가 특정 임계치보다 크다면, 가정된 데이터 전송은 추가 처리(예, 복조 및 디코딩)된다. 주기적 리던던시 검사(CRC)와 같은 에러 검출 코드는 전형적으로 데이터 전송이 올바르게 디코딩되었는가 아니면 에러가 있게 디코딩되었는가를 결정하는 것에 달려있다.
몇몇 무선 통신 시스템에서, 파일럿에만 기초한 검출로는 불충분하다. 이는 예를 들면 낮은 수신된 신호-대-잡음 비(SNR)로 동작할 경우이다. 더욱이, 에러 검출 코드는 수신된 데이터 전송의 정확도를 검증하는데 사용하기 위해 가용되지 않는다.
그러므로, 이러한 무선 통신 시스템내 데이터 전송을 검출하고 복조하기 위한 기술이 필요하다.
도 1은 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 2A 및 도 2B는 각각 채널 1 및 채널 2에 대한 예시적인 프로토콜 데이터 유닛(PDU)을 도시한다.
도 3A는 송신기 유닛의 블록도를 도시한다.
도 3B는 OFDM 심볼을 도시한다.
도 4는 수신기 유닛의 블록도를 도시한다.
도 5는 상관 검출기를 도시한다.
도 6은 상관 검출기의 실시예를 도시한다.
도 7은 데이터 복조기 및 결정-지향 검출기를 포함하는 검출기/데이터 복조기를 도시한다.
도 8A는 데이터 복조기의 실시예를 도시한다.
도 8B는 주파수 도메인내 미분 검출을 수행하는 결정-지향 검출기를 도시한다.
도 8C는 시간 도메인내 가간섭성 검출을 수행하는 결정-지향 검출기를 도시한다.
도 9는 액세스 포인트 및 사용자 단말의 블록도를 도시한다.
도 10A 및 도 10B는 각각 채널 1 및 채널 2상에서의 예시적인 전송을 도시한다.
도 11A 및 도 11B는 각각 채널 1 및 채널 2에 대한 수신기 처리를 도시한다.
본 발명에 따르면, 무선 통신 시스템에서 데이터 전송을 검출하고 복조하는 기술이 제공된다. 일 특징으로, 결정-지향 검출기가 수신된 신호내 데이터 전송을 검출하기 위해 제공된다. 이러한 검출기는 검출을 수행하기 위해 수신된 파일럿 심볼뿐만 아니라 수신된 데이터 심볼을 사용하여, 이에 따라 개선된 검출 성능을 제공한다. 결정-지향 검출기는 주파수 도메인 또는 시간 도메인에서 동작하도록 설계된다. 다중-캐리어 변조(예, OFDM)를 사용하는 시스템에서, 검출기는 주파수 도메인내 미분 검출 또는 타임 도메인내 가간섭성 검출을 수행하도록 설계되며, 이들 모두는 이하에서 상세히 설명된다.
다른 특징으로, 적응 임계치가 수신된 데이터 전송의 검출을 수행하는데 사용된다. 임계치는 수신된 것으로 가정되는 각각의 데이터 전송에 대해 결정된다. 임계치는 예를 들면, 가정된 데이터 전송의 전체 수신된 신호 에너지(즉, 신호, 잡음 및 간섭의 합)에 기초하여 계산된다. 적응 임계치의 사용은 여러 간섭 소스가 존재하는 미등록 주파수 대역에서와 같은 많은 동작 환경에서 강한 검출 성능을 제공할 수 있다.
본 발명의 여러 특징 및 실시예가 이하에서 상세히 설명된다. 예를 들어, 여러 전송 방식에 대한 수신기 구조 또한 여기서 설명된다.
본 발명의 특징, 특성 및 장점이 유사 참조부호가 도면 전체적으로 상응하게 사용된 도면과 관련하여 이하에서 설명되는 상세한 설명을 통해 명확해질 것이다.
용어 "예시적인"은 예로서 설명되는, 예를 들어 또는 예로서"를 의미한다. 여기서 설명된 실시예 또는 설계는 다른 실시예 또는 설계들에 대해 반드시 바람직한 또는 우선되는 것일 필요는 없다.
도 1은 다수의 사용자 단말(UT)(120)과 통신하는 다수의 액세스 포인트(AP)(100)를 포함하는 무선 통신 시스템(100)을 도시한다. (간략함을 위해, 오로지 하나의 액세스 포인트만이 도 1에 도시된다.) 액세스 포인트는 또한 하나의 기지국 또는 다른 몇몇 기술로서 간주된다. 각각의 사용자 단말은 고정 또는 이동 단말일 수 있으며, 액세스 포인트, 이동국, 원격국, 사용자 장치(UE), 무선 장치 또는 몇몇 다른 기술로 불린다. 각각의 사용자 단말은 임의의 주어진 순간에 다운링크 및/또는 업링크상의 하나의 또는 가능하게는 다수의 액세스 포인트와 통신한다. 다운링크(즉, 순방향 링크)는 액세스 포인트로부터 사용자 단말로의 전송을 지칭하며, 업링크(즉, 역방향 링크)는 사용자 단말로부터 액세스 포인트로의 전송을 지칭한다.
데이터 전송을 검출 및 복조하기 위해 여기서 설명된 기술은 여러 무선 통신 시스템에 사용된다. 예를 들어, 이러한 기술은 (1) 데이터 전송을 위한 하나 이상의 안테나 및 데이터 수신을 위한 하나 이상의 안테나, (2) 여러 변조 기술(예, CDMA, OFDM 등) 및(3) 다운링크 및 업링크를 위한 하나 이상의 주파수 대역을 사용하는 시스템에서 사용된다.
명료함을 위해, 예시적인 무선 통신 시스템에 대한 기술이 이하에서 설명된다. 이러한 시스템에서, 수신기는 데이터 수신을 위한 다수의(T개) 안테나를 구비하며, 송신기는 하나 이상의 안테나를 구비한다. 이러한 시스템은 또한 직교 주파수분할 멀티플렉싱(OFDM)을 사용하고, 이는 전체 시스템 대역폭을 다수의(N개) 직교 하부대역으로 효율적으로 분할한다. OFDM에 대해, 각각의 하부대역으로 전송될 데이터 또는 파일럿이 특정 변조 방식을 사용하여 가장먼저 변조(즉, 심볼 맵핑)된다. 0의 신호값이 데이터/파일럿 전송을 위해 사용되지 않은 하부대역에 제공된다. 각각의 OFDM 심볼 주기동안, 모든 N개의 하부대역을 위한 변조 심볼 및 0 신호값이 IFFT(inverse fast Fourier transform)을 사용하여 시간 도메인으로 변화되어, N개의 시간-도메인 샘플을 포함하는 변환된 심볼을 얻게 된다. 시간-심볼 간섭(is)을 얻기 위해, 각각의 변환된 심볼의 부분이 종종 해당 OFDM 심볼을 형성하기 위해 반복되며, 이는 무선 채널을 통해 전송된다. OFDM 심볼 주기(간단히, 심볼 주기)는 하나의 OFDM 심볼의 주기에 해당하며, 이는 시스템에 대한 전송의 최소 유닛이다. 일 특정 설계에서, 시스템 대역폭은 20MHz이고, N=64이며, 하부대역은 -32 내지 +31로 할당된 지수이며, 각각의 변형된 심볼의 주기는 3.2㎲이고, 주기적 전치부호는 900㎱이며, 각각의 OFDM 심볼의 주기는 4.0㎲이다.
간략함을 위해, 두 개의 특정 전송 방식 및 두 개의 수신기 구조가 이하에서 설명된다. 제 1 전송 방식은 전송 채널 1(간략하게, 채널 1 또는 CH1)에 사용되며 이하의 특성들을 가진다: (1) 채널 1로의 전송은 송신기에서 시간-보상되지 않으며 수신기에서 공지된 시간으로 도달한다; (2) 채널 1상의 각각의 전송은 데이터 및 파일럿에 대한 다수의 OFDM 심볼을 포함한다. 제 2 전송 방식은 전송 채널 2(간략하게, 채널 2 또는 CH2)에 사용되며 이하의 특성을 가진다: (1) 채널 2로의 전송은 시간-보상되며 수신기에서 슬롯 경계에 시간-할당되어 도달한다; (2) 채널 2상의 각각의 전송은 데이터 및 파일럿 모두에 대해 단일 OFDM 심볼을 포함한다. 채널 1과 채널 2의 특성들과 유사한 특성을 가진 느린 빠른 임의 접속 채널이 언급된 미국특허 출원번호 60/432,440호에 개시되어 있다.
도 2A는 채널 2(CH 1 PDU)에 사용되는 예시적인 프로토콜 데이터 유닛(PDU)(210)을 도시한다. CH1 PDU(210)는 CH1 메시지 부분(230)으로 시간분할 멀티플렉싱(TDM)된 참조 부분(220)을 포함한다. 참조 부분(220)은 P개의 파일럿 OFDM 심볼(222)을 포함하며, 여기서 P는 1 이상의 임의의 정수이다. 파일럿 OFDM 심볼은 CH1 메시지 부분의 가간섭성 복조를 보조할 뿐만 아니라 CH1 전송의 획득 및 검출을 용이하게 하는데 사용된다. CH1 메세지 부분(230)은 D개의 데이터 OFDM 심볼(232)을 포함하며, 여기서 D는 1이상의 임의의 정수이다. 파일럿 및 데이터 OFDM 심볼은 이하에서 설명되는 바와 같이 생성된다.
도 2B는 채널 2(CH2 PDU)에 사용된 예시적인 PDU(250)을 도시한다. CH2 PDU(250)는 CH2 메세지 부분(270)으로 하부대역 멀티플렉싱된 참조 부분(260)을 포함한다. 참조 부분(260)은 하나의 하부대역 세트로 전송되는 파일럿 심볼 세트이다(도 2B에 빗금친 하부대역으로 도시됨). CH2 메세지 부분(270)은 다른 하부대역 세트로 전송되는 데이터 심볼 그룹을 포함한다. 데이터 심볼은 CH2 메세지(280)를 코딩, 인터리빙, 및 심볼 맵핑함으로써 생성된다. 주파수-도메인 멀티플렉싱된 파일럿 및 데이터 심볼이 시간-도메인 CH2 PDU(250)를 생성하기 위해 처리되며, 이는 이하에서 설명되는 바와 같다.
도 2B에 도시된 실시예에서, 파일럿 하부대역 및 데이터 하부대역은 각각의 데이터 하부대역이 파일럿 하부대역에 의해 두 측면에서 최대가 되도록 인터레이싱된다. 파일럿 하부대역으로 전송된 파일럿 심볼은 데이터 하부대역 및 가간섭성 복조를 위해 채널 응답을 추정하는데 사용된다. 다른 하부대역 멀티플렉싱 방식 또한 구현될 수 있으며, 이는 본 발명의 범위내이다. 예를 들어, 각각의 Q 데이터 그룹은 파일럿 하부대역에 의해 두 측면에서 최대가 되며, 여기서 Q는 임의의 양의 정수이다.
도 3A는 상술된 채널 1 및 채널 2에 대한 전송 데이터 처리를 수행할 수 있는 송신기 유닛(300)의 일 실시예의 블록도를 도시한다. 액세스 포인트 또는 사용자 단말내에서 구현되는 송신기 유닛(300)은 각각의 전송 안테나에 대해 전송(TX) 데이터 처리기(310), 선택적인 TX 공간 처리기(330) 및 하나의 OFDM 변조기(340)를 포함한다.
TX 데이터 처리기(310)내에서, CRC 생성기(312)는 CH1 또는 CH2 메세지에 대한 데이터를 수신하고, (선택적으로) 메세지에 대한 CRC 값을 생성한다. 인코더(314)는 코드 비트를 제공하기 위한 특정 코딩 방식에 따라 메세지 데이터 및 CRC 값(만일 포함된다면)을 코딩한다. 다음으로 인터리버(316)는 주파수 및 가능하게는 시간 다이버시티를 제공하기 위해 특정 인터리빙 방식에 기초하여 코드 비트를 인터리빙(즉, 재정렬)한다. 심볼 맵핑 유닛(318)은 변조 심볼을 제공하기 위해 특정 변조 체계에 따라 인터리빙된 데이터를 맵핑하고, 이는 데이터 심볼로 지칭되며 로 표시된다.
멀티플렉서(MUX)(320)는 처리될 CH1 또는 CH2 메세지에 대해 정의된 방식으로 데이터 심볼을 수신하여 파일럿 심볼로 멀티플렉싱한다. 도 2A에 도시된 실시예에 대해, CH1 PDU는 D 데이터 OFDM 심볼이 후속하는 P 파일럿 OFDM 심볼을 포함한다. CH1 메세지에 대해, 멀티플렉서(320)는 각각의 P 파일럿 OFDM 심볼에 대해 파일럿 심볼 세트 를 제공하고, 다음으로 각각의 D 데이터 OFDM 심볼에 대한 데이터 심볼을 제공한다. 도 2B에 도시된 실시예에서, CH2 PDU는 L 데이터 심볼로 인터레이싱된 L+1 파일럿 심볼을 포함한다. CH2 메세지에 대해, 멀티플렉서(320)는 L 데이터 심볼 그룹으로 멀티플렉싱된 L+1 파일럿 심볼 세트 를 제공한다. 어떠한 경우라도, 멀티플렉서(320)는 멀티플렉싱된 데이터 및 파일럿 심볼의 스트림을 제공한다.
표 1은 CH1 및 CH 2 참조 부분에 대해 두 세트의 파일럿 심볼 및 의 특정 실시예를 도시한다. 이러한 실시예에서, 총 64개의 하부대역중 52개만이 데이터 및 파일럿 전송에 사용되며, 다른 12개의 하부대역(표 1에서 0 엔트리를 가진)이 사용된다. 일 실시예에서, 파일럿 심볼은 QPSK 변조 심볼이다. CH1 참조 부분에 대한 52개의 파일럿 심볼은 이들 파일럿 심볼에 기초하여 생성된 파형이 최소 피크-대-평균 분산을 가지도록 선택된다. 이러한 특성은 파일럿 OFDM 심볼이 높은 전력 레벨로 전송될 수 있도록 하고, 이는 개선된 성능을 제공한다.
CH1 및 CH2에 대한 파일럿 심볼
만일 다수의 안테나가 사용가능하다면, 선택적인 TX 공간 처리기(330)가 멀티플렉싱된 데이터 및 파일럿 심볼에 대한 공간 처리를 수행하는데 사용된다. 예를 들어, TX 공간 처리기(33)는 (1) MIMO 채널의 단일 공간 채널상으로 심볼을 전송하기 위해 빔-조정 또는 빔-형성하기 위해 (2) 다이버시티를 달성하기 위해 다수의 안테나 및 하부대역상에서 심볼을 전송하기 위해 다이버시티 전송하기 위해 또는 (3) 다수의 공간 채널상에서 심볼을 전송하기 위해 공간 멀티플렉싱하기 위해 공간 처리를 수행한다. 이들 모든 전송 모드에 대한 공간 처리는 언급된 미국특허 출원번호 60/421,309호에 상세히 개시되어 있다.
TX 공간 처리기(330)는 각각의 안테나에 대한 하나의 전송 심볼 스트림을 제공한다. 전송 심볼은 공간 처리가 수행되지 않을 때 멀티플렉싱된 데이터 및 파일럿 심볼을 간소화한다. 각각의 전송 심볼 스트림은 개별 OFDM 변조기(340)에 제공된다. 각각의 OFDM 변조기(340)내에서, IFFT 유닛(342)은 N개의 전송 심볼의 각각의 시퀀스를 N개의 시간-도메인 샘플로 구성된 시간-도메인 변환 심볼로 변환한다. 각각의 변환된 심볼에 대해, 주기적 전치부호 생성기(344)가 M개의 샘플을 포함하는 해당 OFDM 심볼을 형성하기 위해 변형된 심볼의 일부를 반복한다. 주기적 전치부호 생성기(344)는 송신기(TMTR)(346)에 OFDM 심볼 스트림을 제공하고, 이는 OFDM 심볼 스트림을 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하며, 추가로 아날로그 신호(들)를 증폭, 필터링 및 주파수 업컨버팅하여 관련 안테나(350)로부터 전송되는 RF 변조 신호를 생성한다.
도 3B는 두 부분으로 구성된 OFDM 심볼: 주기적 전치 및 변형된 심볼을 도시한다. 일 실시예에서, N=64이고, 주기적 전치부호는 16개의 샘플을 포함하며, 각각의 OFDM 심볼은 M=80 샘플을 포함한다. 주기적 전치부호는 변형된 심볼의 최종 16개의 샘플의 복사본(즉, 주기적 연속)이고, 변형된 심볼의 앞부분에 삽입된다. 주기적 전치부호는 OFDM 심볼이 다수의 지연 확산 존재시 자신의 직교 특성을 유지하도록 한다.
도 10A는 채널 1상에서의 예시적인 전송을 도시한다. 채널 1에 대한 시간 라인은 CH1 슬롯들로 분할되고, 각각의 CH1 슬롯은 특정 주기(예, P+D OFDM 심볼 주기)를 가진다. 일 실시예에서, 하나의 CH1 PDU는 각각의 CH1 슬롯으로 전송된다.
사용자 단말(A 및 B)은 자신의 타이밍과 시스템의 주파수로 동기된다. 이는 타이밍 정보를 전송하거나 또는 타이밍 정보가 삽입된 전송(예, 비콘 파일럿)을 수신함으로써 달성된다. 사용자 단말은 수신된 타이밍 정보에 기초하여 자신의 타이밍을 설정한다. 하지만, 각각의 사용자 단말에 대한 타임은 시스템 타이밍에 대해 스큐잉(또는 지연)되고, 여기서 스큐량은 전형적으로 타이밍 정보를 포함하는 전송에 대한 전파 지연에 해당한다. 만일 사용자 단말 및 시스템이 공통 시간 소스(예, GPS)로부터 자신들의 타이밍을 유도한다면, 이들 엔티티간에는 어떠한 타이밍 스큐잉도 존재하지 않을 것이다.
도 10A에서, 사용자 단말(A 및 B)은 자신들의 CH1 PDU를 전송하기 위해 두 개의 다른 CH1 슬롯(예, 각각 슬롯 3 및 1)을 선택한다. 사용자 단말(A A치 B)가 다른 타이밍 스큐 및 다른 전파 지연과 관련되며, 자신들의 CH1 PDU는 액세스 포인트의 CH1 슬록 경계에 대해 다른 지연들(왕복 지연 또는 RTD라 지칭됨)을 가지고 액세스 포인트에 도달한다.
도 10B는 채널 2로의 예시적인 전송을 도신한다. 채널 2에 대한 시간 라인은 CH2 슬롯으로 분할되고, 각각의 CH2 슬롯은 특정 주기(예, 하나의 OFDM 심볼 주기)를 가진다. 하나의 CH2 PDU는 각각의 CH2 슬롯으로 전송된다.
도 10B에 대해, 사용자 단말(A 및 B)은 자신들의 타이밍을 시스템의 타이밍에 동기시키고 자신들의 RTD에 대해 알고 있으며, 이는 액세스 포인트에 의해 결정되며(예, 시스템 액세스 동안) 사용자 단말에 대해 다시 보고된다. 사용자 단말은 그후 자신들의 CH2 PDU가 액세스 포인트에서 선택된 CH2 슬롯 경계로 시간-정렬되어 도달하도록 자신들의 RTD를 보상하기 위해 자신의 전송 타이밍을 조정한다.
도 10B에서, 사용자 단말(A 및 B)은 (예, 임의적으로) 자신들의 CH2 PDU를 전송하기 위해 CH2 슬롯 3 및 1을 각각 선택한다. 사용자 단말(A 및 B)이 자신들의 전송을 시간-보상했기 때문에, CH2 PDU는 선택된 CH2 슬롯의 경계에 대략적으로 정렬되어 액세스 포인트에 도달하고, 이는 도 10B에 도시된 바와 같다.
도 4는 상술된 바와 같이 채널 1 및 채널 2에 대한 수신 데이터 처리를 수행할 수 있는 수신기 유닛(400)의 일 실시예의 블록도이다. 액세스 포인트 또는 사용자 단말내에 구현되는 수신기 유닛(400)은 T개의 수신 안테나(408), 검출기/데이터 복조기(420) 및 수신(RX) 데이터 처리기(450) 각각에 대해 하나의 수신기(RCVR)(410)를 포함한다.
각각의 안테나(408)는 송신기 유닛에 의해 전송된 RF 변조 신호를 수신하여 개별 수신기(410)에 수신된 신호를 제공한다. 각각의 수신기(410)는 자신의 수신된 신호를 컨디셔닝(예, 증폭, 필터링 및 주파수 다운컨버팅)하고 컨디셔닝된 신호를 디지털화하여 으로 표시된 샘플을 제공한다.
검출기/데이터 복조기(420)는 채널 1 및 채널 2를 통한 데이터 전송을 검출하여 복조하기 위해 모든 수신기(410)로부터의 샘플을 수신하여 처리하는 데이터 복조기(430) 및 검출기(440)를 포함한다. 유닛(420)에 의한 처리는 이하에서 상세히 설명된다. 유닛(420)은 으로 표시되는 복원된 데이터 심볼을 제공하고, 이는 전송된 데이터 심볼 의 추정치이다. RX 데이터 처리기(450)내에서, 복원된 데이터 심볼은 심볼 디맵핑 유닛(452)에 의해 디맵핑되고, 디인터리버(454)에 의해 디인터리빙되며, 디코더(456)에 의해 디코딩되어 CH1 및 CH2 메세지에 대해 디코딩된 데이터를 제공한다. 만일 복원된 메세지가 CRC 값을 포함하면, CRC 검사기(458)는 정확하게 디코딩되었나 또는 에러가 있게 디코딩되었나를 결정하기 위해 CRC 값으로 메세지를 검사한다.
도 11A는 채널 1에 대한 수신기 처리를 도시하며, 이는 시간-보상되지 않는다. 도 10A를 다시 참조하면, 송신기 유닛이 특정 CH1 슬롯으로 전송되지만, CHQ 전송은 시간-보상되지 않으며 채널 1의 결과적인 행동은 슬롯팅되지 않은 채널의 행동과 유사하다. 이 경우, 도 11A를 다시 참조하면, 수신기 유닛은 CH1 전송을 검출하기 위해 슬라이딩 상관 검출기를 사용할 수 있고, 이들 각각은 임의의 샘플 주기에 시작되어 수신된다.
시간 도메인에서 동작하는 상관 검출기는 CH1 PDU가 한번에 하나의 샘플 주기로 수신되는 전체 시간 스팬을 통해 슬라이딩한다. 검출 윈도우는 하나의 CH1 PDU에 대한 샘플들이 검출기에 의해 처리될 시간 주기를 지시한다. 이러한 검출은 제 1 CH1 슬롯의 시작으로 초기화되고 다음으로 한번에 하나의 샘플 주기로 진행하도록 슬라이딩된다. 가설에 상응하는 각각의 샘플 주기에 대해, 상관 검출기는 그 샘플 주기에 시작을 수신되었던 것으로 가설된 CH1 PDU에 대한 행렬을 결정하기 위해 검출 윈도우내에서 샘플을 처리한다. 만일 행렬이 CH1 임계치를 초과하면, CH1 PDU는 CH1 메세지를 복원하기 위해 추가로 디코딩된다. 이러한 행렬은 신호 에너지 또는 몇몇 다른 파라미터와 관련된다. CH1 임계치는 고정 또는 적응(예, 검출 윈도우내 샘플에 기초하여 동적으로 결정)된다.
도 5는 도 4의 검출의 일 실시예인 상관 검출기(440a)의 블록도를 도시한다. 각각의 T 수신 안테나에 대한 샘플 은 개별 안테나 처리기(510)에 제공된다. 각각의 처리기(510)내에서, 심볼 누산기(520)는 현재 가설에 대한 샘플을 수신하여 누산하고, 누산된 샘플 을 지연 라인/버퍼(530)에 제공한다. 도 2A에 도시된 CH1 PDU에 대해, 심볼 누산기(520)는 P 파일럿 OFDM 심볼의 누산을 수행하고, 여기서 누산은 샘플을 기반으로 수행되며, M개의 샘플을 가진 누산된 파일럿 OFDM 심볼을 제공한다. 지연 라인/버퍼(530)는 M개의 샘플중 N개에 대한 스토리지를 제공하고 주기적 전치부호에 대해 M-N을 효율적으로 버린다. 이들 N개의 샘플은 누산된 파일럿 OFDM 심볼에 해당하는 변형된 심볼에 대한 것이다.
신호 검출기(540)는 누산된 파일럿 OFDM 심볼에 대한 행렬을 결정한다. 이하에서 설명될 일 실시예에서, 행렬은 누산된 파일럿 OFDM 심볼에대한 N개의 샘플의 신호 에너지와 관련된다. 하지만, 다른 행렬 또한 사용되며, 이는 본 발명의 범위내이다. 적응 임계치 계산 유닛(550)은 CH1 전송이 수신되었는지 아닌지를 결정하는데 사용하기 위해 적응 임계치 값 을 결정한다. 합산기(560)는 모든 T개의 안테나에 대한 임계치 값을 합산하여 조합된 임계치 값 을 제공하며, 이는 곱산기(562)에 의해 스케일링 인자 로 스케일링되어 최종 임계치 값 을 얻는다. 합산기(564)는 모든 T개의 안테나에 대한 행렬 값을 합산하여 최종 행렬 값 을 제공하며, 이는 비교기(570)에 의해 최종 임계치 값 과 비교된다. 검출기 출력은 일 때 CH1 PDU가 수신되었는지 및 어떠한 CH1 PDU도 수신되지 않았는지를 지시한다.
도 6은 상관 검출기(440b)의 블록도를 도시하며, 이는 도 5의 검출기(440a)의 일 실시예이다. 각각의 수신 안테나에 대한 샘플 은 심볼 누산기(520)에 제공되며, 이는 P-1 지연 유닛(522) 및 P-1 합산기(524)로 구현된다. 각각의 지연 유닛(522)은 지연의 하나의 OFDM 심볼(즉, M개의 샘플)을 제공한다. P-1 합산기(524)는 샘플별 기반으로 P 파일럿 OFDM 심볼의 누산을 수행하며, 최종 합산기는 누산된 파일럿 OFDM 심볼에 대해 샘플 을 제공한다. 샘플 은 다음과 같이 표현된다:
식(1)
샘플 은 지연 라인/버퍼(530)에 제공되며, 이는 N-1개의 지연 유닛(532)으로 구현되며, 이들 각각은 지연의 하나의 샘플 주기를 제공한다.
신호 검출기(540)는 공지된 파일럿 OFDM 심볼과 누산된 파일럿 OFDM의 상관을 수행하며, 누산된 파일럿 OFDM 심볼에 대해 행렬 값 을 결정한다. 누산된 파일럿 OFDM 심볼에 대한 N개의 샘플 각각은 개별 곱산기(542)에 제공되고, 이는 또한 해당 공액 파일럿 샘플 을 수신하고, 여기서, 이다. 을 얻기 위해, 파일럿 하부대역에 대한 파일럿 심볼 세트 및 미사용된 하부대역에 대한 0 신호 값(예, 표 1에 도시된 바와 같음)은 N개의 파일럿 샘플을 얻기 위해 N-포인트 IFFT를 사용하여 시간 도메인 내지 으로 변형되고, 이는 공액값으로 N개의 곱산기(542)에 제공된다. 각각의 곱산기(542)는 자신의 샘플 을 자신의 공액 파일럿 샘플 과 곱산하여, 그 결과를 합산기(544)에 제공한다. 합산기(544)는 모든 N개의 곱산기(542)로부터의 결과를 합산하여, 합산된 결과를 유닛(546)에 제공한다. 유닛(546)은 합산된 결과의 제곱된 크기를 결정하고, 이는 행렬 값 으로 제공된다. 각각의 안테나에 대한 행렬 값은 다음과 같이 표현된다:
식(2)
합산기(564)는 모든 T개의 안테나에 대한 행렬 값을 수신하여 합산하고, 최종 행렬 값 을 제공하며, 이는 다음과 같이 표현된다:
식(3)
임계치 비교 유닛(550)은 현재 가설에 대한 CH1 PDU의 검출에 사용하기 위해 적응 임계치를 결정한다. 누산된 파일럿 OFDM 심볼에 대한 각각의 N개의 샘플은 개별 유닛(552)에 제공되고, 이러한 유닛은 샘플이 크기의 제곱을 결정한다. 합산기(554)는 모든 N개의 유닛들(522)의 크기 제곱을 합산하여 임계치 값 을 제공한다. 합산기(560)는 모든 T개의 안테나로부터 임계치 값을 수신하여 합산하여, 조합된 임계치 값 을 제공하고, 이는 다음과 같다:
식(4)
곱산기(562)는 스케일링 인수 로 조합된 임계치 값을 스케일링하여 최종 임계치 값을 제공하고, 이는 로서 주어진다.
비교기(750)는 최종 임계치 값 에 최종 해열 값 을 비교하여, 검출기 출력 을 제공하며, 이는 다음과 같다:
식(5)
만일 CH1 PDU가 검출되면, OFDM 심볼 타이밍은 CH1 PDU 검출의 타임 인스턴트로 설정된다(즉, CH1 PDU가 검출될 때 특정값 n으로 설정된다).
스케일링 인수 는 (1) 전송된 CH1 PDU를 검출할 수 없는 확률인 특정 누락 검출 확률 및 (2) 실제로 어떠한 것도 전송되지 않았을 때 CH1 PDU가 수신하였음을 허위로 지시할 확률인 특정 허위 통지 비율을 제공하기 위해 선택된 양의 상수이다. 누락 검출 확률은 메세지 에러율(MER)보다 낮은 것이 바람직하며, 그 결과 MER은 수신된 SNR에 의해 지시되고 다른 파라미터들은 검출기에 의해 지시되지 않는다. MER은 CH1에 대해 예를 들면, 1퍼센트 이하로 설정된다. 검출기 출력은 수신된 CH1 PDU를 전송된 CH1 메세지를 복원하도록 처리할 것인지 아닌지를 결정하는데 사용된다. CH1 메세지가 정확하게 디코딩될지 또는 에러가 있게 디코딩될지에 대한 결정은 메세지내에 포함된 CRC 값에 기초한다.
주어진 수신된 CH1 PDU에 대해, 상관 검출기는 다수의 검출을 선언하는 것이 가능하다. 이는 검출이 하나 이상의 OFDM 심볼내 잡음을 가진 것으로 선언하고 CH1 PDU에 대해 다른 OFDM 심볼내 신호가 검출된다. 예를 들어, P=2일 때, 제 1 검출은 OFDM 심볼 1내 잡음과 OFDM 심볼 2내 신호로 발생하고, 큰 최종 행렬 값을 가진 제 2 검출은 제 2 신호 OFDM 심볼이 하나의 OFDM 심볼 주기 뒤에 도달할 때 발생할 것이다. 따라서, P>1에 대해, 검출기는 추가의 P-1 OFDM 심볼 주기 동안 CH1 PDU에 대해 검출을 계속하도록 동작하여 PDU에 대해 최대 최종 행렬 값을 찾는다. OFDM 심볼 타이밍은 최대 최종 행렬 값으로의 검출에 의해 설정되며, RTD는 이러한 검출과 관련된 시간에 기초하여 계산된다.
검출 처리는 메세지 처리에 대해 독립적으로 수행된다 즉, 검출 처리는 CH1 PDU가 검출되었는지 아닌지와 관계없이 통상의 방식으로 계속될 수 있다. 따라서, 만일 CH1 PDU가 의 최종 행렬 값을 가진 샘플 주기 에서 초기에 검출되고, 이후 다른 CH1 PDU는 의 최종 행렬 값을 가진 샘플 주기 n에서 검출된다면, 샘플 주기 에서 검출된 CH1 PDU에 대한 현재 메세지 처리는 중지되고 샘플 주기 n에서 검출된 CH1 PDU가 대신 처리되며, 여기서 과 j는 검출 윈도우의 크기보다 작다.
도 11B는 채널 2에 대한 수신기 처리를 도시하고, 이는 시간-보상된다. 도 10B를 다시 참조하면, 송신기 유닛은 특정 CH2 슬롯으로 전송하고 CH2 전송은 선택된 CH2 슬롯 경계에서 수신기 유닛에 도달하도록 시간-보상된다. 이 경우, 도 11B를 다시 참조하면, 수신기 유닛은 각각의 CH2 유닛에서 (각각의 샘플 주기 대신에) CH2 전송에 대해 검출하고, 검출 윈도우는 슬롯별로 이동할 수 있다. 가설에 상응하는 각각의 CH2 슬롯에 대해, 검출-지향 검출기는 그 슬롯에서 수신된 것으로 가설된 CH2 PDU에 대한 행렬을 결정하기 위해 검출 윈도우내에서 수신된 샘플을 처리한다. 만일 행렬이 CH2 임계치를 초과하면, CH2 PDU는 수신된 것으로 가정된다.
도 7은 검출기/데이터 복조기(420c)의 일 실시예의 블록도이며, 이는 도 4내 유닛(420)에 사용된다. 검출기/데이터 복조기(420c)는 가간섭성 복조를 수행하는데 사용된 데이터 복조기(430c) 및 CH2 PDU에 대한 검출에 사용된 결정-지향 검출기(440c)를 포함한다. T개의 안테나 각각에 대한 샘플은 데이터 복조기(430c)를 가진 개별 안테나 복조기(710) 및 검출기(440c)내 개별 결정-지향 검출기(750)에 제공된다.
각각의 안테나 복조기(710)는 한번에 하나의 수신 OFDM 심볼에 대해 하나의 안테나에 대한 가간섭성 복조를 수행한다. 각각의 수신된 OFDM 심볼에 대해, FFT 유닛(712)는 OFDM 심볼에 대해 샘플 을 수신하고, 주기적 전치부호를 제거하여 변형된 심볼을 얻으며, 변형된 심볼상에서 FFT를 수행하여 N개의 수신된 심볼 을 제공하고, 이는 수신된 데이터 심볼 및 수신된 파일럿 심볼 을 포함한다. 채널 추정기(720)는 수신된 파일럿 심볼 에 기초하여 데이터 하부대역의 채널 응답을 추정한다. 복조기(730)는 채널 추정치로 복원된 데이터 심볼 의 가간섭성 복조를 수행하여 복원된 데이터 심볼 을 제공한다.
심볼 추정기(740)는 T개의 안테나에 대해 복조기(710a 내지 710t)로부터 복원된 데이터 심볼을 수신하고 누산하여 복원된 심볼 을 제공한다. 다음으로, RX 데이터 프로세서(450)는 도 4에 대해 상술된 바와 같이 복원된 심볼 을 처리하여 디코딩된 데이터를 제공한다. 일 실시예에서, CH2 메세지는 CRC를 포함하지 않으며, CRC 검사는 RX 데이터 프로세서에 의해 수행되지 않는다. TX 데이터 프로세서는 디코딩된 데이터를 처리하여 재변조된 심볼 을 제공하고, 이는 전송된 데이터 심볼 의 추정치이다. 프로세서(310)에 의한 처리는 인코딩, 인터리빙, 및 심볼 맵핑을 포함하고, 이는 도 3A에서 설명된 바와 같다. RX 데이터 프로세서(450)에 의한 처리는 종종 간단히 "디코딩"이라 불리며, TX 데이터 프로세서(310)에 의한 처리는 종종 "재-인코딩"이라 불린다.
각각의 결정-지향 검출기(750)는 한번에 하나의 수신된 OFDM 심볼에 대한 검출을 수행한다. 각각의 수신된 OFDM 심볼에 대해, FFT 유닛(752)은 OFDM 심볼에 대한 샘플 을 수신하고 해당 변형된 심볼상에서 FFT를 수행하여 N개의 수신된 심볼 를 제공한다. FFT 유닛(712 및 752)은 전형적으로 하나의 FFT 유닛으로 구현되지만, 명료함을 위해 도 7에서는 두 개의 유닛으로서 도시되었다.
신호 검출기(760)는 수신된 파일럿 및 데이터 심볼을 자신들의 예상 심볼로 처리하여 처리되는 OFDM 심볼에 대한 행렬 을 제공한다. 적응 임계치 계산 유닛(770)은 CH2 PDU가 수신되었는지 아닌지를 결정하는데 사용된 적응 임계치 값 을 결정한다. 합산기(780)는 모든 T개의 안테나에 대해 임계치 값을 합산하여 조합된 임계치 값 을 제공하고, 이는 곱산기(782)에 의해 스케일링 인수 로 스케일링되어 최종 임계치 값 을 얻는다. 합산기(784)는 모든 T개의 안테나에 대해 행렬 값을 합산하여 최종 행렬 값 을 제공하며, 이는 비교기(790)에 의해 최종 임계치 값 과 비교된다. 검출기 출력은 일 때 CH2 PDU가 수신되었음을 지시하며, 그렇지 않을 경우 어떠한 CH2 PDU도 수신되지 않았음을 지시한다.
도 8A는 데이터 복조기(430d)의 블록도를 도시하며, 이는 도 7의 데이터 복조기(430c)의 일 실시예이다. 각각의 수신 안테나에 대한 샘플 은 FFT 유닛(712)에 의해 변형되어 각각의 변형된 심볼에 대해 N개의 수신된 심볼 을 제공한다. 표 1에 도시된 실시예에서, N개의 수신된 심볼은 28개의 파일럿 하부대역에 대해 28개의 수신된 파일럿 심볼을 포함하고, 24개의 데이터 하부대역에 대해 24개의 수신된 데이터 심볼을 제공하며, 12개의 미사용 하부대역에 대해 12개의 추가의 심볼을 제공한다. 간략함을 위해, 이하의 설명은 도 2B에 도시된 실시예에 관한 것이고, 여기서 N개의 수신 심볼은 L+1 파일럿 하부대역에 대해 L+1 수신 파일럿 심볼을 포함하며, L 데이터 하부대역에 대해 L 수신 데이터 심볼을 포함하고, 여기서 각각의 데이터 하부대역은 파일럿 하부대역에 의해 두 측에서 최대가 되며, 파일럿 및 데이터 하부대역에 대한 하부대역 지수 k는 이고 여기서이다.
L개의 데이터 하부대역 각각의 가간섭성 복조는 데이터 하부대역을 최대로 하는 두 개의 파일럿 하부대역을 사용하여 데이터 하부대역에 대한 채널 응답의 추정치를 가장 먼저 형성함으로써 수행된다. k번째 데이터 하부대역에 대한 채널 추정치 는 두 개의 최대화 파일럿 하부대역에 대한 채널 추정치를 조합함으로써 얻어지고, 이는 다음과 같이 표현된다:
식(6)
여기서 는 채널 2에 대한 k번째 하부대역으로 전송된 파일럿 심볼이며 Kd는 데이터 하부대역 세트 즉, 를 포함한다.
각각의 데이터 하부대역에 대한 복원된 데이터 심볼 은 다음과 같이 표현된다:
식(7)
각각의 데이터 하부대역에 대한 모든 T개의 안테나에 대한 데이터 심볼은 다음과 같이 얻어진다:
식(8)
도 8A에서, 식(6)에 도시된 채널 추정은 L+1 곱산기(722) 및 L 합산기(724)에 의해 수행된다. 각각의 곱산기(722)는 개별 파일 하부대역에 대해 수신된 심볼을 그 하부대역에 대해 공지된 파일럿 심볼의 공액과 곱하여 파일럿 하부대역에 대한 채널 추정치를 제공한다. 각각의 합산기(724)는 하부대역과 관련된 데이터를 최대로 하는 두 개의 파일럿 하부대역에 대한 채널 추정치들을 합산하여 그 데이터 하부대역에 대한 채널 추정치를 제공한다. L 데이터 하부대역에 대한 채널 추정치는 보간 /또는 몇몇 다른 방법에 기초하여 얻어지고, 이는 본 발명의 범위내이다.
식(7)에 도시된 가간섭성 복조는 L개의 곱산기(732)에 의해 수행된다. 각각의 곱산기(732)는 개별 데이터 하부대역에 대해 수신된 심볼 을 그 하부대역에 대한 채널 추정치의 공액 과 곱해 데이터 하부대역에 대한 복원된 데이터 심볼 을 제공한다. 식(8)에 표현된 바와 같이 모든 T개의 수신 안테나에 대한 샘플 누산은 L개의 합산기(742)에 의해 수행된다. 각각의 합산기(742)는 관련 데이터 하부대역에 대한 T개의 수신 안테나에 대한 T개의 데이터 심볼 을 수신하여 합산하고, 그 하부대역에 대해 복원된 심볼 을 제공한다.
상술된 바와 같이, 하부대역 멀티플렉싱은 Q 데이터 하부대역 그룹 각각이 파일럿 하부대역에 의해 두 측상에서 최대가 되도록 하는 것이고, 여기서 Q는 1보다 크다. 만일 Q>1이라면, 가간섭성 복조가 여러 방식으로 수행된다. 일 실시예에서, 각각의 파일럿 하부대역에 대한 수신된 파일럿 심볼은 두 개의 인접 데이터 하부대역에 대한 가간섭 기준으로서 사용되고, 이들 데이터 하부대역에 대한 수신된 데이터 심볼은 이러한 수신된 파일럿 심볼에 기초하여 가간섭적으로 복조된다. 하드(hard) 결정은 막 검출된 데이터 심볼을 수신하여 변조를 제거하여 다름 두 데이터 하부대역에 대한 개선된 채널 추정치를 얻는다. 복조 프로세스는 최종 데이터 하부대역으로부터 시작(즉, 그 파일럿 하부대역 다음)하여 중간 데이터 하부대역을 향해 진행한다. 파일럿 하부대역은 별도로 데이터 하부대역에 대해 개선된 채널 추정치가 각각의 수신된 데이터 심볼 쌍이 검출되는 것과 같이 얻어진다. 다른 실시예에서, 각각의 파일럿 하부대역 쌍에 대한 수신된 파일럿 심볼은 보간되어 이들 파일럿 하부대역에 의해 최대화된 Q 데이터 하부대역 각각에 대한 채널 추정치를 얻는다.
CRC 값은 수신된 메세지가 정확하게 디코딩되었는가 또는 에러가 있게 디코딩되었는가를 결정하는데 사용될 수 있다. 특정 예에서, CRC 값 및/또는 몇몇 다른 고려 사항과 관련한 오버헤드로 인해 메세지내 CRC 값을 포함하는 것은 바람직하지 않다. 이 경우, 수신된 메세지가 유효한지 아닌지를 결정하기 위한 다른 메커니즘이 필요하다. 도 7에 도시된 실시예예 대해, 데이터 복조기(430) 및 RX 데이터 프로세서(450)는 각각의 가설에 대해 디코딩된 메세지를 제공하도록 동작하며 메세지가 가설에 대해 수신되었는지 아닌지에 대한 지시를 제공한다.
도 8B에서, 주파수 도메인내 미분 검출을 수행하는 결정-지향 검출기(440d)의 블록도를 도시하며 도 7의 검출기(440c)의 일 실시예이다. 각각의 수신 안테나에 대한 샘플 은 FFT 유닛(752)에 의해 변형되어 각각의 변형된 심볼에 대한 N개의 수신된 심볼 을 제공한다.
각각의 변형된 심볼에 대한 행렬 값 을 결정하기 위해, 검출 통계 가 가장 먼저 파일럿과 데이터 하부대역의 인접 쌍을 사용함으로써 형성된 2L 도트곱의 실수부에 대한 합산에 의해 각각의 수신 안테나에 대해 얻어진다. 검출 통계 는 다음과 같다:
식(9a)
여기서,
식(9b)
변형된 심볼에 대한 행렬 값 은 다음과 같다:
식(10a)
선택적으로, 행렬 값 은 다음과 같다:
식(10b)
도 8B에서, 식(9)에 표현된 검출 통계 의 계산은 2L+1 곱산기(762), 2L 곱산기(764) 및 합산기(766)에 의해 수행된다. 각각의 곱산기(762)는 관련 파일럿 또는 데이터 하부대역에 대한 수신된 심볼을 그 하부대역에 대한 공지된 파일럿 심볼 또는 재변조된 심볼의 공액과 곱한다. 각각의 곱산기(764)는 인접 파일럿 및 데이터 하부대역 쌍에 대한 곱산기(762) 쌍으로부터의 출력의 도트곱을 수행한다. 합산기(766)는 L 곱산기(764)로부터의 출력을 합산하여 검출 통계 를 제공한다. 식(10a)에 설명된 일 실시예에 대해, 유닛(768)은 을 수신하여 실수부를 합산기(784)에 제공하고, 이러한 합산기는 모든 T개의 안테나에 대해 의 실수부를 합산한다. 합산기(784)로부터의 출력은 유닛(786)에 의해 제곱되어 행렬 값 을 제공한다. 식(10b)에 설명된 실시예에 대해, 유닛(786)은 유닛(768)과 합산기(784) 사이에 위치된다.
적응 임계치 계산 유닛(770)은 각각의 수신된 변형 심볼에 대해 사용하기 위한 적응 임계치 를 결정한다. 파일럿 및 하부대역에 대한 각각의 2L+1 수신 심볼 은 개별 유닛(722)에 제공되고, 이러한 유닛은 심볼 크기의 제곱을 결정한다. 다음으로 합산기(774)는 모든 2L+1 유닛(722)으로부터 제곱된 크기를 합산하여 임계치 값 를 제공한다. 합산기(780)는 모든 T개의 안테나에 대해 임계치 값을 수신하고 합산하여 조합된 임계치 값 을 제공하며, 이는 다음과 같다:
식(11)
곱산기(782)는 조합된 임계치 값을 스케일링 인수 로 스케일링하여 최종 임계치 값을 제공하고, 이는 로서 주어진다. 일반적으로, 임계치 값 및 행렬 값 은 각각 검출될 PDU의 지속시간동안 누산된다. 따라서, 만일 PDU가 다수의 OFDM 심볼 주기동안 스팬한다면, 임계치 및 행렬 값은 이들 OFDM 심볼 각각에 대해 상술된 바와 같이 가장 먼저 계산되고 누산되어 PDU에 대한 최종 임계치 및 행렬 값을 제공한다.
비교기(790)는 최종 행렬 값 을 최종 임계치 값 과 비교하여 검출기 출력 을 제공하고, 이는 다음과 같다:
식(12)
만일 검출기 출력 이 CH2 PDU가 존재하는 것을 지시할 때, RX 데이터 처리기에 의해 디코딩된 CH2 메세지는 유효한 것을 간주되고 제어기에 의해 적절히 추가 처리된다. 그렇지 않을 경우 CH2 메세지는 버려진다.
도 8C는 시간 도메인에서 가간섭성 검출을 수행하는 결정-지향 검출기(440c)의 블록도이며 도 7의 검출기(440c)의 다른 실시예이다. 각각의 수신 안테나에 대한 샘플 은 N-1 지연 유닛(832)으로 구현되는 지연 라인/버퍼(830)에 제공되며, 이들 각각은 지연의 하나의 샘플 주기를 제공한다.
검출기(440c)는 각각의 수신 OFDM 심볼을 자신의 해당 "재구성된" OFDM 심볼과 상관시켜 수신 OFDM 심볼에 대한 행렬 을 결정한다. 수신 OFDM 심볼에 대한 N개의 샘플 각각은 개별 곱산기(842)에 제공되며, 이는 또한 해당 공액화된 재구성 샘플 을 수신하고, 여기서 이다. 을 얻기 위해, 파일럿 하부대역(예, 표 1에 설명된 바와 같은)에 대한 파일럿 심볼 , 데이터 하부대역에 대한 재변조 심볼 , OFDM 심볼에 대한 미사용 사부대역의 0 값(즉, N개의 전체 하부대역에 대한 N개의 심볼)은 N-포인트 IFFT(830)에 의해 시간 도메인으로 변형되어 N개의 재구성 샘플 d(0) 내지 d(N-1)를 얻고, 이들은 공액화되어 N 곱산기(842)에 제공된다. 도 8C내 다른 엘리먼트에 의해 수행된 동작은 도 6에 대해 상술된 바와 같다. 각각의 안테나에 대한 행렬 값 은 다음과 같다:
식(13)
모든 T개의 안테나에 대한 최종 행렬 값 은 다음과 같다:
식(14)
최종 행렬 값 과 비교하는데 사용하기 위한 임계치 는 도 6에 대해 상술된 바와 같이 결정된다. 특히, 모든 T개의 안테나에 대한 조합된 임계치 값 은 다음과 같다:
식(15)
최종 임계치 값은 로서 주어진다.
결정-지향 검출기에 대해, 스케일링 인수 S2(도 8B에서 검출기(440d)에 대한 S2a 및 도 8C에서 검출기(440e)에 대한 S2b)는 (1) CH2 PDU에 대한 특정 누락 검출 확률 및 (2) CH2 PDU의 존재를 부정확하게 선언하는 특정 허위 통보 비율을 제공하기 위해 선택된 양의 상수이다. 만일 CH2 메세지가 CRC 값을 포함하지 않도록 정의된다면, 검출기는 CH2 메세지가 존재하는지 아닌지를 결정하는 것에만 의존한다. 에러성 CH2 메세지는 이하의 내용에 의해 제어기에 제공된다:
● 허위 통보 - 수신된 신호내 잡음은 검출을 올바르지 않게 트리거링한다: 및
● 부정확 디코딩 - 신호는 검출을 올바르게 트리거링하지만 디코딩된 CH2 메세지는 수정되지 않고 검출되지도 않은 에러를 포함한다.
만일 CH2가 임의 접속 채널로서 사용된다면, CH2 PDU에 대한 허위 통보는 시스템이 존재하지 않은 사용자 단말에 자원을 할당하도록 하고, 이는 자원의 낭비를 초래한다. 이 경우, 자원 낭비를 자주 트리거링하는 잡음을 갖는 것이 바람직하지 않기 때문에 허위 통보 확률을 최소화하기 위한 스케일링 인자 S2를 선택하는 것이 바람직하다.
부정확 디코딩 확률은 검출 확률과 관련되며, 높은 검출 확률은 더 많은 부정확 디코딩 이벤트를 야기한다. 부정확 디코딩 이벤트가 발생할 때, 에러를 가지고 디코딩된 CH2 메세지는 제어기에 제공된다. 제어기는 몇몇 다른 방식으로 CH2 메세지의 유효성을 검사할 수 있다. 예를 들어, 만일 CH2 메세지가 메세지를 전송한 사용자 단말에 대한 고유 식별자를 포함한다면, 제어기는 복원된 CH2 메세지에 대한 고유 식별자가 유효 식별자 리스트내에 포함되는지를 검사할 수 있다. 만일 수신된 CH2 메세지내 고유 식별자가 유효한 것으로 결정되면, 시스템은 그 식별자와 관련된 사용자 단말에 자원을 할당할 수 있다.
스케일링 인수 S2를 선택할 때, 허위 통보 비율과 부정확 디코딩 확률을 특정 레벨 이하로 유지하면서 가능한 많은 유효한 CH2 메세지를 검출하는 것이 바람직하다. 또한 시스템 로딩에 기초하여 스케일링 인수 S2를 변화시키는 것이 가능하다. 예를 들어, 만일 시스템 로드가 낮고 유효 식별자가 거의 존재하지 않는다면, 자원을 에러를 가지고 할당하는 시스템의 유사성은 적다. 이 경우, 낮은 검출 임계치가 사용된다. 시스템 로드가 증가될수록, 검출 임계치는 부정확 디코딩 이벤트를 감소시키기 위해 증가된다.
도 9는 시스템(100)내 액세스 포인트(110x) 및 사용자 단말(120x)의 일 실시예의 블록도를 도시한다. 이러한 실시예에서, 액세스 포인트(110x) 및 사용자 단말(120x)은 각각 다수의 안테나를 구비한다. 일반적으로, 액세스 포인트 및 사용자 단말은 임의 수의 송신/수신 안테나를 구비할 수 있다.
업링크시, 사용자 단말(120x)에서, TX 데이터 처리기(310)는 데이터 자원(308)으로부터 트래픽 데이터를 수신하여 처리하고 제어기(360)로부터 다른 데이터(예, CH1 및 CH2 메세지에 대한)를 수신하고 처리하여, 멀티플렉싱된 데이터 및 파일럿 심볼을 제공하며, 이는 도 3A에 설명된 바와 같다. TX 공간 처리기(320)는 파일럿 및 데이터 심볼에 공간 처리를 수행하여 각각의 안테나네 대한 송신 심볼 스트림을 제공한다. 각각의 변조기(340)는 개별 송신 심볼 스트림을 수신하고 처리하여, 해당 업링크 변조 신호를 제공하며, 이는 관련 안테나(350)로부터 전송된다.
액세스 포인트(110x)에서, T개의 안테나(408a 내지 408t)는 사용자 단말로부터 전송된 업링크 변조 신호를 수신하며, 각각의 안테나는 개별 수신기(410)에 수신된 신호를 제공한다. 각각의 수신기(410)는 수신된 신호를 컨디셔닝하여 컨디셔닝된 신호를 디지털화하여 샘플을 제공한다. 검출기/데이터 복조기(420)는 CH1 및 CH2 메세지에 대한 검출을 위해 처리를 수행하고, 이는 상술된 바와 같다. RX 데이터 처리기(450)는 디코딩된 트래픽 데이터(스토리지에 대한 데이터 싱크(452)에 제공된) 및 복원된 CH1 및 CH2 메세지(추가 처리를 위해 제어기(460)에 제공된)를 제공하기 위해 복원된 심볼을 처리한다.
다운링크에 대한 처리는 업링크에 대한 처리와 같을 수도 다를 수도 있다. 데이터 소스(468)로부터의 데이터 및 제어기(460)로부터의 신호(예, 응답 메세지)가 처리(예, 코딩, 인터리빙, 및 변조)되어 TX 데이터 프로세서(470)에 의해 처리되고 TX 공간 처리기(480)에 의해 공간 처리된다. TX 공간 처리기(480)로부터의 송신 심볼은 변조기(410a 내지 410t)에 의해 처리되어 T개의 다운링크 변조된 신호를 생성하고, 이는 안테나(408a 내지 408t)를 통해 전송된다.
사용자 단말(120x)에서, 다운링크 변조된 신호는 안테나(350)에 의해 수신되고, 수신기(340)에 의해 컨디셔닝되고 디지털화되며, RX 공간 처리기(370)와 RX 공간 처리기(380)에 의해 액세스 포인트에서 수행된 것과 상보적인 방식으로 처리된다. 다운링크에 대해 디코딩된 데이터는 스토리지를 위해 데이터 싱크(382)에 제공되며 및/또는 추가 처리를 위해 제어기(360)에 제공된다.
제어기(360 및 460)는 각각 사용자 단말 및 액세스 포인트에서 여러 처리 유닛의 동작을 제어한다. 메모리 유닛(362 및 462)은 각각 제어기(360 및 460)에 의해 사용된 데이터 및 프로그램 코드를 저장한다.
간략함을 위해, 상관 및 결정-지향 검출기, 복조기, 및 수신기 유닛의 특정 실시예들이 특정 PDU 포맷에 대해 설명되었다. 이들 검출기에 대한 다른 실시예 및 사용이 가능하며, 이는 본 발명의 범위내이다. 예를 들어, 상관 검출기는 전송이 시간-보상되는 채널에 사용되며, 결정-지향 검출기는 전송이 시간-보상되지 않은 채널에 사용된다.
결정-지향 검출기는 주파수 도메인(도 8B에 도시된 바와 같음) 또는 시간 도메인(도 8C에 도시된 바와 같음)내에 구현된다. 더욱이, 결정-지향 검출기는 여러 PDU 포맷에 사용된다. 예를 들어, 결정-지향 검출기는 데이터 및 파일럿이 하부대역 멀티플렉싱되는(CH2 PDU에 대해 상술된 바와 같음) PDU 포맷에 사용되며, 데이터 및 파일럿이 시분할 멀티플렉싱(TDM)되는(CH1 PDU에 대해 상술된 바와 같음) PDU 포맷에 사용된다. 결정-지향 검출기는 파일럿을 사용할 수도 파일럿을 사용하지 않을 수도 있다. 일반적으로, 결정-지향 검출기는 수신된 신호내 데이터 전송을 검출하기 위해 주파수-도메인 수신 데이터 심볼 또는 시간-도메인 재구성 데이터 샘플을 사용한다. 이러한 검출기는 CRC 또는 다른 에러 검출 메커니즘이 메세지 에러를 검출하는데 사용할 수 없을 때 바람직하게 사용된다.
적응 임계치의 사용은 간섭의 여러 소스가 존재해는 비등록 주파수 대역에 대한 것과 같은 많은 동작 시나리오에서 강한 검출 성능을 제공할 수 있다. 임계치는 검출될 전송에 대한 특정 통계에 기초한다. 이러한 통계는 전송 또는 몇몇 파라미터내 원하는 신호와 잡음의 합 및 간섭의 에너지와 관련된다.
여기서 설명된 검출기, 복조기 및 수신기는 여러 형태의 전송 채널에 사용된다. 예를 들어, 이들 유닛은 앞서 언급된 미국특허 출원번호 60/432,40 및 미국특허 출원번호 60/421,309에 상세히 개시된 바와 같은 형태의 임의 접속 채널에 대해 사용된다.
상술된 검출기, 복조기 및 수신기는 여러 무선 다중-접속 통신 시스템에 사용된다. 이러한 시스템중 하나는 언급된 미국특허 출원번호 60/421,309호에 개시된 무선 다중-접속 MIMO 시스템이다. 일반적으로, 이들 시스템은 OFDM을 사용할 수도 사용하지 않을 수도 있으며, OFDM 대신에 몇몇 다른 다중-캐리어 변조 방식을 사용할 수 있고, MIMO를 사용할 수도 사용하지 않을 수도 있다.
여기서 설명된 검출기, 복조기 및 수신기는 여러 수단으로 구현된다. 예를 들면, 이들 유닛은 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 조합으로 구현된다. 하드웨어 구현에서, 검출기 및 수신기는 하나 이상의 응용 집적회로(ASIC), 디지털 신호 처리기(DSP), 디지털 신호 처리 장치(DSPD), 프로그램 가능 논리 장치(PLD), 현장 프로그램 가능 게이트 어레이(FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로-컨트롤러, 마이크로-프로세서, 상술된 기능을 수행하도록 설계된 다른 전자 유닛 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다.
소프트웨어 구현시, 검출기, 복조기 및 수신기에 대한 신호 처리는 설명된 기능을 수행하는 모듈(예, 과정, 기능 등)로 구현된다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛(예, 도 9의 메모리 유닛(362 및 462))에 저장되고 처리기(예, 제어기(360 및 460))에 의해 수행된다. 메모리 유닛은 프로세서내에 또는 프로세서 외부에 구현되고, 이 경우 공지된 여러 수단을 통해 프로세서에 통신가능하게 연결된다.
개시된 실시예의 전술된 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 이용하기에 용이하도록 하기 위하여 제공되었다. 이들 실시예에 대한 여러 가지 변형은 당업자에게 자명하며, 여기서 한정된 포괄적인 원리는 본 발명의 사용 없이도 다른 실시예에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 설명된 실시예에 한정되는 것이 아니며, 여기에 개시된 원리 및 신규한 특징에 나타낸 가장 넓은 범위에 따른다.

Claims (31)

  1. 무선 통신 시스템내 수신기 유닛으로서,
    복원된 심볼을 제공하기 위해 수신된 데이터를 처리하도록 동작하는 복조기;
    디코딩된 데이터를 제공하기 위해 상기 복원된 심볼을 처리하도록 동작하는 제 1 데이터 처리기;
    재변조된 심볼을 제공하기 위해 상기 디코딩된 데이터를 처리하도록 동작하는 제 2 데이터 처리가; 및
    검출기 출력을 제공하기 위해 상기 수신된 데이터 및 상기 재변조된 심볼을 처리하도록 동작하는 검출기를 포함하는 수신기 유닛.
  2. 제1항에 있어서, 상기 수신된 데이터 심볼은 수신된 것으로 가설된 데이터 전송을 위한 것이며, 상기 검출기 출력은 상기 데이터 전송이 수신되었는지 수신되지 않았는지를 지시하는 수신기 유닛.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 데이터 전송에 대해 사용할 임계치를 결정하도록 동작하는 임계치 계산 유닛을 더 포함하며,
    상기 검출기는 상기 수신된 데이터 심볼 및 재변조된 심볼에 기초한 행렬을 제공하도록 동작하며, 상기 검출기 출력은 상기 행렬 및 상기 임계치에 기초하여 결정되는 수신기 유닛.
  4. 제3항에 있어서, 상기 임계치 계산 유닛은 다수의 안테나에 대한 다수의 수신 신호에 기초하여 상기 임계치를 결정하도록 동작하며, 상기 검출기는 상기 다수의 수신 신호에 기초하여 상기 행렬을 결정하도록 동작하는 수신기 유닛.
  5. 제1항에 있어서, 상기 검출기는 상기 검출기 출력을 제공하기 위해 수신된 파일럿 심볼을 처리하도록 동작하는 수신기 유닛.
  6. 제5항에 있어서, 상기 데이터 심볼은 데이터 하부대역으로 전송되며, 상기 파일럿 심볼은 파일럿 하부대역으로 전송되고, 상기 데이터 하부대역은 상기 파일럿 하부대역으로 멀티플렉싱되는 수신기 유닛.
  7. 제6항에 있어서, 상기 데이터 하부대역은 상기 데이터 하부대역 각각이 상기 파일럿 하부대역에 의해 양 측에서 최대가 되는 수신기 유닛.
  8. 제1항에 있어서, 상기 검출기는 시간 도메인내에서 가간섭성 검출을 수행하도록 동작하는 수신기 유닛.
  9. 제8항에 있어서, 상기 수신된 데이터 심볼은 수신된 것으로 가설된 데이터 전송에 대한 입력 샘플에 기초하여 얻어지며, 상기 검출기는 재변조된 심볼에 기초하여 상기 입력 샘플 및 재구성된 샘플 사이의 상관을 수행하도록 동작하는 수신기 유닛.
  10. 제8항에 있어서, 상기 수신된 데이터 심볼은 수신된 것으로 가설된 데이터 전송에 대한 입력 샘플에 기초하여 얻어지며, 상기 검출기는 상기 데이터 전송을 위해 재변조된 심볼과 상기 파일럿 심볼에 기초하여 상기 입력 샘플과 재구성된 샘플 사이의 상관을 수행하도록 동작하는 수신기 유닛.
  11. 제1항에 있어서, 상기 검출기는 주파수 도메인에서 미분 검출을 수행하도록 동작하는 수신기 유닛.
  12. 제5항에 있어서, 상기 검출기는
    복조된 데이터 심볼을 제공하기 위해 상기 수신된 데이터 각각 상기 재변조된 심볼중 해당하는 하나의 심볼과 곱하도록,
    복조된 파일럿 심볼을 제공하기 위해 상기 수신된 파일럿 심볼 각각을 공지된 파일럿 심볼중 해당하는 하나의 심볼과 곱하도록,
    상기 복조된 데이터 심볼과 상기 복조된 파일럿 심볼 사이에 도트곱을 수행하도록, 및
    상기 도트곱의 결과를 누산하도록 동작하는 수신기 유닛.
  13. 제2항에 있어서, 상기 데이터 전송은 상기 무선 통신 시스템내 임의 접속 채널에 대한 수신기 유닛.
  14. 제1항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 다수-캐리어 변조를 사용하는 수신기 유닛.
  15. 제1항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 직교 주파수분할 멀티플렉싱(OFDM)을 사용하는 수신기 유닛.
  16. 무선 통신 시스템내 수신기 유닛으로서,
    수신된 것으로 가설된 데이터 전송에 대해 수신된 데이터 심볼을 처리하도록 동작하며, 전송된 데이터 심볼의 추정치인 재변조된 심볼을 제공하는 처리기; 및
    상기 데이터 전송이 수신된 것으로 간주되는지 또는 간주되지 않는지를 지시하는 검출기 출력을 제공하기 위해 상기 수신된 데이터 심볼과 상기 재변조된 심볼을 처리하도록 동작하는 검출기를 포함하는 수신기 유닛.
  17. 제16항에 있어서, 상기 처리기는 복원된 심볼을 제공하기 위해 상기 수신된 데이터 심볼을 복조하며, 디코딩된 데이터를 제공하기 위해 상기 복원된 심볼을 디코딩하고, 재변조된 심볼을 제공하기 위해 상기 디코딩된 데이터를 재인코딩하도록 동작하는 수신기 유닛.
  18. 제16항에 있어서, 상기 처리기는 상기 검출기 출력을 제공하기 위해 상기 데이터 전송에 대한 수신된 파일럿 심볼 및 해당 공지된 파일럿 심볼을 처리하도록 동작하는 수신기 유닛.
  19. 무선 통신 시스템내 수신기 유닛으로서,
    수신된 것으로 가설된 데이터 전송에 대한 행렬을 결정하도록 동작하는 신호 검출기;
    상기 가설된 데이터 전송에 대한 임계치를 결정하도록 동작하는 임계치 계산 유닛; 및
    상기 행렬 및 임계치를 수신하여 상기 데이터 전송이 수신되었는지 수신되지 않았는지를 지시하는 출력을 제공하도록 동작하는 비교기를 포함하는 수신기 유닛.
  20. 제19항에 있어서, 상기 임계치는 상기 가설된 데이터 전송에 대해 상기 수신된 파일럿 신호에 기초하여 결정되는 수신기 유닛.
  21. 제20항에 있어서, 상기 임계치는 상기 가설된 데이터 전송에 대한 상기 수신된 데이터 심볼에 기초하여 결정되는 수신기 유닛.
  22. 제19항에 있어서, 상기 행렬은 상기 가설된 데이터 전송의 신호 에너지와 관련된 수신기 유닛.
  23. 제19항에 있어서, 상기 신호 검출기는 다수의 안테나에 대한 다수의 수신된 신호에 기초하여 상기 행렬을 결정하도록 동작하며, 상기 임계치 계산 유닛은 상기 다수의 수신된 신호에 기초하여 상기 임계치를 결정하도록 동작하는 수신기 유닛.
  24. 무선 다중-액세스 통신 시스템내 데이터 전송을 검출하는 방법으로서,
    전송된 데이터 심볼의 추정치인 재변조된 심볼을 제공하기 위해 수신된 것으로 가설된 데이터 전송에 대해 수신된 데이터 심볼을 가장 먼저 처리하는 단계; 및
    데이터 전송이 수신된 것으로 간주되는지 또는 간주되지 않는지를 지시하는 검출기 출력을 제공하기 위해 상기 수신된 데이터 심볼 및 재변조된 심볼을 두 번째로 처리하는 단계를 포함하는 방법.
  25. 제24항에 있어서, 상기 가장 먼저 처리하는 단계는:
    복원된 심볼을 제공하기 위해 상기 수신된 데이터 심볼을 복조하는 단계;
    디코딩된 데이터를 제공하기 위해 상기 복원된 심볼을 디코딩하는 단계; 및
    상기 재변조된 심볼을 제공하기 위해 상기 디코딩된 데이터를 재인코딩하는 단계를 포함하는 방법.
  26. 제24항에 있어서,
    상기 가설된 데이터 전송에 사용하기 위한 임계치를 결정하는 단계를 더 포함하며, 상기 검출기 출력은 상기 임계치에 기초하여 결정되는 방법.
  27. 제26항에 있어서, 상기 두 번째 처리단계는:
    상기 수신된 데이터 심볼 및 상기 재변조된 심볼에 기초하여 행렬을 결정하는 단계; 및
    상기 행렬을 상기 임계치와 비교하는 단계 - 상기 검출기 출력은 상기 비교에 기초함 -을 포함하는 방법.
  28. 무선 다중-접속 통신 시스템내 데이터 전송 검출 방법으로서,
    수신된 것으로 가설된 데이터 전송에 대한 행렬을 결정하는 단계;
    상기 가설된 데이터 전송에 대해 수신된 샘플에 기초하여 상기 가설된 데이터 전송에 대한 임계치를 결정하는 단계; 및
    상기 데이터 전송이 수신된 것으로 간주되는지 또는 간주되지 않는지를 지시하는 출력을 제공하기 위해 상기 행렬을 상기 임계치와 비교하는 단계를 포함하는 방법.
  29. 무선 다중-접속 통신 시스템내 장치로서,
    전송된 데이터 심볼의 추정치인 재변조된 심보를 제공하기 위해 수신된 것으로 가설된 데이터 전송에 대해 수신된 데이터 심볼을 처리하는 수단; 및
    상기 데이터 전송이 수신된 것으로 간주되는지 또는 간주되지 않는지를 지시하는 검출기 출력을 제공하기 위해 상기 수신된 데이터 심볼 및 상기 재변조된 심볼을 처리하는 수단을 포함하는 장치.
  30. 제29항에 있어서,
    복원된 심볼을 제공하기 위해 상기 수신된 데이터 심볼을 복조하는 수단;
    디코딩된 데이터를 제공하기 위해 상기 복원된 심볼을 디코딩하는 수단; 및
    상기 재변조된 심볼을 제공하기 위해 상기 디코딩된 데이터를 재인코딩하는 수단을 더 포함하는 장치.
  31. 무선 다중-접속 통신 시스템내 장치로서,
    수신된 것으로 가설된 데이터 전송에 대한 행렬을 결정하는 수단;
    상기 가설된 데이터 전소에 대해 수신된 샘플에 기초하여 상기 가설된 데이터 전송에 대한 임계치를 결정하는 수단; 및
    상기 데이터 전송이 수신된 것으로 간주되는지 또는 간주되지 않는지를 지시하는 출력을 제공하기 위해 상기 행렬을 상기 임계치와 비교하는 수단을 포함하는 장치.
KR1020057006446A 2002-10-25 2003-10-24 무선 통신 시스템의 데이터 검출 및 복조 KR101035765B1 (ko)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US42130902P 2002-10-25 2002-10-25
US60/421,309 2002-10-25
US43262602P 2002-12-10 2002-12-10
US60,432,626 2002-12-10
US10/692,833 US8170513B2 (en) 2002-10-25 2003-10-23 Data detection and demodulation for wireless communication systems
US10/692,833 2003-10-23

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20050071576A true KR20050071576A (ko) 2005-07-07
KR101035765B1 KR101035765B1 (ko) 2011-05-20

Family

ID=32180513

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020057006446A KR101035765B1 (ko) 2002-10-25 2003-10-24 무선 통신 시스템의 데이터 검출 및 복조

Country Status (11)

Country Link
EP (2) EP2262149B1 (ko)
JP (2) JP4981253B2 (ko)
KR (1) KR101035765B1 (ko)
CN (2) CN1708935B (ko)
AU (2) AU2003285112B2 (ko)
BR (1) BR0315664A (ko)
CA (1) CA2500849C (ko)
IL (1) IL202856A0 (ko)
MX (1) MXPA05004311A (ko)
TW (1) TWI341102B (ko)
WO (1) WO2004038989A2 (ko)

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8194770B2 (en) 2002-08-27 2012-06-05 Qualcomm Incorporated Coded MIMO systems with selective channel inversion applied per eigenmode
US8170513B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Data detection and demodulation for wireless communication systems
US8570988B2 (en) 2002-10-25 2013-10-29 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US8320301B2 (en) 2002-10-25 2012-11-27 Qualcomm Incorporated MIMO WLAN system
US7324429B2 (en) 2002-10-25 2008-01-29 Qualcomm, Incorporated Multi-mode terminal in a wireless MIMO system
US7002900B2 (en) 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
US7986742B2 (en) 2002-10-25 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Pilots for MIMO communication system
US20040081131A1 (en) 2002-10-25 2004-04-29 Walton Jay Rod OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes
US8208364B2 (en) 2002-10-25 2012-06-26 Qualcomm Incorporated MIMO system with multiple spatial multiplexing modes
US8169944B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Random access for wireless multiple-access communication systems
US8134976B2 (en) 2002-10-25 2012-03-13 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US8218609B2 (en) 2002-10-25 2012-07-10 Qualcomm Incorporated Closed-loop rate control for a multi-channel communication system
US9473269B2 (en) 2003-12-01 2016-10-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system
EP1542488A1 (en) * 2003-12-12 2005-06-15 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method and apparatus for allocating a pilot signal adapted to the channel characteristics
US7466749B2 (en) 2005-05-12 2008-12-16 Qualcomm Incorporated Rate selection with margin sharing
US8358714B2 (en) 2005-06-16 2013-01-22 Qualcomm Incorporated Coding and modulation for multiple data streams in a communication system
CN100521668C (zh) * 2005-09-14 2009-07-29 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 低复杂度的多载波均衡接收装置及其接收方法
CN101388869B (zh) * 2007-09-14 2012-01-04 扬智科技股份有限公司 减缓正交分频多工接收器窄带干扰的方法
US8010070B2 (en) * 2007-10-09 2011-08-30 Maxlinear, Inc. Low-complexity diversity using coarse FFT and subband-wise combining
JP5391816B2 (ja) * 2009-05-08 2014-01-15 ソニー株式会社 通信装置及び通信方法、コンピューター・プログラム、並びに通信システム
JP5408109B2 (ja) * 2010-11-15 2014-02-05 日本電気株式会社 閾値決定装置、閾値決定方法およびプログラム
EP2642684B1 (en) * 2012-02-03 2018-05-02 Huawei Technologies Co., Ltd. Signal processing method and apparatus in microwave communication system
US9379794B2 (en) * 2012-10-02 2016-06-28 Qualcomm Incorporated Scheduling transmission for multi-user, multiple-input, multiple-output data
TWI734725B (zh) * 2016-01-07 2021-08-01 美商內數位專利控股公司 多使用者(mu)傳輸保護方法及裝置

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5506861A (en) 1993-11-22 1996-04-09 Ericsson Ge Mobile Comminications Inc. System and method for joint demodulation of CDMA signals
GB9521739D0 (en) 1995-10-24 1996-01-03 Nat Transcommunications Ltd Decoding carriers encoded using orthogonal frequency division multiplexing
JPH09307526A (ja) * 1996-05-17 1997-11-28 Mitsubishi Electric Corp デジタル放送受信機
JPH1051402A (ja) * 1996-08-01 1998-02-20 Nec Corp 受信電界検出回路
JPH10303794A (ja) * 1997-02-27 1998-11-13 Mitsubishi Electric Corp 既知系列検出器
FR2764143A1 (fr) * 1997-05-27 1998-12-04 Philips Electronics Nv Procede de determination d'un format d'emission de symboles dans un systeme de transmission et systeme
JPH1141159A (ja) * 1997-07-15 1999-02-12 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 通信装置
EP0895387A1 (de) * 1997-07-28 1999-02-03 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Erkennung des Übertragungsmodus eines DVB-Signales
JP3724940B2 (ja) * 1998-01-08 2005-12-07 株式会社東芝 Ｏｆｄｍダイバーシチ受信装置
EP0938208A1 (en) * 1998-02-22 1999-08-25 Sony International (Europe) GmbH Multicarrier transmission, compatible with the existing GSM system
JP2001186051A (ja) * 1999-12-24 2001-07-06 Toshiba Corp データ信号判定回路及び方法
KR100467543B1 (ko) * 1999-12-28 2005-01-24 엔티티 도꼬모 인코퍼레이티드 채널추정 방법 및 통신장치
KR100325367B1 (ko) * 2000-01-28 2002-03-04 박태진 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서의 비트 오율 측정장치및 방법
US6704374B1 (en) * 2000-02-16 2004-03-09 Thomson Licensing S.A. Local oscillator frequency correction in an orthogonal frequency division multiplexing system
US7927778B2 (en) * 2004-12-29 2011-04-19 Tokyo Ohka Kogyo Co., Ltd. Chemically amplified positive photoresist composition for thick film, thick-film photoresist laminated product, manufacturing method for thick-film resist pattern, and manufacturing method for connection terminal

Also Published As

Publication number Publication date
TW200501656A (en) 2005-01-01
WO2004038989A3 (en) 2004-07-08
CN1708935B (zh) 2011-06-22
EP2262149A3 (en) 2013-05-08
JP2006504342A (ja) 2006-02-02
AU2009202681A1 (en) 2009-08-06
JP5307070B2 (ja) 2013-10-02
IL202856A0 (en) 2011-07-31
EP2262149A2 (en) 2010-12-15
EP2262149B1 (en) 2018-08-29
BR0315664A (pt) 2005-08-30
CN102014100A (zh) 2011-04-13
CA2500849A1 (en) 2004-05-06
CA2500849C (en) 2012-10-02
AU2003285112B2 (en) 2009-04-02
TWI341102B (en) 2011-04-21
MXPA05004311A (es) 2005-08-03
AU2003285112A1 (en) 2004-05-13
JP4981253B2 (ja) 2012-07-18
EP1556984A2 (en) 2005-07-27
CN1708935A (zh) 2005-12-14
CN102014100B (zh) 2013-03-06
WO2004038989A2 (en) 2004-05-06
KR101035765B1 (ko) 2011-05-20
JP2010213309A (ja) 2010-09-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5307070B2 (ja) 無線通信システムのためのデータ検出および復調
US8145179B2 (en) Data detection and demodulation for wireless communication systems
US8477593B2 (en) Method and apparatus for sending signaling for data transmission in a wireless communication system
CA2562058C (en) Apparatus and method for channel estimation in an orthogonal frequency division multiplexing cellular communication system using multiple transmit antennas
JP4638944B2 (ja) 直交周波数分割多重システムにおけるキャリア周波数同期装置及び方法
US8576935B2 (en) Adaptive pilot structure to assist channel estimation in spread spectrum systems
JP4000057B2 (ja) Ｏｆｄｍ通信装置
CA2620168C (en) Configurable pilots in a wireless communication system
US7254158B2 (en) Soft handoff with interference cancellation in a wireless frequency hopping communication system
WO2007064179A1 (en) Method and apparatus for canceling neighbor cell interference signals in an orthogonal frequency division multiple access system
JP2007520978A (ja) 多数の並列データストリームをもつ無線通信システムのためのチャネル推定
KR20080007486A (ko) 유효 신호 대 잡음비에 기초하여 직교 주파수 분할 다중화시스템의 타이밍 제어
KR20110095284A (ko) Ｖ-ｍｉｍｏ 복조를 위한 저감된 복잡도의 채널 추정 및 간섭 제거를 위한 방법 및 시스템
CN101425874A (zh) 用于无线电通信系统的数据检测和解调
WO2008000069A1 (en) Methods and systems for transmit diversity
RU2402167C1 (ru) Обнаружение и демодуляция данных для систем беспроводной связи
WO2008073756A2 (en) Automatic frequency offset compensation in a tdd wireless ofdm communication system

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140430

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160330

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170330

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180329

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190327

Year of fee payment: 9