CN102014100B

CN102014100B - 用于无线电通信系统的数据检测和解调

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Publication number: CN102014100B
Application number: CN2010106163220A
Authority: CN
Inventors: J·R·沃尔顿; M·S·华莱士
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-10-25
Filing date: 2003-10-24
Publication date: 2013-03-06
Anticipated expiration: 2023-10-24
Also published as: TWI341102B; TW200501656A; KR101035765B1; JP2010213309A; CA2500849C; CN1708935A; MXPA05004311A; CN1708935B; AU2003285112B2; JP4981253B2; JP5307070B2; EP1556984A2; WO2004038989A2; EP2262149B1; JP2006504342A; BR0315664A; KR20050071576A; EP2262149A2; AU2009202681A1; EP2262149A3

Abstract

用于在无线通信系统中检测和解调数据传输的技术。一方面，一个判定-指导的(decision-directed)检测器使用已接收数据码元以及已接收导频码元来执行对已接收信号中的数据传输的检测。该判定-指导的检测器设计成能在频域中执行微分检测，或在时域中执行相干检测，并可用于多载波调制(如0FDM)。另一方面，使用自适应门限来执行对已接收数据传输的检测。分别为每个假设已经接收的数据传输确定门限。例如，可根据假设的数据传输的信号加噪声的能量来计算门限。

Description

用于无线电通信系统的数据检测和解调

本申请是PCT国际申请号为PCT/US2003/034568、国际申请日2003年10月24日、中国国家申请号200380102068.0、题为“用于无线电通信系统的数据检测和解调”的申请的分案申请。

根据U.S.C§119第35条要求优先权

本申请要求序号为60/421,309的美国临时申请的权益，该申请是在2002年10月25日申请的，名为“MIMO WLAN系统”，转让给本申请的受让人，其整体内容为所有目的包括在此作为参考。

本申请要求序号为60/432,626的美国临时申请的权益，该申请是在2002年12月10日申请的，名为“用于无线电通信系统的数据检测和解调”，转让给本申请的受让人，其整体内容为所有目的包括在此作为参考。

背景

I.领域

本发明总体上涉及数据通信，更具体地涉及用于在无线电通信系统中检测并且解调数据传输的技术。

II.背景

在无线电通信系统中，即将被传送的数据通常被处理(如，编码并且调制)然后上变频到射频(RF)载波信号上以产生更适于在无线信道上传输的RF调制信号。RF调制信号然后被从发射机发射，并且经由无线信道中的多个传播路径到达接收机。由于多种因素，例如衰减、多径、和外部干扰，传播路径的特性通常随着时间而变化。因此，RF调制信号可能经历不同的信道状况(如，不同的衰减和多径效应)，并且可能与跨越系统操作带宽的不同复合增益相关。

为实现高性能，经常由发射机传送导频(即基准信号)以辅助接收机执行多种功能。通常根据巳知码元产生导频并且以巳知方式进行处理。导频可被接收机用于信道估计、计时和频率获取、相干解调、等等。

往往需要或有必要在已接收的信号中检测数据传输的存在。通常通过为每个假设为已经接收的数据传输处理导频来实现数据传输检测。如果导频的能量大于特定的门限，则进一步处理假设的数据传输(如，解调和解码)。然后，一般依据检错码，例如循环冗余校验(CRC)，来确定对数据传输的解码是正确还是错误。

在一些无线电通信系统中，单独根据导频的检测是不充分的。这可能是下面的情况，例如，当在低的接收信噪比(SNR)上运行时。此外，检错码可能对于用以检验接收数据传输的正确性来说不可靠。

因此，在本技术领域中需要用于在这样的无线电通信系统中检测和解调数据传输的技术。

发明内容

在这里提供了用于在无线通信系统中检测和解调数据传输的技术。在一个方面，提供了一个判定-指导的(decision-directed)检测器，用于检测在已接收信号中的数据传输。该检测器使用已接收数据码元以及已接收导频码元来执行检测，并且因此能提供改进的检测性能。判定-指导的检测器被设计成能在频域或时域中操作。对于利用多载波调制(如OFDM)的系统，检测器可设计成能在频域中执行微分检测，或在时域中执行相干检测，两者都在下面详细说明。

在另一个方面，使用自适应门限来执行接收数据传输的检测。为每个假设为已经接收的数据传输确定一门限。例如，可基于假设的数据传输的已接收信号总能量(即，信号加噪声加干扰)来计算门限。通过利用自适应门限可以在多种操作环境中提供健壮的检测性能，例如在存在各种干扰源的无许可证的频带中。

在下面更详细地说明本发明的各个方面和实施例。例如，在这里也描述了用于各种传输方案的接收机结构。

附图说明

结合附图阅读以下详细说明，本发明的特征、本质、和优势将变得更明显，贯穿附图，相同的附图标记相应地标识而且其中：

图1显示了无线电通信系统；

图2A和2B分别显示了用于信道1和2的示范性协议数据单元(PDU)；

图3A显示了发射机单元的框图；

图3B说明了OFDM码元；

图4显示了接收机单元的框图；

图5显示了相关检测器；

图6显示了相关检测器的一个实施例；

图7显示了包括数据解调器和判定-指导的检测器的检测器/数据解调器；

图8A显示了数据解调器的实施例；

图8B显示了在频域中执行微分检测的判定-指导的检测器；

图8C显示了在时域中执行相干检测的判定-指导的检测器；

图9显示了接入点和用户终端的框图；

图10A和10B分别显示了在信道1和2上示范性传输；而

图11A和11B分别显示了用于信道1和2的接收机处理。

具体实施方式

在这里使用的词语“示范性”的意思是“充当例子、实例、或示例说明”。在这里作为“示范性”描述的任何实施例或设计没有必要被理解为是对于其他实施例或设计而言是优选的或优越的。

图1显示了包括和多个用户终端(UT)120通信的多个接入点(AP)110的无线电通信系统100。(为简洁起见，在图1中仅仅显示一个接入点1)。接入点也可称为基站或其它术语。每个用户终端可以是固定终端或移动终端并也可称为接入终端、移动站、远程站、用户设备(UE)、无线设备、或其它术语。每个用户终端在任何特定时刻都可与在下行链路和/或上行链路上的一个或可能多个接入点进行通信。下行链路(即，前向链路)指从接入点到用户终端的传输，而上行链路(即反向链路)指从用户终端到接入点的传输。

这里说明的用于检测并解调数据传输的技术可能被用于各种无线通信系统。例如，这些技术可被用于满足下列条件的系统，(1)使用一个或多个用于数据传输的天线并使用一个或多个用于数据接收的天线，(2)使用各种调制技术(例如，CDMA，OFDM，等等)，并且(3)为下行链路和上行链路使用一个或多个频带。

为了清晰起见，下面对于示范性无线通信系统特别地说明本技术。在该系统中，接收机配备多个(T)用于数据接收的天线，并且发射机可能具备一个或多个天线。系统进一步使用正交频分多路复用(0FDM)，它可有效地把整个系统带宽分割成多个(N)正交子频带。对于OFDM，首先使用特定的调制方案对在每个子频带上传送的数据或导频进行调制(即映射码元)。为未用于数据/导频传输的子频带提供零信号值。对于每个OFDM码元周期，用于全部N个子频带的调制码元和零信号值使用逆快速傅里叶变换(IFFT)转换到时域，以获得包括N个时域采样的转换了的码元。为了抑制码元间干扰(ISI)，经常重复每个转换的码元的一部分以形成相应的0FDM码元，该OFDM码元然后通过无线信道被传送。OFDM码元周期(或简单地，码元周期)对应于一个OFDM码元的周期，其是系统传输的最小单元。在一个具体的设计中，系统带宽是20MHz，N＝64，子频带被分配-32到+31的指数，每个转换的码元的持续时间是3.2μsec，循环前缀是800nsec，并且每个OFDM码元的持续时间是4.0μsec。

为了清晰起见，下面说明两个具体的传输方案和两个接收机结构。第一传输方案用于传输信道1(或简单地，信道1或CH1)并且具有下列特征：(1)在信道1上的传输在发射机处没有时间-补偿，并且在未知时间到达接收机，并且(2)每个在信道1上的传输包括多个用于数据和导频的OFDM码元。第二传输方案用于传输信道2(或简单地，信道2或CH2)并且具有下列特征：(1)在信道2上的传输在发射机处具有时间-补偿并且与时隙边界时间对齐地到达接收机处，并且(2)每个在信道2上的传输包括用于数据和导频的单个OFDM码元。在上述的美国专利申请60/432，440中描述了具有与信道1和2类似特征的低速和快速随机接入信道。

图2A显示可用于信道1(CH1 PDU)的示范协议数据单元(PDU)210。CH1 PDU 210包括与CH1消息部分230时分复用(TDM)的基准部分220。基准部分220包括P个导频OFDM码元222，P可以是任何等于或大于一的整数。用导频OFDM码元促进CH1传输的获得和检测并协助CH1消息部分的相干解调。CH1消息部分230包括D个数据OFDM码元232，其中D可以是一或任何大于一的整数。可如下所述地产生导频和数据OFDM码元。

图2B显示了可被用于信道2的示范性PDU 250(CH2 PDU)。CH2 PDU250包括与CH2消息部分270子频带多路复用的基准部分260。基准部分260包括在一组子频带(如在图2B显示的阴影子频带)上传送的一组导频码元。CH2消息部分270包括一组在另一组子频带上传送的数据码元。通过编码，交织，以及码元映射CH2消息280来产生数据码元。如下所述，处理频域多路的复用导频和数据码元以产生时域CH2 PDU250。

在图2B中显示的实施例中，交织导频子频带和数据子频带以使得导频子频带与每个数据子频带的两端相接。在导频子频带上传送的导频码元可用来为数据子频带和相干解调来估计信道响应。也可实现其他的子频带多路复用方案，并且这些在本发明的范围之内。例如，导频子频带可以在每组Q数据子频带的两侧，其中Q可以是任何正整数。

图3A显示了如上所述为信道1和2执行发送数据处理的发射机单元300的实施例的框图。可在接入点或用户终端内实现的发射机单元300包括传送(TX)数据处理机310，可任选的TX空间处理器330，和用于每个传送天线的一个OFDM调制器340。

在TX数据处理器310内，CRC发生器312为CH1或CH2消息接收数据并(选择性地)为消息产生CRC值。编码器314然后根据特定的编码方案对消息数据和CRC值(如果包括在内)编码，以提供编码位。交织器316接下来根据特定的交织方案交织(即，重新安排)编码位，以提供频率和可能的时间分集。码元映射单元318然后根据特定的调制方案映射交织的数据以提供调制码元，该调制码元也称为数据码元并且表示为s(k)。

多路复用器(MUX)320以为正在处理中的CH1或CH2消息定义的方式接收并多路复用数据码元与导频码元。对于图2A中显示的实施例，CH1 PDU包括由D个数据OFDM码元跟随的P个导频OFDM码元。对于CH1消息，多路复用器320为P个导频OFDM码元的每个提供一组导频码元{p1(k)}，然后提供用于D个数据OFDM码元的每个数据码元。对于显示在图2B中的实施例，CH2 PDU包括与L个数据码元交织的L+1个导频码元。对于CH2消息，多路复用器320提供一组与一组L个数据码元多路复用的L+1导频码元{P2(k)}。在任何情况下，多路复用器320提供一个多路复用的数据和导频码元流。

表1显示了用于CH1和CH2基准部分的两组导频码元{p1(k)}和{P2(k)}的具体的实施例。在此实施例中，总共64个子频带中仅仅52个用于数据和导频传输，并且没有使用其它的12子频带(在表1中具有零的表项)。在实施例中，导频码元是QPSK调制码元。选择用于CH1基准部分的52个导频码元以使得根据此导频码元产生的波形具有最小的波峰到平均偏差。此特征允许在较高的功率电平上传送导频OFDM码元，这可以改进性能。

表1-用于CH1和CH2的导频码元

如果多个天线可用，则可任选的TX空间处理器330可用来在多路复用的数据和导频码元上执行空间处理。例如，TX空间处理器330可执行下列的空间处理，该处理用于(1)波束-导向或波束形成以在MIMO信道的单个空间信道上发送码元，(2)发送分集以在多个天线和子频带上传送码元以实现分集，或(3)空间多路复用以在多个空间信道上发送码元。在上述的美国临时申请60/421,309中详细说明了用于所有这些传输方式的空间处理。

TX空间处理器330为每个天线提供一个发送码元流。如果没有执行空间处理，发送码元仅仅是多路复用数据和导频码元。为各个OFDM调制器340提供每个发送码元流。在每个OFDM调制器340内，快速傅里叶逆变换(IFFT)单元342把N传送码元的每个序列变换成由N个时域采样组成的经时域变换的码元，其中N是子频带的总数。对于每个变换的码元，循环前缀发生器344重复变换码元的一部分以形成由M个采样组成的相应的OFDM码元。循环前缀发生器344向发射机(TMTR)346提供OFDM码元流，该发射机把OFDM码元流转换成一个或多个模拟信号并且进一步放大，过滤，并且上变频模拟信号以产生RF调制信号，然后从相关的天线350发送该RF调制信号。

图3B说明OFDM码元，它由两个部分组成：循环前缀和经变换的码元。在实施例中，N＝64，循环前缀包括16个采样，并且每个OFDM码元包括M＝80个采样。循环前缀是变换的码元的最后16个采样的复制(即，周期延续)，并被插入变换的码元的前面。在多路延迟扩展的情况下循环前缀保证OFDM码元保持它的正交性。

图10A显示在信道1上示范的传输。用于信道1的时间线被分成CH1时隙，每个CH1时隙具有特定的持续时间(例如，P+D个OFDM码元周期)。在实施例中，可以在每个CH1时隙上传送一个CH1 PDU。

用户终端A和B已经把它们的定时和频率锁定到系统的时间和频率。通过接收携带或嵌入定时信息的传输(例如，信标导频)。用户终端然后根据接收的定时信息设置它们的时间。然而，每个用户终端的定时可能相对于系统时间偏离(或延迟)，其中偏离的数值一般地对应于包含定时信息的传输的传播延迟。如果用户终端和系统都从共同时间源(例如，GPS)导出它们的定时，则可能在这些实体之间没有定时偏移。

在图10A中，用户终端A和B(例如，随机地)选择两个不同的CH1时隙(例如，分别为时隙3和1)以发送它们的CH1 PDU。因为用户终端A和B与不同的定时偏移和不同的传播延迟相关联，它们的CH1 PDU以相对于接入点的CH1时隙边界用不同的延迟到达接入点(称为往返行程时延或RTD)。

图10B显示了在信道2上示范的传输。用于信道2的时间线被分成CH2时隙，每个CH2时隙具有特定的持续时间(例如，一个OFDM码元周期)。在每个CH2时隙上传送一个CH2 PDU。

对于图10B，用户终端A和B已经把它们的定时锁定到系统定时并且更进一步已经知道由接入点确定的它们的RTD(例如，在系统接入期间)，并且向用户终端返回了报告。此后用户终端可调整它们的发送定时以考虑到它们的RTD，使得它们的CH2PDU在时间对齐于所选的CH2时隙边界的时间到达接入点。在图10B中，用户终端A和B(例如，随机地)分别选择CH2时隙3和1以发送它们的CH2PDU。因为用户终端A和B时间补偿了它们的传输，如图10B所示，CH2PDU大约在对齐于所选CH2时隙的边界的时间到达接入点。

图4显示了如上所述为信道1和2执行接收数据处理的接收机单元400的实施例的框图。接收机单元400，可在接入点或用户终端内实现它，它包括用于T个接收天线408每一个的一个接收机(RCVR)410，检测器/数据解调器420，和接收(RX)数据处理器450。

每个天线408接收由发射机单元发送的RF调制信号，并且向各自的接收机410提供接收信号。每个接收机410使它的接收信号达到要求的条件(例如，放大，过滤，和频率下变频)，并且数字化满足条件的信号以提供采样，采样表示为x_i(n)。

检测器/数据解调器420包括数据解调器430和检测器440，该检测器接收并且处理来自所有接收机410的采样，以检测和解调在信道1和2上的数据传输。下面更进一步说明单元420的处理。单元420提供恢复的数据码元，表示为

其是对发送数据码元s(k)的估计。在RX数据处理器450内，恢复的数据码元通过码元解映射单元452被解映射，通过去交织器454被解交织，并且通过解码器456解码，以提供用于CH1和CH2消息的解码的数据。如果恢复的消息包括CRC值，则CRC检验器458以CRC值校验消息，以确定它是否正确地或错误地被解码。

图11A显示用于没有时间补偿的信道1的接收机处理。参照回图10A，虽然发射机单元试图在特定的CH1时隙上发送，CH1传输没有时间补偿，并且信道1的合成性能与未划分时隙的信道相似。在这种情况下，参考回图11A，接收机单元可以使用滑动相关检测器，以检测CH1传输，每个CH1传输可在任何采样周期开始时被接收。

可在时域中操作的相关检测器，滑过全部的在其中可以接收CH1 PDU的时间间隔，每次一个采样周期。检测窗口指示一个CH1 PDU的采样将由检测器处理的时间周期。此检测窗口可初始化到第一个CH1时隙的开始，并且随后将每次前滑动一个采样周期。对于每个相对于一假设的采样周期，相关检测器处理在检测窗口内的采样，以确定从采样周期开始已经接收的假设的CH1 PDU的度量。如果该度量超过CH1门限，则进一步解码CH1 PDU以恢复CH1消息。该度量可涉及信号能量或其它的参数。CH1门限可能是固定的或自适应的(例如，根据在检测窗口内的采样动态地确定的)。

图5显示相关检测器440a的框图，相关检测器440a是在图4中的检测器440的一个实施例。为各自的天线处理器510分别提供T个接收天线的每一个的采样x_i(n)。在每个处理器510内，码元累加器520接收并且累加用于当前假设的采样并且为延迟线/缓冲器530提供累加的采样

对于显示在图2A中的CH1 PDU，码元累加器520执行P个导频OFDM码元的累加，其中在每个采样基础上执行累加，以提供具有M个采样的累加的导频OFDM码元。延迟线/缓冲器530提供用于M个采样中N个的存储器，并且有效地丢弃用于循环前缀的M-N个采样。这些N采样用于对应于累加的导频OFDM码元的被变换的码元。

信号检测器540然后确定用于累加的导频OFDM码元的度量。在实施例中并且如下所述，度量与用于累加的导频OFDM码元的N个采样的信号能量有关。然而，也可使用的其他的度量，并且这些在本发明的范围之内。自适应门限计算单元550确定一自适应门限Y_i(n)，以用于确定是否接收了CH1传输。加法器560对所有T个天线的门限值求和以提供组合的门限，其可以进一步有乘法器562用比例因子缩放，以获得最终门限Y(n)。加法器564对所有T个天线的度量值求和以提供最终度量值E(n)，然后该最终度量值由比较器570与最后的门限Y(n)比较。如果E(n)＞Y(n)，检测器输出将指示接收了CH1 PDU，否则则没有接收到CH1 PDU。

图6显示相关检测器440b的框图，相关检测器440b是在图5中的检测器440a的一个实施例。每个接收天线的采样x_i(n)被提供给码元累加器520，其是用P-1延迟单元522和P-1加法器524实现的。每个延迟单元522提供一个延迟的OFDM码元(即M个采样)。P-1加法器524在每个采样的基础上执行P个导频OFDM码元的累加，并且最后的加法器提供用于累加的导频OFDM码元的采样

采样

可以表示为：

{\tilde{x}}_{i} (n) = Σ_{j = 0}^{P - 1} (n - jM)

对于i∈{1…T} 等式(1)

采样

被提供给延迟线/缓冲器530，它是用N-1延迟单元532实现，每个延迟单元提供一个采样周期的延迟。

信号检测器540执行累加的导频OFDM码元和已知导频OFDM码元的相关，并确定用于累加的导频OFDM码元的度量值E_i(n)。每个用于累加的导频OFDM码元的N个采样被提供给各个乘法器542，该乘法器也接收相应的共扼导频采样其中j∈{0..N-1}。为了获得

使用一个N点IFFT将用于导频子频带的导频码元集合{p₁(k)}和用于未使用子频带的零信号值(例如如在表1中所示的)变换到时域，获得N点采样

到

随后将它们共轭并提供给N个乘法器542。每个乘法器542将它的采样

和它的共轭导频采样相乘，并将结果提供给加法器544。加法器544将来自所有N个乘法器542的结果相加，并将相加的结果提供给一个单元546。单元546确定相加结果的平方数量级，它作为度量值E_i(n)。用于每个天线的度量值可以表示为：

E_{i} = {| Σ_{j = 0}^{N = 1} {\tilde{p}}^{*}_{1} (j) \cdot {\tilde{x}}_{i} (n - j) |}^{2}

对于i∈{1…T} 等式(2)

加法器564接收并且对所有T个天线的度量值求和，以提供最终度量值E(n)，它可表示为：

E (n) = Σ_{i = 1}^{T} E_{i} (n)

等式(3)

门限计算单元550确定自适应门限用以检测用于当前假设的CH1PDU。每一个用于累加的导频OFDM码元的N采样被提供给各个单元552，单元552确定采样的平方幅度。加法器554然后对来自所有N个单元552的平方幅度求和以提供门限值Y_i(n)。加法器560接收并且对所有T个天线的门限值求和，以提供组合的门限值Y_tot(n)，它可表示为：

Y_{tot} (n) = Σ_{i = 1}^{T} Σ_{j = 0}^{N - 1} {| {\tilde{x}}_{i} (n - j) |}^{2}

等式(4)

乘法器562然后以比例因子缩放组合的门限值以提供最终门限值，它可由Y(n)＝S₁·Y_tot(n)给出。

比较器570把最终度量值E(n)与最终门限值Y(n)比较，并且提供检测器输出D(n)，它可表示为：

D (n) = \{\begin{matrix} '' CH 1 PDU present'' & if E (n) > Y (n) \\ '' CH 1 PDU not present'' & otherwise \end{matrix}

等式(5)

如果检测到CH1 PDU，然后在CH1 PDU检测的时间瞬间设置OFDM码元定时(即，当检测到CH1 PDU时，在n的特定值)。

比例因子S1是正的常数，选择该正的常数以提供(1)特定的漏检概率，即没有检测到已经传送的CH1 PDU的概率，和特定的虚警率，即当事实上没有传送时而虚假地指示接收到CH1 PDU的概率。我们希望漏检概率小于消息差错率(MER)，以便MER是由接收的SNR及其他参数来确定，而不是由检测器确定。可特别为信道1确定MER，例如是百分之1或更少。检测器输出可能用来确定是否处理接收的CH1 PDU以恢复传送的CH1消息。根据包括在消息内的CRC值判定是否正确地或错误地解码CH1消息。

对于给定的已接收CH1 PDU，相关检测器有可能宣布多个检测。这是因为可能当在一或多个OFDM码元中存在噪声，并且在用于正在被检测CH1 PDU的另一个OFDM中存在信号时宣布检测。例如，当P＝2时，OFDM码元1存在噪声和在OFDM码元2中存在信号时可发生第一检测，并且当第二信号OFDM码元稍后一个OFDM码元周期到达时，将发生具有较大的最终度量值的第二检测。因此，对于P＞1，检测器可以操作以为附加的P-1OFDM码元周期继续检测CH1 PDU以发现PDU的最大的最终度量值。然后由具有最大的最终度量值的检测设置OFDM码元定时，并且也根据与此检测有关的时间计算RTD。

可独立于消息处理来执行检测过程，即不管是否检测到CH1 PDU，可以正常方式继续检测处理。因此，如果在采样周期以最终度量值E(n-j)最初检测到CH1 PDU并且稍后在采样周期n以最终度量值检测到另一个CH1 PDU，其中E(n)＞E(n-j)，并且j小于检测窗口的大小，则可能停止用于在采样周期n-j检测到的CH1 PDU的当前消息处理，并且以在采样周期n检测的CH1 PDU处理代替。

图11B显示了用于时间补偿的信道2的接收机处理。参照回图10B，发射机单元在特定的CH2时隙上传送，并且CH2传输是时间补偿的，以在选择的CH2时隙边界到达接收机单元。在这种情况下，参照回图11B，接收机单元可以检测在每个CH2时隙(而不是每个采样周期)中的CH2传输，并且检测窗口可以从时隙到时隙移动。对于每个相应于假设的CH2时隙，判定-指导的检测器处理在检测窗口内接收的采样，以确定在那个时隙已经被接收的假设的CH1 PDU的度量。如果该度量超过CH2门限，那么CH2 PDU被认为已经接收。

图7显示了检测器/数据解调器420c的实施例的框图，它也可用于在图4中的单元420。检测器/数据解调器420c包括用于执行相干解调的数据解调器430c和用于检测CH2PDU的判定-指导的检测器440c。向在数据解调器430c内相应的天线解调器710以及在检测器440c内相应的判定-指导的检测器750提供每T个接收天线的采样。

每个天线解调器710每次为一个天线执行用于一个接收的OFDM码元的相干解调。对于每个接收的OFDM码元，FFT单元712接收用于OFDM码元的采样x_i(n)，移去循环前缀以获得变换的码元，并且在变换的码元上执行快速傅里叶变换(FFT)以提供N个接收的码元r_i(k)，它们包括接收的数据码元r_i，d(k)和接收的导频码元r_i，p(k)。信道估算器720则根据接收的导频码元r_i，p(k)来估计数据子频带的信道响应。解调器730执行接收数据码元r_i，d(k)与信道估计的相干解调，以提供恢复的数据码元

码元累加器740从解调器710a到710t为T个接收天线接收并且累加恢复的数据码元，并且提供恢复的码元

如上根据图4所述，RX数据处理器450则处理恢复的码元

以提供解码的数据。在实施例中，CH2消息不包括CRC，并且CRC检验不是由RX数据处理器执行的。TX数据处理器310则处理解码的数据以提供再次调制的码元c(k)，它是发送的数据码元s(k)的估计。如上为图3A所述，处理器310的处理包括编码，交织，以及码元映射。RX数据处理器450的处理经常简单地称为“解码”，并且TX数据处理器310的处理经常称为“再编码”。

每个判定-指导的检测器750每次为一个接收的OFDM码元执行检测。对于每个接收的OFDM码元，FFT单元752接收OFDM码元的采样x_i(n)，并且在相应的变换的码元上执行FFT以提供N个接收的码元r_i(k)。一般地以一个FFT单元实现FFT单元712和752，但是为清晰起见，在图7显示为两个单元。

信号检测器760则以它们的期待的码元来处理接收的导频和数据码元，以提供用于正在被处理的OFDM码元的度量E_i’(n)。自适应门限计算单元770确定用于判定是否CH2 PDU被接收的自适应门限Y_i’(n)。加法器780对所有T个天线的门限求和，以提供组合的门限值Y_tot’(n)，乘法器782以比例因子2进一步缩放该组合的门限值，以获得最终门限值Y’(n)。加法器784对所有T个天线的度量值求和以提供最终度量值E’(n)，然后该最终度量值由比较器790与最后的门限Y值’(n)比较。如果E’(n)＞Y’(n)，检测器输出将指示接收了CH2 PDU，否则没有接收到CH2 PDU。

图8A显示了数据解调器430d的框图，数据解调器430d是在图7中的数据解调器430c的一个实施例。通过FFT单元712转换每个接收天线的采样x_i(n)，以为每个转换的码元提供N个接收的码元r_i(k)。对于显示在表1中的实施例，N个接收的码元包括28个导频子频带的28个接收的导频码元，用于24个数据子频带的24个接收的数据码元，和用于12个未使用的子频带的12个附加码元。为简单起见，下列说明是关于显示在图2B中的实施例，其中N个接收的码元包括用于L+1个导频子频带的L+1个接收的导频码元和用于L个数据子频带的L个接收数据，其中导频子频带与每个数据子频带两侧相接，并且用于导频和数据子频带的子频带索引k定义为k∈K其中K＝{1...49}。

通过首先使用两个与数据子频带侧面相接的导频子频带为数据子频带信道响应作出估计来执行L个数据子频带每个的相干解调。可通过组合用于两侧的导频子频带信道估计而获得用于第k个数据子频带的信道估计

这可表示为：

{\hat{h}}_{i} (k) = {\hat{h}}_{i} (k - 1) + {\hat{h}}_{i} (k + 1)

= {p_{2}}^{*} (k - 1) r_{i} (k - 1) + {p_{2}}^{*} (k + 1) r_{i} (k + 1), k &Element; K_{d},

并且i∈{1...T}，等式(6)

其中p₂(k)是在用于信道2的第k个子频带上传送的导频码元，而K_d表示数据子频带集合，即K_d∈{2，4，...2L}。

每个数据子频带的恢复的数据码元

可以表示为：

对k∈K_d且i∈{1...T}等式(7)

可为每个数据子频带获得所有的T个接收天线的恢复的数据码元：

k∈K_d，等式(8)

在图8A中，L+1个乘法器722和L个加法器724执行显示在等式(6)中的信道估计。每个乘法器722把相应的导频子频带的接收的码元乘以用于子频带的巳知的导频的码元的共轭，以提供导频子频带的信道估计。每个加法器724则对在相关数据子频带侧面的两个导频子频带求和，以提供对该数据子频带的信道估计。同时根据内插法或一些其它的方式可获得L个数据子频带的信道估计，并且这是在本发明范围之内的。

L个乘法器732执行显示在等式(7)中的相干解调。每个乘法器732把相应的数据子频带的已接收码元r_i(k)乘以用于子频带的信道估计的共轭

以提供数据子频带的恢复的数据码元

如等式(8)所示，L加法器742执行所有T个接收天线的每一个的采样累加。每个加法器742接收并且对用于相关联的数据子频带的T个接收天线的T个恢复的数据码元

求和，以提供那个子频带的恢复的码元s(k)。

如上所述，子频带多路复用可以使得每个组Q个数据子频带与导频子频带的两侧相接，其中Q可能大于一。如果Q＞1，则可以若干方式执行相干解调。在一个实施例中，每个导频子频带接收的导频码元被用作用于两个相邻数据子频带的相干基准，并且可根据该接收的导频码元相干地解调这些数据子频带的接收数据码元。然后可获得硬判定并且使用硬判定以从刚检测的数据码元移去调制，以获得后续两个数据子频带的改进的信道估计。可以从末尾数据子频带(即，紧接着导频子频带的)开始解调处理，并且继续处理达到中间数据子频带。当检测接收到数据的每对码元时，可获得用于远离导频子频带的数据子频带的改进的信道估计。在另一个实施例中，内插每对导频子频带的接收的导频码元，以获得导频子频带侧面相接的Q个数据子频带每一个的信道估计。

CRC值经常用于确定接收的消息是否正确地或错误地被解码。在某些情况下，我们希望在消息中包括CRC值，因为与CRC值有关的总开销和/或其它的考虑。在这种情况下，需要另一个机制以确定接收的消息是否有效。对于图7中显示的实施例中，可操作数据解调器430c和RX数据处理器450为每个假设提供解码的消息，并且可以操作检测器440c，以提供对于假设是否有消息被接收的指示。

图8B显示在频域中执行微分检测并且是在图7中的检测器440c的一个实施例的判定-指导的检测器440d的框图。通过FFT单元752变换每个接收天线的采样x_i(n)来为每个变换的码元提供N个接收的码元r_i(k)。

为确定每个变换的码元的度量值E’(n)，首先通过对由使用相邻一对导频和数据子频带而形成的2L个点积的实数部分求和为每个接收天线获得一检测统计量g_i(n)。检测统计量g_i(n)可表示为：

g_{i} (n) = Σ_{ki = 1}^{2 L} z (k) \cdot z^{*} (k + 1)

对于i ∈{1…T} 等式(9a)

其中

z_{i} (k) = \{\begin{matrix} r_{i} (k) \cdot p_{2}^{*} (k) & for k &Element; {1,3 . . . 2 L + 1} \\ r_{i} (k) \cdot c^{*} (k) & for k &Element; {2,4 . . . 2 L} \end{matrix} - - - b)

变换码元的度量值E’(n)可以表示为：

E^{'} (n) = {| Σ_{i - 1}^{T} Re {g_{i} (n)} |}^{2}

对于i∈{1…T} 等式(10a)

作为另一种选择，度量值E’(n)可表示为：

E^{'} (n) = {Σ_{i - 1}^{T} | Re {g_{i} (n)} |}^{2}

对于i∈{1…T} 等式(10b)

在图8B中，2L+1个乘法器762，2L个乘法器764，和加法器766执行显示在等式(9)中的检测统计g_i(n)的计算。每个乘法器762把相关的导频或数据子频带的接收的码元乘以巳知的导频码元或那个子频带的再调制的码元的共轭。每个乘法器764执行从一对相邻导频和数据子频带的一对乘法器762的输出的点积。加法器766则对从L个乘法器764求和，以提供检测统计量g_i(n)。对于显示在等式(10a)中的实施例，单元768接收g_i(n)并且向加法器784提供实数部分，加法器784对所有T个天线的实数部分求和。由单元786对从加法器784的输出求平方以提供度量值E’(n)。对于显示在等式(10b)中的实施例，单元786可被放置在单元768和加法器784之间。

自适应门限计算单元770确定用于每个接收的变换码元的自适应门限Y’(n)。向确定码元的平方幅度的各个单元772提供导频和数据子频带的2L+1个接收码元ri(k)的每一个。加法器774然后对所有的2L+1个单元772的平方幅度求和以提供门限Y’值_i(n)。加法器780接收并且对所有T个天线的门限求和，以提供组合的门限值Y_tot(n)，它可表示为：

{Y^{'}}_{tot} (n) = Σ_{i = 1}^{T} Σ_{k = 1}^{2 L + 1} {| r_{i} (k) |}^{2}

等式(11)

乘法器782以比例因子S2a缩放组合的门限值以提供最终门限值，它可由Y’(n)＝S.Y_tot’(n)给出。通常，在将检测的PDU的持续时间累加每个门限值Y’(n)和度量值E’(n)。因此，如果PDU跨越多个OFDM码元周期，然后如上所述首先为这些OFDM码元每个计算门限和度量值，然后累加以提供PDU的最终门限和度量值。

比较器790把最终度量值E’(n)与最终门限值Y’(n)比较，并且提供检测器输出D’(n)，它可表示为：

D^{'} (n) = \{\begin{matrix} '' CH 2 PDU present'' & if E^{'} (n) > Y^{'} (n) \\ '' CH 2 PDU not present'' & otherwise \end{matrix}

等式(12)

如果检测器输出D’(n)指示存在CH2PDU，则由RX数据处理器解码的CH2消息被认为有效并，且视情况而定可进一步由控制器处理。否则，CH2消息被丢弃。

图8C显示在时域中执行相干检测且是在图7中的检测器440c的另一个实施例的判定-指导的检测器440e的框图。向以N-1个延迟单元832而实现的延迟线/缓冲器830提供每个接收天线的采样x_i(n)，每个延迟元件提供一个延迟的采样周期。

检测器440e执行每个接收的OFDM码元与它相应的“重构”OFDM码元的相关，以为接收的OFDM码元确定度量E″(n)。向相应的乘法器842提供用于接收的OFDM码元的N采样x_i(n)的每一个，乘法器842也接收相应的共轭的重构采样d^*(j)，其中j∈{0...N-1}。为获得d^*(j)，由一个N点IFFT830将用于导频子频带的导频码元p₂(k)(例如如表1所示)，用于数据子频带的重新调制码元c(k)，和用于OFDM码元周期的未使用子频带的的零信号值(即用于N个总子频道的N个码元)变换到时域，以获得N个重构采样d(0)到d(N-1)，它们随后被共轭并提供给N个乘法器842。图8C中的其他元件执行的操作如上对图6所述。用于每个天线的度量值E″(n)可表示为：

E^{''} (n) = {| Σ_{j - 1}^{N - 1} d^{*} (j) \cdot x_{i} (n - j) |}^{2}, i &Element; {1 \cdot \cdot \cdot T}

等式(13)

用于所有T个天线的最终度量值E″(n)可被表示为：

E^{''} (n) = Σ_{i = 1}^{T} {E^{''}}_{i} (n)

等式(14)

用于与最终度量值E″(n)比较的门限值Y″(n)可以如对图6所述的来确定。特别地，用于所有T个天线的组合门限值Y″_tot(n)可以表示为：

{Y^{''}}_{tot} (n) = Σ_{i = 1}^{T} Σ_{j = 0}^{N - 1} {| x_{i} (n - j) |}^{2}

等式(15)

最终门限值可由Y″(n)＝S_2b·Y_tot″(n)给出。

对于判定-指导的检测器，比例因子S₂(对于在图8B中的检测器440d是S_2a而对于在图8C中的检测器440e是S_2b)是正的常数，选择该常数以提供(1)用于CH2PDU特定的漏检概率和(2)不正确地宣布存在CH2PDUs的特定的虚警率。如果这样定义CH2消息，以使得它们不包括CRC值，则仅仅依靠检测器确定是否存在CH2消息。由于下列原因，可能向控制器提供错误的CH2消息：

●虚警——接收信号中的噪声虚假地触发检测；和

●不正确的解码——信号正确地触发器检测但是解码的CH2消息包括未校正的和未检测到的错误。

如果信道2被用作随机接入信道，则CH2 PDU的虚警可引起系统向不存在的用户终端分配资源，这将导致资源浪费。在那种情况下，我们希望选择比例因子s₂以最小化虚警概率，因为我们不希望噪声经常地触发浪费资源。

不正确的解码概率与检测概率有关，并且较高的检测概率可以导致更不正确的解码事件。当不正确的解码事件发生时，向控制器提供错误地解码的CH2消息。控制器也许能以某种其它的方式检验CH2消息的有效性。例如，如果CH2消息包括用于传送消息的用户终端的唯一标识符，则控制器可以检验恢复的CH2消息唯一标识符是否包括在有效标识符列表中。如果确定接收的CH2消息中的唯一标识符为有效，则系统可以向与那个标识符相关的用户终端分配资源。

在比例因子S₂的选择中，当把假警报概率和不正确的解码概率保持低于特定的水平时，我们希望尽可能多检测有效CH2消息。有可能根据系统负荷改变缩放因子S₂。例如，如果系统负载低并且存在少数有效标识符，则系统错误地分配资源的似然性是小的。在这种情况下，可能使用低检测阀。随着系统负载增加，可增加检测阀以减少不正确的解码事件的比率。

图9显示接入点110x和系统100中的用户终端120x的实施例的框图。对于此实施例，接入点110x和用户终端120x每个都配备多个天线。通常，接入点和用户终端每个都可装备任何数目的发射/接收天线。

在上行链路上，在用户终端120x，TX数据处理器310从数据源308及其他数据接收和处理来自控制器360的通信数据(例如，CH1和CH2消息)，以提供多路复用的数据和导频码元，如上对于图3A所述。TX空间处理器320可在导频和数据码元上执行空间处理以为每个天线提供一串发送码元。每个调制器340接收和处理相应的发送码元流，以提供相应的上行链路调制信号，然后从相关的天线350传送该上行链路调制信号。

在接入点110x，T天线408a到408t从用户终端接收传送的上行链路调制信号，并且每个天线向相应的接收机410提供接收信号。每个接收机410调整接收信号，并进一步数字化经调整的信号以提供采样。检测器/数据解调器420然后执行处理以检测CH1和CH2消息，如上所述。RX数据处理器450处理恢复的码元，以提供解码的话务数据(向用于存储器的数据接收器452提供的)并且恢复CH1和CH2消息(向控制器460提供进行进一步处理的)。

用于下行链路的处理可能相同于或不同于用于上行链路的处理。由TX数据处理器470处理(例如：编码、交织和调制)并且可以由TX空间处理器480空间地处理来自数据源468和来自控制器460的数据的信令(如，应答消息)。来自TX空间处理器480的发送码元然后由调制器410a到410t处理以产生经由天线408a到408t传送的T个下行链路调制信号。

在用户终端120x，下行链路调制信号由天线350接收，由接收机340接收调整和数字化，并且由RX空间处理器370和RX数据处理器380以在接入点执行的处理的方式互补地处理。下行链路的解码的数据被提供给数据接收器382提供用于存储和/或提供给控制器360以用于进行更进一步处理。

控制器360和460分别控制在用户终端和接入点处的各个处理单元的操作。存储单元362和462分别储存用于控制器360和460的数据和程序代码。

为了清晰起见，为特定的PDU格式已经说明相关性和判定-指导的检测器，解调器，和接收机单元具体的实施例。对于这些检测器的各种其他的实施例和使用也是可能的，并且这在本发明范围之内。例如，相关检测器可能被用于时间补偿的传输的信道，并且判定-指导的检测器可被用于没有时间补偿的传输的信道。

可在频域(如图8B所示)或时域(如图8C所示)中实现判定-指导的检测器。此外，判定-指导的检测器可能被用于各种PDU格式。例如，判定-指导的检测器可能被用于这样的PDU格式，其中数据和导频是子频带多路复用的(如上对于CH2 PDU所述的)，数据和导频是时分多路复用的(TDM)(如上对于CH1 PDU所述的)等等。可与导频一起或不与导频一起使用判定-指导的检测器。通常，判定-指导的检测器使用频域接收数据码元或时域重构的数据采样以在接收信号中检测数据传输。当不可用CRC或其他的差错检测机制以检测消息错误时，可有利地使用这一检测器。

使用自适应门限可以在多个操作方案中提供鲁棒的检测性能，例如对于存在各种干扰源的无许可证的频带中。可根据对于将检测的传输的特定的统计量设置门限。此统计量可涉及有效信号的能量加上噪声和传输中的干扰或其它的参数。

在这里说明的检测器，解调器，和接收机可被用于各种类型的传送信道。例如，这些单元可能被用于不同的类型的随机接入信道，例如在上述的U.S.专利申请60/432,440和美国临时专利申请60/421,309中详细说明的。

在这里说明的检测器，解调器，和接收机可被用于各种无线多路接入的通信系统。一个这样的系统是在上述的美国临时专利申请60/421,309说明的无线多接入MIMO系统。一般而言，这些系统可能或可能不使用OFDM，或可使用其它的多载波调制方案代替OFDM，并且可以或可能不利用MIMO。

在这里说明的检测器，解调器，和接收机可由各种方式实现。例如，可在硬件，软件或在它们的组合中实现这些单元。对于硬件实现，可在设计成能执行在这里说明的功能的一或多个专用集成电路(ASIC)，数字信号处理机(DSP)，数字信号处理设备(DSPD)，可编程逻辑设备(PLD)，现场可编程门阵列(FPGA)，处理器，控制器，微控制器，微处理器，其他的电子单元，或以它们的组合实现检测器和接收机。

对于软件实现，可以用执行在这里所述的功能模块(如，过程，功能等等)来实现检测器，解调器，和接收机的信号处理。软件代码可保存在存储单元(如，图9中的存储单元362和462)并且由处理器(如控制器360和460)执行。可在处理器内或在处理器外实现存储单元，而在处理器以外实现存储单元情况下，它可以经由现有技术巳知的各种装置通信连接到处理器。

提供了公开实施例的前面的说明以允许任何本领域技术人员建造或使用本发明。技术人员很容易对这些实施例进行各种修改，并且在这里定义的一般的原则可应用于未背离本发明的精神或范围其他的实施例。因此，本发明不仅限于在这里显示的实施例而是符合按照在这里公开的原则和新颖性特征的最大的范围。

Claims

1.一种无线通信系统中的接收机单元，包括：

一信号检测器，用于确定用于假设为在采样周期中已经接收到的数据传输的度量；

一门限计算单元，用于根据所述假设为在所述采样周期中已经接收到的数据传输的采样来动态地确定一自适应的门限；以及

一比较器，用于接收该度量和门限，并根据所述度量与所述门限的比较来提供一个指示该数据传输是否被认为已经接收到的输出。

2.根据权利要求1所述的接收机单元，其中根据用于假设的数据传输的已接收的导频码元来确定该门限。

3.根据权利要求2所述的接收机单元，其中进一步根据用于假设的数据传输的已接收的数据码元来确定该门限。

4.根据权利要求1所述的接收机单元，其中该度量与该假设的数据传输的信号能量有关。

5.根据权利要求1所述的接收机单元，其中信号检测器用于根据用于多个天线的多个已接收信号来确定度量，并且其中门限计算单元用于根据多个已接收的信号来确定门限。

6.根据权利要求1所述的接收机单元，其中所述比较器在所述度量大于所述门限时提供一个指示该数据传输被认为已经接收到的输出。

7.一种检测无线多接入通信系统中的数据传输的方法，包括：

确定一用于假设为在采样周期中已经接收到的数据传输的度量；

根据所述假设为在所述采样周期中已经接收到的数据传输的采样来动态地确定该假设的数据传输的自适应的门限；以及

将该度量和门限进行比较，以提供一个指示该数据传输是否被认为已经接收到的输出。

8.根据权利要求7所述的方法，其中根据用于假设的数据传输的已接收的导频码元来确定该门限。

9.根据权利要求8所述的方法，其中进一步根据用于假设的数据传输的已接收的数据码元来确定该门限。

10.根据权利要求7所述的方法，其中该度量与该假设的数据传输的信号能量有关。

11.根据权利要求7所述的方法，其中根据用于多个天线的多个已接收信号来确定度量，并且根据多个已接收的信号来确定门限。

12.根据权利要求7所述的方法，其中在所述度量大于所述门限时提供一个指示该数据传输被认为已经接收到的输出。

13.一种无线多接入通信系统中的设备，包括：

用于确定一用于假设为在采样周期中已经接收到的数据传输的度量的装置；

用于根据所述假设为在所述采样周期中已经接收到的数据传输的采样来动态地确定用于该假设的数据传输的自适应的门限的装置；以及

用于将该度量和门限进行比较以提供一个指示该数据传输是否被认为已经接收到的输出的装置。

14.根据权利要求13所述的设备，其中根据用于假设的数据传输的已接收的导频码元来确定该门限。

15.根据权利要求14所述的设备，其中进一步根据用于假设的数据传输的已接收的数据码元来确定该门限。

16.根据权利要求13所述的设备，其中该度量与该假设的数据传输的信号能量有关。

17.根据权利要求13所述的设备，其中根据用于多个天线的多个已接收信号来确定度量，并且根据多个已接收的信号来确定门限。

18.根据权利要求13所述的设备，其中在所述度量大于所述门限时提供一个指示该数据传输被认为已经接收到的输出。