KR20030090518A

KR20030090518A - 전력증폭장치와 그것을 이용한 무선통신장치

Info

Publication number: KR20030090518A
Application number: KR10-2003-0031323A
Authority: KR
Inventors: 사쇼노보루; 아베마사요시
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2002-05-20
Filing date: 2003-05-16
Publication date: 2003-11-28
Also published as: JP2003338713A; US6900693B2; US20030214359A1

Abstract

본 발명은 검파기로 다단 RF 증폭기의 입력측으로부터 RF신호의 일부를 추출하고, 추출신호를 포락신호로 변환함으로써, 저주파 2차 왜곡 성분들이 효율적으로 추출된다. 그리고 나서 추출된 저주파 2차 왜곡성분은 저주파증폭기로 증폭되어, 이상기로 위상이 조정된 후 다단RF증폭기의 종단 게이트 또는 베이스 바이어스에 주입된다. 그 결과, 저주파 2차 왜곡 성분들은 트랜지스터의 비선형성 때문에 3차 왜곡 성분으로 변환되고, 그렇게 얻어진 3차 왜곡 성분은 다단 RF 증폭기에서 원래 발생하는 3차 왜곡 성분과 상쇄되는 것을 특징으로 구성된다.

Description

전력증폭장치와 그것을 이용한 무선통신장치{A POWER AMPLIFYING APPARATUS AND RADIO COMMUNICATIONS APPARATUS USING SAME}

본발명은 전력증폭장치와 그것을 이용한 무선통신장치에 관한 것이다.

더 자세히는, 본발명은 전력증폭장치와 같은 것을 이용한 무선통신장치와 왜곡보상기능을 가진 전력증폭장치에 관한 것이다.

CDMA(Code Division Multiple Access)와 같은 것을 포함한 선형변조방식을 채용하는 휴대전화기와 같은 무선통신장치에서, 왜곡이 적고 효율이 높은 전력증폭장치가 얻어진다. 그런 종류의 전력증폭장치로서, 왜곡보상기능을 가진 전력증폭장치가 알려져있다. 그것의 구성은 도 13에 나타나있다. 도 13에 나타나있는 종래의 전력증폭장치는 증폭용FET(101), 입력정합회로(102), 피드포워드경로(103), 저주파초크인덕터(104)와 출력정합회로(105)를 포함하며, 피드포워딩을 이용하여 선형화함으로써 3차 왜곡을 억압한다.

상기에서 서술한 구성을 가진 전력증폭장치의 작동원리는 이하에서 설명된다.

우선, 두개의 정현파신호나 변조신호가 입력정합회로(102)를 통해 입력되고, 증폭용 FET(101)는 대신호를 처리한다. 즉, 기본파 외에 고차의 고주파를 발생하는 상태가 된다. 2차 왜곡파는 증폭용 FET(101)에 의하여 발생되고, 저주파성분들은 피드포워드 경로(103)의 RF초크인덕터와 축전기(112)를 통과하여 부하저항 (113)에 의하여 전압신호로 변환된다. 저주파성분은 AF증폭기(114)에 의하여 증폭된다.

AF증폭기(114)에 의하여 증폭된 저주파성분은 축전기 (116)와 초크인덕터 (117)를 통과하여 증폭용 FET(101)의 드레인(drain)으로 재주입된다. 재주입된 저주파성분의 일부는 증폭용 FET(101)의 비선형성 때문에 3차 왜곡으로 변환된다. 그리고 나서, 증폭용 FET(101)의 드레인에서, 원래 존재했던 3차 왜곡은 새로 발생한 3차 왜곡에 의해 상쇄되고, 결과 3차 왜곡성분은 약화된다. 피드포워드 방식의 왜곡 저감원리는 이하의 식에 의하여 분석적으로 설명될 수 있다.

전력증폭기의 입/출력 특성은 이하의 다항식으로 표현된다.

만일 전력증폭기에 입력된 두 개의 정현파신호의 각주파수가 ω1과 ω2가 되면, 전력증폭기에서 2차 왜곡 성분의 각주파수는 ω2-ω1이 된다. 어떤 적당한 방법으로 전력증폭기에 이 성분이 재주입된다. 이하의 종래예에서는. 증폭용 FET(101)의 배수로측에서부터 재주입되었다.

수학식 2에서, 2항목은 저주파 2차 왜곡성분을 나타낸다. 그러나, H는 진폭계수이며 ψ는 이상양(phase shifter amount)이다.

다음, 수학식 2는 수학식 1에 대입된다. 이렇게 하여, 복잡하게 전항을 표시하는 대신에, 2차 계수항들만 표시하여, 이하와 같이 나오게된다.

수학식 3에서 최후의 2항이 각주파수 성분 2ω₁-ω₂와 2ω₂-ω₁을 가지기 때문에, 그들은 3차 왜곡성분(IM3)이 된다. 만일 이 항들이 전력증폭기에서 발생한 3차 왜곡성분을 상쇄한다면, 3차 왜곡성분을 저감시키는 것이 가능해질 것이다.

상기 언급한 종래 전력증폭장치는 일단(single stage)트랜지스터를 포함한다. 그러나, 보통의 휴대전화기에 사용되는 전력증폭기는 충분한 전력획득을 위하여 종종 이단(two stage)이나 삼단(three stage)의 트랜지스터를 사용하기도 한다. 게다가, 상기 언급한 종래의 전력증폭기의 가장 중요한 문제는 그것이 증폭용 FET(101)의 드레인에 재주입되는 저주파 신호를 구성으로 가지고 있고, 저주파 초크 인덕터 (103)로 제공될 아주 큰 인덕턴스를 필요로 하는 코일을 가지고 있기 때문이다. 저주파 초크 인덕터(104)는 재주입된 저주파 성분과 직류전원(DC power supply)을 분리하기 위하여 필요하다. 다시 말하면, 저주파 성분의 전원측 통과를 방지하기 위하여 필요하다. 저주파 초크 인덕터(104)때문에, 인덕턴스치 몇μH가 때때로 필요하다. 이것은 소형화와 비용절감의 개념에 반한다.

또다른 종래 증폭기의 예로, 일본 출원 공보 제H7-22849호의 선형증폭기가 설명된다. 이 선형증폭기에서는, 저주파 2차 왜곡성분을 추출하여 재주입시킴으로써 3차 왜곡의 감쇄가 이루어진다는 동일한 개념이 적용된다.

그러나, 상기의 종래 증폭기와 달리, 이 선형증폭기는 저주파 2차 왜곡성분이 출력부에서 추출되어 입력부로 피드백되는 구성을 채용하고 있다.

이 선형증폭기에서, 예를 들면 두 개의 정현파가 반복되는, 파의 패턴으로 수행되는 동일한 결과가 나올 수 있다. 그러나, 전자 변조 파와 같은 랜덤한 신호가 입력되면, 피드백 경로 상의 전달시간지연 때문에 3차 왜곡의 약화에 대한 원하는 결과는 수행될 수 없다. 특히, W-CDMA(wide-band CDMA)변조신호와 같은 높은 칩 속도(high chip rate)를 가진 신호, 즉, 빠른 포락선변동을 가진 신호, 에서는 피드백 방식을 이용한 왜곡상쇄가 너무 늦고 어렵게 여겨진다.

본발명은 상기 언급한 문제점의 관점에서 고안되었고, 저왜곡, 고효율, 소형화와 낮은 비용, 또한 피드포워드 방식의 이점을 간직한 실현가능한 전력증폭장치와 전력증폭장치와 같은 것을 이용한 무선통신장치를 제공한다.

본발명에 따른 전력증폭장치는 복수단의 트랜지스터를 포함하는 다단 RF 증폭기, 다단 RF 증폭기의 측에 입력된 RF신호의 일부를 추출하며 추출된 신호를 포락신호로 변환하는 검파기, 검파기로부터 출력된 저주파 신포를 다단 RF 증폭기 최종단의 게이트(gate)나 베이스(base) 바이어스(bias) 회로로 주입하는 피드포워드장치를 포함한다.

이 전력증폭장치에서는, 검파기가 RF신호의 일부를 추출하여 추출된 RF신호를 포락신호로 변환함으로써 저주파 2차 왜곡성분을 추출한다. 추출된 저주파 2차 왜곡 신호는 피드포워드 수단에 의하여 다단 RF 증폭기에서 최종단의 트랜지스터의 게이트/베이스 바이어스(gate/base bias)에 주입된다. 2차 왜곡성분을 최종단 트랜지스터의 게이트/베이스 바이어스로 주입함으로써, 2차 왜곡성분은 트랜지스터의 비선형성때문에 3차 왜곡으로 변환되고, 다단 RF 증폭기에 원래 있었던 3차 왜곡과 상쇄된다. 게다가, 바이어스 회로에서, 저주파 2차 왜곡성분은 바이어스 저항에 의하여 전원측으로 통과하지 못하기 때문에, 큰 인덕턴스를 가진 장치의 사용이 불요하게 된다.

상기에서 설명한 바와 같이, 왜곡 보상기능을 가진 전력증폭장치인 본발명에 따르면, 저주파 2차 성분이 검파기에 의하여 효율적으로 추출되고 다단 RF 증폭기의 최종단 트랜지스터의 게이트/베이스 바이어스에 주입되는 구성을 채용함으로써, 트랜지스터의 비선형성때문에 주입된 2차 왜곡성분이 3차 왜곡으로 변환되고, 또 그렇게 얻어진 3차 왜곡이 다단 RF 증폭기에 원래 존재한 3차 왜곡과 상쇄되기 때문에 근접 채널로 누출되는(adjacent channel leakage)전력은 줄어든다.

특히, 저주파 2차 왜곡성분이 다단 RF 증폭기의 최종단의 게이트/베이스 바이어스회로에 주입됨으로써, 저주파 2차 왜곡성분은 바이어스 저항에 의하여 전원측을 통과할 수 없게되고, 인덕턴스 구성이 불필요하여 전력증폭장치의 비용절감과 소형화가 수행된다. 게다가, 피드백(feedback) 구성 대신피드포워드(feedforward) 구성이 채용되기 때문에, W-CDMA변조파와 같은 것들처럼, 빠른 포락선변동을 가진 변조파를 증폭할 때조차도 3차 왜곡의 감쇄가 수행된다.

도 1은 본발명의 제 1 실시예에 따른 전력증폭장치의 구성의 예를 나타내는 블록도이다.

도 2는 제 1실시예의 변형예에 따른 전력증폭장치의 구체예를 나타내는 회로도이다.

도 3은 N-CDMA 변주파 신호가 제 1실시예에 따라 전력증폭장치에 입력되는 경우 출력전력과 ACPR에 대항하는 입력전력을 그린 특성도이다.

도 4는 본발명에 따른 왜곡 보상을 수행하는 효과를 나타내는 주파수 스펙트럼도이다.

도 5는 그 입력저항에 대항하여 본발명에 따른 전력증폭장치의 전력추가변환효율을 나타내는 특성도이다.

도 6은 저주파수 증폭기의 일 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 7은 이상기(移相器)의 일 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 8은 제 1실시예의 제 1변형예에 따른 전력증폭장치의 구성예를 나타내는 블록도이다.

도 9는 제 1실시예의 제 2변형예에 따른 전력증폭장치의 구성예를 나타내는블록도이다.

도 10은 본발명의 제 2실시예에 따른 전력증폭장치의 구성예를 나타내는 블록도이다.

도 11은 본발명의 제 3 실시예에 따른 전력증폭장치의 구성예를 나타내는 블록도이다.

도 12는 CDMA방식 휴대전화기에서 RF프론트-엔드부의 일 구성예를 나타내는 블록도이며

도 13은 보상기능을 가진 전력증폭장치의 종래예를 나타내는 회로도이다.

* 도면의 주요부분에 대한 부호 설명

13, 36-다단고주파증폭기 20- 필터(LPF/BPF)

14, 14(a)-결합기 21- 주파수변환기

15, 313- 검파기 23- 드라이버증폭기

16, 314-저주파증폭기 31- 지연소자

17, 315- 이상기

이하에서는, 본발명의 바람직한 실시례가 도면을 참조하여 상세하게 설명된다.

<제 1실시예>

도 1은 본발명의 제 1실시예에 따른 전력증폭장치의 구성예를 보여주는 블록도이다. 도 1의 회로입력단자(11)와 회로출력단자(12) 사이에는, 다단 증폭기 (13)가 결합되어 있고, 그것은 다단계에 관련된 증폭용 트랜지스터를 포함한다. 다단 RF 증폭기(13)의 입력단에는 RF결합기(14)를 통하여 직렬로 검파기(15), 저주파 증폭기(16)와 이상기(17)가 순서대로 연결되어 있다. 그러나, 저주파 증폭기(16)와 이상기(17)는 필수구성요소가 아니며, 따라서 두 개 대신에 적당하게, 둘 중 하나만 제공되는 것도 가능하다. 이상기(17)의 출력신호는 다단 RF 증폭기(13) 최종단의 게이트(또는 베이스) 바이어스 회로에 주입된다. 피드포워드 장치는 그렇게 형성된다.

상기 설명한 구성을 가진 제 1 실시예에 따른 전력증폭장치의 회로작동은 이하에서 설명된다.

N-CDMA(narrow-band CDMA)나 W-CDMA와 같은 RF 변조 신호는 회로입력단자 (11)로부터 입력된다. 비록 간결성을 위하여 상세한 것은 생략되나, CDMA와 같은 선형변조신호는 GMSK(Gaussian(-filtered) Minimum Shift Keying)와 같은 정포락선변조신호와 달리 포락선변조신호이기 때문에 정보도 진폭방향으로 전달된다.

입력된 RF 변조신호의 큰부분은 다단 RF 증폭기(13)에 바로 입력된다. 게다가, RF변조신호의 일부는 RF결합기(14)에 의하여 추출되어 검파기(15)에 입력된다. 검파기에 입력된 신호는 다이오드와 같은 비선형성을 이용한 장치로 변조파의 포락신호로 변환된다. 비록 변조파의 2배파 이상의 고주파가 검파기(15)내에서 발생하지만, 검파기의 출력부의 낮은 통과특성때문에 직류(DC)주파수부근의 저주파신호들만이 출력된다. 이러한 2차 왜곡성분의 저주파신호는 직류신호부근에 존재하는 신호에 상당하는 신호이다.

저주파신호(저주파 2차 왜곡신호)는 저주파 증폭기(16)에 입력되고, 적당한 전압증폭을 받은 후에 출력된다. 저주파 증폭기(16)에서 출력된 신호는 그 후 이상기(17)에 입력되고, 이상기(17)에서 소정의 위상조정을 거친 후에 다단 RF 증폭기(13) 최종단의 게이트 바이어스 회로에 주입된다. 상기 설명에서, 저주파 증폭기(16)는 FET에 기초한 것으로 가정된다. 그러나, 만일 저주파 증폭기(16)가 양극성 트랜지스터에 기초한 것이라면, 이상기 (17)에서 출력된 신호는 다단 RF 증폭기(13)의 최종단의 베이스 바이어스 회로로 주입된다.

이상기(17)로부터 출력된 신호가 드레인/콜렉터(drain/collector)바이어스 회로로부터 주입되는 경우와 비교해볼 때, 바이어스 회로를 통과하는 전류가 크지 않고 따라서, 저항기는 직렬로 삽입된다. 저주파 신호가 저항을 부하로 여길 때에 게이트/베이스 전위는 변화한다.

드레인/컬렉터 바이어스 회로의 방식으로 이상기(17)로부터 출력된 신호를주입하는 때에, 저항기는 큰 전력손실을 일으킬 수 있기 때문에 삽입될 수 없다. 따라서, 큰 인덕턴스치을 가진 인덕터가 저주파 신호의 부하로서 필요하다. 최종단의 트랜지스터는 효율적으로 작동하기 위하여 크게 선형화된 상태에서 작동하는 것이 보통이다. 최종단 게이트/베이스 바이어스 회로에 입력된 저주파 신호는 상기 언급한 식(3)의 논리에 따라 트랜지스터의 비선형성때문에 3차 왜곡으로 변환된다. 그리고 나서, 상기의 3차 왜곡은 다단 RF 증폭기에서 원래 존재하던 3차 왜곡을 상쇄하여, 출력상의 3차 왜곡 성분을 감쇄시킨다. 전력증폭기의 왜곡특성을 결정하는 지표로서, 근접한 채널 누출 전력 비(adjacent channel leakage power ratio; ACPR)가 있다. ACPR 특성을 결정하는 지배적인 왜곡요소는 3차 왜곡성분이다. 따라서, 만일 3차 왜곡이 줄어들면, ACPR 또한 줄어든다. 결국, 전력증폭기는 더 광범위하게 비선형상태에서 사용될 수 있기 때문에, 전력증폭기의 더 높은 효율이 얻어진다.

<제 1실시예의 구체예>

도 2는 제 1실시예의 변형에 따른 전력 증폭장치의 구체예를 보여주는 회로도이며, 도 1과 동등하거나 유사한 부분은 같은 부호로 표시되었다.

도 2에서, 도 1의 저주파 증폭기(16)와 이상기(17)는 생략되었다. 게다가, 입력정합회로(18)는 회로입력단자(11)와 다단 RF 증폭기(13) 사이에 연결되었고, 출력정합회로(19)는 다단 RF 증폭기(13)와 회로출력단자(12) 사이에 연결되었다. 본구체예에서, 다단 RF 증폭기(13)는 2단 구성을 갖는 것으로 나타나며, FET는 다단 RF 증폭기(13)에 대한 트랜지스터로서 사용되었다. 즉, 다단 RF 증폭기(13)는 초단 FET(131)와 종단 FET(132)을 가진다. 초단 FET(131)의 드레인과 종단 FET(132)의 게이트는 단간(inter-stage)정합회로(133)를 통하여 연결되어있다. 초단 FET(131)의 게이트는 종단 게이트 전위에 저항(R11)을 거쳐 연결되어있다. 초단 FET(131)의 드레인은 RF초크 인덕터(L11)를 거쳐 전원(Vcc)에 연결된다. 종단 FET(132)의 게이트 바이어스 회로(134)는 종단 게이트 전위와 종단 FET(132)의 게이트 간에 직렬로 연결된 바이어스 저항(R12)과 RF초크 인덕터(L12), 종단 FET(132)의 게이트와 이상기(17)의 회로출력단자 간에 직렬로 연결된 RF초크 인덕터(13)와 DC차단(cut) 축전기(C11)와로 구성된다(도 1 참조). 종단 FET(132)의 드레인은 초크 인덕터(L14)를 통해 전원 (Vcc)에 연결되고, 축전기(C12)와 출력정합회로(19)를 거쳐 회로출력단자(12)에 연결된다. 이 게이트 바이어스 회로(134)에서, RF초크 인덕터(L12)는 저주파신호와 DC 신호가 전원측을 통과하는 것은 허용하는 한편, RF신호가 전원측에 통과하는 것은 막는다. 게다가, DC차단 축전기(C11)는 DC신호의 통과는 막는 반면, 이상기(17)로부터 공급된 저주파 신호가 종단FET(132)의 측으로 통과하는 것은 허용한다. DC차단 축전기(C11)에 대하여 상대적으로 큰 값( 수 μF 이상)이 필요하나, 최근 소형, 저비용의 이러한 장치 개발이 쉽게 이루어졌다.

그러나, 관련 기술분야에서 설명한 바와 같이, 큰 인덕턴스(예를 들면, 수 μH 에서 10μH)를 가진 초크 인덕터가 저주파 2차 왜곡 신호가 전원측으로 통과하는 것을 막기 위한 초크 인덕터로 사용되면(도 13에서의 저주파 초크 인덕터(104)와 같이), 결과적으로 전력 증폭장치는 더 커지고 비용이 증가된다. 그에 반하여, 본예에 따른 전력증폭장치에서는, 초크 인덕터(L114)가 대략 수 nH에서 10 nH의 인덕턴스만 필요로 하므로, 소형화와 비용절감에 기여하게된다.

축전기(C13)는 RF결합기(14)로서 사용된다. 다이오드는 검파기(15)에서 비선형 요소로 사용된다. FET나 양극성 트랜지스터는 다이오드의 위치에서 또한 비선형요소로 사용될 수도 있으며, 비슷한 효과를 낸다. 다이오드(D)의 양극(anode)은 RF결합용 축전기(C13)를 거쳐 입력정합회로(18)의 회로출력단자에 결합된다. 저항기(13)는 다이오드(D)의 양극과 그라운드 사이에 결합된다. 축전기 (C14)와 저항기(R14)는 다이오드(D)의 음극(cathode)과 그라운드 사이에 평행하게 결합된다.

결국, 상기 언급한 왜곡보상기능을 가진 전력증폭장치에서, 저주파 2차 왜곡성분이 검파기(15)에 의하여 효율적으로 추출되고 다단 RF 증폭기(13)에서 종단게이트 트랜지스터의 게이트/베이스 바이어스회로에 재주입되는, 구성을 채용함으로써 다단 RF 증폭기(13)가 선형화, 즉 주입된 2차 왜곡성분이 트랜지스터의 비선형성 때문에 3차 왜곡으로 변환된다. 이런 방법으로 얻어진 3차 왜곡은 다단 RF 증폭기 (13)에서 원래 존재한 3차 왜곡을 상쇄하고, 근접 채널 유출전력(adjacent channel leakage power)이 줄어든다.

특히, 저주파 2차 왜곡성분을 다단 RF 증폭기(13)에서 단들(stages) 사이 더 구체적으로는, 최종단의 게이트/베이스 바이어스 회로에 주입함으로써, 이하의 효과가 발생한다. FET의 게이트 회로는 드레인에 비하여 임피던스에서 극히 높고, 보통 도 2의 예에서 명백히 나타난 대로 바이어스 저항기(R12)를 거쳐 게이트 전위를 받는다. 결국, 저주파 왜곡성분은 바이어스 저항기(R12)에 의하여 전원측으로 통과하는 것을 방해받기 때문에, 관련기술에서 설명한 큰 인덕턴스 요소는 더이상 필요하지 않고, 결국 비용의 절감과 함께 전력증폭장치의 소형화가 수행된다.

게다가, 피드백 구성이 아닌 피드포워드 구성을 채용하므로 예를 들어 W-CDMA변조파에서와 같이 포락선을 급히 변화시키는 변조파가 증폭되어도, 3차 왜곡은 감쇄된다. 이것은 W-CDMA와 차세대 고속 변조 방식이 순응할 수 있음을 보여준다. 더구나, 종래의 전력증폭장치를 선형화하기 위하여 부가되어야 하는 부가적인 요소와 성분이 검파기(15), 저주파 증폭기(16)와 이상기(17)와 같은 것들이며, 그 모든 것들이 IC기술을 통하여 크기면에서 줄여진다. 따라서, 본 실시예에 따른 전력증폭장치의 구성은 모듈화(modularization)에 적합하며, 모듈화를 통하여, 하나로 된(all-in-one) 선형 전력증폭장치가 실현가능하다.

게다가, 예를 들어 2단 구성의 다단 RF 증폭기(13)가 표시된 도 2에서, 심지어 다단 RF 증폭기(13)가 삼단이나 그 이상의 단으로 구성되어 있다고 하여도, 그 단들 사이에 저주파 2차 왜곡성분을 재주입함으로써 수행되는 비슷한 효과가 발생할 수 있을 것이다. 종단의 트랜지스터가 전력변환효율을 증가시키기 위하여 비선형 방식으로 작동하기 때문에, 그리고 왜곡이 저주파 2차 왜곡성분을 최종단 트랜지스터의 게이트/베이스 바이어스 회로로 제공함으로써 발생하기 때문에, 왜곡보상효과는 더 강화된다.

도 3은 N-CDMA변조파 신호가 본실시예에 따라 전력증폭장치에 입력되는 경우 입력전력에 대항한 출력전력과 ACPR의 영역을 나타내는 특성도이다. 그 변조파의 중심주파수는 900MHz이다.

도 3에서, ACPR은 ±900MHz의 변조파의 무선주파수로부터 분파(offset)된 주파수에서의 전력과 첫 번째 채널간의 전력비를 나타낸다. LFFF(low filter feed-forward, 굵은선으로 표시)는 본발명에 의한 왜곡보상이 수행될 때의 특성을 나타내고, NoFF(쇄선으로 표시)는 본발명에 의한 왜곡보상이 수행되지 않을 때의 특성을 나타낸다. LFFF의 특성으로부터, 본발명에 따라 왜곡보상이 수행됨으로써 입력전력치가 가장 높을 때 ACPR이 감소된다는 것을 알 수 있다.

도 4는 주파수 스펙트럼도로 본발명(LFFF)에 의해 왜곡보상이 수행될 때 얻어지는 효과를 나타낸다.

도 4에서, 쇄선(A)은 입력신호의 스펙트럼을 나타내고, 점선(B)은 본발명에 따른 왜곡보상이 없을 때(예, LFFF가 없을때) 통상적인 다단 전력 증폭기에 의해 출력된 스펙트럼을 나타내고, 굵은선(C)은 본발명에 따라 왜곡보상이 수행될 때(예, LFFF가 있을때)의 스펙트럼을 나타낸다. 근접 채널에 가까운 주파수들에서는, 굵은선(C)은 점선(B)으로 진행하고, 이것이 본발명에 따른 왜곡보상효과이다.

도 5는 입력 전력에 대항한 본발명에 따른 전력증폭장치의 변환효율(PAE)을 나타내는 특성도이다. 만일, 도 3에서, 전력증폭장치에 주어진 ACPR 특성이 -50dBc라면, 본발명에 따른 왜곡보상이 수행되지 않을 때 오직 -4dBm이상의 입력전력이 입력가능할 것이다. 이에 반하여, 본발명에 따른 왜곡보상이 수행되면, 도 3에 도시된 바와 같이 -0.5dBm으로 증가할 수 있다. 그 결과, 도 6에서 도시된 바대로 변환효율(PAE)에서 대략 10%의 증가가 있게 된다.

저주파 증폭기(16)와 이상기(17)의 구체적인 구성예가 이하에서 설명된다.

도 6은 저주파 증폭기(16)의 구성의 일예를 나타내는 회로도이다.

이 예에 따른 저주파 증폭기(16)는 비반동 증폭기 구성을 가지며 이는 비반동 입력으로써 신호Vin을 입력하는 오퍼레이셔널 증폭기(OP11)와, (OP11)의 회로출력단자와 비반동입력단자간에 연결된 가변저항기(VR11), (OP11)의 회로출력단자에 연결된 한 단자를 가진 저항(R21)을 포함한다.

도 7은 이상기 (17)의 구성의 일예를 나타내는 회로도이다. 이 예에 따른 이상기(17)는 퍼스트 오더 올 패스(first order all-pass)구성을 가지고 있으며 이는, 오퍼레이셔널 증폭기(OP12), 가변저항(VR12), 저항(R22), 축전기(C22)와 저항기 (R23)를 포함한다. 가변저항기(VR12)의 한 단과 저항기(R22)의 한 단은 서로 연결되어 있으며 회로입력단자를 형성하고, 저항기(R22)의 다른 단이(OP12)의 비변환입력단자에 연결된 한편, 가변저항기(VR12)의 다른 단은 오퍼레이셔널 증폭기(OP12)의 변환입력단자에 연결되어있다. 축전기(C22)는 오퍼레이셔널 증폭기(OP12)의 비변환입력단자와 그라운드 간에 연결된다. 저항기(R23)는 변환입력단자와 (OP12)의 회로출력단자간에 연결된다. 이하에 서술한 구성을 가진 이상기(17)는, 만일 가변저항(VR12)가 R이면, 그리고 축전기(C22)의 콘덴서가 C이면, 각각의 각주파수ω에서의 이상양Δθ는, Δθ=tan^-1{-2ωCR/(1-ω²C²R²)} 으로 표현된다.

<제 1실시예의 제 1변형예>

도 8은 제 1실시예의 제 1변형예에 따른 전력증폭장치의 구성예를 나타내며, 도 1에서와 같은 부분은 같은 부호로 나타난다.

본 변형예에 따른 전력증폭장치는 검파기(15)와 저주파증폭기(16) 사이에 밴드 -패스 필터(band-pass filter)(또는 로-패스 필터(low-pass filter))(20)가 제공되는 구성을 채용한다. 이런 구성을 가진 전력증폭장치의 기본적 동작은 도 1에서 설명한 동작과 유사하다. 그러나, 본 변형예에 따른 전력증폭장치에서는, 검파기(15)로부터 출력된 저주파 신호에 포함된 고주파 성분이 밴드-패스 필터(또는 로-패스 필터)에 의하여 적극적으로 여과되며, 오직 저주파 2차 왜곡성분만 추출된다.

결국, 검파기(15)의 후단에 있는 밴드-패스 필터(또는 로-밴드 필터)가 제공됨으로써, 저주파 신호에 포함된 고주파 성분이 여과되며 오직 저주파 2차 왜곡성분만 추출하고, 오직 2차 왜곡성분만이 다단 RF 증폭기 최종단의 게이트/베이스 바이어스 회로로 재주입된다.

그 결과, 3차 왜곡상쇄 효과가 강화되고, 따라서, 왜곡보상효과가 강화된다.

<제 1실시예의 제 2변형예>

도 9는 제 1실시예의 제 2변형예에 따른 전력증폭장치의 구성예를 나타내며, 도 1에서와 같은 부분은 같은 부호로 나타난다.

제 1실시예와 제 1변형예에서, 저주파 신호의 2차 왜곡성분을 검파하는 검파기(15)는 RF단에서 제공되었으나, 본변형예는 IF단(중간 주파수 단계(intermediate frequency stage)에서 검파기(15)가 제공되는 구성을 채택하며, IF신호의 일부는 결합기(14(a))을 거쳐 검파기(15)로 입력된다.

도 9에서, 주파수변환기(21), 밴드-패스 필터(BPF)(22), 드라이버증폭기 (23)와 다단 RF 증폭기(13)는 회로입력단자(11)와 회로출력단자(12)사이에 직렬로 연결된다. 주파수 변환기(21)는 IF신호를 국부발진기(24)로부터 제공된 국부발진 신호와 혼합함으로써 IF신호를 RF신호로 변환한다. 제 2변형예에 따른 전력증폭장치는 송신계로서의 IF단이 존재하는 송신기를 제공한다. 검파기(15), 저주파 증폭기(16), 이상기(17)과 같은 것들을 통과하면서 생긴 저주파 신호의 지연시간은, 주파수 변환기(21), 밴드-패스 필터(22), 드라이버 증폭기(23)와 같은 것들은 통과하면서 생긴 입력신호의 지연시간에 의하여 상쇄되기 때문에, 지연시간의 차이로부터 발생한 선형화특성의 악화는 방지된다.

게다가, 제 1실시예에서는 그것의 변형예에서처럼, 이상기(17)는 저주파 증폭기 (16)의 후단에 있는 경향이 있다. 그러나, 원래 있었던 3차 왜곡과 새로 생긴 3차 왜곡의 상쇄에서, 이상기(17)로 저주파 2차 왜곡성분의 위상조정을 수행하는 것이 항상 필요하진 않다. 이런 경우, 비슷한 효과는 이상기(17)가 생략되어도 수행될 수 있다.

또한, 검파기(15)는 다이오드와 같은 것들의 비선형성을 이용하여 RF신호의 포락선(2차 왜곡을 포함)을 검파하나, 다이오드가 아날로그 장치이기에, 제조동안의 균일성의 결함과 온도의 변화때문에 특성 변화가 불가피하다. 증폭기의 선형특성은 검파기(15)의 출력전위가 그러한 변화에 영향을 받을 때에 절충된다. 제 2실시예에 따른 전력증폭장치는 이하에서 설명되며, 이상의 문제점을 개선하고자 한다.

<제 2실시예>

도 10은 본발명의 제 2실시예에 따른 전력증폭장치의 구성예를 보여주는 블록도이다. 제 2실시예에 따른 전력증폭장치는 무선단말같은 수신계에서 중간주파수를 이용하지 않고 베이스밴드 신호를 RF신호로 바로 변환하는 구성을 채택한다.

도 10에서, 디지털 베이스밴드부(31)는 D/A변환기(311)와 (312)를 이용하여, I신호와Q신호를 각각 아날로그 신호로 변환하고, 출력하는 한편, 예를 들면 2승검파회로와 같이, 그것들을 포락선계산수단에 입력하여, 포락선을 계산한다. 계산된 포락선은 저주파 증폭기(314)에 의하여 조정된 진폭을 가지며, D/A변환기(316)에 의해 아날로그 신호로 변환된 뒤에, 저주파 아날로그 신호로 출력된다.

D/A변환된 디지털 베이스밴드(31)로부터 출력된 I신호와 Q신호는 로-패스 필터(LPFs)(32)와 (33)를 거쳐 직교변조기(34)로 입력되며, 직교변조기(34)에 의하여 RF신호로 변환된 뒤에, 드라이버 증폭기(35)를 거쳐 다단RF신호로 입력된다.

한편, 베이스 밴드부(31)에 의하여 출력된 저주파 아날로그 신호는 제 1실시예의 저주파 2차 왜곡신호에 상당하며, 이것은 저주파 필터(37)를 통과한 후에 다단 RF 증폭기(36)에서 단들(stages)간에 입력되는데, 바람직하게는 트랜지스터 최종단의 게이트/베이스 바이어스 회로에 입력된다. 만일 다단 RF 증폭기(36)가 예를 들어 FET베이스(based)라면, 비이아스 회로의 구성은 도 2의 종단 바이어스 회로(134)의 구성과 유사할 것이다.

결국, 디지털 베이스밴드부(31)에서 포락선을 계산함으로써, 다이오드와 같은 아날로그 장치 때문에 검파회로를 이용할 필요가 없다. 장치 변화에 의한 특성의 저하는 방지된다. 비슷하게, 저주파증폭기(314)와 이상기(315)와 같은 아날로그 회로는 이용될 필요없으므로, 이러한 장치에 의한 특성의 저하도 방지된다.

게다가, 제 1실시예의 제 1변형예에서처럼, 저주파 신호에 포함된 고주파 성분은 적극적으로 여과되고 저주파 2차 왜곡성분은 포락선 계산수단으로 제공된 2승검파회로(313)의 후단에 있는 디지털 BPF(또는 LPF)의 제공에 의해 추출된다. 결국, 저주파 2차 왜곡성분만이 다단 RF 증폭기(36) 최종단의 게이트/베이스 바이어스 회로에 재주입되기때문에, 왜곡보상효과가 강화된다.

그러나, 제 1실시예의 전력증폭장치는, RF신호가 다단 RF 증폭기에 입력되는 한편, 검파기(15)에서 발생된 저주파 신호는 저주파 증폭기(16), 이상기(17), 그리고 제 1변형예에서는 BPF(또는LPF)(20)까지 통과하였고, 따라서 통과 시간도 더 길어졌다는 점에 주의해야 한다. 그렇게 긴 통과시간은 신호변조파의 칩집적도와 관련하여 무의미하며, 문제되지 않으나, 전력증폭장치의 선형특성을 저하시키는 점이 중요하다. 제 3실시예에 따른 전력증폭장치는 그러한 문제점을 개선하고자 한다.

<제 3실시예>

도 11은 본발명의 제 3실시예에 따른 전력증폭장치의 구성예를 나타내는 블록도이며, 도 1에서와 같은 부분은 같은 부호로 표시된다.

본실시예에 따른 전력증폭장치는, SAW(surface acoustic wave)필터와 같은 지연소자(31)가 회로입력단자(11)와 다단 RF 증폭기(13) 사이에 제공되는 구성이다. 결과, RF신호는 다단 RF 증폭기(13)에 입력되기 전에 지연소자(31)를 통과한다.

결국, 지연소자(31)가 회로입력단자(11)와 다단 RF 증폭기(13)간에 제공됨으로써, 저주파 신호가 저주파 증폭기(16)와 이상기(17), 어떤 경우 BPF(또는 LPF)(20)까지, 을 통과하는 시간과, RF신호가 지연소자(31)를 통과하는 시간의 차가 작아지고, 따라서 통과시간의 차에 의한 선형특성의 저하를 방지하게된다. 즉, 본발명의 선형화 방법을 고 칩집적도의 변조파에도 적용가능하게 된다.

<적용예>

상기 설명한 제 1 내지 제 3실시예 중 어느 하나에 따른 전력증폭장치는 CDMA방식의 휴대전화기와 같은 무선통신장치의 RF프론트-엔드부(front-end)에서 전력증폭기를 형성하는데 사용된다. 도 12는 CDMA방식 휴대전화기에서 RF프론트-엔드의 일 구성예를 나타내는 블록도이다.

도 12에서, 안테나(71)에 의해 받은 신호는 필터(72)를 통과하여, AGC증폭기 (73)를 통해 신호레벨이 고정된 후에 믹서(74)에 입력된다. 믹서 (74)에서 국부발진기(75)로부터 나온 국부발진주파수와 믹스되어 중간주파수(IF)로 변환된 뒤, 신호는 후단 중 하나의 베이스밴드 IC(도시 안됨)로 공급된다.

한편, 송신측에서, 선단의 베이스 밴드 IC로부터 공급된 IF신호는 믹서(76)로 입력되고, 국부 발진기(77)에서 나온 국부 발진 주파수와 믹스되어 RF신호로 변환된다. RF 신호는 RF전력증폭기(78)로 증폭된 뒤, 필터(72)를 거쳐 안테나(71)에 공급되어, 무선 파로서 안테나(71)로부터 송신된다.

상기 설명한 구성을 가진 CDMA방식 휴대전화기의 RF프론트-엔드부에서는, 상기 설명한 제 1 내지 제 3실시예 중 어느 하나에 따른 전력증폭장치가 송신측에서 RF전력증폭기(78)로 사용된다.

결국, 무선통신 장치에서 RF프론트-엔드부는, 송신측에서 RF증폭장치(78)로 상기의 제 1내지 제 3실시예 중 어느 하나에 따른 전력증폭장치를 사용함으로써, 제 1내지 제 3실시예에 따른 전력증폭장치가 큰 인덕턴스 소자를 필요치 않으므로 장치의 소형화와 비용절감을 수행할 수 있다. 이런 이점은 상기의 전력증폭장치가 휴대전화기(cellular phone) 와 같은 모바일 무선통신장치에 적용될 때 특히 두드러진다.

게다가, 상기 설명한 적용예에서는, 상기의 실시예 중 하나에 따른 전력증폭장치가 CDMA방식의 휴대전화기에 적용될 때를 서술하였으나, 본발명은 이에 제한되지 않고 일반적으로 무선통신장치에 광범위하게 적용된다.

여기에 공개된 발명은 그것의 일반적인 특정이나 개념과 동떨어지지 않다면 다른 특별한 형식으로 실시될 수 있으며, 여기에 설명된 어떤 형식이나 실시예와구체예들은 예시적인 것이며 제한적이진 않다. 청구항으로 제시된 발명의 측면은, 앞서 말한 설명에 그치지 않고, 청구항에 기재된 것과 동등성의 범위와 의미내라면 모든 변화를 포함한다.

본발명은 저왜곡, 고효율, 소형화와 낮은 비용, 또한 피드포워드 방식의 이점을 가진 실현가능한 전력증폭장치와 전력증폭장치와 같은 것을 이용한 무선통신장치를 제공한다.

특히, 저주파 2차 왜곡성분이 다단 RF 증폭기의 최종단의 게이트/베이스 바이어스회로에 주입됨으로써, 저주파 2차 왜곡성분은 바이어스 저항에 의하여 전원의 측을 통과할 수 없게되고, 인덕턴스 구성이 불요하여 전력증폭장치의 비용절감과 소형화가 수행된다. 게다가, 피드백(feedback) 구성 대신 피드포워드(feedforward) 구성이 채용되기 때문에, W-CDMA변조파와 같은 것들처럼, 빠른 포락선변동을 가진 변조파를 증폭할 때조차도 3차 왜곡의 감쇄가 수행된다.

Claims

전력증폭장치에 있어서,

복수단의 트랜지스터를 포함하는 RF증폭장치와;

상기RF증폭장치의 입력측으로부터 RF신호의 일부를 추출하고 추출된 신호를 포락신호로 변환하는 검파기를 포함하는 피드포워드장치로 구성되며,

상기의 검파기로부터 출력된 저주파신호는 상기 RF증폭장치의 최종단에 있는 게이트와 베이스 바이어스 중 하나로 주입되는 전력증폭장치.
제 1항에 있어서, 상기의 피드포워드 장치는 상기 검파기로부터 출력된 저주파 신호를 증폭하는 저주파 증폭기를 포함하는 전력증폭장치.
제 1항에 있어서, 상기 피드포워드 장치는 검파기에 의해 출력된 저주파 신호의 위상을 조정하는 이상기를 포함하는 전력증폭장치.
제 1항에 있어서, 상기 피드포워드 장치는 상기 검파기에 의해 출력된 저주파 신호에 포함된 고주파 성분을 차단하는 필터를 포함하는 전력증폭장치.
제 1항에 있어서, 상기 검파기와 상기 RF증폭장치 사이에 지연소자를 더 포함하는 전력증폭장치.
제 1항에 있어서, 상기 검파기는 송신기의 중간주파수단에 배치되는 전력증폭장치.
전력증폭장치에 있어서,

복수단의 트랜지스터를 포함하는 RF증폭장치;

디지털 베이스밴드부에서 두 개의 크로미넌스 신호로부터 디지털 포락 신호를 계산하는 포락선계산장치;

상기 포락선계산장치로부터 출력된 디지털 포락 신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A변환기와;

상기 D/A변환기에 의해 출력된 아날로그 포락 신호를 RF증폭장치의 최종단의 게이트 및 베이스 바이어스 중 하나로 주입하는 장치로 구성된 전력증폭장치.
제 7항에 있어서, 상기 디지털 베이스밴드부는 상기 포락선계산장치에 의해 출력된 디지털 포락 신호를 증폭하는 저주파증폭기를 포함하는 전력증폭장치.
제 7항에 있어서, 상기 디지털 베이스 밴드부는 상기 포락선계산장치에 의해 출력된 디지털 포락 신호의 위상을 조정하는 이상기를 포함하는 전력증폭장치.
제 7항에 있어서, 상기 디지털 베이스 밴드부는 상기 포락선계산장치에 의해출력된 디지털 포락 신호에 포함된 고주파 성분을 차단하는 필터를 포함하는 전력증폭장치.
송신계의 프론트-엔드를 구성하는 전력증폭기로서 전력증폭장치를 이용하는 무선통신장치에 있어서,

상기 전력증폭장치는;

복수단의 트랜지스터를 포함하는 RF증폭장치와;

상기 RF증폭장치의 입력측으로부터 RF신호의 일부를 추출하여 추출된 신호를 포락선 신호로 변환하는 검파기를 포함하며,

상기 검파기에 의해 출력된 저주파 신호는 상기 RF증폭장치의 최종단의 게이트 및 베이스 바이어스 중 하나에 주입되는 무선통신장치.
송신계의 프론트-엔드를 구성하는 전력증폭기로서 전력증폭장치를 이용하는 무선 통신장치에 있어서,

상기 전력증폭장치는;

복수단의 트랜지스터를 포한하는 RF증폭장치;

디지털 베이스 밴드부에서 두 개의 크로미넌스 신호로부터 디지털 포락 신호를 계산하는 포락선계산장치;

상기 포락신호에 의해 출력된 디지털 포락신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A변환기와;

상기 D/A변환기에 위해 출력된 아날로그 포락신호를 RF증폭장치의 최종단의 게이트 및 베이스 바이어스 중 하나로 주입하는 바이어스 회로로 구성되는 무선통신장치.