KR20030069870A - 전원 회로 및 그 제어 방법 - Google Patents

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KR20030069870A
KR20030069870A KR10-2003-0010645A KR20030010645A KR20030069870A KR 20030069870 A KR20030069870 A KR 20030069870A KR 20030010645 A KR20030010645 A KR 20030010645A KR 20030069870 A KR20030069870 A KR 20030069870A
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    • H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices

Abstract

부하 전류가 버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst flow)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하의 경우에 있어서도 전원으로부터의 피크 전류치가 작은 전원 회로를 제공한다. 상기 전원 회로는 직류 전원으로 이루어지는 전원부와, 전원부로부터의 전류를 제어하는 전원 제어부와, 출력단에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 구비하고, 상기 전원 제어부는 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 검출용 저항의 저항값을 제어하는 전류 제어 회로와, 입출력단 사이에 접속된 FET 스위치와, 커패시터로 이루어지는 회로를 가지며, 검출용 저항의 타단의 전압치에 의해 입력 전원 전압의 변화를 검출하여 제어 신호를 발생하고, 이 제어 신호에 따라 FET 스위치를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 제어 스위칭부(15)를 구비하고 있다.

Description

전원 회로 및 그 제어 방법{POWER CIRCUIT AND METHOD FOR CONTROLLING SAME}
발명의 분야
본 발명은, 소비 전력이 주기적으로 변동하는 부하에 전원을 공급할 때의 전원 전류의 피크 값을 작게 함과 함께, 일정 시간 내에 소비 전류가 상한치를 초과하는 것을 허용하는 것이 가능한 전원 회로, 및 전원 회로의 제어 방법에 관한 것이다.
본 발명은 일본특허출원 2002-045219호를 우선권으로 주장한다.
관련 기술의 설명
근래에 있어서, 휴대 단말기기에 있어서의, 인터넷 접속이나 동화상 배분 등과 같은 다기능화의 진전에 수반하여, 통신 속도가 고속화 함과 함께, 데이터 통신량도 증대하는 경향에 있다. 또한, 휴대 단말기기에 있어서는, 이와 같은 다기능화와 함께, 사용상의 편리성의 점에서, 소형화 및 경량화가 요구되고 있다.
한편, 휴대 단말기기는 다기능화에 수반하여, 전력 소비량도 증대하는 경향에 있고, 전원으로서 이용되고 있는 전지(셀)에도, 보다 대용량화가 요구되고 있다. 그러나, 전원인 전지의 대용량화는, 휴대 단말기기 자체를 대형화하고 중량을 증가시키는 결과로 되어, 휴대 단말기기의 성능 향상을 위한 소형 경량화의 요구와 모순되게 된다.
그래서, 휴대 단말기기에 대한, 이와 같은 모순된 요구를 충족시키기 위한 전지측의 대책으로서, 보다 에너지 밀도가 높은 전지나, 보다 내부 임피던스가 낮은 전지의 개발 등의 대책이 행하여지고 있지만, 현재 상태로서는, 만족할만한 결과에는 도달하지 않았다. 또한, 전지의 방전 효율을 향상시키는 기술의 개발도 검토되고 있다. 휴대 단말기기의 경우, 기기의 동작 시간을 특성치로 하여 전지의 성능을 평가하는 일이 많다. 여기서 동작 시간이란, 기기가 정상적으로 동작 가능한 경과 시간을 가리키고, 전지 전압이 기기를 구동 가능한 전압의 최저치에 달할 때까지의 시간에 의해 정의되고 있다.
전지의 방전 효율을 향상시키기 위해서는, 상술한 기기에 대한 최저 구동 전압과, 전지의 방전 종지(終止) 전압을 일치시키는 것이 유효하고, DC-DC 컨버터 회로 등을 전원으로서 사용함에 의한 기기의 저전압 동작화와 함께, 직렬 전지 수를 적절하게 하여 전지의 방전 종지 전압을 조정하는 등의 방법이, 종래로부터 행하여지고 있다.
그러나, 근래에 있어서의 디지털 기기에 특유한, 시분할 다원 접속(Time Division Multiple Access ; TDMA) 통신 방식이나, 디지털 데이터 전송 시스템 등과 같이, 부하가 경시적으로 변화하는 기기의 경우는, 전지 전압이 시간적으로 변화하기 때문에, 최저 구동 전압과 방전 종지 전압을 일치시키는 것이 어렵고, 그 때문에, 종래 방식의 전원 회로에서는, 충분히 효과적인 전지 동작을 행하게 할 수 없다는 문제가 있다.
또한, 인터페이스 규격인 유니버셜 시리얼 버스(USB)를 이용하여, 호스트가 되는 퍼스널 컴퓨터 등으로부터 전원의 공급을 받는 기기의 경우에는, USB의 전류 사양에 상한치가 있기 때문에, 제한치 이상의 전류를 소비하는 기기를 사용할 수 없다는 문제도 있다.
이와 같이, 종래의 전원 회로에서는, 전원인 전지를 효율적으로 이용할 수 없고, 제한치 이상의 전류를 소비하는 기기를 사용할 수 없다는 문제가 있다.
본 발명은 상술한 사정을 감안하여 이루어진 것으로, 전원인 전지의 효율적인 이용이 가능함과 함께, 제한치 이상의 전류를 소비하는 기기를 사용하는 것이가능한 전원 회로 및 그 제어 방법을 제공하는 것을 목적으로 하고 있다.
본 발명의 제 1의 양상에 따르면, 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와; 입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급된 전류를 제어하여 출력단에 접속된 부하에 상기 전류를 공급하는 전원 제어부와; 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 포함하며, 버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst flow)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로가 제공되는데,
상기 전원 제어부는 상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 상기 음극에 접속된 검출용 저항의 저항값을 제어하는 전류 제어 회로와, 입력단과 출력단 사이에 접속된 스위칭 장치와, 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 커패시터로 이루어지는 회로부를 가지며, 상기 검출용 저항의 타단에 있어서의 전압치에 의해 입력 전원 전압의 변화를 검출하여 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭 장치를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 스위칭 회로를 구비한다.
본 발명의 제 2의 양상에 따르면, 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와; 입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급된 전류를 제어하여 출력단에 접속된 부하에 상기 전류를 공급하는 전원 제어부와; 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 포함하며, 버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burstflow)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로가 제공되는데,
상기 전원 제어부는 상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 상기 음극에 접속된 검출용 저항의 저항값을 제어하는 전류 제어 회로와, 출력단의 전압을 검출하는 전압 검출 회로와, 입력단과 출력단 사이에 직렬로 접속된 코일 및 다이오드와, 상기 출력단과 음극과의 사이에 접속된 커패시터와, 상기 코일과 다이오드의 접속점과 상기 검출용 저항의 타단 사이에 접속된 스위칭 장치로 이루어지는 승압 DC-DC 컨버터 회로를 구비하며, 상기 검출용 저항의 타단에 있어서의 전압치에 의해 상기 스위칭 장치의 전류의 변화를 검출한 신호와 상기 출력단의 전압을 검출한 신호에 의해 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭 장치를 제어함으로써 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 스위칭 회로를 구비한다.
본 발명의 제 3의 양상에 따르면, 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와; 입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급된 전류를 제어하여 출력단에 접속된 부하에 상기 전류를 공급하는 전원 제어부와; 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 포함하며, 버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst flow)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로가 제공되는데,
상기 전원 제어부는 상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 입력단에 접속된 검출용 저항의 저항값을 제어하는 전류 제어 회로와, 출력단의 전압을 검출하는 전압 검출 회로와, 상기 검출용 저항의 타단과 출력단 사이에 직렬로 접속된 스위칭 장치 및 코일과, 상기 출력단과 상기 음극과의 사이에 접속된 커패시터와, 상기 스위칭 장치와 상기 코일의 접속점과 상기 음극과의 사이에 접속된 다이오드로 이루어지는 강압 DC-DC 컨버터 회로를 가지며, 상기 검출용 저항의 양단의 전압에 기초하여 입력 전류의 변화를 검출한 신호와 상기 출력단의 전압을 검출한 신호에 의해 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭 장치를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 스위칭 회로를 구비한다.
상기에 있어서, 상기 전원 제어부의 회로 정수(circuit constant)와, 정정 용량 및 상기 축적 커패시터의 내부 저항은 하기의 식, 즉
T1+T2≤Tload
Vo/2≥IC×{Rc+(Tload×Don)/(C×100)}=Vo3에 의해 결정되는 것이 바람직한데,
여기서 "T1+T2"는 전원 전류의 유통 기간(초)을 나타내고, "Tload"는 부하 주기(초)를 나타내며,
"Vo"는 무부하시 발생하는 상기 축적 커패시터의 전압(V)을 나타내고, "IC"는 상기 축적 커패시터의 전류(A)를 나타내고, "Rc"는 상기 축적 커패시터의 내부 저항(Ω)을 나타내고, "Don"은 부하의 듀티비(%)를 나타내고, "C"는 축적 커패시터의 용량(F)을 나타내며, "Vo3"는 버스트 기간동안 발생하는 축적 커패시터 전압의전압 강하(V)의 크기를 나타낸다.
또한, 상기 전원부는 출력단과 상기 음극 사이에 접속되고, 충전 회로를 통해 충전 전원에 접속된 2차 전지와, 상기 충전 전원 출력에 의한 충전을 방지하기 위해 사용되는 충전 방지 회로를 통하여 상기 출력단과 상기 음극에 접속된 1차 전지로 이루어지는 것이 바람직하다.
또한, 상기 전원부는 충전 회로의 출력과 음극 사이에 접속되며, 충전 방지 스위치를 통하여 출력단에 접속된 2차 전지와, 상기 출력단과 상기 음극에 접속된 1차 전지로 이루어지는 것이 바람직하다.
또한, 상기 전원부는 연료 탱크와, 상기 연료 탱크로부터의 연료에 의해 발전을 행하는 연료 전지 셀과, 상기 연료 전지 셀의 출력 전압을 안정화하여 출력단에 공급하는 직류 평활화 제어부로 이루어지는 것이 바람직하다.
또한, 상기 전원부는 출력 전류치를 설정하는 전류 설정 저항과, 상기 전류 설정 저항의 검출 전압을 증폭하는 연산 증폭기와, 상기 연산 증폭기의 출력에 따라 전원 전류를 제어하는 스위칭 회로로 이루어지는 것이 바람직하다.
또한, 상기 에너지 축적부에 있어서의 축적 커패시터는 전기이중층 커패시터로 이루어지는 것이 바람직하다.
또한, 상기 축적 커패시터는 자신의 단자 전압과 전원 전압을 비교하여 소정의 관계가 형성될 때, 상기 축적 커패시터의 전하를 방전 저항을 통하여 단락하는 커패시터 방전 회로를 갖는 것이 바람직하다.
본 발명의 제 4의 양상에 따르면, 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와, 입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급되는 전류를 제어하고 상기 전류를 출력단에 접속된 부하에 공급하는 전원 제어부와, 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 구비하며, 버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst period)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로의 제어 방법이 제공되는데, 상기 방법은,
상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 상기 음극에 접속된 검출용 저항의 저항값을 제어하는 단계; 및
입력단과 출력단 사이에 접속된 스위칭 장치와, 상기 출력단과 음극과의 사이에 접속된 커패시터로 이루어지는 회로에 있어서, 상기 검출용 저항의 타단에 있어서의 전압치에 의해 입력 전원 전압의 변화를 검출하여 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 응하여 상기 스위칭 장치를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 단계를 포함한다.
본 발명의 제 5의 양상에 따르면, 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와, 입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급되는 전류를 제어하고 상기 전류를 출력단에 접속된 부하에 공급하는 전원 제어부와, 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 구비하며, 버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst period)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로의 제어 방법이 제공되는데, 상기 방법은,
상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 상기 음극에 접속된 검출용 저항의 저항값을 제어하는 단계; 및
입력단과 출력단 사이에 직렬로 접속된 코일 및 다이오드와, 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 커패시터와, 상기 코일과 다이오드의 접속점과 상기 검출용 저항의 타단 사이에 접속된 스위칭 장치로 이루어지는 승압 DC-DC 컨버터 회로에 있어서, 상기 검출용 저항의 타단에 있어서의 전압치에 의해 상기 스위칭 장치의 전류의 변화를 검출한 신호와 상기 출력단의 전압을 검출한 신호에 의해 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭 장치를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 단계를 포함한다.
본 발명의 제 6의 양상에 따르면, 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와, 입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급되는 전류를 제어하고 상기 전류를 출력단에 접속된 부하에 공급하는 전원 제어부와, 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 구비하며, 버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst period)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로의 제어 방법이 제공되는데, 상기 방법은,
상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 입력단에 접속된 검출용 저항의 저항값을 제어하는 단계; 및
상기 검출용 저항의 타단과 출력단 사이에 직렬로 접속된 스위칭 장치 및 코일과, 상기 출력단과 음극과의 사이에 접속된 커패시터와, 상기 스위칭 장치와 코일의 접속점과 상기 음극 사이에 접속된 다이오드로 이루어지는 강압 DC-DC 컨버터 회로에 있어서, 상기 검출용 저항의 양단의 전압에 기초하여 입력 전류의 변화를 검출한 신호와 상기 출력단의 전압을 검출한 신호에 의해 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭 장치를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 단계를 포함한다.
상기의 구성을 통해, 전원으로서 직류 전원을 갖는 전원 회로에 있어서, 부하 전류의 변화를 수용하기 위해 출력 전류 제어와 출력 전압 제어를 행하는 전류 제한부의 출력측에 에너지 축적부를 마련함으로써, 부하 전류가 버스트 기간과 비버스트 기간에서 주기적으로 그리고 교대적으로 유통하는 부하의 경우에 있어서도, 전원 전류의 피크값이 작게 될 수 있다. 그리고, 전원 전류의 피크 값을 작게 함으로써, 전원부가 전지인 경우에, 전지의 방전 수명을 연장할 수 있고, 또한, 출력 전류에 상한치가 있는 전원이라도, 버스트 기간만 소비 전력이 상한치를 초과하지만 평균의 소비 전력이 전원의 공급 전력 이하인 부하인 경우는, 전원 회로를 구동하는 것이 가능해진다. 또한, 부하가 정상으로는 일정 전력을 소비하지만, 주기적으로 그리고 교대적으로 버스트 기간과 비버스트 기간을 반복하는 전류 패턴을 나타내는 것인 경우에, 설정 전류의 상한치를 전원 전압에 따라 자동적으로 변화시킬 수 있기 때문에, 부하가 정전력을 소비하더라도, 주기적인 펄스라면, 상술한 각 효과를 얻을 수 있다.
본 발명은, 시분할 다원 접속(TDMA) 통신 방식의 휴대 전화기와 같이, 소비 전력이 주기적으로 변화하는 부하를 구동할 때에, 화학 전지 또는 출력 전류에 상한치가 있는 전원을 사용하는 경우에 매우 적합한 전원 회로 및 전원 회로의 제어 방법에 관한 것이다. 여기서, TDMA 통신 방식으로서는, PDC(Personal Digital Cellular), GSM(Global System for Mobile communications) 및 GPRS(General Packet Radio Service) 등을 포함한다.
TDMA 통신 방식의 휴대 전화기에서는, 송신 전파 발생용의 파워 앰프의 구동에 동기하여 소비 전력이 주기적으로 변동한다. 일반적으로, TDMA 통신 방식의 휴대 전화기의 전원으로서는, 전기화학 반응을 이용한 화학 전지, 또는 출력 전류에 상한치를 마련한 직류 전원이 사용되고 있다. 여기서, 소비 전력의 주기적인 변화란, 부하 전류가 버스트 기간과 비버스트 기간을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 것을 가리키고 있다.
화학 전지를 전원으로 하는 경우에는, 그 부하 전류가 버스트 기간동안 흐르는 경우는, 화학 전지의 내부 임피던스에 의거한 전압 강하에 의해 전지 전압이 저하되지만, 다음에 부하 전류가 비버스트 기간동안 흐르게 되면, 전압 강하가 감소하여 전지 전압은 회복한다. 이와 같은 동작이 주기적으로 행하여지기 때문에, 전지 전압은 진동적으로 변화한다. 일반적인 기기의 경우, 버스트 기간에 있어서의 전압치가, 기기의 최저 구동 전압 이하로 되면, 구동할 수 없게 된다.
화학 전지에는, 망간 건전지, 알칼리 건전지, 리튬 전지 등의 1차 전지와, 납 축전지, 니카드[니켈-카드뮴] 전지, 니켈수소 전지, 리튬 이온 전지 등의 2차 전지, 및 산소와 수소를 외부로부터 공급하고, 화학 반응을 일으키게 함으로써 발전하는 구조를 갖는 연료 전지 등이 포함된다.
출력 전류에 상한치가 있는 전원인 경우는, 버스트 기간에 있어서, 부하 전류의 버스트 전류치가, 전원이 갖는 허용 전류의 상한치 이상으로 되면, 전원으로부터 출력을 발생하지 않게 되기 때문에, 기기를 구동할 수 없게 된다. 여기서, 출력 전류에 상한치가 있는 전원으로서는, 선형 레귤레이터 방식 및 스위칭 레귤레이터 방식 등과 같은 출력 전류 제한 기능을 갖는 직류 안정화 전원 및 화학 전지를 포함하는 직류 전원이, 부하로부터 물리적으로 떨어진 장소에 있기 때문에, 전선을 이용한 전력 수송이 필요하고, 전선의 통전 성능 등의 이유에 의해, 최대 전류가 제한되어 있는 전원을 가리키고 있다.
본 발명은, 화학 전지 또는 출력 전류에 상한치를 갖는 전원에 의해, 소비 전력이 주기적으로 변동하는 부하를 구동하는 경우에, 전원이 화학 전지인 경우는, 전지의 방전 효율을 향상시킴에 의해, 동작 가능 시간을 연장하는 것을 가능하게 하고, 또한, 출력 전류에 상한의 제한을 갖는 전원인 경우에, 기기의 소비 전류가 일정 시간 내에 있어서 상한치를 초과하여도, 기기의 구동이 가능하게 하는 것이다.
또한 본 발명은, 전원 전류의 상한치의 설정을 변화시키는 제어 방법에 의해, 상기의 효과를 보다 향상시키는 것이다.
또한, 화학 전지를 전원으로 하는 경우에는, 1차 전지를 사용하는 경우와, 2차 전지를 사용하는 경우가 생각되지만, 이 때, 1차 전지가 오충전되지 않도록 하기 위한 충전 방지 장치를 마련함으로써, 1차 전지 사용시에 있어서의 안전성을 향상시킨다. 이 때에 이용하는 전원 제어 기능으로서는, 출력 전류 제한 기능이 단독으로 기능하는 것과, 출력 전류 제한 기능과 출력 전압 제어 기능을 갖는 것의 2종류가 있고, 부하의 종류, 성질에 적합할 수 있도록 범용성을 향상시키고 있다.
또한, 전원을 떼어낸 경우 등에, 축적 커패시터의 축적 전하를 방전하기 위한 커패시터 방전 회로를 구비하고, 전원 절단 후에 있어서의 축적 커패시터의 잔류 전하를 없앰에 의해, 전원의 안전성과 신뢰성을 향상시키고 있다.
도 1은 본 발명에 따른 전원 회로의 제 1의 기본 구성을 도시한 도면.
도 2는 본 발명에 따른 제 1의 실시예인 전원 회로의 구체적 구성을 도시한 회로도.
도 3은 본 발명의 제 1의 실시예에 따른 전원 회로의 동작을 설명하는 타이밍도.
도 4는 본 발명의 제 1의 실시예에 따른 전원 회로에 있어서의 전지 수명 연장의 효과를 설명하기 위한 도면.
도 5는 본 발명에 따른 전원 회로의 제 2의 기본 구성을 도시한 도면.
도 6은 본 발명의 제 2의 실시예인 전원 회로의 구체적 구성을 도시한 회로도.
도 7은 본 발명의 제 3의 실시예인 전원 회로의 구체적 구성을 도시한 회로도.
도 8은 본 발명의 전원 회로의 제 4의 실시예에 있어서의 전원부의 구체적 구성을 도시한 회로도.
도 9는 본 발명의 전원 회로의 제 5의 실시예에 있어서의 전원부의 구체적구성을 도시한 회로도.
도 1O은 본 발명의 전원 회로의 제 6의 실시예에 있어서의 전원부의 구체적 구성을 도시한 회로도.
♠도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명♠
11, 11A, 11B 11C : 전원부(전원 수단)
111 : 2차 전지
112 : 1차 전지
113 : 2차 전지 충전 회로(충전 수단)
114 : 충전 방지 회로(충전 방지 수단)
115 : 커패시터
117 : 충전 방지 스위치
118 : 연료 탱크
119 : 연료 전지 셀
120 : 직류 평활화 제어부(직류 평활화 제어 수단)
124 : 전류 설정 저항
125 : 연산 증폭기(OP 앰프)
126 : FET 스위치
12, 12A, 12B : 전원 제어부(전원 제어 수단)
13 : 에너지 축적부(에너지 축적 수단)
131 : 축적 커패시터
132 : 커패시터 방전 회로(커패시터 방전 수단)
133 : 방전 저항
14, 14A, 14B : 전류 제어부(전류 제어 수단)
141, 143, 145 : 전압 검출부
142, 144, 146 : 검출 저항부
15, 15A, 15B : 제어 스위칭부(스위칭 장치)
151, 151A, 151B : 전류 검출부
152, 152A, 152B : 스위칭 제어부
153, 153A, 153B : FET 스위치(스위치부)
154, 154A, 154B : 커패시터
155, 155B : 코일
156, 156B : 다이오드
본 발명의 상기 및 다른 목적, 이점 및 특징은 첨부된 도면과 연계한 하기의 상세한 설명으로부터 명확해질 것이다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예가 첨부된 도면과 연계한 여러 가지 실시예를 통해 상세히 설명될 것이다.
제 1의 기본 구성
본 발명의 전원 회로는 기본 구성으로서 2가지 형태를 갖고 있다. 도 1은 본 발명에 따른 전원 회로의 제 1의 기본 구성을 도시하는 도면이다. 본 발명의 제 1의 기본 구성을 갖는 전원 회로는, 도 1에 도시한 바와 같이, 전원부(1)와, 전원 제어부(2)와, 에너지 축적부(3)로 개략 기본 구성되어 있고, 또한, 전원 제어부(2)는 전류 제어부(4)와 제어 스위칭부(5)로 구성되어 있다. 전원부(1)는 직류 전원으로 구성되어 있다. 전원 제어부(2)는 전원부(1)로부터의 출력 전류를 제어하기 위한 것으로, 전원부(1)의 출력 전류를 제어하기 위한 제어 신호를 발생하는 전류 제어부(4)와, 전류 제어부(4)로부터의 제어 신호에 응하여 전원부(1)로부터의 출력 전류를 제어하는 제어 스위칭부(5)로 이루어져 있다. 에너지 축적부(3)는 전원 제어부(2)에 의해 전류 제어된 후 얻어지는 전원부(1)로부터의 전기 에너지의 일부를 축적하고, 부하(6)에 대해 전력 공급을 행한다.
제 1의 실시예
다음에, 제 1의 기본 구성을 갖는 전원 회로의 상세한 구성을 설명한다.
도 2는 본 발명의 제 1의 실시예인 전원 회로의 구체적 구성을 도시한 회로도이고, 도 3은 상기 제 1의 실시예의 전원 회로의 동작을 설명하는 타이밍도이다. 도 4는 상기 제 1의 실시예의 전원 회로에 있어서의 전지 수명 연장의 효과를 설명하기 위한 도면이다.
본 실시예의 전원 회로는, 도 2에 도시한 바와 같이, 전원부(11)와, 전원 제어부(12)와, 에너지 축적부(13)로 개략 구성되어 있고, 또한, 전원 제어부(12)는 전류 제어부(14)와 제어 스위칭부(15)로 구성되어 있다.
전원부(11)는 화학 전지(chemical cell)에 의한 직류 전원으로서, 2차 전지(111) 또는 1차 전지(112)를 수용할 수 있는 전지 홀더를 구성하고 있다. 또한, 전원부(11)는 2차 전지 충전 회로(113)와, 충전 방지 회로(114)와, 커패시터(115)를 갖고 있다. 2차 전지(111)의 양극에 접속된 양극 단자(111a)는 2차 전지 충전 회로(113)의 출력측에 접속되어 있다. 2차 전지(111)의 음극에 접속된 음극 단자(111b)는 전원부(11)의 음극측에 접속되어 있다. 1차 전지(112)의 양극에 접속된 양극 단자(112a)는 충전 방지 회로(114)를 경유하여 2차 전지 충전 회로(113)의 출력측에 접속되어 있다. 1차 전지(112)의 음극에 접속된 음극 단자(112b)는 전원부(11)의 음극측에 접속되어 있다.
2차 전지 충전 회로(113)는 충전 전원(116)과 2차 전지(111)의 양극 단자(111a) 사이에 접속되어 있고, 2차 전지(111)에 대한 충전 전류를 공급하도록 구성되어 있다. 충전 방지 회로(114)는 정전압 다이오드로 이루어지고, 2차 전지 충전 회로(113)의 출력단과 1차 전지(112)의 양극 단자(112a) 사이에 접속되어 있고, 1차 전지(112)로의 충전을 저지하도록 구성되어 있다. 커패시터(115)는 전원부(11)의 출력측, 즉 전지 홀더의 출구와 접지 사이에 접속되어 있다.
전원 제어부(12)는 전류 제어부(14)와 제어 스위칭부(15)로 구성되어 있다. 전류 제어부(14)는 전압 검출부(141)와, 검출 저항부(142)로 구성된다. 제어 스위칭부(15)는 전류 검출부(151)와, 스위칭 제어부(152)와, FET(전계 효과 트랜지스터) 스위치(153)와, 커패시터(154)로 구성되어 있다.
전류 제어부(14)에 있어서, 전압 검출부(141)는 전원부(11)의 출력 전압을 서로 상이한 각각의 기준 전압(Vr1, Vr2)과 비교하기 위한 검출기(141-1, 141-2)를 구비하고 있다. 검출 저항부(142)는 일단이 음극에 접속되어 있는 저항(Rs)과, 일단이 스위치(Sw1, Sw2)를 통하여 음극에 접속되어 있는 저항(Rs1, Rs2)을 구비하고 있다. 저항(Rs, Rs1, Rs2) 각각의 일단은 음극에 접속되고, 타단은 전류 검출부(151)에 접속되어 있다. 제어 스위칭부(15)에 있어서, 전류 검출부(151)는 전원과 검출 저항부(142)로부터 입력되는 전원을 받고, 상기 전원을 스위칭 제어부(152)로 출력한다. 스위칭 제어부(152)의 출력단은 FET 스위치(153)의 게이트 전극에 접속되어 있다. FET 스위치(153)의 소스는 전원의 입력단에 접속되고, 드레인은 전원의 출력단에 접속되어 있다. FET 스위치(153)의 드레인과 음극 사이에는, 커패시터(154)가 접속되어 있다.
에너지 축적부(13)는 축적 커패시터(131)와, 커패시터 방전 회로(132)와, 방전 저항(133)으로 구성되어 있다. 축적 커패시터(131)는, 대용량으로 낮은 내부 저항(Rc)을 갖는 전기이중층 커패시터로 이루어지고, 그 일단에 전원 제어부(12)의 출력단이 접속되고, 타단이 음극에 접속되어 있다. 커패시터 방전 회로(132)는 축적 커패시터(131)의 충전 전압과 전원부(11)의 출력 전압을 비교하는 비교기(132-1)와, 비교기(132-1)에 있어서의 비교 결과에 따라 방전 저항(133)을 통하여 축적 커패시터(131)를 단락하는지 여부의 동작을 행하는 스위치(132-2)를 갖고 있다.
다음에, 도 2를 참조하여, 본 실시예의 전원 회로의 동작을 설명한다. 전원부(11)에 2차 전지(111)를 접속하는 경우에는, 전원부(11)는 내부 저항(Ra)을 갖는 2차 전지(111)의 전지 전압을 출력한다. 2차 전지(111)의 방전량이 저하되면, 외부의 충전 전원(116)이 2차 전지 충전 회로(113)를 통해 2차 전지(111)를 충전한다. 2차 전지 충전 회로(113)는 충전 전원(16)으로부터 2차 전지(111)로 공급되는 충전 전류를 제어한다. 또한, 전지의 삽탈이나 충전 동작에 의한 전원의 변동을 평활화 하기 위해, 2차 전지 충전 회로(113)와 접지 사이에 2차 전지(111)와 커패시터(115)가 병렬로 접속되어 있다. 또한, 전원부(11)에 1차 전지(112)를 접속하는 경우에는, 전원부(11)는 내부 저항(Rb)을 갖는 1차 전지(112)의 전지 전압을 출력한다. 2차 전지 충전 회로(113)의 오동작에 의해 1차 전지(112)로의 충전 동작을 시작하더라도, 충전 방지 회로(114)에 의해 전류의 역류를 저지하기 때문에, 오충전될 우려는 없다. 또한, 전지의 삽탈 또는 그 충전 동작에 의한 전원의 변동을평활화 하기 위해, 2차 전지 충전 회로(113)와 접지 사이에 1차 전지(112)와 커패시터(115)가 병렬로 접속되어 있다. 화학 전지를 사용하는 경우, 2차 전지(111), 또는 1차 전지(112)의 어느 한쪽을 사용한다. 또한, 2차 전지(111)와 1차 전지(112)를 동시에 사용하는 일은 없다.
부하(16)는 부하 전류가 버스트 기간과 비버스트 기간을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 전류 패턴을 갖고 있다. 제 1의 실시예에 있어서는, 이 전류 패턴의 주기는 1초 이하인 것으로 한다. 또한, 버스트 기간동안 공급되는 부하 전류는 전류 제어부(14)에서 설정 가능한 전류치보다 큰 것으로 하고, 비버스트 기간의 부하 전류는 0A인 것으로 간주한다. 그러나, 이 부하 전류에 직류 전류가 중첩되어 있는 경우에도, 제 1의 실시예에서 얻어진 효과와 동일한 효과가 얻어질 수 있다.
이하에 있어서는, 전원부(11)가 상기한 바와 같은 직류 전류를 공급하여 부하(16)를 구동하는 경우에 수행되는 전원 제어부(12) 및 에너지 축적부(13)의 동작을 설명한다.
전원 제어부(12)는, 전류 제어부(14)의 전압 검출부(141)에서 전원부(11)로부터의 입력 전압을 검출하고, 그 결과에 응하여, 일단이 검출 저항부(142)의 음극에 접속된 저항의 저항값을 제어한다. 그리고, 제어 스위칭부(15)에 있어서, 검출용 저항의 타단에 있어서의 전압치에 의해 입력 전원 전압의 변화를 검출하여 제어 신호를 발생하고, 이 제어 신호에 응하여 입출력단 사이에 접속된 FET 스위치(153)를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어한다. 이 때, 출력단과 음극과의사이에 접속된 커패시터(154)는 스위칭 동작에 수반하는 출력 전류의 교류 전류 성분을 제거하는 바이패스 커패시터로서 동작한다. 에너지 축적부(13)는 대용량의 축적 커패시터(131)가 버스트 기간동안 부하 전류의 일부를 부담하게 함으로써, 전원부(11)로부터의 전류의 피크 값을 작게 하는 작용을 행한다.
이하, 도 3에 도시한 타이밍도를 참조하여, 부하 기간을 T0 내지 T3을 포함하는 기간으로 나누어, 본 실시예의 전원 회로의 동작을 설명한다. 초기 상태로서, 전원부(11)에서 2차 전지(111)가 사용되고, 전원부(11), 전원 제어부(12) 및 에너지 축적부(13)의 각 회로 블록은 시동 완료되어 있는 것으로 가정한다.
기간(T0)동안, 부하(16)가 비버스트 상태에 있을 때, 전원부의 전류값(전원 전류)은 0A이고, 전원부의 전압(전원 전압)은 VB이다. 부하(16)가 비버스트 상태에 있기 때문에, 부하 전류는 OA이고, 부하 전압(축적 커패시터 전압과 동일 전압)은 Vo이다. 또한, 축적 커패시터(131)에 대한 전류의 입출력은 없다. 이 때, 부하 전압(Vo)과 전원 전압(VB)은 같은 값이다.
시각(t0)에 있어서, 부하(16)가 버스트 상태에 있을 때, 전원 전류로서, 제어 스위칭부(15)의 제어에 의해 전류 제어부(14)에서 설정된 전류의 상한치(IB)가 흐른다. 전원 전압(VB)은 2차 전지(111)의 내부 저항(Ra)에 의해 전압 강하되고, 그 전압 강하 크기는 VB1로 된다. 전압 강하 크기(VB1)는 다음 식에 의해 개략적으로 표현된다.
VB1(V) = IB(A) × Ra(Ω) … (1)
부하 전류값이 IB보다 큰 값이므로, 부족분을 축적 커패시터(131)의 방전 전류(IC)에 의해 보충하기 위해, 부하 전압(Vo)은 축적 커패시터(131)의 내부 저항(Rc)에 의해 전압 강하되고, 그 전압 강하 크기는 Vo1로 된다.
전압 강하 크기(Vo1)는 다음 식에 의해 개략적으로 나타낼 수 있다.
Vo1(V) = IC(A) × Rc(Ω) … (2)
기간(T1)동안, 부하(16)가 버스트 상태에 있을 때, 전원 전류로서, 전류 제어부(12)에 의해 설정된 전류의 상한치(IB)가 제어 스위칭부(15)의 제어에 의해 계속해서 흐른다. 부하(16)의 주기가 1초 이하이고, 2차 전지(111)의 용량의 크기에 의한 전압 강하는 상당히 작기 때문에, 전원 전압의 전압 강하의 값은 거의 VB1과 같은 전압치를 유지한다. 부하 전류가 IB보다 큰 값이기 때문에, 부족분은 축적 커패시터(131)에 의해 방전된다. 축적 커패시터(131)의 방전 전류(IC)가 방전 기간동안 계속되기 때문에, 부하 전압(Vo)는 시각(t1)에서의 전압 강하(Vo1)에 부가하여 축적 커패시터(131)의 방전에 수반하는 전압 강하(Vo2)를 포함한다. 축적 커패시터의 방전 전류가 방전 기간동안 IC에서 일정하기 때문에, 축적 커패시터(131)의 정전 용량이 C일 때, 전압 강하(Vo2)는 다음 식에 의해 개략 나타낼 수 있다.
Vo2(V) = IC(A) × T1(Sec)/C(F) … (3)
따라서, 이 기간에 있어서의 최종적인 전압 강하 크기(Vo3)는 다음 식에 의해 개략 나타낼 수 있다.
Vo3(V) = Vo1(V) + Vo2(V) … (4)
이 기간의 최종시에 있어서, 전원 전압은 VB' 부하 전압은 Vo'로 된다.
시각(t1)에 있어서, 부하(16)가 버스트 종료 상태에 있을 때, 무부하 상태가발생하기 때문에, VB'와 Vo'가 부하 전압(Vo')과 동일하게 되도록, 축적 커패시터(131)의 방전이 시작되고, 부하 전압(Vo')이 상승하는 동작을 시작한다. 축적 커패시터(131)가 저 임피던스 상태에 있기 때문에, 제어 스위칭부(15)에 의해 전류 제어부(14)에서 설정된 전류의 상한치(IB)에서 충전을 시작한다. 이 시각의 전원 전류는 기간(T1)과 마찬가지의 IB이기 때문에, 전원 전압도 T1기간과 마찬가지 상태를 유지하고 있다.
기간(T2)동안, 부하(16)가 무부하 상태에 있기 때문에, 전원 전압(VB')이 부하 전압(Vo')과 동일하게 되도록, 축적 커패시터(131)의 충전이 행하여진다.
축적 커패시터(131)는 이 기간동안 저 임피던스 상태이므로, 제어 스위칭부(15)에 의해 전류 제어부(14)에서 설정된 전류의 상한치(IB)에서 충전이 계속되고 있다. 이 시각에서의 전원 전류는 기간(T1)에서와 마찬가지로 IB이기 때문에, 전원 전압도 T1의 기간에서와 마찬가지 상태를 유지하고 있다.
시각(t2)에서, 부하(16)가 무부하 상태에 있기 때문에, 전원 전압(VB')이 부하 전압(Vo')과 동일하게 되도록, 축적 커패시터(131)의 충전이 행하여진다.
이 시각에서, 축적 커패시터(131)의 전압의 상승에 의해 부하 전압(Vo')이 상승하기 때문에, 전원 전압(VB')과 부하 전압(Vo')의 전압차가 작아지고, 그에 따라, 충전 전류는 전류 제어부(14)에서 설정된 전류의 상한치(IB)보다 작아지게 된다. 이 시각의 전원 전류는 IB보다 작아지기 때문에, 전원 전압은 상승을 시작한다.
기간(T3)동안, 부하(16)가 무부하 상태에 있기 때문에, 전원 전압(VB')이 부하 전압(Vo')과 동일하게 되도록, 축적 커패시터(131)의 충전이 행하여진다.
이 기간동안의 축적 커패시터(131)의 충전에 있어서, 전원 전압(VB')과 부하 전압(Vo')의 전압차가 서서히 작아짐에 의해, 충전 전류는 전류 제어부(14)에서 설정된 전류의 상한치(IB)보다 서서히 작아지는 동작을 행한다. 이 기간에 있어서, 축적 커패시터(131)로의 최종적인 충전 전류는 제로로 되고, 전원 전압(VB')과 부하 전압(Vo')이 동등한 상태로 복구한다.
시각(t3)에 있어서, 부하(16)가 무부하 상태에 있고 축적 커패시터(131)의 충전은 충전이 완료된 상태에 있기 때문에, 전원 전류는 0A이고, 전원 전압은 VB이다. 또한, 부하 전류는 0A이고, 부하 전압(축적 커패시터(131)의 전압과 동일 전압)은 Vo로 된다. 또한, 축적 커패시터(131)로의 전류의 입출력은 없다. 이 때, 전원 전압(VB)과 부하 전압(Vo)은 동등한 값으로 된다.
계속해서 기간(T0)의 동작으로 이행하여, 이하와 같이, 전과 동일한 동작을 반복한다.
기간(T0) 동안의 동작 → 시각(t0)에서의 동작 → 기간 동안의 동작(T1) → 시각에서의 동작(t1)→기간(T2) 동안의 동작 → 시각(t2)에서의 동작 → 기간(T3) 동안의 동작 → 시각(t3)에서의 동작 → 기간(T0) 동안의 동작→ ….
상기한 바와 같은 일련의 동작에 관해, 본 실시예의 전원 회로에서는, 이하의 조건을 충족시키도록, 전원 제어부(12) 및 에너지 축적부(13)의 회로 정수(circuit constants)가 설정된다.
우선, 회로 정수를 설정함에 있어서, 교대적으로 버스트 기간과 비버스트 기간을 반복하는 전류 패턴이 활용되고, 버스트 기간동안 흐르는 피크 전류(Ip)가 전원 전류의 상한치(IB)보다 크다는 부하 조건하에서, 기간(T1)과 기간(T2)의 합계 시간이 이 부하의 1주기(Tload)의 시간과 동등하거나 또는 그보다 짧은 시간이라고 가정한다.
T1(Sec) + T2(Sec) ≤ Tload(Sec) … (5)
또한, 회로 정수는 전원 전류의 상한치(IB)가 부하의 버스트 기간에 있어서의 피크 전류(Ip)와 듀티비(Don)의 곱과 동등하거나 또는 그 보다 크다는 조건을 충족시키도록 설정된다.
IB(A) ≥ Ip(A) × Don(%)/100 (단, IB < Ip) … (6)
또한, 무부하시의 부하 전압을 Vo, 부하의 1주기를 Tload, 축적 커패시터(131)의 방전 전류를 IC, 듀티비를 Don, 전원 전류의 상한치를 IB로 하였을 때에, Vo3에 상당하는 전압치에 관해, 축적 커패시터(131)의 내부 저항(Rc)과 정전 용량(C)의 2개의 정수가, 다음 식을 충족시키도록 정수를 선택한다.
Vo/2(V) ≥ IC(A) × {Rc(Ω) + (Tload(Sec) × Don(%))/(C(F) × 100)} = Vo3(V) … (7)
단, 직류 성분이 중첩된 부하인 경우는, 직류 성분을 공제하고 생각하는 것으로 한다.
또한, 이하의 경우에 있어서도, 제 1의 실시예의 전원 회로에는 제어 기능이 있다. 우선, 부하(16)가 정전력 부하인 경우의 제어 기능에 관해 설명한다. 부하(16)가 정전력 부하인 경우는, 부하(16)에 있어서, 부하 전류의 유통(flow)이버스트 기간동안 발생하는 한 패턴과 비버스트 기간동안 발생하는 다른 패턴을 교대적으로 반복하는 전류 패턴을 나타낸다. 본 실시예의 경우, 이 부하 주기는 1초 이하이다. 이와 같은 부하 조건에 더하여, 또한 일정 전력을 소비하는 부하인 경우에는, 전원 전압이 낮아질수록, 부하 전류가 커지는 등, 전원 전압의 변동과 부하 전류의 변동이 연동하는 동작을 행하게 된다.
이와 같은 정전력 부하인 경우에는, 전원 전압에 응하여 전원 전류의 전류 제한의 설정치를 변화시킴에 의해, 제 1의 실시예의 효과를 지속시킬 수 있다.
전류 제어부(14)에 있어서, 전원 전압은 전압 검출부(141)에 의해 감시된다. 전원 전압이 소정치로 되었을 때는, 전압 검출부(141)가 검출 저항부(142)에 제어 전압을 발생하고, 이 제어 전압에 의해, 검출 저항부(142)는 전류 검출의 임계치를 자동적으로 변경한다. 이와 같은 동작에 의해, 전원 회로가 구동중이라도, 전류 제어부(14)에 의해 설정되는 전류의 상한치(IB)를 자동적으로 변화시키는 것이 가능하게 되고, 정전력의 부하인 경우에도 대응할 수 있게 된다.
다음에, 본 실시예의 전원 회로에 있어서, 동작중에 전원부가 단락된 경우의 제어 기능에 관해 설명한다. 전원 회로(11)가 동작중에 있어서는, 에너지 축적부(13)의 축적 커패시터(131)는 충전 상태이고 축적 전하를 갖기 때문에, 전원부(11)가 단락되면, 축적 커패시터(131)의 방전에 의해 전류가 역류하여, 전원 제어부(12)를 파괴할 우려가 있다.
이와 같은 위험을 회피하기 위해, 전원 회로의 구동시는, 전원부(11)의 전원 전압과 축적 커패시터(131)의 충전 전압을 커패시터 방전 회로(132)에 의해 항상감시하고 있다. 커패시터 방전 회로(132)의 비교기(132-1)는, 축적 커패시터(131)의 충전 전압이 전원부(12)의 전원 전압보다 높아진 것을 검지하면, 스위치(132-2)를 온으로 하기 때문에, 축적 커패시터(131)는 방전 저항(133)을 통하여 제한 전류치에서 방전하고, 이로 인해, 축적 커패시터(131)의 전하가 전원 제어부(12)를 경유하여 전원부(11)로 역류하기 때문에, 전원부(12)가 파괴되는 것을 방지할 수 있다.
이와 같이, 제 1의 실시예의 전원 회로 및 전원 회로의 제어 방법에 의하면, 전원부로서 직류 전원을 갖는 전원 회로에 있어서, 출력 전류 제한 제어와 출력 전압 제어를 행하는 전원 제어부의 출력측에 에너지 축적부를 마련하고, 부하 전류의 변동을 흡수하도록 하였기 때문에, 부하 전류가 버스트 기간과 비버스트 기간을 반복하는 펄스 부하인 경우에도, 전원 전류의 피크 전류치를 작게 할 수 있다.
그리고, 전원 전류의 피크 값을 작게 함으로써, 전원부가 전지인 경우에, 전지의 방전 수명을 연장할 수 있다. 도 4는, 본 발명의 제 1의 실시예의 전원 회로에 있어서의 전지의 방전 수명의 연장 효과를 설명하는 도면이다. 본 실시예의 전원 회로의 경우에 있어서, 전원 전류의 피크 전류치가 작아지기 때문에, 전지에 의한 부하의 직접 구동의 경우와 비교하여 전지의 방전 특성이 변화하기 때문에, 동일 종지 전압의 경우에, 전지에 의한 부하의 직접 구동의 경우보다 방전 수명을 연장할 수 있음이 분명하다.
또한, 출력 전류에 상한치가 있는 전원의 경우에 있어서, 부하의 전력 소비가 버스트 기간만 상한치를 초과하지만, 평균 소비 전력이 전원의 공급 전력 이하의 부하인 경우는, 전원 회로를 구동하는 것이 가능하게 된다. 또한, 부하가 일정 전력을 소비하고, 주기적으로 그리고 교대적으로 버스트 기간과 비버스트 기간을 반복하는 전류 패턴을 나타내는 경우에, 설정 전류의 상한치를 전원 전압에 응하여 자동적으로 변화시킬 수 있기 때문에, 부하가 정전력이나 주기적인 펄스인 경우에도, 제 1의 실시예에 따른 구성의 효과를 지속시킬 수 있다.
제 2의 기본 구성
다음에, 본 발명의 제 2의 기본 구성에 관해 설명한다. 본 발명의 제 2의 기본 구성의 전원 회로는, 도 5에 도시한 바와 같이, 전원부(1)와, 전원 제어부(2A)와, 에너지 축적부(3)로 개략 구성되어 있다. 이들 중, 전원부(1)와, 에너지 축적부(3)이 구성은 도 1에 도시한 제 1의 기본 구성의 전원 회로에서 활용된 것과 동일하다. 전원 제어부(2A)는 전원부(1)로부터의 출력 전류와 출력 전압을 제어하기 위한 제어 신호를 발생한다. 전원 제어부(2A)는 전원부(1)로부터의 출력 전류를 제어하기 위한 제어 신호를 발생하는 전류 제어부(4A)와, 전원부(1)로부터의 출력 전압을 제어하기 위한 제어 신호를 발생하는 전압 제어부(7)와, 전류 제어부(4A) 및 전압 제어부(7)로부터의 제어 신호에 응하여 전원부(1)로부터의 출력 전류와 출력 전압을 제어하는 제어 스위칭부(5A)로 이루어져 있다.
다음에, 제 2의 기본 구성을 갖는 전원 회로의 실시예의 상세한 구성을 설명한다.
제 2의 실시예
도 6은 본 발명의 제 2의 실시예에 따른 전원 회로의 구체적 구성을 도시하는 회로도이다.
본 실시예의 전원 회로는, 도 6에 도시한 바와 같이, 전원부(11)와, 전원 제어부(12A)와, 에너지 축적부(13)로 개략 구성되어 있다. 이들 중, 전원부(11) 및 에너지 축적부(13)는, 도 2에 도시한 제 1의 기본 구성을 갖는 전원 회로에서 활용된 것과 동일하다.
전원 제어부(12A)는 전원부(11)의 출력 전류를 제어하기 위한 제어 신호를 발생하는 전류 제어부(14A)와 전류 제어부(14A)로부터의 제어 신호를 받아서 전류 제어를 행하고, 또한 부하(16)로의 출력 전압의 제어를 행하는 제어 스위칭부(15A)로 구성되어 있다. 전류 제어부(14A)는, 전원부(11)의 출력 전압을 복수의 다른 기준 전압(Vr1, Vr2)과 비교하기 위한 복수의 검출기(143-1, 143-2)를 갖는 전압 검출부(143)와, 복수의 전류 설정을 행하기 위한 복수의 저항(Rs1, Rs2, Rs3)과, 검출기(143-1, 143-2)의 출력에 응하여 저항(Rs1, Rs2, Rs3)의 병렬 접속을 행하는 스위치(Swl, Sw2)를 구비한 검출 저항부(144)로 구성되어 있다.
제어 스위칭부(15A)는, FET 스위치(153A), 커패시터(154A), 코일(155), 다이오드(156)로 이루어지는, 스위칭형의 승압 DC-DC 컨버터 회로와, 전류 제어부(14A)의 검출 저항부(144)의 발생 전압을 검출하는 전류 검출부(151A)와, 출력단의 전압을 출력 전압 설정 저항(171)을 통하여 검출하는 전압 검출부(172)와, 전류 검출부(151A)의 검출 신호와 전압 검출부(172)의 검출 신호에 의해, FET 스위치(153A)를 온, 오프 제어하기 위한 제어 신호를 FET 스위치(153A)의 게이트에 입력하는 스위칭 제어부(152A)를 구비하고 있다.
다음에, 도 6을 참조하여 본 실시예의 전원 회로의 동작을 설명한다. 이 경우, 전원부(11)와 부하(16)의 동작은 도 2에 도시된 것과 마찬가지이다. 이하에 있어서는, 전원부(11)가 직류 전원을 공급하고, 전원 제어부(12A)를 경유하여 부하(16)를 구동하는 경우에 있어서의, 전원 제어부(12A) 및 에너지 축적부(13)의 동작을 설명한다. 또한, 이 때에 있어서의 전원 회로의 동작 타이밍도는, 도 3에 도시한 것과 거의 동일하다.
전원 제어부(12A)는 전류 제어 회로를 구비한 스위칭형의 승압 DC-DC 컨버터 동작을 행한다. 에너지 축적부(13)는 승압 DC-DC 컨버터의 출력측에 접속되어 있고, 부하(16)가 버스트 기간에 있을 때, 축적 커패시터(131)의 축적 전하를 방전하고, 부하(16)를 구동한다. 제 2의 실시예의 전원 회로에 있어서는, 승압 DC-DC 컨버터를 갖기 때문에, 무부하시의 부하 전압이 전원 전압보다 높은 전압으로 이루어지는 점이, 제 1 실시예의 경우와 다르다.
또한, 승압 DC-DC 컨버터 동작에 있어서는, 전원 전류의 상한치로서, 전원부(11)로부터 유출되는 전류량과, 전원 제어부(12A)로부터 유출되는 전류량과의 2개의 전류량이 존재한다. 전원부(11)로부터 유출되는 전류량과 전원 제어부(12A)로부터 유출되는 전류량은 수치적으로 다르다. 지금, 전원부(11)로부터 유출되는 전류량을 IBX로 하고, 전원 제어부(12A)로부터 유출되는 전류량을 IBY로 하면, IBX > IBY의 관계가 얻어질 수 있다.
도 3에 도시한 타이밍도에 있어서, 2차 전지(111)의 내부 저항(Ra)에 의한 전압 강하는 전원부(11)로부터 유출되는 전류량(IBX)에 의한 전압 강하이기 때문에, 전압 강하값(VB1)은, 다음 식으로 나타내게 된다.
VB1(V) = IBX(A) × Ra(Ω) … (8)
한편, 본 실시예의 전원 회로의 회로 정수를 정하기 위한 전류(IB)는 전원 제어부(12A)로부터 유출되는 전류량(IBY)이기 때문에, 다음 식의 관계가 성립한다.
IBY(A) ≥ Ip(A) × Don(%)/100 … (9)
단, IBY < Ip.
승압 DC-DC 컨버터의 구성에 의해, 부하 전압은 일정하게 되기 때문에, 전원 전압이 저하함에 수반하여 전원 전류가 증가하게 되고, 따라서, 전원부(11)에서 본 경우, 부하(16)는 일정 전력을 소비하는 부하로 간주된다. 이와 같은 정전력 부하인 경우는, 전원 전압에 응하여 전원 전류에 대한 전류 제한의 설정치를 변화시킴에 의해, 전원 전압이 변화하더라도, 부하 전류가 버스트 기간과 비버스트 기간을 반복하는 펄스 부하인 경우에, 전원 전류의 피크 전류치를 작게 하여 전지의 방전 수명을 연장한다는, 본 발명의 효과를 지속시킬 수 있다.
전류 제어부(14A)에서는, 전압 검출부(143)에 의해 전원 전압을 감시하고 있고, 전원 전압이 소정치로 되었을 때, 전압 검출부(143)로부터 검출 저항부(144)에 제어 신호를 발생하고, 이 제어 신호에 의해, 검출 저항부(144)가 검출용 저항의 값을 변화시킴으로써, 전류 검출부(151A)에 있어서의 전류 검출의 임계치를 자동적으로 변화시킨다. 이와 같은 동작에 의해, 전류 제어부(14A)에서 설정하는 전류의 상한치를 자동적으로 변화시키는 것이 가능하게 되기 때문에, 승압 DC - DC 컨버터 구성에 의해서도, 상술한 제 1 실시예의 경우와 마찬가지 효과를 이룰 수 있다. 이때, 상술한 (5), (7)의 조건식이 제 1 실시예의 경우와 마찬가지로 적용될 수 있다.
본 실시예의 전원 회로에 있어서, 동작중에 전원부(11)이 단락된 경우에는, 에너지 축적부(13)의 축적 커패시터(131)는 충전 상태이고 축적 전하를 갖기 때문에, 전원부(11)가 단락되면, 축적 커패시터(131)의 방전에 의해 전류가 역류하고, 전원 제어부(12A)를 파괴할 우려가 있다. 이와 같은 위험을 회피하기 위해, 전원 회로의 구동시는, 전원부(11)의 전원 전압과 축적 커패시터(131)의 충전 전압을 커패시터 방전 회로(132)에 의해 항상 감시한다. 비교기(132-1)는, 축적 커패시터(131)의 충전 전압이 전원부(11)의 전원 전압과 소정의 관계에 있는 것을 검출하면, 커패시터 방전 회로(132)의 스위치(132-2)를 온으로 하는 동작을 행하기 때문에, 방전 저항(133)에 의한 제한 전류를 사용하여 축적 커패시터(131)의 전하를 방전함으로써, 이와 같은 역류의 위험을 회피할 수 있다.
이와 같이, 제 2의 실시예의 전원 회로에서는, 전원 제어부(12A)가 출력 전류의 상한치를 자동적으로 변화시키는 전류 제한 기능을 구비하고 있기 때문에, 승압 DC-DC 컨버터가 스위칭형의 동작을 행하는 경우에도, 제 1 실시예의 경우와 마찬가지 효과를 얻을 수 있다.
제 3의 실시예
다음에, 본 발명의 제 2의 기본 구성에 기초한 전원 회로의 구성이 상세히 설명될 것이다.
본 발명의 제 3의 실시예의 전원 회로는, 도 7에 도시한 바와 같이,전원부(11)와, 전원 제어부(12B)와, 에너지 축적부(13)로 개략 구성되어 있다. 이 중, 전원부(11)와 에너지 축적부(13)의 구성은 도 2에 도시한 제 1 실시예의 것과 동일하다.
전원 제어부(12B)는 전원부(11)의 출력 전류를 제어하기 위한 제어 신호를 발생하는 전류 제어부(14B)와, 전류 제어부(14B)로부터의 제어 신호를 받아서 전류 제어를 행하고, 또한 부하(16)로의 출력 전압의 제어를 행하는 제어 스위칭부(15B)로 구성되어 있다.
전류 제어부(14B) 전원부(11)의 출력 전압을 복수의 다른 기준 전압(Vr1, Vr2)과 비교하기 위한 복수의 검출기(145-1, 145-2)를 갖는 전압 검출부(145)와, 복수의 전류 설정을 행하기 위한 복수의 저항(Rs11, Rs12, Rs13)과, 검출기(144-1, 144-2)의 출력에 따라 동작하여 저항(Rs11, Rs12, Rs13)의 병렬 접속을 행하는 스위치(Sw11, Sw12)를 구비한 검출 저항부(145)로 구성되어 있다.
제어 스위칭부(15B)는 FET 스위치(153B), 커패시터(154B), 코일(155B), 다이오드(156B)로 이루어지는 스위칭형의 강압 C-DC 컨버터 회로를 구비하고, 또한, 전류 제어부(14B)의 검출 저항부(146)의 발생 전압을 검출하는 전류 검출부(151B)와, 출력단의 전압을 출력 전압 설정 저항(171B)을 통하여 검출하는 전압 검출부(172B)와, 전류 검출부(151B)의 검출 신호와 전압 검출부(172B)의 검출 신호에 따라, FET 스위치(153B)를 온/오프 제어하기 위한 제어 신호를 FET 스위치(153B)의 게이트에 입력하는 스위치 제어부(152B)를 구비하고 있다.
다음에, 도 7을 참조하여, 본 실시예의 전원 회로의 동작을 설명한다. 이 경우, 전원부(11)와 부하(16)의 동작은 도 6에 도시한 제 2 실시예의 경우와 마찬가지이다. 이하에 있어서는, 전원부(11)가 직류 전원을 공급하고, 전원 제어부(12B)를 경유하여 부하(16)를 구동하는 경우에 있어서의, 전원 제어부(12B) 및 에너지 축적부(13)의 동작을 설명한다. 또한, 이 때에 있어서의 전원 회로의 동작 타이밍도는 도 3에 도시한 것과 거의 동일하다.
전원 제어부(12B)는 전류 제한 기능을 구비한 강압 DC-DC 컨버터의 스위칭 동작을 행한다. 에너지 축적부(13)는 강압 C-DC 컨버터의 출력측에 접속되고, 부하(16)가 버스트 기간인 때, 축적 커패시터(131)의 축적 전하를 방전하고, 부하(16)를 구동한다.
본 실시예의 전원 회로에 잇어서는, 강압 DC-DC 컨버터를 갖기 때문에, 무부하시의 부하 전압이 전원 전압보다 낮은 전압으로 되는 점이, 제 1 실시예의 경우와 다르다.
또한, 강압 DC-DC 컨버터 동작에서는, 전원 전류의 상한치로서, 전원부(11)로부터 유출되는 전류량과 전원 제어부(12B)로부터 유출되는 전류량과의 2개의 전류량이 존재한다. 전원부(11)로부터 유출되는 전류량과 전원 제어부(12B)로부터 유출되는 전류량은 수치적으로 다르다. 지금, 전원부(11)로부터 유출되는 전류량을 IBV로 하고, 전원 제어부(12B)로부터 유출되는 전류량을 IBW로 하면, IBV < IBW의 관계가 형성된다.
도 3에 도시된 타이밍도의 시각(t0)에 있어서, 2차 전지(111)의 내부 저항(Ra)에 의한 전압 강하가 전원부(11)로부터 유출되는 전류량(IBV)에 의한 전압강하이므로, 전압 강하값(VB1)은 다음 식으로 나타내게 된다.
VB1(V) = IBV(A) × Ra(Ω) … (10)
한편, 본 실시예의 전원 회로의 회로 정수를 정하기 위한 전류량(IB)은 전원 제어부(12B)로부터 유출되는 전류량(IBW)이기 때문에, 다음 식의 관계가 성립한다.
IBW(A) ≥ Ip(A) × Don(%)/100 (단, IBW < Ip) … (11)
강압 DC-DC 컨버터의 구성에 의해, 부하 전압은 일정하게 되기 때문에, 전원 전압이 강하함에 따라, 전원 전류가 증가하여, 전원부(11)에서 본 경우, 부하(16)는 일정 전력을 소비하는 것으로 간주된다.
이와 같은 정전력 부하인 경우는, 전원 전압에 따라 전원 전류에 대한 전류 제한의 설정치를 변화시킴으로써, 전원 전압이 변화하더라도, 부하 전류가 버스트 기간과 비버스트 기간을 반복하는 펄스 부하인 경우에, 전원 전류의 피크 전류치를 작게 하여 전지의 방전 수명을 연장하는 본 발명의 효과를 지속시킬 수 있다.
전류 제어부(14B)에서는 전압 검출부(144)에 의해 전원 전압을 감시하고 있고, 전원 전압이 소정치로 될 때, 전압 검출부(145)로부터 검출 저항부(146)에 제어 신호가 출력되고, 이 제어 신호에 의해, 검출 저항부(146)에 있어서의 전류 검출의 임계치를 자동적으로 변화시킨다. 이와 같은 동작에 의해, 전류 제어부(14B)에서 설정하는 전류의 상한치를 자동적으로 변화시키는 것이 가능하게 되기 때문에, 강압 DC-DC 컨버터 구성에 의해서도, 상술한 제 1 실시예의 경우와 마찬가지의 효과를 이룰 수 있다. 이 때, 상술한 (5), (7)의 조건식이 제 1 실시예의 경우와 마찬가지로 적용될 수 있다.
본 실시예의 전원 회로에 있어서, 동작중에 전원부(11)가 단락된 경우에는, 에너지 축적부(13)의 축적 커패시터(131)는 충전 상태이고 축적 전하를 갖기 때문에, 전원부(11)가 단락되면, 축적 커패시터(131)의 방전에 의해 전류가 역류하고, 전원 제어부(12B)를 파괴할 우려가 있다. 이와 같은 위험을 회피하기 위해, 전원 회로의 구동시는, 전원부(11)의 전원 전압과 축적 커패시터(131)의 충전 전압을 커패시터 방전 회로(132)에 의해 항상 감시한다. 비교기(132-1)는, 축적 커패시터(131)의 충전 전압이 전원부(11)의 전원 전압과 소정의 관계에 있는 것을 검출한 때, 커패시터 방전 회로(132)의 스위치(132-2)를 온으로 하는 동작을 행하기 때문에, 방전 저항(133)에 의한 제한 전류를 사용하여 축적 커패시터(131)의 전하를 방전함으로써, 이와 같은 역류의 위험을 회피할 수 있다.
이와 같이, 본 실시예의 전원 회로에서는, 전원 제어부(12B)가 출력 전류의 상한을 자동적으로 변화기키는 전류 제한 기능을 구비하고 있기 때문에, 스위칭형의 강압 DC-DC 컨버터 동작을 행하는 경우에도, 제 1 실시예의 경우와 동일한 효과를 얻을 수 있다.
제 4의 실시예
다음에, 본 발명의 제 2 및 제 3의 실시예와 상이한 전원부를 갖는 전원 회로의 구성에 관해 설명한다. 또한, 이 때, 전원 제어부와 에너지 축적부의 구성은 상술한 어느 하나의 형태를 취하는 것이 가능하기 때문에, 이하에 있어서는, 이들에 대한 상세한 설명을 생략한다.
도 8은, 본 발명의 전원 회로의 제 4 실시예에 있어서의, 전원부의 구성을도시한 회로도이다. 본 실시예의 전원 회로에 있어서의 전원부(11A)는 화학 전지에 의한 직류 전원이고, 2차 전지(111) 또는 1차 전지(112)를 수용할 수 있는 전지 홀더를 구성하고 있다. 전원부(11A)는 2차 전지 충전 회로(113)와, 커패시터(115)와, 충전 방지 스위치(117)를 구비하고 있다.
2차 전지(111)는 내부 저항(Ra)을 갖는다. 2차 전지 충전 회로(113)의 출력단은 2차 전지(111)의 양극에 접속된 양극 단자(111a)에 접속된다. 2차 전지(111)의 음극에 접속된 음극 단자(111b)는 전원부(11A)의 음극측에 접속된다. 1차 전지(112)는 내부 저항(Rb)을 갖는다. 1차 전지(112)의 양극에 접속된 양극 단자(112a)는 충전 방지 스위치(117)를 통해 2차 전지 충전 회로(113)의 출력측에 접속된다. 1차 전지(112)의 음극에 접속된 음극 단자(112b)는 전원부(11A)의 음극측에 접속된다.
2차 전지 충전 회로(113)는 충전 전원(116)과 2차 전지(111)의 양극 단자(111a) 사이에 접속되고, 2차 전지(111)의 전압이 저하될 때, 충전 전원(116)으로부터 2차 전지(111)에 충전 전류가 공급된다. 커패시터(115)는 전원부(11)의 출력측, 즉, 전지 홀더의 출력단과 접지 사이에 접속되어 있고, 전지의 삽탈시나, 충전시에 있어서의 전원 전압의 변동을 평활화 하는 작용을 행한다. 충전 방지 스위치(117)는, 1차 전지(112)가 전지 홀더 내에 삽입될 때, 기계적으로 오프로 된다. 전원부(11A)가 1차 전지(112)에 접속되면, 전원부(11A)는 1차 전지(112)의 전지 전압을 전원 제어부측으로 출력한다. 충전 방지 스위치(117)는, 1차 전지(112)가 전지 홀더 내에 삽입되면, 오프로 되어 1차 전지(112)를 2차 전지 충전회로(113)로부터 분리하기 때문에, 1차 전지(112)가 충전될 우려는 없다.
이와 같이, 제 4의 실시예의 전원 회로에 있어서의 전원부에서는, 2차 전지만을 사용할 때는, 2차 전지 충전 회로(113)을 경유하여 2차 전지를 충전하면서, 2차 전지의 출력을 전원 제어부로 출력할 수 있고, 1차 전지만을 사용할 때는, 충전 방지 스위치(117)에 의해 1차 전지의 충전을 방지하면서, 1차 전지의 출력을 전원 제어부로 출력할 수 있다.
제 5의 실시예
도 9는 본 발명의 제 5의 실시예에 따른 전원 회로의 전원부의 구성을 도시한 회로도이다. 본 실시예의 전원 회로에 있어서의 전원부(11B)는, 도 9에 도시한 바와 같이, 연료 탱크(118)와, 연료 전지 셀(119)과, 직류 평활화 제어부(120)를 구비하고 있다. 전원부(11B)는 연료 전지 셀을 사용하는 직류 전원으로서, 연료 주입구(121)로부터 주입된 수소나 메탄올로 이루어지는 연료를 연료 탱크(118)에 축적하여 두고, 발전부로서 동작하는 연료 전지 셀(119은 연료 탱크(118)로부터 공급된 연료와 취입구(122)로부터 받아들여진 산소나 공기를 혼합하여 화학 반응을 이용하여 발전을 행하고, 발생한 전력을 전원의 안정화를 행하는 직류 평활화 제어부(120)를 경유하여 전원 제어부로 공급한다.
이와 같이, 본 실시예의 전원 회로에 있어서의 전원부에 의하면, 연료 전지 시스템을 구비함으로써, 수소나 메탄올 등의 연료와 산소나 공기를 이용하는 화학 반응을 이용하여 직류 전원을 발생하는 것이 가능한 전원 회로를 실현할 수 있다.
제 6의 실시예
도 10은, 본 발명의 제 6의 실시예에 따른 전원 회로의 전원부의 구성을 도시한 회로도이다. 본 실시예의 전원 회로에 있어서의 전원부(11C)는 직류 전원에 대해 출력 전류 제한부(123)을 구비하고, 전원 제어부에 대한 출력 전류의 상한치를 제한하도록 구성되어 있다. 출력 전류 제한부(123)는 전류 설정 저항(124)과, 연산 증폭기(OP 앰프)(125)와, FET 스위치(126)를 구비하고 있다. 출력 전류 제한부(123)에 있어서, 연산 증폭기(125)는 직류 전원(127)으로부터의 입력 전류에 기초하여 전류 설정 저항(124) 양단의 전압을 증폭하고, 직류 전원(127)으로부터 제공되는 전류를 제어하도록 증폭된 전압을 제어 신호로서 FET 스위치(126)의 게이트에 공급한다. 출력 전류 제한부(123)는 직류 전원(127)으로부터 공급된 전류에 대해 제한하여, 상기 전류가 소정의 상한치 내에 있도록 제한하고, 제한 된 전류를 전원 제어부에 출력한다.
이와 같이, 본 실시예의 전원 회로에 있어서의 전원부에 의하면, 출력 전류 제한부를 구비함으로써, 일정한 상한치 이내로 제한한 전류를 직류 전원으로부터 얻을 수 있다.
이상, 본 발명의 실시예가 상술되었지만, 구체적인 구성은 본 실시예에 한정된 것이 아니고, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위 내에서 수정 및 변경될 수 있다. 예를 들면, 본 발명의 전원 회로는 휴대 전화기뿐만 아니라, 부하 전류가 버스트 기간과 비버스트 기간을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 어떠한 종류의 기기에 대해서도 적용될 수 있다. 또한, 이 경우의 비버스 기간은 반드시 0A가 아니라도 좋다.
상기의 구성을 통해, 전원으로서 직류 전원을 갖는 전원 회로에 있어서, 부하 전류의 변화를 수용하기 위해 출력 전류 제어와 출력 전압 제어를 행하는 전류 제한부의 출력측에 에너지 축적부를 마련함으로써, 부하 전류가 버스트 기간과 비버스트 기간에서 주기적으로 그리고 교대적으로 유통하는 부하의 경우에 있어서도, 전원 전류의 피크값이 작게 될 수 있다. 그리고, 전원 전류의 피크 값을 작게 함으로써, 전원부가 전지인 경우에, 전지의 방전 수명을 연장할 수 있고, 또한, 출력 전류에 상한치가 있는 전원이라도, 버스트 기간만 소비 전력이 상한치를 초과하지만 평균의 소비 전력이 전원의 공급 전력 이하인 부하인 경우는, 전원 회로를 구동하는 것이 가능해진다. 또한, 부하가 정상으로는 일정 전력을 소비하지만, 주기적으로 그리고 교대적으로 버스트 기간과 비버스트 기간을 반복하는 전류 패턴을 나타내는 것인 경우에, 설정 전류의 상한치를 전원 전압에 따라 자동적으로 변화시킬 수 있기 때문에, 부하가 정전력을 소비하더라도, 주기적인 펄스라면, 상술한 각 효과를 얻을 수 있다.

Claims (27)

  1. 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와;
    입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급된 전류를 제어하여 출력단에 접속된 부하에 상기 전류를 공급하는 전원 제어부와;
    상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 포함하며,
    버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst flow)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로에 있어서,
    상기 전원 제어부는 상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 상기 음극에 접속된 검출용 저항의 저항값을 제어하는 전류 제어 회로와, 입력단과 출력단 사이에 접속된 스위칭 장치와, 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 커패시터로 이루어지는 회로부를 가지며, 상기 검출용 저항의 타단에 있어서의 전압치에 의해 입력 전원 전압의 변화를 검출하여 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭 장치를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 스위칭 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    "T1+T2"이 전원 전류의 유통 기간(초), "Tload"가 부하 주기(초), "Vo"가 무부하시 발생하는 상기 축적 커패시터의 전압(V), "IC"가 상기 축적 커패시터의 전류(A), "Rc"가 상기 축적 커패시터의 내부 저항(Ω), "Don"이 부하의 듀티비(%), "C"가 축적 커패시터의 용량(F), "Vo3"가 버스트 기간동안 발생하는 축적 커패시터 전압의 전압 강하(V)의 크기를 나타낼 때,
    상기 전원 제어부의 회로 정수(circuit constant)와, 정정 용량 및 상기 축적 커패시터의 내부 저항은 하기의 식, 즉
    T1+T2≤Tload
    Vo/2≥IC×{Rc+(Tload×Don)/(C×100)}=Vo3에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 전원부는 출력단과 상기 음극 사이에 접속되고, 충전 회로를 통해 충전 전원에 접속된 2차 전지와, 상기 충전 전원 출력에 의한 충전을 방지하기 위해 사용되는 충전 방지 회로를 통하여 상기 출력단과 상기 음극에 접속된 1차 전지로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 전원부는 충전 회로의 출력과 음극 사이에 접속되며, 충전 방지 스위치를 통하여 출력단에 접속된 2차 전지와, 상기 출력단과 상기 음극에 접속된 1차 전지로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 전원부는 연료 탱크와, 상기 연료 탱크로부터의 연료에 의해 발전을 행하는 연료 전지 셀과, 상기 연료 전지 셀의 출력 전압을 안정화하여 출력단에 공급하는 직류 평활화 제어부로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 전원부는 출력 전류치를 설정하는 전류 설정 저항과, 상기 전류 설정 저항의 검출 전압을 증폭하는 연산 증폭기와, 상기 연산 증폭기의 출력에 따라 전원 전류를 제어하는 스위칭 회로로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 에너지 축적부에 있어서의 축적 커패시터는 전기이중층 커패시터로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 축적 커패시터는 자신의 단자 전압과 전원 전압을 비교하여 소정의 관계가 형성될 때, 상기 축적 커패시터의 전하를 방전 저항을 통하여 단락하는 커패시터 방전 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  9. 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와;
    입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급된 전류를 제어하여 출력단에 접속된 부하에 상기 전류를 공급하는 전원 제어부와;
    상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 포함하며,
    버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst flow)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로에 있어서,
    상기 전원 제어부는 상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 상기 음극에 접속된 검출용 저항의 저항값을 제어하는 전류 제어 회로와, 출력단의 전압을 검출하는 전압 검출 회로와, 입력단과 출력단 사이에 직렬로 접속된 코일 및 다이오드와, 상기 출력단과 음극과의 사이에 접속된 커패시터와, 상기 코일과 다이오드의 접속점과 상기 검출용 저항의 타단 사이에 접속된 스위칭 장치로 이루어지는 승압 DC-DC 컨버터 회로를 구비하며, 상기 검출용 저항의 타단에 있어서의 전압치에 의해 상기 스위칭 장치의 전류의 변화를 검출한 신호와 상기 출력단의 전압을 검출한 신호에 의해 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭 장치를 제어함으로써 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 스위칭 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  10. 제 9항에 있어서,
    "T1+T2"이 전원 전류의 유통 기간(초), "Tload"가 부하 주기(초), "Vo"가 무부하시 발생하는 상기 축적 커패시터의 전압(V), "IC"가 상기 축적 커패시터의 전류(A), "Rc"가 상기 축적 커패시터의 내부 저항(Ω), "Don"이 부하의 듀티비(%), "C"가 축적 커패시터의 용량(F), "Vo3"가 버스트 기간동안 발생하는 축적 커패시터 전압의 전압 강하(V)의 크기를 나타낼 때,
    상기 전원 제어부의 회로 정수(circuit constant)와, 정정 용량 및 상기 축적 커패시터의 내부 저항은 하기의 식, 즉
    T1+T2≤Tload
    Vo/2≥IC×{Rc+(Tload×Don)/(C×100)}=Vo3에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  11. 제 9항에 있어서,
    상기 전원부는 출력단과 상기 음극 사이에 접속되고, 충전 회로를 통해 충전 전원에 접속된 2차 전지와, 상기 충전 전원 출력에 의한 충전을 방지하기 위해 사용되는 충전 방지 회로를 통하여 상기 출력단과 상기 음극에 접속된 1차 전지로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  12. 제 9항에 있어서,
    상기 전원부는 충전 회로의 출력과 음극 사이에 접속되며, 충전 방지 스위치를 통하여 출력단에 접속된 2차 전지와, 상기 출력단과 상기 음극에 접속된 1차 전지로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  13. 제 9항에 있어서,
    상기 전원부는 연료 탱크와, 상기 연료 탱크로부터의 연료에 의해 발전을 행하는 연료 전지 셀과, 상기 연료 전지 셀의 출력 전압을 안정화하여 출력단에 공급하는 직류 평활화 제어부로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  14. 제 9항에 있어서,
    상기 전원부는 출력 전류치를 설정하는 전류 설정 저항과, 상기 전류 설정 저항의 검출 전압을 증폭하는 연산 증폭기와, 상기 연산 증폭기의 출력에 따라 전원 전류를 제어하는 스위칭 회로로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  15. 제 9항에 있어서,
    상기 에너지 축적부에 있어서의 축적 커패시터는 전기이중층 커패시터로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 축적 커패시터는 자신의 단자 전압과 전원 전압을 비교하여 소정의 관계가 형성될 때, 상기 축적 커패시터의 전하를 방전 저항을 통하여 단락하는 커패시터 방전 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  17. 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와;
    입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급된 전류를 제어하여 출력단에 접속된 부하에 상기 전류를 공급하는 전원 제어부와;
    상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 포함하며,
    버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst flow)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로에 있어서,
    상기 전원 제어부는 상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 입력단에 접속된 검출용 저항의 저항값을 제어하는 전류 제어 회로와, 출력단의 전압을 검출하는 전압 검출 회로와, 상기 검출용 저항의 타단과 출력단 사이에 직렬로 접속된 스위칭 장치 및 코일과, 상기 출력단과 상기 음극과의 사이에 접속된 커패시터와, 상기 스위칭 장치와 상기 코일의 접속점과 상기 음극과의 사이에 접속된 다이오드로 이루어지는 강압 DC-DC 컨버터 회로를 가지며, 상기 검출용 저항의 양단의 전압에 기초하여 입력 전류의 변화를 검출한 신호와 상기 출력단의 전압을 검출한 신호에 의해 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭 장치를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 스위칭 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  18. 제 17항에 있어서,
    "T1+T2"이 전원 전류의 유통 기간(초), "Tload"가 부하 주기(초), "Vo"가 무부하시 발생하는 상기 축적 커패시터의 전압(V), "IC"가 상기 축적 커패시터의 전류(A), "Rc"가 상기 축적 커패시터의 내부 저항(Ω), "Don"이 부하의 듀티비(%), "C"가 축적 커패시터의 용량(F), "Vo3"가 버스트 기간동안 발생하는 축적 커패시터 전압의 전압 강하(V)의 크기를 나타낼 때,
    상기 전원 제어부의 회로 정수(circuit constant)와, 정정 용량 및 상기 축적 커패시터의 내부 저항은 하기의 식, 즉
    T1+T2≤Tload
    Vo/2≥IC×{Rc+(Tload×Don)/(C×100)}=Vo3에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  19. 제 17항에 있어서,
    상기 전원부는 출력단과 상기 음극 사이에 접속되고, 충전 회로를 통해 충전 전원에 접속된 2차 전지와, 상기 충전 전원 출력에 의한 충전을 방지하기 위해 사용되는 충전 방지 회로를 통하여 상기 출력단과 상기 음극에 접속된 1차 전지로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  20. 제 17항에 있어서,
    상기 전원부는 충전 회로의 출력과 음극 사이에 접속되며, 충전 방지 스위치를 통하여 출력단에 접속된 2차 전지와, 상기 출력단과 상기 음극에 접속된 1차 전지로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  21. 제 17항에 있어서,
    상기 전원부는 연료 탱크와, 상기 연료 탱크로부터의 연료에 의해 발전을 행하는 연료 전지 셀과, 상기 연료 전지 셀의 출력 전압을 안정화하여 출력단에 공급하는 직류 평활화 제어부로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  22. 제 17항에 있어서,
    상기 전원부는 출력 전류치를 설정하는 전류 설정 저항과, 상기 전류 설정 저항의 검출 전압을 증폭하는 연산 증폭기와, 상기 연산 증폭기의 출력에 따라 전원 전류를 제어하는 스위칭 회로로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  23. 제 17항에 있어서,
    상기 에너지 축적부에 있어서의 축적 커패시터는 전기이중층 커패시터로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  24. 제 23항에 있어서,
    상기 축적 커패시터는 자신의 단자 전압과 전원 전압을 비교하여 소정의 관계가 형성될 때, 상기 축적 커패시터의 전하를 방전 저항을 통하여 단락하는 커패시터 방전 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  25. 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와, 입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급되는 전류를 제어하고 상기 전류를 출력단에 접속된 부하에 공급하는 전원 제어부와, 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 구비하며, 버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst period)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로의 제어 방법에 있어서,
    상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 상기 음극에 접속된 검출용 저항의 저항값을 제어하는 단계; 및
    입력단과 출력단 사이에 접속된 스위칭 장치와, 상기 출력단과 음극과의 사이에 접속된 커패시터로 이루어지는 회로에 있어서, 상기 검출용 저항의 타단에 있어서의 전압치에 의해 입력 전원 전압의 변화를 검출하여 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 응하여 상기 스위칭 장치를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 회로의 제어 방법.
  26. 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와, 입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급되는 전류를 제어하고 상기 전류를 출력단에 접속된 부하에 공급하는 전원 제어부와, 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 구비하며, 버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst period)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로의 제어 방법에 있어서,
    상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 상기 음극에 접속된 검출용 저항의 저항값을 제어하는 단계; 및
    입력단과 출력단 사이에 직렬로 접속된 코일 및 다이오드와, 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 커패시터와, 상기 코일과 다이오드의 접속점과 상기 검출용 저항의 타단 사이에 접속된 스위칭 장치로 이루어지는 승압 DC-DC 컨버터 회로에 있어서, 상기 검출용 저항의 타단에 있어서의 전압치에 의해 상기 스위칭 장치의 전류의 변화를 검출한 신호와 상기 출력단의 전압을 검출한 신호에 의해 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭 장치를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 회로의 제어 방법.
  27. 일단이 음극에 접속된 직류 전원으로 이루어지는 전원부와, 입력단에 접속된 상기 전원부로부터 공급되는 전류를 제어하고 상기 전류를 출력단에 접속된 부하에 공급하는 전원 제어부와, 상기 출력단과 음극 사이에 접속된 축적 커패시터를 갖는 에너지 축적부를 구비하며, 버스트 기간에서의 버스트 유통(burst flow)과 비버스트 기간에서의 비버스트 유통(non-burst period)을 주기적으로 그리고 교대적으로 반복하는 부하 전류를 부하에 공급하는 전원 회로의 제어 방법에 있어서,
    상기 전원부로부터의 입력 전압의 검출 결과에 따라 일단이 입력단에 접속된검출용 저항의 저항값을 제어하는 단계; 및
    상기 검출용 저항의 타단과 출력단 사이에 직렬로 접속된 스위칭 장치 및 코일과, 상기 출력단과 음극과의 사이에 접속된 커패시터와, 상기 스위칭 장치와 코일의 접속점과 상기 음극 사이에 접속된 다이오드로 이루어지는 강압 DC-DC 컨버터 회로에 있어서, 상기 검출용 저항의 양단의 전압에 기초하여 입력 전류의 변화를 검출한 신호와 상기 출력단의 전압을 검출한 신호에 의해 제어 신호를 발생하고, 상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭 장치를 제어함으로써, 출력 전류의 유통 기간을 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 회로의 제어 방법.
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