JP2005137054A

JP2005137054A - 電源回路

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Publication number: JP2005137054A
Application number: JP2003367629A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Sasaki; 浩佐々木
Original assignee: NEC Tokin Corp
Current assignee: Tokin Corp
Priority date: 2003-10-28
Filing date: 2003-10-28
Publication date: 2005-05-26
Also published as: TW200518432A; CN1612455A; AU2004212620A1; EP1528654A1; KR20050040719A; US20050088138A1

Abstract

【課題】重負荷と軽負荷が周期的に発生する負荷においては、電池を終止電圧まで効率良く放電できず、電池は残存容量を持った状態で電池切れ警告や電源シャットダウンなどとなり、電池を効率良く放電できない。
【解決手段】電池１で構成された電源の出力電圧が負荷の動作電圧範囲の上限値を超過するときは、電源補助キャパシタの充電電圧を負荷の動作電圧範囲内の所定の電圧値へ降圧し、電源の出力電圧が負荷の動作電圧範囲内にあるときは、電源補助キャパシタの充電電圧が電源の出力電圧とほぼ等しい電圧値になるように制御する線形電圧制御ブロック５と、負荷動作に必要な電力以上の値において、電源の出力電流の上限を予め決められた値で制御する電流制御ブロック６を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は電池を用いた電源回路に関し、特に電池の発生電圧が負荷の動作電圧範囲と合致するための回路制御と電池の放電電流の上限制御を行う回路制御とを行い、かつ放電電流の上限値を超過するような重負荷となるときは、電気２重層タイプのキャパシタに蓄積されたエネルギーによる電源補助を行うことにより、電池に充電されている容量を効率よく放電する電源回路に関するものである。

以下の特許文献１を参照すると、１次電池（例えばマンガン乾電池やアルカリ乾電池）と２種類の２次電池（アルカリ２次電池（例えばニカド電池やニッケル水素電池）、リチウムイオン２次電池）の３種類の電池を使用できる３電源式電子機器の提案がなされている。

前述の公報で提案された電子機器は、充放電特性の異なる電池を電池形状により電池種類を判定し、該当する電池種類に適した充重放電制御を行い、かつ前記電池の発生電圧を直流−直流変換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を介して、電子機器内の各回路へ所定の直流電圧を供給する構成となっている。
特開平９−２１９９３３号公報

携帯型の電子機器の電源には、現在では主に電池が使われている。電池は動作原理や材料などから多くの種類が存在しており、電池種類別の特徴も様々である。例えば、マンガン乾電池やアルカリ乾電池などの１次電池は、公称電圧１．５Ｖであり、１回放電限りの使用ではあるが、形状が規格化されており、安価かつ容易に入手できる。

ニカド電池やニッケル水素電池などのアルカリ２次電池は、公称電圧１．２Ｖであり、充電により繰り返し利用でき、前記１次電池の形状互換品も市場に出てきている。

更に、リチウムイオン２次電池は、公称電圧３．７Ｖであり、高エネルギー性能から高機能な携帯型電子機器の電池として主流になりつつある。

このように電池にはその種類別に独自の特徴を持つが、発生電圧の互換性に乏しいことから複数の電池種類を同一機器で使用するためには、各種電池の発生電圧をＤＣ−ＤＣコンバータにより直流電圧変換して、電子機器内の各回路へ所定の直流電圧を供給する方法が前述の公報に提案されている。

図１１に従来方式の電源電圧と負荷への供給電圧の関係図を示す。横軸は電源電圧値であり、縦軸は負荷へ供給される電圧値である。

前記の電源を電池とし、各種電池の発生電圧をＤＣ−ＤＣコンバータにより直流電圧変換して、電子機器内の各回路へ所定の直流電圧を供給する従来方式では、より多種類の電池に対応する場合に図１１に示すように電池の発生電圧範囲が、広範囲となるため電池の放電電圧範囲に対して、負荷（ＤＣ−ＤＣコンバータを含む）動作できる電源電圧範囲に入らない可能性がある。

一般にＤＣ−ＤＣコンバータは入出力電圧差が大きくなるほど、その変換効率が低下する。つまり、電源電圧を広範囲で入力することは、ＤＣ−ＤＣ変換効率の低下となるので、前記電池の発生電圧範囲が広範囲となる状態においては、電池の放電効率を低下させることになる。

更に、電池の満充電時などで、電池の発生電圧がＤＣ−ＤＣコンバータの入力上限電圧を超過するほど高くなると、負荷に対して過電圧となり、負荷保護機能などの動作により、負荷動作に障害を与える可能性がある。

図１２に携帯電話などの無線通信装置に代表される負荷パターンにおける従来方式の電源波形を示す。横軸は時間値であり、縦軸は電流値または電圧値である。図１２に示すように、前記負荷パターンは、現在、携帯電話通信で主流となっている時分割多元接続方式による負荷パターンであり、負荷は送信期間ＴＸと受信期間ＲＸが一定周期で交互に存在し、送信期間ＴＸでは大電流ＩＬＴＸを消費し、受信期間ＲＸでは小電流ＩＬＲＸを消費するパターンとなっている。

電池は内部抵抗と充電容量の放電により電圧降下が起こるため、送信期間ＴＸでは、発生電圧が負荷電流値ＩＬＴＸにより、電源（組電池）の内部抵抗による電圧降下分ΔＶesrxと組電池の容量放電による電圧降下分ΔＶcapxとの合計分ΔＶdpxの電圧降下が発生する。逆に受信期間ＲＸでは、前記電圧降下分が低減するため、発生電圧が上昇する。

このように時分割多元接続方式による負荷パターンでは、電池の内部抵抗と容量放電の影響により、送信期間ＴＸと受信期間ＲＸの周期に同期して電池の発生電圧が変動を行う。

図１３に図１２に示す負荷パターンの連続動作による従来方式の電源の放電曲線を示す。横軸は放電時間であり、縦軸は電源電圧となる電池の発生電圧を示す。前記放電曲線は、図１２を用いて説明した電池の発生電圧の変動により、前記負荷電流値ＩＬＴＸによるΔＶesrxとΔＶcapxの合計分ΔＶdpxの電圧幅を持つ放電曲線となり、前記負荷パターンによる放電時間は、送信期間ＴＸのときの電圧値が負荷の動作下限電圧に時間ｔ０で到達する。

このような負荷パターンによる電池の放電寿命は、重負荷時の電圧が動作下限電圧に到達するまでの時間となるので、電池は重負荷では終止電圧に到達して寿命となっても、軽負荷では終止電圧に到達せずに負荷を駆動できる残存容量が存在するので、電池の放電効率を低下させることになる。

以上のように、各種電池で電子機器を動作させる場合、ＤＣ−ＤＣコンバータによる電池電圧の変換だけでは、ＤＣ−ＤＣコンバータの広範囲電圧対応による変換効率の低下、入力電圧範囲の超過による障害の発生、無負荷状態での過電圧発生の可能性がある。

また、無線通信装置に代表される時分割多元接続方式負荷パターンのように、重負荷と軽負荷が周期的に発生する負荷においては、電池の内部抵抗と容量放電による電圧降下の影響で発生電圧が変動するため、電池を終止電圧まで効率良く放電できず、電池は残存容量を持った状態で電池切れ警告や電源シャットダウンなどとなり、電池を効率良く放電できない課題がある。

前記課題を解決するため本発明に関する電池を用いた電源回路は、１次電池または２次電池または太陽電池または燃料電池を電源とし、電源の出力電圧が、負荷の動作電圧範囲の上限値を超過するときは、電源補助キャパシタの充電電圧を負荷の動作電圧範囲内の所定の電圧値へ降圧する降圧制御手段と、電源の出力電圧が、負荷の動作電圧範囲にあるときは、電源補助キャパシタの充電電圧が電源の出力電圧とほぼ等しい電圧値に制御する線形電圧制御手段と、負荷動作に必要な電力以上の値において、電源の出力電流の上限を予め決められた値で制御する電流制御手段とを備えており、かつ電源の出力電流により充電される電源補助キャパシタは負荷の電源供給部に設置されたことを特徴とする。

更に前記電源は、負荷の動作時において、前記電源の出力電圧の時間推移のうち大部分の時間が負荷の動作電圧範囲内となる電圧値を発生できる数量の単電池を直列接続して組電池構成とした電源であることを特徴とし、前記降圧制御手段は、前記電源補助キャパシタの充電電圧値を検出して、負荷の動作電圧範囲内の所定の電圧値に降圧制御を行うことを特徴とし、前記線形電圧制御手段は、電源とシリーズに設置したスイッチング素子をオン状態とすることを特徴とし、前記電流制御手段は、電源とシリーズに設置したスイッチング素子の制御入力の電流または電圧を制御することを特徴とし、前記電源補助キャパシタは、電気２重層タイプであり、前記電源より小さい内部抵抗値を持ち、かつ負荷電流が、前記電源の出力電流の上限値を超過している期間において、負荷への電源供給が可能である静電容量を持つことを特徴とする。

以上説明したように本発明に係る電池を用いた電源回路により、電源の出力電圧が、負荷の動作電圧範囲の上限値を超過するときは、負荷の電源供給部に設置された電源補助キャパシタの充電電圧を負荷の動作電圧範囲内の所定の電圧値へ降圧するので、電池が満充電で無負荷のような状況下で一時的に動作電圧範囲の上限値を超過するような高電圧を発生する場合でも、負荷の始動を安定して行うことが可能である。

電源の出力電圧が、負荷の動作電圧範囲の上限値を超過するときは、降圧制御手段により電源補助キャパシタの充電電圧を負荷の動作電圧範囲内の所定の電圧値へ降圧するので、電池が満充電で無負荷状態のような高い電池電圧が発生するときに、この発生電圧が動作電圧範囲の上限値を超過する場合でも、負荷の始動を安定して行うことが可能である。

また電源の出力電圧が、負荷の動作電圧範囲にあるときは、負荷の動作時において、電源出力電圧の時間推移のうち大部分の時間が負荷の動作電圧範囲内となる電圧値を発生できる数量の単電池を直列接続して組電池構成とした電源と、線形電圧制御手段により、電源補助キャパシタの充電電圧が電源の出力電圧とほぼ等しい電圧値に制御することにより、電圧変換手段を介さないため長時間の高効率放電が可能である。また電源補助キャパシタの充電電圧は電池電圧と線形関係であることから電池の放電状態の監視電圧として利用することが可能である。

また負荷動作に必要な電力以上の値において、電源の出力電流の上限を予め決められた値で制御することと、電源より小さい内部抵抗値を持ち、かつ負荷電流が、電源の出力電流の上限値を超過している期間において、負荷への電源供給が可能である静電容量を持つ、電気２重層タイプの電源補助キャパシタを負荷の電源供給部に設置することにより、電源の出力電流の上限値を超過する過負荷状態において、電源補助キャパシタが放電を行うので、電池の内部抵抗による電圧降下を制限することができる。このように一時的な過負荷により、電池に残存容量があるにも関らず、一時的に負荷の動作下限電圧を下回ることによる電池切れ警告や電源のシャットダウンとなる状況を回避することが可能となる。

本発明の第１の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態を示す回路ブロック図である。

本発明の第１の実施の形態を示す回路ブロックは、単電池１と、単電池１の内部抵抗１ａと、単電池１を３つ直列接続した組電池２と、組電池２の最高電位である正極２ａと、組電池２の最低電位である負極２ｂと、ＰＮＰトランジスタ３と、ＰＮＰトランジスタ３のエミッタ端子３ａと、ＰＮＰトランジスタ３のベース端子３ｂと、ＰＮＰトランジスタ３のコレクタ端子３ｃと、コレクタ電圧検出ブロック４と、コレクタ過電圧制御ブロック５と、ベース電流制御ブロック６と、電源補助キャパシタ７と、出力補助キャパシタ７の内部抵抗７ａと、電源補助キャパシタ７の正極７ｂと、電源補助キャパシタ７の負極７ｃと、負荷８と、負荷８の電源供給部９と、負荷８のＤＣ−ＤＣ変換ブロック１０と、ＤＣ−ＤＣ変換ブロック１０の昇圧回路ブロック１０ａと、ＤＣ−ＤＣ変換ブロック１０の降圧回路ブロック１０ｂと、負荷８の各回路ブロック１１と、各回路ブロック１１の回路ブロックＡ１１ａと、各回路ブロック１１の回路ブロックＢ１１ｂと、各回路ブロック１１の回路ブロックＣ１１ｃと、を備える。

内部抵抗１ａを持つ単電池１は、例えば３つ直列接続されて組電池２となっており、組電池２の正極２ａは、ＰＮＰトランジスタ３のエミッタ端子３ａに接続され、ベース端子３ｂはベース電流制御ブロック６に接続され、コレクタ端子３ｃはコレクタ電圧検出ブロック４および内部抵抗７ａを持つ電源補助キャパシタ７の正極７ｂおよび負荷８の電源供給部９に接続され、電源供給部９は、各回路ブロック１１の回路ブロックＡ１１ａおよびＤＣ−ＤＣ変換ブロック１０の昇圧回路ブロック１０ａおよび降圧回路ブロック１０ｂに接続され、昇圧回路ブロック１０ａは回路ブロックＢ１１ｂに接続され、降圧回路ブロック１０ｂは回路ブロックＣ１１ｃに接続され、コレクタ電圧検出ブロック４は過電圧制御ブロック５に接続され、コレクタ過電圧制御ブロック５はベース電流制御ブロック６に接続されている。尚、本実施の形態に関わる回路の接地端子は組電池２の負極２ｂに接続されている。

以下、前記回路ブロック構成による本発明の第１の実施の形態の回路ブロックの動作について述べる。

電源は、３個の単電池１が直列接続された組電池２により構成されている。電源の内部抵抗は、単電池１の内部抵抗１ａが３つ直列接続された値となっている。ＰＮＰトランジスタ３は、電源とシリーズ接続されており、電流増幅率をｈＦＥとするとベース電流ＩＢとコレクタ電流ＩＣの間に以下の数式（１）が成立する。ここで、ＩＣはコレクタ電流、ＩＢはベース電流、ｈＦＥは電流増幅率（比例定数）を示す。

ＩＣ＝ｈＦＥ×ＩＢ・・・・・・・（１）
コレクタ電圧検出ブロック４は、コレクタ端子３ｃの電圧を検出し、コレクタ過電圧制御ブロック５へ検出値を伝達する。コレクタ過電圧制御ブロック５は、コレクタ電圧が予め設定された電圧値を超過する場合にベース電流制御ブロック６にベース電流ＩＢを減少する信号を伝達して、予め設定された電圧値となるようにコレクタ電圧を低下させる。

更に、コレクタ過電圧制御ブロック５は、コレクタ電圧が予め設定された電圧値を下回る場合にベース電流制御ブロック６にＰＮＰトランジスタ３のオン制御信号として、ベース電流ＩＢを予め決められた上限電流値ＩＢmax まで増加する信号を伝達して、上記数式（１）による予め決められた上限コレクタ電流ＩＣmaxを流す。

電源補助キャパシタ７は、コレクタ電流ＩＣにより充電されたコレクタ電圧と同じ電圧値となる。電源補助キャパシタ７の内部抵抗７ａは、組電池２の内部抵抗分（図１では、内部抵抗１ａの３直列接続分）より、小さな抵抗値を持つことで、負荷電流が上限コレクタ電流ＩＣmax 以上となるときに、電源補助のための放電を行う。

電源供給部９は負荷８の電源部を一括した電源端子であり、電源供給部９を介して負荷８のＤＣ−ＤＣ変換ブロック１０および各回路ブロック１１に電源を供給する。回路ブロックＡ１１ａは電源電圧が直接供給され、回路ブロックＢ１１ｂは昇圧回路ブロック１０ａにより昇圧された電源が供給され、回路ブロックＣ１１ｃは降圧回路ブロック１０ｂにより降圧された電源が供給される。

図２に本発明の第１の実施の形態による電源電圧と負荷への供給電圧の関係図を示す。横軸は電源電圧値であり、縦軸は負荷への供給電圧値である。

図３にアルカリ乾電池の代表的な定電流放電による放電曲線を示す。横軸は放電時間であり、縦軸は放電電圧である。

図４に図３に示す放電曲線の各放電電圧幅（０．２Ｖ幅）に対する累積放電時間を示す。横軸は放電電圧値であり、縦軸は各電圧幅の累積放電時間である。

図５に時分割多元接続通信方式の負荷パターンにおける本発明の第１の実施の形態による電源波形を示す。横軸は時間値であり、縦軸は各特性に相当する電圧値または電流値である。

図５の負荷パターンは、現在、携帯電話通信で主流となっている時分割多元接続方式による負荷パターンであり、負荷は送信期間ＴＸと受信期間ＲＸが一定周期で交互に存在し、送信期間ＴＸでは大電流ＩＬＴＸを消費し、受信期間ＲＸでは小電流ＩＬＲＸを消費するパターンとなっている。

図６に、図５に示す負荷パターンの連続動作による本発明の第１の実施の形態による電源の放電曲線を示す。横軸は放電時間であり、縦軸は電源電圧となる電池の発生電圧を示す。

図２から図６を用いて、本発明の第１の実施の形態を詳細に説明する。図２に示すように、コレクタ電圧（つまり電源補助キャパシタ７の充電電圧）の上限設定電圧を予め負荷の動作範囲の上限値に設定する。

コレクタ電圧検出ブロック４が負荷の動作範囲の上限値Ｖmax を超過したことを検出すると、コレクタ過電圧制御ブロック５へコレクタ電圧（つまり電源補助キャパシタ７の充電電圧）が過電圧状態となっていることを伝達する。

コレクタ電圧検出ブロック４から過電圧の検出を受けたコレクタ過電圧制御ブロック５は、ベース電流制御ブロック６へベース電流ＩＢを減少させる命令伝達を行う。

コレクタ過電圧制御ブロック５からベース電流ＩＢの減少命令を受けたベース電流制御ブロック６は、ＰＮＰトランジスタ３のベース電流ＩＢを減少して、予め設定されたコレクタ電圧（つまり電源補助キャパシタ７の充電電圧）値へ降圧動作を行う。

コレクタ電圧検出ブロック４により、コレクタ電圧（つまり電源補助キャパシタ７の充電電圧）が、負荷の動作範囲の上限値Ｖmax 以下であることを検出しているときは、ベース電流制御ブロック６により、ＰＮＰトランジスタ３のベース電流ＩＢは、予め決められた上限電流値ＩＢmax でオン動作となる。これよりコレクタ電流は上記数式（１）により決定されるＩＣmax となり、電源の出力電流の上限値がＩＣmax で制限される。このとき電源電圧とコレクタ電圧（電源補助キャパシタ７の充電電圧）は線形関係となる。

コレクタ電圧検出ブロック４により、コレクタ電圧（電源補助キャパシタ７の充電電圧）が、負荷の動作範囲の下限値Ｖminを検出したときは、負荷は動作を停止する。このとき電源電圧とコレクタ電圧（電源補助キャパシタ７の充電電圧）は、本発明の回路の動作下限値まで線形関係を保持し続ける。

図３に示すように、電池の放電曲線は非線形であり、定電流放電において各放電電圧における放電時間が異なる。図４に示すように、一定の電圧幅における累積放電時間を示してみると、例えば、３直列接続のアルカリ乾電池の場合は、２．４Ｖから４．８Ｖの範囲で３．２Ｖから３．４Ｖを中心としてほぼ正規分布している。

この累積放電時間の分布は、３．０Ｖから３．６Ｖまでは全放電時間の約５５％で、２．８Ｖから３．８Ｖまでは全放電時間の約７５％となっている。図４に示すように、３つの単電池を直列接続したときの電池の発生電圧範囲は、２．４Ｖから４．８Ｖであるが、放電時の電圧範囲は、２．８Ｖから３．８Ｖの範囲に全放電時間の約７５％となっている。例えば、単電池を３直列接続した組電池による電源は、動作範囲が２．８Ｖから３．８Ｖである負荷に適した電源となる。ただし３．８Ｖから４．８Ｖの範囲は負荷に対して過電圧となるが、このとき前記の降圧制御手段を使えば過電圧とならずに負荷を動作できる。

図５に示すように、重負荷（送信期間ＴＸ）と軽負荷（受信期間ＲＸ）を周期的に繰り返す負荷では、上限コレクタ電流ＩＣmax の設定値を送信期間ＴＸの電流値ＩＬＴＸより小さい値に、更に受信期間ＲＸの電流値ＩＬＲＸより大きい値で、かつ負荷のほぼ平均電流値となるように設定する。

また上限ベース電流値ＩＢmax も上記数式（１）により決定される。電源補助キャパシタ７は、送信期間ＴＸの電源供給が可能であり、かつ受信期間ＲＸの時間内で再充電が完了できる静電容量を持つ。

次に、送信期間ＴＸにおける動作について述べる。送信期間ＴＸにおける負荷電流はＩＬＴＸであり、電源電流となる組電池２の出力電流はＩＥであり、電源補助キャパシタ７の放電電流はＩcap ＴＸであり、これら３つの電流値には以下の数式（２）に示すような関係が成立している。ここで、ＩＥは電源電流、Ｉcap ＴＸは電源補助キャパシタ７の放電電流、ＩＬＴＸは送信期間ＴＸにおける負荷電流を示す。

ＩＥ＋Ｉcap ＴＸ＝ＩＬＴＸ・・・・・・・・・・（２）
上記数式（２）は、負荷電流に対する電源電流の不足分を電源補助キャパシタ７の放電電流により補足していることを示している。電源補助キャパシタ７の充電電圧は負荷８の電源供給部９に接続されているので、負荷電圧と同様になる。

電力補助キャパシタ７の充電電圧は、電源補助キャパシタ７の放電電流値Ｉcap ＴＸにより、電源補助キャパシタ７の内部抵抗７ａによる電圧降下分ΔＶesr と電源補助キャパシタ７の静電容量放電による電圧降下分ΔＶcap との合計分ΔＶdpの電圧降下が発生する。電源電圧は、電源電流値ＩＥにより、電源（組電池）の内部抵抗１ａ×３と電源（組電池）の充電容量の放電による電圧降下でＶＥとなる。

次に、受信期間ＲＸにおける動作について述べる。受信期間ＲＸにおける負荷電流はＩＬＲＸであり、電源電流となる組電池２の出力電流はＩＥであり、電源補助キャパシタ７の再充電電流はＩcap ＲＸであり、これら３つの電流値には以下の数式（３）に示すような関係が成立している。ここで、Ｉcap ＲＸは電源補助キャパシタ７の再充電電流、ＩＬＲＸは受信期間ＲＸにおける負荷電流を示す。

ＩＥ−Ｉcap ＲＸ＝ＩＬＲＸ・・・・・・・・・・（３）
上記数式（３）は、電源電流が負荷電流供給と電源補助キャパシタ７の再充電をしていることを示している。送信期間ＴＸにより電圧降下した電源補助キャパシタ７の電圧は、充電電流Ｉcap ＲＸにより、電源補助キャパシタ７の内部抵抗７ａによる電圧降下分ΔＶesr と電源補助キャパシタの静電容量放電による電圧降下分ΔＶcapとの合計電圧降下分ΔＶdpを再充電動作により電圧復帰する。

上限コレクタ電流ＩＣmax の設定を負荷のほぼ平均電流値としているため、電源電流はほぼ一定電流で放電となる。再充電の完了末期は、電源補助キャパシタ７のインピーダンス増加により充電電流が小さくなるので、電源電流は受信期間ＲＸの負荷電流値ＩＬＲＸ値に収束していく。

図６に示すように、本発明の電源の放電曲線は、図５を用いて説明した電源波形により、電源補助キャパシタ７の放電電流値Ｉcap ＴＸによるΔＶesrとΔＶcapの合計分の電圧幅ΔＶdpを持つ放電曲線となり、図５に示す負荷パターンによる放電時間は、送信期間ＴＸのときの電圧値が負荷の動作下限電圧に到達する時間がｔ１となり、この値は従来方式のｔ０より長くなる。

その理由は、電源補助キャパシタ７は、その内部抵抗７ａが電源（組電池）の内部抵抗１ａ×３より低く、かつ送信期間ＴＸの電源供給が可能な静電容量を持つからである。

電気２重層タイプのキャパシタは、このような条件を揃え持っており、本発明の電力補助キャパシタ７に適している。

本発明では、電源補助キャパシタ７の内部抵抗７ａによる電圧降下分ΔＶesr と、電源補助キャパシタ７の静電容量放電による電圧降下分ΔＶcap と、それらの合計電圧降下分ΔＶdpとの間には以下の数式（４）〜（７）に示すような関係がほぼ成立する。ＥＳＲ：電源補助キャパシタ７の内部抵抗、ｔＴＸ：送信期間、Ｃ：電源補助キャパシタ７の静電容量
ΔＶesr＝ＥＳＲ×Ｉcap ＴＸ・・・・・・・・・・・（４）
ΔＶcap＝（Ｉcap ＴＸ×ｔＴＸ）／Ｃ・・・・・・・・・・・（５）
ΔＶesr＋ΔＶcap＝ΔＶdp ・・・・・・・・・・・（６）
Ｉcap ＴＸ＜ＩＬＴＸ・・・・・・・・・・・（７）
ΔＶesrとΔＶcapの合計分の電圧幅ΔＶdpは、数式（４）から数式（７）より、電源補助キャパシタ７の内部抵抗７ａがより小さく、静電容量がより大きいほど、前記電圧幅ΔＶdpは小さくなる。

このような負荷パターンにおいて、重負荷時は、電源である組電池２と電源補助キャパシタ７に分散して電源供給を行い、軽負荷時は電源補助キャパシタ７の再充電を行うことで、重負荷時における電圧降下を低減できるため、負荷の動作下限電圧への到達時間を延長することができる。

次に、本発明の第２の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図７は、本発明の第２の実施の形態を示す回路ブロック図である。

本発明の第２の実施の形態を示す回路ブロック図は、単電池１と、単電池１の内部抵抗１ａと、単電池１を３つ直列接続した組電池２と、組電池２の最高電位である正極２ａと、組電池２の最低電位である負極２ｂとＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１と、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１のソース端子２１ａと、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート端子２１ｂと、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン端子２１ｃと、ドレイン電圧検出ブロック２２と、比較判定ブロック２３と、ドレイン過電圧制御ブロック２４と、ゲート電圧制御ブロック２５と、ドレイン電流検出ブロック２６と、昇圧回路ＯＮ／ＯＦＦ制御ブロック２７と、コイル２８と、ダイオード２９と、昇圧スイッチング制御部３０と、昇圧スイッチング制御ブロック３１と、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３２と、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３２のソース端子３２ａと、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３２のゲート端子３２ｂと、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３２のドレイン端子３２ｃと、キャパシタ電圧検出ブロック３３と、電源補助キャパシタ７と、出力補助キャパシタ７の内部抵抗７ａと、電源補助キャパシタ７の正極７ｂと、電源補助キャパシタ７の負極７ｃと、負荷８と、負荷８の電源供給部９と、負荷８のＤＣ−ＤＣ変換ブロック１０と、ＤＣ−ＤＣ変換ブロック１０の昇圧回路ブロック１０ａと、ＤＣ−ＤＣ変換ブロック１０の降圧回路ブロック１０ｂと、負荷８の各回路ブロック１１と、各回路ブロック１１の回路ブロックＡ１１ａと、各回路ブロック１１の回路ブロックＢ１１ｂと、各回路ブロック１１の回路ブロックＣ１１ｃと、を備える。

内部抵抗１ａを持つ単電池１は、例えば３つ直列接続されて組電池２となっており、組電池２の正極２ａは、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１のソース端子２１ａおよびドレイン電流検出ブロック２６に接続され、ゲート端子２１ｂはゲート電圧制御ブロック２５に接続され、ドレイン端子２１ｃはドレイン電流検出ブロック２６およびドレイン電圧検出ブロック２２およびコイル２８の一端に接続され、コイル２８の他端はダイオード２９のアノードおよびＮ型ＭＯＳＦＥＴ３２のドレイン端子３２ｃに接続され、ダイオード２９のカソードは、キャパシタ電圧検出ブロック３３および内部抵抗７ａを持つ電源補助キャパシタ７の正極７ｂおよび負荷８の電源供給部９に接続され、電源供給部９は、各回路ブロック１１の回路ブロックＡ１１ａおよびＤＣ−ＤＣ変換ブロック１０の昇圧回路ブロック１０ａおよび降圧回路ブロック１０ｂに接続され、昇圧回路ブロック１０ａは回路ブロックＢ１１ｂに接続され、降圧回路ブロック１０ｂは回路ブロックＣ１１ｃに接続され、ドレイン電圧検出ブロック２２は、比較判定ブロック２３およびドレイン過電圧制御ブロック２４に接続され、比較判定ブロック２３は、昇圧ＯＮ／ＯＦＦ制御ブロック２７に接続され、ドレイン過電圧制御ブロック２４はゲート電圧制御ブロック２５に接続され、昇圧ＯＮ／ＯＦＦ制御ブロック２７は昇圧制御スイッチング部３０の昇圧スイッチング制御ブロック３１に接続され昇圧スイッチング制御ブロック３１はＮ型ＭＯＳＦＥＴ３２のゲート端子３２ｂおよびキャパシタ電圧検出ブロック３３に接続され、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３２のソース端子３２ａは接地され、ゲート電圧制御ブロック２５は、ドレイン電流検出ブロック２６に接続されている。尚、本実施の形態に関わる回路の接地端子は組電池２の負極２ｂに接続されている。

以下、前記の回路ブロック構成による本発明の第２の実施の形態の回路ブロックの動作について述べる。

電源は、３個の単電池１が直列接続された組電池２により構成されている。電源の内部抵抗は、単電池１の内部抵抗１ａが３つ直列接続された値となっている。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１は、電源とシリーズ接続されており、電源電流はＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１のソース・ドレイン間を流れるドレイン電流の検出を行うドレイン電流検出ブロック２６により検出する。

ドレイン電流検出ブロック２６は、負荷電流が、予め設定された最大ドレイン電流値以下であるときは、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１をオン状態とするための制御信号をゲート電圧制御ブロック２５に伝達する。また予め設定された最大ドレイン電流値を超過するときは、電源電流を最大ドレイン電流値に制限するための制御信号をゲート電圧制御ブロック２５に伝達する。

最大ドレイン電流の超過時における負荷電流の不足分は電源補助キャパシタ７の放電により補う。

ドレイン電圧検出ブロック２２は、ドレイン端子２１ｃの電圧を検出し、比較判定ブロック２３およびドレイン過電圧制御ブロック２４へ検出値を伝達する。

比較判定ブロック２３はドレイン電圧を基準電圧との比較を行い、ドレイン電圧が負荷の動作電圧範囲の下限値を下回る場合には、昇圧回路ＯＮ／ＯＦＦ制御ブロック２７がＯＮ信号を発生するための制御信号を伝達する。

ドレイン電圧が負荷の動作電圧範囲の下限値以上である場合には、昇圧回路ＯＮ／ＯＦＦ制御ブロック２７がＯＦＦ信号を発生するための制御信号を伝達する。

ドレイン過電圧制御ブロック２４は、ドレイン電圧が予め設定された電圧値を超過する場合にゲート電圧制御ブロック２５にゲート制御信号を伝達して、予め設定された電圧値となるようにドレイン電圧を低下させる。

電源補助キャパシタ７は、ドレイン電流ＩＤにより充電される。電源補助キャパシタ７の内部抵抗７ａは、組電池２の内部抵抗分（図１では、内部抵抗１ａの３直列接続分）より、小さな抵抗値を持つことで、負荷電流が予め設定された最大ドレイン電流以上となるときに、電源補助のための放電を行う。

電源供給部９は負荷８の電源部を一括した電源端子であり、電源供給部９を介して負荷８のＤＣ−ＤＣ変換ブロック１０および各回路ブロック１１に電源を供給する。

回路ブロックＡ１１ａは電源電圧が直接供給され、回路ブロックＢ１１ｂは昇圧回路ブロック１０ａにより昇圧された電源が供給され、回路ブロックＣ１１ｃは降圧回路ブロック１０ｂにより降圧された電源が供給される。

図８に本発明の第２の実施の形態による電源電圧と負荷への供給電圧の関係図を示す。横軸は電源電圧値であり、縦軸は負荷への供給電圧値である。

図８に示すように、ドレイン電圧の上限設定電圧を予め負荷の動作範囲の上限値に設定する。

ドレイン電圧検出ブロック２２が負荷の動作範囲の上限値Ｖmax を超過したことを検出すると、ドレイン過電圧制御ブロック２４へドレイン電圧が過電圧状態となっていることを伝達する。

ドレイン電圧検出ブロック２２から過電圧の検出を受けたドレイン過電圧制御ブロック２４はゲート電圧制御ブロック２５へゲート電圧を制御させる命令伝達を行う。

ドレイン過電圧制御ブロック２４からゲート電圧の制御命令を受けたゲート電圧制御ブロック２５は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート電圧を制御して、予め設定されたドレイン電圧値へ降圧制御動作を行う。

ドレイン電圧検出ブロック２２により、ドレイン電圧が負荷の動作範囲の上限値Ｖmax ＋ＶＦ（負荷電圧の計測部とドレイン電圧の計測部の間にダイオード２９が入っているので、ダイオード２９の順電圧ＶＦの影響がある）以下であることを検出しているときは、ゲート電圧制御ブロック２５によるＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート電圧制御により、電源の出力電流の上限値が、予め設定されたドレイン電流値ＩＤmax で制限される。このとき電源電圧とドレイン電圧は線形関係となる。

ドレイン電圧検出ブロック２２により、ドレイン電圧が負荷の動作範囲の下限値Ｖmin ＋ＶＦ（負荷電圧の計測部とドレイン電圧の計測部の間にダイオード２９が入っているので、ダイオード２９の順電圧ＶＦの影響がある）を検出したときは、比較判定ブロック２３が電源電圧不足と判定し、昇圧回路ＯＮ／ＯＦＦ制御ブロック２７に昇圧スイッチング制御部３０を駆動する命令伝達を行う。昇圧回路ＯＮ／ＯＦＦ制御ブロック２７は、コイル２８、ダイオード２９、昇圧スイッチング制御部３０（昇圧スイッチング制御ブロック３１、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３２、キャパシタ電圧検出ブロック３３を含む）、電源補助キャパシタ７により構成される昇圧型スイッチングコンバータ回路を駆動する信号を昇圧スイッチング制御ブロック３１に伝達する。

前記昇圧制御手段により、電源電圧が本発明の回路の動作下限値となるまで、負荷への供給電圧は、負荷の動作電圧範囲内を保持し続ける。

図３および図４に示すように、本発明の第１の実施の形態と同様に、負荷の動作電圧範囲が、全放電時間の大半を占める電圧範囲と合致するように、適切な数の単電池を直列接続した組電池による電源構成とする。

図５に示すように、本発明の第１の実施の形態と同様に、重負荷（送信期間ＴＸ）と軽負荷（受信期間ＲＸ）を周期的に繰り返す負荷では、上限ドレイン電流ＩＤmax の設定値を送信期間ＴＸの電流値ＩＬＴＸより小さい値に、更に受信期間ＲＸの電流値ＩＬＲＸより大きい値で、かつ負荷のほぼ平均電流値となるように設定する。電源補助キャパシタ７は、送信期間ＴＸの電源供給が可能であり、かつ受信期間ＲＸの時間内で再充電が完了できる静電容量を持つ。

本実施の形態は、電源とシリーズに挿入するスイッチング素子をＰ型ＭＯＳＦＥＴとした実施の形態であり、送信期間ＴＸおよび受信期間ＲＸにおける動作は第１の実施の形態と同様の効果が得られる。

また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴを使用することにより、第１の実施の形態と比べて記号は以下のように置き換える。すなわち、上記コレクタ電流ＩＣmaxを上限ドレイン電流ＩＤmaxに、電源電流／電圧ＩＥ／ＶＥ（エミッタ）をＩＳ／ＶＳ（ソース）に置き換える。

また、図５に示す負荷パターンの連続動作による負荷の動作下限電圧に到達する時間は、負荷の動作範囲の下限値における昇圧制御手段により、図６における放電時間ｔ１よりも延長される。

次に、本発明の第３の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図９は、本発明の第３の実施の形態を示す回路ブロック図である。本形態は、本発明の第１の実施の形態における電源部分を太陽電池モジュール４０で構成したものである。

太陽電池のセルは起電力が１Ｖ以下と低いため、太陽電池セル４１を複数直列接続して高電圧化する。このように太陽電池セル４１を複数直列接続したものを太陽電池モジュール４０と呼び本発明の電源部分に設置する。

太陽電池セル４１の直列接続数は、本発明の第１の実施の形態と同様に、負荷の動作電圧範囲が、太陽電池の発電効率の高い動作点と合致するように直列接続数を決定した電源構成とすることで、本発明の第１の実施の形態と同様に負荷の高効率動作が可能となる。

次に、本発明の第４の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図１０は、本発明の第４の実施の形態を示す回路ブロック図である。本形態は、本発明の第１の実施の形態の電源部分を燃料電池システム５０で構成したものである。

燃料電池システムとは酸素と水素を混合することにより発電を行うシステムのことで、燃料として水素やメタノールなどを使う。

燃料電池システム５０は、直流電源変換部５１、酸素や空気の取り込み口を持つ燃料電池セル（発電部）５２、水素やメタノールの燃料注入口を持つ燃料タンク５３で構成されており、発電した電気は、直流電源変換部５１により、整流および平滑により直流安定化した電源とし、ホン発明の電源部分に設置する。

燃料電池セル５２は、本発明の第１の実施の形態と同様に、負荷の動作電圧範囲が、燃料電池システム５０の発電効率の高い動作店と合致するようにセル構成を決定した電源構成とすることで、本発明の第１の実施の形態と同様に負荷の高効率動作が可能となる。

本発明の第１の実施の形態に係る電源回路の構成を示したブロック図。本発明の第１の実施の形態による電源電圧と負荷への供給電圧の関係を示した図である。アルカリ乾電池の代表的な放電特性を示した図である。アルカリ乾電池放電特性の一定電圧幅に対する累積放電時間を示した図である。時分割多元接続通信方式の負荷パターンにおける本発明の第１の実施の形態における電源波形を示した図である。時分割多元接続通信方式の負荷パターンの連続動作における本発明の第１の実施の形態の放電特性を示した図である。本発明の第２の実施の形態に係る電源回路の構成を示したブロック図である。本発明の第２の実施の形態による電源電圧と負荷への供給電圧の関係を示した図である。本発明の第３の実施の形態に係る電源回路の構成を示したブロック図である。本発明の第４の実施の形態に係る電源回路の構成を示したブロック図である。従来方式の電源電圧と負荷への供給電圧の関係を示した図である。時分割多元接続通信方式の負荷パターンにおける従来方式の電源波形を示した図である。時分割多元接続通信方式の負荷パターンの連続動作における従来方式の放電特性を示した図である。

符号の説明

１単電池
１ａ内部抵抗
２組電池
２ａ正極
２ｂ負極
３ＰＮＰトランジスタ
３ａエミッタ端子
３ｂベース端子
３ｃコレクタ端子
４コレクタ電圧検出ブロック
５コレクタ過電圧制御ブロック
６ベース電流制御ブロック
７電源補助キャパシタ
７ａ内部抵抗
７ｂ正極
７ｃ負極
８負荷
９電源供給部
１０ＤＣ−ＤＣ変換ブロック
１０ａ昇圧回路ブロック
１０ｂ降圧回路ブロック
１１各回路ブロック
１１ａ回路ブロックＡ
１１ｂ回路ブロックＢ
１１ｃ回路ブロックＣ
２１Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
２１ａＰ型ＭＯＳＦＥＴソース端子
２１ｂＰ型ＭＯＳＦＥＴゲート端子
２１ｃＰ型ＭＯＳＦＥＴドレイン端子
２２ドレイン電圧検出ブロック
２３比較判定ブロック
２４ドレイン過電圧制御ブロック
２５ゲート電圧制御ブロック
２６ドレイン電流検出ブロック
２７昇圧回路ＯＮ／ＯＦＦ制御ブロック
２８コイル
２９ダイオード
３０昇圧スイッチング制御部
３１昇圧スイッチング制御ブロック
３２Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
３２ａＮ型ＭＯＳＦＥＴソース端子
３２ｂＮ型ＭＯＳＦＥＴゲート端子
３２ｃＮ型ＭＯＳＦＥＴドレイン端子
３３キャパシタ電圧検出ブロック
４０太陽電池モジュール
４１太陽電池セル
５０燃料電池システム
５１直流電源変換部
５２燃料電池セル
５３燃料タンク

Claims

１次電池または２次電池または太陽電池または燃料電池を電源とする電源回路において、
前記電源の出力電圧が、負荷の動作電圧範囲の上限値を超過するときは、電源補助キャパシタの充電電圧を負荷の動作電圧範囲内の所定の電圧値へ降圧する降圧制御手段と、
前記電源の出力電圧が、負荷の動作電圧範囲にあるときは、電源補助キャパシタの充電電圧が前記電源の出力電圧とほぼ等しい電圧値に制御する線形電圧制御手段と、
負荷動作に必要な電力以上の値において、前記電源の出力電流の上限を予め決められた値で制御する電流制御手段と、
を備え、
前記電源の出力電流により充電される電源補助キャパシタは負荷の電源供給部に設置されたことを特徴とする電源回路。
前記電源は、負荷の動作時において、前記電源の出力電圧の時間推移のうち大部分の時間が負荷の動作電圧範囲内となる電圧値を発生できる数量の単電池を直列接続して組電池構成とした電源であることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
前記降圧制御手段は、前記電源補助キャパシタの充電電圧値を検出して、負荷の動作電圧範囲内の所定の電圧値に降圧制御を行うことを特徴とする請求項１記載の電源回路。
前記線形電圧制御手段は、前記電源と直列に接続されたスイッチング手段をオン状態とすることを特徴とする請求項１又は２記載の電源回路。
前記電流制御手段は、前記電源と直列に接続されたスイッチング手段への制御入力の電流または電圧を制御することを特徴とする請求項１又は２記載の電源回路。
前記電源補助キャパシタは、電気２重層タイプであり、前記電源より小さい内部抵抗値を有することを特徴とする請求項１又は２記載の電源回路。
前記電源補助キャパシタは、電気２重層タイプであり、負荷電流が前記電源の出力電流の上限値を超過している期間において、負荷への電源供給が可能である静電容量を有することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電源回路。