KR20030051173A - 직류 오프셋을 제거하는 다이렉트 컨버젼 수신기 및 이다이렉트 컨버젼 수신기를 이용한 직류 오프셋 제거 방법 - Google Patents

직류 오프셋을 제거하는 다이렉트 컨버젼 수신기 및 이다이렉트 컨버젼 수신기를 이용한 직류 오프셋 제거 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 정보 신호에 의해 변조된 캐리어 신호로부터 정보 신호를 회복하기 위해 실질적으로 직류 오프셋의 제거를 위한 이동통신 시스템의 다이렉트 컨버젼 수신기 및 이 다이렉트 컨버젼을 이용한 방법을 제공한다.
본 발명에 따른 이동통신 단말기에서 직류 오프셋 신호들을 실질적으로 제거하기 위한 다이렉트 컨버젼 수신기는 안테나로부터 수신된 변조 신호의 다운 컨버팅(downconverting)하는 컨버팅 수단과, 두 직류 오프셋 신호 성분간의 차이를 검출하는 검출 수단과, 상기 차이를 감소하는 조절 수단을 구비한다.

Description

직류 오프셋을 제거하는 다이렉트 컨버젼 수신기 및 이 다이렉트 컨버젼 수신기를 이용한 직류 오프셋 제거 방법{DIRECT CONVERSION RECEIVER AND METHOD FOR REMOVING DC OFFSET}
본 발명은 일반적인 이통통신 시스템을 위한 다이렉트 컨버젼 수신기에 관한것이다. 특히, 본 발명은 정보 신호에 의해 변조된 캐리어 신호로부터 정보 신호를 복구하기 위하여 실질적으로 직류 오프셋을 제거하는 다이렉트 컨버젼 수신기를 제공하는 것이다.
이동통신 시스템들은 단순히 원 웨이(예:페이징 시스템) 통신 시스템들에서 아날로그 셀룰라 시스템 및 최근에는 GSM(Global System for Mobile Communication) 또는 CDMA(Code Division Multiple Access)과 같은 디지털 셀룰라 시스템들을 포함하는 투 웨이 통신 시스템으로 발전하고 있다. 이동통신 단말기의 크기와 무게가 급격히 감소함에 따라, 손바닥만한 크기와 7온스보다 적은 무게의 단말기들이 일반화되어졌다. 그럼에도 불구하고, IF SAW 필터등과 같은 외부 필터들의 요인 때문에 일반적인 (슈퍼)헤테로 인식의 기술을 사용하는 종래 수신기들은 더 작고 덜 비싸게 만들기 위하여 수신기들의 능력을 제한해야 하는 한계를 가진다.
그러므로, 이러한 단점을 극복하기 위한 대체 기술에 대한 연구는 수신된 캐리어신호의 주파수와 같은 국부발진기(local oscillator) 수신기들의 주파수를 가짐으로써, 신호들이 복호화되고 직접적으로 베이스 밴드로 다운로드되어 바뀌는 새로운 타입의 수신기에 초점이 맞추어 졌다. 상기와 같은 수신기는 Zero-IF 수신기 또는 호모다인(Homodyne)수신기라 불리 운다. 실질적으로, 다이렉트 컨버젼의 개념은 이미 1920년대에 몇몇 무선 창시자들에 의해 제시되었고, 이미 무선 페이징 수신기를 위해 1980년대에 상품화되었다. 그러나, I/Q 미스매치(mismatch), 플리커 잡음(flicker noise), 국부발진기(local oscillator), 그리고 직류 오프셋(DCoffset)과 같은 다이렉트 컨버젼 수신기와 관련된 몇몇 기술적 문제들이 여전히 남아 있어, 현재 (슈퍼) 헤테로인식 수신기를 대체하기는 어렵다. 다행히 이러한 많은 문제들은 해결되었으나 다이렉트 컨버젼 수신기에서 발생하는 직류 오프셋 성분은 예외적이다.
일반적으로, 직류 오프셋은 몇몇 환경하에서 뜻밖에 발생된 직류 성분이다. 직류 오프셋이 발생하는 두 개의 주요 원인은 도 1a 및 도 1b를 참조하여 설명할 것이다.
도 1a에 도시된 바와 같이, 국부 발진기(local oscillator: LO) 106과 대역 통과 필터(band pass filter: BPF) 102 또는 저잡음 증폭기(low noise amplifier: LNA)103 사이의 분리가 완벽하지 않기 때문에, LO(local oscillator)106에서 발생된 강한 신호(strong signal)는 BPF(band pass filter) 102 또는 LNA(low noise amplifer) 103에 존재하는데, 이러한 강한 신호(strong signal)를 LO(local oscillator) 누설 신호라고 한다. 결과적으로, 구적 믹서(Quadrature mixer) 104에 제공되는 상기 LO(local oscillator) 누설 신호는 106에서 발생된 상기 LO(local oscillator)신호와 곱셈되고, 이러한 곱셈된 신호가 소위 직류(DC) 오프셋이라 불리우는 직류 성분을 만든다.
상기와 같은 경우, 국부발진기(local oscillator) 106에서 발생되는 상기 LO(local oscillator)와 LO(local oscillator) 누설신호는 다음과 같은 수학식 1 및 수학식 2로 나타낼 수 있다.
여기서 θ는 LO(local oscillator) 신호에 비하여 LO(local oscillator) 누설신호에 의한 위상 지연이다)
상기와 같은 경우, 구적 믹서(Quadrature mixer)104의 출력은 다음과 같이 수학식 3으로 성립된다.
상기에서 1/2 ALOAleakx COS θ은 로우패스 필터105에서 필터링된 후의 노이즈와 같은 역할을 하는 직류 성분을 나타낸다.
도 1b는 직류 오프셋 성분이 발생되는 다른 예를 보이고 있다.
진폭과 위상이 다르지만 동일한 주파수를 가지는 매우 강한 인터피어런스(jammer) 캐리어가 구적 믹서(Quadrature mixer) 104에 제공 될 때, 상기 인터피어런스 캐리어는 또한 국부발진기(local oscillator)106에 영향을 미쳐서 믹서 104에서 결합된 양 신호들이 IF(Intermediate Frequency) 범위 양쪽 끝에서 큰 직류 성분을 발생시킨다.
만약, 재머(jammer)신호가 인터피어런스 신호라면, 다음 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.
여기서 Ai는 최대 진폭이며 wi는 인터피어런스(interferer)주파수 fi에 대응한다. 구적 믹서(Quadrature mixer)104의 LO(local oscillator) 입력에서 결합되는 인터피어런스 신호는 다음 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
상기 두 표현에서 구적 믹서(Quadrature mixer)104의 출력은 다음과 같은 식으로 나타낼 수 있다.
하기에서는 직류 오프셋 성분을 없애기 위한 몇몇 일반적인 기술들을 소개할 것이다.
도 2는 현재 직류 컨버젼 수신기의 개념적인 구조를 도시하고 있다.
그러나, 도 2에서 도시된 구조는 실제 상황에서는 수신기로써 사용될 수가 없다. 왜냐하면 이것은 직류 오프셋 성분의 발생을 포함한 많은 문제들로부터 영향을 받고 있다.
그러므로 상기와 같은 문제들을 피하기 위하여 도 2의 현재 직류 컨버젼 수신기는 몇몇 부수적인 회로 성분들과 장치들이 결합되어야 한다. 부수적인 회로들/성분들을 가지는 일반적인 직류 컨버젼 수신기의 3 가지 예가 도 3, 도 4 및 도 5에서 설명된다.
먼저, 도 3은 직류 오프셋 성분을 제거하기 위해서 커패시터(capacitor) 303을 가진 직류 컨버젼 수신기의 구조를 도시하고 있다. 상기와 같은 종류의 구조는 대게 TDMA(Time Division Multiple Access)의 방법을 사용하는 이동 단말기에서 사용된다.
도 3에서와 같이, LO(local oscillator) 누설 신호에 의해 발생된 직류 오프셋 성분은 아이들(idle) 타임 슬롯 동안에 연결된 스위치 304에 의해 일련의 커패시터 303에서 충전된다. 그런 후 직류 오프셋 성분과 같은 충전된 직류전압은 Rx 버스트(burst)동안에 제거된다.
다음, 도 4는 직류 오프셋 성분을 제거하기 위하여 로우 캐리어 주파수(fc)를 가지는 하이패스 필터(HPF)를 포함하는 다이렉트 컨버젼 수신기의 구조를 도시하고 있다. 상기 구조는 브로드 주파수 밴드(broad frequency band)에서 작동하는 전이중 통신방식(full-duplex system)에 적절하다. 상기의 경우에, 로우패스 필터(LPF) 402와 저잡음 증폭기 404 사이에 위치하는 하이패스 필터(HPF) 403은 직류 오프셋 성분 뿐만 아니라 저주파수를 가지는 직류신호도 제어할 수 있다. 그러나, 만약 상기 브로드 주파수 밴드(broad frequency band)가 이러한 시스템에서 사용되면, 상기 HPF 403에 의해 야기되는 손상(예:저주파수들의 제거)은 더욱더 약화되며, 수신기의 능력에 영향을 미치지 않는다.
마지막으로, 도 5는 직류 오프셋 성분을 제거하기 위하여 디지털 신호 처리기(Digital Signal Processor)를 사용하는 다이렉트 컨버젼 수신기의 구조를 도시하고 있다. 도 5를 참조하면, 수신신호는 ADC(analog-to-digital converter) 505에서 디지털 신호로 바뀐 후, 장기간 평균값(long-term average value)을 얻기 위하여 DSP(Digital Signal Processor) 507에서 평균화된다. 즉, 직류 오프셋 성분은 디지털 신호의 장기간 평균으로부터 추정된다. 상기 획득된 디지털 값은 메모리508을 통해 디지털-아날로그 컨버터(digital-to-analog converter) 509에 제공된다. 여기에서 디지털 값은 아날로그 신호로 바뀐다. 가산기503에서, 직류 오프셋과 같은 아날로그 신호는 믹서502로부터 출력되는 베이스 밴드 신호로부터 제거된다.
그러나, 상기에서 언급된 다이렉트 컨버젼 수신기 3개 모두는 사용자의 제품에 있어서 사용이 제한되어 있다. 다시 말하면, 커패시터(capacitor)를 사용하는 다이렉트 컨버젼 수신기는 CDMA통신 시스템과 같은 전이중통신방식(full-duplexsystem)에는 사용할 수 없다. TDMA 시스템에서, 인터피어런스는 실제신호 타임과는 상관없이 수시로 나타난다. 이것은 수신기를 외부 인터피어런스로 인해 효과적이지 못하게 만든다. HPF(high pass filter)를 사용하는 다이렉트 컨버젼 수신기의 경우에는, 직류 오프셋 성분이 제거될 뿐만 아니라 SNR(signal noise ration)와 같은 필요한 신호 성분들이 저하될 수도 있다. 도 5의 구조에서 상기 직류 성분은 DSP(Digital Signal Processor)에서 장기간 동안 평균화된 디지털 신호에 의해 제거된다. 그러나, 직류 오프셋 성분이 외부 인터피어런스의 영향 때문에 갑자기 증가하면 일반적으로 평균화된 디지털 신호의 방법은 또한 문제를 겪게 된다.
따라서, 본 발명의 목적은 잘 알려진 다이렉트 컨버젼 수신기들과 관련된 문제들을 극복하기 위한 이동통신 단말기의 다이렉트 컨버젼 수신기 및 직류 오프셋 제거 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 직류 오프셋 성분을 제거하는 능력을 가진 다이렉트 컨버젼 수신기 및 및 직류 오프셋 제거 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 직류 오프셋의 발생을 최소화시킬 수 있도록 설계된 다이렉트 컨버젼 수신기 및 및 직류 오프셋 제거 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 가변적인 이득(gain)을 가지는 증폭기가 있는 다이렉트 컨버젼 수신기 및 직류 오프셋 제거 방법을 제공하는 것이다.
도 1a 및 도 1b는 직류 오프셋이 발생되는 과정을 보인 종래 시스템,
도 2는 종래 기술에 따른 다이렉트 컨버젼 수신기,
도 3은 커패시터(capacitor)를 갖는 다이렉트 컨버젼 수신기,
도 4는 로우 캐리어 주파수를 갖는 하이패스 필터를 포함하는 다이렉트 컨버젼 수신기의 종래 구조를 도시한 도면,
도 5는 디지털 신호 처리기(digital signal processor: DSP)를 사용하는 다이렉트 컨버젼 수신기의 종래 구조를 도시한 도면,
도 6은 본 발명에 따른 다이렉트 컨버젼 수신기의 구조를 도시한 도면,
본 발명의 한 측면에 따라, 유해한 성분을 제거할 수 있는 다이렉트 컨버젼수신기들을 제공한다. 이러한 다이렉트 컨버젼 수신기들은 위상 180도에 의해 구분되는 2개의 I/Q 성분와 저잡음 증폭기(low noise amplifier: LNA)로부터 제공되는 신호를 믹싱하는 적어도 하나의 믹서와, 상기 믹서들에서 발생되는 스퓨리어스(spurious) 신호들을 제거하는 적어도 하나의 로우패스 필터와, 고정된 이득(gain)을 갖는 제1 증폭기와 가변 이득을 갖는 제2 증폭기를 포함하고 상기 직류 오프셋 신호를 보상하는 적어도 하나의 보상 증폭기와, 직류 오프셋 성분을 검출하는 증폭기와, 아날로그 직류 신호를 디지털 신호로 바꾸는 아날로그-디지털 컨버터(analog-to-digital convert: ADC)와, 직류 오프셋이 제로인지 아닌지 결정하고, 직류 오프셋 신호를 제로로 조절하기 위해 AGC(automatic gain controller)에 적절한 제어 전압을 출력하는 디지털 신호 처리기(digital signal processor: DSP)와, 상기 DSP(Digital Signal Processor)의 출력을 아날로그 신호로 바꾸는 DAC(digital-to-analog converter)와, 빼기(subtracting) 수단으로부터 제공되는 신호들을 증폭시키는 보상(compensation) 증폭기를 포함한다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 다이렉트 컨버젼 수신기에서 직류 오프셋을 제거하기 위한 방법을 제공하고 있다. 이러한 다이렉트 컨버젼 수신기에서 직류 오프셋을 제거하기 위한 방법은 믹싱된 신호를 베이스 밴드 신호로 바꾸는 과정과, 조절 수단에 의해 발생된 값을 기준으로 상기 베이스 밴드를 증폭하는 과정과, 차이를 최소화하기 위한 값을 출력하는 과정과, 빼기(subtracting) 수단으로부터 제공된 신호들을 증폭하는 과정을 포함한다.
본 발명의 목적과 다른 목적들 및 특징들과 장점들은 첨부된 도면들이 함께할 때 다음의 상세한 설명에서 더 명백해 질 것이다.
본 발명의 실시예는 첨부된 도면들을 가지고 상세하게 설명될 것이다. 다음 설명에서, 다수의 명백한 항목들은 본 발명에 대해 더 자세한 이해를 제공할 것이다. 그러나, 본 발명이 상기 명백한 항목들 없이도 실행될 수 있다는 것은 당해 기술 분야의 통상의 지식을 가진자에게 명백할 것이다. 다른 예에서, 잘 알려진 기능들 또는 구조들은 본 발명을 불명료하게 하지 않게 하기 위해 설명되지 않을 것이다.
도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 다이렉트 컨버젼 수신기의 블록도이며, 바람직하게 이동통신단말기에서 사용될 수 있다. 상기 수신기는 하나의 저잡음 증폭기와, 안테나로부터 수신된 변조 신호를 다운-컨버팅(downconverting)하기 위해 컨버팅 수단으로 기능하는 2개의 프로세싱 유닛 600a, 600b와, 두 직류 오프셋간의 차이를 조절하기 위한 조절 수단으로서 기능하는 2개의 피드팩 루프 회로 600c, 600d를 포함한다. 여기에서, 각각의 프로세싱 유닛과 피드백 루프 회로가 실질적으로 동일하기 때문에 이하 프로세싱 유닛600a와 피드백 루프 회로600c만이 설명된다.
프로세싱 유닛 600a는 각각 180도에 의해 구분되는 두 개의 I성분과 LNA(low noise amplifier) 601로부터 제공되는 신호를 믹싱하기 위한 두 개의 믹서 602,603을 포함한다. 또한, 프로세싱 유닛 600a는 믹서들에서 발생하는 스퓨리어스(spurious) 신호들을 제거하기 위한 로우패스 필터들 606,607을 포함한다. 그리고, 프로세싱 유닛 600a은 직류 오프셋 신호를 보상(compensation)하기 위한 2개의 보상(compensation) 증폭기 610,611을 포함하는데 상기 두 개의 보상(compensation) 증폭기 중 하나는 고정된 이득(gain)을 가지고 나머지는 가변적인 이득(gain)을 가진다. 2개의 믹서를 사용하는 상기 구조의 장점은 빼기(subtracting) 수단 614에서 각각의 믹서 602,603에서 제공되는 결합된 2개의 신호에 의해 어떠한 손실 없이 완벽한 정보 신호를 얻을 수 있다는 점이다. 그러나, 국부발진기(local oscillator)에 의해 발생된 RF신호들과 신호들 사이의 분리와 관련하여 두 개의 믹서들이 같은 특성을 가진다는 것은 이론적으로만 가능하다. 그리고 외부 인터피어런스와 같은 직류 오프셋 성분과 국부발진기(local oscillator) 누설 등의 요소들이 동일하게 두 개의 믹서들에 영향을 미친다. 그러므로, 수신기 또한 불가피하게 발생되는 직류 오프셋 성분을 실질적으로 제거하기 위한 피드백 루프 회로 600c를 포함한다.
상기 피드백 루프 회로 600c는 직류 오프셋 성분을 검출하는 하이 이득 증폭기 623와, 디지털 신호 처리기(Digital Signal Processor) 619가 신호를 판독 가능하게 하도록 아날로그 직류 오프셋 신호를 디지털 신호로 바꾸기 위한 아날로그-디지털 컨버터(analog-to-digital convert) 621와, 상기 직류 오프셋이 제로인지 아닌지 결정하고, 상기 직류 오프셋 신호가 제로가 되도록 조절하기 위해 AGC(automatic gain controller)(미도시)에 적절한 제어전압을 출력하는 DSP(Digital Signal Processor)와, 상기 DSP(Digital Signal Processor)의 출력을 아날로그 신호로 바꾸는 디지털-아날로그 컨버터(digital-to-analog convert) 617을 포함한다.
또한, 상기 다이렉트 컨버젼 수신기는 중앙 프로세서 유닛(미도시)에 의해 제어되며 프로세싱 유닛과 피드백 루프 유닛에 연결하기 위한 스위치들 624,625와, 각각의 빼기(subtracting) 수단 614, 615로부터 제공되는 신호들을 증폭하기 위한 2개의 증폭기 626, 627을 포함한다.
도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예는 2개의 메인부분으로 구성된다. 즉, 하나는 상기 프로세싱 유닛과 같은 구적 복조기(quadrature demodulator)이고, 다른 하나는 피드백 루프 회로라고 불리는 직류 오프셋 제로화 루프(DC offset zeroing loop)이다.
상기와 같은 경우, 증폭기 610, 611에서 측정된 각각의 직류 오프셋은 진폭은 동일하지만 반대 부호를 갖는다. 그러므로 IF출력이 결합될 때 직류 오프셋 성분은 실질적으로 제거된다. 또한, 이것은 증폭기 612.613의 출력에서의 2개의 직류 오프셋에 적용된다.
도 6의 다이렉트 컨버젼 수신기의 작동은 다음과 같은 수학적 분석으로 더 명백히 이해될 수 있다.
일반적으로 LNA(low noise amplifer) 601로부터 제공되는 수신 신호의 캐리어 웨이브 주파수는 다음과 같은 식으로 나타낼 수 있다.
상기와 같이, 국부발진기(local oscillator)의 출력신호가 -COSw LO t로 정의될 때 상기 믹서 602의 출력신호는 다음과 같은 식으로 나타낼 수 있다.
여기서 K는 믹서의 컨버젼 상수이다.
상기 믹서 602는 또한 LO(local oscillator)누설과 외부 인터피어런스에 의해 야기되는 직류 오프셋 성분을 발생시키며 다음의 식으로 나타낼 수 있다.
또 다른 믹서 603의 경우, 국부발진기(local oscillator)로부터 제공되는 입력신호가 -COSw LO t일 때, 상기 믹서 603의 출력신호는 다음의 식으로 나타낼 수 있다.
상기에서와 같은 이유로, 상기 믹서 603의 출력신호는 다음과 같은 식을 나타낼 수 있다.
두 직류 오프셋 성분은 상기 수학식 9 및 수학식 12에 따라 같게 나타낼 수 있다. 왜냐하면 두 개의 믹서 602 및 603의 특성이 같고, 두 믹서에 입력되는 누설양이 같기 때문이다.
상기와 같은 경우, 믹서 602의 출력은 I(t) + DC offset 이고 믹서 603의 출력은 -I(t) + DC offset 이기 때문에 빼기 수단(subtractor) 614의 출력은 직류 오프셋 성분이 제거됨을 의미하는 2I(t)이다.
프로세싱 유닛 600a의 I 경로와 같이, 프로세싱 유닛 600b의 Q 경로에서, LNA(low noise amplifier)601로부터 제공되는 수신신호의 캐리어 웨이브 주파수는 이하의 상기 수학식 7과 같은 식으로 나타낼 수 있다.
상기와 같은 경우, 국부발진기(local oscillator)의 출력신호가 SINw LO t로 정의될 때, 상기 믹서 605의 출력신호는 다음과 같은 식으로 나타낼 수 있다.
추가적으로, 상기 믹서 604는 또한 LO(local oscillator)누설과 외부 인터피어런스에 의해 야기되는 직류 오프셋을 발생하며, 다음과 같은 식으로 나타낼 수 있다.
다른 믹서 604의 경우, 국부발진기(local oscillator)로부터 제공되는 입력신호 -SINw LO t이면, 상기 믹서 604의 출력 신호는 다음과 같은 식으로 나타낼 수 있다.
상기와 같은 이유로 상기 믹서 604의 출력 신호는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
두 직류 오프셋 성분은 상기 수학식 15 및 수학식 18에 따라 같게 나타낼 수 있다. 왜냐하면 604 및 605는 특성이 같고, 두 믹서에 입력되는 누설양이 같기 때문이다.
상기와 같은 경우, 믹서 604의 출력은 -Q(t) + DC offset 이고 믹서 605의 출력은 Q(t) + DC offset 이기 때문에 빼기 수단(subtractor) 615의 출력은 직류 오프셋 성분이 제거됨을 의미하는 2Q(t)가 된다.
상기 직류 오프셋이 이론적으로는 완전하게 제거되나, 각각의 증폭기 610, 611로부터 출력되는 상기 직류 오프셋은 두 믹서들 620, 603에서 발생되는 직류 오프셋의 차이 때문에 실제적으로 같지 않다. 그러므로, 여전히 빼기(subtracting) 수단의 출력은 작은 직류 오프셋 성분을 포함한다.
상기와 같은 단점을 극복하기 위하여, 본 발명의 실시예는 직류 오프셋 제로화 루프 회로(DC offset zeroing loop circuit) 600c를 포함한다. 여기에서, 상기 직류 오프셋 제로화 루프 회로(DC offset zeroing loop circuit) 600c의 출력은 이득(gain)을 제어하기 위한 두 증폭기 610, 611중 하나를 위해 제공되는 반면에, 두 증폭기 610,611 중 나머지 하나는 고정된 이득(gain)을 가진다. 이것은 같은 두 패스의 전기적 지연을 유지하기 위해 고정되는 것이다. 다시 말해서, 만약 직류 오프셋이 검출되면, 가변적이거나 제어되는 이득(gain)을 가지는 증폭기가 상기 직류 오프셋 차이를 최소화하기 위해 조절된다. 이 경우, 상기 직류 오프셋은 단지 LO(local oscillator) 누설에 의해서만 발생한다. 그러므로 제거되는 직류 오프셋의 프로세스가 단지 LO(local oscillator)누설이 존재하는 경우에만 실행되면, 상기 이득(gain)을 제어하는 증폭기 610 또는 611의 이득(gain) 값은 이동 전화기를 제조하는 동안에 결정되거나 또는 상기 이동 전화기가 켜질 때마다 결정될 수 있다. 한번 이득(gain) 값이 결정되면 상기 이득(gain) 값은 지속적으로 믹서들의 이득(gain) 값으로 사용된다.
실질적으로, 직류 오프셋은 다른 방법으로도 발생될 수 있다. 그럼에도 불구하고, 비록 상기 증폭기의 이득(gain) 값이 상기 실시 예에서와 같이 단지 LO(local oscillator) 누설이 존재할 때만 결정될지라도, 상기 발명의 직류 오프셋 제로화 루프 회로(DC offset zeroing loop circuit)의 효과는 인터피어런스 또는 LO(local oscillator)누설과는 다른 요소에 의해 야기되는 직류 오프셋을 발생시키는 다른 수신기들에도 적용된다. 왜냐하면 어떤 인터피어런스에 의해 야기되는 직류 오프셋은 LO(local oscillator) 누설에 의해 야기되는 상기 직류 오프셋처럼 같은 알고리즘을 통해 발생되기 때문이다.
상기 실시예에서의 다양한 변형은 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진자에게 쉽게 명백해 질 수 있으며, 정의된 포괄적인 원리들은 다른 실시예에 적용 될 수 있다. 그러므로, 본 발명은 도시한 실시예만으로 제한하지 않고 첨부된 청구항들의 범위에 의해 정의된다.
전술한 본 발명의 이동통신 시스템의 다이렉트 컨버젼 수신기에 따르면, 정보 신호에 의해 변조된 캐리어 신호로부터 정보 신호를 회복하기 위해 실질적으로 직류 오프셋을 제거한다.

Claims (7)

  1. 이동통신 단말기에서 직류 오프셋 신호들을 제거하기 위한 다이렉트 컨버젼 수신기에 있어서,
    안테나로부터 수신된 변조 신호의 다운 컨버팅(downconverting)하는 컨버팅 수단과,
    두 직류 오프셋 신호 성분간의 차이를 검출하는 검출 수단과,
    상기 차이를 감소하는 조절 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 다이렉트 컨버젼 수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 수신기의 컨버팅 수단은
    위상 180도에 의해 구분되는 2개의 I/Q 성분와 저잡음 증폭기(low noise amplifier: LNA)로부터 제공되는 신호를 믹싱하는 적어도 하나의 믹서와,
    상기 믹서들에서 발생되는 스퓨리어스(spurious) 신호들을 제거하는 적어도 하나의 로우패스 필터와,
    상기 직류 오프셋 신호를 보상하는 적어도 하나의 보상 증폭기로서, 고정된 이득(gain)을 갖는 제1 증폭기와 가변 이득을 갖는 제2 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 다이렉트 컨버젼 수신기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 수신기의 조절 수단은
    상기 직류 오프셋의 크기를 증가시키는 증폭기와,
    아날로그 직류 오프셋 신호를 디지털 신호로 바꾸기 위한 아날로그-디지털 컨버터와,
    직류 오프셋이 제로인지 아닌지 결정하고, 상기 직류 오프셋 신호를 제로로 조절하기 위해 자동 이득 제어기(AGC)에 제어 전압을 출력하기 위한 디지털 신호 처리기(DSP)와,
    상기 디지털 신호 처리기의 출력을 아날로그 신호로 변환하는 디지털-아날로그 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 다이렉트 컨버젼 수신기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 컨버팅 수단과 검출 수단을 접속하는 스위칭 수단과,
    빼기(subtracting) 수단으로부터 제공되는 신호를 증폭하기 위한 적어도 하나의 증폭기를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 다이렉트 컨버젼 수신기.
  5. 다이렉트 컨버젼 수신기를 이용하여 직류 오프셋을 제거하기 위한 방법에 있어서,
    안테나로부터 수신된 변조 신호를 다운 컨버팅(down-converting)하는 과정과,
    밸런스된 믹서들로부터 상기 직류 오프셋 신호 성분간의 차이를 검출하는 과정과,
    상기 차이를 최소화하기 위해 검출된 직류 오프셋 신호 성분들간의 차이를 조절하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 조절 과정은 상기 차이를 최소화하기 위한 값을 출력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 다운 컨버팅 과정은
    국부발진기에서 발생되는 2개의 I/Q 성분들과 로우 패스 증폭기로부터 제공되는 신호를 믹싱하는 과정과,,
    상기 믹싱된 신호를 베이스 밴드 신호로 변환하는 과정과,
    상기 다이렉트 컨버젼 수신기의 조절 수단에 의해 발생된 값을 기준으로 상기 베이스 밴드 신호를 증폭하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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