WO2004075426A1

WO2004075426A1 - 信号処理装置、及びダイレクトコンバージョン受信装置

Info

Publication number: WO2004075426A1
Application number: PCT/JP2004/000313
Authority: WO
Inventors: Noriaki Matsuno
Original assignee: Nec Corporation
Priority date: 2003-02-20
Filing date: 2004-01-16
Publication date: 2004-09-02
Also published as: JPWO2004075426A1; JP4222368B2; US20060141972A1

Abstract

入力端子（１０）から入力されたベースバンド信号は、ハイパスフィルタ（１２）で直流成分が遮断され、ハイパスフィルタ（１２）を通過した信号の電圧が予め設定された電圧範囲外である場合には、信号抽出回路（１５）でその電圧範囲外となる電圧部分の信号が抽出される。そして、この抽出された信号に基づいてベースバンド信号の直流電位が帰還点（１７）で調整される。

Description

明細書信号処理装置、及びダイレクトコンパージョン受信装置技術分野

本発明は、信号処理装置に関し、特に、入力信号に含まれる DCオフセットを除去することが可能な信号処理装置の技術に関する。

'背景技術

近年、携帯電話機等の無線通信装置の小型化、低消費電力化及び、低価格化等の要求を実現するための無線受信方式の一つとしてダイレクトコンパージョン方式が知られている。

図 24は、ダイレクトコンバ一ジョン方式を適用した受信装置 (以下、「ダイレクトコンバージョン受信装置」という）の一般的構成を示す図である。図 24 に示すダイレクトコンパージョン受信装置 100において、アンテナ 101で受信された高周波信号である RF (Radio Frequency)信号は LNA (Low Noise A 即 lifier) 102で増幅された後、 2経路に分岐されミキサ 103, 104の R Fポートに入力される。そして、増幅された各 RF信号は、それぞれのミキサ 1 03, 104でダウンコンバージョンされる。この時、ミキサ 103， 104のローカルポートには、それぞれ、入力端子 105, 106から局部発振信号であるローカル信号が入力されるようになっており、これらのローカル信号は、互いに 90度の位相差があり、その周波数が受信すべき (所望の) RF信号のキヤリァ（搬送波）周波数とほぼ同一に選択されている。これにより、 1回のダウンコンバ一ジョンでベースパンド信号が得られる。

また、ミキサ 103， 104から出力されたベースバンド信号は、それぞれ、増幅器 107， 108で増幅され、チャネル選択のためのローパスフィルタ（L PF) 109, 110を通過する。ローパスフィルタ 109， 110を通過したベ一スバンド信号は、それぞれ、増幅器 1 1 1， 1 12で増幅され、 ADC (An alog to Digital Converter) 1 13, 1 14でディジタル信号に変換される。このように、ダイレクトコンバージョン受信装置 100では、チャネル信号以外の信号成分が濾波される前にベースパンドへのダウンコンバージョンが行われるため、妨害波の存在などを考慮すると、ミキサ 103, 104よりも前段で充分な利得を稼ぐことができない。従って、ダウンコンバージョン後の所望波の強度は基本的に弱く、ミキサ 103， 104の出力の DC (Direct Current) オフセットの影響が相対的に大きくなる。

ところで、 DCオフセットは、素子のばらつきによるミキサ出力の DCレベルのドリフト以外にも、幾つかの機構により発生することが知られている。図 25 A, 図 25B、及び図 26 A, 図 26Bに、 DCオフセットの発生機構の主な例を示す。図 25 Aは、ローカル信号がリークなどにより経路 115を通ってミキサ 103の RFポートに廻り込む様子を示している。この場合、かかるローカル信号の廻り込みによって、口一カル信号どうしの自己ミキシングにより DCオフセットが発生する。この DCオフセットは、時間と共に変動しない、いわゆるス夕ティック DCオフセットである。図 25 Bは、口一カル信号が経路 1 16を通つてミキサ 103の RFポートに廻り込む様子を示している。この場合も図 25 Aの場合と同様、ローカル信号の廻り込みによって DCオフセットが発生する。また、この場合、 LNA102の利得設定によって DCオフセット量が変動することになる。従って、 RF信号の受信開始直後の LN A利得設定時には、 DCォフセット量が変動する。また、 LNA102の入力端子に廻り込んだローカル信号がアンテナ 101に逆流し、これが一旦空間に放射された後、再度アンテナから LNA102、ミキサ 103へと戻ってくる場合がある。この場合の DCオフセットは、周囲環境の変化等により変動する、いわゆるダイナミック DCオフセッ卜となる。

図 26Aは、アンテナ 101で受信された RF信号の一部が経路 117を通つてミキサ 103のローカルポートに入力される様子を示している。この場合、 R F信号のローカルポートへの入力によって、 RF信号どうしの自己ミキシングにより DCオフセットが発生する。この DCオフセットは、所望の RF信号の近傍周波数帯に強い妨害波がある場合に顕著に現れる。妨害波の受信強度はフェージングなどの影響により変動するため、この DCオフセットはダイナミック DCォフセットとなる。図 26Bは、 LNA102で増幅された RF信号の一部が経路 1 18を通ってミキサ 103のローカルポートに廻り込む様子を示している。この場合、 RF信号の廻り込みによって、 RF信号どうしの自己ミキシングにより DCオフセットが発生する。この DCオフセットは、フェージングなどによるダイナミック DCオフセットの性質と、 LN A利得変化によるステップ的な DCォフセット変動の性質との両方を有する。この他にも、ミキサの 2次歪みによっても DCオフセットは変動する。

以上説明した DCオフセットを除去するために、例えば、図 27及び図 28に示す方法が考えられる。図 27 Aは、 DC成分を遮断するコンデンサ 119をミキサ 103の出力部に設けた方法を示し、図 27Bは、 DC成分を遮断するハイパスフィルタ 120をミキサ 103の出力部に設けた方法を示している。図 27 A, 図 27 Bに示すどちらの方法も、特性的にはハイパス特性になる。図 27 C は、増幅器 107に帰還素子 121を追加して DCサーポをかけた方法示しており、その機能は、ハイパスフィル夕と増幅器を兼ねたものである。

図 28は、 ADC 122、信号処理部 123及び、 DAC 124を追加し、 D Cオフセット量を ADC 122で取り込み信号処理部 123で DCオフセット量を検出し、 D AC 124で DCオフセットを取り消す（キャンセル）する信号を発生する方法を示している。なお、図 28では、フィードフォワード型で構成されているが、フィードバック型の構成とすることも可能である。また、図 28 に示す方法において、 DCオフセット量の検出を非所望の受信タイムスロット内で行い、所望の受信タイムスロット内では DCオフセットを取り消す (キャンセル）する信号を固定する方法が知られている。

さらに、 DCオフセットの除去は、特許文献に開示された技術によっても可能である。特許文献 1 (特開平 8— 316998号公報）に開示された受信装置では、受信信号レベル（受信信号強度）をモニタし、これが所定より大きく変化した時に限り、ハイパスフィル夕の時定数を小さくするようにしている。この受信信号レベルの変化は、ミキサの 2次歪みに起因する DCオフセットの変動や、利得可変アンプの利得切り替えが生じることによる DCオフセットの変動等を招くことになる。従って、特許文献 1の技術によれば、 D Cオフセットの変動に対応することができる。また、特許文献 2 (特開平 1 1一 1 8 6 8 7 4号公報）には、反転入力端と非反転入力端とを有する増幅器と、その増幅器からの出力信号を帰還増幅する帰還増幅器とを備えた D C帰還型ハイパスフィルタが開示されており、その帰還増幅器は、小振幅信号に対しては低利得で、大振幅信号に対しては高利得になるように非線形に変化する非線形素子を有している。これにより、特許文献 2の技術では、出力 D Cレベルを収束させるまでの応答時間を短くすることができるようにしている。

しかしながら、図 2 7 A〜図 2 7 Cに示す方法では、受信すべき (所望の) 信号成分の一部が失われる場合があること、及び D Cオフセット量が時間と共に変動する場合には、 D Cオフセットの除去と所望の信号成分の保存との両立が難しくなるという課題がある。即ち、ダイナミック D Cオフセットなどによる D Cォフセッ卜の時間的変動に追従するためには、ハイパスフィルタ等のカツトオフ周波数を高く取ることが必要であるがこのカットオフ周波数を高めると、所望の信号成分のうち D C付近の成分も欠落することになるため、受信信号の変調方式によってはビットエラーレート（B E R) が許容できないくらい劣化する。一方、図 2 8に示す方法ではハードウェアが複雑となること受信タイムスロットに同期した制御信号を論理演算回路で生成し R F信号等のアナログ信号を処理する回路に供給することが必要となること、及び所望の受信タイムスロット内で D C オフセッ卜の変動があると対応できないこと、などの課題がある。

また、上記特許文献 1の技術では、 D Cオフセットの変動を受信信号レベルの変動という形で、間接的に観測して制御しているため、必ずしも適切な制御がなされないという課題がある。即ち、 D Cオフセット発生の機構と詳細な条件によつては、 D Cオフセットが変動しないにも関わらずハイパスフィルタの時定数が短い方に切り替えられたり、 D Cオフセットが変動しているにもかかわらず時定数が長いままであったりする可能性がある。また、この技術では、検出された受信信号レベルを受けて、ハイパスフィル夕の時定数切替信号を発生する装置が別途必要になるため、装置構成が複雑になる。一方、上記特許文献 2の技術では、増幅器への入力信号に定常的な D Cオフセットがある場合、例えば、入力信号に含まれる D Cオフセット電圧が、理想的な中点電位よりも大幅に高く、そこに D Cオフセット電圧よりも小振幅の所望の信号成分が重畳している場合、帰還信号の D C電圧も、上記 D Cオフセット電圧に近い理想的な中点電位よりも大幅に高い電圧になる。即ち、上記非線形素子の出力 D Cレベルも、理想的な中点電位からはかなり外れた電圧レベルになる。従って、上記非線形素子は、小振幅信号に対しても高利得状態になり、上記ハイパスフィル夕のカツトオフ周波数が高い状態のままとなってしまう。よって、特許文献 2の技術では、ハイパスフィルタの時定数は、入力信号に含まれる D Cオフセットの絶対値で決まり、出力 D Cレべルの収束と共に時定数を大きくする作用は得られない。

以上述べたように、従来技術では、ダイナミック D Cオフセットへの対応と、受信すべき (所望の) 信号成分の欠落のない信号伝送とを両立することができない。発明の開示

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、ダイナミック D Cオフセットへの対応と、受信すべき（所望の）信号成分を欠落させない信号伝送とを両立させること等が可能な信号処理装置及びダイレクトコンバージョン受信装置を提供することを目的とする。

すなわち、本発明にかかる信号処理装置は、処理対象信号から予め設定された電圧範囲外となる電圧部分の信号を抽出する抽出手段と、前記抽出された信号に基づいて前記処理対象信号の直流電位を調整して出力する調整手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明にかかるダイレクトコンバージョン受信装置は、受信した高周波信号と発振信号とを周波数混合してベースバンド信号に変換するミキシング手段と、前記ベースパンド信号から予め設定された電圧範囲外となる電圧部分の信号を抽出する抽出手段と、前記抽出された信号に基づいて前記ベースパンド信号の直流電位を調整して出力する調整手段と、を備えることを特徴とする。図面の簡単な説明図 1は、本実施形態におけるダイレクトコンパージョン受信装置の概要構成例を示す図である。

図 2は、第 1実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。

図 3 Aは、アクティブフィル夕の構成例を示す図である。

図 3 Bは、信号抽出回路 1 5の構成例 1を示す図である。

図 3 Cは、信号抽出回路 1 5の入力電圧一電流特性を示す図である。

図 4は、信号抽出回路 1 5の構成例 2を示す図である。

図 5は、信号抽出回路 1 5の構成例 3を示す図である。

図 6は、第 2実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。

図 7は、第 3実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。

図 8は、第 4実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。

図 9は、第 5実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。

図 1 0は、第 6実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。

図 1 1は、第 7実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。

図 1 2は、第 8実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。

図 1 3は、第 9実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。

図 1 4は、第 1 0実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。

図 1 5は、第 1 1実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。図 1 6は、第 1 2実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。

図 1 7は、第 1 3実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。

図 1 8は、第 1 4実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。

図 1 9は、第 1 5実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。

図 2 0は、第 1 6実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。

図 2 1は、第 1 7実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。

図 2 2は、第 1 8実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。

図 2 3は、第 1 9実施形態における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。 - 図 2 4は、グイレクトコンバージョン方式を適用した受信装置の一般的構成を示す図である。

図 2 5 Aは、 D Cオフセットの発生機構の主な例を示す図である。

図 2 5 Bは、 D Cオフセッ卜の発生機構の他の例を示す図である。

図 2 6 Aは、 D Cオフセットの発生機構の主な例を示す図である。

図 2 6 Bは、 D Cオフセットの発生機構の他の例を示す図である。

図 2 7 Aは、 D Cオフセットを除去するための従来の方法を示すための図である。

図 2 7 Bは、 D Cオフセットを除去するための従来の他の方法を示すための図である。

図 2 7 Cは、 D Cオフセットを除去するための従来の他の方法を示すための図である。

図 2 8は、 D Cオフセットを除去するための従来の方法を示すための図である発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の好適な実施例について図面を参照して説明する。なお、以下の実施例は、本発明にかかる信号処理装置をダイレク卜コンバージョン受信装置に対して適用した場合の一実施例である。

図 1は、本実施例におけるダイレク卜コンパ一ジョン受信装置の概要構成例を示す図である。図 1に示すように、ダイレクトコンバージョン受信装置 Sは、高周波信号としての RF (Radio Frequency)信号を受信するアンテナ 1と、 RF信号を増幅する LNA (Low Noise Amplifier) 2と、発振信号（局部発振信号）としてのローカル信号を発生する局部発振器 3と、ローカル信号の位相を 90度移相する移相器 4と、増幅された RF信号とローカル信号とを周波数混合してベースバンド信号に変換 (ダウンコンバート) するミキシング手段としてのミキサ 5 a, 5 bと、ベ一スパンド信号に対し所定の処理を施す信号処理部としての信号処理回路 6 a, 6 bと、チャネル選択フィルタ及び処理されたベースパンド信号（ I 成分、 Q成分）をディジタル信号に変換する ADC (Analog to Digital Conver ter) を含む I F (Interface) 処理回路 7 a， 7 bと、変換されたディジタル信号に基づいて信号復調等を行う復調制御部としてのディジタルドメイン信号処理装置 8と、を備えて構成されている。

ここで、ミキサ 5 aとミキサ 5 bに入力されるローカル信号は、移相器 4により互いに 90度の位相差があり、その周波数が受信すべき (所望の) RF信号のキャリア（搬送波）周波数とほぼ同一に選択されている。また、ディジタルドメイン信号処理装置 8は、論理演算回路（例えば、 CPUを主体として）で構成されている。信号処理回路 6 a, 6 bは、ミキサ 5 a, 5 bのダウンコンパージョンにより得られたベースバンド信号に対し、 DCオフセット除去等の処理を行うとともに、信号の直流電位を調整する機能を有する。これにより、ダイナミック DCオフセットへの対応と、受信すべき（所望の）信号成分を欠落させない信号伝とを両立させること等が可能となる。

以下に、この信号処理回路 6 a, 6 b、 I F (Interface) 処理回路 7 a , 7 b 信号処理装置 8等を含む信号処理装置の複数の実施例について説明する。なお、以下の実施例では、信号処理回路 6 a , 6 bを主体として説明するものとし、信号処理回路 6 aと 6 bは、同様の回路構成であるため、信号処理回路 6 aを代表として説明する。

(第 1実施例）

先ず、第 1実施例における信号処理装置の構成及び機能について、図 2を参照して説明する。図 2は、第 1実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。

信号処理回路 6 aは、入力部としての入力端子 1 0から入力されたベースパンド信号に対して所定の処理を施し、出力部としての出力端子 1 1から出力するようになつている。より具体的には、図 2に示すように、第 1実施例における信号処理回路 6 aは、直流成分遮断手段（抽出手段）としてのハイパスフィルタ（H P F ) 1 2、増幅器 1 3、高域成分除去手段としてのローパスフィルタ ( L P F ) 1 4、信号抽出手段（抽出手段）としての信号抽出回路 1 5、及び反転手段としての反転増幅器 1 6を備えており、入力端子 1 0から出力端子 1 1に至る出力経路には、ハイパスフィルタ 1 2及び増幅器 1 3が介挿され出力端子 1 1からハイパスフィルタ 1 2の出力ノードに帰還する帰還経路には、ローパスフィル夕（L P F ) 1 4、信号抽出回路 1 5、及ぴ反転増幅器 1 6が介挿されている。なお図 2の例では上記帰還経路は、反転増幅器 1 6の介揷により、負帰還経路になっている。また、帰還経路を通じて信号が帰還する帰還点 1 7は、本発明の直流電位調整手段（調整手段）としての機能し、ハイパスフィルタ 1 2を通過したベースパンド信号の直流電位を調整するようになっている。ハイパスフィル夕 1 2は、入力されたベースバンド信号の直流（以下、「D C」という）成分を遮断する機能を有する。ハイパスフィルタ 1 2のカットオフ周波数は、受信すべき（所望の）信号成分の欠落の影響が無視できる程度に充分低く選ばれている。なお、ハイパスフィルタ 1 2の代わりにコンデンサを適用してもよい。また、図 3 Aは、アクティブフィル夕の構成例を示す図であり、ハイパスフィルタ 1 2の代わりに、増幅器 3 5、口一パスフィル夕 3 6、及び反転増幅器 3 7で構成されるアクティブフィルタ 1 2 aを適用してもよい。

図 2に戻り、増幅器 1 3は、帰還点 1 7からのべスバンド信号を増幅する機 4000313

10 能を有する。また、増幅器 13は、本発明の直流電位調整手段の利得を決めるものである。増幅器 13から出力されたベースベンド信号は、出力端子 11から出力されるとともに、帰還経路に入力されるようになる。なお、増幅器 13の代わりにアツテネ一夕、或いは、チャネル選択フィルタを適用してもよい。ローパスフィル夕 14は、増幅器 13からの帰還経路に入力されたベースバンド信号の高域成分を除去する機能を有する。ローパスフィルタ 14のカツトオフ周波数は、フェージングゃ妨害波のパースト長などに起因する DCオフセットの時間変動に相当する周波数成分を取り出せるように選ばれている。即ち、 DCオフセットとは関係のない、高周波成分による影響を除去する役割を果たしている。

信号抽出回路 15は、ローパスフィルタ 14からのベースバンド信号の電圧が予め設定された電圧範囲外である場合には、当該電圧範囲外となる電圧部分の信号を抽出する機能を有する。図 3Bは、信号抽出回路 15の構成例 1を示す図であり、図 3 Cは信号抽出回路 15の入力電圧一電流特性を示す図である。図 3 Bに示すように、信号抽出回路 15は、ダイォ一ド 15 aとダイオード 15 bがアンチパラレルに接続され、その接続点 Bに負荷抵抗 15 cの一端が接続された構成になっている。また、接続点 Bは、反転増幅器 16に接続されるようになつており負荷抵抗 15 cの他端には反転増幅器 16の入力と DCレベルを合わせるための電圧源 15 dが接続されている。また信号抽出回路 15における接続点 Aから上記ベースバンド信号が入力されるようになっている。

そして、図 3 Cに示す rvOj は電圧源 15 dから供給される DC電圧であり、「VI」はダイオード 15 a， 15 bのターンオン電圧である。つまり、信号抽出回路 15では、入力された信号の電圧が「V0—V1」から「V0+V 1J の電圧範囲では入力電流 Iがほぼゼロになる。また、負荷抵抗 15 cには、入力電流 Iに比例した出力電圧が現れることになる。従って、入力された信号の電圧 Vが「V0— VI」から「V0+V1」の電圧範囲（予め設定された電圧範囲）では出力電圧は電圧源 15 dのバイアス電圧、即ち、「V0」であり、入力された信号の電圧 Vがこの電圧範囲外である（この電圧範囲を超過する）場合には、その電圧範囲外となる電圧部分（超過分）だけが出力電圧に反映、つまり、当該電圧範囲外となる電圧部分の信号が抽出されて反転増幅器 16に出力されることになる。言い換えれば、信号抽出回路 15に入力されたベースパンド信号の電圧が予め定められた電圧範囲内にある場合には、その信号をその出力ノード（接続点 B) に伝達せず、電圧範囲外である場合には、その信号のうち電圧範囲外となる電圧部分の信号を出力ノード（接続点 B) に伝達することになる。ここで、「V0— VI」から「V0+V1」の電圧範囲は、定常状態において信号抽出回路 15に入力されるベースバンド信号の電圧が、当該電圧範囲内に収まるように設定される。なお、図 3 Bの例では、 2つのダイオード 15 a， 15 bのアンチパラレル接続の構成例を示したが、これに限定されるものではない。

図 4は、信号抽出回路 15の構成例 2を示す図である。図 4の例では、 2個のダイォ一ドを直列接続したダイオード群 15 e, 15 f をアンチパラレル接続しており、それ以外の部分は、図 3 Bの例と同様である。また、直列接続されるダィオードの数は、 3個以上の任意の数でよい。また、複数個のダイオードを直列接続したダイォード群のァンチパラレル接続の代わりに、ダイオードを 2個アンチパラレル接続したダイオード群を、複数個直列に接続してもよく、或いはこれらの中間的な構成でもよい。また、図 3 B及び図 4に示す例においてアンチパラレル接続されたダイォ一ド若しくはダイォード群の一方を省略し、 1個のダイオードの順方向オン電圧と逆方向降伏電圧を利用した構成でもよい _β 更に、信号抽出回路 15はダイオードを適用した構成ばかりでなく、バイポーラトランジス夕や、電界効果型トランジスタ (FET： Field Effect Transistor) を適用して構成されるようにしてもよい。

図 5は、信号抽出回路 15の構成例 3を示す図である。図 5の例では、信号抽出回路 15のコア部のみを示しており、当該コア部は、 N型 MOS (Metal Oxid e Semiconductor) FET 15 gと、 P型 MO S F E T 15 hとを備えており、 N 型 MOSFET 15 gのゲート Gと P型 MOS FET 15 hのゲート Gが接続され、 N型 MOSFET 15 gのソース Sと P型 M〇 S F E T 15 hのソースが接続されて構成されている。 N型 MOSFET 15 gと P型 MOS FET 15 h は、それぞれソースフォロワとして動作する接続となっている。また、 N型 MO SFET15 gのゲート Gと P型 MOS FET 15 hのゲート Gの接続点 Cは上記ベースパンド信号が入力される入力端子 15 iに接続され、 N型 MOSFET 1 5 gのソース Sと P型 MOSFET 1 5 hのソース Sの接続点 Dは、出力端子 1 5 jに接続されている。更に、電源端子 15 kには正の電源電圧 VDDが与えられ、接続点 Dには一定のバイアス電圧 VDD/2が与えられ、出力は電流として取り出される。

ここで、 N型 M〇S FET 15 gのしきい値電圧を VTn、 Ρ型 MOSFET 1 5 hのしきい値電圧を VTp (但し、 VTp<0) とすると、この信号抽出回路 1 5では、入力電圧が「VDDZ2+VTp」から rVDDZS+VTnJ の電圧範囲では、増幅動作が行われない。従って、入力された信号の電圧がこの電圧範囲外となった場合には、増幅動作が行われ、その電圧範囲外となる電圧部分の信号が抽出され反転増幅器 16に出力されることになる。なお、図 5示す信号抽出回路 1 5におけるコア部以外の回路構成については、上記信号を抽出できるものであれば如何なる回路構成であってもよい。

図 2に戻り、反転増幅器 16は、信号抽出回路 1 5により抽出された信号の極性を反転して増幅する機能を有する。反転された信号は、ハイパスフィルタ 12 の出力ノードに帰還されることになる。なお、反転増幅器 1 6は、増幅器 13と口一パスフィル夕 14との間、或いは、ローパスフィルタ 14と信号抽出回路 1 5との間に介挿されるように構成してもよい。また増幅器 13を反転増幅器で置き換え、かつ反転増幅器 16を非反転増幅器で置き換えるように構成してもよい。更に、増幅器 13を反転増幅器で置き換え、かつ反転増幅器 16を省略するように構成してもよい。

次に、第 1実施例における信号処理装置の動作について説明する。先ず、定常状態の場合の動作について説明する。この場合、入力端子 1 0から入力されたべースバンド信号は、ハイパスフィルタ 12を通過して、増幅器 13にて増幅され出力端子 1 1から出力される。また、帰還経路において、信号抽出回路 15の電圧範囲は、定常状態におけるローパスフィルタ 14からのべ一スバンド信号の電圧が当該電圧範囲内に収まるように設定されているので、信号の抽出は行われず、従って、ハイパスフィルタ 12の出力ノードへの信号の負帰還は行われない。次に、 DCオフセット量がある時刻でステップ状に変動した場合の動作について説明する。上述したようにハイパスフィルタ 1 2のカットオフ周波数は充分低く選ばれていることから、この場合、入力されたベースパンド信号に含まれる D Cオフセット変動による D C電圧のステップは、ハイパスフィルタ 1 2にて遮断されず、ほぼそのままハイパスフィルタ 1 2を通過して増幅器 1 3に入力され増幅される。そして、 D C電圧のステップを含んだベースパンド信号は、帰還経路のローパスフィルタ 1 4に入力され、そこで低周波成分が取り出され、信号抽出回路 1 5に入力される。次いで、信号抽出回路 1 5において、入力されたベースパンド信号成分のうち、上記電圧範囲外となる部分（図 3 Bの例では、 Peak To Peakで 2 X V 1を越える成分）の信号成分が、 D Cオフセットの無視できない時間変動として抽出され、反転増幅器 1 6に出力（伝送）される。

次いで、抽出された信号は、反転増幅器 1 6にて反転増幅され、ハイパスフィル夕 1 2の出力ノードに帰還する。これにより、ハイパスフィルタ 1 2の出カノードは即座に充電され、その電位は D Cオフセットのステツプ変動とは逆方向に電位を変化させる。つまり、図 2に示す帰還点 1 7において、ハイパスフィルタ 1 2を通過したベースバンド信号から信号抽出回路 1 5にて抽出された信号分が打ち消され、ベースバンド信号の直流電位が調整されることになる。この動作は、信号抽出回路 1 5に入力されたベースパンド信号の電圧が、上記電圧範囲内（信号が抽出されない範囲）に収まるまで続くことになる。以上の動作が終了すると、再び D Cオフセットの変動が生じない限り、信号抽出（伝達）動作が停止する範囲に収まり続け、即ち、定常状態が継続することになる。これは、帰還回路に入力されたベースバンド信号の電圧が予め設定された電圧範囲外の状態にある場合におけるハイパスフィルタ 1 2の出力ノードから出力端子 1 1への伝達関数に関して、その低域遮断周波数が、ハイパスフィルタ 1 2の低域遮断周波数よりも高くなっていることを意味している。

こうして、信号処理回路 6 aにて処理され出力端子 1 1から出力された信号は、 I F処理回路 7 aにてディジタル信号に変換され（信号処理回路 6 b側でも同様）、ディジタルドメイン信号処理装置 8にて信号復調が行われる。 ' 以上説明したように、上記第 1実施例によれば、単純なハイパス特性の素子を用いた従来技術では両立できなかった、所望の信号成分の欠落のない伝送と、ダイナミックオフセットに対する対応とを、両立することができる。また、上記第 1実施例によれば、図 2 8示す従来技術のように、複雑な AD C、 D A Cを必要とせず、タイムスロットに同期した制御信号を外部から供給する必要が無く、所望の受信タイムスロット内で D Cオフセットの変動にも対応することができる。また、上記第 1実施例によれば、特許文献 1の技術のように D Cオフセットの変動を受信信号レベルの変動という形で間接的に観測して制御を行うのではなぐ D Cオフセットの変動を直接的にモニタして、そのキャンセル動作を行っているので、その動作の確実性で優れる。即ち、受信信号レベルが変動しなくても、 D Cオフセットが変動すれば出力 D Cレベルを収束させる機構が確実に動作し、受信信号レベルが変動しても D Cオフセットが変動しなければ、所望の信号成分を欠落させるような余計な動作は一切しない。また受信信号レベルの変動を判断し、ハイパスフィル夕への制御信号を発生するような制御装置を必要としないため、構成が簡単であるという利点もある。

更に、上記第 1実施例によれば.. 八ィパスフィル夕 1 2により、その入出力ノード間が D C的に切り離されているため特許文献 2の技術における出力 D Cレベルの収束と共に時定数を大きくする作用は得られないという課題が解決されている。即ち、上記第 1実施例では、ハイパスフィルタ 1 2の出力ノードの充電が終了すれば、信号抽出回路 1 5が信号を抽出（伝達）しない、定常状態に確実に復帰する。

なお、上記第 1実施例において、例えば、増幅器 1 3の出力の高周波成分レべルの具合や、或いは、増幅器 1 3の周波数特性と想定される D Cオフセットの時定数の関係等によっては、ローパスフィル夕 1 4を省略した信号処理回路 6 aであっても、上記第 1実施例と同様の効果を得ることができる。

以上説明した第 1実施例における信号処理装置は、本発明の一例を示すものであるが、この他の実施例について、以下に説明する。なお、以下の実施例（第 2 から第 1 9実施例）における信号処理装置において、第 1実施例（又は第 5実施例）における信号処理装置と同様の構成部分については、同一の符号を付し重複した説明を省略するものとする。また、以下の実施例（第 2から第 1 9実施例）においても、第 1実施例と同様、ローパスフィルタ 1 4を省略した構成としてもよく、また、信号抽出回路 1 5の構成は、第 1実施例と同様（例えば、図 3 B、図 4、図 5の何れかの構成）である。

(第 2実施例）

先ず、第 2実施例における信号処理装置について、図 6を参照して説明する。図 6は、第 2実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。図 6に示すように、第 2実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比べ、増幅器 1 3が増幅器 1 8に置き換えられている点が異なる。増幅器 1 8は、入力端子、出力端子の他に、出力電圧の D Cレベルを調整する調整端子を備えており、本発明の直流電位調整手段として機能し、ハイパスフィルタ 1 2を通過したベースバンド信号の直流電位を調整するようになつている。また、増幅器 1 8は、本発明の直流電位調整手段の利得を決めるものである。

このような構成において、反転増幅器 1 6から出力された帰還信号（信号抽出回路 1 5にて抽出され、反転増幅器 1 6にて反転増幅された信号）は、増幅器 1 8の調整端子に入力される。これにより、増幅器 1 8において、ハイパスフィル夕 1 2を通過したベースバンド信号から信号抽出回路 1 5にて抽出された信号分が打ち消され、ベースバンド信号の直流電圧が調整されることになる。従って、第 2実施例によれば第 1実施例の場合と同様 D Cオフセットのステップ変動の影響を受けず、第 1実施例と同様の効果を得ることができる。なお、増幅器 1 8の制御端子に与える制御信号と、出力電圧の D Cレベルの相関の符号によっては、反転増幅器 1 6を非反転増幅器で置き換えるか、或いは反転増幅器を増幅器 1 8から帰還経路の入口までの間に介揷する必要がある。

(第 3実施例）

次に、第 3実施例における信号処理装置について、図 7を参照して説明する。図 7は、第 3実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。図 7に示すように、第 3実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比べ、反転増幅器 1 6が非反転の増幅器 2 0に、増幅器 1 3が差動増幅器 1 9にそれぞれ置き換えられている点が異なる。差動増幅器 1 9は、反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を備えており、本発明の直流電位調整手段として機能し、ハイパスフィルタ 1 2を通過したベースパンド信号の直流電位を調整するようになっている。また、差動増幅器 1 9は、本発明の直流電位調整手段の利得を決めるものである。

このような構成において、ハイパスフィルタ 1 2を通過したベースパンド信号は、差動増幅器 1 9の反転入力端子に入力され、信号抽出回路 1 5にて抽出され、増幅器 2 0にて増幅された帰還信号は、差動増幅器 1 9の非反転入力端子に入力され、差動増幅器 1 9において、両入力信号の差分がとられ出力される。これにより、差動増幅器 1 9において、ハイパスフィル夕 1 2を通過したベースバンド信号から信号抽出回路 1 5にて抽出された信号分が打ち消され、ベースパンド信号の直流電位が調整されることになる。従って、第 3実施例によれば、第 1実施例の場合と同様、 D Cオフセットのステップ変動の影響を受けず、第 1実施例と同様の効果を得ることができる。

(第 4実施例）

次に、第 4実施例における信号処理装置について、図 8を参照して説明する。図 8は、第 4実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。図 8に示すように、第 4実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比べ、図 2に示す帰還点 1 7に加算器 2 1が設けられている点が異なる。加算器 2 1は、本発明の直流電位調整手段として機能し、ハイパスフィル夕 1 2を通過したベースバンド信号の直流電位を調整するようになつている。

このような構成において、加算器 2 1は、ハイパスフィルタ 1 2を通過したベースバンド信号と、反転増幅器 1 6から出力された帰還信号（信号抽出回路 1 5 にて抽出され、反転増幅器 1 6にて反転増幅された信号）とを加算し出力する。これにより、加算器 2 1において、八ィパスフィルタ 1 2を通過したベースバンド信号から信号抽出回路 1 5にて抽出された信号分が打ち消され、ベースパンド信号の直流電位が調整されることになる。従って、第 4実施例によれば、第 1実施例の場合と同様、 D Cオフセットのステップ変動の影響を受けず、第 1実施例と同様の効果を得ることができる。

(第 5実施例）

次に、第 5実施例における信号処理装置について、図 9を参照して説明する。図 9は、第 5実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。図 9に示すように、第 5実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比べ、直流成分遮断手段としてのハイパスフィルタ 1 2が省略されており、かつ帰還経路の出口に積分手段（調整手段）としての積分器 2 2が設けられている点が異なる。

このような構成において、 D Cオフセット量がある時刻でステップ状に変動した場合、入力部 1 0から入力されたベースバンド信号は、増幅器 1 3にて増幅され、帰還経路の口一パスフィルタ 1 4にて低周波成分が取り出され、信号抽出手段（抽出手段）である信号抽出回路 1 5に入力される。次いで、信号抽出回路 1 5において、入力されたベースバンド信号成分のうち、上記電圧範囲外となる部分の信号成分が D Cオフセットの無視できない時間変動として抽出され、反転増幅器 1 6に出力（伝送）される。次いで抽出された信号は、反転増幅器 1 6にて反転増幅され積分器 2 2に出力される。そして、かかる信号は積分器 2 2で積分され、増幅器 1 3の入力における D Cオフセット補正量が更新される。この D C オフセット補正量の更新は、残留 D Cオフセット量が充分小さくなり、信号抽出回路 1 5に入力されたベースバンド信号の電圧が上記電圧範囲内（信号が抽出されない範囲）に収まるまで続くことになる。従って、第 5実施例によれば第 1 実施例の場合と同様、 D Cオフセットのステップ変動の影響を受けず第 1実施例と同様の効果を得ることができる。なお上記第 5実施例において、積分器 2 2 は、帰還経路の出口に設けられる構成としたが、これに限定されるものではなく、信号抽出回路 1 5と反転増幅器 1 6との間に介揷するように構成してもよい。

(第 6実施例）

次に、第 6実施例における信号処理装置について、図 1 0を参照して説明する。図 1 0は、第 6実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。図 1 0に示すように、第 6実施例における信号処理回路 6 aは、第 5実施例における信号処理回路 6 aと比べ、増幅器 1 3が増幅器 1 8に置き換えられている点が異なる。この増幅器 1 8は、第 2実施例における増幅器 1 8と同様の機能を有する。

このような構成において、積分器 2 2から出力された帰還信号（信号抽出回路 1 5にて抽出され、反転増幅器 1 6にて反転増幅され、積分器 2 2にて積分された信号）は、増幅器 1 8の調整端子に入力される。これにより、増幅器 1 8において、入力されたベースパンド信号から、信号抽出回路 1 5にて抽出され積分された信号分が打ち消され、ベースパンド信号の直流電位が調整されることになる。従って、第 6実施例によれば、第 1実施例の場合と同様、 D Cオフセットのステップ変動の影響を受けず、第 1実施例と同様の効果を得ることができる。なお、上記第 6実施例においても、第 5実施例と同様、積分器 2 2を、例えば、信号抽出回路 1 5と反転増幅器 1 6との間に介揷するように構成してもよい。

(第 7実施例）

次に、第 7実施例における信号処理装置について、図 1 1を参照して説明する。図 1 1は、第 7実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。図 1 1に示すように、第 7実施例における信号処理回路 6 aは、第 5実施例における信号処理回路 6 aと比べ、反転増幅器 1 6が非反転の増幅器 2 0に、増幅器 1 3が差動増幅器 1 9にそれぞれ置き換えられている点が異なる。この差動増幅器 1 9は第 3実施例における差動増幅器 1 9と同様の機能を有する。

このような構成において、入力されたベースバンド信号は差動増幅器 1 9の反転入力端子に入力され- 積分器 2 2から出力された帰還信号（信号抽出回路 1 5にて抽出され、反転増幅器 1 6にて反転増幅され、積分器 2 2にて積分された信号）は、差動増幅器 1 9の非反転入力端子に入力され、差動増幅器 1 9において、両入力信号の差分がとられ出力される。これにより、差動増幅器 1 9において、入力されたベースバンド信号から、信号抽出回路 1 5にて抽出され積分された信号分が打ち消され、ベースバンド信号の直流電位が調整されることになる。従って、第 7実施例によれば、第 1実施例の場合と同様、 D Cオフセットのステップ変動の影響を受けず、第 1実施例と同様の効果を得ることができる。なお、上記第 7実施例においても、第 5実施例と同様、積分器 2 2を、例え、信号抽出回路 1 5と増幅器 2 0との間に介揷するように構成してもよい。

(第 8実施例）

次に、第 8実施例における信号処理装置について、図 1 2を参照して説明する。図 1 2は、第 8実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。図 1 2に示すように、第 8実施例における信号処理回路 6 aは、第 5実施例における信号処理回路 6 aと比べ、図 2に示す帰還点 1 7に加算器 2 1が設けられている点が異なる。 'この加算器 2 1は、第 4実施例における加算器 2 1と同様の機能を有する。

このような構成において、加算器 2 1は、入力されたべ一スバンド信号と、積分器 2 2から出力された帰還信号（信号抽出回路 1 5にて抽出され、反転増幅器 1 6にて反転増幅され、積分器 2 2にて積分された信号）とを加算し出力する。これにより、加算器 2 1において、入力されたベースパンド信号から、信号抽出回路 1 5にて抽出され積分された信号分が打ち消され、ベースバンド信号の直流電位が調整されることになる。従って、第 8実施例によれば、第 1実施例の場合と同様、 D Cオフセットのステップ変動の影響を受けず、第 1実施例と同様の効果を得ることができる。なお、上記第 8実施例においても、第 5実施例と同様、積分器 2 2を、例えば、信号抽出回路 1 5と反転増幅器 1 6との間に介挿するように構成してもよい。

(第 9実施例）

次に第 9実施例における信号処理装置について.，図 1 3を参照して説明する。図 1 3は、第 9実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。図 1 3に示すように、第 9実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比べ、口一パスフィル夕 1 4と信号抽出回路 1 5との間に第 3利得可変手段としての利得可変増幅器 2 3が介揷されている点が異なる。更に、第 9実施例においては、信号処理装置に、利得可変増幅器 2 3の利得制御を行う利得制御部 6 cが備えられている。利得制御部 6 cは、例えば、論理演算回路により構成されており、利得を計算し、これに応じた制御信号を利得可変増幅器 2 3に与えるようになつている。利得可変増幅器 2 3は、利得制御部 6 cからの制御信号により利得を変化させることができる。第 9実施例の構成によれば、第 1実施例と同様の効果を得ることができることに加え、入力されたベースパンド信号に含まれる所望の信号成分の振幅が変化した場合にも、利得可変増幅器 2 3の利得を調整することで、定常状態における信号抽出回路 1 5への入力振幅が過小になったり過大になったりすることを防ぐことができる。なお、上記第 2から第 8実施例の信号処理回路 6 aにおいても、口一パスフィルタ 1 4と信号抽出回路 1 5との間に利得可変増幅器 2 3を介挿するように構成してもよく、これにより第 9実施例と同様の効果を得ることができる。

(第 1 0実施例）

次に、第 1 0実施例における信号処理装置について、図 1 4を参照して説明する。図 1 4は、第 1 0実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。図 1 4に示すように、第 1 0実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比べ、反転増幅器 1 6 が第 2利得可変手段としての利得可変反転増幅器 2 4に置き換えられている点が異なる。更に、第 1 0実施例においては、信号処理装置に、利得可変反転増幅器 2 4の利得制御を行う利得制御部 6 cが備えられている。利得制御部 6 cは、利得を計算し、これに応じた制御信号を利得可変反転増幅器 2 4に与えるようになつている。利得可変反転増幅器 2 4は、利得制御部 6 cからの制御信号により利得を変化させることができる。

第 1 0実施例によれば、第 1実施例と同様の効果を得ることができることに加え-, 利得可変反転増幅器 2 4の利得を変化させることで.。 D Cオフセット変動に対する追従応答の速さと追従時のオーバ一シュートの挙動を調整することができる。なお、上記第 2から第 8実施例の信号処理回路 6 aにおいても、反転増幅器 1 6 (又は増幅器 2 0 ) の代わりに利得可変反転増幅器 2 4 (又は利得可変増幅器）を適用してもよく、これにより第 1 0実施例と同様のを得ることがでさる。

(第 1 1実施例)

次に、第 1 1実施例における信号処理装置について、図 1 5を参照して説明する。図 1 5は、第 1 1実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。図 1 5に示すように、第 1 1実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比べ、増幅器 1 3が第 1利得可変手段としての利得可変増幅器 2 5に置き換えられている点が異なる。更に、第 1 1実施例においては、信号処理装置に利得可変増幅器 2 5の利得制御を行う利得制御部 6 cが備えられている。利得制御部 6 cは、利得を計算し、これに応じた制御信号を利得可変増幅器 2 5に与えるようになつている。利得可変増幅器 2 5は、利得制御部 6 c力の制御信号により利得を変化させることがでさる。

第 1 1実施例によれば、第 1実施例と同様の効果を得ることができることに加え、回路全体として利得可変増幅器の機能を持たせることが可能になる。なお、上記第 2から第 8実施例の信号処理回路 6 aにおいても、増幅器 1 3の代わりに、利得可変増幅器 2 5を適用してもよく、これにより第 1 1実施例と同様の効果を得ることができる。

(第 1 2実施例)

次に、第 1 2実施例における信号処理装置について、図 1 6を参照して説明する。図 1 6は、第 1 2実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。図 1 6に示すように、第 1 2実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比ぺ、増幅器 1 3が利得可変増幅器 2 5に置き換えられている点、及び反転増幅器 1 6が利得可変反転増幅器 2 4に置き換えられている点が異なる。更に、第 1 2実施例においては、信号処理装置に利得可変反転増幅器 2 4及び利得可変増幅器 2 5の利得制御を行う利得制御部 6 cが備えられている。利得制御部 6 cは、例えば、利得を計算し、これに応じた制御信号を利得可変反転増幅器 2 4及び利得可変増幅器 2 5に与えるようになっている。利得可変反転増幅器 2 4及び利得可変増幅器 2 5は、利得制御部 6 cからの制御信号により利得を変化させることができる。

第 1 2実施例によれば、第 1実施例と同様の効果を得ることができることに加え、回路全体として利得可変増幅器の機能を持たせることが可能になるとともに、利得可変反転増幅器 2 4の利得を変化させることで、 D Cオフセット変動に対する追従応答の速さと、追従時のオーバーシユートの挙動を調整することができる。なお、利得制御部 6 cは、利得可変反転増幅器 2 4及び利得可変増幅器 2 5の利得を互いに相関を持たせて制御しても良いし、互いに独立に制御しても良い。相関を持たせた制御の例としては、利得可変反転増幅器 2 4及び利得可変増幅器 2 5の利得の積を一定に保つ方法がある。また、上記第 2から第 8実施例の信号処理回路 6 aにおいても、増幅器 1 3の代わりに利得可変増幅器 2 5を適用し、かつ、反転増幅器 1 6 (又は増幅器 2 0 ) の代わりに利得可変反転増幅器 2 4 (又は利得可変増幅器）を適用してもよく、これにより第 1 2実施例と同様の効果を得ることができる。

(第 1 3実施例）

次に、第 1 3実施例における信号処理装置について、図 1 7を参照して説明する。図 1 7は、第 1 3実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。図 1 7に示すように、第 1 3実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比べ、ローパスフィルタ 1 4と信号抽出回路 1 5との間に利得可変増幅器 2 3が介挿されている点、及び反転増幅器 1 6が利得可変反転増幅器 2 4に置き換えられている点が異なる。更に、第 1 3実施例においては、信号処理装置に、利得可変増幅器 2 3及び利得可変反転増幅器 2 4の利得制御を行う利得制御部 6 cが備えられている。利得制御部 6 cは、利得を計算し、これに応じた制御信号を利得可変増幅器 2 3及び利得可変反転増幅器 2 4に与えるようになつている。利得可変増幅器 2 3及び利得可変反転増幅器 2 4は、利得制御部 6 cからの制御信号により利得を変化させることができる。

第 1 3実施例によれば、第 1実施例と同様の効果を得ることができることに加え、入力されたベースパンド信号に含まれる所望の信号成分の振幅が変化した場合にも、利得可変増幅器 2 3の利得を調整することで、定常状態における信号抽出回路 1 5への入力振幅が過小になったり過大になったりすることを防ぐことができるとともに、利得可変反転増幅器 2 4の利得を変化させることで、 D Cオフセット変動に対する追従応答の速さと、追従時のオーバーシュートの挙動を調整することができる。

なお、利得制御部 6 cは、利得可変増幅器 2 3及び利得可変反転増幅器 2 4の利得を互いに相関を持たせて制御しても良いし、互いに独立に制御しても良い。相関を持たせた制御の例としては、利得可変増幅器 2 3及び利得可変反転増幅器 2 4の利得の積を一定に保つ方法がある。この方法により、 D Cオフセット変動に対する追従応答の速さと、追従時のオーバ一シュートの挙動を一定に保ったまま、信号抽出^路 1 5での信号の抽出（伝達） /非抽出（非伝達）のしきい値を実質的に変化させることができる。また、上記第 2から第 8実施例の信号処理回路 6 aにおいても、ローパスフィル夕 1 4と信号抽出回路 1 5との間に利得可変増幅器 2 3を介挿し、かつ、反転増幅器 1 6 (又は増幅器 2 0 ) の代わりに利得可変反転増幅器 2 4 (又は利得可変増幅器）を適用してもよく、これにより第 1 3実施例と同様の効果を得ることができる。

(第 1 4実施例）

次に、第 1 4実施例における信号処理装置について、図 1 8を参照して説明する。図 1 8は、第 1 4実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。図 1 8に示すように、第 1 4実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比ぺ、口一パスフィルタ 1 4と信号抽出回路 1 5との間に利得可変増幅器 2 3が介挿されている点、及び増幅器 1 3が利得可変増幅器 2 5に置き換えられている点が異なる。更に、第 1 4実施例においては、信号処理装置に、利得可変増幅器 2 3及び利得可変増幅器 2 5の利得制御を行う利得制御部 6 cが備えられている。利得制御部 6 cは、利得を計算し、これに応じた制御信号を利得可変増幅器 2 3及び利得可変増幅器 2 5に与えるようになつている。利得可変増幅器 2 3及び利得可変増幅器 2 5は利得制御部 6 cからの制御信号により利得を変化させることができる。

第 1 4実施例によれば、第 1実施例と同様の効果を得ることができることに力 Π え、入力されたベースバンド信号に含まれる所望の信号成分の振幅が変化した場合にも、利得可変増幅器 2 3の利得を調整することで、定常状態における信号抽出回路 1 5への入力振幅が過小になったり過大になったりすることを防ぐことができるとともに、回路全体として利得可変増幅器の機能を持たせることが可能になる。

なお、利得制御部 6 cは、利得可変増幅器 2 3及び利得可変増幅器 2 5の利得を互いに相関を持たせて制御しても良いし、互いに独立に制御しても良い。相関を持たせた制御の例としては、利得可変増幅器 2 3及び利得可変増幅器 2 5の利得の積を一定に保つ方法がある。この方法により、 D Cオフセット変動に対する追従応答の速さと、追従時のオーバ一シュートの挙動を一定に保ったまま、回路全体として利得可変増幅器の機能を持たせることが可能になる。また、上記第 2 から第 8実施例の信号処理回路 6 aにおいても、ローパスフィルタ 1 4と信号抽出回路 1 5との間に利得可変増幅器 2 3を介挿し、かつ、増幅器 1 3の代わりに利得可変増幅器 2 5を適用してもよく、これにより第 1 4実施例と同様の効果を得ることができる。

(第 1 5実施例）

次に、第 1 5実施例における信号処理装置について、図 1 9を参照して説明する。図 1 9は、第 1 5実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。図 1 9に示すように、第 1 5実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比べ、ローパスフィルタ 1 4と信号抽出回路 1 5との間に利得可変増幅器 2 3が介挿されている点、反転増幅器 1 6が利得可変反転増幅器 2 4に置き換えられている点、及び増幅器 1 3が利得可変増幅器 2 5に置き換えられている点が異なる。更に、第 1 4実施例においては、信号処理装置に、利得可変増幅器 2 3、利得可変反転増幅器 2 4、及び利得可変増幅器 2 5の利得制御を行う利得制御部 6 cが備えられている。利得制御部 6 cは、利得を計算し、これに応じた制御信号を利得可変増幅器 2 3、利得可変反転増幅器 2 4 及び利得可変増幅器 2 5に与えるようになつている。利得可変増幅器 2 3、利得可変反転増幅器 2 4 及ぴ利得可変増幅器 2 5は、利得制御部 6 cからの制御信号により利得を変化させることができる。

第 1 5実施例によれば、第 1実施例と同様の効果を得ることができることに加え、入力されたベースバンド信号に含まれる所望の信号成分の振幅が変化した場合にも、利得可変増幅器 2 3の利得を調整することで、定常状態における信号抽出回路 1 5への入力振幅が過小になったり過大になったりすることを防ぐことができるとともに、利得可変反転増幅器 2 4の利得を変化させることで、 D Cオフセット変動に対する追従応答の速さと、追従時のォ一パーシュートの挙動を調整することができ、更に、利得可変増幅器 2 5の利得を変化させることにより、回路全体として利得可変増幅器の機能を持たせることが可能になる。

なお、利得制御部 6 cは、利得可変増幅器 2 3、利得可変反転増幅器 2 4、及び利得可変増幅器 2 5の利得を互いに相関を持たせて制御しても良いし、互いに独立に制御しても良い。相関を持たせた制御の例としては、利得可変増幅器 2 3、利得可変反転増幅器 2 4、及び利得可変増幅器 2 5の利得の積を一定に保つ方法がある。相関を持たせた方によって、 D Cオフセット変動に対する追従応答の速さと、追従時のオーバーシュートの挙動を一定に保ったまま、信号抽出回路 1 5 での信号の抽出（伝達） /非抽出（非伝達）のしきい値を実質的に変化させることができる。或いは、 D Cオフセット変動に対する追従応答の速さと、追従時のオーバーシュートの挙動と、信号抽出回路 1 5での信号の抽出（伝達） /非抽出 (非伝達）の実効的なしきい値を一定に保ったまま、回路全体の利得を変化させることができる。

また、上記第 2から第 8実施例の信号処理回路 6 aにおいても、口一パスフィルタ 1 4と信号抽出回路 1 5との間に利得可変増幅器 2 3を介挿し、かつ、増幅器 1 3の代わりに利得可変増幅器 2 5を適用し、かつ、反転増幅器 1 6 (又は増幅器 2 0 ) の代わりに利得可変反転増幅器 2 4 (又は利得可変増幅器）を適用してもよく、これにより第 1 5実施例と同様の効果を得ることができる。

(第 1 6実施例）

次に、第 1 6実施例における信号処理装置について、図 2 0を参照して説明する。図 2 0は、第 1 6実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。第 1 6実施例における信号処理回路 6 aは、第 1 5実施例における信号処理回路 6 aと同様の構成であるが、第 1 6実施例における信号処理装置には、更にベースバンド制御部 6 dが備えられている。

このような構成において、ベ一スバンド制御部 6 dは、受信された R F信号の強度に応じて利得可変増幅器 2 5の利得を制御するようになっており、更に、利得可変増幅器 2 5の利得設定情報を、利得制御部 6 cに供給するようになっている。一方、利得制御部 6 cは、ベースバンド制御部 6 dから供給された利得可変増幅器 2 5の利得設定情報を基に、利得可変増幅器 2 3、利得可変反転増幅器 2 4、及び利得可変増幅器 2 5の利得を計算し、これに応じた制御信号を利得可変増幅器 2 3、利得可変反転増幅器 2 4、及び利得可変増幅器 2 5の全部若しくは一部に与え、利得制御を行うようになっている。

第 1 6実施例によれば、第 1実施例と同様の効果を得ることができることに加え、 D Cオフセット変動に対する追従応答の速さと、追従時のオーバーシュートの挙動、及び増幅器の利得変更に伴う過渡応答などを最適化することができる。なお、上記第 2から第 8実施例の信号処理装置においても、第 1実施例と同様、第 1 6実施例における信号処理装置のように構成してもよく、これにより第 1 6 実施例と同様の効果を得ることができる。

(第 1 7実施例）

次に、第 1 7実施例における信号処理装置について、図 2 1を参照して説明する。図 2 1は、第 1 7実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 a等の概要構成例を示す図である。第 1 7実施例における信号処理装置は、第 1 6実施例における信号処理装置と同様の構成であるが、各増幅器の利得制御方法が異なる。

このような構成において、ベースバンド制御部 6 dは、受信された R F信号の強度に応じて利得可変増幅器 2 5の利得を制御するようになっており、更に、利得可変増幅器 2 5の利得設定情報を利得制御部 6 cに供給するようになっている。また、ディジタルドメイン信号処理装置 8は、信号復調の際に評価されるビットエラー (信号復調エラーを検出) レートデータを利得制御部 6 cに供給するようになっている。

そして、利得制御部 6 cは、ディジタルドメイン信号処理装置 8から供給されたビットエラ一レートの情報とを基に、復調エラーが最小になるように、利得可変増幅器 2 3、利得可変反転増幅器 2 4及び利得可変増幅器 2 5の利得を計算し、これを制御信号として利得可変増幅器 2 3、利得可変反転増幅器 2 4、及び利得可変増幅器 2 5の全部若しくは一部に与え、利得制御を行うようになっている。更に、利得制御部 6 cは、ベ一スバンド制御部 6 dから供給された利得可変増幅器 2 5の利得設定情報と、ディジタルドメイン信号処理装置 8から供給されたビットエラーレートの情報とを基に、利得可変増幅器 2 3、利得可変反転増幅器 2 4、及び利得可変増幅器 2 5の利得を計算し、これに応じた制御信号を利得可変増幅器 2 3、利得可変反転増幅器 2 4、及び利得可変増幅器 2 5の全部若しくは一部に与え、利得制御を行うようになっている。

第 1 7実施例によれば、第 1実施例と同様の効果を得ることができることに加え、 D Cオフセット変動に対する追従応答の速さ、追従時のオーバーシュートの挙動、増幅器の利得変更に伴う過渡応答等の最適化、及びビットエラーレートの低減を図ることができる。なお、上記第 2から第 8実施例の信号処理装置においても、第 1実施例と同様、第 1 7実施例における信号処理装置のように構成してもよく、これにより第 1 7実施例と同様の効果を得ることができる。

(第 1 8実施例）

次に、第 1 8実施例における信号処理装置について、図 2 2を参照して説明する。図 2 2は、第 1 8実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。図 2 2に示すように、第 1 8実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比べ、ハイパスフィルタ 2 6が帰還経路の入口から出力端子 1 1の間に介挿されている点が異なる。

このような構成において、ハイパスフィルタ 1 2は、その後に接続される帰還経路の応答特性を最適化するような特性に選び、スタティックオフセッ卜のキヤンセルに必要な特性は、ハイパスフィル夕 2 6で実現することができる。従って、第 1 8実施例によれば、より効果的に第 1実施例と同様の効果を得ることができる。なお、上記第 2から第 1 7実施例の信号処理回路 6 aにおいても、ハイパスフィル夕 2 6を帰還経路の入口から出力端子 1 1の間に介揷してもよく、これにより第 1 8実施例と同様の効果を得ることができる。

(第 1 9実施例）

次に、第 1 9実施例における信号処理装置について、図 2 3を参照して説明する。図 2 3は、第 1 9実施例における信号処理装置のうちの信号処理回路 6 aの概要構成例を示す図である。図 2 3に示すように、第 1 9実施例における信号処理回路 6 aは、八ィパスフィルタ 2 9、増幅器 3 0、ローパスフィルタ 3 1、信号抽出回路 3 2、及び増幅器 3 3を備えて構成されており、それぞれの素子（回路）は 2入力及び 2出力化され、信号経路が差動化されている。第 1 9実施例における信号処理回路 6 aは、第 1実施例における信号処理回路 6 aと比べ、その基本的機能は同じであるが、第 1 9実施例における信号処理回路 6 aにおけるそれぞれの素子（回路）は、 2つの信号に対して同じ処理を行うようになっている。このような構成において、入力端子 2 7 a , 2 7 bには互いに極性が異なる同じベースパンド信号が入力され、それぞれの信号がハイパスフィルタ 2 9を通過し増幅器 3 0にて増幅された後、出力端子 2 8 a， 2 8 bから出力されるとともに、それぞれの帰還経路に入力される。帰還経路に入力されたそれぞれのベースパンド信号は、ローパスフィルタ 3 1にて高調波成分が除去され、信号抽出回路 3 2にてそれらのベ一スパンド信号の電圧が予め設定された電圧範囲外である場合には、当該電圧範囲外となる電圧部分の信号が抽出される。そして、抽出されたそれぞれの信号は、増幅器 3 3にて増幅された後、お互いの信号経路に帰還

(つまり、負帰還と同じになる）することになる。これにより、ハイパスフィル夕 2 9を通過したそれぞれのベースバンド信号から信号抽出回路 3 2にて抽出された信号分が打ち消され、ベースバンド信号の直流電位が調整されることになる。従って、第 1 9実施例の構成においても、第 1実施例と同様の効果を得ることができる。なお、上記第 2から第 1 8実施例の信号処理回路 6 aにおいても、全ての信号経路を差動化するように構成してもよく、これにより第 1 9実施例と同様の効果を得ることができる。

以上、本発明の一実施例を説明したが、本発明の具体的な構成は上記第 1乃至第 1 9実施例に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても本発明の範囲に含まれる。

また、上記第 1乃至第 1 9実施例においては本発明をフィードパック型の回路（帰還回路）構成で実現したが、これに限定されるものではなく、フィードフォヮード型の回路構成で実現することも可能である。また、上記実施例においては、本発明の信号処理装置をダイレクトコンパージョン受信装置に対して適用したが、これに限定されるものではなく、簡単な構成で、ダイナミック D Cオフセットへの対応と、所望の信号成分を欠落させない信号伝送とを両立させる必要性のある、あらゆる受信装置に対して適用することができる。以上説明したように、上述した実施例によれば、信号抽出手段などからなる抽出手段により、処理対象信号の電圧が予め設定された電圧範囲外である場合には、当該電圧範囲外となる電圧部分の信号が抽出され、直流電位調整手段などからなる調整手段により、その抽出された信号に基づいて処理対象信号の直流電位が調整されて出力されるものとなり、所望の信号成分の欠落のない伝送と、ダイナミックオフセットに対する対応とを両立させることができる。

Claims

請求の範囲

1 . 処理対象信号から予め設定された電圧範囲外となる電圧部分の信号を抽出する抽出手段と、

前記抽出された信号に基づいて前記処理対象信号の直流電位を調整して出力する調整手段と、を備えることを特徴とする信号処理装置。

2 . 請求の範囲第 1項に記載の信号処理装置において、

前記抽出手段は、

入力信号の直流成分を遮断する直流成分遮断手段と、

前記直流成分遮断手段を通過した信号の電圧が予め設定された電圧範囲外である場合には、前記通過した信号から当該電圧範囲外となる電圧部分の信号を抽出する信号抽出手段と、を備え、

前記調整手段は、

前記通過した信号の直流電位を前記抽出された信号に基づいて調整する直流電位調整手段を備える、ことを特徴とする信号処理装置。

3 . 請求の範囲第 2項に記載の信号処理装置において

信号を入力する入力部と、

信号を出力する出力部とをさらに備え、

前記信号処理部は、前記入力部から前記出力部に至る出力経路と、前記出力部から当該直流成分遮断手段の出力ノードに帰還する帰還経路と、を備え、前記信号抽出手段は、前記帰還経路に介挿され、

前記直流電位調整手段は、前記出力経路に介挿されていることを特徴とする信

4. 請求の範囲第 2項に記載の信号処理装置において、

前記直流電位調整手段は、利得が可変である第 1利得可変手段を備えることを特徴とする信号処理装置。

5 . 請求の範囲第 2項に記載の信号処理装置において、

前記信号処理部は、前記信号抽出手段と前記直流電位調整手段との間に介挿された、利得が可変である第 2利得可変手段を更に備えることを特徴とする信号処理装置。

6 . 請求の範囲第 3項に記載の信号処理装置において、

前記信号処理部は、前記帰還経路に入力された信号の高域成分を除去する高域成分除去手段を更に備え、

前記信号抽出手段は、前記高域成分が除去された信号の電圧が予め設定された電圧範囲外である場合に、当該電圧範囲外となる電圧部分の信号を抽出することを特徴とする信号処理装置。

7 . 請求の範囲第 6項に記載の信号処理装置において、

前記信号処理部は、前記高域成分除去手段と前記信号抽出手段との間に介挿された、利得が可変である第 3利得可変手段を更に備えることを特徴とする信号処

8 . 請求の範囲第 5項に記載の信号処理装置において、

前記第 1利得可変手段と前記第 2利得可変手段の利得の積、若しくは前記第 2 利得可変手段と前記第 3利得可変手段の利得の積、若しくは前記第 3利得可変手段と前記第 1利得可変手段の利得の積、若しくは前記第 1利得可変手段と前記第 2利得可変手段と前記第 3利得可変手段の利得の積が一定になるように前記第 1利得可変手段前記第 2利得可変手段、及び前記第 3利得可変手段のうちの少なくとも一つの利得制御を行う利得制御部を更に備えることを特徴とする信号処

9 . 請求の範囲第 4項に記載の信号処理装置において、

前記出力部から出力された前記信号に基づいて、信号復調を行うとともに、信号復調エラ一を検出する復調制御部と、

前記検出された信号復調エラーが最小になるように前記前記第 1利得可変手段、前記第 2利得可変手段、及び前記第 3利得可変手段のうちの少なくとも一つの利得制御を行う利得制御部と、を更に備えることを特徴とする信号処理装置。

1 0 . 請求の範囲第 2項に記載の信号処理装置において、

前記信号処理部は、前記抽出された信号の極性を反転する反転手段を更に備え、前記直流電位調整手段は、前記反転された信号に基づいて、前記直流成分遮断手段を通過した信号の直流電位を調整することを特徴とする信号処理装置。

1 1 . 請求の範囲第 2項に記載の信号処理装置において、

前記信号処理部は、前記直流成分遮断手段を通過した信号の極性を反転する反転手段を更に備え、

前記信号抽出手段は、前記反転された信号の電圧が予め設定された電圧範囲外である場合に、当該電圧範囲外となる電圧部分の信号を抽出することを特徴とする信号処理装置。

1 2 . 請求の範囲第 6項に記載の信号処理装置において、

前記信号処理部は、前記抽出された信号の極性を反転する反転手段を更に備え、前記第 2利得可変手段は、当該反転手段であって、

前記直流電位調整手段は、前記反転された信号に基づいて、前記直流成分遮断手段を通過した信号の直流電位を調整することを特徴とする信号処理装置。

1 3 . 請求の範囲第 6項に記載の信号処理装置において、

前記信号処理部は、前記直流成分遮断手段を通過した信号の極性を反転する反転手段を更に備え、前記第 3利得可変手段は、当該反転手段であって、

前記信号抽出手段は、前記反転された信号の電圧が予め設定された電圧範囲外である場合に当該電圧範囲外となる電圧部分の信号を抽出することを特徴とする信号処理装置。

1 4 . 請求の範囲第 3項に記載の信号処理装置において、

前記帰還経路は、負帰還経路であることを特徴とする信号処理装置。

1 5 . 請求の範囲第 2項に記載の信号処理装置において、

前記直流電位調整手段は、前記直流成分遮断手段を通過した信号から前記抽出された信号分を打ち消すことにより、前記信号の直流電位を調整することを特徴とする信号処理装置。

1 6 . 請求の範囲第 2項に記載の信号処理装置において、

前記直流電位調整手段は、前記直流成分遮断手段を通過した信号と、前記抽出された信号との差分をとることにより、前記信号の直流電位を調整することを特徴とする信号処理装置。

1 7 . 請求の範囲第 2項に記載の信号処理装置において、前記電圧が予め設定された電圧範囲外の状態にある場合における前記直流成分遮断手段の出力ノードから前記出力部への伝達関数に関して、その低域遮断周波数が、前記直流成分遮断手段の低域遮断周波数よりも高くなつていることを特徴とする信号処理装置。

1 8 . 請求の範囲第 2項に記載の信号処理装置において、

前記直流成分遮断手段のカツトオフ周波数は、所望の信号成分の欠落の影響が無視できる程度に低く選ばれていることを特徴とする信号処理装置。

1 9 . 請求の範囲第 1項に記載の信号処理装置において、

前記抽出手段は、

入力信号の電圧が予め設定された電圧範囲外である場合には、当該電圧範囲外となる電圧部分の信号を抽出する信号抽出手段を有し、

前記調整手段は、

前記抽出された信号を積分する積分手段と、

前記積分された信号に基づいて前記入力信号の直流電位を調整する直流電位調整手段とを有する、ことを特徵とする信号処理装置。

2 0 . 請求の範囲第 1 9項に記載の信号処理装置において、

信号を入力する入力部と、

信号を出力する出力部とをさらに備え

前記信号処理部は、前記入力部から前記出力部に至る出力経路と、前記出力部から帰還する帰還経路と、を備え、

前記信号抽出手段は、前記帰還経路に介挿され、

前記直流電位調整手段は、前記出力経路に介挿されていることを特徴とする信号処理装置。

2 1 . 請求の範囲第 1 9項に記載の信号処理装置において、

2 2 . 請求の範囲第 1 9項に記載の信号処理装置において、

前記信号処理部は、

前記信号抽出手段と前記直流電位調整手段との間に介挿された、利得が可変である第 2利得可変手段を更に備えることを特徴とする信号処理装置。

2 3 . 請求の範囲第 2 0項に記載の信号処理装置において、

2 4 . 請求の範囲第 2 3項に記載の信号処理装置において、

2 5 . 請求の範囲第 2 2項に記載の信号処理装置において、

前記第 1利得可変手段と前記第 2利得可変手段の利得の積、若しくは前記第 2 利得可変手段と前記第 3利得可変手段の利得の積、若しくは前記第 3利得可変手段と前記第 1利得可変手段の利得の積、若しくは前記第 1利得可変手段と前記第 2利得可変手段と前記第 3利得可変手段の利得の積、が一定になるように前記第

1利得可変手段、前記第 2利得可変手段、及び前記第 3利得可変手段のうちの少なくとも一つの利得制御を行う利得制御部を更に備えることを特徴とする信号処

2 6 . 請求の範囲第 2 1項に記載の信号処理装置において、

前記検出された信号復調エラ一が最小になるように前記前記第 1利得可変手段、前記第 2利得可変手段、及び前記第 3利得可変手段のうちの少なくとも一つの利得制御を行う利得制御部と、を更に備えることを特徴とする信号処理装置。 '

2 7 . 請求の範囲第 2 0項に記載の信号処理装置において、

前記信号処理部は、前記抽出された信号の極性を反転する反転手段を更に備え、前記積分手段は、前記反転された信号を積分することを特徴とする信号処理装

2 8 . 請求の範囲第 2 2項に記載の信号処理装置において、

前記積分手段は、前記反転された信号を積分することを特徴とする信号処理装置。

2 9 . 請求の範囲第 1 9項に記載の信号処理装置において、

前記信号処理部は、前記積分された信号の極性を反転する反転手段を更に備え、前記直流電位調整手段は、前記反転された信号に基づいて、前記入力された信号の直流電位を調整することを特徴とする信号処理装置。

3 0 . 請求の範囲第 2 2項に記載の信号処理装置において、

前記直流電位調整手段は前記反転された信号に基づいて、前記入力された信号の直流電位を調整することを特徴とする信号処理装置。

3 1 . 請求の範囲第 1 9項に記載の信号処理装置において、

前記信号処理部は、前記入力された信号の極性を反転する反転手段を更に備え、前記信号抽出手段は前記反転された信号の電圧が予め設定された電圧範囲外である場合に、当該電圧範囲外となる電圧部分の信号を抽出することを特徵とする信号処理装置。

3 2 . 請求の範囲第 2 2項に記載の信号処理装置において、 - 前記信号処理部は、前記入力された信号の極性を反転する反転手段を更に備え、前記第 3利得可変手段は、当該反転手段であって、

3 3 . 請求の範囲第 2 0項に記載の信号処理装置において、

3 4 . 請求の範囲第 1 9項に記載の信号処理装置において、

前記直流電位調整手段は、前記入力された信号から前記抽出された信号分を打ち消すことにより、前記信号の直流電位を調整することを特徴とする信号処理装

35. 請求の範囲第 19項に記載の信号処理装置において、

前記直流電位調整手段は、前記入力された信号と、前記抽出された信号との差分をとることにより、前記信号の直流電位を調整することを特徴とする信号処理

36. 請求の範囲第 1項に記載の信号処理装置において、

前記予め設定された電圧範囲は、定常状態における前記信号の電圧が、当該電圧範囲内に収まるように設定されていることを特徴とする信号処理装置。

37. 請求の範囲第 1項に記載の信号処理装置において、

前記抽出手段は、ァンチパラレル接続されたダイォードにより構成されていることを特徴とする信号処理装置。

38. 請求の範囲第 1項に記載の信号処理装置において、

前記抽出手段は、 N型 MOSFETと、 P型 MOSFETとを備え、前記 N型 MOS F ETのゲートと前記 P型 MO S F E Tのゲートが接続され、前記 N型 M OS FETのソースと前記 P型 MOS FETのソースが接続されて構成されていることを特徵とする信号処理装置。

39. 受信した高周波信号と発振信号とを周波数混合してペースバンド信号に変換するミキシング手段と、

前記ベースバンド信号から予め設定された電圧範囲外となる電圧部分の信号を抽出する抽出手段と、

前記抽出された信号に基づいて前記べ一スバンド信号の直流電位を調整して出力する調整手段と、を備えることを特徴とするダイレクトコンバージョン受信装