JP2002111764A - ダイレクトコンバージョン受信機のベースバンド回路 - Google Patents
ダイレクトコンバージョン受信機のベースバンド回路Info
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 34
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 13
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 description 2
- 240000006409 Acacia auriculiformis Species 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直流オフセット電圧を除去する場合におい
て、合計利得が変化した場合でも周波数特性が変化しな
いようにする。 【解決手段】 ダイレクトコンバージョン受信機のベー
スバンド回路において、直流オフセット電圧を除去する
ための反転積分器１０６、減衰器１０８を設ける。減衰
器１０８の減衰量は、信号経路にあるＶＧＡ１０２〜１
０５の合計利得ｇの逆数にほぼ等しくなるように設定す
る。この回路全体の伝達関数Ｒ（ｓ）は、ローパスフィ
ルタ１０１の伝達関数Ｈ（ｓ）を１とすると、Ｒ（ｓ）
＝ｇ・ｓ／（ｓ＋α）となる。つまり、利得がｇでカッ
トオフ周波数ｆc＝α／２πの１次のハイパスフィルタ
とみなせる。カットオフ周波数ｆcには合計利得ｇは含
まれていないので、合計利得ｇを変化させてもカットオ
フ周波数ｆcは変化しない。
て、合計利得が変化した場合でも周波数特性が変化しな
いようにする。 【解決手段】 ダイレクトコンバージョン受信機のベー
スバンド回路において、直流オフセット電圧を除去する
ための反転積分器１０６、減衰器１０８を設ける。減衰
器１０８の減衰量は、信号経路にあるＶＧＡ１０２〜１
０５の合計利得ｇの逆数にほぼ等しくなるように設定す
る。この回路全体の伝達関数Ｒ（ｓ）は、ローパスフィ
ルタ１０１の伝達関数Ｈ（ｓ）を１とすると、Ｒ（ｓ）
＝ｇ・ｓ／（ｓ＋α）となる。つまり、利得がｇでカッ
トオフ周波数ｆc＝α／２πの１次のハイパスフィルタ
とみなせる。カットオフ周波数ｆcには合計利得ｇは含
まれていないので、合計利得ｇを変化させてもカットオ
フ周波数ｆcは変化しない。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ダイレクトコンバ
ージョン方式を採用した受信機のベースバンド回路に関
し、特にこのようなベースバンド回路において問題とな
る直流オフセット電圧を除去する方法に関するものであ
る。
ージョン方式を採用した受信機のベースバンド回路に関
し、特にこのようなベースバンド回路において問題とな
る直流オフセット電圧を除去する方法に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来の受信装置では、受信方式としてス
ーパーヘテロダイン方式が用いられるものが一般的であ
った。このスーパーヘテロダイン方式は、アンテナによ
り受信された高周波数信号を一旦中間周波数（ＩＦ）の
信号に変換し、その中間周波数信号を増幅、復調してベ
ースバンド信号を生成する方式である。しかし、中間周
波数信号であっても高周波数領域の信号であるため、ベ
ースバンド信号を扱うベースバンド回路とはことなり、
中間周波数信号を扱う回路のＩＣ化は困難である。その
ため、最近ではアンテナにより受信された高周波数信号
をベースバンド信号へ直接変換するダイレクトコンバー
ジョン方式が提案されている。
ーパーヘテロダイン方式が用いられるものが一般的であ
った。このスーパーヘテロダイン方式は、アンテナによ
り受信された高周波数信号を一旦中間周波数（ＩＦ）の
信号に変換し、その中間周波数信号を増幅、復調してベ
ースバンド信号を生成する方式である。しかし、中間周
波数信号であっても高周波数領域の信号であるため、ベ
ースバンド信号を扱うベースバンド回路とはことなり、
中間周波数信号を扱う回路のＩＣ化は困難である。その
ため、最近ではアンテナにより受信された高周波数信号
をベースバンド信号へ直接変換するダイレクトコンバー
ジョン方式が提案されている。
【０００３】このダイレクトコンバージョン方式の受信
機によれば、従来のスーパーヘテロダイン方式に比べ
て、高周波回路部が簡略化され、フィルタなどの部品点
数を削減することができる。また、このダイレクトコン
バージョン方式の受信機によれば、従来中間周波数帯で
行っていた帯域制限やＡＧＣ（自動利得制御）等の処理
もほとんどベースバンド帯域で行うことができるため、
これらの処理を行うための回路をＣＭＯＳアナログ回路
で実現することができＬＳＩ化に向いている。そのた
め、ダイレクトコンバージョン方式の受信機は、今後広
く使われるものと予想される。
機によれば、従来のスーパーヘテロダイン方式に比べ
て、高周波回路部が簡略化され、フィルタなどの部品点
数を削減することができる。また、このダイレクトコン
バージョン方式の受信機によれば、従来中間周波数帯で
行っていた帯域制限やＡＧＣ（自動利得制御）等の処理
もほとんどベースバンド帯域で行うことができるため、
これらの処理を行うための回路をＣＭＯＳアナログ回路
で実現することができＬＳＩ化に向いている。そのた
め、ダイレクトコンバージョン方式の受信機は、今後広
く使われるものと予想される。
【０００４】図５に、ダイレクトコンバージョン受信機
の具体的な構成を示す。このダイレクトコンバージョン
受信機は、アンテナ４０１と、高周波数バンドパスフィ
ルタ４０２と、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）４０３と、
直交復調器４０４と、ベースバンドフィルタ４０５、４
０６と、ベースバンド回路４０８と、ローカル発振器４
２５とを有している。
の具体的な構成を示す。このダイレクトコンバージョン
受信機は、アンテナ４０１と、高周波数バンドパスフィ
ルタ４０２と、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）４０３と、
直交復調器４０４と、ベースバンドフィルタ４０５、４
０６と、ベースバンド回路４０８と、ローカル発振器４
２５とを有している。
【０００５】直交復調器４０４は、バッファアンプ４３
１と、乗算器４３２、４３３と、移相器４３４とから構
成されている。バッファアンプ４３１は、ＬＮＡ４０３
からのシングルエンドの信号を差動出力に変換してい
る。移相器４３４は、ローカル発振器４２５からのロー
カル信号を入力とし、ｃｏｓ波と−ｓｉｎ波を生成し、
それぞれを乗算器４３２、４３３に出力している。乗算
器４３２、４３３は、移相器４３４からのｃｏｓ波、−
ｓｉｎ波と、バッファアンプ４３１からの信号との間の
乗算をそれぞれ行い、Ｉ、Ｑ２系統のベースバンド信号
を生成している。
１と、乗算器４３２、４３３と、移相器４３４とから構
成されている。バッファアンプ４３１は、ＬＮＡ４０３
からのシングルエンドの信号を差動出力に変換してい
る。移相器４３４は、ローカル発振器４２５からのロー
カル信号を入力とし、ｃｏｓ波と−ｓｉｎ波を生成し、
それぞれを乗算器４３２、４３３に出力している。乗算
器４３２、４３３は、移相器４３４からのｃｏｓ波、−
ｓｉｎ波と、バッファアンプ４３１からの信号との間の
乗算をそれぞれ行い、Ｉ、Ｑ２系統のベースバンド信号
を生成している。
【０００６】また、ベースバンド回路４０８は、ベース
バンド信号を処理するための回路であり、ＡＧＣ回路４
０７等の各種の回路により構成されている。
バンド信号を処理するための回路であり、ＡＧＣ回路４
０７等の各種の回路により構成されている。
【０００７】ここで、ＡＧＣ回路４０７は、可変利得増
幅器（ＶＧＡ：Variable Gain Amplifier）１０２〜１
０５、２０２〜２０５と、利得制御回路４１６とから構
成されている。
幅器（ＶＧＡ：Variable Gain Amplifier）１０２〜１
０５、２０２〜２０５と、利得制御回路４１６とから構
成されている。
【０００８】利得制御回路４１６は、外部から入力され
た利得制御信号４２２に基づいて、ＶＧＡ１０２〜１０
５、２０２〜２０５の利得の制御を行っている。ＶＧＡ
１０２〜１０５およびＶＧＡ２０２〜２０５は、利得制
御回路４１６により指示された利得により、ベースバン
ドフィルタ４０５、４０６から入力されたベースバンド
信号を増幅して、それぞれ増幅された後のベースバンド
信号４２３、４２４として出力している。
た利得制御信号４２２に基づいて、ＶＧＡ１０２〜１０
５、２０２〜２０５の利得の制御を行っている。ＶＧＡ
１０２〜１０５およびＶＧＡ２０２〜２０５は、利得制
御回路４１６により指示された利得により、ベースバン
ドフィルタ４０５、４０６から入力されたベースバンド
信号を増幅して、それぞれ増幅された後のベースバンド
信号４２３、４２４として出力している。
【０００９】次に、このダイレクトコンバージョン受信
機の動作を図５を参照して説明する。
機の動作を図５を参照して説明する。
【００１０】アンテナ４０１で受信された高周波信号
は、高周波バンドパスフィルタ４０２において帯域制限
され、受信帯域の信号成分のみが取り出される。そし
て、高周波バンドパスフィルタ４０２により帯域制限さ
れた信号はローノイズアンプ（ＬＮＡ）４０３により増
幅され、そのまま直交復調器４０４に入力される。直交
復調器４０４はローカル発振器４２５により生成された
ローカル信号で駆動されるが、このローカル信号は受信
する高周波信号の中心周波数と同じである。直交復調器
４０４によって、高周波信号から直接ベースバンド信号
が生成される。ベースバンド信号はＩ、Ｑ２系統の信号
であり、それぞれベースバンドフィルタ４０５、４０６
により帯域制限されたあと、ＡＧＣ回路４０７で平均的
振幅が一定になるように増幅される。この利得を制御す
る利得制御回路４１６、アルゴリズムは本発明とは関係
ないので説明を省略する。 ＡＧＣ回路４０７の出力は
それぞれ増幅された後のベースバンド信号４２３、４２
４として後段に出力される。
は、高周波バンドパスフィルタ４０２において帯域制限
され、受信帯域の信号成分のみが取り出される。そし
て、高周波バンドパスフィルタ４０２により帯域制限さ
れた信号はローノイズアンプ（ＬＮＡ）４０３により増
幅され、そのまま直交復調器４０４に入力される。直交
復調器４０４はローカル発振器４２５により生成された
ローカル信号で駆動されるが、このローカル信号は受信
する高周波信号の中心周波数と同じである。直交復調器
４０４によって、高周波信号から直接ベースバンド信号
が生成される。ベースバンド信号はＩ、Ｑ２系統の信号
であり、それぞれベースバンドフィルタ４０５、４０６
により帯域制限されたあと、ＡＧＣ回路４０７で平均的
振幅が一定になるように増幅される。この利得を制御す
る利得制御回路４１６、アルゴリズムは本発明とは関係
ないので説明を省略する。 ＡＧＣ回路４０７の出力は
それぞれ増幅された後のベースバンド信号４２３、４２
４として後段に出力される。
【００１１】ダイレクトコンバージョン方式では、隣接
チャンネルを抑圧するためのチャンネルフィルタは、Ｉ
Ｆ帯のＳＡＷ（Surface Acoustic Wave：弾性表面波）
フィルタではなく、ベースバンドフィルタ４０５、４０
６で実現する。これらは能動素子を用いた回路で実現す
ることができるので、ＩＣ化に適している。また、高周
波を直接ベースバンド信号に変換するので、中間周波数
信号をベースバンド信号に変換するためのセカンドロー
カル発振器を不要とすることができる。それゆえ、ＬＮ
Ａ４０３からＡＧＣ回路４０７の出力である増幅された
後のベースバンド信号４２３、４２４までの全ての受信
回路を１チップ化することができる。このように全ての
受信回路を１チップ化することができれは、携帯電話器
の小型化、部品点数削減に大きく寄与することとなる。
チャンネルを抑圧するためのチャンネルフィルタは、Ｉ
Ｆ帯のＳＡＷ（Surface Acoustic Wave：弾性表面波）
フィルタではなく、ベースバンドフィルタ４０５、４０
６で実現する。これらは能動素子を用いた回路で実現す
ることができるので、ＩＣ化に適している。また、高周
波を直接ベースバンド信号に変換するので、中間周波数
信号をベースバンド信号に変換するためのセカンドロー
カル発振器を不要とすることができる。それゆえ、ＬＮ
Ａ４０３からＡＧＣ回路４０７の出力である増幅された
後のベースバンド信号４２３、４２４までの全ての受信
回路を１チップ化することができる。このように全ての
受信回路を１チップ化することができれは、携帯電話器
の小型化、部品点数削減に大きく寄与することとなる。
【００１２】しかし、ベースバンドフィルタ４０５、４
０６およびＡＧＣ回路４０７において、直流オフセット
電圧が僅かでもあると、ＡＧＣ回路４０７の利得は場合
によっては数十ｄＢにも達するので、出力が電源やグラ
ンドに張り付く飽和現象が発生する。
０６およびＡＧＣ回路４０７において、直流オフセット
電圧が僅かでもあると、ＡＧＣ回路４０７の利得は場合
によっては数十ｄＢにも達するので、出力が電源やグラ
ンドに張り付く飽和現象が発生する。
【００１３】特にＷ−ＣＤＭＡ（Wide Band Code Divis
ion Multiple Access）方式のような受信信号のダイナ
ミックレンジが大きい方式のダイレクトコンバージョン
ベースバンド回路では、ＡＧＣ回路４０７のダイナミッ
クレンジは８０ｄＢ程度に達するため直流オフセット電
圧による問題がより顕著に発生する。
ion Multiple Access）方式のような受信信号のダイナ
ミックレンジが大きい方式のダイレクトコンバージョン
ベースバンド回路では、ＡＧＣ回路４０７のダイナミッ
クレンジは８０ｄＢ程度に達するため直流オフセット電
圧による問題がより顕著に発生する。
【００１４】例えば、ベースバンドフィルタ４０５で１
ｍＶの直流オフセット電圧があり、ＡＧＣ回路４０７の
利得が８０ｄＢ（すなわち１００００倍）であったとす
れば、出力に１０Ｖの直流成分が出ることになる。もち
ろん、携帯電話機等ではこのような電圧は電池の電圧を
はるかに超えているため、動作不能になってしまう。従
って、ダイレクトコンバージョン受信機のベースバンド
回路では、直流オフセット電圧を可能な限り除去するこ
とが重要な課題となる。
ｍＶの直流オフセット電圧があり、ＡＧＣ回路４０７の
利得が８０ｄＢ（すなわち１００００倍）であったとす
れば、出力に１０Ｖの直流成分が出ることになる。もち
ろん、携帯電話機等ではこのような電圧は電池の電圧を
はるかに超えているため、動作不能になってしまう。従
って、ダイレクトコンバージョン受信機のベースバンド
回路では、直流オフセット電圧を可能な限り除去するこ
とが重要な課題となる。
【００１５】直流オフセット電圧を除去する最も単純な
方法としては、図６に示すようなＣ−カット（コンデン
サカット）方式がある。図６では、Ｃ−カットを行うた
めのハイパスフィルタ３０８、３０９、３１０、３１１
を、帯域制限のためのローパスフィルタ１０１、およ
び、ＡＧＣ回路４０７を構成するＶＧＡ１０２、１０
３、１０４、１０５の間に挿入している。このハイパス
フィルタ３０８〜３１１の伝達関数は、Ｂ（Ｓ）＝Ｓ／
（Ｓ＋α）という形となる。
方法としては、図６に示すようなＣ−カット（コンデン
サカット）方式がある。図６では、Ｃ−カットを行うた
めのハイパスフィルタ３０８、３０９、３１０、３１１
を、帯域制限のためのローパスフィルタ１０１、およ
び、ＡＧＣ回路４０７を構成するＶＧＡ１０２、１０
３、１０４、１０５の間に挿入している。このハイパス
フィルタ３０８〜３１１の伝達関数は、Ｂ（Ｓ）＝Ｓ／
（Ｓ＋α）という形となる。
【００１６】このような回路構成とすることにより、各
回路で発生する直流オフセット電圧の出力側への伝達を
阻止することができる。しかしながら、Ｃ−カット方式
においては、各部分で発生する直流オフセット電圧分を
確実に取り除くために、図６に示すように複数のハイパ
スフィルタ３０８、３０９、３１０、３１１を挿入する
必要がある。そして、ハイパスフィルタ３０８、３０
９、３１０、３１１のカットオフ周波数はできる限り低
いことが望ましいため、Ｃ−カット方式におけるコンデ
ンサの容量は大きいものとなってしまう。従って、この
ような多数のハイパスフィルタ３０８、３０９、３１
０、３１１をＩＣの中に入れるとＩＣのチップ面積が大
きくなってしまう等の問題が発生する。また、複数のハ
イパスフィルタを通ることにより、信号波形のひずみが
増大し、誤り率が劣化する恐れがある。
回路で発生する直流オフセット電圧の出力側への伝達を
阻止することができる。しかしながら、Ｃ−カット方式
においては、各部分で発生する直流オフセット電圧分を
確実に取り除くために、図６に示すように複数のハイパ
スフィルタ３０８、３０９、３１０、３１１を挿入する
必要がある。そして、ハイパスフィルタ３０８、３０
９、３１０、３１１のカットオフ周波数はできる限り低
いことが望ましいため、Ｃ−カット方式におけるコンデ
ンサの容量は大きいものとなってしまう。従って、この
ような多数のハイパスフィルタ３０８、３０９、３１
０、３１１をＩＣの中に入れるとＩＣのチップ面積が大
きくなってしまう等の問題が発生する。また、複数のハ
イパスフィルタを通ることにより、信号波形のひずみが
増大し、誤り率が劣化する恐れがある。
【００１７】この問題を解決する方法として提案された
のが、図７に示す直流負帰還方式である。図７のベース
バンド回路の構成は、文献：“A 2-GHz Wide-Band Dire
ct Conversion Receiver for WCDMA Applications”Aar
no Parssinen、 Jarkko Jussila、 Jussi Ryynanen、 L
auri Sumanen、 Kari A. I. Halonen IEEE JOURNAL OF
SOLID-STATE CIRCUITS、 VOL.34、 NO.12、 DECEMBER 1
999 PAGE 1893-1903において、記述されている構成を簡
略化して紹介したものである。
のが、図７に示す直流負帰還方式である。図７のベース
バンド回路の構成は、文献：“A 2-GHz Wide-Band Dire
ct Conversion Receiver for WCDMA Applications”Aar
no Parssinen、 Jarkko Jussila、 Jussi Ryynanen、 L
auri Sumanen、 Kari A. I. Halonen IEEE JOURNAL OF
SOLID-STATE CIRCUITS、 VOL.34、 NO.12、 DECEMBER 1
999 PAGE 1893-1903において、記述されている構成を簡
略化して紹介したものである。
【００１８】この従来の直流負帰還方式のベースバンド
回路は、図７に示されるように、ローパスフィルタ１０
１と、ＶＧＡ１０２〜１０５と、反転積分器１０６と、
加算器１０７とから構成されている。
回路は、図７に示されるように、ローパスフィルタ１０
１と、ＶＧＡ１０２〜１０５と、反転積分器１０６と、
加算器１０７とから構成されている。
【００１９】図７においては、Ｃ−カット方式の代わり
に、ＶＧＡ１０５の出力から反転積分器１０６で直流成
分を取り出し、ローパスフィルタ１０１の入力側におい
て加算器１０７で負帰還を行うことによって、直流オフ
セット電圧を除去している。
に、ＶＧＡ１０５の出力から反転積分器１０６で直流成
分を取り出し、ローパスフィルタ１０１の入力側におい
て加算器１０７で負帰還を行うことによって、直流オフ
セット電圧を除去している。
【００２０】反転積分器１０６の具体的な回路構成とし
ては、図８に示すような回路構成が考えられる。図８を
参照すると反転積分器１０６は、演算増幅器８０と、コ
ンデンサ８１と、抵抗８２とから構成されている。反転
積分器１０６に入力された信号は、抵抗８２を介して演
算増幅器８０の反転入力端子に入力されている。また、
演算増幅器８０の非反転入力端子はグランドに接続さ
れ、演算増幅器８０の非反転入力端子と出力端子との間
にはコンデンサ８１が接続されている。このような回路
構成の反転積分器１０６の伝達関数は、抵抗８２の抵抗
値をＲ、コンデンサ８１の容量値をＣとすると−１／Ｃ
Ｒ／Ｓとなり、α＝１／ＣＲとなる。
ては、図８に示すような回路構成が考えられる。図８を
参照すると反転積分器１０６は、演算増幅器８０と、コ
ンデンサ８１と、抵抗８２とから構成されている。反転
積分器１０６に入力された信号は、抵抗８２を介して演
算増幅器８０の反転入力端子に入力されている。また、
演算増幅器８０の非反転入力端子はグランドに接続さ
れ、演算増幅器８０の非反転入力端子と出力端子との間
にはコンデンサ８１が接続されている。このような回路
構成の反転積分器１０６の伝達関数は、抵抗８２の抵抗
値をＲ、コンデンサ８１の容量値をＣとすると−１／Ｃ
Ｒ／Ｓとなり、α＝１／ＣＲとなる。
【００２１】この構成の伝達関数Ｒ（ｓ）は、 ｇ： ＶＧＡ１０２〜１０５の合計利得 Ｈ（ｓ）： 帯域制限のローパスフィルタ１０１の伝達
関数 α： 反転積分器１０６の係数 とすると、
関数 α： 反転積分器１０６の係数 とすると、
【００２２】
【数１】
【００２３】と表すことができる。角周波数（ω）軸上
では、
では、
【００２４】
【数２】
【００２５】と書ける。直流オフセット電圧の除去を論
じるような低い周波数においては、ローパスフィルタ１
０１の伝達関数Ｈ（ｊω）はほとんど１と考えてよく、
じるような低い周波数においては、ローパスフィルタ１
０１の伝達関数Ｈ（ｊω）はほとんど１と考えてよく、
【００２６】
【数３】
【００２７】である。すなわち、利得がｇでカットオフ
周波数ｆcが、
周波数ｆcが、
【００２８】
【数４】
【００２９】の１次のハイパスフィルタであるとみなせ
る。
る。
【００３０】このように、図７の構成を用いれば、帰還
路に反転積分器１０６を１つ構成するだけで直流オフセ
ット電圧を除去することができる。さらに、この構成で
は、ローパスフィルタ１０１、ＶＧＡ１０２、１０３、
１０４、１０５のおのおので発生する直流オフセット電
圧もすべて除去可能である。従って、Ｃ−カット方式の
場合と比較して少ない回路規模であり、しかも、信号の
歪を最小限に抑えることができる。
路に反転積分器１０６を１つ構成するだけで直流オフセ
ット電圧を除去することができる。さらに、この構成で
は、ローパスフィルタ１０１、ＶＧＡ１０２、１０３、
１０４、１０５のおのおので発生する直流オフセット電
圧もすべて除去可能である。従って、Ｃ−カット方式の
場合と比較して少ない回路規模であり、しかも、信号の
歪を最小限に抑えることができる。
【００３１】しかしながら、この方法には次のような問
題点がある。式（４）に示すように、直流除去のカット
オフ周波数ｆcにはｇが含まれている。そのため、カッ
トオフ周波数ｆcがＶＧＡ１０２〜１０５の合計利得ｇ
に比例して変化してしまう。
題点がある。式（４）に示すように、直流除去のカット
オフ周波数ｆcにはｇが含まれている。そのため、カッ
トオフ周波数ｆcがＶＧＡ１０２〜１０５の合計利得ｇ
に比例して変化してしまう。
【００３２】図９に式（２）の伝達関数の振幅特性を示
す。この図９では合計利得ｇの値を０ｄＢから６６ｄＢ
まで６ｄＢ間隔で変化させた場合の振幅特性を計算しプ
ロットしている。図９から明らかなように、合計利得ｇ
が増大するとカットオフ周波ｆcが高くなり、振幅の周
波数特性が大きく崩れることがわかる。
す。この図９では合計利得ｇの値を０ｄＢから６６ｄＢ
まで６ｄＢ間隔で変化させた場合の振幅特性を計算しプ
ロットしている。図９から明らかなように、合計利得ｇ
が増大するとカットオフ周波ｆcが高くなり、振幅の周
波数特性が大きく崩れることがわかる。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のダイレ
クトコンバージョン受信機のベースバンド回路では、直
流オフセット電圧を除去するための回路を設けると、合
計利得が増大するとカットオフ周波が高くなってしま
い、振幅の周波数特性が大きく崩れてしまうという問題
点があった。
クトコンバージョン受信機のベースバンド回路では、直
流オフセット電圧を除去するための回路を設けると、合
計利得が増大するとカットオフ周波が高くなってしま
い、振幅の周波数特性が大きく崩れてしまうという問題
点があった。
【００３４】本発明の目的は、合計利得が変化した場合
でも振幅の周波数特性が変化しないような直流オフセッ
ト電圧を除去するための回路が設けられたダイレクトコ
ンバージョン受信機のベースバンド回路を提供すること
である。
でも振幅の周波数特性が変化しないような直流オフセッ
ト電圧を除去するための回路が設けられたダイレクトコ
ンバージョン受信機のベースバンド回路を提供すること
である。
【００３５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のダイレクトコンバージョン受信機のベース
バンド回路は、アンテナから入力された高周波信号をベ
ースバンド信号に直接変換するダイレクトコンバージョ
ン受信機のベースバンド回路であって、前記ベースバン
ド信号を帯域制限する第１のローパスフィルタと、前記
第１のローパスフィルタからの出力を、指示された利得
だけ増幅して増幅後のベースバンド出力として出力する
可変利得増幅手段と、前記可変利得増幅手段により増幅
されたベースバンド信号を前記可変利得増幅手段の利得
とほぼ等しい値だけ減衰させる減衰手段と、前記減衰手
段からの出力のうちの直流成分を取り出すための第２の
ローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタの出
力を前記ベースバンド信号から減算する減算手段とから
構成されている。
に、本発明のダイレクトコンバージョン受信機のベース
バンド回路は、アンテナから入力された高周波信号をベ
ースバンド信号に直接変換するダイレクトコンバージョ
ン受信機のベースバンド回路であって、前記ベースバン
ド信号を帯域制限する第１のローパスフィルタと、前記
第１のローパスフィルタからの出力を、指示された利得
だけ増幅して増幅後のベースバンド出力として出力する
可変利得増幅手段と、前記可変利得増幅手段により増幅
されたベースバンド信号を前記可変利得増幅手段の利得
とほぼ等しい値だけ減衰させる減衰手段と、前記減衰手
段からの出力のうちの直流成分を取り出すための第２の
ローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタの出
力を前記ベースバンド信号から減算する減算手段とから
構成されている。
【００３６】本発明では、可変利得増幅手段により増幅
されたベースバンド信号を減衰手段により可変利得増幅
手段の利得とほぼ等しい値だけ減衰させ、その後に第２
のローパスフィルタにより直流成分を取り出すようにし
ている。そのため、振幅の周波数特性におけるカットオ
フ周波数は、第２のローパスフィルタの係数のみによっ
て決定され、可変利得増幅手段の合計利得の値によって
は変化することがない。これにより、本発明によれば、
可変利得手段の合計利得によって周波数特性を変化せせ
ることなく直流オフセット電圧を除去することができ
る。
されたベースバンド信号を減衰手段により可変利得増幅
手段の利得とほぼ等しい値だけ減衰させ、その後に第２
のローパスフィルタにより直流成分を取り出すようにし
ている。そのため、振幅の周波数特性におけるカットオ
フ周波数は、第２のローパスフィルタの係数のみによっ
て決定され、可変利得増幅手段の合計利得の値によって
は変化することがない。これにより、本発明によれば、
可変利得手段の合計利得によって周波数特性を変化せせ
ることなく直流オフセット電圧を除去することができ
る。
【００３７】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００３８】（第１の実施形態）図１は本発明の第１の
実施形態のダイレクトコンバージョン受信機のベースバ
ンド回路の構成を示すブロック図である。図１におい
て、図７中の構成要素と同一の構成要素には同一の符号
を付し、説明を省略するものとする。
実施形態のダイレクトコンバージョン受信機のベースバ
ンド回路の構成を示すブロック図である。図１におい
て、図７中の構成要素と同一の構成要素には同一の符号
を付し、説明を省略するものとする。
【００３９】本実施形態のベースバンド回路は、図７に
示した従来のベースバンド回路に対して、帰還路に利得
調整用の減衰器１０８が新たに設けられている。減衰器
１０８の減衰量は、信号経路にあるＶＧＡ１０２、１０
３、１０４、１０５の利得の合計である合計利得ｇの逆
数にほぼ等しくなるように設定されている。
示した従来のベースバンド回路に対して、帰還路に利得
調整用の減衰器１０８が新たに設けられている。減衰器
１０８の減衰量は、信号経路にあるＶＧＡ１０２、１０
３、１０４、１０５の利得の合計である合計利得ｇの逆
数にほぼ等しくなるように設定されている。
【００４０】次に、本実施形態のベースバンド回路の動
作について詳細に説明する。
作について詳細に説明する。
【００４１】図７のベースバンド回路と同様に、 ｇ： ＶＧＡ１０２〜１０５の合計利得 Ｈ（ｓ）： 帯域制限のローパスフィルタ１０１の伝達
関数 α：反転積分器１０６の係数 とすると、全体の伝達関数Ｒ（ｓ）は、
関数 α：反転積分器１０６の係数 とすると、全体の伝達関数Ｒ（ｓ）は、
【００４２】
【数５】
【００４３】と表すことができる。角周波数（ω）軸上
では、
では、
【００４４】
【数６】
【００４５】と書ける。直流オフセット電圧の除去を論
じるような低い周波数においては、ローパスフィルタ１
０１の伝達関数Ｈ（ｊω）はほとんど１と考えてよく、
じるような低い周波数においては、ローパスフィルタ１
０１の伝達関数Ｈ（ｊω）はほとんど１と考えてよく、
【００４６】
【数７】
【００４７】となる。すなわち、利得がｇでカットオフ
周波数ｆcが、
周波数ｆcが、
【００４８】
【数８】
【００４９】の１次のハイパスフィルタであるとみなす
ことができる。
ことができる。
【００５０】これより明らかなように、式（８）にはＶ
ＧＡ１０２〜１０５の合計利得ｇは含まれていないの
で、合計利得ｇを変化させてもカットオフ周波数ｆcは
変化することがない。
ＧＡ１０２〜１０５の合計利得ｇは含まれていないの
で、合計利得ｇを変化させてもカットオフ周波数ｆcは
変化することがない。
【００５１】図２に式（６）の伝達関数の振幅特性の例
を示す。この図２では合計利得ｇの値を０ｄＢから６６
ｄＢまで６ｄＢ間隔で変化させた場合振幅特性を計算し
プロットしている。図２から明らかなように、合計利得
ｇを変化させても振幅の周波数特性そのものは相対的に
全く変化しないことがわかる。
を示す。この図２では合計利得ｇの値を０ｄＢから６６
ｄＢまで６ｄＢ間隔で変化させた場合振幅特性を計算し
プロットしている。図２から明らかなように、合計利得
ｇを変化させても振幅の周波数特性そのものは相対的に
全く変化しないことがわかる。
【００５２】このように、本実施形態のダイレクトコン
バージョン受信機のベースバンド回路によれば、ＡＧＣ
回路４０７の合計利得ｇによって周波数特性を変化せせ
ることなく直流オフセット電圧を除去することができ （第２の実施形態）次に、本発明の第２の実施形態のダ
イレクトコンバージョン受信機のベースバンド回路につ
いて説明する。
バージョン受信機のベースバンド回路によれば、ＡＧＣ
回路４０７の合計利得ｇによって周波数特性を変化せせ
ることなく直流オフセット電圧を除去することができ （第２の実施形態）次に、本発明の第２の実施形態のダ
イレクトコンバージョン受信機のベースバンド回路につ
いて説明する。
【００５３】本発明の第２の実施形態のベースバンド回
路は、図３に示されるように、その基本的構成は上記で
説明した第１の実施形態と同様であるが、その構成が若
干変更されている。
路は、図３に示されるように、その基本的構成は上記で
説明した第１の実施形態と同様であるが、その構成が若
干変更されている。
【００５４】隣接チャンネル選択度などの規格が非常に
厳しい場合、ローパスフィルタを１箇所ですべて実現す
るのが困難な場合がある。その場合、図３のようにロー
パスフィルタ１０１をフィルタ１０９とフィルタ１１０
の２つに分離することがある。また、分離したローパス
フィルタ１０９、１１０の間に、図３のようにＶＧＡ１
０３を挿入したり、ローパスフィルタ１０９の手前にＶ
ＧＡ７０２を設けるようにしたりする場合もある。この
ように回路ブロックの順序を入れ替えたり分割したりし
た場合でも本発明は全く同様に有効である。
厳しい場合、ローパスフィルタを１箇所ですべて実現す
るのが困難な場合がある。その場合、図３のようにロー
パスフィルタ１０１をフィルタ１０９とフィルタ１１０
の２つに分離することがある。また、分離したローパス
フィルタ１０９、１１０の間に、図３のようにＶＧＡ１
０３を挿入したり、ローパスフィルタ１０９の手前にＶ
ＧＡ７０２を設けるようにしたりする場合もある。この
ように回路ブロックの順序を入れ替えたり分割したりし
た場合でも本発明は全く同様に有効である。
【００５５】（第３の実施形態）次に、本発明の第３の
実施形態のダイレクトコンバージョン受信機のベースバ
ンド回路について説明する。
実施形態のダイレクトコンバージョン受信機のベースバ
ンド回路について説明する。
【００５６】上記第１および第２の実施形態のダイレク
トコンバージョン受信機では、帰還路に反転積分器１０
６と減衰器１０８を分離して設置していたが、本実施形
態のダイレクトコンバージョン受信機のベースバンド回
路では、反転積分器１０６と、減衰器１０８との代わり
に図４に示すような１つの反転積分器８１８で構成する
こともできる。
トコンバージョン受信機では、帰還路に反転積分器１０
６と減衰器１０８を分離して設置していたが、本実施形
態のダイレクトコンバージョン受信機のベースバンド回
路では、反転積分器１０６と、減衰器１０８との代わり
に図４に示すような１つの反転積分器８１８で構成する
こともできる。
【００５７】この反転積分器８１８は、演算増幅器８０
１と、コンデンサ８０２と、可変抵抗器８１７とから構
成されている。また、可変抵抗器８１７は、抵抗８０３
〜８０９とスイッチ８１０〜８１６とにより構成されて
おり、スイッチ８１０〜８１６を適切に動作させること
により、所望の抵抗値を得ることができるようになって
いる。
１と、コンデンサ８０２と、可変抵抗器８１７とから構
成されている。また、可変抵抗器８１７は、抵抗８０３
〜８０９とスイッチ８１０〜８１６とにより構成されて
おり、スイッチ８１０〜８１６を適切に動作させること
により、所望の抵抗値を得ることができるようになって
いる。
【００５８】コンデンサ８０２の容量値をＣとし、可変
抵抗器８１７により得られる抵抗値をＲとすると、この
反転積分器８１８の係数αは、
抵抗器８１７により得られる抵抗値をＲとすると、この
反転積分器８１８の係数αは、
【００５９】
【数９】
【００６０】と表される。従って抵抗値Ｒを合計利得ｇ
に比例するように変化させてやれば、
に比例するように変化させてやれば、
【００６１】
【数１０】
【００６２】と表せて、式（４）は、
【００６３】
【数１１】
【００６４】となり、本実施形態の場合も合計利得ｇが
変化してもカットオフ周波数ｆcは変化しないことがわ
かる。
変化してもカットオフ周波数ｆcは変化しないことがわ
かる。
【００６５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＡＧＣ回路の合計利得によって周波数特性を変化せせる
ことなく直流オフセット電圧を除去することができると
いう効果を有する。
ＡＧＣ回路の合計利得によって周波数特性を変化せせる
ことなく直流オフセット電圧を除去することができると
いう効果を有する。
【図１】本発明の第１の実施形態のダイレクトコンバー
ジョン受信機のベースバンド回路の構成を示すブロック
図である。
ジョン受信機のベースバンド回路の構成を示すブロック
図である。
【図２】図１のベースバンド回路の伝達関数の振幅特性
を示す図である。
を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施形態のダイレクトコンバー
ジョン受信機のベースバンド回路の構成を示すブロック
図である。
ジョン受信機のベースバンド回路の構成を示すブロック
図である。
【図４】本発明の第３の実施形態のダイレクトコンバー
ジョン受信機のベースバンド回路の構成を示すブロック
図である。
ジョン受信機のベースバンド回路の構成を示すブロック
図である。
【図５】ダイレクトコンバージョン受信機の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】Ｃ−カット方式を採用した従来のダイレクトコ
ンバージョン受信機のベースバンド回路の構成を示すブ
ロック図である。
ンバージョン受信機のベースバンド回路の構成を示すブ
ロック図である。
【図７】直流負帰還方式を採用した従来のダイレクトコ
ンバージョン受信機のベースバンド回路の構成を示すブ
ロック図である。
ンバージョン受信機のベースバンド回路の構成を示すブ
ロック図である。
【図８】図７中の反転積分器１０６の具体的例を示す回
路図である。
路図である。
【図９】図７に示した従来のベースバンド回路の伝達関
数の振幅特性を示す図である。
数の振幅特性を示す図である。
８０ 演算増幅器 ８１ コンデンサ ８２ 抵抗 １０１ ローパスフィルタ １０２〜１０５ 可変利得増幅器（ＶＧＡ） １０６ 反転積分器 １０７ 加算器 １０８ 減衰器 １０９、１１０ ローパスフィルタ ２０２〜２０５ 可変利得増幅器（ＶＧＡ） ３０１ ローパスフィルタ ３０２〜３０５ ＶＧＡ ３０８〜３１１ ハイパスフィル ４０１ アンテナ ４０２ 高周波バンドパスフィルタ ４０３ ローノイズアンプ（ＬＮＡ） ４０４ 直交復調器 ４０５、４０６ ベースバンドフィルタ ４０７ ＡＧＣ回路 ４０８ ベースバンド回路 ４１６ 利得制御回路 ４２２ 利得制御信号 ４２３、４２４ 増幅後のベースバンド信号 ４２５ ローカル発振器 ４３１ バッファアンプ ４３２、４３３ 乗算器 ４３４ 移相器 ７０２ ＶＧＡ ７０６ 反転積分器 ８０１ 演算増幅器 ８０２ コンデンサ ８０３〜８０９ 抵抗 ８１０〜８１６ スイッチ ８１７ 可変抵抗器 ８１８ 反転積分器
Claims (4)
- 【請求項１】 アンテナから入力された高周波信号をベ
ースバンド信号に直接変換するダイレクトコンバージョ
ン受信機のベースバンド回路であって、 前記ベースバンド信号を帯域制限する第１のローパスフ
ィルタと、 前記第１のローパスフィルタからの出力を、指示された
利得だけ増幅して増幅後のベースバンド出力として出力
する可変利得増幅手段と、 前記可変利得増幅手段により増幅されたベースバンド信
号を前記可変利得増幅手段の利得とほぼ等しい値だけ減
衰させる減衰手段と、 前記減衰手段からの出力のうちの直流成分を取り出すた
めの第２のローパスフィルタと、 前記第２のローパスフィルタの出力を前記ベースバンド
信号から減算する減算手段とから構成されているダイレ
クトコンバージョン受信機のベースバンド回路。 - 【請求項２】 アンテナから入力された高周波信号をベ
ースバンド信号に直接変換するダイレクトコンバージョ
ン受信機のベースバンド回路であって、 前記ベースバンド信号を、指示された利得だけ増幅して
出力する可変利得増幅手段と、 前記可変利得増幅手段により増幅されたベースバンド信
号を帯域制限して増幅された後のベースバンド信号とし
て出力する第１のローパスフィルタと、 前記第１のローパスフィルタの出力を前記可変利得増幅
手段の利得とほぼ等しい値だけ減衰させる減衰手段と、 前記減衰手段からの出力のうちの直流成分を取り出すた
めの第２のローパスフィルタと、 前記第２のローパスフィルタの出力を前記ベースバンド
信号から減算する減算手段とから構成されているダイレ
クトコンバージョン受信機のベースバンド回路。 - 【請求項３】 前記第１のローパスフィルタおよび前記
可変利得増幅手段が複数の部分により構成されていて、
入力から出力の間で、それらの部分の順序が任意に入れ
替えられている請求項１または２に記載のダイレクトコ
ンバージョン受信機のベースバンド回路。 - 【請求項４】 前記第２のローパスフィルタが、前記減
衰手段からの出力の位相を積分して出力する積分器であ
る請求項１から３のいずれか１項記載のダイレクトコン
バージョン受信機のベースバンド回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000296435A JP3489621B2 (ja) | 2000-09-28 | 2000-09-28 | ダイレクトコンバージョン受信機のベースバンド回路 |
| EP01123086A EP1193857B1 (en) | 2000-09-28 | 2001-09-26 | DC error correction for direct conversion receiver |
| DE60104257T DE60104257T2 (de) | 2000-09-28 | 2001-09-26 | Gleichstrom Fehlerkorrektur eines Direktkonversions-Empfängers |
| US09/962,211 US7127224B2 (en) | 2000-09-28 | 2001-09-26 | Baseband circuit incorporated in direct conversion receiver free from direct-current offset voltage without change of cut-off frequency |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000296435A JP3489621B2 (ja) | 2000-09-28 | 2000-09-28 | ダイレクトコンバージョン受信機のベースバンド回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002111764A true JP2002111764A (ja) | 2002-04-12 |
| JP3489621B2 JP3489621B2 (ja) | 2004-01-26 |
Family
ID=18778712
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000296435A Expired - Fee Related JP3489621B2 (ja) | 2000-09-28 | 2000-09-28 | ダイレクトコンバージョン受信機のベースバンド回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7127224B2 (ja) |
| EP (1) | EP1193857B1 (ja) |
| JP (1) | JP3489621B2 (ja) |
| DE (1) | DE60104257T2 (ja) |
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| JP2007533266A (ja) * | 2004-04-13 | 2007-11-15 | スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド | 直流オフセット補正システム及び方法 |
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| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
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| JPS60186709A (ja) | 1984-03-05 | 1985-09-24 | Konishiroku Photo Ind Co Ltd | 光電装置 |
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