KR20020008184A - 개선된 무성 방전 램프용 펄스 동작 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 순방향 변압기 원리를 사용하여, 순방향 점화에 영향을 미치는 전압 펄스는 변압기(T)를 통해 1차 회로(P)로부터 무성 방전 램프(L)를 포함하는 2차 회로에 인가되며, 그로 인해 2차 회로(S)는, 분극의 결과로, 방전 램프(L)의 역방향 점화를 야기하는 반파를 생성하는, 무성 방전 램프(L)에 관한 사전 출원 198 39 329.6에서 이미 설명된 동작 방법을 개선한다. 개선 사항은 변압기 전류를 제어하는 변압기(T)의 인덕턴스는 일시적으로 변하는 것을 필수적으로 포함한다.

Description

개선된 무성 방전 램프용 펄스 동작 방법{IMPROVED PULSED OPERATION METHOD FOR A SILENT DISCHARGE LAMP}

본 발명은 무성 방전 램프로의 활성 전력의 펄스화된 커플링을 위해서 동일한 발명자에 의해서 개발된 동작 방법에 기초한다. 참조문헌 WO94/23442의 내용은 참조문헌으로 사용될 수 있다. 여기서 기술되는 동작 방법은 하기에서 기술된 본 발명의 기본사상을 형성한다. 활성 전력이 방전 램프에 커플링된다면 실질적인 커플링 활성 전력없이 말단의 불능 시간(deadn time)이 각 펄스 사이에 삽입된다는 것은 매우 주요한 의미를 가지며, 이러한 불능 시간의 길이는 인용출원에서 기술된 주로 높은 방전 효율을 가지는 특정의 방전 타입이 형성되도록 활성 전력에 커플링되는 새로운 펄스까지 커진다. 불능 시간은 이러한 목적을 달성하기 위해서는 매우 길지 않아야 하는 데, 그 이유는 각 활성-전력 펄스는 새로운 점화점으로서 평가되고 각 활성-전력 펄스 사이의 연결은 높은 효율을 얻거나 충분한 램프 전력 또는 양호한 순간적 공간적 안정성을 얻기 때문이다. 한편, 활성-전력 펄스 사이의 불능 시간의 길이가 너무 짧다면, 필라멘트 방전은 낮은 효율을 나타내고 더구나 낮은 순간적 공간적 안정성을 나타내기 때문이다.

동일한 발명자에 의한 발명은 주로 효과적으로 작동할수 있도록 WO 94/23442의 펄스화된 동작 방법을 사용하는 조용한 방전 램프의 밸러스터 및 동작 방법에 대해서 이미 출원되었다. 독일 출원번호 198 39 329.6의 발명은 본 발명이 출원되는 시점에서는 아직 공개되지 않았고, 하기에서 기술되는 발명의 기술적 기초를 형성한다. 이 두번째 참조 문헌의 공개된 내용은 따라서 모두 참조된다.

특히, 종래의 출원에서 전압 펄스가 주회로에서 변압기를 통해서 방전 램프를 포함하는 2차 회로에 가해져서 방전 램프내에 점화(이하 순방향 점화(forward ignition))를 유도하는 순방향 변환기 원리를 가지는 밸러스터를 사용하는 것이 제안되었다. 동작 방법은 방전 램프내의 순방향 점화가 일어난 후에 진동이 2차 회로에서 방전 효과에 의해서 일어나고, 이미 순방향 점화를 일으켰던 방전 램프 사이의 외부 전압이 방전 램프에서 제거된다. 이에 따라, 잔류 내부 역분극(counterpolariation)은 방전 램프내에서 역방향 점화를 일으킨다. 참조문헌은 이 기본적인 원리를 자세한 설명을 위해서 인용될 수 있을 것이다.

특히, 보다 바람직한 경우로서 인용출원에 이미 기술된 바와 같이 순방향 점화 및 역방향 점화(back ignition) 사이의 시간적 차이는 너무 짧아서 펄스화된 동작 방법에서 불능 시간으로서 고려될 수 없다. 따라서 상기에서 기술된 불능 시간은 각 경우에서 역방향 점화 및 다음의 순방향 점화 사이에서 일어나며, 순방향 점화 및 다음의 역방향 점화 사이에서 일어나는 것이 아니다. 여기에 기초하여 하기에서 또한 계속된다. 제 2 인용출원에서 기술된 동작 방법은 전력 효율, 밸러스터의 전체 부피 및 전체 중량, 생산 단가, 수명 및 장애 주파수(failure frequency)와 관련하여 발전되어 왔다.

본 발명은 무성 방전 램프로 불리는 것을 동작시키는 방법에 관한 것이다. 이것은 유전성 임피디드 방전(dielectrically impeded discharge)으로 불리는 것은 빛을 발생하기 위하여 사용되는 방전 램프의 한 형태로서 이해된다. 방전은 방전 램프의 방전 매체와 적어도 하나의 전극 사이의 유전층에 기인하여 유전적으로 임피디드된다. 무성 방전 램프는 그 자체로 종래 기술이며 여기서 상세하게 설명되지 않는다.

본 발명은 몇 가지 실시예를 이용하여 하기에서 더 상세하게 설명되며, 또한 개별적인 특징들이 발명의 본질 내의 다른 조합으로 가능해진다. 특히, 본 발명은 방법과 장치 두가지를 포함하며, 상기 설명 및 하기 설명 모두가 두 개의 카테고리에 대하여 이해될 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 조명 시스템의 개략적인 블럭도를 도시한다.

도 2는 도 1의 블럭도에 관하여 임의의 부분도를 도시한다.

도 3은 제 2 실시예에 따라서, 본 발명에 따른 추가의 조명 시스템의 개략적인 블럭도를 도시한다.

도 4는 도 3의 블럭도에 대하여 임의의 부분도를 도시한다.

도 5는 제 3 실시예에 따라서, 본 발명에 따른 조명 시스템의 개략적인 블럭도를 도시한다.

도 6은 도 5의 실시예의 동작에 관하여 개략적인 시간도를 도시한다.

도 7은 도 1 및 도 3에 따른 회로 내의 트랜지스터 배선을 개략적으로 도시한다.

도 8은 도 1 및 도 3의 회로의 변압기 코어의 히스테리시스 효과를 설명하는 개략도를 도시한다.

도 9는 자기장 강도의 함수로서 실제로 사용된 변압기 코어 재료의 실제 히스테리시스 곡선을 도시한다.

도 10은 변압기 코어 재료의 자기 손실에 따른 온도를 도시한다.

도 11은 도 1 및 도 3의 회로 내의 통상적으로 일시적인 1차 전류 프로파일을 갖는 측정 곡선을 도시한다.

도 12는 도 1에 따른 회로 내의 일시적인 1차 및 2차 전류 프로파일의 측정 곡선들을 도시한다.

도 13은 도 12와 관련한 세부도를 도시한다.

도 14 및 도 15는 도 12와 일치하는 방식으로, 도 3의 회로에 대한 일시적인 1차 및 2차 전류 프로파일을 도시한다.

본 발명은 순방향 변환기 원리에 따른 설명된 동작 방법을 개선시키는 기술적인 문제점 전반에 기초하고 있다. 특히, 작은 전체 볼륨과 전체 중량 및 좋은 효율과 관련한 높은 램프 전력으로 동작이 가능하게 한다.

본 발명에 따라서, 변압기(T)를 통과하는 전류의 일시적 변화를 제어하는 인덕턴스는 변경된 인덕턴스가 역방향 점화 단계의 적어도 일부에서보다 순방향 점화를 유도하는 전압 펄스의 인가의 초기 상태에서 더 크게 되도록 순방향 및 역방향 점화를 포함하는 주기내에서 일시적으로 변화되며, 전하가 순방향 및 역방향 점화가 수행된 후에 방전 램프로부터 제거되는 것이 청구항 제 1 항에 따라서 이러한 목적을 위해 제공된다.

마찬가지로 본 발명은 이러한 동작 방법을 위해 설계된 밸러스트와 이러한 밸러스트 및 무성 방전 램프를 포함하는 조명 시스템을 지향한다.

다음의 연구결과들은 이러한 경우에 중요하다: 방전 램프에 걸리는 외부 전압의 일시적인 충전 동작은 물리법칙에 따라서 방전 램프의 무성 방전의 효율에 중요하다. 특히, 과도하게 큰 펄스 폭이 펄스 동작 방법의 점화를 위해 선택되지 않는 것이 이런 경우에 나타난다. 펄스 동작 방법의 특정 효율은 불능 시간이 활성 전력 연결의 비교적 짧은 펄스 후에 다시 시작한다는 사실에 기초한다.

따라서, 램프에 걸리는 전압 펄스와 변압기의 관련 제 1 전류 펄스는 상대적으로 짧아야 한다.

특히, 역방향 점화는 2차 회로에 저장된 에너지의 더 큰 효율과 더 완전한 반전을 야기하고 2차 회로가 역방향 점화를 야기하는 반파의 경우와 내부 역분극의 결과로 재점화 후에 역방향 점화 동안 더 빠르게 스윙 백(swing back)된다. 따라서, 본래의 주파수 또는 2차 회로의 속도가 가능한 높게 되도록 선택하게 한다. 변압기에 의하여 2차 회로 내에 주어진 인덕턴스는 이러한 속도를 사실상 조절한다.

그러나 한편, 다음에 순방향 점화의 방전 현상은 순방향 점화를 야기하는 펄스의 시작에서 전압을 과도하게 급격한 상승 에지에 의하여 그리고 또한 제 1차 전류 상승의 시작에서 과도하게 급격한 상승 에지에 의하여 불리하게 영향을 받을 수 있다. 분명히, 자기장 발생의 시작에서 방전광의 발생은 충분한 시간이 펄스 동작 방법에 의해 이루어진 방전 구조의 최적 형태를 준비하도록 유리하게 계속 허용되는 상태가 된다. 과도하게 낮은 변압기 인덕턴스는 불리한 급격한 상승 에지를 야기할 수 있다. 다음에, 이것은 방전의 효율을 악화시킬 수 있다. 만약 순방향 점화가 매우 높은 효율에 적합한 기본적인 물리적 형태를 갖는 것이 충분하게 큰 1차 회로 인덕턴스에 의해 보장된다면, 이러한 사실로 1차 및/또는 2차 회로의 전압 상승의 속도에 기인한 추가의 다음 변화는 없을 것이다. 특히, 다음에 계속된 역방향 점화의 잔류 이온화는 전기장 발생에 의하여 새로운 점화를 위해 적합하게 사전전이된다.

그러나, 원칙적으로 1차 회로 및 2차 회로의 변압기에 의해 유발된 인덕턴스는 상호간에 전체로 독립적으로 선택될 수 없다. 따라서 변압기를 통해 전류를 제어하는 적어도 하나의 인덕턴스의 일시적인 변화가 본 발명에 제공된다.

특히, 이러한 경우의 목적은 순방향 점화의 준비 동안, 즉 1차 전류 상승의 초기 단계에서 과도하게 낮은 인덕턴스가 1차 회로에 존재하지 않는 것이다. 반면에, 2차 회로 인덕턴스는 역방향 점화 및 역방향 점화 자체의 준비를 포함하는 역방향 점화 단계의 적어도 일부와 관련하여 상대적으로 낮다. 인덕턴스에서의 온도 변화가 정밀하게 발생할 경우, 본 발명의 기본 정의에서 완전한 정밀도가 조건인 것은 아니다. 이러한 측면에서 선택의 완전한 자유가 본 발명의 모든 실시예에 존재하는 것은 아니다.

반면에, 인덕턴스에서 이러한 온도 변화는 가변 온도 형태에서 추가의 인덕터로 스위칭함으로써 발생할 수 있다. 전술한 변압기 인덕턴스는 이 경우 추가의 인덕터를 병렬로 연결하면 감소되고, 직렬로 연결하면 증가한다. 이는 원칙적으로 1 및/또는 2차 회로에서 발생할 수 있다. 1차 회로에서의 적절한 연결은 이 경우 기술적으로 더 간단하다. 예로든 제 2 인용출원에서의 설명과 관련하여 1차 회로에서 클록킹을 위해 제공된 것처럼 스위칭 소자로서 트랜지스터 스위치를 사용하는 것이 마찬가지로 가능하다. 이러한 트랜지스터 스위치는 1차 회로 전류의 클록킹에 대한 동일한 제어 장치와 동기적으로 제어될 수 있으며, 원칙적으로 스위칭 시점이 자유롭게 선택될 수 있다.

그러나, 반면에 본 발명의 특징은 소위 전력 변압기에 대해 구동 레벨을 일반적으로 초과하는 포화 모드에서 변압기를 사용하여 자동으로 시간적으로 가변하는 인덕턴스의 설계에 관한 것이다. 이는 변조의 끝에서 특정 동작 단계에서 "허용된 방식으로" 포화될 뿐만 아니라 이미 포화 영역에 있는 변조의 실질적인 부분으로 되도록 변압기가 바람직하게 되는 것을 의미한다. 이 경우 변압기 코어의 포화 동안 발생하는 코어 재료의 상대적인 투자율에서 상당한 감소로 인해 포화 영역에서 변압기 인덕턴스에서 실질적인 감소가 발생한다.

게다가, 본 발명의 실험에 의해 변압기 손실이 밸러스트의 전술한 크기와 관련하여 추가의 전력 상승의 경우 실질적인 문제 영역을 발생시킨다는 것을 알아냈다. 이의 실질적인 영향은 소정의 전력에서 시작할 때, 변압기의 열 손실은 효율면에서 상당히 악화되고 열적 불안정을 초래한다는 것이다.

변압기 손실이 더 높은 구동 레벨로 증가한다는 사실로부터 기술 분야의 당업자의 통상적인 결론은 이러한 경우 구동 레벨을 줄이기 위한 변압기의 증대일 것이다. 특히, 전력 전송의 경우, 150mT 이상의 코어 재료의 상대적으로 높은 구동 레벨을 피하기 위한 첫 번째 원칙이 손실을 조정가능하게 유지하기 위해 적용된다. 핵심은 코어 재료에서 볼륨 특성 자기 손실이 증가하는 구동 레벨과 함께 매우 강하게 증가한다는 것이다. 더욱이, 손실은 주파수 의존성이지만, 여기선 더 이상 다루지 않는다. 페라이트 재료가 사용되므로, 실시예에서 나타난 양적 고려에서와같이 150mT의 경우 포화 영역은 발생 가능성이 적다.

여기서 본 발명은 정반대의 방법을 사용하는데, 그 이유는 상대적으로 작은 변압기의 매우 강한 정도의 포화의 경우, 변압기 손실이 확실하게 제어가능하게 된다는 것이 밝혀졌기 때문이다. 결국, 변압기 손실은 실질적으로 변압기 코어의 히스테리시스 영역에서 발생한다. 포화 영역에 도달하는 변압기의 구동 영역으로부터 시작할 경우, 이러한 히스테리시스 손실은 실질적으로 더 이상 증가하지 않는다. 반면에, 상대적으로 작은 볼륨을 갖는 변압기가 변압기의 매우 강한 포화로 인해 사용될 수 있다.

비록 그로 인해 변압기 손실이 코어 볼륨과 관련하여 증가할지라도, 작은 코어 볼륨 때문에, 손실은 절대적인 한도까지 초과하지 않는다. 진일보한 방전 효율의 향상과 함께 효율의 상승을 달성하는 것이 가능한 반면, 그럼에도 불구하고 이 경우 전체 볼륨 및 변압기에 의해 필수적으로 결정되는 밸러스트의 전체 중량이 실질적으로 감소될 수 있다는 것이 밝혀졌다.

이러한 표현에서의 논의 및 청구항의 표현은 물론 하나의 변압기 대신에 2 이상의 변압기의 사용에서도 동일하게 적용된다. 기술적인 면에서, 이것은 변압기의 세분 및 원칙적으로 변화를 구성한다.

이 경우 변압기의 구동 레벨이 변압기 코어에서 자기장에 의해 주어진다. 여기서 상대적으로 큰 2차 전류가 대응하게 큰 1차 전류없이 흐를 수 있기 때문에, 결론적으로 포화는 역방향 점화 단계동안 간단하게 발생한다. 역방향 점화 동안 충분히 큰 2차 전류가 주어지면, 포화는 특히 역방향 점화의 시작시 이미 발생하여, 2차 회로는 감소된 고유 주파수 때문에 신속하고 명확하게 스윙 백 된다. 상대적으로 큰 1차 및 2차 전류는 순방향 점화 단계동안 동시에 발생한다. 2차 전류를 발생시키는 자기 유도의 양의 시간 미분을 감소시키도록, 즉 2차 전류가 적절한 반대 자기장에 의해 양의 시간 미분의 경우 자기 유도를 부분적으로 보상하도록 전류 방향이 정해진다. 따라서, 변압기의 포화가 순방향 점화 단계에서 발생하는 지의 여부는 본 발명의 사상 내에서 규정되지 않는다. 이는 2차 회로 부하의 상응하게 높은 저항 임피던스 및 결국 2차 전류의 낮은 강도, 즉 약한 보상 효과를 통해 확실하게 발생할 수 있다. 그러나, 이는 본 발명에 필수적이지 않다. 소정의 경우, 1차 전류 그 자체가 너무 작기 때문에, 포화 효과는 순방향 점화의 시작시 곧바로 발생하지 않을 것이다. 예로써 참조가 실시예에 설명된 전류 프로파일 곡선으로 만들어질 수도 있다.

또다른 소정의 효과가 2차 회로의 변압기 인덕턴스에서의 이미 설명된 바와 같은 감소 및 2차 회로의 상응하게 증가된 속도와 관련하여 발생할 수도 있다.

방전 램프에 의해 통상적으로 한정되는 2차 회로 커패시턴스 및 2차 회로에서의 오옴 저항과 함께 변압기 인덕턴스는 2차 회로에서의 충전-반전 동작(charge -reversal operation)의 속도를 결정할 뿐아니라, 2차 회로의 전체 임피던스를 위해 중요하다. 여러 경우에서, 변압기 인덕턴스는 이 경우 중요하게 변화할 수 있다. 따라서, 2차 회로에서의 변압기 인덕턴스의 감소는 2차 회로에서의 임피던스의 현저한 감소 및 역방향 점화 동안 상대적으로 큰 램프 전류의 발생 가능성을 수반한다.

본 발명의 역방향 점화를 사용하여 변압기에서 잔류 자화의 감소를 제공하는 예로든 앞선 응용을 참조한 설명이 남아있다. 변압기의 포화는 잔류 자화에서의 감소없이 한정되어야 한다는 것이 주장되었다. 그러나, 의미하는 것은 에너지의 양이 (특히 잔류 자화와 관련하여) 2차 회로에 영구적으로 존재하거나 방전 램프에서 실질적으로 변화됨이 없이 1차 회로와 2차 회로 사이에서 배치되는 상황이 있다는 것이다. 이러한 양의 에너지는 밸러스트에서의 출력으로 발생하며, 밸러스트는 적절하게 설계되어야 하지만, 밸러스트의 출력은 램프의 전력을 증가시키지 않는다. 따라서, 이들은 가능하면 방지되야 한다. 그러나, 본 발명의 사상 내에서 목표로 하는 변압기의 포화는 각 동작 주기와 다시 한번 증진될, 즉 1차 회로로부터 2차 회로 및 가능한한 방전 램프로 전송될 출력 및/또는 에너지와 관련된 포화와 관련된다. 따라서, 포화의 상태는 전술한 바와 같이, 그 자체로 단점을 가지지 않는다.

2차 회로가 순방향 점화 후, 1차 회로로부터 전기적 절연에 의해 공진 회로로서 분리되는 것이 바람직하다. 이 경우, 변압기의 1차측은 순방향 점화 후 개방되어, 1차 회로 전류가 완전히 스위칭 오프된다. 더욱이, 공진 회로 특성과 무관하게, 1차 회로 전류가 역방향 점화 동안 실질적으로 0인 것이 본 발명의 특징이다.

실시예의 변압기 포화 상태와 관련된 설명에 있어서 참조가 이루어진다.

1차 회로 전류를 스위칭 오프하기 위하여 순방향 점화 후에 1차측을 개방하며, 순방향 변압기 원리에 따라서 수행되는 스위치, 특히, 트랜지스터 스위치가 제공되는 것이 바람직하다. 따라서, 밸러스트와 조명 시스템과 관련하여, 본 발명은 이러한 스위치와 스위치의 제어장치 구조뿐만 아니라 전압기의 구조 또는 인덕턴스의 일시적인 변화를 이루기 위한 다른 장치에 의하여 구별된다.

본 발명에 따라서, 1차 회로 전류를 간섭하기 위한 가장 유리한 시간이 만약 간섭이 없다면 최소값을 나타내는 1차 회로 전류의 범위 내에 놓인다. 명확하게, 1차 회로가 순방향 점화 후에 폐쇄 상태로 유지된다면, 1차 회로 전류는 순방향 점화, 순방향 점화의 정지(quenching), 방전 램프 오옴 저항의 급격한 재상승, 그리고 대응하는 전류 감소 동안 최대값 후에 중간의 최소값을 나타낸다. 다음에 1차 회로 전류는 변압기의 특성에 따라서 시간이 흐름에 따라 다시 상승한다. 최소 1차 회로 전류값에 기인한 스위칭 트랜지스터의 스위칭 손실이 또한 최소가 되기 때문에, 이러한 최소값은 유리한 스위칭 시간이 된다.

더욱이, 프리휠링 다이오드를 갖는 MOSFET은 스위치로서 매우 적합하다. 따라서, 실제 1차 회로 전류의 간섭이 주어지더라도, (변압기를 자기소거하기 위한) 자기 소거 전류가 1차 회로에 흐르고, 예컨대, 1차 회로의 전원 공급의 저장 커패시터를 재충전하는 것이 가능하다. 그로 인하여 자기소거 장치는 1차 회로와 2차 회로 사이의 전기적인 절연에도 불구하고 - 대응하는 안전상의 장점을 수반하면서 - 실행된다.

본 발명의 바람직한 실시예는 인덕턴스의 일시적인 변화와 관련하여 바람직한 정량적 한계와 관련한다. 이러한 변화의 첫번째는 1차 회로의 변압기 인덕턴스와 관련하여, 바람직하게 전압 펄스의 개시에서 순방향 점화의 발생은, 즉 매우 작은 전류의 존재로, 적어도 3배로 크고, 바람직하게는 적어도 5배로 크며, 가장 바람직하게는, 역방향 점화 위상의 일부분에서 적어도 10배로 크다. 따라서, 순방향 점화동안 첫번째 1차 회로 전류의 시간과 관련하여, 포화 효과는 적어도 3, 5 또는 10의 계수(factor)로 1차 회로 인덕턴스를 변화시킨다. 또한 (포화 모드를 포함하지 않고) 인덕턴스의 일시적인 변화를 실행하는 상기 언급된 회로에 대하여 동일한 설명이 적용된다.

제 2 정량적 한계 변화는 포화의 경우에만 관련되고 한계 설정을 위하여 변압기의 자기 유도 또는 자속 밀도(B 자기장)를 사용한다. 2차 전류가 역방향 점화에서 최대값의 20%에 도달하는 시간에, 이러한 경우에 자기 유도가 적어도 역방향 점화의 초기 위상에서 가능한 빨리 변압기의 자기 포화 유도의 적어도 70%가 되는 것을 목적으로 한다. 포화 유도의 80% 이상 값이, 바람직하게는 90 % 이상이, 가장 바람직하게는 90 % 이상이 바람직하다.

자기 포화 유도는 변압기 코어의 기술적 특징이며, 예컨대, 변압기 제작자에 의하여 특정화된다. 자기 포화 유도는 0 자기장(H=0)에 대한, 유도축을 갖는 자기장 함수로서 자기 유도를 도시하는 그래프인 자화 곡선의 포화 부분에서 탄젠트의 교차점에 대응한다. 따라서 물리적으로, 이것은 자기장 분산없이, 코어의 포화로 달성될 수 있는 코어의 자화이다.

본 발명에 따라 코어 재료가 주어진다면, 적어도 350 mT의 포화 유도가 생기고, 이로부터 바람직한 상태 하에서 개시부에서 언급된 150 mT의 값 이하로 변압기가 구동될 수 있다.

본 발명에 따른 측정에 의하여 이루어진 2차 회로의 속도는 800 ns 보다 작은 역방향 점화에서 2차 전류의 절반-값 폭으로 나타난다.

변압기 코어는 우선적으로 폐쇄되고, 따라서 공기갭(여러부분으로 나누어진 코어 또는 환상형 코어와 관련하여 미세한 공기갭)을 갖지 않으며, MnZn 페라이트로 구성될수 있으며, EPCOS AG사의 N87 재료 또는 다른 제조사의 동일한 재료가 적합하다. 이 경우에 포화 유도는 대략 370 내지 375 mT이다.

본 발명에 따른 동작 방법은 푸시-풀 방식으로서 실행되고, 전압 펄스는 양극 선택 방식으로 수행되는 순방향 점화를 야기한다. 따라서, 방전 램프의 순방향 점화 및 역방향 점화가 반대 방향으로 향하는 것에 대한 각각의 사각 전압 펄스 인가는 단극 방식으로서 나타난다. 그러나, 양극 푸시-풀 방식은 방전 램프 원리에서 피할 수 없는 알카리 이온 이동 효과(흑화 현상)와 관련하여 유리하다. 대칭적인 선택 방식을 사용함으로써, 이러한 효과들은 원칙적으로 램프의 손상을 야기할 수 없다. 그러나, 이러한 문제점들과 관련한 사실상의 개선점이 역방향 점화의 본 발명에 따른 사용에서조차 제공되는 것이 이러한 경우에 고려된다. 그러나, 순방향 점화와 역방향 점화는 반드시 대칭적이지 않고, 그로 인해 잔류 효과는 단극의 경우에 유지될 수 있다.

첫째로 추가의 바람직한 전기기술적인 설명이 1차 회로 전력 공급기 내의 세라믹 다층 저장 커패시터의 사용을, 이미 설명된 것으로써, 설명한다. 둘째로, 설명된 바와 같이, 2차 회로의 기준 전위로서 변압기의 2차 권선의 중앙탭을 사용하는 것이 바람직하다.

이미 설명한 바와 같이, 본 발명은 효율적으로 개선될 뿐만 아니라, 무엇보다, 소형 및 경량의 밸러스트로 비교적 큰 램프 전력을 구동할 수 있다. 이것은 오로지 제한된 공간이 이용가능한 위치에 밸러스트를 설치할 수 있기 때문에, 매우 중요하다. 예컨대, 본 발명에 따른 밸러스트는 무성 방전 램프의 이동 장치 내의 사진 복사기 또는 스캐너의 무성 방전 램프와 함께 이동할 수 있고, 상대적으로 길며, 게다가, 고전압을 전도하는 전기선을 이동하는 것을 방지할 수 있다. 더욱이, 방전 램프가 제조되고 집적된 밸러스트를 갖는 유닛으로서 판매되고 사용자가 어려움 없이 설치될 수 있도록, 예컨대, 모니터로, 램프 베이스 내의 밸러스트를 집적할 수 있다. 이와 관련하여, 본 발명은 밸러스트와 방전램프 사이의 전기선들이 최대 10 cm의 길이를 갖도록 한다. 게다가, 설명한 바와 같이 방전 램프의 베이스 하우징 내의 집적이 제공된다. 일반적으로, 베이스 하우징은 방전 램프 상에 직접 만들어지고 전기 연결 및 본 발명의 경우에 밸러스트를 추가로 포함하는 하우징으로서 이해될 수 있다.

도 1은 본 발명에 따른 조명 시스템을 위한 개략적인 블럭도를 도시한다. 도면에서, 우선 (L)은 유전성 임피디드 방전을 위하여 설계된 방전 램프를 도시한다. 방전 램프(L)의 원리를 도시하는 등가 회로가 도 2에 나타나 있고, 또한 도 3 및 도 4를 참조하여 상세하게 설명된다.

방전 램프(L)의 실제 설계는, 조명 시스템 및 밸러스트(ballast)의 본 발명에 따른 동작 방법의 이해를 위해 중요하지 않다.

방전 램프(L)은, 방전 램프(L) 이외에 변압기(T)의 2차 권선(W2)을 포함하는, 2차 회로(S) 내에 연결되어 있다.

변압기(T)의 1차 권선(W1)은 전원 공급기(Q)로부터 변압기와 방전 램프(L)에 전력을 공급하는 1차 회로(P) 내에 위치한다.

게다가, 고속 스위치(T_Q)는 전력소스(Q)와 1 차 권선(W1) 사이의 분기(branch)들중 하나에 위치한다. 이것은 제어 장치(SE)에 의하여 스위칭되거나 제어되는 전력 MOSFET이다.

저장 커패시터(CQ)는 1차 권선(W1)과 스위치(TQ)를 포함하는 직렬회로와 병렬로 연결되어 있다. 이러한 저장 커패시터(CQ)는 소스(Q)로부터 재충전되고, 원칙적으로 소스(Q)에 속하며 스위치(T_Q)의 스위칭 상태 함수로서 1차 권선(W1)에 걸리는 전압을 인가한다. 이러한 커패시터들은 세라믹 다층 커패시터이다.

순방향 변환기의 경우에 전류의 흐름은 우선 1차 권선(W1)을 통해 종래 방법으로 생성되고, 변압기(T)의 권선 비율은 2차 권선(W2) 내에서 그리고 이에 따라 간접적으로 방전 램프(L)에서의 1차 권선(W1)을 통한 전류의 흐름이 시동 전압을 감소시키도록 설계된다. 만약 스위치(T_Q)가 제어 장치(SE)에 의하여 개방된다면, 에너지는 적어도 변압기(T)의 잔류 자화의 형태로 2차 회로(S)에 남아있다.

이미 상세한 설명의 도입부에서 설명했듯이, 자기소거 회로는 종래 방법으로 이러한 잔류 자화를 감소시키기 위해 사용되는데, 자기소거 회로는, 예컨대, 변압기(T)의 3차 권선 그리고 1차 권선(W1)과 스위치(T_Q)로 구성된 직렬회로와 병렬로 3차 권선에 연결된 다이오드를 포함한다. 다음에 변압기(T)의 잔류 자화는 이러한 자기소거 회로를 통해 스위치(T_Q)의 블럭 위상(blocking phase) 내에서 감소된다.

도 1에서 바로 1차 회로(P)와 2차 회로(S) 사이의 전기적 절연이 완벽하게 이루어진다. 이것은 사실상 2차 회로측에 존재하는 고전압과 관련한 안전성의 관점에서 장점을 갖는다. 도 2에 도시된 것처럼, 2차 권선(W2)이 2차 회로(S)의 접지된 기준 전위로서 기능을 하는 (3차) 중앙탭을 가질때 안전성에 관한 추가적인 장점을 가질 수 있다. 만약, 반대로, 2차 권선(W2)으로부터의 양 및 음 펄스가 방전 램프(L)의 각각의 전극 그룹에 인가된다면, 비록 각 경우에 최대 전압의 1/2만이 중앙탭 전위와 비교하여 안전-관련 전압으로서 2차 회로에서 발생하더라도, 완전히 감소된 전압은 이전과 같이 방전 램프(L)에 걸린다. 사실, 여기서 (T)는 실제로 두 개의 변압기이다.

또한 이러한 기술은 사실상 2차 회로에서의 방출과 관련하여 전자파 적합성을 개선한다. DE 197 34 885.8이 참조될 수 있다.

도 3 및 도 4의 회로도는 도 1 및 도 2의 회로도와 매우 유사하고, 푸시-풀 원리에 따른 본 발명의 선택적 구조를 도신한다. 그 결과, 1차 권선(W1)의 회로 분기들과 제어 장치(SE)를 갖는 스위칭 트랜지스터(T_Q)는 중복된 구조이다. 이러한 경우에, 두 개의 1차 권선들의 권선 감응(winding sense)은 상호간에 반대로 영향을 미친다. 따라서 2차 회로(S)의 반대 극성의 전압 펄스를 생성하는 것이 권선들의 두 개의 분기들을 동작함으로써 가능하다. 물론, 두 개의 제어 장치(SE)는 조합될 수 있고 두 개의 스위칭 트랜지스터(T_Q)에 선택적인 펄스를 제공할 수 있다.

도 4는, 쌍극의 경우에, 도 2에 따른 실시예의 경우에 권선 방향이 2차측 상의 중앙탭과 어떻게 선택되는지를 도시한다.

도 5 및 도 6은 1차 권선(W1)과 직렬로 연결되어 있는 추가의 인덕터(L)를 이용하여 1차 회로 인덕턴스를 주기적으로 증가함으로써 본 발명의 선택적인 실시를 개략적으로 도시한다. 이러한 목적은 스위칭 장치, 명확하게는 적합한 제어 장치 (SE₁)을 갖는 MOSFET (T₁)에 의하여 달성되고, MOSFET (T₁)은 인덕터(L)와 병렬로 연결되어 있고 도전 상태에서 인덕터를 단락시킨다. 그 결과, 도 1 및 도 3의 스위치(T_Q) 및 제어 장치(SE)에 대응하는 소자는 (T₂) 및 (SE₂)로 지시된다. 저장 커패시터(C_Q)는 단순화를 위하여 생략하였다.

도 6에서 제어 장치(SE₁)를 적절하게 이용한, 명확하게는 제어장치(SE₂)의 동작을 조절하는 방식의, MOSFET(T₁)의 개방 및 폐쇄는, 예컨대, 펄스의 최초 300ns 내에 1차 회로의 실효 인덕턴스를 증가시킬 수 있다. 이러한 실시예는 본 발명이 변압기(T)의 포화 모드에 이외에서도 구현될 수 있다는 것을 분명하게 한다. 그러나 추가 도면을 이용한 하기 설명은 도 1 내지 도 4의 최초 두 개의 실시예에서만 관련이 있다.

도 7은 추가의 세부도, 명확하게는 도 1 및 도 3 회로의 하나의 스위칭 트랜지스터(T_Q) 배선을 도시한다. 이러한 경우에, 전력 MOSFET은 소스와 드래인 사이에서 프리휠링 다이오드(D)로 불리는 것을 가지며, 극성은 프리휠링 다이오드(D)가 도전 상태에서, 즉, 1차 회로 전류가 트랜지스터(T_Q)를 통해 흐를 때, 차단(block)되도록 선택된다.

트랜지스터(T_Q)의 차단 상태에서, 다음에 프리휠링 다이오드(D)는 2차 회로(S)부터 1차 회로(P)로의 에너지 역류를 저장 커패시터(C_Q)를 재충전하는 역전된 1차 회로 전류의 형태로 수행한다. 이것은 1차 회로(P)와 2차 회로(S) 사이의 전기적 절연을 유지하는 자기소거를 가능하게 한다.

도 8은 자기 재료의, 즉, 도 1 및 도 3의 변압기(T)의 코어 재료의 통상적인 히스테리시스 동작을 개략적으로 도시한다. 권선 전류에 의하여 정해지는 자기장 세기(H)는 특정 포화 자화(J_S)로 상승하는 자기 재료 내의 자화(J)를 생성한다. 자기 유도 (또는 자속 밀도)에 대한 전체 결과는

B = μ₀H + J 이다.

재료 내의 바이스 영역(Weiss districts)은 정렬 및/또는 재방향 배치되어야 하기 때문에, 자화(J)는 임의의 히스테리시스을 갖는 자기장 세기(H)를 따른다. 도 8에서 분명하게 관찰되듯이, 포화는 모든 바이스 영역의 정렬 후에 발생한다. 전체 결과는 자기 유도(B)와 자기장 세기(H) 사이에서 관련된 공지된 히스테리시스 곡선이다. 기울기 (μ₀)로 상승하는, 축(B)를 갖는 히스테리시스 곡선의 포화 영역에서 도 8에 도시된 직선 탄젠트의 교차점은 포화 자화(JS)와 일치하고, 또한 자기 포화 유도로서 설명될 수 있다. 도 8의 중요함은 여기에 사용된 자기 코어 재료의 실제 히스테리시스 곡선을 도시하는 다음의 도 9로부터 더 분명해진다. 특히, 기울기(μ₀)의 크기는 물리적인 관계가 더 효과적으로 이해될 수 있도록 과장하여 큰 형태로 도시되었다. 사실, 히스테리시스 곡선의 포화 영역은 매우 완만한 프로파일을 갖는다.

도 9에서, 실제 히스테리시스 곡선(비교적 변압기 동작 동안 100℃의 실제 온도임)은 오로지 약한 구동 범위와 비교하여 불균형적으로 큰 자기장 세기(H)를 통해 포화 유도의 크기순서와 그 이상의 자기 유도를 생성하는 것을 가능하게 한다. 여기에서 사용된 재료(EPCOS N 87, 여기에서 필수적인, 공기갭을 갖지 않는 변압기 링 코어)의 경우에, 포화 효과는 분명하게 대략 200 - 300 mT에서 발견될 수 있다. 사실, 종래 사상에 따르면 150 mT의 영역 조차 초과할 수 없다. 이러한 영역이 본 발명에 의하여 분명하게 초과하는 것은 하기에서 계속 설명될 정량적인예시(quantitative example)의 경우에서 도시될 것이다.

또한 도 8 및 도 9의 포화 동작은 특정 자기장 세기에서 강한 시동을 감소시키는 상대 투자율 μ_rel(B=μ_relμ₀H) 에 따른 자기장으로서 이해될 수 있다. 그러나, 도 8 및 도 9의 B(H) 관계와 반대로, 이러한 표현은 부가적인 물리적 물질을 제공하지 않는다.

더욱이, 도 8 및 도 9의 히스테리시스 동작은 변압기 가열에 의하여 나타나는 변압기 코어의 손실을 의미한다. 도 10에 따라서, 또한 이러한 손실은 온도-의존형이며, 최소값은 자기 유도 증가(곡선의 계수)에 따라 더 편평해지고 다소 낮은 온도의 상태에 있는 것을 나타낸다. 이미 설명한 바와 같이, 도 10에서 보이는, 자기 구동의 증가 정도에 따른 코어 손실 Pv(세로축)의 급격한 상승은 우선 당업자가 손실을 최소화하기 위하여 구동의 낮은 정도를 지향하도록 한다. 본 발명은 변압기를 포화영역 안으로 구동시킴으로써 더 작은 변압기 볼륨과, 포화의 개시에서 더이상 시동을 증가시키지 않는, 히스테리시스 효과에 기인한 손실이 경계선 내에 일정하게 유지되도록 한다. 이러한 경우에, 본 발명은 변압기 온도가 도 10에서 보이는 손실 곡선 상의 최소의 범위로 조절되는 구조를 지향한다. 통상적인 온도가 80 - 100 ℃의 범위로 주어진다면(하기에서 더 상세하게 설명됨) 자기 유도는 단지 400 mT의 크기의 순으로 발생한다. 이것은 기술적으로 사용되지 않는 범위이기 때문에, 이러한 큰 자기 유도는 도 10에서 나타나지 않는다. 그러나, 이러한 실시예에 대한 포화의 중요성의 관점에서 도 12 및 도 13과 관련한 설명으로 참조가 이루어질 수 있다.

도 11은 시간(t)의 함수로서 1차 회로 전류의 통상적인 실제의 일시적인 프로파일을 도시한다. 스위칭 트랜지스터(T_Q)가 턴온된 후에, 이미 여러번 공지된 통상적인 상승이 있게 된다. 스위칭 트랜지스터(T_Q)는 1차 회로 전류 곡선 상의 최대값을 통과한 후, 다음에 특히 1차 회로 전류(I_W1)의 매우 급격한 강하의 방향으로 꺽임이 발생하는 위치에서 턴오프된다.

선택된 스위칭 시간(t_off)은, 점선에 의해 도시된 바와 같이, 1차 회로 전류(I_W1)가, 턴오프되지 않고, 재상승하는 시간이다. 전류 최대값에 해당하는, 선형 변압기 재충전 이상의 1차 회로 전류의 상승은, 2차 권선(W2)의 "풀(pull)" 전류가 방전 램프의 옴 저항의 급격한 강하에 어느정도 기인하는, 순방향 점화에 의하여 생성된다. 스위칭이 최소 전류로 수행되기 때문에, 이러한 스위칭 시간은 스위칭 트랜지스터 또는 트랜지스터(T_Q)의 스위칭 손실과 관련하여 최적이다.

도 12에서, 1차 회로 전류(I_W1)는 기저 영역에 도시되어 있고; 2차 회로 전류(I_W2)는 상부 영역에 도시되어 있다. 이러한 경우에 전류 0 위치는, 곡선들을 더 효과적으로 나타내기 위하여, 상호간에 적절하게 배치한다. 도 12의 1차 회로 전류(I_W1)와 2차 회로 전류(I_W2)의 펄스를 큰 축척으로 도시하는, 도 13의 도면에 일치하는 설명이 적용된다. 도 13은 시간(t_off) 후에 1차 회로 전류(I_W1)의 급격한 강하를 도시한다. 동시에 리턴 진동(return oscillation)이 변압기(T)의 2차측에서 시작하고, 특히 본 발명의 역방향 점화로, 2차 회로 전류(I_W2)의 반대 극성 펄스를 야기한다. 매우 강하고 짧은 역방향 점화 펄스가 다소 긴 기간(기본적으로 t_on과 t_off사이)으로 연장되는 순방향 점화와 따라서 2차 회로 전류(I_W2)의 1차 펄스를 따르는 것이 뚜렷하게 나타난다. 이것은, 순방향 점화가 적어도 변압기(T)의 비-포화 위상에서 준비되거나, 또는 특히 t_on후에 전체로 흐르는 반면에 역방향 점화는 대체로 강하게 포화된 변압기(T)로 흐르는 것에 따라서, 본 발명의 메커니즘과 정확하게 일치한다.

도 13의 시간는 다른 접합에서 언급된 바와 같이, 2차 전류가 역방향 점화 동안 자체 최대값의 20%에 도달하는 시간이다. 설명을 돕기 위해 역방향 점화의 초기 영역을 결정하는 이러한 시간에서, 본 실시예의 경우 변압기(T)의 마킹된 포화점이 있으며, 이는 이하에서 수적인 표현으로부터 알 수 있다.

더욱이, 도 13은 순방향 점화 단계의 2차 전류 곡선(I_W2)이 형상 및 일시적인 위치에서 1차 전류 곡선(I_W2)과 일치하는 것을 도시한다. 이는 본 발명의 전형적인 (필요하지 않은) 효과이다. 실제로, 유도된 전류가 여기 전류의 시간 미분에 비례하기 때문에 변압기내에서 위상 시프트가 발생된다. 변압기(t)내에서의 유도 메커니즘으로 인해, 전류(I_W1)의 최대 기울기의 경우, 전류(I_W2)는 최대값을 나타내고 이후 다시 떨어져야만 한다. 하지만, 이는 도 13의 프로파일과 일치하지 않는다.이 경우, 1차 회로 전류 곡선(I_W1)의 상승 바로 이전의 2차 전류 펄스가 존재하지 않는다. 2차 회로 전류 곡선(I_W2)은 1차 회로 전류 곡선 펄스를 "따르지" 않는 것으로 관찰된다. 반대로: 전류(I_W2)는 I_W1과 동시에 상승된다.

특히, 램프(l)의 임피던스의 일시적인 행동은 2차 회로 전류 곡선(I_W2)의 일시적인 프로파일에 대해 계속적으로 중요하다. 초기 사전이온화 이후 그리고 전압이 2차 회로에 인가된 이후, 이러한 임피던스는 점차적으로 낮은 저항값을 가지게 되어, 2차 회로 전류(I_W2)가 1차 회로 전류(I_W1)의 감소되는 기울기에도 불구하고 추가로 상승되도록 한다. 유전성 임피디드 방전의 전형적인 효과인 램프(L)에서의 증가된 분극의 효과는 2차 회로 전류(I_W2)가 이후의 추가의 단계에서 다시 강하되도록 한다. 결과적으로, 1차 회로 전류(I_W1)에서의 느린 강하가 존재한다. 턴-오프 시간(t_off)에서, I_W2는 비교적 빠르게 강하되어 I_W1에 추가하여 0이 되는데, 이는 음의 전압 극성이 1차 회로 전류의 크게 반전된 시간 미분에 의해 2차 전류내에 유도되기 때문이다.

전볼륨으로, 전류(I_W1와 I_W2) 사이의 비교적 직접적인 통신은 변압기(T)와 램프(L)의 시간-의존 행동 사이에 상호작용을 야기한다. 이는 실질적으로 전력 변압기의 경우 전력 1차측과 2차측 사이의 위상 시프트로 인한 큰 전류 변조를 가질 것으로 예상되는 포화 효과를 방지한다. 그러므로, 변환 포화가 이러한 실시예에서는 역방향 점화 단계 동안에만 발생하고, 이는 1차 회로 전류(I_W1)를 소멸시킨다.

하지만, 본 발명은 이러한 실시예에만 관련되는 것은 아니다. 다른 형태의 전류 프로파일 및 포화 효과의 경우 또한 본 발명에 따른 메커니즘은 순방향 점화의 초기 단계의 경우에도 어떠한 포화도 그리고 이에 따라 인덕턴스내에서의 어떠한 감소도 1차 회로 전류(I_W1)가 작기 때문에 단독으로 발생되지 않도록 하는 정도로 순방향 점화 단계에도 적용된다.

더욱이, 구동시 차단된 에지의 급경사(braked edge steepness)가 역방향 점화에서는 바람직하지 않은 것으로 나타났다. 역방향 점화는 방전 구조에 대해 순방향 점화에 의해 영향을 받는 것으로 나타난다. 반대로, 포화 효과 및 그에 따른 가능한 한 일찍이 이러한 시간에서 발생되는 2차 전류내 인덕턴스의 감소에 대한 본 발명의 설명이 바람직하다. 그러므로, 2차 전류가 빠르게 스윙 백이 되고 역방향 점화 단계에서 큰 진폭을 가지도록 하는 것이 구현될 수 있다. 이미 설명된 바와 같이, 인덕턴스의 인가 또한 2차 회로내 임피던스의 감소를 초래하고, 이에 따라 원하는 바 대로 고레벨의 2차 회로 전류가 얻어진다.

플라이백 변환기와 순방향 변환기의 동작 원리 사이의 차이에 대해 언급된 종래 기술에 관한 설명을 참조하면, 전기 절연 때문에 추가의 플라이백 변환기 기능이 이러한 분야에서 다루어진 순방향 변압기의 경우 역방향 점화에 대해 확실하게 발생하는 것을 알 수 있다. 특히, 스윙 변압기(T_Q)가 스위치 오프된 이후, 도 12와 도 13에 도시된 갑작스런 1차 회로 전류 강하가 플라이백 변환기 원리에 따라2차측 상에 해당 유도된 전압 펄스를 야기하지만, 순방향 점화는 순방향 변환기 원리에 따라 발생된다.

해당 전류 프로파일 또한 도 3에 따른 회로로 푸쉬-풀 방식의 경우에 대해 도 14(1차 회로 전류(I_W1))와 도 15(2차 회로 전류(I_W2))에 도시된다. 도 12에 따른 전류 프로파일과 관련된 유일한 차이점은 순차적인 활성-전력 펄스 사이의 부호일 뿐이다. 결과적으로, 알칼리 이온 이동 효과(흑화 현상)는 순방향 및 역방향 점화 사이의 비대칭성에 의해 배제될 수 있다.

그 결과가 방전 램프(L)의 개선된 수명이다.

물론, 비록 불능 시간을 위해 일반적으로 우선되는 값이 설정될 지라도 반대되는 극성의 활성-전력 펄스 사이의 불능 시간이 완전히 대칭적일 수는 없다. 하지만, 원리적으로 선택적으로 짧거나 긴 불능 시간이 반대 극성의 반전-전력 펄스가 상호 직접적으로 따를 때, 즉 활성-전력 펄스를 함께 구성하고 불능 시간에 의해 분리되지 않는 포화점에서 고려된다.

이하의 기술적 설명은 다음의 실시예에서 유효하다: 최대 1차 회로 전류(I_W1)가 14A이고 턴-오프 시간(t_off)에서 10A이다. 이 경우 공급 전압은 24V이다. 저장 커패시터(C_Q)는 각각 5개의 병렬 연결된 10㎌ 다층 세라믹 커패시터이다. 스위칭 트랜지스터(T_Q)는 인피니언 악티엔게젤샤프트로부터 입수할 수 있는 BUZ104S이다. 변압기는 1차측에 대해 단위 길이당 2회의 권선수, 2차측에 대해서는 단위 길이당 140회의 권선수 및 3.5㎝이 자기 경로 길이를 가진 R 14, N87 코어를 가진2개의 환형 코어 변압기를 사용하고, 이에 따라 역방향 점화 동안 2차 전류 I_{W2 max}= 0.57A와 관련하여 2 280A/m의 최대 자기장 강도 H_max를 생성한다. 이는 역방향 점화의 초기 단계에서 즉, 2차 전류(I_W2)가 최대 전류 I_{W2 max}의 20%에 도달하는 시간에서 자기 유도에 대해 B(t_R)=368mT이다. 비교하면: EPCOS AG로부터 입수할 수 있는 코어 재료 N87의 포화 자화율 J_S는 대략 374mT와 관련하여 대략 100℃에서 포화된다.

도 3, 도 14 및 도 15에 따라 양극성의 경우 I_W1(t_out) = 6A, I_{W2 max}= 0.66A, H_max= 2 640A/m일 때, 유도 자기장 B (t_R)는 역방향 점화의 초기 단계에서 즉, 시간(t_R)에서 369mT의 값을 가진다. 그러므로 코어의 포화는 2차 회로 전류(I_W2)의 신호에서의 변화 이후 잠깐 제공된다.

두 경우 모두, 변압기 온도는 대략 90℃(80℃ 내지 100℃)이고, 이에 따라 손실과 관련하여 바람직한 범위를 가진다. 코어 볼륨은 (두 개의 변압기로 나누어진) 모두의 경우 860mm³이였고, 대략 2W의 전체 자기 손실을 나타내었다. 이에 따라 밸러스트에 대한 비정상적으로 작은 전체 크기와 관련하여 매우 우수한 효율값이 달성될 수 있다. 이 경우, 21.5W의 램프 전력과 관련하여 변압기의 크기에서의 급격한 감소에 의해 매치박스의 크기로 밸러스트의 크기가 감소되는 것이 가능하고, 밸러스트 내부에 개별 엘리먼트를 패킹하는 것과 관련하여 추가의 최적 측정값으로 인한 추가의 볼륨 감소도 예상할 수 있다.

본 실시예에서 사용된 방전 램프(L)는 두 개의 내부 전극을 가진 튜브형 무성 형광 램프이다. 램프의 길이는 29㎝이고, 0.6mm의 벽두께에 대해 10mm의 외부 직경을 가진다. 충전제는 170mbar의 Xe으로 구성된다.

이상의 수적인 값을 사용하여, 당업자라면 이하의 추정치가 얻어지는 것을 알 수 있을 것이다: (변압기당, 1W가 대략 80K/W의 열적 저항을 가진 대략 100℃를 야기하는 경우) 대략 20W의 시스템 제어 및 2W의 허용 전력 손실을 가진다고 할 때, 2 325kW/m³의 자기 제한 손실은 상기 코어의 경우 430mm³의 변압기당 볼륨을 가져올 것이다. 500ns의 주위의 펄스 폭 및 1MHz의 예상 주파수가 주어질 때, 70mT의 최대 변조는 이 경우 연속 사인파 동작(여기서는 설명되지 않음)을 야기한다. 만일 1:10의 마크-대-스페이스(mark-to-space)의 비율이 펄스화 동작 방법과 관련하여 예상된다면, 이러한 값은 물론 증가되는데, 그 이유는 펄스당 손실이 시간이 경과함에 따라 평균화되어야 하기 때문이다. 코어가 열을 견딘다고 가정하고 선형 외삽이 가능하다고 가정하면(실제로, 손실이 변조에 대해 선형적인 것보다 빠르게 상승함), 대략 170mT의 변조는 이 경우 최대 절대값이 된다. 그러므로, 이러한 통상적인 예측은 이상의 변조를 통해 완전히 깨어진다.

Claims (20)

1. 전원공급된 1차 회로(P), 방전 램프(L)를 포함하는 2차 회로(S), 및 상기 1차 회로(P)를 2차 회로(S)에 연결시키는 변압기(T)를 가지는 밸러스트를 사용하며, 전압 펄스가 순방향 변압기 원리를 이용하여 변압기(T)를 통해 상기 1차 회로(P)로부터 2차 회로(S)에 인가되어, 점화에 영향을 미치는 방전 램프(L)에 걸리는 외부 전압(U_L) 및 방전 램프(L)에서의 내부 역분극을 유도하는, 적어도 하나의 전극 및 방전 매체 사이의 유전층을 갖는 방전램프(L)를 동작시키는 방법에 있어서,

   상기 전압 펄스의 인가 후에, 상기 2차 회로(S)는 반파를 발생하며, 그것에 의해 방전 램프(L)에 걸리는 외부 전압(U_L)에 영향을 미치는 전하가 상기 방전 램프(L)로부터 제거되고, 상기 방전 램프(L)는 잔류 내부 역분극에 의해 역방향 점화를 실행하며,

   변압기(T)를 통과하는 전류(I_W1, I_W2)의 일시적 변화를 제어하는 인덕턴스(L_W1, L_W2)는 변경된 인덕턴스(L_W1, L_W2)가 역방향 점화 단계의 적어도 일부에서보다 순방향 점화를 유도하는 전압 펄스의 인가의 초기 상태에서 더 크게 되도록 순방향 및 역방향 점화를 포함하는 주기내에서 일시적으로 변화되며, 상기 전하는 순방향 및 역방향 점화가 수행된 후에 방전 램프(L)로부터 제거되는 방전 램프 동작 방법.
2. 제 1항에 있어서, 상기 1차 회로 인덕턴스(L_W1)는 일시적으로 변화하는 방법으로 인덕터를 스위칭함으로써 변화되는 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 변압기(T)는 포화 모드에서 사용되며, 상기 인덕턴스(L_W1, L_W2)의 변화는 상기 변압기(T)의 코어의 상대 투자율의 변화를 적어도 부분적으로 초래하는 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
4. 제 1항 내지 제 3항중 어느 한 항에 있어서, 상기 2차 회로(S)는 외부 전압(U_L)에 의한 순방향 점화후에 공진 회로로서 절연되는 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
5. 제 1항 내지 제 4항중 어느 한 항에 있어서, 상기 역방향 점화 단계 동안에는 어떠한 1차 회로 전류(I_W2)도 흐르지 않는 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
6. 제 1항 내지 제 5항중 어느 한 항에 있어서, 외부 전압(U_L)에 의한 순방향 점화 후에, 상기 변압기(T)를 통해 흐르는 1차 회로 전류(I_W1)는 상기 1차 회로 전류(I_W1)가 순방향 점화후에 최소를 나타내는 순간에 차단되는 것을 특징으로 하는방전 램프 동작 방법.
7. 제 1항 내지 제 6항중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차 회로(P)는 프리휠링 다이오드를 갖는 MOSFET 스위치(T_Q)를 통해 클록되는 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
8. 제 1항 내지 제 7항중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차 회로 인덕턴스(L_W1)는 순방향 점화를 유도하는 전압 펄스의 시작시에, 상기 2차 회로(S)에서 그 최소값보다 적어도 3배만큼 크게(L_W1(t_on)) 되도록 변화되는 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
9. 제 1항 내지 제 8항중 어느 한 항에 있어서, 2차 전류(I_W2)가 역방향 점화 동안에 최대값(I_W2max)의 20%에 이르는 역방향 점화 동안의 순간(t_R)에서의 자기 유도(B(t_R))는 상기 변압기(T)의 자기 포화 유도(J_S)의 70%인 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
10. 제 9항에 있어서, 상기 포화 유도(J_S)는 적어도 350mT인 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
11. 제 1항 내지 제 10항중 어느 한 항에 있어서, 역방향 점화에서 상기 2차 전류(I_W2)의 절반값 폭은 800ns보다 작은 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
12. 제 1항 내지 제 11항중 어느 한 항에 있어서, 상기 변압기(T)는 공기갭 없는 코어를 갖는 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
13. 제 12항에 있어서, 상기 변압기(T)의 코어는 EPCOS AG사의 N87 재료를 포함하는 MnZn 페라이트 재료로 이루어지는 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
14. 제 1항 내지 제 13항중 어느 한 항에 있어서, 순방향 점화를 유도하는 전압 펄스의 인가는 푸시-풀 방식을 이용하는 쌍극 교번 방식으로 수행되는 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
15. 제 1항 내지 제 14항중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차 회로(P)는 저장 커패시터로서 세라믹 다층 커패시터(C_Q)를 갖는 소스(Q)로부터 전력이 공급되는 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
16. 제 1항 내지 제 15항중 어느 한 항에 있어서, 상기 변압기(T)의 중앙 탭은기준 전위로서 상기 2차 회로(S)에 사용되는 것을 특징으로 하는 방전 램프 동작 방법.
17. 적어도 하나의 전극과 방전 램프 사이의 유전층을 가지며 전원 공급된 1차 회로(P), 방전 램프(L)가 스위칭되는 2차 회로(S), 및 상기 1차 회로(P)를 상기 2차 회로(S)에 연결시키는 변압기(T)를 갖는 밸러스트를 갖는 방전 램프(L)를 구비한 조명 시스템에 있어서,

    상기 조명 시스템은 제 1항 내지 제 16항중 어느 한 항에 따른 동작 방법을 위해 설계되는 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
18. 제 17항에 있어서, 상기 밸러스트와 상기 방전 램프(L) 사이의 전기선의 길이는 최대 10cm인 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
19. 제 18항에 있어서, 상기 밸러스트는 상기 방전 램프(L)의 베이스 하우징내에 제공되는 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
20. 전원공급된 1차 회로(P), 방전 램프(L)를 위한 2차 회로(S), 및 상기 1차 회로(P)를 상기 2차 회로(S)에 연결시키는 변압기(T)를 가지며, 적어도 하나의 전극 및 방전 매체 사이의 유전층을 구비한 방전 램프(L)용 밸러스트에 있어서,

    상기 밸러스트는 제 1항 내지 제 16항중 어느 한 항에 따른 동작 방법을 위해 설계되는 것을 특징으로 하는 방전 램프용 밸러스트.