HU225658B1 - Operation method for a silent discharge lamp, lighting system and ignition circuit - Google Patents
Operation method for a silent discharge lamp, lighting system and ignition circuit Download PDFInfo
- Publication number
- HU225658B1 HU225658B1 HU0201104A HUP0201104A HU225658B1 HU 225658 B1 HU225658 B1 HU 225658B1 HU 0201104 A HU0201104 A HU 0201104A HU P0201104 A HUP0201104 A HU P0201104A HU 225658 B1 HU225658 B1 HU 225658B1
- Authority
- HU
- Hungary
- Prior art keywords
- circuit
- transformer
- ignition
- discharge lamp
- primary
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 34
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 23
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 8
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 7
- 238000003860 storage Methods 0.000 claims description 7
- 238000011017 operating method Methods 0.000 claims description 6
- 230000010287 polarization Effects 0.000 claims description 4
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 claims description 3
- 230000035699 permeability Effects 0.000 claims description 3
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims 1
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 28
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 11
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 11
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 8
- 230000005389 magnetism Effects 0.000 description 8
- 239000000463 material Substances 0.000 description 6
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 6
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 description 5
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 5
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 5
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 5
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 4
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 4
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 4
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 3
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 3
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 230000005012 migration Effects 0.000 description 2
- 238000013508 migration Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 2
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 2
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 2
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 2
- MMOXZBCLCQITDF-UHFFFAOYSA-N N,N-diethyl-m-toluamide Chemical compound CCN(CC)C(=O)C1=CC=CC(C)=C1 MMOXZBCLCQITDF-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000003513 alkali Substances 0.000 description 1
- 239000002585 base Substances 0.000 description 1
- 230000008033 biological extinction Effects 0.000 description 1
- 239000003985 ceramic capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 238000001595 flow curve Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 230000008447 perception Effects 0.000 description 1
- 230000037452 priming Effects 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 230000008707 rearrangement Effects 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
- 238000000638 solvent extraction Methods 0.000 description 1
- 230000036962 time dependent Effects 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/24—Circuit arrangements in which the lamp is fed by high frequency ac, or with separate oscillator frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
- H05B41/2806—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without electrodes in the vessel, e.g. surface discharge lamps, electrodeless discharge lamps
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Vessels And Coating Films For Discharge Lamps (AREA)
- Lasers (AREA)
Description
A leírás terjedelme 18 oldal (ezen belül 6 lap ábra)
1. ábra
HU 225 658 Β1
A találmány tárgya eljárás úgynevezett csendes kisülési lámpa üzemeltetésére. Ez alatt olyan típusú kisülési lámpát értünk, amelyben úgynevezett dielektromosan gátolt kisüléseket használnak fénykeltésre. A kisülések dielektromos gátlása a kisülési lámpa kisülőközege és az elektródák legalább egyike közé helyezett dielektromos réteggel történik. Csendes kisülési lámpák a technika jelenlegi szintjén általánosak, ezért részletes leírásukat mellőzzük.
A jelen találmány alapja az ugyanazon feltalálók által kifejlesztett üzemeltetési eljárás hatásos teljesítmény impulzusos betáplálására csendes kisülési lámpába. Itt utalunk a WO94/23442 szabadalmi leírásra, melynek tartalmára többször hivatkozunk. Az ott leírt üzemeltetési eljárás képezi az alábbiakban leírt találmány alapját. Lényeges mindenekelőtt, hogy az egyes, a kisülési lámpába hatásos teljesítményt betápláló Impulzusok közé lényegi hatásos teljesítménybetáplálás nélküli úgynevezett holtidőket iktatunk be, és a következő hatásos teljesítményt betápláló impulzusig eltelő holtidő hosszát úgy állítjuk be, hogy egy bizonyos típusú, a hivatkozott leírásban szereplő, különösen hatékony kisülés jöjjön létre. Ennek érdekében a holtidők nem lehetnek túl hosszúak, mert akkor a hatásos teljesítményimpulzus már szinte újbóli gyújtásnak tekinthető, és az egyes hatásos teljesitményimpulzusok közötti összefüggés hiánya rossz hatékonysághoz, elégtelen lámpateljesítményhez és rossz időbeli és térbeli stabilitáshoz vezet. Másrészt, ha a hatásos teljesítményimpulzusok közötti holtidőket túl rövidre vesszük, fonalszerű kisülések jönnek létre, melyek rossz hatékonysággal és emellett rossz időbeli és térbeli stabilitással rendelkeznek.
A feltalálók egy, már korábban bejelentett találmányukban üzemeltetési eljárást és gyújtóáramkört javasoltak csendes kisülési lámpához, amellyel a bemutatott WO94/23442 szerinti impulzusos üzemeltetési eljárás előnyösen megvalósítható. A hozzá tartozó 198 39 329.6 aktaszámú szabadalmi bejelentés a jelen találmány bejelentésének napjáig még nem került nyilvánosságra, de az alábbiakban leírt találmány technológiai alapját képezi. Ezért ezen második bejelentés teljes tartalmára is hivatkozunk.
A bejelentésben javasolták a nyitóüzemű feszültségátalakító elve alapján működő gyújtóáramkör használatát, melynél a primer áramkörből transzformátoron keresztül feszültségimpulzust indukálunk a kisülési lámpát tartalmazó szekunder áramkörbe, amely a kisülési lámpa gyújtásához (a továbbiakban előregyújtás) vezet. Az üzemeltetési eljárás olyan, hogy a kisülési lámpa előregyújtása után rezgés jön létre a szekunder áramkörben, melynek hatására a kisülési lámpán lévő, az előbbiekben az előregyújtást okozó külső feszültséget létrehozó töltés a kisülési lámpáról távozik. Ekkor a kisülési lámpában maradt ellen polarizáció visszagyújtást hozhat létre. Ezen alapelv részleteit az idézett bejelentés tartalmazza.
Szintén az idézett bejelentésben szerepel az az előnyös eset, amikor az előregyújtás és visszagyújtás közötti időkülönbség olyan csekély, hogy az impulzusos üzemeltetési eljárás szempontjából nem számít holtidőnek. A fent említett holtidők tehát az egyes visszagyújtások és a rájuk következő előregyújtások között lépnek fel, de az előregyújtások és a rájuk következő visszagyújtások között nem. A továbbiakban is ebből fogunk kiindulni. A második idézett bejelentésben leírt üzemeltetési eljárást azzal a céllal fejlesztették ki, hogy kedvező kompromisszumot étjenek el a teljesítményhatékonyság, a kapcsolódó gyújtóáramkör szerkezeti térfogata és súlya, valamint az előállítási költség, élettartam és meghibásodási gyakoriság tekintetében.
A jelen találmány célja a leírt, a nyitóüzemű feszültségátalakitó elvén működő üzemeltetési eljárás további javítása. Különösen fontos, hogy kis szerkezeti térfogat és súly és magas hatásfok mellett a lehető legnagyobb legyen a lámpa teljesítménye.
A találmány szerinti üzemeltetési eljárás során, az
1. igénypontnak megfelelően a transzformátoron átfolyó áram időbeli változását meghatározó induktivitást az egy előregyújtást és egy visszagyújtást tartalmazó időintervallumon belül időben úgy változtatjuk, hogy a megváltozott induktivitás az előregyújtásért felelős feszültségimpulzus betáplálásának kezdőszakaszában jelentősen nagyobb legyen, mint a visszagyújtási szakasz legalább egy részében, amikor az előregyújtás után a töltést eltávolítjuk a kisülési lámpáról, és bekövetkezik a visszagyújtás.
Szintén a találmány tárgyi körébe tartozik az üzemeltetési eljárást megvalósító gyújtóáramkör és a gyújtóáramkörből és egy csendes kisülési lámpából képzett világítási rendszer.
A következő felismerésekből indulhatunk ki: a csendes kisülés fizikai természete és így hatékonysága szempontjából a kisülési lámpára kapcsolt külső feszültség időbeli lefolyása nagy jelentőséggel bír. Mint kiderült, különösen fontos, hogy az impulzusos üzemeltetési eljárás során nem előnyös túlságosan hosszú impulzusokat használni a gyújtáshoz. Az impulzusos üzemeltetési eljárás magas hatékonysága sokkal inkább arra épül, hogy egy viszonylag rövid hasznos teljesítményt betápláló impulzus után holtidő következik. Ennek megfelelően a lámpára adott feszültségimpulzusnak és ebből következően a transzformátorra adott primeráramimpulzusnak is viszonylag rövidnek kell lennie.
A visszagyújtás annál hatékonyabban és teljesebben használja fel a szekunder áramkörben tárolt energiát, minél gyorsabban átlendül a szekunder áramkör a visszagyújtáshoz vezető részlengés és visszagyújtás alatt, azaz a belső ellenpolarizáció következtében létrejövő gyújtás után. Kívánatos tehát, hogy a szekunder áramkör sajátfrekvenciája, illetve gyorsasága minél nagyobb legyen. A gyorsaság szempontjából meghatározó szerepet játszik a szekunder áramkörben a transzformátor formájában jelen lévő induktivitás.
Másrészt viszont kiderült, hogy az előregyújtást létrehozó impulzus elején túl meredeken emelkedő feszültség, azaz a primer áramkörbeli áram túl meredek emelkedése is kedvezőtlenül befolyásolja az előregyújtáskor létrejövő kisülést. Nyilvánvaló, hogy a kisülés2
HU 225 658 Β1 nek még az elektromos tér felépülésekor időt kell hagyni az impulzusos üzemeltetési eljárás által lehetővé tett kisülési szerkezetek optimális formájának kialakítására. A transzformátor túl kicsi induktivitása előnytelenül meredek emelkedést okozhat. Ekkor a kisülés hatásfoka ismét romolhat. Ha a primer áramkör elegendően magas induktivitása biztosítja, hogy az előregyújtás alapformája nagyon jó hatásfokú legyen, akkor ezen a tényen a későbbiekben a primer áramköri áram, illetve a szekunder áramköri feszültségnövekedés gyorsasága sem változtat már alapvetően. Ekkor ugyanis a legutóbbi visszagyújtásból visszamaradt maradék ionizációt a felépülő elektromos terek a következő gyújtásra megfelelően előkészítik.
Mindazonáltal a primer és a szekunder áramkörökben a transzformátor által meghatározott induktivitások nem választhatók meg egymástól teljesen függetlenül. Ezért a találmány szerint a transzformátoron átfolyó áramok számára mértékadó induktivitások közül legalább az egyik időben változtathatóan van kiképezve. Ennek során főként az előregyújtás előkészítése közben, tehát a primer áram növekedésének kezdőszakaszában a primer áramkörben az induktivitásnak nem szabad túl kicsinek lennie. Másrészt a szekunder áramkörben lévő induktivitásnak a visszagyújtás előkészítéséből és magából a visszagyújtásból álló visszagyűjtési szakasz legalább egy részében viszonylag kicsinek kell lennie. Hogy pontosan mikor történjen meg az induktivitások időbeli megváltoztatása, az a találmány alapdefiníciójában nincs pontosan rögzítve. Ebben a tekintetben a találmány nem minden kivitele ad teljes szabadságot.
Az induktivitások időbeli megváltoztatása történhet további induktivitás időben változtatható hozzákapcsolásával. További induktivitás párhuzamos hozzákapcsolásával a transzformátor adott induktivitása csökkenthető, soros kapcsolással növelhető. Ez elméletileg a primer áramkörben és/vagy a szekunder áramkörben is megtehető. Kivitelezés szempontjából egyszerűbb a primer áramkör megfelelő kapcsolása. Kapcsolóelemként itt is ugyanúgy használhatók tranzisztorkapcsolók, mint ahogy az a primer áramkörben az idézett második bejelentés szerint az ütemezésnél van. Ezen tranzisztorkapcsolók vezérlése történhet a primer áramköri áram ütemezésénél használt vezérlőberendezéssel szinkrónban, vagy ugyanazzal a vezérlőberendezéssel is, miközben a kapcsolási időpontok elméletileg szabadon választhatók.
A találmány egy különösen előnyös vonatkozása az induktivitás bizonyos fokig önállóan változó értelmezése, ahol a transzformátort a teljesítményátvivőknél általánosan megszokott kivezérléseken túlmenő telítési üzemmódban használjuk. Ez azt jelenti, hogy a transzformátor előnyös módon úgy van kiképezve, hogy bizonyos üzemszakaszokban nemcsak „megtűrjük, hogy kivezérlésének határán éppen átcsúszik telítésbe, hanem kivezérlésének egy jelentős része a telítési tartományban fekszik. A maganyag relatív permeabilitásának a transzformátormag telítésekor bekövetkező jelentős csökkenése a telítési tartományban a transzformátor induktivitásának jelentős csökkenését okozza.
Ezen túlmenően a feltalálók kísérletei közben kiderült, hogy a gyújtóáramkör adott mérete mellett a további teljesítménynövelés során a transzformátorveszteségek lényeges problémát jelentenek. Ez a gyakorlatban azt eredményezi, hogy a transzformátorban a termikus veszteségek egy bizonyos teljesítmény felett megengedhetetlen hatásfokromláshoz és termikus instabilitáshoz vezetnek.
Arra a problémára, hogy a transzformátorveszteségek nagyobb kivezérléssel együtt növekszenek, a hagyományos mérnöki megoldás a transzformátor megnagyobbítása lenne, hogy a kivezérlés csökkenthető legyen. A teljesítményátvitelnél ugyanis érvényes az az általános ökölszabály, hogy a maganyagok nagyobb kivezérlései 150 mT felett kerülendők a veszteségek kordában tartása érdekében. A maganyagokban fellépő térfogatfüggő mágneses veszteségek ugyanis a kivezérlés növelésével igen erősen megnőnek. Egyébként a frekvenciától is függnek, de ez a mi esetünkben nem érdekes. Az általában alkalmazott ferritanyagok esetében 150 mT-nál még távol vagyunk a telítési tartománytól, amint az a kiviteli példákhoz mellékelt kvantitatív ábrákon látszik.
A találmány itt éppen az ellenkező módon oldja meg a problémát, kiderült ugyanis, hogy egy viszonylag kis transzformátor igen intenzív kivezérlésekor a transzformátorveszteségek teljességgel kézben tarthatók. Végül is a transzformátorveszteségek lényegében a transzformátormag hiszterézistartományában lépnek fel. A transzformátor egy bizonyos, a telítési tartományba érő kivezérlésétől kezdve ezek a hiszterézisveszteségek már gyakorlatilag nem növekednek. Másrészt a transzformátor nagyon erős kivezérlése miatt megfelelően kis térfogatú transzformátor használható. Bár ilyenkor a transzformátorveszteségek a magtérfogatra nézve magasak, a kis magtérfogat miatt azonban abszolút nagyságukban nem túl nagyok. Összességében kiderült, hogy a kisülés hatékonyságának további növelésével együtt elérhető a hatásfok növelése, és emellett a gyújtóáramkör szerkezeti térfogata és súlya, amit lényegében a transzformátor határoz meg, jelentősen csökkenthető.
Itt fontos megjegyezni, hogy a leírásban bemutatott kiviteli példák és az igénypontok természetesen ugyanilyen módon vonatkoznak egy helyett kettő vagy több transzformátor használatára is. Ez műszakilag csak a transzformátor felosztását jelenti, és nem jelent elvi változtatást.
A transzformátor kivezérlése ekkor a transzformátormagban jelen lévő mágneses tér által adott. Telítés így mindenekelőtt a visszagyújtási szakasz során lép fel, mert ekkor viszonylag nagy szekunder áramok folyhatnak anélkül, hogy ezeket megfelelően nagy primer áramok kísérnék. A visszagyújtás közben elegendően nagy szekunder áramok esetén különösen a visszagyújtás kezdetekor már telítés lép fel, így a szekunder áramkör a lecsökkent sajátfrekvencia következtében gyorsan és határozottan átlendülhet. Az előregyújtási szakasz során egyidejűleg nagyobb primer és szekunder áramok lépnek fel. A szekunder áramok olyan irá3
HU 225 658 Β1 nyúak, hogy a mágneses indukció őket létrehozó növekedését gyengítsék, azaz a mágneses indukció növekedését megfelelő ellentérrel részben kompenzálják. Ezért a találmány nem rögzíti, hogy az előregyújtási szakaszban bekövetkezik-e a transzformátor telítése. Ez a szekunder áramkörben lévő terhelés megfelelően nagy ohmos impedanciája és ennek megfelelő kis szekunder áramok, azaz csekély kompenzációs hatás esetén minden további nélkül megtörténhet. A találmány szempontjából azonban nem szükséges. A telítési hatás mindenesetre nem fog jelentkezni az előregyújtási szakasz legelején, mert ott a primer áramok maguk is elég kicsik. Ezt szemléltetik a kiviteli példákhoz mellékelt áramlefolyási görbék.
A transzformátor induktivitásának már említett csökkenése a szekunder áramkörben és a szekunder áramkör ezáltal megnövekedett sebessége egy további kívánatos hatást hozhat létre. A transzformátor induktivitása nemcsak a szekunder áramkörbeli töltésátrendeződés sebességét határozza meg, hanem a lényegében a kisülési lámpa által meghatározott szekunder áramköri kapacitással és a szekunder áramkör ohmos ellenállásaival együtt a szekunder áramkör impedanciája szempontjából is jelentős. Sok esetben a transzformátor induktivitása játssza a meghatározó szerepet. A transzformátor induktivitásának csökkenése a szekunder áramkörben tehát jelentős impedanciacsökkenést okoz, és ezzel a visszagyújtás közben viszonylag nagy lámpaáramok lehetőségét teremti meg.
Az idézett bejelentéssel kapcsolatban megjegyezzük, hogy az itt leírt találmány szerint is cél a visszagyújtás segítségével a transzformátor maradó mágnesességének megszüntetése. Ez azzal volt indokolható, hogy a transzformátor maradó mágnesességének megszüntetése nélkül tartani kellene a transzformátor telítésétől. Ez azonban olyan esetre vonatkozott, melyben bizonyos energiamennyiségek tartósan megmaradnak a szekunder áramkörben (mégpedig a maradó mágnesességnek megfelelően), illetve a primer és szekunder áramkör között ide-oda tolódnak anélkül, hogy a kisülési lámpában átalakítódnának. Ezek az energiamennyiségek ugyan teljesítményként jelentkeznek a gyújtóáramkörben, így ezt ennek megfelelően kell kialakítani, mégsem növelik a lámpa teljesítményét. Ezért lehetőség szerint kerülendők. A transzformátor jelen találmány keretein belül megvalósított telítése azonban egy minden munkaciklusban újra felépített telítésre vonatkozik, azaz olyan energiákkal, illetve teljesítményekkel van összefüggésben, melyek a primer áramkörből a szekunder áramkörbe és végül a kisülési lámpába szállítódnak. Ebben az esetben a telítettségi állapot önmagában tehát nem hátrányos, amint azt fentebb már kifejtettük.
Ennél a találmánynál is előnyös, ha a szekunder áramkört galvanikus elválasztással az előregyújtás után rezgőkörként elszigeteljük a primer áramkörtől. Itt előnyös, ha a transzformátor primer oldalát az előregyújtás után felnyitjuk, tehát teljesen kikapcsoljuk a primer áramot. Egyébként a rezgőkör-tulajdonságoktól függetlenül előnyös vonása a találmánynak, hogy visszagyújtás közben a primer áram gyakorlatilag nulla. Itt utalunk a találmány kiviteli példáihoz mellékelt, a transzformátor telítési állapotait bemutató ábrákra.
Előnyös módon a primer áram kikapcsolására a primer oldalt a nyitóüzemű feszültségátalakító elve szerint bekövetkezett előregyújtás után felnyitó kapcsoló, különösen tranzisztorkapcsoló szolgál. A gyújtóáramkör és a világítási rendszer tekintetében így a találmány ezen kapcsoló- és vezérlőberendezésének kiképzése által tűnik ki, úgymint a transzformátor kiképzése, illetve valamilyen más, az induktivitások időbeli változását megvalósító berendezés által.
A primer áram megszakítására legalkalmasabb időpillanatok a találmány szerint abban a szakaszban vannak, amikor a primer áram minimumra csökkenne, ha a megszakítás elmaradna. Ha ugyanis az előregyújtás után a primer áramkör zárt maradna, úgy a primer áram az előregyújtás keretében lévő maximum, az előregyújtás kialvása, a kisülési lámpa ohmos ellenállásának ezzel járó erős növekedése és az áram megfelelő csökkenése után köztes minimumpontra jutna. Ezután a primer áram a transzformátor tulajdonságainak megfelelően időben ismét emelkedne. Ez a minimum előnyös kapcsolási időpont, mert a minimális primer áram miatt a kapcsolótranzísztorban fellépő kapcsolási veszteségek minimálisak lesznek.
Kapcsolóként egyébként különösen alkalmas MOSFET-diódával kombinálva. Ezzel előnyös módon a tulajdonképpeni primer áram a primer áramkörben lemágnesező áramok (a transzformátor lemágnesezéséhez) folynak, és például a primer áramkör teljesítményellátásának tárolókondezátorát töltik fel. Ezzel a primer áramkör és szekunder áramkör galvanikus elválasztása ellenére egy - megfelelő biztonsági előnyökkel bíró - lemágnesezőberendezést kapunk.
A találmány előnyös kiviteli formái az induktivitás időbeli változásával kapcsolatos előnyös mennyiségi korlátozásokat tartalmaznak. Az első ilyen változó mennyiség a primer körbeli transzformátorinduktivitás, amely előnyös módon az előregyújtáshoz vezető feszültségimpulzus elején, azaz kis, nagyon kis áramok esetében legalább háromszor akkora, előnyös módon legalább ötször akkora, és különösen előnyös esetben legalább tízszer akkora, mint a visszagyújtási szakasz legalább egy részén. Ennek megfelelően előregyújtáskor a telítési hatás a primer áram első megnövekedésének időpontjáig, a primer áramköri induktivitás változása legalább 3-szoros, illetve 5-szörös, illetve 10-szeres. Természetesen hasonlóak vonatkoznak az időbeli induktivitásváltozás korábbiakban említett kapcsolástechnikai megvalósítására is (telítésben üzemeltetés nélkül is).
A második mennyiségi változó kizárólag a telítés esetére vonatkozik, és a transzformátorban jelen lévő mágneses indukcióra, illetve fluxussűrűségre (B mező) szab korlátokat. Itt a mágneses indukciónak már a visszagyújtás kezdeti szakaszában, abban az időpontban, amikor a szekunder áram elérte visszagyújtásbeli maximumának 20%-át, a transzformátor úgynevezett mágneses telítési indukciójának legalább 70%-át el kell
HU 225 658 Β1 érnie. Itt a telítési indukció 80%-a, jobb esetben 90%-a, legjobb esetben 95%-a feletti értékek kedvezők.
A mágneses telítési indukció a transzformátormag műszaki jellemzője, és például a transzformátorgyártók szokták megadni. Értéke a mágnesezési görbe, azaz a mágneses indukciót a mágneses mező függvényében ábrázoló grafikon telítési szakaszán felvett érintő és az indukciótengely, azaz a nulla mező (H=0) metszéspontjából kapható. Fizikai értelmezése tehát a mag telítésével elérhető mágnesezettség külső mező hozzájárulása nélkül.
A találmány szerint előnyös maganyagokra a telítési indukció értéke előnyös módon legalább 350 mT, amiből látható, hogy a transzformátor előnyös esetben messze a fentebb említett 150 mT felett van kivezérelve.
A szekunder áramkör találmány szerinti módszerekkel elért gyorsasága a szekunder áram félértékszélességében nyilvánul meg, ami a visszagyűjtés során előnyös módon 800 ns-nál kevesebb.
A transzformátormag előnyös módon zárt, tehát nem rendelkezik légréssel (azaz elenyészően kis légréssel többrészes magok vagy gyűrűs vasmag esetén) és előnyös módon Mn-Zn-ferrit anyagból készülhet, ahol az EPCOS AG N87 jelű anyaga, illetve más gyártó ezzel egyenértékű anyaga alkalmazható. Ekkor a telítési indukció 370 és 375 mT körül van.
A találmány szerinti üzemeltetési eljárás ellenütemű eljárásként lehet megvalósítva, ahol az előregyújtáshoz vezető feszültségimpulzusok bipolárisan váltakozva követik egymást. Egypólusú eljárás esetében mindig azonos irányítású feszültségbetáplálás történik, melyeknél természetesen az előregyújtás és a visszagyűjtés a kisülési lámpában ennek ellenére ellentétes irányú. A bipoláris ellenütemű eljárás mégis előnyösebb a kisülési lámpákban alapvetően elkerülhetetlen alkáliion-vándorlás (feketedést hatás) szempontjából. Szimmetrikusan váltakozó eljárás alkalmazásakor ez alapvetően nem vezethet a lámpa károsodásához. Itt azonban figyelembe kell venni, hogy már a visszagyűjtés találmány szerinti alkalmazása ezen problémák tekintetében jelentős javulást hoz. Mindazonáltal az előre- és visszagyújtás nem feltétlenül szimmetrikus, így az egypólusú esetben maradhatnak utóhatások.
További előnyös elektrotechnikai részletek egyrészt a primer áramkör teljesítményellátásában keramikus többrétegű tárolókondezátor alkalmazására vonatkoznak, ahogy ez a már idézett bejelentésben is ki van fejtve. Másrészt, ami szintén ott van kifejtve, előnyös módon a transzformátor szekunder tekercselésének középleágazását használjuk a szekunder áramkör földpotenciáljaként.
Amint azt már kifejtettük, a találmány nemcsak hatékonyságnövekedést tesz lehetővé, hanem nagyon kicsi és könnyű gyújtóáramkörrel viszonylag nagy lámpateljesítményeket. Ez bizonyos alkalmazások számára döntő jelentőségű, így ugyanis a gyújtóáramkört olyan helyekre lehet beépíteni, ahol csak kevés hely áll rendelkezésre. A találmány szerinti gyújtóáramkört csendes kisülési lámpával együtt be lehetne építeni például fénymásoló vagy lapolvasó mozgó részébe, így a hosszabb és ráadásul mozgó nagyfeszültségű vezetékek használata elkerülhető. Fennáll továbbá az ilyen gyújtóáramkör lámpaaljzatba építésének lehetősége is, így a kisülési lámpa beépített gyújtóáramkörrel együtt egységként gyártható és forgalmazható, és a felhasználó problémamentesen beépítheti például monitorba. Ekkor a találmány szerint a gyújtóáramkör és a kisülési lámpa közötti vezetékek legfeljebb 10 cm hosszúak lehetnek, még előnyösebb a maximum 5 cm hosszúság. Továbbá, mint említettük, előnyös a kisülési lámpa aljzatába való beépítés. Aljzaton általában egy közvetlenül a kisülési lámpához hozzáépített tokot értünk, amely az elektromos csatlakozásokat és a jelen találmány esetében a gyújtóáramkört is tartalmazza.
Az alábbiakban a találmányt néhány kiviteli példa segítségével részletezzük, de az egyes jellegzetességek más kombinációi is a találmány tárgykörébe tartoznak. Különösen arra hívjuk fel a figyelmet, hogy a találmány ugyanúgy vonatkozik eljárásra, mint berendezésre, és a teljes előzetes, illetve ezután következő leírás mindkét kategóriára értendő. Az ábrákon látható:
1. ábra: találmány szerinti világítási rendszer vázlatos blokk-kapcsolási rajza;
2. ábra: opcionális részlet az 1. ábrán látható blokk-kapcsolási rajzhoz;
3. ábra: egy másik, találmány szerinti világítási rendszer vázlatos blokk-kapcsolási rajza, második kiviteli példaként;
4. ábra: opcionális részlet a 3. ábrán látható blokk-kapcsolási rajzhoz;
5. ábra: találmány szerinti világítási rendszer vázlatos blokk-kapcsolási rajza, harmadik kiviteli példaként;
6. ábra: vázlatos jellefutási diagramok az 5. ábra kiviteli példájának üzeméről;
7. ábra: a tranzisztorok kapcsolásának vázlatos képe az 1. és 3. ábra kapcsolásaiban;
8. ábra: vázlatos diagram a hiszterézishatás szemléltetésére az 1. és 3. ábra kapcsolásainak transzformátormagjaiban;
9. ábra: a gyakorlatban használt transzformátormag-anyag valódi hiszterézisgörbéje a mágneses térerősség függvényében;
10. ábra: a transzformátormag-anyagban fellépő mágneses veszteségek hőmérsékletfüggését szemléltető diagram;
11. ábra: az 1. és 3. ábra kapcsolásaiban a primer áram jellegzetes időbeli lefutásának mérőgörbéje;
12. ábra: a primer áram és a szekunder áram lefutásának mérőgörbéje az 1. ábra szerinti kapcsolásban;
13. ábra: a 12. ábra egy kinagyított részlete;
14. és 15. ábra: a 12. ábrának megfelelően a primer áram és a szekunder áram időbeli lefolyása a 3. ábra kapcsolására.
Az 1. ábrán egy találmány szerinti világítási rendszer vázlatos blokk-kapcsolási rajza látható. Az ábrán Lp jelöli a dielektromosan akadályozott kisülésekre kialakított kisülési lámpát. Az Lp kisülési lámpa elvi he5
HU 225 658 Β1 lyettesítő kapcsolása látható a második idézett bejelentésben a 2. ábrán, és ott az ottani 3. és 4. ábrára vonatkozóan is külön ki van fejtve. A találmány szerinti üzemeltetési eljárás, világítási rendszer és gyújtóáramkör megértése szempontjából az Lp kisülési lámpa tényleges felépítése nem meghatározó.
Az Lp kisülési lámpa az Lp kisülési lámpa mellett a T transzformátor LW2 induktivitással rendelkező W2 szekunder tekercsét tartalmazó S szekunder áramkörbe van kapcsolva.
A T transzformátor LW1 induktivitással rendelkező W1 primer tekercse a P primer áramkörbe van kapcsolva, amelyet a Q teljesítményforrás lát el a T transzformátorhoz, illetve az Lp kisülési lámpához szükséges teljesítménnyel.
A Q teljesítményforrás és a W1 primer tekercs között húzódó ágak egyikében van a gyors TQ kapcsolótranzisztor. Ez egy, az SE vezérlőegység által kapcsolt, illetve irányított teljesítmény-MOSFET.
A W1 primer tekercsből és a TQ kapcsolótranzisztorból álló soros kapcsolással párhuzamosan van kapcsolva a Cq tárolókondenzátor. Ezt a CQ tárolókondezátort a Q teljesítményforrás tölti fel, lényegében a Q teljesltményforráshoz tartozik, és arra szolgál, hogy a TQ kapcsolótranzisztor állásától függően feszültséget adjon a W1 primer tekercsre. Itt keramikus többrétegű kondenzátorról van szó.
A nyitóüzemű feszültségátalakítónál először hagyományos módon áramot keltünk a W1 primer tekercsben, ahol a T transzformátor menetszámaránya úgy van kialakítva, hogy a W1 primer tekercsen keresztülfolyó áram a W2 szekunder tekercsben és ezzel az Lp kisülési lámpán gyújtófeszültséget hoz létre. Ha az SE vezérlőegység felnyitja a TQ kapcsolótranzisztort, akkor energia marad az S szekunder áramkörben legalább a T transzformátor maradék mágnesességének formájában.
Amint már a leírás bevezetőjében említettük, ennek a maradék mágnesességnek a lebontására hagyományosan lemágnesezőkapcsolásokat alkalmaznak, melyek például a T transzformátor egy harmadik tekercséből és egy ezzel a tekerccsel a W1 primer tekercsből és a TQ kapcsolótranzisztorból álló soros kapcsolással párhuzamosan kapcsolt diódából állhatnak. Egy ilyen lemágnesezőkapcsoláson keresztül a TQ kapcsolótranzisztor zárási szakaszában a T transzformátor maradék mágnesessége megszüntethető lenne.
Az 1. ábrából közvetlenül következik, hogy a P primer áramkör és az S szekunder áramkör egymástól teljes galvanikus elválasztással el van választva. Ez jelentős biztonsági előnnyel jár a szekunder áramkörben jelen levő magas feszültségeket nézve. További biztonsági előny érhető el, ha a W2 szekunder tekercs egy további (harmadik), az S szekunder áramkör földelt viszonyítási potenciáljaként használható középleágazással rendelkezik. Ha ezzel szemben az Lp kisülési lámpa elektródacsoportjaira rákapcsoljuk a W2 szekunder tekercsből jövő pozitív és negatív impulzusokat, akkor az Lp kisülési lámpán továbbra is a teljes indukciós feszültség jelen lesz, jóllehet a szekunder áramköri kapcsolásban csak a maximális feszültség fele jelentkezik biztonsági szempontból lényeges feszültségként.
Valójában itt T transzformátor két transzformátort jelöl.
Ez a technika jelentősen javítja az elektromágneses kompatibilitást is a szekunder áramkörből kilépő sugárzás tekintetében. Itt utalunk a DE 197 24 885.8-ra.
A 3. és 4. ábrán látható kapcsolási rajzok messzemenőkig megegyeznek az 1. és 2. ábrán láthatókkal, és a találmány ellenütemezés elvén való optimális megvalósítását mutatják be. Ezért a W1 primer tekercsből és az SE vezérlőegységgel összekapcsolt TQ kapcsolótranzisztorból álló áramköri ágak duplán vannak megvalósítva. Emellett a két primer tekercs tekercselési iránya ellentétes értelmű. Ezen két ág együttes üzemeltetésével ellentétes polaritású feszültségimpulzusok kelthetők az S szekunder áramkörben. A két SE vezérlőegységet természetesen összefoghatjuk, és ezek felváltva adnak impulzusokat a TQ kapcsolótranzisztoroknak.
A 4. ábra megvilágítja, hogy bipoláris esetben hogyan kell a tekercselési irányokat megválasztani a
2. ábra szerinti, a szekunder oldalon középleágazással rendelkező kivitelnél. Az 5. és 6. ábra a találmány egy alternatív megvalósítását ábrázolják, melynél a primer áramkör induktivitását periodikusan növeljük a W1 primer tekerccsel sorba kapcsolt további L induktivitás segítségével. Erre szolgál az L induktivitással párhuzamosan kapcsolt és azt vezető állapotában rövidre záró kapcsolóberendezés, mégpedig a T! MOSFET megfelelő SE! vezérlőegységgel. Ennek megfelelően az 1. és 3. ábrákról ismert TQ kapcsolótranzisztornak és SE vezérlőegységnek megfelelő elemek jelölése itt T! és SE2. A Cq tárolókondezátort az egyszerűség kedvéért elhagytuk.
A 6. ábrából következik, hogy a T! MOSFET SE! vezérlőegységgel történő, az SE2 vezérlőegység működéséhez hangolt megfelelő nyitásával és zárásával megfelelő effektív induktivitásnövekedés érhető el a primer áramkörben, például az impulzusok első 300 ns-ában. Ez a kiviteli példa annak a tisztázására szolgál, hogy a találmány nem csak a T transzformátor telítési üzemével valósítható meg. A következő leírás a további ábrák alapján azonban csak az 1-4. ábrákról ismert első két kiviteli példára vonatkozik.
A 7. ábra egy további részletet mutat, mégpedig az
1. és 3. ábra szerinti TQ kapcsolótranzisztorok egyikének bekötését. A teljesítmény-MOSFET a forrás (source) és nyelő (drain) kivezetése között úgynevezett szabadonfutó D diódát tartalmaz, ahol a polaritás úgy van megválasztva, hogy a szabadonfutó D dióda vezető állapotban, azaz ha primer áram folyik a TQ kapcsolótranzisztoron át, zár.
A szabadonfutó D dióda a TQ kapcsolótranzisztor zárt állapotában megengedi az energia visszaáramlását az S szekunder áramkörből a P primer áramkörbe fordított primer áram formájában, ami a CQ tárolókondenzátort feltölti. Ezzel lehetőség van a lemágnesezésre a P primer áramkör és az S szekunder áramkör közötti galvanikus elválasztás megtartása mellett.
A 8. ábra vázlatosan bemutatja a mágneses anyagok, azaz az 1. és 3. ábrán látható T transzformátor
HU 225 658 Β1 maganyagának tipikus hiszterézisviselkedését. A tekercsáram által meghatározott H mágneses térerősség egy bizonyos Js telítettségimágnesezettség-értékig növekvő J mágnesezettséget hoz létre a mágneses anyagban. A mágneses indukcióra (illetve fluxusra) a következő képlet adódik: B=poH+J.
A J mágnesezettség bizonyos hiszterézissel követi a H mágneses térerősséget, mert az anyagban az elemi mágneseknek be kell állniuk, illetve át kell rendeződniük. Az összes elemi mágnes beállásakor következik be a telítés, amint az a 8. ábráról világosan leolvasható. összességében a B mágneses indukció és a H mágneses térerősség közötti összefüggés ismert hiszterézisgörbéjét kapjuk. A 8. ábrán a hiszterézisgörbe μ0 meredekséggel rendelkező telített szakaszán berajzolt érintőegyenes B tengellyel vett metszéspontja tehát szintén a Js telítési mágnesezettség, illetve felfogható mágneses telítési indukcióként is. Jelentősége a következő, az itt felhasznált mágneses maganyag valódi hiszterézisgörbéjét ábrázoló 9. ábrából jobban érthető. A 8. ábrán ugyanis a fizikai összefüggések jobb felismerhetősége érdekében a μ0 meredekség túl nagynak van ábrázolva. Valójában a hiszterézisgörbe telített szakasza nagyon lapos.
A 9. ábrán a valódi hiszterézisgörbén (a transzformátor üzemeltetésekor viszonylag reális 100 °C hőmérsékleten) felismerhető, hogy a telítési indukció nagyságrendjébe és az a fölé eső mágneses indukciók csak a gyengébb kivezérlésekhez képest aránytalanul nagy H mágneses térerősségekkel hozhatók létre. Az itt felhasznált anyagnál (EPCOS N 87 légrés nélküli ami itt igen fontos - gyűrűs mag) a telítési hatások körülbelül 200-300 mT-tól már érzékelhetők. Valójában a hagyományos gyakorlat szerint már a 150 mT-t sem lépnék át. A továbbiakban még részletezett mennyiségi példákon látni fogjuk, hogy ezt a tartományt a találmánnyal jelentősen átlépjük.
A 8. és 9. ábrán látható telítési viselkedést a relatív permeabilitás térerősségfüggéseként μΓβ|(Β=μΓθιμ0Η) is felfoghatjuk, amely bizonyos mágneses térerősségek felett drasztikusan csökken. Ez a felfogás azonban a 8. és 9. ábráról ismert B(H) összefüggésen kívül nem hordoz további fizikai tartalmat.
Ezenfelül a 8. és 9. ábrákról ismert hiszterézisviselkedés a transzformátor melegedésében megnyilvánuló veszteségeket jelent a transzformátormagban. A 10. ábra szerint ezek a veszteségek szintén hőmérsékletfüggők, és a növekvő mágneses indukcióval (a görbék melletti paraméter) laposodó és egyre kisebb hőmérsékleteknél fekvő minimumot mutatnak. A Pv magveszteségeknek (ordináta) növekvő mágneses kivezérléssel járó, a 10. ábrán felismerhető erős növekedése, mint már kifejtettük, a szakértőt először gyengébb kivezérlés alkalmazására sarkallná a veszteségek minimalizálása érdekében. A találmány megmutatta, hogy a transzformátort határozottan a telítésbe vezérelve a veszteségek a transzformátor kis térfogata és a telítés beállta után a hiszterézishatás további fokozódásának elmaradása miatt igenis a megengedhető mértéken belül maradnak. Emellett a találmány egy olyan megvalósítást tűz ki célul, melynél a transzformátor hőmérséklete a veszteséggörbe 10. ábrán látható minimumának tartományában ingadozik. Nagyságrendileg körülbelül 400 mT mágneses indukció (lentebb részletezve) mellett a hőmérséklet jellemzően a 80-100 °C tartományban van. Ez a nagy mágneses indukció nem látható a 10. ábrán, mert a műszakilag egyébként nem használatos tartományban fekszik. A telítés jelentőségét ebben a kiviteli példában a 12. és 13. ábra is mutatja.
A 11. ábrán a primer áram jellegzetes időbeli lefutása látható a t idő függvényében. A TQ kapcsolótranzisztor bekapcsolása után először a jellegzetes emelkedés következik, amely már a többször is idézett bejelentésből ismert. Látható, hogy a TQ kapcsolótranzisztor a primeráram-görbe maximumának elérése után kikapcsol, mégpedig ott, ahol a töréspont van az ezután nagyon gyorsan csökkenő lWi primer áramban. A tki kapcsolási időpontként azt az időpontot választottuk, amelytől kezdve az IW1 primer áram görbéje, ha nem lenne kikapcsolva, ismét emelkedni kezdene, ezt a szaggatott vonal jelöli. Az a primer áramnak árammaximumával egybekötött, a lineáris transzformátorfeltöltésen túl való emelkedése valószínűleg az előregyújtás következménye, amely az Lp kisülési lámpa ohmos ellenállásának erős lecsökkenése folytán bizonyos fokig „elszívja” az áramot a W2 szekunder tekercsből. Ez a kapcsolási időpont a TQ kapcsolótranzisztorban, illetve -tranzisztorokban fellépő kapcsolási veszteségek szempontjából optimális, mivel a kapcsolás minimális áram mellett történik.
A 12. ábrán az IW1 primer áram az alsó részben látható, a fenti részben az lW2 szekunder áram van. A nullpontok egymáshoz képest el vannak tolva, hogy a görbéket könnyebben össze lehessen egymással kapcsolni. Ugyanez érvényes a 13. ábrára is, amely az IW1 primer áram és az lW2 szekunder áram egy-egy impulzusát kinagyítva ábrázolja a 12. ábráról. A 13. ábrán felismerhető az IW1 primer áram tki időpillanat utáni meredek csökkenése.
Ugyanakkor látható az is, hogy a T transzformátor szekunder oldalán visszalengés lép fel, amely az lW2 szekunder áram ellentétes polaritású impulzusához vezet, azaz a találmány szerinti visszagyújtáshoz. Nagyon jól látható, hogy a viszonylag hosszú idő (lényegében tbe-től tkj-ig) alatt végbemenő előregyújtást, azaz az lW2 szekunder áram első impulzusát sokkal hevesebb és rövidebb visszagyűjtési impulzus követi. Ez pontosan megfelel a találmány szerinti működésnek, mely szerint az előregyújtás a T transzformátor telítetlen szakaszán, azaz tbe után legalábbis elő lesz készítve, vagy teljesen lezajlik, míg a visszagyújtás nagyrészt erősen kivezérelt T transzformátor mellett zajlik.
A 13. ábrán bejelölt tR időpont annak a már máshol említett időpillanatnak felel meg, ahol a szekunder áram eléri maximumának 20%-át a visszagyújtás alatt. Ebben a találmány céljai tekintetében a visszagyújtás kezdetét jelölő időpillanatban ezen kiviteli példában a T transzformátor már egyértelműen telített, amint az a lentebb következő számértékekből látszik.
HU 225 658 Β1
A 13. ábrán ezenkívül látható, hogy az előregyújtásí szakasz lW2 szekunderáram-görbéje az IW1 primeráram-görbének mind alakjában, mind időbeli pozíciójában elég pontosan megfelel. Ez a találmány egy jellegzetes (bár nem szükségszerű) jelensége. Valójában a transzformátorban általában fáziseltolódás jön létre, mert az indukált áram a gerjesztőáram időbeli lefolyásával arányos. A T transzformátor indukciós mechanizmusa szerint az lW2 szekunder áramnak az IW1 primer áram maximumánál kellene elérnie a maximumát, és azután újra csökkennie kellene. Ez azonban nem felel meg a 13. ábrán látható lefolyásnak. Jelen esetben nincs az IW1 primer áram növekedését közvetlenül megelőző szekunderáram-impulzus. Nem figyelhető meg, hogy az lw2 szekunder áram „követi” a primeráram-impulzust. Épp ellenkezőleg: az lW2 szekunder áram az IW1 primer árammal egyidejűleg kezd el növekedni.
Az lw2 szekunder áram időbeli lefolyásában ugyanis továbbra is az Lp kisülési lámpa impedanciájának időbeli viselkedése a meghatározó. Ez pedig a kezdeti előionizáció és a szekunder áramkörbe történő feszültségbetáplálás után egyre kisebb ellenállású lesz, így az lW2 szekunder áram az IW1 primer áram csökkenő meredeksége ellenére is tovább növekszik. Az Lp kisülési lámpában egyre növekvő polarizáció dielektromosan gátolt kisülésekre jellemző jelensége gondoskodik a továbbiakban az lW2 szekunder áram újbóli csökkenéséről. Ennek megfelelően az Iwi primer áram is lassan lecsökken. A tki kikapcsolás! időpontban az lWi primer áram mellett az lW2 szekunder áram is viszonylag gyorsan nullára csökken, mert az IW1 primer áram gyors csökkenése a szekunder áramkörben ellenfeszültségű pólust indukál.
Összességében a T transzformátor és az Lp kisülési lámpa időfüggő viselkedésének összjátékából viszonylag közvetlen összefüggés adódik az IW1 és lW2 áramok között. Ezáltal a telítési hatás, melynek a teljesítményátvivőknél nagy áramkivezérlések esetében a primer oldal és a szekunder oldal közötti fáziseltolódás miatt kellene bekövetkeznie, gyakorlatilag elmarad. Ennél a kiviteli példánál tehát csak a visszagyújtási szakasz alatt következik be a transzformátor telítése, amikor az IW1 primer áram értéke nulla.
A találmány azonban nem korlátozódik ezekre a kiviteli példákra. Az áramok és telítési jelenségek más jellegű lefolyásánál is már az előregyújtásí szakaszban működne a találmány szerinti mechanizmus legalább annyiban, hogy az előregyújtás kezdeti szakaszában már csak az lWi primer áram kicsinysége miatt sem léphet fel telítés és ezzel járó induktivitáscsökkenés.
A visszagyújtás esetében a kezdeti visszafogott meredekség nem mutatkozott előnyösnek. Úgy tűnik, a visszagyújtást a kisülés szerkezete tekintetében az előregyújtás meghatározza. Épp ellenkezőleg, a találmány szerint előnyös, ha már a visszagyújtás lehetőleg minél korábbi időpillanatában jelentkezik a telítés és ezzel a szekunder áramkörben az induktivitás csökkenése. Ezzel elérhető, hogy a szekunder áram gyorsan és nagy amplitúdóval visszalendüljön a visszagyújtási impulzusban. Mint már kifejtettük, az induktivitáscsökkenés emellett impedanciacsökkenést is okoz a szekunder áramkörben, és ezzel segíti a megkívánt nagy szekunder áramok kialakulását.
A többször idézett bejelentésben megvitatott záróüzemű feszültségátalakltó- és fluxusátalakító-elv közötti különbségekhez még annyit meg kell jegyezni, hogy az ebben a bejelentésben tárgyalt nyitóüzemű feszültségátalakító elve mellett a visszagyújtás tekintetében a galvanikus elválasztás miatt felléphet járulékos záróüzemű feszültségátalakltó hatás is. A 12. és 13. ábrán látható Tq kapcsolótranzisztor kikapcsolása után bekövetkező hirtelen primeráram-esés ugyanis indukált feszültségimpulzust hoz létre a szekunder oldalon a záróüzemű feszültségátalakító elve alapján, az előregyújtás mégis a nyitóüzemű feszültségátalakító elve alapján történik.
Hasonló áramgörbéket ábrázol a 14. (IW1 primer áram) és a 15. ábra (lW2 szekunder áram) ellenütemű eljárás esetén a 3. ábra kapcsolására. Az egyetlen különbség a 12. ábra áramgörbéihez képest az egymást követő hasznos teljesítményimpulzusok előjelének váltakozásában van. Ezáltal az előre- és visszagyújtás közötti aszimmetriából adódó alkáliion-vándorlás jelenségek (feketedés! jelenség) kizárhatók. Ennek eredménye az Lp kisülési lámpa élettartamának növekedése.
Természetesen nem szükséges, hogy az ellentétes polaritású hasznos teljesítményimpulzusok teljesen szimmetrikusak legyenek, jóllehet általában a holtidőre egy előnyös értéket szokás beállítani. Elméletileg hosszabb és rövidebb váltakozó holtidők is lehetségesek egészen egy olyan helyzetig, amikor az ellentétes polaritású visszairányú teljesítményimpulzusok közvetlenül egymást követik, vagyis egyetlen, holtidők nélküli hasznos teljesítményimpulzust alkotnak.
A kiviteli példákra a következő műszaki adatok érvényesek: az Iwimax maximális primer áram értéke 14 A és a tkj időpontban a primer áram 10 A. Emellett a tápfeszültség 24 V. A CQ tárolókondezátort öt párhuzamosan kapcsolt, egyenként 10 pF kapacitású többrétegű keramikus kondenzátor alkotja. A TQ kapcsolótranzisztor az Infineon AG BUZ104S típusú gyártmánya. A felhasznált transzformátorokkal (2 gyűrűs maggal rendelkező transzformátor R 14, N 87 magokkal, a primer menetszám 2, a szekunder menetszám 140, a mágneses úthossz 3,5 cm) így a visszagyújtáskor legfeljebb 2280 A/m értékű Hmax maximális mágneses térerősség jön létre lw2max=0’57 A szekunder áram mellett. A visszagyújtás kezdeti szakaszán, azaz a tR időpontban, amikor az lW2 szekunder áram az Iw2max. maximális áram 20%-át elérte, a mágneses indukció B(tR)=368 mT. Összehasonlításképpen: a felhasznált maganyag az EPCOS AG N87 jelű maganyaga, melynek Js telítési mágnesezettsége 100 °C-on körülbelül 374 mT.
A 3., 14. és 15. ábrának megfelelő bipoláris esetben lWi(tw)=6 A, lW2max=0,66 A, Hmax=2640 A/m, és a visszagyújtás kezdeti szakaszában, azaz a tR időpontban a B(tR) indukció értéke 369 mT. A mag telítése tehát már röviddel az lW2 szekunder áram előjelváltása után bekövetkezik.
HU 225 658 Β1
A transzformátorok hőmérséklete mindkét esetben 90 °C körül (80 °C és 100 °C között) volt, azaz egy, a veszteségek tekintetében kedvező tartományban. Az együttes magtérfogat (két transzformátorra elosztva) 860 mm3 volt, és az összes mágneses veszteség körülbelül 2 W volt. Ezzel a gyújtóáramkör különösen kis szerkezeti mérete mellett nagyon jó hatásfokértékek érhetők el. Lehetővé vált a gyújtóáramkör méretének a transzformátorok méretének drasztikus csökkentésével 21,5 W lámpateljesítmény mellett gyufásdoboz méretűre csökkentése, és további optimalizálással mindenekelőtt az egyes elemek gyújtóáramkörön belüli elhelyezését tekintve további térfogat-megtakarításra lehet számítani.
A kiviteli példákban használt Lp kisülési lámpa rúd alakú csendes fénycső két belül fekvő elektróddal. A lámpa hossza 29 cm, külső átmérője 10 mm, 0,6 mm-es falvastagság mellett. A töltet 170 mbar nyomású Xe.
A fenti számértékek mellett a hagyományos szakértői megközelítés szerint értelmes kivezérlésre a következő becslést tehetjük: körülbelül 20 W-os rendszervezérlés és 2 W megengedhető veszteségteljesítmény (ez transzformátoronként 1 W és körülbelül 80 K/W termikus ellenállás mellett kb. 100 °C-ot ad) és a fenti transzformátoronkénti 430 mm3 magtérfogat mellett mágneses határveszteségre 2325 kW/m3 adódik. Az 500 ns-os tartományban lévő impulzusszélességek és feltételezett 1 MHz-es frekvencia mellett az (itt nem megvalósított) folyamatos szinuszos üzem esetében a kivezérlésre maximálisan 70 mT-t kapunk. Ha az impulzusos üzemeltetési eljárás tekintetében 1:10 impulzusszünet-arányt feltételezünk, akkor ez az érték természetesen megnő, mert az impulzusonként! veszteségeket időben átlagolni kell. Ha feltételezzük, hogy a mag termikusán megfelel és lineárisan extrapolálhatunk (valójában a veszteségek a kivezérléssel lineárisnál gyorsabban nőnek), akkor az abszolút maximumra 170 mT kivezérlést kapunk. A fenti kivezérlések tehát ezen a hagyományos szemléleten egyértelműen túllépnek.
Claims (17)
- SZABADALMI IGÉNYPONTOK1. Eljárás csendes kisülési lámpa (Lp) üzemeltetésére, mely kisülési lámpa (Lp) tartalmaz legalább egy elektróda és a kisülési közeg között elhelyezkedő dielektromos réteget, teljesítménnyel ellátott primer áramkörből (P), a kisülési lámpát (Lp) tartalmazó szekunder áramkörből (S) és a primer áramkört (P) a szekunder áramkörrel (S) összekötő transzformátorból (T) álló gyújtóáramkört, mely eljárás során a szekunder áramkörbe (S) a primer áramkörből (P) a transzformátoron (T) keresztül a nyitóüzemű feszültségátalakító elve alapján a kisülési lámpán (Lp) gyújtáshoz vezető külső feszültséget (UL) és a kisülési lámpában (Lp) ellenpolarizációt létrehozó feszültségimpulzust táplálunk, azzal jellemezve, hogy a szekunder áramkörrel (S) a feszültségimpulzus betáplálása után a kisülési lámpáról (Lp) a kisülési lámpán (Lp) lévő külső feszültséget (UL) létrehozó töltést eltávolító részlengést idézünk elő, ami által a kisülési lámpában (Lp) a megmaradt belső ellenpolarizáció miatt visszagyújtást hozunk létre, továbbá a transzformátoron (T) keresztülfolyó áram (IW1, lW2) időbeli változása szempontjából mértékadó induktivitást (LW1, LW2) egy előregyújtást és egy visszagyújtást tartalmazó időintervallumon belül időben úgy változtatjuk, hogy a megváltozott induktivitás (LWi, LW2) az előregyújtáshoz vezető feszültségimpulzus betáplálásának kezdeti szakaszában lényegesen nagyobb legyen, mint a visszagyújtási szakasz legalább egy részében, amelyben eltávolítjuk a töltést a kisülési lámpáról (Lp), és bekövetkezik a visszagyújtás.
- 2. Az 1. igénypont szerinti üzemeltetési eljárás, azzal jellemezve, hogy a primer áramköri induktivitást (LW1) járulékos induktivitás időben változtatható hozzákapcsolásával változtatjuk.
- 3. Az 1. vagy 2. igénypont bármelyike szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a transzformátort (T) telítési üzemben használjuk, ahol az induktivitás (LW1, LW2) változása legalább részben a transzformátor (T) magja relatív permeabilitásának (μ) megváltozásából adódik.
- 4. Az előző igénypontok bármelyike szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a külső feszültséggel (UL) kiváltott előregyújtás után a szekunder áramkört (S) rezgőkörként elszigeteljük.
- 5. Az 1-4. igénypontok bármelyike szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy az előregyújtás után a külső feszültséggel (UL) a transzformátoron (T) átfolyó primer áramot (IW1) abban az időpontban szakítjuk meg, amikor a primer áram (IW1) az előregyújtás után elérné minimumát.
- 6. Az 1-5. igénypontok bármelyike szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a primer áramkör (P) ütemezését diódával rendelkező MOSFET-kapcsolóval (TQ) végezzük.
- 7. A 3. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a telítési indukció (Js) értéke legalább 350 mT.
- 8. Az 1-7. igénypontok bármelyike szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a szekunder áram (lW2) félértékszélessége a visszagyújtás során kevesebb mint 800 ns.
- 9. Az 1-8. igénypontok bármelyike szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy az előregyújtáshoz vezető feszültségimpulzus betáplálását ellenütemű eljárással, bipolárisan váltakozva végezzük.
- 10. Világítási rendszer legalább egy elektróda és a kisülési közeg között elhelyezkedő dielektromos réteget tartalmazó kisülési lámpával (Lp), és teljesítménnyel ellátott primer áramkörből (P), a kisülési lámpát (Lp) tartalmazó szekunder áramkörből (S) és a primer áramkört (P) a szekunder áramkörrel (S) összekötő transzformátorból (T) álló gyújtóáramkörrel, azzal jellemezve, hogy a világítási rendszert az előző igénypontok bármelyike szerinti eljárás megvalósítására alakították ki.
- 11. A 10. igénypont szerinti világítási rendszer, azzal jellemezve, hogy a gyújtóáramkör és a kisülési lám9HU 225 658 Β1 pa (Lp) között futó elektromos vezetékek hossza legfeljebb 10 cm.
- 12. A 11. igénypont szerinti világítási rendszer, azzal jellemezve, hogy a gyújtóáramkört a kisülési lámpa (Lp) aljzata tartalmazza.
- 13. Gyújtóáramkör legalább egy elektróda és a kisülési közeg között elhelyezkedő dielektromos réteget tartalmazó kisülési lámpához (Lp), azzal jellemezve, hogy teljesítménnyel ellátott primer áramkörből (P), a kisülési lámpát (Lp) tartalmazó szekunder áramkörből (S) és a primer áramkört (P) a szekunder áramkörrel (S) összekötő transzformátorból (T) áll, és a gyújtóáramkör az 1-9. igénypontok egyike szerinti eljárás megvalósítására van kiképezve.
- 14. A 13. igénypont szerinti gyújtóáramkör, azzal jellemezve, hogy a transzformátor (T) magjában nincs légrés.
- 15. A 14. igénypont szerinti gyújtóáramkör, azzal 5 jellemezve, hogy a transzformátor (T) magja Mn-Znferrit, különösen az EPCOS AG N87 jelű anyaga.
- 16. A 13-15. igénypontok bármelyike szerinti gyújtóáramkör, azzal jellemezve, hogy a primer áramkör (P) többrétegű keramikus tárolókondenzátort (Cq) is10 tartalmaz.
- 17. Az 13-16. igénypontok bármelyike szerinti gyújtóáramkör, azzal jellemezve, hogy a szekunder áramkörben (S) a transzformátorról (T) elvezetett középleágazás képezi a földpotenciált.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE10011484A DE10011484A1 (de) | 2000-03-09 | 2000-03-09 | Verbessertes Pulsbetriebsverfahren für eine Stille Entladungslampe |
| PCT/DE2001/000044 WO2001067827A1 (de) | 2000-03-09 | 2001-01-09 | Verbessertes pulsbetriebsverfahren für eine stille entladungslampe |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| HUP0201104A2 HUP0201104A2 (en) | 2002-07-29 |
| HU225658B1 true HU225658B1 (en) | 2007-05-29 |
Family
ID=7634091
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| HU0201104A HU225658B1 (en) | 2000-03-09 | 2001-01-09 | Operation method for a silent discharge lamp, lighting system and ignition circuit |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6568774B2 (hu) |
| EP (1) | EP1177711B1 (hu) |
| JP (1) | JP3769232B2 (hu) |
| KR (1) | KR100436333B1 (hu) |
| CN (1) | CN1288942C (hu) |
| AT (1) | ATE481858T1 (hu) |
| CA (1) | CA2373488C (hu) |
| DE (2) | DE10011484A1 (hu) |
| HU (1) | HU225658B1 (hu) |
| TW (1) | TW556450B (hu) |
| WO (1) | WO2001067827A1 (hu) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6936975B2 (en) * | 2003-04-15 | 2005-08-30 | 02Micro International Limited | Power supply for an LCD panel |
| DE10336858A1 (de) * | 2003-08-11 | 2005-03-24 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Elektronisches Vorschaltgerät für eine mit iterativen Spannungspulsen zu betreibende Lampe |
| DE10336857A1 (de) * | 2003-08-11 | 2005-03-10 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Elektronisches Vorschaltgerät für eine mit iterativen Spannungspulsen zu betreibende Lampe |
| DE102004021243B3 (de) * | 2004-04-30 | 2005-12-29 | Universität Karlsruhe | Vorrichtung zur Erzeugung von elektrischen Spannungsimpulsfolgen, insbesondere zum Betrieb von kapazitiven Entladungslampen und ihre Verwendung |
| JP4491638B2 (ja) * | 2004-05-20 | 2010-06-30 | 日本電気株式会社 | バックライト用他励式インバータ回路および駆動方法 |
| KR20070086649A (ko) * | 2004-11-25 | 2007-08-27 | 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 선택적인 통합된 냉각 회로를 갖는 램프와 밸러스트의조합체 |
| DE102005043972A1 (de) * | 2005-09-15 | 2007-03-29 | Multitorch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zum Entzünden eines brennbaren Gasgemisches in einem Verbrennungsmotor |
| JP5103728B2 (ja) * | 2005-11-24 | 2012-12-19 | ウシオ電機株式会社 | 放電ランプ点灯装置 |
| WO2007105374A1 (ja) * | 2006-03-10 | 2007-09-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 誘電体バリア放電ランプ点灯装置 |
| KR20100015498A (ko) * | 2007-03-12 | 2010-02-12 | 오스람 게젤샤프트 미트 베쉬랭크터 하프퉁 | 방전 램프를 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법 |
| CN101336034B (zh) * | 2007-06-27 | 2012-08-22 | 台达电子工业股份有限公司 | 一种介质阻挡放电灯系统以及其驱动方法 |
| US20120104960A1 (en) * | 2009-06-30 | 2012-05-03 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit for converting dc into ac pulsed voltage |
| EP2337432B1 (en) * | 2009-12-21 | 2013-04-24 | LightLab Sweden AB | Resonance circuitry for a field emission lighting arrangement |
| JP5947292B2 (ja) | 2010-06-04 | 2016-07-06 | アクセス ビジネス グループ インターナショナル リミテッド ライアビリティ カンパニー | 誘導結合誘電体バリア放電ランプ |
| CN108173450B (zh) * | 2018-02-06 | 2024-03-12 | 中国工程物理研究院流体物理研究所 | 一种集高压短脉冲预电离一体化高功率双极性脉冲形成电路 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4311197A1 (de) | 1993-04-05 | 1994-10-06 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Verfahren zum Betreiben einer inkohärent strahlenden Lichtquelle |
| DE19548003A1 (de) * | 1995-12-21 | 1997-06-26 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Impulsspannungsfolgen, insbesondere für den Betrieb von dielektrisch behinderten Entladungen |
| JP3277788B2 (ja) * | 1996-01-16 | 2002-04-22 | ウシオ電機株式会社 | 放電ランプ点灯装置 |
| JP3355976B2 (ja) * | 1997-02-05 | 2002-12-09 | ウシオ電機株式会社 | 放電ランプ点灯装置 |
| JP3296284B2 (ja) * | 1998-03-12 | 2002-06-24 | ウシオ電機株式会社 | 誘電体バリア放電ランプ光源装置およびその給電装置 |
| DE19839336A1 (de) * | 1998-08-28 | 2000-03-09 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Elektronisches Vorschaltgerät für Entladungslampe mit dielektrisch behinderten Entladungen |
| DE19844721A1 (de) * | 1998-09-29 | 2000-04-27 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Entladungslampe für dielektrisch behinderte Entladungen mit verbesserter Elektrodenkonfiguration |
| US6369519B1 (en) * | 1999-10-18 | 2002-04-09 | Ushiodenki Kabushiki Kaisha | Dielectric barrier discharge lamp light source |
-
2000
- 2000-03-09 DE DE10011484A patent/DE10011484A1/de not_active Withdrawn
-
2001
- 2001-01-09 EP EP01905616A patent/EP1177711B1/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-01-09 US US09/959,588 patent/US6568774B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-01-09 KR KR10-2001-7014327A patent/KR100436333B1/ko active IP Right Grant
- 2001-01-09 DE DE50115627T patent/DE50115627D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-01-09 CN CNB018004806A patent/CN1288942C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2001-01-09 WO PCT/DE2001/000044 patent/WO2001067827A1/de active IP Right Grant
- 2001-01-09 AT AT01905616T patent/ATE481858T1/de not_active IP Right Cessation
- 2001-01-09 CA CA2373488A patent/CA2373488C/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-01-09 JP JP2001565711A patent/JP3769232B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-01-09 HU HU0201104A patent/HU225658B1/hu not_active IP Right Cessation
- 2001-03-08 TW TW090105390A patent/TW556450B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1288942C (zh) | 2006-12-06 |
| TW556450B (en) | 2003-10-01 |
| DE10011484A1 (de) | 2001-09-13 |
| CA2373488C (en) | 2010-11-30 |
| CA2373488A1 (en) | 2001-09-13 |
| EP1177711A1 (de) | 2002-02-06 |
| JP3769232B2 (ja) | 2006-04-19 |
| HUP0201104A2 (en) | 2002-07-29 |
| US6568774B2 (en) | 2003-05-27 |
| ATE481858T1 (de) | 2010-10-15 |
| CN1364398A (zh) | 2002-08-14 |
| KR100436333B1 (ko) | 2004-06-19 |
| WO2001067827A1 (de) | 2001-09-13 |
| US20020158589A1 (en) | 2002-10-31 |
| KR20020008184A (ko) | 2002-01-29 |
| EP1177711B1 (de) | 2010-09-15 |
| DE50115627D1 (de) | 2010-10-28 |
| JP2003526189A (ja) | 2003-09-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| HU225658B1 (en) | Operation method for a silent discharge lamp, lighting system and ignition circuit | |
| JP2001502843A (ja) | パルス電圧列の発生方法およびそのための回路装置 | |
| CA2261316C (en) | Ignition device for a discharge lamp and method for igniting a discharge lamp | |
| KR20010074913A (ko) | 유전적인 방해 방전을 포함하는 방전 램프용 전자 안정기 | |
| US4853598A (en) | Fluorescent lamp controlling | |
| US20100020913A1 (en) | Method for obtainging plasma | |
| EP2441164A1 (en) | Method and circuit arrangement for generating a pulsed voltage | |
| KR20010074908A (ko) | 유전적인 방해 방전을 포함하는 방전 램프용 전자 안정기 | |
| CN113691239B (zh) | 一种用于电脉冲破岩的磁开关脉冲发生器 | |
| TWI455652B (zh) | 具相對較佳啟動與調光重啟動效果之介質阻擋放電燈系統及其驅動方法 | |
| JP2006228676A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| RU2226022C1 (ru) | Генератор наносекундных импульсов для возбуждения лазеров на самоограниченных переходах атомов металлов | |
| JPS63501183A (ja) | ガスレ−ザ用電気的励起回路 | |
| KR100347303B1 (ko) | 메탈핼라이드 램프의 음향 공명 현상 감소 장치 | |
| US11560869B2 (en) | Electronic circuit and capacitor discharge system comprising electronic circuit | |
| CN105472854B (zh) | 一种电容谐振充电式高气压气体放电灯的点火装置 | |
| EP1686837A1 (en) | Ignition circuit and ballast for a high intensity discharge lamp | |
| JP2004080908A (ja) | パルス電源装置 | |
| JP3613612B2 (ja) | 電圧昇圧回路及びこれを用いたパルス発生回路 | |
| JP2008517439A (ja) | 可変出力キャパシタンスバラストを備えたランプの共振点火回路 | |
| RU2307462C1 (ru) | Устройство для питания импульсных ламп | |
| US7378802B2 (en) | Discharge lamp lighting circuit | |
| KR20100015498A (ko) | 방전 램프를 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법 | |
| JP4119991B2 (ja) | パルス電源回路及びこれを利用した放電光源とその駆動方法 | |
| RU2003243C1 (ru) | Наносекундный ускоритель |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Lapse of definitive patent protection due to non-payment of fees |