KR20010052683A - Ｏｆｄｍ의 버스트 캐리어 주파수 동기화 및 반복적인주파수-정의역 프레임 동기화 - Google Patents

Abstract

데이터 샘플의 시퀀스를 전송하는 것은 제1 프리앰블(preamble), 그에 이어지는 데이터 샘플의 시퀀스, 및 그에 이어지는 제2 프리앰블을 갖는 샌드위치 프리앰블("샌드앰블(sandamble)")의 전송을 포함한다. 샌드앰블은 확장된 가드 영역(guard region)을 포함하여, 수개의 가드 영역을 포함할 수 있다. 샌드앰블에서 데이터의 다양한 반복은 분산 채널에 주어질 때 수신된 신호의 시간 및 주파수 동기화를 보조하는 것을 유용하게 만든다. 다른 특성으로, 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 데이터 샘플의 수신 시퀀스 중 프레임 시작 위치의 대략적인 평가(coarse estimate)는 주파수-정의역 수신 샘플을 발생시키발생시키략적인 평가를 이용함으로서 개선될 수 있다. 이어서, 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이에는 주파수-정의역 상관관계가 결정된다. 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 개선된 평가는 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 발생될 수 있다. 무잡음 샘플은 수신된 신호 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 발생될 수 있다. 다른 방법의 실시예에서, 무잡음 샘플은 수신 샘플의 시퀀스에 다중화된 파일럿(pilot) 심볼로부터 발생될 수 있다.

Description

ＯＦＤＭ의 버스트 캐리어 주파수 동기화 및 반복적인 주파수-정의역 프레임 동기화{BURST CARRIER FREQUENCY SYNCHRONIZATION AND ITERATIVE FREQUENCY-DOMAIN FRAME SYNCHRONIZATION FOR OFDM}

미지의 주파수-선택 채널(즉, 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference, ISI)을 일으키는 분산 채널)을 통해 수신된 전송의 프레임 및 주파수 동기화를 실행하는 것은 전송이 비선택 채널을 통해 일어날 때 사용되는 것과 다른 해결법을 요구하는 문제가 된다. 주파수-균일(즉, 비선택) 채널에서의 시간 동기화에서는 전송기에 의해 삽입된 특정한 상관관계(correaltion) 시퀀스를 검출하는 상관관계 필터로 수신기에서 피크 검출을 통한 시간 동기화가 일반적으로 실행된다. 그러나, 이 과정은 미지의 주파수-선택(ISI) 채널을 통한 전송에 대해 구별되는 피크를 만들지 못한다. 다른 말로 하면, 이전에 양호한(최적화된) 상관관계 특성은 원래의 전송 신호(특정한 상관관계 시퀀스를 포함함)와 미지의 채널 펄스 응답의 콘볼루션(convolution)에 의해 파괴된다. 이러한 문제 이외에, 이 프리앰블(preamble)은 캐리어 주파수 동기화를 실행하는데 유용하지 못하다.

방송 응용에서와 같은 연속 전송에서는 매우 정확하고 확신한 프레임 및 캐리어 주파수 동기화 결과를 얻기 위해 수신기가 프레임 시작 위치 및 주파수 오프셋(offset)과 같은 동기화 매개변수를 평균화할 수 있다.

무선 비동기화 전달 모드(Asynchronous Transfer Mode, ATM) 시나리오와 같은 다른 시스템에서의 심각한 문제점은 패킷-지향성(packet-oriented) 전송 및 대부분의 비연속 트래픽(traffic)의 결과로 일어난다. 이는 대부분 확실한 단일 프레임 및 캐리어 주파수 동기화가 실행되도록 허용하는 버스트(burst) 동기화 구조를 요구한다.

미지의 주파수-선택 패이딩(fading) 채널을 통해 일어나는 순간 전송의 프레임 및 캐리어 주파수 동기화에서는 1회 이상 반복되는 일부 채널 심볼 시퀀스로 구성된 특수한 프리앰블 구조가 제시되어, 전송 신호에 주기성이 도입된다. 이는 예를 들면, 다음에서 설명된다: Pierre R. Chevillat, Dietrich Maiwald 및 Gottfried Ungerboeck의 "분할-T 공간 계수를 갖는 이퀄라이저를 사용하는 음성대역 데이터-모뎀 수신기의 신속한 트레이닝(Rapid Training of a Voiceband Data-Modem Receiver Employing an Equalizer with Fractional-T Spaced Coefficients)", IEEE Transactions on Communications, vol. 35, no. 9, pp. 869-876, 1987(이후 "[CMU87]"); Stefan A. Fechtel 및 Heinrich Meyr의 "미지의 주파수-선택 라디오 채널을 통한 순간 전송에서 고속 프레임 동기화, 주파수 오프셋 평가, 및 채널 포착(Fast Frame Synchronization, Frequency Offset Estimation and Channel Acquistion for Spontaneous Transmission over Unknown Frequency-Selective Radio Channels)", Proceedings of the International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications(PIMRC'93), pp. 229-233, Yokohama, Japan, 1993(이후 "[FM93]"); Stefan A. Fechtel 및 Heinrich Meyr의 "주파수-선택 라디오 채널을 통한 순간 패킷 전송에서 개선된 프레임 동기화(Improved Frame Synchronization for Spontaneous Packet Transmission over Frequency-Selective Radio Channels)", Proceedings of the International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications(PIMRC'94), pp. 353-357, The Hague, Netherlands, 1994(이후 "[FM94]"); 및 Uwe Lambrette, Michael Speth, 및 Heinrich Meyr의 "단일 캐리어 트레이닝 데이터에 의한 OFDM 버스트 주파수 동기화(OFDM Burst Frequency Synchronization by Single Carrier Training Data)", IEEE Communications Letters, vol. 1, no. 2, pp.46-48, 1997(이후 "[LSM97]"). 이러한 종류의 프리앰블은 여기서 "반복 프리앰블(repetition preamble)"이라 칭하여진다. 이들 종래 반복 프리앰블 구조의 예는 도 1a 및 도 1b에 주어진다. 도 1a에 도시된 종래의 반복 프리앰블에서, 전송 신호는 A 및 B로 지정된 영역에 복제되고, 가드(guard) 영역 G는 통상적으로 A 영역 중 최우측 부분의 복사이다. 도 1b에 도시된 종래의 반복 프리앰블은 유사하지만, 여기서는 전송 신호가 1회 이상 복제된다; 즉, 신호가 영역 A, B, 및 C에서 각각 복제되고, 가다 영역 G는 다시 통상적으로 A 영역 중 최우측 부분의 복사이다. 각 경우, 복제 영역(즉, A 및 B 또는 A, B, 및 C)은 서로 인접한다. 프레임으로 전송되는 데이터는 복제된 모든 프리앰블 영역에 이어지도록 배열된다.

주기적인 신호 부분을 미지의 주파수-선택(ISI) 채널의(유한) 임펄스 응답과 콘볼루션 처리한 이후에, 프리앰블 부분 G가 충분히 길게 선택되었다고 가정하면, 영역 A 및 B(또는 도 1b의 경우 A, B, 및 C)의 수신 신호는 다시 일부 유사성을 나타내게 된다. 이는 이들 영역에서 수신된 신호의 형태가 채널의 주파수 선택성(시간 분산성)으로 인해 전송된 것과 완전히 다를 수 있더라도 그러하다. 영역 A 및 B(또한 B 및 C)에서 수신된 신호 사이의 차이는 단지 캐리어 주파수 오프셋에 비례하는 위상 쉬프트(phase shift) 뿐이다.

그래서, 프리앰블 샘플이 이산적인 주기성 간격 k_o만큼 떨어져 있다고 가정하면, 수신기는 신호 상관관계를 실행하는 것을 포함하여 수신된 샘플을 처리함으로서 수신된 신호의 정확한 시작 위치를 검출할 수 있다. 이는 다음에서 설명된다: Jan-Jaap van de Beek, Magnus Sandell, Mikael Isaksson, 및 Per Ola Borjesson의 "OFDM 시스템에서 저복잡성의 프레임 동기화(Low-Complex Frame Synchronization in OFDM Systems)", Proceedings of the International Conference on Universal Personal Communication(ICUPC'95), pp. 982-986, Tokyo, Japan, 1995(이후 "[vdBSIB95]"); Magnus Sandell, Jan-Jaap van de Beek 및 Per Ola Borjesson의 "주기적 프리픽스를 사용하는 OFDM 시스템에서 타이밍 및 주파수 동기화(Timing and Frequency Synchronization in OFDM Systems Using the Cyclic Prefix)", Proceedings of the International Symposium on Synchronization, pp. 16-19, Essen, Germany, 1995(이후 "[SvdBB95]"); Timothy M. Schmidl 및 Donald C. Cox의 "OFDM을 위한 저오버헤드 및 저복잡성의 [버스트] 동기화(Low-Overhead, Low-Complexity [Burst] Synchronization for OFDM", Proceedings of the international Conference on Communications(ICC'96), pp. 1301-1306, Dallas, Texas, USA, 1996(이후, "[SC96]"); 및 [LSM97].

도 1a 및 도 1b의 종래 반복 프리앰블을 사용하기 위해서는 영역 A 및 B(또한 B 및 C, 결국은 A 및 C)의 신호 부분이 원하는 동기화 매개변수 시간 및 캐리어 주파수를 구하도록 처리된다. 이용할 수 있는 주기성 간격은 선(101, 103, 105)으로 도시된다. 타이밍 측정치의 최소(또는 최대) 값은 정확한 시간 위치 뿐만 아니라, 그 주위의 넓은 범위에서도 일어난다. 그래서, 종래 프리앰블은 ISI 채널에서의 상관관계-시퀀스 기술과 똑같이 모호성 문제점을 겪게 된다.(이 내용에서, 모호함은 타이밍 측정치에서 극도로 애매한 지점으로 이해되어야 한다.) 부가하여, 수신기 입력에 높은 잡음 전력이 주어지면, 시간 동기화에서의 에러 확률은 높아지므로, 타이밍 평가의 분산이 매우 높아지게 된다. [SvdBB95] 및 [SC96]에서 설명된 바와 같이, 정확한 타이밍 순간에서 A와 B 사이의 상관관계 결과에 대한 논의는 주파수 오프셋에 대한 평가를 제공하는 것으로 주목되어야 한다. 그래서, 이는 주파수 동기화 목적으로 사용될 수 있다. 이점에 대해, 반복 프리앰블은 상관관계 시퀀스 프리앰블을 통해 적어도 하나의 이점을 제공한다.

＜발명의 요약＞

그러므로, 본 발명의 목적은 수신 신호의 주파수 동기화를 실행하는 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 수신 신호의 프레임 동기화를 실행하는 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

상기 목적 및 다른 목적은 데이터 샘블의 시퀀스를 전송 및 수신하는 방법 및 장치에서 이루어진다. 본 발명의 한 특성에 따라, 데이터 샘플의 시퀀스는 먼저 프리앰블(preamble) 샘플의 시퀀스를 포함하는 제1 프리앰블을 전송하고, 데이터 샘플의 시퀀스를 전송하고, 또한 이어서 프리앰블 샘플의 시퀀스를 포함하는 제2 프리앰블을 전송함으로서 전송되고, 그에 의해 데이터 샘플의 시퀀스는 제1 프리앰블을 먼저 전송하는 단계 이후 및 제2 프리앰블을 이어서 전송하는 단계 이전에 전송된다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 제1 프리앰블은 제1 가드(guard) 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 제1 가드 영역은 제1 서브세트(subset)의 심볼 시퀀스를 포함하고; 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한 제2 가드 영역은 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 제1 서브세트의 심볼 시퀀스는 제2 서브세트의 심볼 시퀀스 보다 더 큰 서브세트의 심볼 시퀀스가 될 수 있다. 다른 방법의 실시예에서, 제2 서브세트의 심볼 시퀀스는 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 보다 더 큰 서브세트의 심볼 시퀀스가 될 수 있다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 원하는 데이터 샘플의 시퀀스는 제1 프리앰블, 그에 이어지는 원하는 데이터 샘플의 시퀀스, 및 그에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하는 신호 시퀀스를 수신함으로서 수신되고, 여기서 제1 프리앰블 및 제2 프리앰블은 심볼 시퀀스를 포함한다. 수신된 다수의 데이터 샘플에는 다수의 위치의 제1 프리앰블이 가정된다. 가정된 각 위치에 대해, 가정된 제1 프리앰블 및 대응하는 가정된 제2 프리앰블이 결정된다. 가정된 각 위치에 대해, 가정된 제1 프리앰블 및 대응하는 가정된 제2 프리앰블 사이의 상관관계가 결정된다. 상관관계는 가장 가능성이 있는 가정된 제1 프리앰블 및 가장 가능성이 있는 제2 프리앰블의 위치를 결정하는데 사용된다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 가장 가능성이 있는 가정된 제1 및 제2 프리앰블의 위치는 수신 신호 시퀀스의 제1 주파수 오프셋(offset)을 결정하는데 사용된다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고; 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함할 수 있다. 더욱이, 원하는 데이터 샘플의 시퀀스를 수신하는 단계는 또한 수신된 신호 시퀀스의 제1 주파수 정정을 이루는데 제1 주파수 오프셋을 사용하는 단계를 포함한다. 주파수 정정된 제1 가드 영역은 제1 주파수 정정된 수신 신호 시퀀스에서 결정되고, 주파수 정정된 제1 프리앰블은 제1 주파수 정정된 수신 신호 시퀀스에서 결정된다. 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스는 주파수 정정된 제1 프리앰블로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관되어, 상관관계 결과를 발생한다. 상관관계 결과는 이어서 제2 주파수 오프셋을 검출하는데 사용된다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 제2 주파수 오프셋을 검출하는데 상관관계 결과를 사용하는 단계는 제2 주파수 오프셋을 검출하는데 가능한 주파수 오프셋 간격에 대해 미리 알고있는 확률을 사용하는 단계를 포함한다.

제1 프리앰블이 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 제1 가드 영역이 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한 제2 프리앰블이 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하는 다른 방법의 실시예에서, 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계는 제1 가드 영역으로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 제1 프리앰블로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 상관관계 결과를 발생시키는 단계; 상관관계 결과를 정정하는데 제1 주파수 오프셋을 사용하는 단계; 및 제2 주파수 오프셋을 평가하는데 정정된 상관관계 결과를 사용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고; 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함한다. 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계는 또한 수신된 신호 시퀀스의 제1 주파수 정정을 이루는데 제1 주파수 오프셋을 사용하는 단계; 제1 주파수 정정된 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제1 가드 영역을 결정하는 단계; 제1 주파수 정정된 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제2 프리앰블을 결정하는 단계; 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 주파수 정정된 제2 프리앰블로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시켜, 상관관계 결과를 발생하는 단계; 및 제2 주파수 오프셋을 검출하는데 상관관계 결과를 사용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 제2 주파수 오프셋을 검출하는데 상관관계 결과를 사용하는 단계는 제2 주파수 오프셋을 검출하는데 가능한 주파수 오프셋 간격에 대해 미리 알고있는 확률을 사용하는 단계를 포함한다.

제1 프리앰블이 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 제1 가드 영역이 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한 제2 프리앰블이 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하는 다른 방법의 실시예에서, 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계는 또한 제1 가드 영역으로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 제2 프리앰블로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 상관관계 결과를 발생하는 단계; 상관관계 결과를 정정하는데 제1 주파수 오프셋을 사용하는 단계; 및 제2 주파수 오프셋을 평가하는데 정정된 상관관계 결과를 사용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고; 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함한다. 여기서, 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 기술은 또한 수신된 신호 시퀀스의 제1 주파수 정정을 이루는데 제1 주파수 오프셋을 사용하는 단계를 포함한다. 주파수 정정된 제1 가드 영역은 제1 주파수 정정된 수신 신호 시퀀스에서 결정되고, 주파수 정정된 제1 프리앰블은 제1 주파수 정정된 수신 신호 시퀀스에서 결정된다. 또한, 정정된 제2 프리앰블은 제1 주파수 정정된 수신 신호 시퀀스에서 결정된다. 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스는 주파수 정정된 제1 프리앰블로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관되고, 그에 의해 제1 상관관계 결과를 발생한다. 또한, 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스는 주파수 정정된 제2 프리앰블로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관되고, 그에 의해 제2 상관관계 결과를 발생한다. 제1 및 제2 상관관계 결과는 조합되고, 그에 의해 조합된 상관관계 결과를 발생한다. 조합된 상관관계 결과는 제2 주파수 오프셋을 검출하는데 사용된다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 제2 주파수 오프셋을 검출하는데 조합된 상관관계 결과를 사용하는 단계는 제2 주파수 오프셋을 검출하는데 가능한 주파수 오프셋 간격에 대해 미리 알고있는 확률을 사용하는 단계를 포함한다.

제1 프리앰블이 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 제1 가드 영역이 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한 제2 프리앰블이 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하는 다른 방법의 실시예에서, 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 기술은 또한 제1 가드 영역으로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 제1 프리앰블로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 제1 상관관계 결과를 발생하는 단계; 제1 가드 영역으로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 제2 프리앰블로부터의 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 제2 상관관계 결과를 발생하는 단계; 제1 상관관계 결과를 정정하는데 제1 주파수 오프셋을 사용하는 단계; 제2 상관관계 결과를 정정하는데 제1 주파수 오프셋을 사용하는 단계; 제1 및 제2 정정 상관관계 결과를 조합하고, 그에 의해 조합된 정정 상관관계 결과를 발생하는 단계; 및 제2 주파수 오프셋을 평가하는데 조합된 정정 상관관계 결과를 사용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 수신된 신호 시퀀스는 제1 프리앰블, 그에 이어지는 주기적 프리픽스(prefix) 가드 간격, 그에 이어지는 원하는 데이터 샘플의 시퀀스, 그에 이어지는 주기적 포스트픽스(postfix) 가드 간격, 및 그에 이어지는 제2 프리앰블을 포함한다. 더욱이, 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계는 또한 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 대략적 평가(coarse estimate)를 결정하는데 가장 가능성이 있는 가정된 제1 프리앰블의 위치를 사용하는 단계를 포함한다. 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 개선된 평가는 주파수-정의역 수신 샘플을 발생하는데 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 대략적 평가와 시간 정의역 대 주파수 정의역 변환 기술을 사용하고; 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 주파수-정의역 상관관계를 결정하고; 또한 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 개선된 평가를 발생함으로서 발생된다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 주기적 프리픽스 가드 간격은 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 종료 서브세트를 포함하고; 또한 주기적 포스트픽스 가드 간격은 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 시작 서브세트를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 주기적 프리픽스 가드 간격에서의 샘플수와 주기적 포스트픽스 가드 간격에서의 샘플수는 기대되는 채널 전력 지연 프로파일(delay profile)에 최적으로 적응된다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계는 또한 개선된 주파수-정의역 수신 샘플을 발생하는데 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 개선된 평가를 사용하고; 개선된 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 제2 주파수-정의역 상관관계를 결정하고; 또한 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 제2 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생함으로서, 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 무잡음 샘플은 수신 신호 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 결정될 수 있다. 이는 원하는 샘플의 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 무잡음 샘플을 발생하는 단계를 포함할 수 있다. 다른 방법의 실시예에서, 무잡음 샘플은 수신 샘플의 시퀀스로 다중화된 파일럿(pilot) 심볼로부터 발생될 수 있다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 원하는 데이터 샘플의 시퀀스를 수신하는 단계는 주기적 프리픽스 가드 간격, 그에 이어지는 원하는 데이터 샘플의 시퀀스, 및 그에 이어지는 주기적 포스트픽스 가드 간격을 포함하는 신호 시퀀스를 수신함으로서 이루어진다. 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 대략적 평가가 결정되고, 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 개선된 평가는 주파수-정의역 수신 신호를 발생하는데 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 대략적 평가를 사용하고; 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 주파수-정의역 상관관계를 결정하고; 또한 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생함으로서 발생된다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 주기적 프리픽스 가드 간격은 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 종료 서브세트를 포함하고; 또한 주기적 포스트픽스 가드 간격은 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 시작 서브세트를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 주기적 프리픽스 가드 간격에서의 샘플수와 주기적 포스트픽스 가드 간격에서의 샘플수는 기대되는 채널 전력 지연 프로파일에 최적으로 적응된다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계는 개선된 주파수-정의역 수신 샘플을 발생하는데 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 개선된 평가를 사용하고; 개선된 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 제2 주파수-정의역 상관관계를 결정하고; 또한 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 제2 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생함으로서 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계는 또한 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스와 연관된 주파수 오프셋의 측정을 조정하는데 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 더 개선된 평가를 사용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 무잡음 샘플은 수신 신호 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 발생될 수 있다. 이는 원하는 샘플의 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 무잡음 샘플을 발생하는 단계를 포함할 수 있다.

다른 실시예에서, 무잡음 샘플은 수신 샘플의 시퀀스에 다중화된 파일럿 심볼로부터 발생될 수 있다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계는 또한 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스와 연관된 주파수 오프셋의 측정을 조정하는데 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 개선된 평가를 사용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계는 반복 단계의 시퀀스를 여러 번 실행함으로서 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 최종 개선 평가를 반복적으로 발생하는 단계를 포함한다. 반복 단계의 각 시퀀스는 현재 주파수-정의역 수신 샘플을 발생하는데 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 이전에 발생된 시작 위치의 평가를 사용하는 단계; 현재 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 현재 주파수-정의역 상관관계를 결정하는 단계; 및 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 현재 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 다음 평가를 발생하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특성으로, 원하는 데이터 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계는 또한 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스와 연관된 주파수 오프셋의 측정을 조정하는데 수신된 신호 시퀀스에서 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 더 개선된 평가를 사용하는 단계를 포함한다.

본 발명은 여기서 참고로 포함되고 1998년 6월 8일 출원된 미국 가출원 No. 60/088,438의 이점을 청구한다.

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 특별히 분산적인 채널을 통해 수신된 버스트(burst)의 프레임 및 주파수 동기화에 관한 것이다.

도 1a 및 도 1b는 종래의 반복 프리앰블(repetition preamble) 구조를 도시하는 도면.

도 2a는 도 1a에 도시된 영역에 대응하는 영역 G, A, 및 B를 포함하는 프리앰블 구조 동안 이산-시간 전송기 출력 샘플 s[k]의 시간상 구조를 도시하는 도면.

도 2b는 무잡음 분산 채널을 통해 전송 샘플이 전송된 이후에 수신기에 수신되는 샘플을 도시하는 도면.

도 3은 본 발명의 한 특성에 따른 모범적인 샌드앰블(sandamble)을 도시하는 도면.

도 4는 본 발명에 따른 샌드앰블의 시간상 구조를 도시하는 도면.

도 5a는 본 발명의 한 특성에 따라 대략적(coarse) 프레임 동기화 및 세심한(fine) 주파수 동기화를 실행하는 제1 스테이지의 모범적인 제1 실시예에서 동작의 순서, 신호의 흐름, 및 하드웨어 구성을 도시하는 도면.

도 5b는 본 발명의 한 특성에 따라 대략적인 프레임 동기화 및 세심한 주파수 동기화를 실행하는 제1 스테이지의 다른 모범적인 실시예에서 동작의 순서, 신호의 흐름, 및 하드웨어 구성을 도시하는 도면.

도 6은 G₁, G₂, G₃, A(A₂를 포함하여), 및 B(B₂를 포함하여) 영역을 갖는 수신 신호에서 상관관계 영역을 도시하는 도면.

도 7은 샌드앰블 구조에 대한 세심한 평가기의 비모호성(non-ambiguity) 영역과 CF 접근법에서 무잡음(대략적인) 상관관계의 위상도.

도 8은 수평축이 상대적인 주파수 오프셋 ξ_f을 나타내고 그 축이 길이 D/k₀의(표준화된) 모호성 간격으로 분할된 그래프.

도 9는 다양한 OFDM 매개변수 값에 대해 간격 Δ_f에서 주파수 오프셋 중심과 연관된 위상 각도값의 개요를 나타내는 도표.

도 10은 본 발명의 한 특성에 따라 |Δ_f| ≤ 2 까지 F/D(Fine/Discrete) 기술의 완화 검출에 대한 위상도.

도 11은 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 채널에서의 E_s/N₀의 범위 및 상대적인 오프셋 ξ_f값의 범위에 걸쳐 F/D 기술에 C/F(Coarse/Fine) 동기화 기술의 이론적인 실패 비율 성능이 비교된 그래프.

도 12는 D_c= 10 상관관계 곱이 대략적인 상관관계에서 사용되는 경우 똑같은 실패 비율 비교가 제공되는 그래프.

도 13은 본 발명의 한 특성에 따라 제2 부분에서 확장된 가드(guard) 간격을 갖는 다른 방법의 샌드앰블 구조가 사용될 때 L^c1[k] 및 L^c2[k]를 계산하는데 사용되는 연관된 상관관계 윈도우의 시간상 위치를 도시하는 도면.

도 14는 다양한 표준화된 주파수 오프셋 |ξ_f| ∈ [0.0, 0.9]에 대해 AWGN 채널에서 CF의 부정-로크(false-lock) 비율 P_ff이 도시된 그래프.

도 15는 엄격한 다중경로 채널에 걸친 전송에서 CF의 주파수 동기화 성능을 도시하는 그래프.

도 16은 다양한 값의 ξ_f에 대해 AWGN 채널에 걸친 전송에서 부정 동기화 확률을 도시하는 그래프.

도 17은 엄격한 다중경로 채널에 걸친 전송을 가정하여, 다중경로 채널에서 FD 기술을 사용한 이론적인 결과 대 시뮬레이션(simulation)된 결과를 비교하는 그래프.

도 18은 모호성 간격에 대해 다른 이전 확률을 갖는 AWGN 채널에서 두 상관관계를 갖는 본 발명의 FD 접근법으로 이론적인 예측과 SNR에 걸쳐 시뮬레이션된 주파수 동기화 실패 비율을 도시하는 그래프.

도 19는 다중경로 채널에서 D_c= 6 및 다양한 잘못된 위치 D_m을 갖는 CF 구조의 주파수 부정-로크 비율 P_ff을 도시하는 그래프.

도 20은 똑같은 이전 확률의 주파수 오프셋 간격에 대해 FD 접근법의 성능을 도시하는 그래프.

도 21은 이전에 사용된 똑같은 이전 매개변수로 성능 특성을 도시하는 그래프.

도 22는 파일럿 상관관계의 F/D 접근법(Fine/Discrete approach with Pilot Correlation, FDPC)에 대한 시뮬레이션 결과를 도시하는 그래프.

도 23은 본 발명에 따른 FDPC 기술에 대한 시뮬레이션 결과를 더 도시하는 그래프.

도 24는 본 발명의 한 특성에 따라 서브캐리어 멀티플렉스내의 차동 서브캐리어 파일럿의 원칙적인 배열을 도시하는 도면.

도 25는 본 발명의 한 특성에 따라 프리픽스(prefix) 및 포스트픽스(postfix) 가드 간격을 갖는 OFDM 심볼 구조를 도시하는 도면.

도 26은 본 발명의 또 다른 특성에 따라 세심한 프레임 동기화를 실행하는 제2 스테이지 유닛의 모범적인 실시예에서 동작의 순서, 신호의 흐름, 및 하드웨어 구성을 도시하는 도면.

도 27 및 도 28은 각각 초기에 잘못된 위치 D_m이 주어질 때 AWGN에 걸친 전송에 대해 본 발명의 한 특성에 따른 반복적인 프레임 동기화에서의 시뮬레이션된 표준 편차를 도시하는 그래프.

도 29 및 도 30은 초기에 잘못된 위치 D_m이 주어질 때 AWGN에 걸친 전송에 대해 시간 동기화 실패 비율을 도시하는 그래프.

도 31은 프레임 동기화 정제 전후에 이상적인 동기화 및 동작 버스트(burst) 동기화에서 시간 방향의 8DPSK 변조에 SNR의 함수로 패킷 에러 비율(Packet Error Rate, PER)을 다양한 수의 샘블을 포함하는 포스트픽스 심볼에 대해 도시하는 그래프.

도 32는 본 발명에 따른 프레임 동기화 정제 전후에 이상적인 동기화 및 동작 버스트 동기화의 경우에 대해 PER이 결정되는 SNR의 함수로 도시된 PER의 그래프.

도 33은 본 발명에 따른 프레임 동기화 정제 전후에 이상적인 동기화 및 동작 버스트 동기화에서 각각에 대해 PER이 SNR의 함수로 도시된 경우에서, 주파수 방향 및 시간 방향의 차동 변조간 비교를 도시하는 그래프.

이제는 유사한 부분이 똑같은 참고 문자로 식별되는 도면에 대해 본 발명의 다양한 특성이 설명된다.

본 발명의 다양한 실시예는 미지의 주파수-선택 채널을 통해 수신된 버스트(burst)(즉, 자발적인, 단일적인) 데이터 전송의 캐리어 주파수 동기화 및 프레임 동기화를 실행하는 문제점에 대한 해결법을 제시한다. 본 발명은 라디오 채널과 사용하기에 적합하지만, 유사한 특징을 나타내는 다른 종류의 채널에도 적용될 수 있다. 다음의 논의에서는 먼저 본 발명의 개요가 주어진다. 이는 본 발명의 다양한 특성에 대한 보다 상세한 설명으로 이어진다.

본 발명의 한 특성으로, 동기화 과정은 2개의 스테이지(stage)를 포함하고, 제1 스테이지는 그 자체가 2개의 단계를 포함한다. 제1 스테이지의 제1 단계에서는 대략적인(coarse) 타이밍 평가 및(낮은 분산의) 주파수 오프셋(offset) 평가가 추출된다. 후자는 주파수 모호성이 발생되더라도 정정될 수 있다. 제1 스테이지의 제2 단계는 실제적인 캐리어 주파수 오프셋이 넓은 범위에 걸쳐 평가될 수 있도록 이러한 주파수 모호성을 해결하는 것을 목적으로 한다.

제2 동기화 스테이지는 최종적으로 초기 타이밍 평가를 개선하는 것을 전담한다. 설정되는 특정 동기화 문제점에 의존하여, 두 스테이지는 각각 독립적인 모드로 사용되거나, 다른 방법으로 결합되어 적용될 수 있다.

제1 스테이지는 주기적인 신호 반복을 사용하고 대략적인 타이밍, 주파수 오프셋을 추출하여 주파수 모호성을 해결하도록 샘플의 시간-정의역 처리(예를 들면, 상관관계)를 실행한다. 여기서, 본 발명의 또 다른 특성은 전송 신호의 프리앰블(preamble) 부분을 넓게 공간을 둔 2개의 신호 부분으로 나눈다. 예를 들면, 데이터 신호(또는 다른 종류의 신호)는 여기서 샌드위치 프리앰블(Sandwich Preamble, SP) 또는 "샌드앰블(sandamble)"이라 칭하여지는 것을 형성하도록 "프리앰블" 부분 사이에 삽입될 수 있다. 본 발명의 샌드앰블을 사용하는 것은 주파수 정확도에 있어서 매우 유리하다.

제2 스테이지는 수신된 변조 신호의 세심한(fine) 타임 오프셋을 평가한다. 일부 대략적인(coarse) 시간 평가기에 의해 관심있는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼로 식별되는 신호 샘플의 일부 프레임에 동작하는 주파수-정의역 접근법이 선택된다. 초기 타이밍 평가는 제1 동기화 스테이지로부터 유래되거나, 다른 방법으로 특정한 전송 시스템에서 비교적 고정된 주기적 통신 프로토콜 구조로부터 기인될 수 있다. 제2 동기화 스테이지에서, 동기화 프리앰블은 OFDM 심볼이 되도록 요구된다. 이 신호 부분의 스펙트럼으로부터, 개선된 시간 오프셋 평가는 서브캐리어(subcarrier) 진폭에 걸친 상관관계 기술에 의해 구해질 수 있다. OFDM 매개변수(예를 들면, 캐리어의 수, 서브캐리어 변조 종류)가 허용되면, 알고리즘의 결정-유도 버전은 버스트로 정보를 운반하는 OFDM 심볼로부터 시간 오프셋을 평가할 수 있으므로, 특정한 매개변수 세트에 의해 주어진 최대값까지 오프셋을 평가하는데 추가 용장도(redundancy)가 요구되지 않는다. 즉, 버스트로 데이터를 전송하기 위한 변조 구조는 일반적으로 OFDM의 사용에 제한될 필요가 없지만, 버스트로 정보를 운반하는 심볼로부터 시간 오프셋을 평가하는데 제2 동기화 스테이지가 결정-유도 알고리즘을 사용하는 것을 허용하도록 하는 것이 유리하다.

결과적으로, 제2 스테이지에서는 데이터-보조 뿐만 아니라 결정-유도 평가가 사용될 수 있고, 여기서 데이터-보조 평가는 추가 용장도를 요구하지만 더 큰 확실성을 제공한다. 끊임없이 개선되는 시간 오프셋의 평가를 근거로, 시간 윈도우(time window)는 평가가 최소 분산의 최적 평가에 수렴할 때까지 반복적으로 재정렬될 수 있다. 대략적인 초기 시간 오프셋 평가는 단지 수렴을 보장하기에 충분히 확실할 필요가 있다.

다중경로(ISI) 채널을 통한 동작에서, 제한된 평가기로부터의 시간 동기화가 각 전력 지연 채널 프로파일(profile)의 전력 가중 시간의 중심 만큼 조직적으로 지연될 때, 가드(guard) 간격은 유리하게 프리픽스(prefix) 및 포스트픽스(postfix) 부분으로 분할된다. 그래서, 평가기의 평가된 동기화 위치는 통상적으로 양의 값으로 쉬프트된다.

본 발명의 다양한 특성에 대한 개요가 주어졌으므로, 이제는 이들 특성 및 다른 특성의 보다 상세한 설명이 주어진다.

본 발명이 미지의 주파수-선택 채널을 통한 버스트 OFDM 전송의 시간(프레임) 및 주파수 동기화를 모두 실행하는데 새로운 종류의 반복 프리앰블을 사용하기 때문에, 이것이 먼저 논의된다.

신호 반복

배경 부분에서 기술된 바와 같이, 반복 프리앰블(repetition preamble)은 일반적으로 심하게 분산된 미지의 채널을 통한 디지털 전송에서 프레임 및 캐리어 주파수 동기화를 허용하기 위해 버스트 트레이닝(burst training) 시퀀스로 주어진다. 프레임 동기화 및 캐리어 주파수 오프셋 평가에 주기적인 트레이닝 신호를 사용하는 일반 원리는 [CMU87]에서 단일-캐리어 전송에 대해 원래 제안되었다. 선형 뿐만 아니라 무메모리 비선형 채널 왜곡은 동기화 성능에 무시할만한 효과를 갖는다. 그래서, 조사되는 대략적인 프레임 및 캐리어 주파수 알고리즘의 핵심은 두 영역의 신호 반복을 사용하는 것이고, 이들 각각은 D_sync변조 간격의 유용한 동기화 길이로 구성된다. 두 영역은 k_o샘플 만큼 간격을 두고 떨어져 있다. 매개변수 k_o는 상관관계 기초로 표시된다.

OFDM 전송기가 신호 반복을 어떻게 도입할 수 있는가에 대해 몇가지 가능성이 있다.

확장된 가드 간격: 이 가능성은 매우 많은 OFDM 심볼(예를 들면, D = 512)에 적용되므로, 가드 간격으로 인한 "자연스러운" 주기성은 동기화를 허용하도록 일부(예를 들면, 20) 추가 가드 샘플 만큼 약간 확장된다. 본 예에서는 D_sync= 20의 동기화 길이와 k₀= D = 512의 상관관계 기초를 갖는다.

OFDM 심볼 반복: 이 가능성은 적은 OFDM 심볼(D ≤ 128)에 바람직하고, 이는 차원 D_sync의 전체 OFDM 심볼이 동기화를 허용하도록 반복됨을 의미한다. 상관관계 기초 k₀에 대한 값은 변화될 수 있다.

프리앰블을 형성하도록 반복되는 OFDM 심볼은 또한 데이터를 운반하는데 사용된다. 그래서, 데이터 복조에 2의 시간 다이버시티(diversity) 계수를 추가로 제공하더라도, 프리앰블 구조 그 자체는 - 주기성과 거리가 멀게 - 랜덤하고, 프리앰블 샘플의 절반만이 트레이닝 오버헤드(training overhead)를 나타낸다.

수학적 설명

수학적 표시를 위해, 오버샘플링되지 않는 OFDM 전송기 및 수신기를 가정한다. 더욱이, 전송기 및 수신기에서 모두 샘플링 주파수의 정합이 완벽하다고 가정하므로, T_T= T_R= T이다.

전송된 동기화 구조에서 사용가능한 시간-정의역 특징은 반복 특징이다.

일반성에 대한 제한없이, 유용한 제1 동기화 심볼의 시작은 k = 0인 것으로 선택되었음을 주목한다. 음의 값 k에 대해, 동기화 시퀀스의 가드 간격이 전송된다.

연속-시간 전송 신호에 대해, 다음과 같이 구해진다.

분산 채널, 추가 잡음, h_R(t)로 특징지워지는 수신 필터, 및 캐리어 주파수 오프셋이 가해진 이후에는

여기서, h(t)는 h(t) = h_T(t)*h_C(t)*h_R(t)로 정의되는 전체적인 임펄스 응답이고, h_T(t)는 전송 필터의 임펄스 응답이고, h_C(t)는 채널의 임펄스 응답이고, 또한 "*"는 콘볼루션(convolution) 연산자이다.

무잡음으로 명확하게 수신된 신호는

무잡음 신호는 다음을 산출하도록 샘플링되고,

여기서, |Δt_SO| ＜＜ T이고 샘플의 수 D_e는 k로 인덱스 처리되고, h(kT)는 길이 D_g의 가드 간격을 넘지 않는 0이 아닌 값이다. 그래서, 적어도 기술된 간격에서 다음의 신호 특징을 나타내는 수신 샘플 시퀀스를 구하게 된다.

이는 가드 간격이 채널 임펄스 응답 보다 짧지 않으면, 즉 D_g≥ D_e가 유효하면 그러하다. 명확하게, k₀만큼 공간을 둔 샘플 사이의 위상 관계는 Δt_SO에 무관한다.

식(6)에 표시된 k₀샘플의 간격에 걸친 2πΔf_COTk₀의 시스템 위상 증가는 수신 사이트에서 주파수 에러를 평가하는데 사용될 수 있다. 이는 본 설명에서 나중에 더 상세히 논의된다.

OFDM 서브캐리어 공간 Δf_sub= 1/(DT) 및 표준화된 캐리어 주파수 오프셋(Normalized Carrier Frequency Offset, NCFO) ξ_f=(Δf_CO)/(Δf_sub)이면, 2πΔf_COT =(2π/D)ξ_f이므로, 식(6)을 다시 기록하여 다음을 산출할 수 있다.

수신 신호의 특징

위상 회전과 별개로, 수신 무잡음 신호는 적어도 D_sync샘플의 영역내에서 주기성 간격 k₀로 반복을 나타낸다. 그래서, k₀공간을 두고 떨어진 신호 샘플의 유사성을 반영하는 측정치는 동기화 시퀀스의 존재를 확실하게 검출하도록 수신기에서 적용될 수 있다. 적절한 측정치는 본 설명에서 나중에 논의된다.

D_e＜ D_g이면, 가드 간격 중 D_g- D_e샘플 부분은 소비되지 않는다.(h_C(t)가 임펄스 응답의 종료 방향으로 작은 크기의 값만을 가지면, 대응하는 샘플 부분은 동일하지 않지만, 그럼에도 불구하고 "소비되지 않는" 부분이 더 길게 보이도록 "매우 유사"해진다.) 이 특징을 인지하는 것은 시간 동기화에서 일어나는 불확실성의 문제를 이해하는데 중요하다. 심볼 시작 위치는 [SC96]에서 제안된 최대 측정치 검출에 의해 정확하게 검출될 수 없다. 그래서, 타이밍 오프셋에 대한 대략적인 측정만이 구해진다.

주파수 평가의 정확성 및 동기화 구조의 존재를 검출하는 확실성은 이것이 "처리 이득"을 결정하여 접근법의 잡음 저항을 결정하기 때문에 매개변수 D_sync에 의존한다. 더욱이, k₀는 주파수 평가 정확성 및 허용가능한 주파수 범위에 영향을 준다. D_sync및 k₀의 분산에 의해, 신호 반복의 동기화 접근법은 이루어질 수 있는 정확도로 측정가능해진다.

이 동기화 구조를 적용하기 위한 요구조건

명확하게, 사용되는 동기화 시퀀스의 기간은 채널의 코히어런스(coherence) 시간을 넘지 않는다. 이는 통상적으로 의도되는 응용에서 중요한 요구조건이 아니다.

최대로 일어나는 주파수 오프셋은 전송 대역폭의 어느 한 측면에서 가상 캐리어의 수를 넘지 않도록 제공되어야 한다. 다른 말로 하면, 수신 신호는 이전의 주파수 제어 없이 활성화 상태의 모든 서브캐리어로 수신 필터 H_R(f)의 통과 대역에 "닿아야(hit)"한다. 그래서, 바람직한 모든 수신 신호 정보는 동일 복합 기저대(Equivalent Complex Baseband, ECB) 정의역에 포함된다. 주파수 오프셋이 충분히 정정된 이후에는 다른 서브캐리어로부터의 과도한 간섭을 겪지 않고 이산적 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT)을 통해 주파수 멀티플렉스를 복조하는 것이 가능하다; 주파수 정정은 대략적으로 상호 서브캐리어 직교성(orthogonality)을 복구하여야 한다.

종래의 반복 프리앰블

이들 예에서는 시스템내의 캐리어수가 비교적 작은 것으로 가정하므로, 차원 D_sync의 전체 OFDM 심볼의 반복에 초점이 맞추어져 논의된다. 그래서, 예를 위해, 프리앰블은 1회 반복되는 데이터 운반(그러므로, 랜덤한) OFDM 심볼을 포함한다고 가정된다.(물론, 프리앰블은 다른 방법으로 공지된 데이터를 포함할 수 있다.) 몇가지 종래의 반복 프리앰블은 본 설명의 배경 부분에서 논의되었고, 도 1a 및 도 1b에 도시된다. 도 1의 종래 프리앰블 구조를 보다 가까이 조사하기 위해, k₀= D_sync또한 D_g ⁽²⁾= 0이라 볼 수 있다. 그러면, 2개의 동일하고 직접 연속되는 OFDM 신호 부분이 주어지고, 이를 P 구조라 칭한다. 이러한 동기화 구조는 가드 간격에서 D_g샘플 + 2D_sync시간-정의역 샘플로 구성된다. 통상적으로, 가드 간격은 전송 시퀀스 중 하나의 작은 부분이 동기화 시퀀스에서 3회 일어나도록 주기적인 프리픽스로 구성된다. 제1 D_sync-캐리어 동기화 OFDM 심볼 중 D_g최종 샘플은 이어지는 두 심볼이 모두 동일하므로 동시에 제2 OFDM 심볼에 대한 "가드" 간격을 나타낸다. 이는 D_g ⁽²⁾= 0을 설정하도록 허용되었기 때문이다. P 구조의 결정적인 이 특징은 도 2a에서 도시된다. 특별히, 도 2a는 도 1a에 도시된 영역에 대응하여 영역 G, A, 및 B를 포함하는 프리앰블 구조 P 동안에 이산-시간 전송기 출력 s[k](각 전송 샘플은 복소수이다)의 시간상 구조를 도시한다. 본 설명 중 이 도면 및 이어지는 모든 도면의 각 영역에서, 삼각형은 한 영역에(예를 들면, A 영역) 샘플의 시퀀스 및 다른 영역에 그 반복(A 영역에 먼저 전송된 샘플의 B 영역 반복과 같은 완전한 반복 또는 G 영역에서와 같은 부분적인 반복)을 도시하도록 선택된다. 삼각형은 샘플의 전력이 끝부분의 방향으로 감소됨을 의미하도록 의도되지 않는다. 예를 들면, 삼각형에 의해, B 영역에서 샘플의 세트가 A 영역에서 전송된 것과 동일하고, G 영역에서 샘플의 세트가 A 및 B 각각의 최우측 부분에 동일하여, 주기적 반복을 제공한다는 것을 볼 수 있다.

도 2b는 전송 샘플 s[k]가 선형 또는 비선형 왜곡 및 주파수 오프셋 Δf_CO을 포함하여 무잡음 분산 채널을 통해 전송된 이후에 수신기에서 수신된 샘플를 도시한다. 동기화는 수신 샘플를 근거로 한다. 수신 가드 간격 G'은 채널에 의해 완전히 소비되지 않음을 볼 수 있다. 이 종래의 반복 프리앰블에서는 전송 시스템의 OFDM 심볼 구조가 모든 심볼에 대해 똑같게 허용되기 때문에 하드웨어 설계를 고려하여 D_sync= D/2를 선택하는 것이 양호하다.

샌드위치 프리앰블(샌드앰블(sandamble)) 구조

본 발명의 한 특성에 따라, 샌드위치 프리앰블(이후 "샌드앰블")이라 칭하여지는 새로운 종류의 반복 프리앰블 구조가 사용된다. 도 3에는 모범적인 샌드앰블이 도시된다. 사용가능한 주기성 간격은 선(301, 303, 305)으로 도시된다. 동기화 구조는 다음의 형태를 갖는다: 버스트의 하나 이상의 정규적인 OFDM 심볼 만큼 서로 분리된 2개의 동일한 반복 신호 부분. 도 3의 모범적인 실시예에서, B 영역에 포함된 샘플의 세트는 A 영역에 포함된 것과 동일하다. 또한, 여기서는(G₁, G₂) 및 G₃라 표시된 3개의 가드 영역이 제공된다. G₁및 G₂를 괄호로 둘러싼 표시는 제1 및 제2 가드 영역이 함께 확장된 가드 영역을 포함함을 나타내는데 사용된다. 가드 영역 G₁및 G₂는 서로 인접하고, 함께 선행되어 A 영역에 인접한다. 제3 가드 영역 G₃는 선행되어 B 영역에 인접한다. 제3 가드 영역 G₃는 버스트의 하나 이상의 정규적인 OFDM 심볼 만큼 A 영역으로부터 분리된다.

확장 및 제3 가드 영역(G₁, G₂) 및 G₃각각에서 신호는 A 영역에 포함된 신호의 최우측 부분(즉, 도 3에서 A2로 표시된 영역 A의 일부)을 복사한 것이다.(물론, B 영역의 신호 그 자체가 A 영역의 신호의 완전한 복사이므로, 가드 영역(G₁, G₂) 및 G₃각각에서 신호는 또한 B 영역에 포함된 신호 중 최우측 부분의 복사로 생각될 수 있다.) 확장 가드 영역(G₁, G₂)의 길이는 제3 가드 영역 G₃의 길이와 똑같을 필요가 없으므로, A 영역의 신호 중 최우측 부분의 복사가 다른 길이로 사용된다.

샌드앰블에서, 제1 가드 영역 G₁은 도 1a에 도시된 종래의 반복 프리앰블에서 발견되는 가드 영역 G와 똑같은 목적으로 동작한다. 제2 가드 영역 G₂은 G₁의 범위를 넘어 가드 영역을 확장하도록 동작한다. 제3 가드 영역 G₃는 부가적으로 프리앰블 구성성분의 분할(즉, 분리)로 인해 반복 부분 B에 대한 프리픽스로 사용하는데 필요하다.

도 4는 샌드앰블의 또 다른 시간상 구조를 도시한다. 여기서, 삼각형은 샌드앰블의 다양한 부분에 신호 중 어떠한 부분이 복제되는가를 도시하는데 유용하다. 도 4로부터 버스트 프레임은 길이 D_g ⁽¹⁾의 확장 가드 간격으로 선행되는 D_sync의 샘플 길이를 갖는 동기화 OFDM 심볼로 시작함을 볼 수 있다. 이어서, D_g샘플의 정규적인 가드 간격과 함께 D 캐리어를 갖춘 정규적인(즉, 정보를 운반하는) OFDM 심볼이 이어질 수 있다. 마지막으로, 반드시 길이 D_g ⁽¹⁾과 같을 필요는 없는 길이 D_g ⁽²⁾의 가드 간격과 함께, 길이 D_sync의 제2 동기화 OFDM 심볼(제1 심볼과 동일한)은 동기화 매개변수 평가에(부분적으로) 사용되는 샘플 프레임의 종료를 표시한다. 이어서, 버스트에는 나머지 정규적인(정보를 운반하는) OFDM 심볼이 이어진다.

정규적인 OFDM 심볼을 분할하여 둘러쌈으로서, 대응관계 근거 k₀가 확장된다. 이는 캐리어 주파수 평가의 평가 분산을 2차식으로 감소시키고, 또한 고정 범위를 선형으로 감소시킨다. 지정된 최대 허용가능한 평가 분산은 k₀가 클 때 상당히 감소된 동기화 오버헤드(전용 트레이닝 샘플)로 이루어질 수 있다.

다음에서는 샌드앰블이 단 하나의 삽입된 정규적인 OFDM 심볼을 갖는 것으로 가정한다.

종래의 프리앰블 대 새로운 샌드앰블

샌드앰블의 한가지 불편한 점은 감소된 주파수 캐리어 오프셋 고정 범위이다. 그러나, 실제적으로 주파수 캐리어 고정 범위는 통상적으로 매우 클 필요가 없다. 그래서, 본 발명의 또 다른 특성에 따라, 본 설명에서는 제1 동기화 OFDM 심볼의 약간 확장된 가드 간격 D_g ⁽¹⁾에서 제1 동작 단계에 의한 모호성을 회피하는 두가지 방법이 추후 설명된다. 주어진 2가지의 주파수 오프셋 모호성 해결 알고리즘에서는 D_g ⁽¹⁾＞ D_g가 요구된다.

샌드앰블의 두번째 불편한 점은 종래의 반복 프리앰블과 비교해, 동기화 프리앰블 중 제2 부분이 자체 가드 간격을 요구하여, 총 "프리앰블 길이"가 종래 반복 프리앰블의 D_g+ 2D_sync에서 샌드앰블의 D_g ⁽¹⁾+ D_g ⁽²⁾+ 2D_sync로 약간 증가된다는 점이다. 통상적인 선택이 D_g ⁽²⁾≒ D_g인 것으로 가정하면, 동기화를 위해 부가적으로 요구되는 변조 간격의 수는 D_g ⁽¹⁾이다. 샌드앰블 구조는 이루어질 수 있는 주파수 평가 분산 σ_ξf ²이 전송 오버헤드와 비교될 때 종래의 반복 프리앰블 보다 더 큰 효율성을 제공한다. 즉, 샌드앰블 구조는 트레이닝 샘플(오버헤드)의 수가 고정되면 최상의 정확도(낮은 분산)를 이룬다.

제1 스테이지: 대략적인(coarse) 시간 및 세심한(fine) 주파수 동기화

앞서 기술된 바와 같이, 본 발명에 따른 동기화 과정은 2가지 스테이지를 포함하고, 제1 스테이지 그 자체는 2가지 단계를 포함한다. 제1 스테이지의 제1 단계에서는 대략적인 타이밍 평가 및 저분산 주파수 오프셋 평가가 추출된다. 후자는 주파수 모호성이 일어나더라도 정정될 수 있다. 제1 스테이지의 제2 단계는 실제 캐리어 주파수 오프셋이 넓은 범위에 걸쳐 평가될 수 있도록 이 주파수 모호성을 해결하는 것을 목적으로 한다.

도 5a에는 제1 스테이지의 제1 모범적인 실시예에 대한 블록도가 도시된다. 이 도면은 모범적인 실시예에서 사용되는 하드웨어 구성성분 뿐만 아니라, 신호의 흐름 및 동작 순서도 도시하고, 또한 실시예에서 실행되는 다양한 단계의 흐름도로 동작한다. 동작의 이러한 흐름을 도시하기 위해, 일부 경우에서는 샘플 메모리(501)와 같이 똑같은 하드웨어 구성성분이 도면에서 여러 위치에 도시된다. 이와 같이 여러번 도시되었음에도 불구하고, 이러한 유닛은 단 하나가 요구된다. 이 도면 및 이어지는 도면에서 설명되는 다양한 유닛의 기능은 여러 방법으로 실시될 수 있다. 예를 들면, 프로그램가능한 처리 로직은 적절한 컴퓨터-판독가능 저장 매체(예를 들면, 랜덤 억세스 메모리(RAM), 자기 저장 매체, 광학적 저장 매체 등)에 저장된 프로그램 지시를 실행함으로서 여기서 설명되는 기능을 실행한다. 다른 방법으로, 하드웨어 로직은 다양한 기능 중 일부 또는 그 모두를 실행하도록 설계되어 내장될 수 있다. 다른 방법 및 그와 동일한 것들은 각각 본 발명의 범위내에 포함되는 것으로 의도된다. 또한, 다양한 기능을 도시된 블록으로 분리하는 것은 본 발명의 설명을 용이하게 하기 위한 것임을 이해하게 된다. 실제로는 도시된 블록 중 일부 또는 그 모두가 조합된 기능을 모두 실행하는 단일 유닛으로 조합되는 것이 가능하다.

다시 도 5a를 참고로, 이러한 제1 스테이지는 프리앰블 심볼에 사용되는 변조의 종류를 제한하지 않는다. 단일-캐리어 변조 뿐만 아니라 OFDM 심볼도 프리앰블로 사용될 수 있다.

수신된(잡음이 있는) 샘플 r[k]는 샘플 메모리(501)에 공급된다. 저장된 수신 샘플 r[k]는 샌드앰블 구조(503)를 포함하는 것으로 알려져 있다. 제1 스테이지의 제1 단계에서, 수신된 샘플 r[k]는 수신 샘플 r[k]에 적용되는 제1 주파수 정정(507) 뿐만 아니라 대략적인 프레임 시작(시간) 평가(509)를 발생하는 제1 상관관계 유닛(505)으로 공급된다. 이들은 수신 샘플 r[k]로부터 유사성 측정치를 결정하고, 샌드앰블(503)을 검출하는데 발생된 측정치로부터 구해진 정보를 사용함으로서 발생된다. 검출된 샌드앰블(503)로부터, 제1 주파수 정정(507) 및 대략적인 프레임 시작(시간) 평가(509)가 결정될 수 있다. 본 발명의 다른 실시예는 다른 종류의 유사성 측정치를 사용하여 유도될 수 있다. 이제는 적절한 측정치가 설명된다.

최소 평균 제곱 에러(Minimum-Mean-Squared-Error, MMSE) 기준

프레임 및 주파수 동기화의 문제점에 접근하기 위해, D_sync과 인접하는 잡음 수신 샘플의 시퀀스는 다음과 같이 벡터로 수집된다.

(가공되는 것이므로, 측정불가능한) 무잡음 수신 샘플은 다음과 같이 수집된다.

마지막으로, 잡음 벡터의 정의로,

의 관계를 갖는다.

동기화는 샘플 시퀀스의 유사성 확률을 최대화하는 것을 근거로 한다. 유효한 시간 및 주파수 동기화는 동기화 튜플(tuple)(k, ξ_f)이 유효한 동기화 튜플 세트(유효한 영역)에 포함되는 경우 이루어진다.

주기성 특징을 나타내는 모든 시간 위치 k', 즉과사이의 식별이 유효하다. 소모되지 않은 가드 간격이 존재할 때, 유효한 k'은 인접한 간격을 형성하게 된다. 그와 별개로, NCFO ξ'_f'은 x ∈ Z의 모든 ξ_f= ξ'_f+ x(D/k₀)에 대해 유효한 평가이다. 즉, D/k₀의 NCFO 모호성 간격이 있다. 평가되는 주파수 매개변수가 범위에서 제한되지 않으면, 인접하지 않은 NCFO 평가는 미리 불가능하다. 결과적으로, 다수의 유효한 동기화 튜플이 존재할 수 있으므로, R_k,ξf의 기수는 1 보다 더 크다.

주기성 결정을 위해, 다음과 같이 결정 벡터가 주어지고,

여기서, 식(13)의 처음 두 항에 대해서는 다음을 주목한다.

식(12) 및 식(13)으로 주어지는 결정 벡터는 2개의 동기화 가정및를 동시에 테스트하는데 사용될 수 있다. 이는 적어도 σ_s ²＞ σ_n ²에 대해 합리적인 정보를 제공한다. 유효한 가정의 경우,는 복소수값의 0-평균 D_sync-차원의 가우시언 분포 랜덤 변수를 나타낸다. 이 특징은 식(13)으로부터 직접 주어진다. 무잡음의 경우에는가 이상적인 프레임 위치 및 완벽한 NCFO 평가에 대해 정확하게 0이 된다. 서로 상관되지 않은 백색 가우시언 잡음 벡터및가 주어질 때,의 잡음은 다시 복소수 차원 당 2σ_n ²의 잡음 분산을 갖는 백색 가우시언이 된다.

유효한 동기화 튜플의 조건하에서의 확률 밀도 함수(pdf)는

여기서, ∥d∥²= d^Hd이다. 명확하게,(.)^H는 벡터의 공액 복소수 이항을 나타낸다.

프레임 오프셋과 NCFO는 결합되어 평가되어야 한다. 결합 평가는 다음을 실행함으로서 구해진다.

argmax 연산자는 주어진 식을 최대화하는 독립변수(튜플)를 산출한다.

결합 동기화 평가는 다음과 같다.

argmin 연산자는 주어진 식을 최소화하는 독립변수(튜플)을 산출한다. 최소화되는 식은 다음을 산출하도록 수정될 수 있다.

여기서, 다음과 같이 복합 상관관계

및 연속적으로 수신되는 D_sync샘플의 한 프레임내 전력합이 주어진다.

두 값 S[k] 및 P[k]는 모두 S[k-1] 및 P[k-1]로부터 각각 회귀적으로 계산될 수 있다. 이는 하나의 새로운 요소를 가산하고 오래된 것을 감산함으로서 이루어진다. 반올림 에러가 무시될 수 있다고 가정하여, 그 합은 각 변조 간격에서 스크래치로부터 계산될 필요가 없다.

식(16)은 [CMU87]에서 결합 프레임 및 주파수 동기화를 위한 주기성 측정치로 사용되도록 제안되었던 것과 똑같은 측정치이다. 이는 k₀공간을 두고 떨어진 수신 샘플 사이의 평균-제곱 에러(Mean-Squared Error, MSE)에 대한 기준이므로, 신호에서 주기성의 정도를 모니터하는데 사용될 수 있다. 식(16)의 2차원 측정치에서 결합 타이밍 및 주파수 오프셋 결정은 최소 MSE(MMSE)를 이루는 프레임 시작 가정및 NCFO 가정를 지지한다.

수정된 측정치로,

원래의 2차원 탐색은 2개의 1차원 평가 문제로 나뉠 수 있다. 프레임 위치의 평가는 먼저 최소 MSE 기준을 통해 주어진다.

이어서, NCFO에 대한 최대 공간(Maximun Likelihood, ML) 평가는 평가된 프레임 시작부에서, 즉 k =에서 S[k]를 평가함으로서 구해질 수 있고, 이는 다음을 산출한다.

명확하게, |ξ_f| ＜ D/(2k₀)는 주파수 오프셋 평가 ξ_f의 비모호성에 대한 최소 요구조건이다. 이 평가의 질은 본 명세서에서 나중에 더 조사되지만, 여기서는 ISI에 무관한 주파수 오프셋 평가를 위해이 보장되어야 함을 설명한다.

최대-공간 기준

[SvdBB95] 및 [vdBSIB95]에서, Sandell, van de Beek, 및 Borjesson은 ML 프레임 동기화 접근법을 근거로 하는 최적의 측정치를 제안한다. 상세한 유도 방법은 Jan-Jaap van de Beek, Magnus Sandell, 및 Per Ola Borjesson의 다중캐리어 시스템에서 타이밍 및 주파수 오프셋의 ML 평가(ML Esstimation of Timing and Frequency Offset in Multicarrier Systems), Research report, Div. of Signal Processing, Lulea University of Technology, Sweden, 1996(이후 "[vdBSB96]")에서 볼 수 있다. 수신된 신호는 일부 OFDM 전송 신호에만 유효한 복합 0-평균 가우시언 분포 백색 랜덤 처리로 모델화된다. Stefan Muller 및 Johannes Huber의 "OFDM에 대한 새로운 피크 전력 감소 구조(A Novel Peak Power Reduction Scheme for OFDM)", Proceedings of the International Symposium on Personal, Indoor, and Mobile Radio Communication(PIMRC'97), pp. 1090-1094, Helsinki, Finland, 1997년 9월(이후 "[MH97b]")에서 설명된 바와 같은 다수의 사용되지 않는 서브캐리어의 경우 또는 적응적 변조의 경우와 다르게, 샘플의 0-상관관계는 서브캐리어에 크게 변하는 전송 전력을 갖는 OFDM 전송 신호에 대해서 일반적으로 그러하지 않다. 이는 일부 분산 채널 임펄스 응답과 연관되기 때문에 특히 수신 신호에 대해서 그렇지 않다. 결과적으로, [vdBSB96]에서의 유도 방법은 그 자체가 비분산 채널의 가정을 근거로 한다. 분석하는 중에, 이들은 먼저 결합 시간 및 주파수 평가에 대해 2차원 측정치에 도달하고, 이전의 서브섹션에서와 같은 이유로, 프레임 동기화에 대해 다음과 같은 1차원 탐색 기준을 유도한다.

여기서, 다음 상수는

수신기 입력에서 신호-대-잡음비(Signal-to-Noise Ratio, SNR)를 설명한다. 이 SNR-적응 계수 이외에, 측정치는 식(20)과 똑같은 구조를 갖는다. 명확하게, P[k] 및 S[k]는 식(18) 및 식(19)에서 정의된다. 비분산 채널이라 가정하더라도, 측정치는 분산 채널에서 최적성 및 우수성을 갖는다.

최대-상관관계 기준

간략화된 프레임 동기화 측정치는 T. Keller 및 L. Hanzo의 "무선 구내 네트워크에서 직교 주파수 분할 다중 동기화 기술(Orthogonal Frequency Division Multiplex Synchronisation Techniques for Wireless Local Area Networks)", Proceedings of the International Symposium on Personal, Indoor, and Mobile Radio Communications(PIMRC'96), pp. 963-967, Taipei, Taiwan, 1996(이후 "[KH96]")에서 제안된다. 여기서, 다음을 통해 프레임 시작을 구하고,

이는 최대 상관관계(Maximun Correlation, MC) 크기의 시간 위치를 나타낸다(식(18)을 참고). 동일하게,의 최대치도 기준이 될 수 있으므로, 실시에서 제곱근이 처리될 필요가 없다.

수신된 신호가 일정한 포락선을 갖고 P[k] = const ∀k가 되도록 잡음이 적절하면, 후자의 기준은 식(23) 및(21)에서의 기준 만큼 최적화된다. 그러나, 이는 OFDM의 신호 포락선이 일정한 것과 거리가 있기 때문에 OFDM 신호에 대해서는 결코 그러하지 않다. 단일-캐리어 변조 시스템의 다중경로-변형 수신 신호에 대해서는 일정하지도 않다. 결과적으로, 현재 처리되는 동기화 윈도우내에서 평균 전력을 고려하지 않기 때문에, 식(25)의 기준이 부분 최적화되어야 한다.

제4 기준

[SC96]에서, Schmidl 및 Cox는 요구되는 값이 식(18) 및(19)에서 정의된 [SC97]의 메트릭을 적용할 것을 제안한다.

제5 기준: 최대 표준화 상관관계

여기서 설명되고 청구되는 본 발명의 발명자는 최대 표준화 상관관계(Maximun Nornalized Correlation, MNC)라 칭하여지는 또 다른 기준을 개발하였고, 이는 새로운 샌드앰블로 대략적인 프레임 동기화를 실행하는데 사용되는 것이 바람직하다고 생각된다. 대략적인 시간 동기화 평가(즉,)를 결정하는데 사용되는 본 발명의 특성에 따른 측정치는 다음과 같다.

동작시, 제1 상관관계 유닛(505)(도 5를 참고)은 다수의 가정된 대략적 주파수 평가각각에 대해 수신된 샘플 r[k]의 가정된 A 영역과 가정된 B 영역 사이의 상관관계를 나타내는 상관관계 값을 결정한다. 이들 상관관계 값은 상관관계 메모리(511)에 저장된다. 모든 상관관계 값을 계산한 이후에, 제1 상관관계 유닛(505)은 argmax-연산을 실행하도록, 즉 측정치를 최대화하는를 찾도록 이들을 조사한다. 이 최대화값는 대략적인 프레임 시작 평가(509)이다.

주파수 평가 분산의 감소

수신된 샘플 r[k]에서 A 및 B 영역의 위치를 평가하면, 제1 상관관계 유닛(505)이 수신 신호의 주파수를 평가하는 것이 또한 가능하다. 주파수 평가에서 흔히 일어나는 문제점은 주파수 정확도이다. 주파수 평가의 분산은 k₀ ²에 반비례한다. 두번째 문제점은 모호성 없이 평가기에 의해 인식될 수 있는 최대 허용가능한 주파수 오프셋을 제공하는 평가 범위이다. 도 1a, 도 1b, 및 도 3에 도시된 각 프리앰블 구조에 대해, A 및 B 영역 사이의 상관관계로부터 유도되는 주파수 오프셋에 대한 평가 범위는 k₀에 반비례한다. 이는 확장된 주기성 간격이 평가 범위를 감소하는 효과를 갖는 것으로 이어진다.

정확한(즉, 낮은 분산의) 주파수 평가를 얻는데는 다수의 가능성이 요약될 수 있다. 즉:

- 도 1a에 도시된 반복 프리앰블을 참고로, A 및 B 영역의 반복되는 신호 부분내에서 샘플수의 증가는 평가 정확도를 개선시킨다. [SC96]을 참고한다. 효과는 다이버시티(diversity) 계수(및 트레이닝 오버헤드)가 커지고 주기성 간격이 확대된다는 것이다. 그래서, 평가 범위는 감소된다.

- 도 1b의 프리앰블 구조에서 도시된 바와 같이, 단 2회 대신에 수회의 반복을 사용하면, 다양한 주기성 간격을 사용할 기회가 주어진다. 여기서, 영역 A 및 B 뿐만 아니라 영역 B 및 C의 처리는 더 큰 주파수 오프셋이 평가되도록 허용하고, 영역 A 및 C의 처리는 더 나은 주파수 분산을 제공하게 된다. [FM93] 및 [FM94]를 참고한다.

- 본 발명의 한 특성에 따라, 정확한 주파수 평가를 구하는 또 다른 접근법은 반복 샘플의 수를 증가시키지 않고 주기성 간격을 증가시키는 것이다. 여기서, 다이버시티 계수(및 트레이닝 오버헤드)는 대략적으로 똑같이 유지되고, 평가 범위는 유사하게 감소된다. A 영역과 B 영역 사이의 주기성 간격 k₀을 두배로 함으로서, 평가 분산은 4의 계수 만큼 감소되고, 평가 범위는 2의 계수 만큼 감소된다. 평가 범위에 대해 분산을 조정하는 개념은 매우 탄력적인 샌드앰블 접근법을 통해 실현되고, 여기서는 반복되는 동기화 심볼이 데이터에 의해 분리된다.

주파수 평가 분산과 트레이닝 오버헤드 사이의 관계에 대해, 샌드앰블은 순수한(종래의) 프리앰블 형태 보다 상당한 이점을 갖는다. 이는 이미 트레이닝 샘플의 수를 비교함으로서 도 1a, 도 1b, 및 도 3에서 명백해진다. 특정한 매개변수에 의존하여, 샌드앰블에서 전체적인 트레이닝 샘플의 수는 비교가능한 주파수 평가 분산을 갖는 프리앰블 형태의 절반이 될 수 있지만, 명확하게 평가 범위가 감소된다. 후자는 다시 다음 서브섹션에서 그 방법을 적용함으로서 보다 쉽게(전용 샘플의 수에 있어서) 확장될 수 있다.

주파수 모호성의 해결

이 논의는 모범적인 실시예의 제1 스테이지에 의해 사용되는 주파수 모호성을 해결하는 접근법의 개요를 제공한다. 이 개요에 이어서, 다양한 특성이 더 상세히 조사된다.

다시 도 3에 도시된 샌드앰블을 참고로, 확장된 가드 영역 G₂은 영역 A 및 B를 서로 상관시킬 때 일어날 수 있는 주파수 모호성을 해결하는데 사용된다. 특별히, 제1 상관관계 유닛(505)에 의해 A 및 B 영역의 상관관계로부터 발생되는 제1 주파수 정정(507)은 수신 샘플의 주파수 오프셋을 정정하는데(단계 513) 사용된다. 주파수 정정 단계(513)는 예를 들면, 평가된 오프셋값의 함수인(예를 들면, e^-j2πΔfTk이고, 여기서 Δf는 평가된 주파수 오프셋) 복소수값 회전 계수로 샘플(샘플 메모리(501)에 저장된)을 곱함으로서 실행된다. 그러나, 매개변수에 의존하는 간격으로 주기적 주파수 모호성이 일어날 가능성 때문에, 이 주파수 오프셋은 정확하지 않을 수 있다. 결과적으로, 이 잔류 이산값 주파수 오프셋은 검출될 필요가 있다. 이산적인 유효 잔류 주파수 오프셋 세트만이 있음을 인식하는 것이 중요하므로, 이 과정은 평가 보다는 검출 과정이다.

결정 변수를 구하기 위해, G₂는 제2 상관관계 유닛(515)에 의해 A₂와 서로 상관된다. 부가하여, 제2 상관관계 유닛(517)은 G₂영역을 B₂영역과 서로 상관시킨다. 본 발명의 한 특성으로, 제1 주파수 정정(513)은 조합기(519)에 의해 2개의 상관관계 결과(제2 및 제3 상관관계 유닛(515, 517)으로부터)가 조합되는 것을 가능하게 만들지만, 이러한 조합은 본 발명에 필수적인 것은 아니다. 즉, 다른 방법의 실시예에서는 기술된 두 상관관계 중 하나 또는 다른 하나만이 실행될 필요가 있다. 두 상관관계 결과가 발생되어 조합되는 모범적인 실시예를 다시 참고로, 이러한 조합은 주파수 간격 결정에 대해 추가로 1.55 dB 이득을 산출하는 것으로 밝혀졌다. 이 조합된 상관관계 결과로부터, 잔류 캐리어 주파수 오프셋은 주파수 오프셋 간격 검출 유닛(521)에 의해 검출(평가가 아니고)된다. 이 주파수 간격 결정(523)은 제1 상관관계 유닛(505)으로부터의 제1 주파수 정정 평가(507)와 조합되어 전체적인 주파수 오프셋 평가(525)를 형성한다(예를 들면, 평가된 주파수 오프셋값의 함수인 복소수 회전 계수로 저장 샘플을 곱함으로서). 본 발명의 이러한 특성이 세심한 평가를 이루는 것과 이산적인 결정을 이루는 것을 조합하기 때문에, 이 주파수 오프셋 평가 과정은 여기서 "FD(Fine/Discrete)"라 칭하여진다.

FD 접근법의 두번째 이점은 실질적인 전송 시스템에서 주파수 오프셋의 비균일 분포에 있다. 통상적으로, 0 부근의 주파수 오프셋이 큰 캐리어 주파수 오프셋 보다 더 가능성이 있다. 이러한 경우, FD 접근법은 이산적인 간격 결정에서 주파수 오프셋 간격의 이전 확률을 사용하도록 허용한다. 이는 FD의 전체적인 주파수 부정-로크(false-lock) 확률을 최소화시킨다.

동기화 과정의 제1 스테이지에서 동작의 개요가 설명되었고, 이제는 이 제1 스테이지의 다양한 특성이 보다 상세히 설명된다.

주파수 모호성의 해결을 위한 3가지 접근법

이 섹션에서는 주파수 평가 모호성을 방지하거나 해결하기 위한 3가지 접근법이 분석된다. 이는 주파수 오프셋이 샌드앰블의 로크인(lock-in) 범위 제한 보다 크거나 그 부근에 있을 때 새로운 샌드앰블 구조에서 증가적으로 일어난다. 다음 3가지 기술 중 처음 2가지에서, 두 동기화 심볼 부분의 두 가드 간격 중 하나는 확장되므로, 다른 기본 길이와의 상관관계가 약해진다. 상관관계 결과의 적절한 처리에 의해 모호성은 특정한 제한내에서 해결되거나 방지될 수 있고, 그에 의해 다소 피드포워드(feedforward) 종류의 주파수 평가기를 만들게 된다. 다시 도 4의 프리앰블 구조를 참고로, 모범적인 샌드앰블에서는 D_g ⁽¹⁾＞ D_g ⁽²⁾= D_g임을 상기한다. 이 지점에서는 가드 간격 확장으로 인해 주파수 모호성을 해결하는데 사용될 수 있는 상관관계 곱의 수인 변수 D_c가 더 도입된다. 명확하게, D_c≤ D_g ⁽¹⁾- D_e는 상관관계 곱에 대해 요구되는 주기성을 보장하기 위해 제공되어야 한다.

제3 접근법은 가드 간격 확장을 요구하지 않으므로, 처리량면에서 더 효과적이다. 이는(반복적인) 주파수-정의역 시간 동기화를 위해 도입된 차동 서브캐리어 파일럿 심볼(differential subcarrier pilot symbol)를 인지하는 것을 사용하다. 주파수 오프셋을 결정하기 위해, 시행착오 기술이 사용되므로, 이는 계산적으로 처음 2가지 접근법 보다 더 비용이 많이 든다.

제1 기술: CF(Coarse/Fine) 접근법

이 기술에서는 모호성이 세심한 주파수 오프셋 평가를 실행하는 샌드앰블 접근법을 사용하기 이전에 방지된다. 유사한 동기화 구조는 [LSM97]에서 설명된다. 사전처리(preprocessing) 유닛에서, 대략적인 주파수 평가는 도 1b에 도시된 프리앰블 구조 중 A 영역과 B 영역 사이의 제1 상관관계로부터 구해진다. 이 제1 상관관계는 더 짧은 상관관계 근거를 갖는다. 이와 같이 평가된(잠재적으로 큰) 주파수 오프셋은 도 1b에 도시된 프리앰블 구조 중 A 영역과 C 영역 사이에서 구해진 제2 상관관계로부터의 결과에 따른 세심한 평가 이전에 정정된다.

본 발명의 한 특성에 따라, 이 기술은 새로운 샌드앰블 구조에 적용되고, 이는 제1 및 제2 상관관계가 모두 더 짧은 상관관계 근거 및 더 긴 상관관계 근거를 각각 갖는 구성성분 사이에서 실행되도록 허용한다.

대략적인 주파수 오프셋 평가에 사용되는 상관관계는 D_sync의 근거를 사용하고, D_c곱으로 구성되고, 또한 다음과 같이 정의된다.

도 6에는 이 상관관계가 G₁, G₂, G₃, A(A₂를 포함하는), 및 B(B₂를 포함하는) 영역을 갖는 수신 신호(601)에 대해 도시된다.

잡음 샘플 대신에, 무잡음 샘플과 잡음의 합, 즉 r[k] =+ n[k]를 대입함으로서, 대략적으로 다음을 산출한다.

여기서, 잡음-잡음 곱은 바로 무시된다. 이제는 정확한 순간에(k = 0) L^c[k]가 평가되도록 시간 동기화가 완전하다고 가정하고, 다음을 산출한다.

여기서는 상관관계 결과 중 유용한 부분의 계산을 위해 특징가 사용되었다. 똑같은 특성으로 인해, 잡음 성분 n^*[-κ]에 대한 곱셈 계수, 즉에 대한 무잡음 수신 신호 샘플의 비율은 단위 크기를 가짐을 주목한다.

이 지점에서, 사용되는 신호 부분에 유용한 전력의 합을 나타내는 새로운 랜덤 변수 u가 도입된다. 이는 다음과 같의 정의되므로,

식(31)에서 L^c[0] 중 유용한 구성성분은과 같이 표시될 수 있다. L^c[0]에서 잡음 구성성분의 분산은 다음과 같다.

여기서는 수신된 신호 샘플 및 잡음 샘플 뿐만 아니라 단일 잡음 샘플이 통계적으로 독립적이라고 가정한다. L^c[0]에서 복소수 잡음 구성성분은 다시 분산 u·2σ_n ²을 갖는 가우시언 분포임을 주목한다.

이제는 식(32)에서 랜덤 변수 u의 통계적인 특징에 초점을 맞춘다. 일정하게, u = D_syncσ_s ²이고, 이는 파시발(Parseval) 이론에 의해 확인된다. 그래서, u는 D_c= D_sync인 경우 랜덤 변수가 아니다. 그러나, 프리앰블 효율성 덕분에, 보다 널리 사용되는 경우는 D_c＜＜ D_sync이므로, 다음의 유도 과정에서는 이와 같다고 가정한다. 이는 무잡음 시간-정의역 샘플가 대략적으로 σ_s ²로 주어지는 분산과 0 평균을 갖는 복소수 비상관관계의 가우시언 분포(통계적으로 독립적인) 랜덤 변수로 해석될 수 있다는 OFDM 전송 신호의 특징으로부터 직접 이어진다. 그래서, u는 중심적으로 2D_c의 자유도를 갖고 카이 제곱(chi-square) 분포된다. u의 pdf는 다음과 같다.

여기서, δ_-1(u)는 0과 같거나 큰 모든 u에 대해 1이고, 그렇지 않은 경우 0인 단위 스텝(unit step) 함수이다.

다음 분석의 목적은 주파수 평가 실패의 확률, 즉 대략적인 평가기가 대략적 평가를 제공할 수 없어 세심한 평가가 모호할 확률에 대한 분석적인 표현을 찾는 것이다. 무잡음 대략적 상관관계 결과는이고, 이는 동시에 상관관계의 기대값을 나타내고 위상 각도를 갖는다. 명확하게,는 무잡음의 경우에 대략적 평가의 비모호성을 확인하도록 제공되어야 한다. 잡음이 있으면, 동기화 실패 비율은 실제 ξ_f와 이 상단 한계치 사이의 차이에 의존하여 일어나게 된다.

이 대략적 모호성 문제점은 큰 ξ_f에 대해서만 일어나지만, 그 이외에, L^c[0]으로부터 구해지는 대략적 주파수 오프셋 평가는 부가적으로 세심한 평가기의 비모호성 범위내에 있어야 한다. 이는 보다 엄중한 문제점인 것으로 나타난다. 그래서, 대략적 평가기는 적어도 제1 정정 이후 잔류 주파수 오프셋이 |2πΔf_cok₀T| ＜ π에 놓이도록, 즉 세심한 평가기가 모호하지 않게 작용할 수 있도록 제공되어야 한다. 이 위상 한계는 대략적 상관관계 결과에서 결정 영역을 정의하는의 독립변수에 대응한다. 결과적으로, 세심한 주파수 동기화가 실패하지 않는 arg(L^c[0])에 대한 위상 범위는로 주어진다. 도 7은 무잡음(대략적) 상관관계(기대값)의 위상도와 샌드앰블 구조에 대한 세심한 평가기의 비모호성 영역을 도시한다. 세심한 주파수 동기화가 실패하지 않는 위상 범위는 도 7에서 빗금치지 않은 면적으로 도시되고, 이미 표시된 바와 같이, 결정 영역의 오프닝(opening) 각도 π(D_sync/k₀)는 OFDM 매개변수의 적절한 선택을 위해 π/2 보다 더 작다.

이제는 상술된 이유들 중 하나로 인해 부정 로크(false lock)의 확률을 평가하도록 두 경우를 구별하여야 한다:

도 7에서 빗금치지 않은 면적은 전체적으로 대략적 평가기의 비모호성 범위내에, 즉 전체적으로 음의 실수축 위나 아래에 놓인다. 이는 수학적으로, 즉에 의해 표시된다. 이 경우에는 두 결정 영역 경계에 대해 에러 이벤트의 대칭 조건을 갖는다. 이들은 두 방향 중 어느 한 방향에서 경계-직교 잡음 구성성분의 크기 - 분산 u·σ_n ²(실수 차원당)을 갖는 -가 진폭값 u·sinπ(D_sync/k₀)(도 7을 참고)을 넘으면 한계를 벗어난다.

두번째 경우는 큰 상대적 주파수 오프셋에 대해, 즉 범위에서 유효하고, 여기서 2개의 실패 경계에 대한 무잡음(기대되는) 상관관계 점의 거리는 다르고, 각각및로 주어진다.

그러므로, 대략적/세심한 평가 구조에서 주파수 동기화 실패의 확률 P_ff는 다음과 같이 근사화될 수 있다.

여기서, P_chi(a,b)는 다음과 같이 주어지고:

계산을 위해 사정되어야 한다.

주어진 유도 방법에 대해서는 주파수 동기화 실패 확률이 단순히 대략적 평가의 실패에 의해 발생된다고 가정함을 주목한다. 이러한 가정은 세심한 주파수 오프셋 평가의 분산이 대략적 평가기 보다 작은 크기인 정도이기 때문에 통상적으로 만족된다. 특별히, 세심한 상관관계 결과로부터 구해지는 주파수 평가는 대략적 평가와 비교할 때 무잡음(거의 0인 분산)으로 해석될 수 있다.

제2 기술: FD(Fine/Discrete) 접근법

본 발명의 한 특성에 따라, 주파수 오프셋은 먼저 세심한 평가기로 평가되고 정정된다(결국 이산값의 모호성을 갖더라도). 이어서, 다른 상관관계 근거를 갖는 하나 이상의 상관관계 결과에 동작하는 사후처리(postprocessing) 유닛에 의해 최종적으로 이 모호성을 해결하려는 시도가 이루어진다. 이러한 FD 접근법의 원래 버전에서 실패 비율 성능은(식(37)을 참고로 이후 더 상세히 설명될) CF와 비교할만하거나 동일한 성능이 될 수 있지만, 이는 더 유리한 일부 특성을 제공하므로, CF 보다 성능을 현저히 개선하는데 사용되어야 한다.

도 4에서 주어지는 프리앰블 구조에 따라, 세심한 평가기는 매우 낮은 분산을 갖는 주파수 오프셋을 평가하는데 상관관계 근거 k₀= D_sync+ D + D_g ⁽²⁾를 사용한다. 그 평가는 D/k₀의 표준화된 모호성 간격을 나타낸다. 이는 평가된 세심한 주파수 오프셋의 "정정" 이후에, 수신 신호가 단독으로 균일한 간격의 이산값 주파수 오프셋을 나타내도록 해석될 수 있음을 의미한다. 세심한 상관관계 및 정정 유닛의 동작 원리는 도 8에서 설명된다. 다음 표시에서, Δf_CO및 ξ_f는 이미 설명된 샌드앰블에 따른 주파수 오프셋 정정이 이루어진 이후 나머지 오프셋 값을 나타낸다. 그래서, 나머지 이산값 주파수 오프셋은 특징 2πΔf_COTk₀= 2πΔ_f, Δ_f∈ Z에 의해 결정된다. 이는 결과적으로 다음을 제공하게 된다.

여기서, Δ_f는 모호성 간격을 나타내는 정수값의 매개변수이고, 그 수는 새로운 사전처리 스테이지에 의해 검출되어야 한다.

도 8에서, 수평축은 상대적인 주파수 오프셋 ξ_f를 나타내고, 그 축은 길이 D/k₀의 표준화된 모호성 간격으로 분할된다. FD 알고리즘은 이 축상의 어딘가에 있는 원래의 연속값 ξ_f가 제1(세심한) 상관관계 스테이지에 의해 평가되도록 작용한다. 모호성으로 인해, 이 표준화된 오프셋 평가는 가장 가까운 간격 중심에 대한 거리와 똑같으므로, ξ_f와 반드시 똑같을 필요는 없다. 도 8에서, 교차점은 일부 연속값의 ξ_f를 나타내고, 제1 처리 스테이지에 의해 어느 중심점(굵은 가운데점)으로 쉬프트되었나(정정되었나)를 도시한다.

이제, ξ_f의 절대 크기에 대한 제한 없이, 또는 적어도 0 주변에서 간격 Δ_f의 수용가능한 수에 대해 주파수 오프셋을 완전하고 정확하게 평가(또는 검출)하는 것이 가능하면, 세심한 평가기와 동일한 분산을 갖지만 큰 로크인 범위를 갖는 주파수 평가기가 주어지게 된다.

이를 위해, 식(29)와 똑같은 상관관계가 사용되고, 여기서 샘플 r[k]는 이제 제1(세심한) 주파수 정정 이후에 수신 신호 샘플을 나타낸다. FD 경우에서는 다음의 간단한 상관관계 L^c[k] = L^c1[k]가 구해진다.

D_c는 전형적으로 서로 상관되는 약 10개 샘플의 범위에 있다. 이는 도 5에 도시된 제2 상관관계 유닛(515)에 의해 실행되는 상관관계이다. 상관관계에서 사용되는 샘플의 원칙적인 위치는 도 6에 도시된다.

CF에서와 같이, 프레임 동기화가 완전한 것으로 가정하므로, 식(36)을 포함하여 식(31)과 유사하게 정확한 순간에(k = 0) 유용한 상관관계 구성성분에 대해 다음과 같이 주어진다.

그래서, 상관관계 L^c1[0]의 기대되는 독립변수는 다음과 같다.

여기서, 모듈로(modulo) 연산은 독립변수(위상 간격 [-π, π])에 대한 감소를 나타낸다. 식(39)을 고려하면,(D_sync/k₀)의 적절한 값에 대해, 상관관계 결과는 특별히 관심있는 값 Δ_f에 대해 구별가능한 위상각을 취할 수 있음을 알 수 있다. 도 9는 다양한 OFDM 매개변수값에 대해 간격 Δ_f에서 주파수 오프셋 중심점과 연관된 위상각의 개요를 제공하는 도표(900)를 도시한다. 특별히, 도표(900)는 다양한 OFDM 매개변수에 대해 간격 Δ_f의 중심점과 연관된 이산적인 원형 일부(1/2π)arg∈ [-0.5, 0.5](2π로 표준화된 위상각)의 요약을 제공한다. 고정된 매개변수는 D_g= D_g ⁽²⁾= 8이다. 값 D/k₀는 어느 NCFO ξ_f(각기 D로 표준화된)가 이산적 주파수 오프셋 간격 Δ_f= 1과 연관되는가에 대한 개념을 제공한다. 나중 값은 떨어져 있는 중심점 공간과 동일하다.

도표(900)로부터, 다소간 유리한 매개변수 조합이 있고, 특정한 경우에서는 적절한 매개변수 비율(D/k₀)이 최대 발생 발진기 불안전성에 대한 필요를 만족시키도록 설계되어야 함이 명백하다. 도표의 제1 행(D/k₀= 4/7)의 매개변수 세트로부터, 이 경우에는 원이 균일하게 7개의 검출 간격으로 분할되기 때문에 평가가 단지 |Δ_f| ≤ 3에서만 가능함을 알 수 있다. 이는 |ξ_f| ＜(1/2 + 3)·(D/k₀) = 2의 최대 표준화 주파수 평가 범위를 제공하고, 이는 지정된 10 ppm 발진기 불안전성과 비교할 때 매우 큰 것이다. D = 64이고 fc = 5.2 GHz인 모범적인 시스템에서, 이는 max ξ_f≒ 0.266을 제공한다. 새롭게 제안되는 이산적 평가기 스테이지(사전처리)가 없으면, 샌드앰블 구조의 범위는 |ξ_f| ＜(1/2 )·(D/k₀) = 0.286으로 제한된다. 이는 실제로 모범적인 시스템(똑같은 OFDM 매개변수를 갖는)에 정확히 충분하므로, 지정된 10 ppm에서는 이산적 스테이지가 요구되지 않는다. 나중에 더 값싼 발진기를 사용하는 것이 바람직하면, 이 이산적 스테이지는 필요해질 수 있다.

FD를 지지하여 기술된 또 다른 점은 비율 D/k₀에 의존하여, 이루어질 수 있는 최대 평가(로크인) 범위가 CF 접근법 보다 더 커질 수 있다는 사실이다. CF에서, 이는 상기 논의된 매개변수 D = 64 및 D_sync= 32에 대해 본래 |ξ_f| ＜(D/2D_sync) = 1로 제한된다.

FD에서 다른 매개변수가 선택되면, 도표(900)에 주어지는 Δ_f의 전체 범위에 대해 이중으로 표시되지 않는다. 그러나, 이산점은 명확하게 원상에서 더 조밀해진다. 제2 행의 매개변수 세트(D/k₀= 4/9)는 원을 9개의 이산적 주파수 점(즉, 결정 영역)으로 균일하게 분할하는 것을 제공한다. |Δ_f| ≥ 5에 대해, 거기에는 또한 모호성이 발생되므로, 최대 표준화 주파수 평가 범위는 다시 |ξ_f| ＜(1/2 + 4)·(D/k₀) = 2에 의해 경계지워진다. 하단 행의 매개변수(D/k₀= 16/21)에 대해, 모호성이 일어나기 이전에 허용된 Δf의 범위는 도표(900)에 리스트된 ±5 보다 더 크다. 로크인 범위는 실제로 주파수 결정을 위한 원상에서 매우 조밀하지만 균일하게 공간을 둔 점을 갖는 ±10이므로, |ξ_f| ＜(1/2 + 10)·(D/k₀) = 8이다. 그러나, 명확하게, 64-캐리어 OFDM 시스템과 비교할 때 D = 256 서브캐리어 및 똑같은 절대 주파수 오프셋 Δf_CO(즉, 똑같은 RF 전치부)에서 NCFO ξ_f는 4배 더 커질 수 있기 때문에, 이 범위는 반드시 실제적인(즉, 실질적인) 시스템에서 더 커야 한다. 하단 행의 FD 시스템은 이론적으로 처음 두 행의 매개변수 세트와 똑같은 범위의 절대 주파수 발진기 불안전성을 커버할수 있다.

다시 한번, 모든 값 |Δ_f| ≤ 3이 검출 처리에서 사용된다면, 도표(900)의 제1 행은 실제로 7개의 이산점으로 균일하게 분할되는 것을 나타낸다고 기술한다. 더 설명하고 분석하기 위해, 이 위상도는 |Δ_f| ≤ 2 까지만(즉, 5개 점에 대해: -2, -1, 0, 1, 및 2) 완화된 검출로 도 10에 도시된다. 이는 아직까지 |ξ_f| ＜(0.5 + 2)·(D/k₀) = 1.428의 로크인 범위를 제공하고, 이는 상술된 모범적인 시스템의 매개변수에 충분한 것 이상이다. 이러한 FD 주파수 평가기로, 캐리어 주파수 발진기 정확성 요구조건은 50 ppm 이상으로 완화될 수 있다.

결과적으로, 상관관계 결과은 이산적 주파수 오프셋의 평가에 사용되어야 한다. 이러한 이산적 평가(또는 보다 적절하게 검출) 문제점에서는 관심을 두는 성능 기준이 명확하게 에러 비율이다. 사용되는 상관관계가 CF에서와 똑같기 때문에,의 통계적인 특성은과 동일하다. 그래서, CF에서의 유도 방법도 여기에 또한 적용된다.

한 예로, D_g= D_g ⁽²⁾= 8, D = 64, D_sync= 32, 또한 |Δ_f| ≤ 2인 도 10에 도시된 상관관계 배치(constellation)의 경우에 대해 성능을 분석한다. 이산적 주파수 오프셋은 간격 0(즉, Δf = 0)에 놓인다고 가정하여, 이산적 주파수 평가가 부정확한 확률을 계산한다. 에러의 확률은 |Δ_f| = 2인 점을 무시하고, 조합 경계를 적용하여 L^c1[0]에서 직교 잡음 구성성분이 상관관계 신호점 Δ_f= 0과 Δ_f= 1 사이의 거리 절반 보다 큰 확률을 2회 산출함으로서 근사화될 수 있다. 이 절반 거리는 u·sinπ(D_sync/k₀)로 주어진다(도 10을 참고). 다른 이산적 주파수 오프셋 간격 Δ_f≠ 0에 대해 부정-로그 비율을 구하기 위해서는 유사한 계산이 실행되어야 한다.

그러므로, 도 10의 특정한 배치도에서 주파수 동기화 실패의 확률 P_ff은 다음과 같이 근사화될 수 있다.

여기서, P_chi(a,b)는 식(35.1)에 따라 계산에서 사용되어야 한다.

Δ_f= 0인 경우는 최저 에러 비율을 제공하게 되고, 더 높은 오프셋의 부정-로크 확률은 더 커짐이 명백하다. 이 평가기 특징은 매우 합리적이다.

이러한 모든 이론의 제1 결론으로, 식(35)에 따른 CF 평가기와 식(40)에 따른 FD 접근법의 부정-로크 성능이 비교될 수 있고, 더 낮은 주파수 오프셋(즉,)에 대해 OFDM 매개변수의 특별한 선택으로 두 구조에서 에러 비율이 동일함을 알게 된다.

제3 기술: FD에서 검출의 전력 효율성을 개선

지금까지, 샌드앰블 구조에서 매개변수 선택 D = 64 및 D_sync= 32인 경우, |Δ_f| ≤ 2의 FD 접근법은 저주파수 오프셋값의 부정-로크 비율에 대해 CF 접근법과 동일한 것으로 나타났다.

FD 접근법의 제1 이점을 설명하기 위해, 이산적 주파수 오프셋을 결정하는데 제2 상관관계가 사용되므로, 검출기의 전력 효율성에서 약간의 이득이 이루어질 수 있음이 지적된다. 이를 위해, 다음의 제2 상관관계가 보다 면밀히 조사된다.

이는 제3 상관관계 유닛(517)(도 5a를 참고)에 의해 실행되는 G₂및 B₂영역 사이의 상관관계이다. L^c2[k]를 계산하는데 사용되는 원칙적인 샘플 위치는 도 6에서 이미 나타내졌다. 최적 순간(k = 0)에, 이는 무잡음 구성성분이 판독하는 식(31) 및 식(36)과 유사하게 이어진다.

그래서, L^c2[0]의 기대 독립변수는

이는과 똑같은 기대 위상인 것으로 나타난다. 독립변수 사이에 발견된 동일성은 수신 샘플에 미리 실행된 세심한 주파수 정정 스테이지에 의해서만 이루어짐을 주목한다.

그래서, 증가된 전력 효율성을 갖는 제안된 FD 접근법에서 사용되는 매개변수는 상관관계 합이다

모범적인 실시예에서, 이 상관관계 합은 조합기(519)(도 5를 참고)에 의해 발생된다. 최적 시간의 동기화라 가정되었기 때문에, 이는 완벽한 시간 위치(k = 0)에서 평가되어 다음을 구하게 되므로,

식(42)에 앞서 도입된 것과 똑같은 u의 정의를 포함하여, 유용한 구성성분은 이제이다. 그래서, 유용한 신호 구성성분의 진폭은 2배가 된다. 짧은 계산 이후에, 잡음 구성성분의 분산은 u·6σ_n ²로 밝혀진다. 그러므로, 도 10의 특정한 배치도에서 주파수 동기화 실패의 확률 P_ff은 다음과 같이 근사화될 수 있다.

여기서, P_chi(a,b)는 식(35.1)에 따라 계산에서 사용되어야 한다.

식(40) 및 식(46)으로부터 분석적으로 구해진 실패 비율을 비교한 것으로부터, 단일 상관기("원래" 버전)와 비교할 때, 임의의 ξ_f에 대해 똑같은 부정-로크 성능은 이제 대략 1.25 dB 만큼 감소된 수신 전력으로 이루어진다고 결론지을 수 있다. 결과적으로, 추가 상관관계의 사용은 이산적 주파수 평가기의 전력 효율성을 약간 개선한다.

도 11은 CF의 이론적 실패 비율 성능이 E_s/N₀값의 범위 및 상대적인 오프셋 ξ_f값에 걸쳐 FD와 비교된 그래프이다. 두 접근법에서, 제1 동기화 심볼의 가드 간격은 D_g ⁽¹⁾= 14로 확장되므로, 검출 문제점에서 6의 다이버시티 계수로 해석될 수 있는 대략적인 상관관계에서는(매우 적은) 수의 D_c= 6 상관관계 곱이 사용된다.

도 12는 D_g ⁽¹⁾= 18에 대해 똑같은 실패 비율이 비교된 그래프로, 이는 D_c= 10 상관관계 곱이 대략적 상관관계에서 사용됨을 의미한다. 더 높은 다이버시티 계수로 인해, 성능이 개선됨이 명확해져야 한다. 부정-로크 비율의 곡선은 이제 상승된 SNR에 대해 훨씬 급격하게 감소된다.

도면은 CF 접근법이까지 넓은 범위의 ξ_f에 걸쳐 일정한 성능을 나타내는 것으로 도시한다. 이 한계를 넘어서 주파수 오프셋을 증가시키면, 심각하고 지속적인 성능 저하가 발생된다. CF의 완전한 브레이크다운(break-down)은 |ξ_f| = 1에 이른다. 그러나, 명확하게, CF의 잡음 성능은 이미 |ξ_f| = 0.9를 넘으면 수용불가능하므로, 전체적인 명목상 로크인 범위인 |ξ_f| ＜ 1 만이 무잡음 시스템에 유효하다.

FD 접근법의 성능 특성은 현저하게 달라서, 성능이 한 간격내에서 일정하지만, 어려운 단계에서는 저하(또는 개선)된다. 최대 가능 범위 |Δ_f| ≤ 3을 평가할 필요가 있으면, 이 경우에 원이 균일하게 분할되므로, 모든 간격의 에러 비율은 |Δ_f| = 2(도 11 및 도 12에서 FD에 대한 다이아몬드형)에 대한 것과 동일해진다. |Δ_f| ≤ 1을 평가하는 것만이 필요하면, |Δ_f| = 1에 대한 부정-로크 비율은 Δ_f= 0에 대한 것 보다 더 낮아지므로, FD가 |ξ_f| = 0.857까지 완전한 범위에서 CF 보다 뛰어나다는 것은 언급할 여지도 없다.

더 고려되어야 하는 또 다른 점이 다음에 이어진다: 지금까지는 D_g ⁽²⁾≒ D_g이고 D_g ⁽¹⁾＞ D_g인 프리앰블 구조, 즉 분할된 동기화 프리앰블 중 제1 부분이 대략적인 상관관계에 부가 샘플을 제공하는 프리앰블 구조만을 고려하였다. 명확하게, 다른 실시예에서는 동기화 프리앰블 중 제2 부분이 동일하게 확장된 가드 간격으로 전송되고, 제1 부분이 종래의 가든 간격 기간을 사용하여 전송될 수 있기 때문에, 이는 강제적인 것이 아니다. 이는 몇가지 방법으로 이 섹션에서 지금까지 제공된 결과에 영향을 주게 된다. 먼저, 세심한 상관관계의 상관관계 근거 k₀는 특정한 한계내에서 조정가능해지지만, 이 매개변수를 제외하면, 제1(세심한) 평가 스테이지 동안 알고리즘에서 아무것도 변화될 수 없다. 이산적 주파수 검출 유닛에서 FD 결정 영역을 결정하는 비율 D/k₀= D/(D_sync+ D_g+ D + D_g ⁽²⁾)은 매개변수 k₀을 통해 또는 D_g ⁽²⁾에 의해(제한치내에서) 조정가능해짐을 언급할 가치가 있다. 지적되어야 할 가장 중요한 것은 대략적 평가에 대한 상관관계 합이 지금 아래에서 사용하는 것과 상당히 다르다는 것이다.

및

다른 방법의 샌드앰블 구조(1301)가 사용될 때 L^c1[k] 및 L^c2[k]를 계산하는데 사용되는 연관된 상관관계 윈도우의 시간상 위치는 도 13에 도시된다. 제2 부분에 확장된 가드 간격이 발생됨을 볼 수 있다.

기대되는 상관관계 값을 동시에 나타내는 2가지 단일 무잡음 상관관계 구성성분에서, 정확한 타이밍 순간에 다음을 알 수 있다.

그러므로, 두 상관관계 결과의 기대되는 독립변수 값은 이 경우(D_g ⁽²⁾＞ D_g ⁽¹⁾) 다음과 같다.

제1 상관관계에 대해서는 이전과 똑같은 평균 독립변수가 구해지지만, 제2 상관관계는 이제 정확하게 부정되는 독립변수를 나타낸다. 그래서, D_g ⁽²⁾＞ D_g ⁽¹⁾인 경우에 최대 검출 전력 효율성을 이루는데 사용되는 상관관계 합은 다음과 같고,

이는 D_g ⁽¹⁾＞ D_g ⁽²⁾인 경우에 대해 식(44)의 "이중 상관관계"와 똑같은 통계적인 특징을 갖는다. 그러므로, 후자의 접근법에서 약간 증가된 세심한 상관관계 근거(그러므로, 그외에 더 낮은 평가 분산 및 무시할 수 있게 감소된 로크인 범위)가 무시되면, 두 변화는 모두 거의 똑같은 성능을 이룬다. 본 실시예에서, 도 5a에 도시된 간단한 조합기(519)에는 L^c2[k] 값을 수신하기 위해 입력 중 하나에 공액 복소수 유닛(도시되지 않은)이 보충되어야 함을 주목한다.

FD에서 검출을 위해 이전 확률을 사용

지금까지의 논의는 실질적인 동작 동안 실제 일어나는 주파수 오프셋의 pdf를 고려하지 않았고, 이들은 명확하게 균일한 분포가 아니다. 0 주위의 NCFO가 지배적이지만, 더 멀리 있는 간격에서의 오프셋은 거의 드물다고 가정하는 것이 정당하다. 전송기 및 수신기 발진기에서 가장 간단한 모델의 균일하게 분포되고 통계적으로 독립적인 주파수 오프셋에서, 전체적인 주파수 오프셋 pdf는 삼각형 모양을 따른다. 그래서, 각 간격에서 주파수 실패의 확률을 최소화하는데 관심을 두지 않고, NCFO의 pdf를 고려함으로서, 즉 평가 간격의 이전 확률을 고려함으로서 전체적인 이후 주파수 실패를 최소화하는 것에 관심을 둔다. 적용되는 결정 규칙은 일반적으로 균일하지 않은 PSK 신호 세트의 디지털 전송과 같이 해석될 수 있다. 상관관계 위상각(신호점)은 각 상관관계 결과에 의해 정의되어 - 가장 중요하게 - 똑같지 않은 이전 확률이 발생된다.

이산적 주파수 간격의 결정는 이후에 가장 가능성이 있는 것을 지지하게 된다. 이는 다음과 같이 결정 규칙에서 표현된다.

여기서, 간단한 표시를 위해 최적 순간의 상관관계 결과에서 L^c≡ L^c[0]이라 한다. 여기서 L^c[k]는 L^c1[k], L^c2[k], 또는 둘의 적절한 조합을 나타냄을 주목한다.

이제는 가장 전력적으로 효율적인 경우의 이중 상관관계에 초점을 맞추고, 여기서 유용한 구성성분은이고, 가우시언 잡음 분산은 u·6σ_n ²(복소 차원 당)이다. 이후 확률은 몇가지 단계에서 수정되어 다음을 구한다.

여기서,는 각 간격 제한치내에서 주파수 오프셋 pdf를 적분함으로서 구해질 수 있는 이전 주파수 오프셋 간격 확률이다. 간격-조건부 pdf는 더 높은 SNR에서 매우 양호한 근사치의 가우시언이고, 잡음-잡음의 곱은 무시할 수 있다(식(31)을 참고). 모든에 대해 공통적이기 때문에 최대 확률 결정에 영향을 주지 않는 일정한 값의 곱셈 계수를 무시하면, 간략화된 확률 결정 규칙이 다음과 같이 산출된다.

이는 중심적으로 카이-제곱(chi-square) 분포된 랜덤 변수 u에 독립적이다. 이 결정 규칙은 바로 주파수 오프셋 간격 검출 유닛(521)(도 5a를 참고)에 의해 바람직하게 적용된다. 동일하게, 대수 정의역에서 판독 규칙을 구하면 다음과 같다.

그래서, 이산적 주파수 오프셋에 대한 최적의 결정을 위해서는 잡음 분산 σ_n ²뿐만 아니라 이산적 주파수 오프셋 간격 Δ_f의 이전 확률을 알 것이 요구된다.

이전에 동일하게 가능성이 있는 오프셋 간격에서, 결정 규칙은 다음과 같이 공지된 종류로 간략화된다.

명확한 유도 과정 없이, 전력적으로 덜 효과적인 상관관계의 경우에 대해 최종 결정 규칙을 다음과 같이 제공하고,

이는 단일 상관관계 및 이중 상관관계 사이의 전력 효율성에서 10log₁₀(3/4) = -1.25 dB의 손실을 반영한다. 이는 식(57)을 식(59)에 비교할 때 진폭 계수에서의 계수 2/3 및 식(57)에서 상관관계 결과 L^c가 이중 상관관계 계수에 대한 것의 2배라는 사실로부터 직접 이어진다.

완벽한 시간 동기화의 시뮬레이션 결과

먼저, 붕괴 지연-전력 프로파일(decaying delay-power profile)(1)에 따른 AWGN(비분산 채널) 및 다중경로 채널에서 CF 구조의 시뮬레이션 결과가 주어지고, AWGN 성능 분석으로부터 구해진 이론적인 결과에 비교된다. 주어진 모든 결과에 대한 시뮬레이션 매개변수는 D = 64 및 D_u= 53을 사용한다.

도 14는 AWGN 채널에서 CF의 부정-로크 비율 P_ff가 다양한 표준화 주파수 오프셋 |ξ_f| ∈ [0.0, 0.9]에 대해 도시된 그래프이다. 성능은 정확하게 식(35)에 의해 예측된다. |ξ_f| ≥ 0.714에 대해 예측된 연속적인 저하까지도 시뮬레이션 결과에 의해 확인된다. 더 낮은 SNR에서는(29) 내지(31) 단계로 이어지는 이론적인 유도 과정에서 무시된 잡음-잡음의 곱으로 인해 분석적인 결과와 시뮬레이션 결과 사이에 약간 차이가 있다.

도 15는 엄격한 다중경로 채널을 통한 전송에서 CF의 주파수 동기화 성능이 도시된 그래프이다. 그래프에 포함된 이론적인 예측은 AWGN에 대해 유효하고, 놀랍게도, 그 성능차는 매우 낮다: 대략적으로 1 dB. 그 차이는 연속적으로 수신된 샘플의 채널-유도 상관관계에 의해 발생된다. 그래서, 상관관계 합의 D_c샘플은 더 이상 통계적으로 독립되지 않으므로, 유용한 상관관계 구성성분은 유도 과정에서 가정되었던 카이-제곱 분포를 따르지 않는다.

지금까지는 AWGN에 대한 부정-로크 비율의 분석적인 유도에서 모든 가정이 정당화된 것으로 결정할 수 있고, 성능 결과는 시뮬레이트된 CF 동기화 작용을 통해 확인되었다. 비록 AWGN에 대해 분석이 실행되었지만, 분석 결과는 대략 1 dB 이하의 불확실성내에서 엄격한 다중경로 채널에 대한 성능을 예측하는데 사용될 수 있다.

이어지는 것은 5개 이산적 간격을 검출할 수 있는 "이중 상관관계", 즉 |Δ_f| ≤ 2의 FD 구조에 대한 시뮬레이션 결과이다. 이는 CF의 명목상 범위 보다 45% 큰 로크인 범위 |ξ_f| ≤ 1.429를 제공한다. 명목상 제한치 |ξ_f| = 1.0에서 성능이 연속적으로 총 브레이크다운까지 저하되고 있기 때문에, CF는 실제로 총 명목상 로크인 범위를 사용할 수 없음을 주목하여야 한다. 도 16은 다양한 값의 ξ_f에 대해 AWGN 채널을 통한 전송의 부정 동기화 확률을 도시하는 그래프이다. 주파수 동기화 작용의 단계별 저하는 전체적으로 시뮬레이션 결과에 의해 확인된다. 이론적인 부정-로그 비율은 시뮬레이트된 결과와 거의 동일하고, 더 낮은 SNR에서의 차이는 상관관계 합(식(44)를 참고)에서 무시된 잡음-잡음의 곱에 원인이 있다(CF에서와 같이).

다중경로 채널에서, FD 접근법은 AWGN에 걸친 전송을 가정하여 구해진 이론적인 예측에 양호한 대응관계를 나타낸다. 이 성능 사정은 도 17의 그래프에 도시된다. CF 구조에서와 같이, 다중경로 시뮬레이션 결과는 AWFN 예측으로부터 1 dB내에 있으므로, 식(46)으로부터의 이론적인 결과는 엄격한 다중경로 채널에서도 주파수 동기화 실패를 사정하는 좋은 수단으로 동작한다.

이 시뮬레이션 결과를 결정짓는데는 AWGN 채널에서 구해진 도 18의 그래프에서 시뮬레이션 결과를 통해 FD 검출 규칙에서 발생되는 주파수 오프셋에 대한 이전 정보를 사용하는 이점이 동기가 된다. 매개변수는 제0 주파수 오프셋 간격(Δ_f= 0)의 이전 확률이 0.90이고, 인접한 두 간격 |Δ_f| = 1 및 |Δ_f| = 2에서 구해진 확률이 각각 0.04 및 0.01이 되도록 설정된다. 부정-로크 비율 P_ff는 간격 0에서 급격하게 감소되고 |Δ_f| = 1에서 약간 감소되는 것으로 확인된다. 이 감소에 대한 비용은 |Δ_f| = 2의 간격에서 P_ff의 증가로 나타난다. 그래서, 큰 주파수 오프셋 및 아주 작은 확률을 갖는 통신 링크는 더 높은 부정 싱크 비율(false sync rate)을 겪게 된다. 전체적인 통기화 실패 비율은 이 검출 규칙에 의해 최소화된다.

파일럿 상관관계로의 FD 접근법(Fine/Discrete Approach with Pilot Correlation, FDPC)

이제는 앞에서 기술된 샌드앰블 구조를 갖는 FD 접근법에서만 응용에 제한되지 않는 접근법이 설명된다. 반대로, 이 주파수-정의역 상관관계는 또한 충분히 높은 이산값의 주파수 모호성을 갖는, 즉 |ξ_f| ≥ 0.5 또는 잔류 NCFO ξ_f의 정수값을 갖는 접근법에서 사용될 수 있다. 수신기에 공지된 간격을 갖는 주파수 모호성이 일부 세심한 주파수 정정 스테이지에 의해 발생될 것만이 요구된다.

파일럿 상관관계로의 FD 접근법(FDPC)의 핵심은 주파수 멀티플렉스의 서브캐리어를 통해 차동 파일롯(differential pilot) 심볼을 사용하는 것이다. 이들은 본 발명의(반복적인) 주파수-정의역 프레임 동기화 특성에서 사용되도록 설명되는 것과 똑같은 파일럿이다. 그래서, 이 접근법은 추가 용장도(redundancy)를 요구하지 않는다. 수신되어 세심하게 주파수 정정된 신호는 주파수 모호성 간격의 정수배 만큼 주파수 쉬프트되고(대부분 변조에 의해 시간-정의역에서), 분리된 DFT 각각에 의해 주파수 정의역으로 변환된다. 주파수 모호성 간격과 연관된 상대적인 주파수 오프셋이 서브캐리어 공간의 정수배이면, 이 주파수 쉬프트는 서브캐리어 진폭의 쉬프트에 의해 주파수 정의역에서 직접 실행될 수 있다. 그래서, 이 경우에는 하나의 DFT만이 요구된다.

주파수 정의역 샘플 Y_μ,ν로 변환된 이후에, 상관관계 L은 다음에 따라 실험 신호 I_μ,ν각각에 대해 결정된다:

똑같은 이 주파수-정의역 상관관계는 본 명세서에서 이후 설명될 본 발명의 스테이지 2 특성에서도 유용함을 알게 된다.

이제, 위상각을 사정하는 대신에, 상관관계 결과 L의 진폭이 사정되고, 최대 상관관계 진폭을 산출하는 간격이 선택된다.

이제는 방사 잡음 구성성분을 낮게 유지하도록 평가기에서 단일 관찰 블록을 K = 2, k₀= 1,(2k₀= K) 즉 D_cig= 1로 제한하는 것이 유리하다. 불행하게도, 이 선택은 거기서 위상이 사정되기 때문에 프레임 동기화 알고리즘에 부분 최적화된 것으로 밝혀졌다. 위상 평가에서는 D_cig＞ 1을 사용하는 것이 바람직하다. 그래서, 설정되는 특정한 문제점을 근거로, 프레임 동기화와 이산적 주파수 검출기 사이의 파이럿 배열에 대한 조정이 필요하다.

그와 별개로, 이 접근법은 데이터를 제한하므로, 잡음 및 간섭이 없는 상황에서도 평면화(flattening)를 겪게 된다. 이는 파일럿을 운반하는 OFDM 심볼내의 랜덤 데이터로 인하여, 상관관계 패턴과 랜던 데이터의 결과적인 정합에 의해 부정 로크가 발생될 수 있음을 의미한다. 에러층은 D_cg를 증가시킴으로서 더 낮은 값으로 이동될 수 있으므로, 랜덤 데이터 정합의 확률은 매우 낮아진다. 랜덤 데이터 없이 OFDM 싱크 프리앰블이 사용되면(즉, 실제로 엄격한 의미에서 이것이 트레이닝 심볼이면), 이 심볼의 서브캐리어값은 평면화를 방지하도록 최적화될 수 있다.

불완전한 시간 동기화의 시뮬레이션 결과

도 19는 엄격한 다중경로 채널에서 D_c= 6이고 D_m이 다양하게 잘못 배치된 CF 구조의 주파수 부정-로크 비율 P_ff을 도시하는 그래프이다. 다양한 표준화 초기 주파수 오프셋 |ξ_f| ∈ [0.0, 0.8]은 시뮬레이션에 사용된다. 시간 싱크 에러는 P_ff에 에러층을 발생시킨다.

FD 접근법의 성능은 동일한 이전 확률의 주파수 오프셋 간격에 대해 도 20의 그래프에 주어지고, 도 21에 도시된 그래프는 앞서 사용된 것과 똑같은 이전 매개변수로 성능 특성을 반영한다. 도 20을 도 19와 비교하여, 저주파수 오프셋에서는 FD가 CF 보다 프레임 동기화 에러에 의해 영향을 덜 받음을 알 수 있다. 비교시 도 21을 포함하면, 동일하지 않은 주파수 오프셋 간격에 대해 이 확실성은 증가적으로 더 커짐을 알 수 있다. 잘못 배치된 Dm과 비교할 때, D_c= 6의 연장된 가드 간격 길이는 매우 낮음을 주목하여야 한다. D_c의 증가는 에러층을 낮추게 된다.

이제는 FDPC 접근법에 대한 시뮬레이션 결과가 주어진다. 도 22에 도시된 그래프로부터, 이 접근법은 주파수-선택 채널에서 불만족스러운 결과를 내는 것을 알 수 있다. 이 시뮬레이션에서는 D_cig= 1과 함께 D_cg= 10만이 사용되었고, 이는 다중경로 채널에서의 확실한 결정을 위해서는 너무 적은 파일럿이다. 도 23에 도시된 그래프를 고려하면, AWGN에서 FDPC의 성능은 미리 존재하는 용장도를 사용하는 접근법, 즉 CF 또는 FD가 요구하는 D_c추가 트레이닝 데이터 샘플(연장된 가드 간격)을 도입하지 않는 접근법에 그리 나쁘지 않음을 알 수 있다. D_cg를 더 증가시키면, 다중경로 채널에서 뿐만 아니라 AWGN에서도 더 나은 결과가 산출된다.

제1 스테이지의 다른 실시예

이제는 제1 스테이지의 다른 실시예가 도 5b에 대해 설명된다. 수학적인 관점으로부터, 본 실시예는 도 5a에 대해 상술된 실시예와 똑같은 결과를 이룬다. 그러나, 이 다른 방법의 실시예는 더 적은 곱셈 및 더 적은 메모리를 요구하기 때문에 비용이 적게 든다. 본 실시예에서, 수신된(잡음) 샘플 r[k]는 샘플 메모리(501)에 공급된다. 저장된 수신 샘플 r[k]는 샌드앰블 구조(503)를 포함하는 것으로 공지된다. 제1 스테이지의 제1 샘플에서, 수신 샘플 r[k]는 대략적인 프레임 시작(시간) 평가(509) 뿐만 아니라 제1 주파수 정정(507)을 발생하는 제1 상관관계 유닛(505)에 공급된다. 이들은 수신 샘플 r[k]로부터 유사성 측정치를 결정하고, 샌드앰블(503)을 검출하는데 발생된 측정치로부터 구해진 정보를 사용함으로서 발생된다. 검출된 샌드앰블(503)로부터, 제1 주파수 정정(507) 및 대략적인 프레임 시작(시간) 측정(509)이 모두 결정된다. 본 발명의 다른 실시예는 도 5a에 대해 상술된 바와 같이, 다른 종류의 유사성 측정치를 사용함으로서 유도될 수 있다.

결정 변수를 구하기 위해, G₂는 제2 상관관계 유닛(515)에 의해 A₂와 서로 상관된다. 부가하여, 제3 상관관계 유닛(517)은 G₂영역을 B₂영역과 서로 상관시킨다. 두 상관관계 결과가 조합되기 위해서는 각각에 대해 주파수 정정을 실행할 필요가 있다. 본 실시예에서, 이는 각각의 제1 주파수 정정 유닛(518)에 의해 이루어진다. 제1 주파수 정정 유닛(518)은 각각 제2 및 제3 상관관계 유닛(515, 528) 각각으로부터 상관관계 결과를 수신하고, 제1 상관관계 유닛(505)에 의해 먼저 발생된 제1 주파수 정정(507)의 함수로 이를 정정한다. 주파수 정정 유닛(518)은 제1 주파수 정정(507)으로부터 계산된 복소수 위상 회전 계수로 수신된 상관관계 값을 곱함으로서 동작된다. 각각이 주파수 정정된 이후에, 두 상관관계 결과(제2 및 제3 상관관계 유닛(515, 517)으로부터)은 조합기(519)에 의해 조합(예를 들면, 가산함으로서)되지만, 이러한 조합은 본 발명에 필수적이지 않다. 즉, 다른 방법의 실시예에서는 기술된 두 상관관계 중 단 하나 또는 다른 하나가 실행될 필요가 있다. 이제 두 상관관계 결과가 모두 발생되어 조합되는 모범적인 실시예로 복귀하여, 조합된 상관관계 결과는 제2 주파수 오프셋(523)을 검출하는 주파수 오프셋 간격 검출 유닛(521)에 공급된다. 이 주파수 간격 결정(523)은 전체적인 주파수 오프셋 평가(525)를 형성하도록(예를 들면, 평가된 주파수 오프셋 값의 함수인 복소수값 회전 계수 시퀀스로 저장된 샘플을 곱함으로서) 제1 상관관계 유닛(505)으로부터 제1 주파수 정정 평가(507)와 조합된다. 전체적인 주파수 오프셋 평가(525)는 이어서 수신된 샘플 r[k]을 주파수 정정하도록 적용된다. 다른 방법의 본 실시예에 의해 실행되는 특정한 동작의 다른 특성은 도 5a를 참고로 상술된 것과 똑같다.

제2 스테이지: OFDM에 대한 세심한 프레임 동기화

이 섹션에서는 패킷화된 자발적인 OFDM 전송에서 더 정확한 평가를 이루는 프레임 동기화에 대한 사후처리 스테이지가 설명된다. 수신된 변조 신호의 시간 오프셋을 평가하기 위해, 주파수-정의역 수신 서브캐리어 진폭에 상관관계 기술을 적용하는 주파수-정의역으로부터의 ML 타이밍 오프셋 평가가 선택된다. 그 알고리즘은 시간-정의역 측정치로부터 구해진 대략적인 타이밍 평가에 동작을 시작한다. 다른 기술은 Markku Kiviranta 및 Aarne Mannela의 "OFDM에서 대략적인 프레임 동기화 구조(Coarse Frame Synchronisation Structures in OFDM)", ACTS Mobile Telecommunications Summit, pp. 464-470, Granada Spain, 1996(이후 "[KM96]")에서 설명된 바와 같은 널(Null) 심볼이나 단순히 전력 검출기의 최대치를 검출한다.

이 주파수-정의역 사후처리 유닛의 성능 특성은 다음의 D_sync캐리어를 갖는 동기화 심볼에 대한 응용에서 유도되지만, 이 사후처리는 각각의 정규적인 D-캐리어 심볼에도 적용가능함을 기억하여야 한다.

주파수-정의역 프레임 동기화 접근법

주파수 동기화가 완벽하다고 가정하고, 표준화된(샘플링) 시간 오프셋(Normalized Time Offset, NTO), ξ_t= Δt_so/T가 너무 크지 않으면, 서브캐리어 ν에서 무잡음 수신 서브캐리어 진폭이 다음과 같음을 알 수 있다.

A_μ,ν는 서브채널 ν에서 전송된 서브채널 값이고, H[ν]는 채널 영향이다. 그래서, 시간 오프셋은 기본적으로 수신된 서브캐리어 진폭에 걸쳐 선형 위상항의 영향을 갖는다. 시간 동기화를 위해 식(61)에서 기본 시스템의 이론적인 특징을 사용하는 이점은 S.U. Zaman 및 K.W. Yates의 "채널을 페이딩하는 다중톤 동기화(Multitone Synchronization for Fading Channels)", Proceedings of the International Conference on Communications(ICC'94), pp. 946-949, New Orleans, USA, 1994(이후 "[ZY94]")에서 기술된다. 거기서, 저자들은 서브캐리어 멀티플렉스에 걸쳐 선형 증가 위상 회전의 기울기 및 축 교차를 찾는데 선형 회귀 방법을 적용하도록 시도한다. 이러한 내용으로부터, 캐리어 위상 및 시간 오프셋에 대한 평가가 유도된다. 이제, 본 명세서에서 설명되는 해결법은 다르게 작용된다. 서브캐리어 진폭 A_μ,ν내지 A_μ,ν+1의 서브캐리어 전이는 다음과 같이 되도록 복소수의 정보 진폭 I_μ,ν(차동 파일롯)을 갖고 주파수 방향으로 구별되게 부호화되는 것으로 해석된다.

여기서, 서브캐리어 인덱스 세트는 다음과 같다.

이 세트는 Dcig("cig"는 "그룹내 상관관계(correlation in group)"을 의미한다)개의 직접적으로 인접한 차동 정보 심볼 I_μ,ν(해석되는)을 갖는 Dcg("cg"는 "상관관계 그룹(correlation groups)"을 의미한다) 블록이 서브캐리어에 걸쳐 차동 부호화를 실행함을 나타낸다. 단일 상관관계 블록은 D_cs＞ D_cig+ 1 서브캐리어 만큼 떨어져 공간을 둔다고 가정된다. 서브캐리어 멀티플렉스내에서 이러한 차동 서브캐리어 파일럿의 원칙적인 배열은 도 24에 도시된다.

식(61)을 고려하면, 자주 인접하는 서브캐리어 진폭의 상관관계는 상대적인 시간 오프셋 ξ_f을 평가하는 일부 적절한 수단을 제공할 수 있음이 명백하다. 무잡음 수신 서브캐리어 진폭에 대해, 단일 상관관계 곱은 다음과 같고,

(여기서,) 선형 증가 위상은 일정한 위상 오프셋으로 변환됨을 볼 수 있다. 특히, 이산적 채널 전달 함수가 H[ν] = 1, ∀ν인 AWGN 채널에서, 이 평가의 평균값은 ξ_f의 완변한 평가가 된다.

차동 정보 심볼 I_μ,ν의 독립변수에 대한 의존도는 이 복소수값 진폭의 공액 복소수(가능하게 완벽한)와의 곱셈에 의해 소거되어야 한다(변조 제거).

변조 제거를 위해서는 적어도 2개의 공지된 기술이 적용된다. 이는 DA(Data Aided) 기술 및 DD(Decision Directed) 기술이다.

DA 기술에서, 수신기는 세심한 시간 동기화를 목적으로 하는 전용 주파수-정의역 심볼(서브캐리어 진폭)을 미리 알고 있다. 명확하게, 공지된 심볼은 또 다른 평가 과정에서 사용되지 않는 경우 추가 용장도를 나타낸다. 이들은 데이터 전송에 사용될 수 없으므로, 이 파일럿 심볼의 수는 과도하게 높지 말아야 한다. 이 접근법은 매우 확실하고 캐리어의 수가 너무 적은 경우 유리하게 작용하는 것이다. 그 외에, 이 접근법은 "분수 주파수 오프셋(fractional frequency offset)"(즉, 서브캐리어 공간의 절반 보다 작은 크기를 갖는 주파수 오프셋 성분)이 이 스테이지 이전에 정정된다고 가정하면 한 서브캐리어 공간 보다 더 큰 주파수 오프셋을 평가할 가능성을 제공한다. 이를 목적으로, 수신된 주파수-정의역 심볼 시퀀스의 값과 일부 쉬프트 버전이 공지된 심볼에 비교된다. 최상의 정합을 갖는 주파수 쉬프트는 "정수 주파수 오프셋"에 대한 평가이다.

DD 기술에서, 평가기는 검출된 변조 심볼에, 즉 변조를 제거하는 복조기로부터의 결정에 동작한다. I_μ,ν의 차동 부호화는 반드시 정보를 나타내는 것이 아니라는 점에서 가상적일 수 있다. 그래서, 이 종류의 평가에는 용장도가 필요하지 않으므로, 평가 처리에서 사용되는 심볼의 수는 유리하게 OFDM 시스템에서 사용되는 서브캐리어의 수 만큼 커질 수 있다. 이 종류의 평가기는 큰 OFDM 심볼(≥ 256 캐리어) 및 적절한 신호 배치(예를 들면, QPSK)에만 만족스러운 성능을 제공한다. 이론적으로, 더 많은 심볼이 평가 처리에서 사용되고 인접한 서브캐리어 전이가 사용되어 평가 분산을 더 감소시키기 때문에, DD의 평가 분산은 통상적으로 DA 보다 낫다. 그러나, DD의 평가는 가우시언 잡음 및 간섭, 뿐만 아니라 나쁜 복조기 결정이 피드백 잡음을 만든다는 사실로 영향을 받는다. 명확하게, 초기 시간 오프셋의 정확도 및 변조 알파벳의 기수화에 의존해, 복조기 심볼 에러가 지배적인 간섭 잡음으로 인해 더 높거나 더 낮이지기 때문에, 이 접근법은 DA 만큼 확실하지 않다.

변조 제거로, 실제 수신된 잡음 진폭의 주파수-정의역 상관관계의 독립변수는 다음과 같다.

여기서, Y_μ,ν는 주파수-정의역 샘플이고(잡음 신호 샘플의 이산적 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT)으로부터 구해진),는 공지된 또는 평가된 이산적 신호점(변조 제거와 대략적으로 동일한)이다. 제한 |I_μ,ν|²= 1, ∀ν 및과 함께 정확한(에러가 없는) 변조 제거를 가정하고, 기대되는 L 값이 전체 주파수 빈(bin)을 통해 평균화함으로서 실제 결정되는 C_H[ν₀]으로 계산될 수 있도록 상관관계 결과 L이 이용가능한 주파수 빈(bin)의 대표적인 세트를 포함한다고 가정하면, 상관관계의 기대값에 대해 다음을 산출한다.

여기서, 주파수 자기상관관계 C_H[ν₀]은 다음과 같이 주어지고,

D는 캐리어의 수이고, H[ν]는 서브캐리어 ν에서 채널 전달 계수이다. 거기에 D = D_sync를 대입할 수 있음을 주목한다. 그래서,

는 시간 오프셋의 적절한 평가를 제공하는데 사용될 수 있다. 식(67)의 평가기로, 전력 지연 중력의 중심 덕분에(D_sync/2π)arg(C_H[1])의 가상 상대 시간 오프셋이 부가된다. 그러나, 명확하게, 이 지연은 한 버스트 동안 유효한 특정 정적 채널 매개변수에 대해 일정하다.

이 평가기에 의해 주어지는 프레임 동기화 평가는 주파수 방향으로 차동 복조에 대해 MMSE-최적인 것으로 나타내질 수 있다.

주기적 프리픽스(prefix) 가드 간격에서의 샘플수 및 주기적 포스트픽스(postfix) 가드 간격에서의 샘플수는 기대되는 채널 전력 지연 프로파일에 최적으로 적응될 수 있다. 이는 기본적으로 물리적인 전송 링크(예를 들면, 라디오 링크)의 다중경로(에코(echo)) 특성에 많이 의존하는 수적 최적화 문제이다. 적절한 것은 채널의 전력 지연 중력의 중심과 연관된 시간을 나타내는데 필요한 많큼의 샘플을 주기적 포스트픽스 가드 간격에 사용하는 것이다.

프레임 동기화 분산의 하단 경계

다음의 분석은 시간 오프셋 평가 분산에 대한 하단 경계를 유도하는 것을 목적으로 한다. 이미 개요된 바와 같이, 시간 오프셋 평가기는 다음을 실행한다.

여기서, ψ는 두 서브캐리어 사이의 위상 증가이다. 여기서는 길이 D_sync의 두 싱크 심볼 부분이 2D_sync-포인트 DFT로 처리된다고 가정한다. 이러한 이유로, 동기화 심볼에서 신호 세트의 분산은 심볼 반복(시간 다이버시티)으로 인해 주목할 만하다. 파시발(Parseval) 이론을 적용하면, 길이 D_sync의 두 시간-정의역 신호 부분이 D_u,sync개의 활성화(여기서 "u"는 "used"를 의미한다) 서브캐리어에 대해 유용한 에너지를 모으는데 사용된다는 사실 덕분에, 식 D_u,sync·σ_A ²=(2D_sync)·σ_S ²를 산출한다. 그러므로, 다음의 유효한 신호 세트 분산(가상적)은 동기화 신호에 대해 진짜이다:

잡음 구성성분에 대해서는 파시발의 이론이 2D_sync·σ_N ²= 2D_sync·σ_n ²라 해석하므로, 일치성 σ_N ²= σ_n ²을 갖는다.

표준화된 시간 동기화 에러의 분산은 다음을 통해 하단 경계가 정해질 수 있다.

그러나, 이 분산이 순수하게 이론적인 하단 제한치임을 주목할 가치가 있다. 선행하거나 이어지는 OFDM 심볼로부터 간섭 전력 없이 완벽하게 정렬된 복조 윈도우가 가정되었다. 이는 명확하게 전형적인 동작의 경우에서는 그러하지 못하다.

반복되는 동기화 심볼의 주파수-정의역으로부터 시간 오프셋을 평가하는 대신에, D_u개의 0이 아닌 서브캐리어를 갖는 차원 D 중 한 정규적인 OFDM 심볼로 다중화된 분산 파일럿으로부터 시간 오프셋을 평가할 수 있다. 이 경우, "시간 다이버시티"는 없고, 하단 경계에 대한 최종 결과는 다음과 같이 해석된다.

D = 2D_sync에서, 이 분산은 식(4.62)에서 구한 분산의 8배이다. D = D_sync인 경우, 디아버시트 계수를 직접적으로 반영한 2배 더 높은 평가 분산을 갖는다.

반복적인 주파수-정의역 OFDM 프레임 동기화

프레임 또는 시간 동기화 유닛에 의해 실행되는 작업은 라디오 링크에서 ISI 및 추가 잡음에 의해 변형된 잡음 수신 샘플의 시퀀스에서 OFDM 심볼의 시작 위치를 확실하게 찾는 것이다. 여기서 사용되는 바와 같이, "확실하다"는 것은 타이밍 평가의 분산이 최소가 되거나 평가가 일부 적절한 평가 평균의 허용가능한 제한치내에 있음을 의미한다. 더욱이, 부정-로크 확률이 최소화되어야 한다. 단일-캐리어 변조와 대조하여, OFDM에서는 수개의 샘플까지의 오프셋이 허용될 수 있으므로, 프레임 동기화에 의해 만족되는 요구조건은 그렇게 엄격하지 않다. 이는 단일-캐리어 구조에 대한 경우가 아니고, 여기서는 프레임 동기화가 무작위 문제이다. 본 섹션을 통해 이어지는 시뮬레이션 결과에 대해, 싱크 심볼이 OFDM 심볼의 스트림에 삽입되므로, 단순한 잡음에 의해 둘러싸이지 않는 최악의 경우의 상황을 가정한다.

반복적인 접근법의 동기부여

매우 중요한 제시 내용은 초기(대략적인) 시간 오프셋 평가에서 시간 오프셋으로 인한 간섭 항목에 관련된다. 선행하고 이어지는 OFDM 심볼로부터의 이러한 간섭은 유용한 신호와 똑같은 전력을 갖는 잡음을 나타낸다. 이는 복조(DFT) 윈도우를 잘못 정렬함으로서 일어나고, 명확하게 제안된 시간 동기화 정제 과정의 제1 운행에서 평가 정확도를 제한시킨다. 결과적으로, 본 발명의 또 다른 특성에 따라, 상술된 평가는 반복적으로 실행되어야 한다. 제1 운행은 통상적으로 개선된 시간 오프셋 평가를 제공하게 되므로, 시간 윈도우의 반복된 재정렬 및 정제 과정을 더 운행하는 것은 평가 분산을 감소시키면서 증가적으로 개선된 시간 정의역 평가를 산출하게 된다. 충분한 수의 반복 이후에 반복 처리의 수렴을 보장하는 초기 평가의 제한하에서, 시간 오프셋 평가기의 분산은 식(70)에서 이론적으로 더 낮은 제한치로 접근한다. DA에 대한 시뮬레이션에서는 2 또는 3회 운행이 적절한 초기 시간 오프셋에 대해 이론적인 하단 제한치로 접근하기에 충분한 것으로 나타난다.

실시예

다중경로(ISI) 채널을 통한 동작에서, 식(67)에 의해 정의된 제안 평가기가 각 채널의 전력 지연 중력의 중심과 연관된 시간을 부가하기 때문에, 가드 간격은 유리하게 프리픽스 및 포스트픽스 부분으로 분할된다. 특별히, 평가된 프레임 동기화 위치는 양의 시간 위치 쪽으로 다소 더 쉬프트된다. 그래서, 유용한 심볼 부분에 선행하는 가드 간격만을 갖는 종래 OFDM 시스템에서, 제안된 평가기는 조직적으로 양의 시간값의 방향으로 너무 멀리 시간 윈도우의 위치를 정하므로, 복조 윈도우가 항상 이어지는 심볼의 가드 간격 일부로 인한 간섭을 포함하게 된다.

본 발명의 한 특성에 따라, 이 문제점은 포스트픽스가 다른 방법으로 혼자 사용되거나 프리픽스와 함께 사용되는 OFDM 시스템을 제공함으로서 해결된다. 수정된 구조에 따른 OFDM 심볼의 포맷은 도 24에 도시된다. OFDM에서는 통상적으로, D 샘플이 중간에 서브캐리어 진폭의 역이산적 푸리에 변환(Inverse Discrete Fourier Transform, IDFT)으로부터 구해진다. 본 발명의 모범적인 실시예에 따라, 프리픽스 D_g,pre는 원래 구해진 샘플의 전체 D로부터 종료 부분 샘플 시퀀스 D_end를 반복함으로서 발생된다. 유사하게, 포스트픽스 D_g,post는 D개의 원래 구해진 샘플로부터 시작 부분 샘플 시퀀스 D_begin를 반복함으로서 발생된다.

이 구조의 또 다른 이점으로, 정확한 시간 위치에 놓일 때는 복조 프레임의 좌우측에 모두 가드 샘플이 있지만, 종래의 프리픽스 구조에서는 복조 프레임의 우측에 가드 샘플이 발견되지 않기 때문에, 반복이 더 신속하게 수렴된다.

스테이지 2 프레임 동기화 메카니즘의 모범적인 실시예에 대한 블록도는 도 26에 도시된다. 이 도면은 모범적인 실시예에서 사용되는 하드웨어 구성성분 뿐만 아니라 신호의 흐름 및 동작의 순서도 도시하므로, 실시예에서 실행되는 다양한 단계의 흐름도로 동작한다. 이 동작 흐름을 도시하기 위해, 샘플 메모리(501)와 같이, 똑같은 하드웨어 구성성분이 일부 경우 도면에서 여러 위치에 도시될 수 있다. 그렇지만, 다수 도시된 것도 단 한번만 요구된다. 이 도면 및 이어지는 도면에서 설명되는 다양한 유닛의 기능은 여러 방법으로 실시될 수 있다. 예를 들면, 프로그램가능한 처리 로직은 적절한 컴퓨터-판독가능 저장 매체(예를 들면, 랜덤 억세스 메모리(RAM), 자기 저장 매체, 광학 저장 매체 등)에 저장된 프로그램 지시를 실행함으로서 여기서 설명된 기능을 실행할 수 있다. 다른 방법으로, 하드웨어 로직이 다양한 기능 일부 또는 그 모두를 실행하도록 설계되고 설치될 수 있다. 다른 방법 뿐만 아니라 그와 동일한 것들은 각각 본 발명의 범위내에 드는 것으로 생각된다. 다양한 기능을 도시된 블록으로 분리하는 것은 본 발명의 설명을 용이하게 하기 위한 것임을 더 이해하게 된다. 실제로, 도시된 블록 중 일부 또는 그 모두는 모든 조합된 기능을 실행하는 단일 유닛으로 조합되는 것이 가능하다.

스테이지 2 처리 (즉, 세심한 프레임 동기화)와 연관된 동작의 흐름 및 하드웨어 구조를 도시하는 것에 부가하여, 도 26은 부가적으로 스테이지 2의 반복적인 동기화 과정이 도면에서 점선내에 나타내지는 스테이지 1 처리에 의해 이루어진 전체적인 주파수 및 프레임 동기화 프레임워크와 조합되는 방법을 도시한다. 도 26에서 점선 외부에 나타나는 것은 스테이지 2 처리에 대응한다.

시간-정의역 기술(2601)(예를 들면, 식(20) 내지(28)에서 지정된 측정치에 따라)로부터의 대략적인 프레임 시작 평가(509)(즉,)는 식(18)에 따라 상관관계 결과 s[k]를 결정하고 이어서 상관관계 결과의 독립변수를 사용하는 식(22)를 적용함으로서 주파수 오프셋 평가를 추출하는데 사용될 수 있다. 주파수 오프셋 평가는 상관관계 결과가 정확한 프레임 시작에 평가되는 경우 최적화된다. 시간 오프셋으로 인해, 이 주파수 평가의 분산은 최적의 경우에서 보다 더 높아진다.

이들 대략적인 평가에 대해, 반복적인 주파수-정의역 프레임 동기화 유닛(2605)은 작업을 시작하여, 상관관계 결과를 반복적으로 결정하고, 수렴에 이를 때까지 다음 반복에서 사용되도록 샘플 메모리(501)에서 DFT 복조 윈도우를 조정하는데 사용되는 다음 시간 오프셋 평가를 그로부터 발생하고, 그에 의해 최적의 프레임 시작 평가(2603)을 산출한다. 바람직한 실시예에서, 수렴은 2회 반복내에 이루어지지만, 물론 이는 다른 응용에서 다를 수 있다.

도 26에 도시된 바와 같이, 이 최적 프레임 시작 평가(2603)는 상관관계 결과 메모리(511)내에서 정확한 시간 위치에 앞서 저장된 독립변수를 평가함으로서 주파수 오프셋 평가를 더 개선시키는데 다시 사용될 수 있다.

반복적인 정제 과정의 수렴 이후에, 프레임 동기화 평가(2603) 및 주파수 오프셋 평가(525)는 모두 낮은 분산으로 확실하게 구해진다.

제안된 OFDM 프레임 동기화 구조의 이점

본 발명에 따라 반복적으로 개선된 프레임 동기화 및 수정된 OFDM 심볼 구조와 연관된 이점은 다음을 포함한다:

· 주파수-정의역 정제 과정은 채널 전력 지연 특성에 의해 조직적인 시간 동기화 "에러"가 도입되더라도, 미지의 주파수-선택 채널을 통한 자발적인 전송에 매우 낮은 분산을 갖는 시간 동기화를 제공한다.

· 이 기술로 발견된 기대되는 시간 동기화 위치는 채널 임펄스 응답에서 전력 지연 중력의 중심에 의해 발생되는 서브캐리어에 걸쳐 위상 램프를 자동적으로 정정한다. 이는 특히 주파수 방향의 차동 복조와 연관되는 OFDM의 매우 적절한 프레임 동기화 평가이다.

· 주기적인 포스트픽스는 그렇지 않은 경우 채널-지연된 프레임 싱크 위치로 인해 일어나는 다음 심볼로부터의 간섭을 방지한다.

· 프리픽스 및 포스트픽스로의 가드 간격의 분할은 이상적인 위치 주변의 작은 간격에서 시간 동기화 에러에 대해 감소된 민감도를 제공한다. 보다 구체적으로, 이는 반복적인 처리가 보다 용이하게 수렴하도록 돕는다.

시뮬레이션 결과

주어진 시뮬레이션에 대한 셋업은 도 25에 도시된 바와 같이 프리픽스 및 포스트픽스 가드 간격을 갖춘 OFDM 심볼 구조를 실현한다. 여기서, D_g= 8 변조 간격의 가드 간격은 주기적 프리픽스를 나타내는 4개 샘플 및 주기적 포스트 픽스를 실현하는 4개 샘플로 똑같이 분할된다. 결과적으로, AWGN을 통한 전송에서, 샘플링 오프셋 |ξ_f| ≤ 4에 대해 잘못된 배치 D_m= 0을 갖게 된다. OFDM 버스트는 각 채널을 통해 전송되고, 수신기는 이어지는 도면에서 매개변수를 나타내는 고정되고 결정적인 잘못된 배치 D_m에 반복적인 처리를 시작한다.

이들 시뮬레이션에서, 주파수-정의역 시간 오프셋 평가는 2개의 처리 단계로 제한되었다. 즉, 도 26의 반복적 주파수 정의역 프레임 동기화 유닛(2605)이 단 2회 운행되었다. 그래서, 프레임 싱크에 대해 2개의 DFT가 요구되었고, 최종적인 데이터 복조에 대해 또 다른 하나가 요구되었다. 이루어진 성능 개선은 평가된 프레임 시작 위치가 실제 최적 프레임 시작으로부터 ±m 샘플 보다 많이 벗어나 놓일 확률인 시간 동기화 실패 비율 P_tf(m)에 대해, 또한 타이밍 평가의 분산에 대해 조사된다. OFDM 전송에서는 서브캐리어의 수 D에 의존하여 m ≠ 0을 선택하는 것으로 충분할 수 있다. 64 캐리어를 갖는 시스템에서, m = 1을 선택하므로, 유효한(수용가능한) 심볼 시작으로 해석되는 3개 타이밍 위치의 간격이 있다. 그래서, 길이 D = 64의 복조 윈도우에서 많아야 하나의 간섭 샘플이 허용되므로, 프레임 비정렬로 인한 SNR이 최소로 18.06 dB가 된다.

평가 분산의 시뮬레이션에서, 식(70)의 하단 경계에 주어지는 시뮬레이터 매개변수 D_cg및 D_cig는 변화되었다. 변화는 D_cg- D_cig= 10을 일정하게 유지하도록, 즉 공정한 비교를 가능하게 하기 위해 일정한 트레이닝 심볼 오버헤드가 유지되도록 하는 방법으로 실행되었다. AWGN 채널을 통한 전송 및 2개의 매개변수 설정에 대해 시뮬레이션된 표준 편차는 도 27 및 도 28에 도시된다. 특별히, 도 27 및 도 28은 각각 초기에 잘못된 위치 D_m이 존재할 때 AWGN에 걸친 전송의 반복적인 프레임 동기화에서의 시뮬레이션된 표준 편차를 도시하는 그래프이다. 각 경우에서, 하단 경계는 식(70)에 따른다. 도 27의 그래프에서, 주파수-정의역 평가기는 D = 64, D_g= 8, 및 D_sync= 32인 시스템에서 D_cg= 10 또한 D_cig= 1로 작동하였다. 도 28의 그래프에서, 주파수-정의역 평가기는 D = 64, D_g= 8, 및 D_sync= 32인 시스템에서 D_cg= 5 또한 D_cig= 2로 작동하였다.

첫번째로 주시하여야 할 것은 한 그룹 D_cig에서의 정정 회수가 증가될 때 시간 오프셋 평가에 대해 일정하게 감소되는 하단 경계이다. 이 작용은 식(70)으로부터 분석적으로 볼 수 있고, 이는 k₀= 1의 오버랩 평가기에서 인접한 주파수-정의역 상관관계 곱의 합산으로 인한다. 도 27 및 도 28의 그래프로부터, 잘못된 위치 D_m= 4(즉, |ξ_f| ≤ 8)까지는 시뮬레이션된 평가 편차가 증가적으로 낮아짐을 볼 수 있다. 이는 적절한 시간 오프셋을 위해, 가시적으로 더 큰 문제가 있더라도, 즉 모든 Dm에 대해 더 높은 SNR까지 접근적 작용에 이르지 않더라도, 시뮬레이션 결과가 감소되는 하단 경계에 따르도록 관리됨을 의미한다.

더 큰 초기 시간 오프셋에 대해서는 상황이 아주 다르다. 일반적으로, 도 27(D_cg= 10 및 D_cig= 1)에서 도 28(D_cg= 5 및 D_cig= 2)까지의 단계에 개선이 있다. 그러나,(D_cg= 2 및 D_cig= 5)까지의 또 다른 단계에서는 D_m≥ 6에서(반복되는) 평가 성능이 결과적으로 저하된다. 결론적으로, 변화 D_cg= 5 및 D_cig= 2는 집적 매개변수 설정을 보다 확실하게 실현한다.

이제는 도 29 및 도 30을 참고로, 이전에 조사된 AWGN 전송 시나리오, 즉 초기에 잘못된 위치 Dm이 존재할 때 AWGN을 통한 전송에 대해 시간 동기화 실패 비율을 고려해본다. 도 29의 그래프에서, 주파수-정의역 평가기는 D = 64, D_g= 8, 및 D_sync= 32인 시스템에서 D_cg= 10 또한 D_cig= 1로 작동한다. 도 30의 그래프에서, 주파수-정의역 평가기는 D = 64, D_g= 8, 및 D_sync= 32인 시스템에서 D_cg= 5 또한 D_cig= 2로 작동한다. 여기서는 도 27 및 도 28에 대해 상기에 기술되었던 것과 똑같은 평가기 작용을 관찰한다: 도 29의 평가기 매개변수에서 도 30으로 이동하면, 성능이 전체적으로 개선된다. 2 dB 이상의 이득이 실현된다. 나중 도면의 AWGN 성능에서는 반복적인 주파수-정의역 접근법의 2회 반복이 10log₁₀(E_s/N_o) ≥ 6 dB에 대해 99% 이상으로 D_m= 8(즉, |ξ_f| ≤ 12)의 초기에 잘못된 위치를 성공적인 시간 동기화(즉,∈ {-1,0,+1})로 변환할 수 있는 것으로 나타난다. 이 평가기가 D_sync= 32만으로 동작한다는 것을 기억한다면, 이 결과는 매우 인상적인 것이다. 더 큰 OFDM 샘볼은 더 큰 허용가능 초기 오프셋을 제공하게 된다. 즉, 더 큰 범위의 수렴 및 더 많은 반복은 P_tf ^(m)에 대해 더 낮은 에러층을 제공하게 된다.

다중경로 채널을 통한 전송에 대해서도 또한 유사한 성능 이득이 구해지고, 여기서는 D_cg= 5 및 D_cig= 2가 양호한 선택인 것으로 밝혀졌다. 주파수-선택 채널에서, D_cg는 이것이 주파수-정의역 파일럿 샘플에 의해 이루어지는 다이버시티 계수를 결정하기 때문에 반드시 매우 커야 하고, 그래서 이는 반복적인 프레임 동기화 성능의 전력 효율성에 직접적으로 영향을 준다.

모범적인 시스템에 적용된 반복적인 주파수-정의역 프레임 동기화에 대한 시뮬레이션 결과로부터, 적어도 다중경로 채널에 대해 |ξ_f| ≤ 6 또한 AWGN 채널에 대해 |ξ_f| ≤ 10인 범위에서 초기 대략적 시간 평가에 대해 확실한 프레임 동기화 정제를 제공하는데 2회 반복 주파수-정의역 평가로 충분하다고 결론지을 수 있다. 적절한 오프셋을 위해, 동기화 실패 비율 도면에서 나머지 에러층은 증가된 반복 회수에 의해 더 감소될 수 있다. 반복점이 시작될 때 오프셋이 매우 크면, 결국 수렴 영역 이외에서 전체적으로 프레임을 구동하게 되는 제1 처리 루프에 의해 에러층이 발생된다.

전체적인 동기화 성능

D = 64 캐리어 시스템에서 연산적 동기화로 엄격한 다중경로 채널의 SNR에 대한 패킷 에러 비율(Packet Error Rate, PER)을 평가하기를 바란다. 동기화는 D_sync= 32의 샌드앰블로 작동하도록 선택된다. 다른 방법으로 언급되지 않으면, 식(28)의 MNC 측정치가 보다 확실하고 바람직한 것으로 밝혀졌더라도, 식(21)에 따른 내력 MMSE 기준이 대략적인 프레임 동기화에 사용된다.

프레임 동기화 정제를 위해, 제1 주파수-정의역 프레임 동기화 평가만이 사용되고, 그 결과는 반복되지 않는다. 여기서는 한 그룹에서 D_cig= 2를 갖는 D_cg= 5 상관관계 그룹을 사용한다. 즉, 10개의 전용 차동 파일럿이 샌드앰블 동기화 심볼의 주파수 멀티플렉스로 도입된다.

시뮬레이션을 위해, ξ_f= 0.3의 일정한 NCFO가 사용된다. 이는 순수한 샌드앰블 상관관계의 평가 범위를 넘는다. 그래서, 모두 3개인 검출 주파수 오프셋 간격에 대해 균일한 이전 확률로 동작하는 Dc = 10 및 3 이산적 간격의 FD 주파수 검출기가 사용된다.

도 31은 다양한 샘플수를 포함하는 포스트픽스 심볼(즉, 포스트픽스 심볼 당 0, 1, 2, 및 3 샘플)에 대해, 프레임 동기화 정제 전후의 동작 버스트 동기화와 이상적인 동기화의 시간 방향으로 콘볼루션 코드화된 8DPSK(8-Differential Phase Shift Keying) 변조에서 SNR의 함수로 PER을 도시하는 그래프이다. PER은 SD(Soft Decision) 비터비 복호화(Viterbi-Decoding) 이후의 성능을 나타낸다. 패킷 에러 비율은 잔류 전송 에러를 갖는 수신 패킷의 비율을 나타낸다. 각 패킷은 570개의 사용자 비트로 구성된다. 이 그래프로부터, 성능은 적절한 길이의 포스트픽스가 사용될 때 개선된다고 결론지을 수 있다. 즉, 포스트픽스를 사용하지 않는 것 뿐만 아니라 너무 많은 포스트픽스를 사용하는 것도 열악한 결과를 산출하게 된다. 이 엄격한 다중경로 채널에서는 2 샘플의 포스트픽스를 사용하는 것이 적절한 것으로 나타난다. 성능은 1 dB 일부분내에서 이상적인 PER을 이룬다.

도 32는 확실하지 않은 대략적인 타이밍 평가의 결과에 대한 개념을 제공한다. 특별히, 도 32는 SNR의 함수로 도시된 PER의 그래프이고, 여기서, PER은 프레임 동기화 정제 전후의 동작 버스트 동기화 및 이상적인 동기화의 경우에 대해 결정된다. 주어진 결과는 시간 방향으로 8DPSK 변조에 대한 것이다. 그러나, 주파수 방향에 대해서도 유사한 결과가 또한 구해진다. 여기서, 주파수-정의역 프레임 싱크 정제는 큰 이득을 나타내지만, 열악한 초기 평가에 의해 발생된 주요 문제점을 해결할 수 없다. MC 기준으로부터의 열악한 초기 평가는 전체적인 성능을 저하시킨다. 프레임 싱크 정제 이후의 PER은 10^-2주변의 에러층에 이른다.

도 33은 주파수 방향 및 시간 방향으로 차동 변조 사이의 비교를 도시하는 그래프이다. 각각에 대해, PER은 프레임 동기화 정제 전후의 동작 버스트 동기화 및 이상적인 동기화에 대해 SNR의 함수로 도시된다. 이 도면에는 3개의 이상적인 PER(그래프 3301, 3303, 및 3305)이 있고, 이들 중 하나(3305)은 시간 방향으로 8DPSK 변조에 대한 것이다. 다른 2개의 이상적인 곡선(그래프 3301 및 3303)은 주파수 방향으로 8DPSK 변조에 대한 것이다. 이들 중 하단측(그래프 3303)은 주파수 방향으로 차동 변조 구조의 MMSE 최적 복조에 대한 것이다. 이들 중 상단측(그래프 3301)은 채널 위상이 정정되지 않은 "이상적인" 복조 윈도우 정렬에 대한 것이다.

도 33으로부터는 2가지가 중요하게 결론지워질 수 있다:

먼저, 작은 수의 캐리어를 갖는(여기서 D = 64) 주파수 방향의 DPSK에서는 대략적인 시간 평가(그래프 3307로 나타내지는)의 성능이 만족스럽지 않기 때문에 주파수 정의역 프레임 싱크 정제가 요구된다. 더욱이, 정제 성능(그래프 3309로 나타내지는)은 1 dB 일부내에서 MMSE 복조에 대한 것(그래프 3303)에 접근한다. 이는 앞서 주어진 유도 내용을 확인한다.

또한, 시간 방향의 DPSK에서는 대략적 시간 평가(그래프 3311로 나타내지는)의 성능이 이미 만족된다. 그래프(3313)로 나타내지는 바와 같이, 주파수-정의역 프레임 싱크 정제로는 PER = 10^-3에서 1 dB의 성능 이득이 가능하다.

특징의 요약

본 발명의 다수의 특성은 종래 기술에 숙련된 자에게 명백해진다. 이는 다음을 포함한다:

주파수 동기화에 대해:

- 샌드앰블 구조 그 자체. 이는 2개(또는 그 이상) 영역에서 주기적으로 반복되는 신호 부분의 시간상 분리를 포함하여, 결국 데이터에 의해 분리된다.

- 샌드앰블내에 확장된 가드 영역을 사용하여, FD 접근법에 의한 주파수 모호성을 해결하는 것을 가능하게 만든다.

- 주파수 오프셋 평가를 위한 FD 접근법. 이는 A와 B 사이의 상관관계로 인한 제1(세심한) 평가와 도 5a 및 도 5b에 도시된 바와 같은 기술에 의한 이 평가 오프셋의 정정을 의미한다.

- G₂와 A₂및/또는 G₂와 B₂사이의 순차적인 상관관계(적어도 하나의 실시예에서는 이들 상관관계 결과의 조합) 및(정정될 가능성이 있는) 이들 두 결과의 유리한 조합(예를 들면, 가산). 최종적인 상관관계 결과(예를 들면, 조합된 상관관계 결과)를 근거로 잔류 주파수 오프셋 간격의 검출(결정).

- 전체적인 주파수 동기화 성능을 최적화하는데 FD의 검출 단계에서 가능한 주파수 오프셋의 미리 알려진 내용(확률)을 사용.

프레임(시간) 동기화에 대해:

- 통상적으로 주기적인 프리픽스로만 구성되는 가드 간격이 주기적인 포스트픽스로 보충된다.

- 주기적인 프리픽스는 단축될 수 있고, 이 여분 시간은 주기적인 포스트픽스로 사용되도록 유용한 OFDM 심볼 부분의 끝에 부가된다.

- 시스템 설계에서, 프리픽스 및 포스트픽스의 총 가드 샘플수에 대한 분포는 기대되는 채널 전력 지연 프로파일에 최적으로 적응된다.

- 프레임 동기화 정제는 대략적인 평가에 대해 시작될 수 있다. 요구조건은 단지 주파수-정의역 근거 평가기의 수렴을 보장하기에 충분하게 확실하여야 한다는 것이다.

- 프레임 동기화에 대한 평가는 주파수-정의역 처리 스테이지로부터 구해질 수 있고, 이는 반복적으로 동작한다. 각 반복 단계는 1) 최근 평가에 따른 프레임 정렬, 2) 이 프레임의 완전한 DFT나 회귀적 슬라이딩 DFT, 3) 주파수-정의역 진폭으로부터의 시간 오프셋 평가를 포함한다. 알고리즘이 수렴되면, 이 평가의 분산은 증가적으로 더 작아진다.

- 물론, 단 한 단계의 제안된 주파수-정의역 정제만이 실시(및 실행)될 필요가 있으므로, 이 경우에서는 과정이 비반복적이다. 다른 말로 하면, 적절한 정제 회수(단 1회의 정제를 포함하여)를 자유롭게 실행할 수 있다.

- 반복적인 처리 스테이지는 특별한 프리앰블 심볼에 동작될 필요가 없다. 결정-지향적 접근법에서는 이것이 버스트내의 모든 OFDM 심볼 마다 적용될 수 있다. 데이터-보조(data-aided) 접근법의 파일럿 심볼은 버스트내의 OFDM 심볼에 다중화될 수 있다. 주파수 오프셋이 이미 정정되고 확실한 대략적 타이밍 평가가 라디오 링크의 주기적인 프로토콜 구조로부터 유도될 수 있을 때, 제2 스테이지는 샌드앰블 없이 독립형 모드로 사용될 수 있다. 이 경우에는 매우 효과적인 "비프리앰블(preambleless)" 프레임 동기화 구조에 이르게 된다.

- 스테이지 1 및 2의 조합으로, 데이터-보조 접근법의 심볼은 버스트내의 OFDM 심볼이나 샌드앰블 심볼로 다중화될 수 있다. 특정한 시스템 매개변수에 의존하여, 이들 접근법 중 하나는 다른 것 보다 유리할 수 있다.

- 최종 프레임 동기화 평가(또는 각 반복 이후의 것)는 주파수 오프셋 정정을 끊임없이 개선하는데 사용될 수 있다. 설명된 동기화 과정이 버스트 프리앰블이나 제1 심볼에 실행된 이후에, 나머지 OFDM 버스트는 거의 최적인(최소 분산) 주파수 및 시간 오프셋 평가로 복조될 수 있다.

본 발명은 특정한 실시예를 참고로 설명되었다. 그러나, 종래 기술에 숙련된 자에게는 상기에 설명된 바람직한 실시예 이외의 다른 특정한 형태로 본 발명을 구체화하는 것이 가능함이 용이하게 명백해진다. 이는 본 발명의 의도에서 벗어나지 않고 실행될 수 있다. 바람직한 실시예는 단지 설명을 위한 것이고, 임의의 방법으로 제한된다고 생각되지 말아야 한다. 본 발명의 범위는 상기의 설명 보다는 첨부된 청구항에 의해 주어지고, 그 청구항의 범위내에 드는 모든 변형 및 그와 동일한 내용은 그에 포함되도록 의도된다.

Claims (66)

1. 데이터 샘플의 시퀀스를 전송하는 방법에 있어서,

   프리앰블(preamble) 샘플의 시퀀스를 포함하는 제1 프리앰블을 먼저 전송하는 단계;

   상기 데이터 샘플의 시퀀스를 전송하는 단계; 및

   이어서 상기 프리앰블 샘플의 시퀀스를 포함하는 제2 프리앰블을 전송하는 단계

   를 포함하고,

   그에 의해 상기 데이터 샘플의 시퀀스는 상기 제1 프리앰블을 먼저 전송하는 단계 이후, 및 상기 제2 프리앰블을 이어서 전송하는 단계 이전에 전송되는 것을 특징으로 하는 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 제1 프리앰블은 제1 가드(guard) 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

   상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트(subset)의 심볼 시퀀스를 포함하고;

   상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한

   상기 제2 가드 영역은 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
3. 제2항에 있어서,

   상기 제1 서브세트의 심볼 시퀀스는 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스 보다 더 큰 서브세트의 심볼 시퀀스인 것을 특징으로 하는 방법.
4. 제2항에 있어서,

   상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스는 상기 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 보다 더 큰 서브세트의 심볼 시퀀스인 것을 특징으로 하는 방법.
5. 원하는 데이터 샘플의 시퀀스를 수신하는 방법에 있어서,

   제1 프리앰블, 그에 이어지는 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스, 및 그에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하는 신호 시퀀스를 수신하는 단계 - 상기 제1 프리앰블은 심볼 시퀀스를 포함하고, 상기 제2 프리앰블은 상기 심볼 시퀀스를 포함함 -;

   수신된 다수의 데이터 샘플에서 다수의 위치의 상기 제1 프리앰블을 가정하는 단계;

   상기 가정된 각 위치에 대해, 가정된 제1 프리앰블 및 대응하는 가정된 제2 프리앰블을 결정하는 단계;

   상기 가정된 각 위치에 대해, 상기 가정된 제1 프리앰블 및 상기 대응하는 가정된 제2 프리앰블 사이의 상관관계를 결정하는 단계; 및

   상기 상관관계를 이용하여 가장 가능성이 있는 가정된 제1 프리앰블 및 가장 가능성이 있는 제2 프리앰블의 위치를 결정하는 단계

   를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
6. 제5항에 있어서,

   상기 가장 가능성이 있는 가정된 제1 및 제2 프리앰블의 위치를 이용하여 수신 신호 시퀀스의 제1 주파수 오프셋(offset)을 평가하는 단계

   를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
7. 제6항에 있어서,

   상기 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

   상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

   상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한

   상기 방법은

   상기 수신 신호 시퀀스의 제1 주파수를 정정하기 위해 상기 제1 주파수 오프셋을 이용하는 단계;

   제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제1 가드 영역을 결정하는 단계;

   제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제1 프리앰블을 결정하는 단계;

   상기 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 주파수 정정된 제1 프리앰블로부터의 제2 서브세트 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 상관관계 결과를 발생시키는 단계; 및

   상기 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 검출하는 단계

   를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
8. 제7항에 있어서,

   상기 상관관계 결과를 이용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 단계는 가능한 주파수 오프셋 간격에 대해 미리 알고 있는 확률을 사용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
9. 제6항에 있어서,

   상기 제1 프리앰블이 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

   상기 제1 가드 영역이 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

   상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한

   상기 방법은

   상기 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 제1 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 상관관계 결과를 발생시키는 단계;

   상기 제1 주파수 오프셋을 이용하여 상기 상관관계 결과를 정정하는 단계; 및

   상기 정정된 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 평가하는 단계

   를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
10. 제6항에 있어서,

    상기 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하며,

    상기 방법은

    상기 수신 신호 시퀀스의 제1 주파수를 정정하기 위해 상기 제1 주파수 오프셋을 이용하는 단계;

    상기 제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제1 가드 영역을 결정하는 단계;

    상기 제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제2 프리앰블을 결정하는 단계;

    상기 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 주파수 정정된 제2 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 상관관계 결과를 발생시키는 단계; 및

    상기 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 검출하는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
11. 제10항에 있어서,

    상기 상관관계 결과를 이용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 단계는 가능한 주파수 오프셋 간격에 대해 미리 알고있는 확률을 이용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
12. 제6항에 있어서,

    상기 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한

    상기 방법은

    상기 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 제2 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 상관관계 결과를 발생시키는 단계;

    상기 제1 주파수 오프셋을 이용하여 상기 상관관계 결과를 정정하는 단계; 및

    상기 정정된 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 평가하는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
13. 제6항에 있어서,

    상기 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한

    상기 방법은

    상기 수신 신호 시퀀스의 제1 주파수를 정정하기 위해 상기 제1 주파수 오프셋을 이용하는 단계;

    상기 제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제1 가드 영역을 결정하는 단계;

    상기 제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제1 프리앰블을 결정하는 단계;

    상기 제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 정정된 제2 프리앰블을 결정하는 단계;

    상기 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 주파수 정정된 제1 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 제1 상관관계 결과를 발생시키는 단계;

    상기 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 주파수 정정된 제2 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 제2 상관관계 결과를 발생시키는 단계;

    상기 제1 및 제2 상관관계 결과를 조합하고, 그에 의해 조합된 상관관계 결과를 발생시키는 단계; 및

    상기 조합된 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 검출하는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
14. 제13항에 있어서,

    상기 조합된 상관관계 결과를 이용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 단계는 가능한 주파수 오프셋 간격에 대해 미리 알고있는 확률을 이용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
15. 제6항에 있어서,

    상기 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한

    상기 방법은

    상기 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 제1 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 제1 상관관계 결과를 발생시키는 단계;

    상기 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 제2 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 제2 상관관계 결과를 발생시키는 단계;

    상기 제1 주파수 오프셋을 이용하여 상기 제1 상관관계 결과를 정정하는 단계;

    상기 제1 주파수 오프셋을 이용하여 상기 제2 상관관계 결과를 정정하는 단계;

    상기 정정된 제1 및 제2 상관관계 결과를 조합하고, 그에 의해 조합된 정정 상관관계 결과를 발생시키는 단계; 및

    상기 조합된 정정 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 평가하는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
16. 제5항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스는 상기 제1 프리앰블, 그에 이어지는 주기적 프리픽스(prefix) 가드 간격, 그에 이어지는 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스, 그에 이어지는 주기적 포스트픽스(postfix) 가드 간격, 및 그에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하고, 또한

    상기 방법은

    상기 가장 가능성이 있는 가정된 제1 프리앰블의 위치를 이용하여 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 대략적 평가(coarse estimate)를 결정하는 단계; 및

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 대략적 평가와 시간 정의역 대 주파수 정의역 변환 기술을 이용하여 주파수-정의역 수신 샘플을 발생시키고,

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 주파수-정의역 상관관계를 결정하고, 또한

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 상기 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 개선된 평가를 발생시킴으로서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 개선된 평가를 발생시키는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
17. 제16항에 있어서,

    상기 주기적 프리픽스 가드 간격은 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 종료 서브세트를 포함하고; 또한

    상기 주기적 포스트픽스 가드 간격은 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 시작 서브세트를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
18. 제16항에 있어서,

    상기 주기적 프리픽스 가드 간격에서의 샘플수와 상기 주기적 포스트픽스 가드 간격에서의 샘플수는 기대되는 채널 전력 지연 프로파일(delay profile)에 최적으로 적응되는 것을 특징으로 하는 방법.
19. 제16항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 개선된 평가를 이용하여 개선된 주파수-정의역 수신 샘플을 발생시키고,

    상기 개선된 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 제2 주파수-정의역 상관관계를 결정하고, 또한

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 상기 제2 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생시킴으로서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생시키는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
20. 제16항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 상기 무잡음 샘플을 발생시키는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
21. 제20항에 있어서,

    상기 원하는 샘플의 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 상기 무잡음 샘플을 발생시키는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
22. 제16항에 있어서,

    상기 수신 샘플의 시퀀스로 다중화된 파일럿(pilot) 심볼로부터 상기 무잡음 샘플을 발생시키는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
23. 원하는 데이터 샘플의 시퀀스를 수신하는 방법에 있어서,

    주기적 프리픽스 가드 간격, 그에 이어지는 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스, 및 그에 이어지는 주기적 포스트픽스 가드 간격을 포함하는 신호 시퀀스를 수신하는 단계;

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 대략적 평가를 결정하는 단계; 및

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 대략적 평가를 이용하여 주파수-정의역 수신 샘플을 발생시키고,

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 주파수-정의역 상관관계를 결정하고; 또한

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 상기 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 개선된 평가를 발생시킴으로서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 개선된 평가를 발생시키는 단계

    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
24. 제23항에 있어서,

    상기 주기적 프리픽스 가드 간격은 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 종료 서브세트를 포함하고; 또한

    상기 주기적 포스트픽스 가드 간격은 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 시작 서브세트를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
25. 제23항에 있어서,

    상기 주기적 프리픽스 가드 간격에서의 샘플수와 상기 주기적 포스트픽스 가드 간격에서의 샘플수는 기대되는 채널 전력 지연 프로파일에 최적으로 적응되는 것을 특징으로 하는 방법.
26. 제23항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 개선된 평가를 이용하여 개선된 주파수-정의역 수신 샘플을 발생시키고,

    상기 개선된 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 제2 주파수-정의역 상관관계를 결정하고; 또한

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 상기 제2 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생시킴으로서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생시키는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
27. 제26항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 더 개선된 평가를 이용하여 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스와 연관된 주파수 오프셋의 측정을 조정하는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
28. 제23항에 있어서,

    상기 무잡음 샘플은 상기 수신 신호 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 발생되는 것을 특징으로 하는 방법.
29. 제28항에 있어서,

    상기 무잡음 샘플은 상기 원하는 샘플의 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 발생되는 것을 특징으로 하는 방법.
30. 제23항에 있어서,

    상기 무잡음 샘플은 상기 수신 샘플의 시퀀스에 다중화된 파일럿 심볼로부터 발생되는 것을 특징으로 하는 방법.
31. 제23항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 개선된 평가를 이용하여 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스와 연관된 주파수 오프셋의 측정을 조정하는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
32. 제23항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 미리 발생된 평가를 이용하여 현재 주파수-정의역 수신 샘플을 발생시키는 단계;

    상기 현재 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 현재 주파수-정의역 상관관계를 결정하는 단계; 및

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 상기 현재 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 다음 평가를 발생시키는 단계

    를 각각 포함하는 반복 단계의 시퀀스를 여러번 실행함으로서, 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 최종 개선 평가를 반복적으로 발생시키는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
33. 제32항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 최종 개선 평가를 이용하여 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스와 연관된 주파수 오프셋의 측정을 조정하는 단계

    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
34. 데이터 샘블의 시퀀스를 전송하는 장치에 있어서,

    프리앰블 샘플의 시퀀스를 포함하는 제1 프리앰블을 먼저 전송하는 수단;

    상기 데이터 샘플의 시퀀스를 전송하는 수단; 및

    이어서 상기 프리앰블 샘플의 시퀀스를 포함하는 제2 프리앰블을 전송하는 수단

    을 구비하고,

    그에 의해 상기 데이터 샘플의 시퀀스는 상기 제1 프리앰블을 먼저 전송하는 단계 이후 및 이어서 상기 제2 프리앰블을 전송하는 단계 이전에 전송되는 것을 특징으로 하는 장치.
35. 제34항에 있어서,

    상기 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한

    상기 제2 가드 영역은 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
36. 제35항에 있어서,

    상기 제1 서브세트의 심볼 시퀀스는 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스 보다 더 큰 서브세트의 심볼 시퀀스인 것을 특징으로 하는 장치.
37. 제35항에 있어서,

    상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스는 상기 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 보다 더 큰 서브세트의 심볼 시퀀스인 것을 특징으로 하는 장치.
38. 원하는 데이터 샘플의 시퀀스를 수신하는 장치에 있어서,

    제1 프리앰블, 그에 이어지는 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스, 및 그에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하는 신호 시퀀스를 수신하여, 상기 제1 프리앰블이 심볼 시퀀스를 포함하고, 상기 제2 프리앰블이 상기 심볼 시퀀스를 포함하는 수단;

    수신된 다수의 데이터 샘플에서 다수의 위치의 상기 제1 프리앰블을 가정하는 수단;

    상기 가정된 각 위치에 대해, 가정된 제1 프리앰블 및 대응하는 가정된 제2 프리앰블을 결정하는 수단;

    상기 가정된 각 위치에 대해, 상기 가정된 제1 프리앰블 및 상기 대응하는 가정된 제2 프리앰블 사이의 상관관계가 결정하는 수단; 및

    상기 상관관계를 이용하여 가장 가능성이 있는 가정된 제1 프리앰블 및 가장 가능성이 있는 제2 프리앰블의 위치를 결정하는 수단

    을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
39. 제38항에 있어서,

    상기 가장 가능성이 있는 가정된 제1 및 제2 프리앰블의 위치를 이용하여 수신 신호 시퀀스의 제1 주파수 오프셋을 평가하는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
40. 제39항에 있어서,

    상기 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한

    상기 장치는

    상기 수신 신호 시퀀스의 제1 주파수 정정을 이루는데 상기 제1 주파수 오프셋을 이용하는 수단;

    제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제1 가드 영역을 결정하는 수단;

    제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제1 프리앰블을 결정하는 수단;

    상기 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 주파수 정정된 제1 프리앰블로부터의 제2 서브세트 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 상관관계 결과를 발생시키는 수단; 및

    상기 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 검출하는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
41. 제40항에 있어서,

    상기 상관관계 결과를 이용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 수단은 가능한 주파수 오프셋 간격에 대해 미리 알고 있는 확률을 이용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
42. 제39항에 있어서,

    상기 제1 프리앰블이 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제1 가드 영역이 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한

    상기 장치는

    상기 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 제1 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 상관관계 결과를 발생시키는 수단;

    상기 제1 주파수 오프셋을 이용하여 상기 상관관계 결과를 정정하는 수단; 및

    상기 정정된 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 평가하는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
43. 제39항에 있어서,

    상기 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고,

    상기 장치는

    상기 수신 신호 시퀀스의 제1 주파수 정정을 이루는데 상기 제1 주파수 오프셋을 이용하는 수단;

    상기 제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제1 가드 영역을 결정하는 수단;

    상기 제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제2 프리앰블을 결정하는 수단;

    상기 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 주파수 정정된 제2 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 상관관계 결과를 발생시키는 수단; 및

    상기 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 검출하는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
44. 제43항에 있어서,

    상기 상관관계 결과를 이용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 수단은 가능한 주파수 오프셋 간격에 대해 미리 알고 있는 확률을 이용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
45. 제39항에 있어서,

    상기 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한

    상기 장치는

    상기 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 제2 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 상관관계 결과를 발생시키는 수단;

    상기 제1 주파수 오프셋을 이용하여 상기 상관관계 결과를 정정는 수단; 및

    상기 정정된 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 평가하는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
46. 제39항에 있어서,

    상기 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고; 또한

    상기 장치는

    상기 수신 신호 시퀀스의 제1 주파수 정정을 이루는데 상기 제1 주파수 오프셋을 이용하는 수단;

    상기 제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제1 가드 영역을 결정하는 수단;

    상기 제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 주파수 정정된 제1 프리앰블을 결정하는 수단;

    상기 제1 주파수 정정 수신 신호 시퀀스에서 정정된 제2 프리앰블을 결정하는 수단;

    상기 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 주파수 정정된 제1 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 제1 상관관계 결과를 발생시키는 수단;

    상기 주파수 정정된 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 주파수 정정된 제2 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 제2 상관관계 결과를 발생시키는 수단;

    상기 제1 및 제2 상관관계 결과를 조합하고, 그에 의해 조합된 상관관계 결과를 발생시키는 수단; 및

    상기 조합된 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 검출하는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
47. 제46항에 있어서,

    상기 조합된 상관관계 결과를 이용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 수단은 가능한 주파수 오프셋 간격에 대해 미리 알고있는 확률을 이용하여 상기 제2 주파수 오프셋을 검출하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
48. 제39항에 있어서,

    상기 제1 프리앰블은 제1 가드 영역 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제1 가드 영역은 제1 서브세트의 심볼 시퀀스 및 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 포함하고;

    상기 제2 프리앰블은 제2 가드 영역 및 심볼 시퀀스를 포함하고, 또한

    상기 장치는

    상기 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 제1 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 제1 상관관계 결과를 발생시키는 수단;

    상기 제1 가드 영역으로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스를 상기 제2 프리앰블로부터의 상기 제2 서브세트의 심볼 시퀀스와 서로 상관시키고, 그에 의해 제2 상관관계 결과를 발생시키는 수단;

    상기 제1 주파수 오프셋을 이용하여 상기 제1 상관관계 결과를 정정하는 수단;

    상기 제1 주파수 오프셋을 이용하여 상기 제2 상관관계 결과를 정정하는 수단;

    상기 정정된 제1 및 제2 상관관계 결과를 조합하고, 그에 의해 조합된 정정 상관관계 결과를 발생시키는 수단; 및

    상기 조합된 정정 상관관계 결과를 이용하여 제2 주파수 오프셋을 평가하는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
49. 제38항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스는 상기 제1 프리앰블, 그에 이어지는 주기적 프리픽스 가드 간격, 그에 이어지는 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스, 그에 이어지는 주기적 포스트픽스 가드 간격, 및 그에 이어지는 제2 프리앰블을 포함하고, 또한

    상기 장치는

    상기 가장 가능성이 있는 가정된 제1 프리앰블의 위치를 이용하여 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 대략적 평가를 결정하는 수단; 및

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 대략적 평가와 시간 정의역 대 주파수 정의역 변환 기술을 이용하여 주파수-정의역 수신 샘플을 발생시키고,

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 주파수-정의역 상관관계를 결정하고, 또한

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 상기 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 개선된 평가를 발생시킴으로서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 개선된 평가를 발생시키는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
50. 제49항에 있어서,

    상기 주기적 프리픽스 가드 간격은 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 종료 서브세트를 포함하고; 또한

    상기 주기적 포스트픽스 가드 간격은 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 시작 서브세트를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
51. 제49항에 있어서,

    상기 주기적 프리픽스 가드 간격에서의 샘플수와 상기 주기적 포스트픽스 가드 간격에서의 샘플수는 기대되는 채널 전력 지연 프로파일에 최적으로 적응되는 것을 특징으로 하는 장치.
52. 제49항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 개선된 평가를 이용하여 개선된 주파수-정의역 수신 샘플을 발생시키고,

    상기 개선된 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 제2 주파수-정의역 상관관계를 결정하고, 또한

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 상기 제2 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생시킴으로서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생시키는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
53. 제49항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 상기 무잡음 샘플을 발생시키는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
54. 제53항에 있어서,

    상기 원하는 샘플의 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 상기 무잡음 샘플을 발생시키는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
55. 제49항에 있어서,

    상기 수신 샘플의 시퀀스로 다중화된 파일럿 심볼로부터 상기 무잡음 샘플을 발생시키는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
56. 원하는 데이터 샘플의 시퀀스를 수신하는 장치에 있어서,

    주기적 프리픽스 가드 간격, 그에 이어지는 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스, 및 그에 이어지는 주기적 포스트픽스 가드 간격을 포함하는 신호 시퀀스를 수신하는 수단;

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 시작 위치의 대략적 평가를 결정하는 수단; 및

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 대략적 평가를 이용하여 주파수-정의역 수신 샘플을 발생시키고,

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 주파수-정의역 상관관계를 결정하고; 또한

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 상기 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 개선된 평가를 발생시킴으로서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 개선된 평가를 발생시키는 수단

    을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
57. 제56항에 있어서,

    상기 주기적 프리픽스 가드 간격은 상기 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 종료 서브세트를 포함하고; 또한

    상기 주기적 포스트픽스 가드 간격은 원하는 데이터 샘플의 시퀀스 중 시작 서브세트를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
58. 제56항에 있어서,

    상기 주기적 프리픽스 가드 간격에서의 샘플수와 상기 주기적 포스트픽스 가드 간격에서의 샘플수는 기대되는 채널 전력 지연 프로파일에 최적으로 적응되는 것을 특징으로 하는 장치.
59. 제56항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 개선된 평가를 이용하여 개선된 주파수-정의역 수신 샘플을 발생시키고,

    상기 개선된 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 제2 주파수-정의역 상관관계를 결정하고; 또한

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 상기 제2 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생시킴으로서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 더 개선된 평가를 발생시키는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
60. 제59항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 더 개선된 평가를 이용하여 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스와 연관된 주파수 오프셋의 측정을 조정하는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
61. 제56항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 상기 무잡음 샘플을 발생시키는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
62. 제61항에 있어서,

    상기 원하는 샘플의 시퀀스에 포함된 심볼을 복조함으로서 상기 무잡음 샘플을 발생시키는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
63. 제56항에 있어서,

    상기 수신 샘플의 시퀀스에 다중화된 파일럿 심볼로부터 상기 무잡음 샘플을 발생시키는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
64. 제56항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 개선된 평가를 이용하여 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스와 연관된 주파수 오프셋의 측정을 조정하는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
65. 제56항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 미리 발생된 평가를 이용하여 현재 주파수-정의역 수신 샘플을 발생시키는 단계;

    상기 현재 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 현재 주파수-정의역 상관관계를 결정하는 단계; 및

    상기 주파수-정의역 수신 샘플과 무잡음 샘플 사이의 상기 현재 주파수-정의역 상관관계 독립변수를 근거로 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 다음 평가를 발생시키는 단계

    를 각각 포함하는 반복 단계의 시퀀스를 여러번 실행함으로서, 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 최종 개선 평가를 반복적으로 발생시키는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
66. 제65항에 있어서,

    상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스 중 상기 시작 위치의 상기 최종 개선 평가를 이용하여 상기 수신 신호 시퀀스에서 상기 원하는 샘플의 시퀀스와 연관된 주파수 오프셋의 측정을 조정하는 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.