TWI424732B

TWI424732B - 用於正交分頻多工系統的同步方法及其同步裝置

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Publication number: TWI424732B
Application number: TW98109997A
Authority: TW
Inventors: hua-feng Jin
Original assignee: Via Telecom Co Ltd
Priority date: 2009-03-26
Filing date: 2009-03-26
Publication date: 2014-01-21
Also published as: TW201036392A

Description

用於正交分頻多工系統的同步方法及其同步裝置

本發明是有關於一種正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)系統，且特別是有關於一種用於正交分頻多工系統的同步方法及同步裝置。

OFDM是一種高效率的調變機制。一般而言，在固定頻寬的限制下，通訊系統可以下列兩種方式進行傳輸，即單載波與多載波。多載波傳輸方式是指使用者可以同時利用多個子載波(Subcarrier)來進行傳送與接收訊號。OFDM傳輸技術的基本觀念在於把單一高速資料藉由數個彼此間正交的子載波以較低的傳輸速率來傳輸。

由於OFDM技術擁有較高的資料傳輸速度的特性並且能有效克服頻率選擇性衰減通道(Frequency Selective Fading Channel)，因此目前已廣泛使用於各式的無線通訊系統。然而，OFDM系統對時間偏移(Time Offset)與頻率偏移(Frequency Offset)十分敏感，其中，時頻的偏移容易引起載波間的干擾。因此，在OFDM通訊系統中，精確的時頻偏移估計與補償便顯得極為重要，而同步問題也成為OFDM系統研究的主要內容。

在OFDM系統中，同步一般分為非數據輔助與數據輔助兩類算法。在傳統的數輔助算法中，最典型的是Schmidl所提出的一種利用兩個特殊結構的訓練符號來做時間和頻率偏移值估計的同步算法(參見SCHMIDL T M,COX D C.Robust frequency and timing synchronization for OFDM[J].IEEE Trans. Commun.,1997,45(12)：161321621)。此同步算法是利用Schmidl判決函數找出最大函數值所對應的時間點，並將此時間點設為時間同步點。

此外，為了減少系統負擔，Y.H.Kim又依據此基礎提出一種利用單一訓練符號進行時頻同步的改進算法(參見KIM Yun Hee.An efficient frequency offset estimator for OFDM systems and its performance characteristics[J].IEEE Transactions on Vehicular Technology,2001 50(5)：130721312)。不過由於上述兩種算法皆會受到循環前綴(Cyclic Prefix,CP)的影響，而產生很大的時間估計誤差，因此，Minn針對Schmidl算法做了改進提出另一種定時同步算法(參見Minn H,ZengM,Bhargava V K.On Timing Offset Estimation for OFDM System[J].IEEE Comm Lett,2000,4(7)：2422244)。

然而由於Minn算法在多路徑通道下的精確度仍然不高，於是，Park又設計了一種新型的同步訓練符號(即Park訓練符號)，並提出對應此訓練符號的一種定時同步算法，以提高定時估計的精確度(參見Park B,Cheon H,Kang C,et al.A Novel Timing Estimation Method for OFDM Systems[J].IEEE Comm Lett,2003,7(5)：2392241)。但由於Park算法中的Park判決函數在正確判決點之峰值的兩側各有一個副峰值，因此，在多路徑通道情況下，副峰值將會影響定時判決點。

此外，由Park所設計的Park訓練符號也只實現了符號同步和小數頻率偏移值的估計，因此，如果要做整數頻率偏移值的估計則需要額外的訓練符號。以下將針對Schmidl判決函數和Park判決函數做更詳細的說明。

在OFDM系統的多基頻等效模型中，發送端的OFDM多基頻調變的時域信號可表示為：,n =0,1,…,N -1，其中，N 為系統子載波的數目，X _k 為第k 個子載波上的調變後的頻域信號。此外，多路徑通道的脈衝響應可表示為：，其中，h _l (t )表示第l 路徑的等效低通脈衝響應，τ_l 表示第l 路徑的延遲時間，L 表示通道中的路徑數。

接收端對收到的信號取樣後得到的時域信號可表示為：，其中，θ ₀ =-2πεn _ε /N ，n _l =[n _ε +τ _l /T _s ]，n _ε 表示未知的符號時間偏移值，T _s 為取樣週期，表示通道中的零均值加性高斯白噪音。ε =2ε _l +ε _F 表示子載波間最小間隔之歸一化頻率偏移值，其中，ε _l 、ε _F 分別為子載波間隔之整數頻率偏移值和小數頻率偏移值。同步的主要任務是估計符號時間偏移值n _ε 和歸一化頻率偏移值ε，並透過補償來消除或減弱同步誤差對系統性能的影響。

請參照圖1，圖1為Schmidl判決函數與Park判決函數的函數曲線圖。Schmidl判決函數M₂ (d)的函數曲線如同虛線所示，在Schmidl所提出的同步定時算法中，由於循環前綴的存在，理論上整個循環前綴區間上的函數值都可以取到最大值。而在實際系統中，此區間內所有的函數值也都非常接近最大值，因此定時估計在時間偏移值n _ε 點附近會存在如圖1虛線所示的高原區。也就是說在Schmidl判決函數M₂ (d)中，會出現多個最大函數值，且這些函數值分別對應不同的時間點。由於Schmidl的算法是將Schmidl判決函數M₂ (d)中最大函數值所對應的時間點設定為時間同步點，因此，在此情況下，Schmidl的算法就給定時估計帶來了不確定性，導致定時估計的誤差過大，進而影響了符號定時的性能。

為了提高符號定時性能，Park設計了一種新的訓練符號，並基於此訓練符號提出一種符號定時同步算法。Park判決函數的函數曲線如同圖1的實線所示，在高斯通道下，Park判決函數M₁ (d)的函數值在訓練符號之正確起始點處的峰值M₁ (d₁ )遠大於其他點。因此，Park判決函數M₁ (d)便消除了傳統Schmidl判決函數M₂ (d)中存在的高原區，進而顯著地提高符號同步的估計精確度。但由於Park訓練符號的特殊性質及循環前綴的影響，Park判決函數M1(d)會在正確判決點d₁ 的左右兩側各存在一個副峰值M₁ (d₂ )及副峰值M₁ (d₃ )，副峰值M₁ (d₂ )及M₁ (d₃ )在多路徑通道情況下將可能會影響定時判決的準確性。

在多路徑通道下，由於存在符號間干擾(Inter-Symbol Interference)，由(1)式可知，當存在i (i <L )條時間延遲都小於T _S 的路徑時，如果自接收端的信號取樣位置使n _l =[n _ε +τ _l /T _s ]，並且假設在一個OFDM符號內通道脈衝響應是與時間無關的，則接收的信號可表示為：

。比較(2)、(3)兩式可發現，如果滿足則可知第r _k
+1 個取樣值中所含的能量大於第r _k 個取樣值，因此將導致Park 定時同步算法之判決函數M₁ (d)之峰值M₁ (d₁ )出現的位置偏離正確判決點d₁ 而產生誤判，進而影響符號定時估計的精確度。然而，如果只是降低判決的門限值來做判決，由於兩側副峰值M₁ (d₂ )及M₁ (d₃ )存在的影響，可能會產生更嚴重的誤判。

此外，由於Park算法之頻率偏移值的估計與Schmidl算法類似，只是利用訓練符號時域數據前後重複的性質估計系統存在的頻率偏移值，因此只能估計小數頻率偏移值，使得頻率偏移的估計範圍受到限制。

本發明之示範實施例提供一種同步方法，其適用於正交分頻多工(OFDM)系統的接收端。此同步方法包括以下的步驟：(a)於接收端接收OFDM訓練符號，其中，OFDM訓練符號包括多個取樣點；(b)使用第一函數根據這些取樣點計算出多個第一函數值；(c)自這些第一函數值所對應的多個時間點中找出D個時間點，其中，D個時間點的D個第一函數值皆大於第一門限值，且D為正整數，表示選取的時間點個數；(d)使用第二函數計算D個時間點的D個第二函數值；(e)自D個時間點中找出第一個第二函數值大於第二門限值的時間點，並將此時間點設為時間同步點。

本發明之示範實施例提供一種同步裝置，此同步裝置用於OFDM系統的接收端。同步裝置包括接收單元及時間同步單元。接收單元用以接收OFDM訓練符號，其中，OFDM訓練符號包括多個取樣點。時間同步單元耦接於接收單元，並包括第一函數計算單元及第二函數計算單元。第一函數計算單元使用第一函數根據這些取樣點計算出多個第一函數值，並根據這些第一函數值所對應的多個時間點中擷取D個時間點，其中，D個時間點的D個第一函數值皆大於第一門限值，且D為正整數，表示選取的時間點個數。第二函數計算單元耦接於第一函數計算單元。第二函數計算單元使用第二函數計算D個時間點的D個第二函數值，並自D個時間點中找出第一個第二函數值大於第二門限值的時間點，並將此時間點設為時間同步點。

本發明之示範實施例提供一種OFDM系統。此OFDM系統包括接收端與發射端，且此接收端包括同步裝置。同步裝置包括接收單元及時間同步單元。接收單元用以接收OFDM訓練符號，其中，OFDM訓練符號包括多個取樣點。時間同步單元耦接於接收單元，並包括第一函數計算單元及第二函數計算單元。第一函數計算單元使用第一函數根據這些取樣點計算出的多個第一函數值，並根據這些第一函數值所對應的多個時間點中擷取D個時間點，其中，D個時間點的D個第一函數值皆大於第一門限值，且D為正整數，表示選取的時間點個數。第二函數計算單元耦接於第一函數計算單元。第二函數計算單元使用第二函數計算D個時間點的D個第二函數值，並自D個時間點中找出第一個第二函數值大於第二門限值的時間點，並將此時間點設為時間同步點。

基於上述，本發明之示範實施例所提供之用於正交分頻多工系統的同步方法及同步裝置可以提高定時偏移值和頻率偏移值的估計精確度，也就是能夠提高符號同步的精確度。此外，本發明之示範實施例所提供的高精確度的整數頻率偏移值估計算法，更擴大了頻率偏移的估計範圍。

為讓本發明之上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉數個示範實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

請參照圖2A，圖2A為本發明之示範實施例所提供的同步方法之流程圖，此同步方法適用於OFDM系統的接收端。如圖2A所示，本示範實施例之同步方法主要包括以下步驟。首先，於接收端接收OFDM訓練符號，其中，OFDM訓練符號包括多個取樣點(步驟S102)。接著，使用第一函數根據這些取樣點計算出多個第一函數值(步驟S104)。在本示範實施例中，第一函數可為Park判決函數M₁ (d)，但此領域具有通常知識者亦可以根據本發明的精神，將第一函數選擇為其他類型的判決函數，例如Schmidl判決函數。

再來，自多個第一函數值所對應的多個時間點中找出D個時間點，其中，D個時間點的D個第一函數值皆大於第一門限值L₁ (步驟S106)。值得一提的是，在本示範實施例中，同步方法更可包括步驟S105。在步驟S106被執行之前，擷取第一函數值的最大值Max(M₁ (d))作為第一門限參考值R₁ ，並根據第一門限參考值R₁ 獲得第一門限值L₁ (步驟S105)。其中，獲得第一門限值L₁ 的方法是將第一門限參考值R₁ 與第一乘積係數η₁ 相乘，且第一乘積係數η₁ 為大於0且小於等於1的任意數。

請繼續參照圖2A，接著，使用第二函數計算D個時間點的D個第二函數值(步驟S108)。在本示範實施例中，第二函數為Schmidl判決函數M₂ (d)，但此領域具有通常知識者亦可以根據本發明的精神，將第二函數選擇為其他類型的判決函數，例如Park判決函數。最後，自D個時間點中找出第一個第二函數值大於第二門限值L₂ 的時間點，並將此時間點設為時間同步點d₁ (步驟S110)。值得一提的是，在本示範實施例中，同步方法更可包括步驟S109。在步驟S110被執行之前，擷取D個第二函數值的最大值Max(M₂ (d))作為第二門限參考值R₂ ，並根據第二門限參考值R₂ 獲得第二門限值L₂ (步驟S109)。其中，獲得第二門限值L₂ 的方法是將第二門限參考值R₂ 與第二乘積係數η₂ 相乘，且第二乘積係數η₂ 為大於0且小於等於1的任意數。除此之外，本示範實施例之同步方法還可包括步驟S111。在步驟S110被執行之後，依據時間同步點d₁ 計算出小數頻率偏移值ε_F 與整數頻率偏移值ε_l ，並根據小數頻率偏移值ε_F 與整數頻率偏移值ε_l 計算出歸一化頻率偏移值ε(步驟S111)。

在此請注意，在上述示範實施例所提供的同步方法中，若通道的為靜態通道，且不需要獲得歸一化頻率偏移值，則步驟S111可以移除。另外，若採用其他方式來獲得第一與第二門限值，或者，第一與第二門限值能夠由使用者來預設，則步驟S105與S109可以移除或採用其他的設計方式。

請參照圖2B，圖2B是本發明之示範實施例所提供之OFDM系統的系統方塊圖。需注意的是，圖2B之OFDM系統所採用的同步方法為圖2A所提供之同步方法。請同時參照圖2A與圖2B，如圖2B所示，OFDM系統100包括接收端110與發射端120。接收端110包括同步裝置112，且同步裝置112包括接收單元114及時間同步單元116。接收單元114用以接收OFDM訓練符號，其中，OFDM訓練符號包括N個取樣點，且N為大於1的正整數(即步驟S102)。

值得注意的是，在本示範實施例中，OFDM訓練符號為 Park訓練符號，且前後N/2個取樣點相同。Park訓練符號在頻域上僅有偶數編號的子載波有值。因此，本示範實施例之OFDM訓練符號可表示為：X _TS =[X ₀ ,0,X ₂ ,0,…,X _2i ,0,…,X _N
-2 ,0],i =0,1,…N/2-1 ，其中，X _2i 是實數，代表Park訓練符號之頻域數據。此外，為了作整數頻偏移值ε_l 估計，這裡的X _2i 是由偽雜訊碼(Pseudo Noise Code)所組成，即是取值為+1或-1的偽隨機序列，且Park訓練符號之頻域數據在接收端110為已知。

請同時繼續參照圖2A與2B，時間同步單元116耦接於接收單元114，且包括第一函數計算單元116a與第二函數計算單元116b。第一函數計算單元116a使用第一函數(Park判決函數M₁ (d))根據N個取樣點計算出N個第一函數值(即步驟S104)。以下將針對此部份做詳細說明。

Park訓練符號之頻域數據X _2i 在經過逆離散傅利葉轉換(IDFT)後可以得到Park訓練符號之時域數據x _k 。由逆離散傅利葉轉換的性質可知，Park訓練符號之時域數據x _k 滿足：x _k =x _k
+N/2 ,(0≦k ≦(N/ 2)-1)；x _k =x ^＊ _N
-k ,(1≦k ≦N/ 2)；x _k =x ^＊ _(N/2)
-k ,(0≦k ≦N/ 4)；x _k
+N/2 =x ^＊ _N
-k ,(1≦k ≦N/ 4)。

首先利用Park訓練符號之時域數據x _k =x ^＊ _N
-k ,(1≦k ≦N/ 2)的性質，可確定一個集合A ，保證正確時間同步點d₁ 位置落在這個集合裡。Park判決函數為：M ₁ (d )=|P ₁ (d )|² /(c ₁ (d ))² ，其中，P₁ (d)與c₁ (d)分別表示如下：

因此，當接收單元114接收到Park訓練符號後，第一函數計算單元116a便會利用上述之Park判決函數M₁ (d)，根據Park訓練符號中的N個取樣點計算出N個第一函數值，一般而言，整個計算結果會如同圖1實線部份所示。由圖1可得知Park判決函數M₁ (d)的計算結果存在一個尖銳的主峰值M₁ (d1)和兩個副峰值M₁ (d₂ )、M₁ (d₃ )。由於在多路徑通道下，正確的時間同步點d₁ 的函數值可能會比Park判決函數的最大值還要小，甚至低於兩側的副峰值M₁ (d₂ )、M₁ (d₃ )，因此本示範實施例定義出第一門限值L₁ ，並保證第一門限值L₁ 低於正確同步時間點d₁ 的函數值，以確保正確時間同步時間點d₁ 的函數值可以被選取出來。

如此一來，第一函數計算單元116a便可根據N個第一函數值所對應的N個時間點中找出3個時間點d₁ ~d₃ ，且3個時間點的3個第一函數值M₁ (d₁ )~M₁ (d₃ )皆大於第一門限值L₁ (即步驟S106)。換句話說，若用第一門限值L₁ 作判決時，不只正確同步時間點d₁ 所對應的函數值M₁ (d₁ )會超過第一門限值L₁ ，兩側的副峰值M₁ (d₂ )、M₁ (d₃ )也會超過第一門限值L₁ 。

在本示範實施例中，是以Park判決函數之最大函數值Max(M₁ (d))=M₁ (d₁ )作為第一門限參考值R₁ ，並將第一門限參考值R₁ 與第一乘積係數η₁ 相乘，以獲得第一門限值L₁ ，即L₁ =Max(M₁ (d))×η₁ (即步驟S105)。這裡將這些超過第一門限值L₁ 之函數值所對應的時間點定義為集合A 。也就是說M₁ (d)≧Max(M₁ (d))×η₁ 的時間點d A 。

請繼續同時參照圖2A與圖2B，第二函數計算單元116b耦接於第一函數計算單元116a。第二函數計算單元116b使用Schmidl判決函數計算3個時間點的3個第二函數值(即步驟 S108)。詳言之，步驟S108是利用Park訓練符號之時域數據x _k =x _k
+N/2 ,(0≦k ≦(N/ 2)-1)的性質，將集合A 裡的時間點d₁ ~d₃ 進行Schmidl判決函數M₂ (d)之計算，其中Schmidl判決函數M₂ (d)可表示為：M ₂ (d )=|P ₂ (d )|² /(c ₂ (d ))² ，其中，P₂ (d)與c₂ (d)分別表示如下：

請對照圖1，從圖1虛線部份之Schmidl判決函數M₂ (d)的計算結果可發現，在集合A 的時間點d₁ ~d₃ 中，只有正確的時間同步點d₁ 及時間同步點d₁ 後面的一個或多個由於多路徑通道影響的第二函數值是接近Schmidl判決函數M₂ (d)的最大值。因此，利用上述性質，定義一個第二門限值L₂ ，便可自3個時間點(d₁ ~d₃ )中找出第一個第二函數值大於第二門限值L₂ 的時間點d₁ ，以得到正確的時間同步點d₁ (即步驟S110)。至此，便完成了Park訓練符號定時估計，確定了Park訓練符號起始點的位置。

在本示範實施例中，是以Schmidl判決函數之最大函數值Max(M₂ (d))=M₂ (d₁ )作為第二門限參考值R₂ ，並將第二門限參考值R2與第二乘積係數η₂ 相乘，以獲得第二門限值L₂ ，即L₂ =Max(M₂ (d))×η₂ (即步驟S109)。假設，由圖1可知，M₂ (n _ε ’)的值落在Schmidl判決函數M₂ (d)的高原區上，故M₂ (n _ε ’)接近Schmidl判決函數M₂ (d)的最大值。因此，最後的時間偏移值為：，亦即集合A 中第一函數值超過M₂ (n _ε ’)×η₂ 所對應的時間點為時間同步點。值得注意的是，在本示範實施例中，0<η₁ ≦1，0<η₂ ≦1，若將取第一乘積係數η₁ 與第二乘積係數η₂ 取適當值，就可以消除Park判決函數M₁ (d)中的副峰值影響，進一步提高符號定時同步性能。當η₁ =1時，本示範實施例之算法就等於Park算法，且由於集合A 裡的時間點很少，因此本示範實施例所使用的同步方法所增加的複雜度也很少。

此外，本發明之示範實施例還利用Park訓練符號的前後重複性(即x _k =x _k
+N/2 )的性質估計小數頻率偏移值ε_F ，其可表示為：，其中，angle(x)表示取x的相位。

在OFDM系統中，整數頻率偏移會給快速傅利葉轉換(FFT)後的輸出數據帶來循環移位。也就是說，偏移了多少個子載波間距的整數倍，就代表移了多少位。所以整數頻率偏移值ε_l 估計的著眼點就在於找到輸出數據偏移了多少個子載波間距的整數倍。因此，利用發送端120所定義的偽隨機數據序列，接收端110便可對偽隨機數據序列進行相關運算，以得到最大的移位數，並將此移位數定義為整數頻率偏移值ε_l ，其可表示如下：，G ={0,1...,(N /2)-1}，其中，F(g)表示如下：，I ={0,1...,(N /2)-1} ，Y _2i
+2g 為Park訓練符號在接收端110經過FFT後得到的頻域數據，且最後估計得到的歸一化的頻率偏移值為：ε=2ε_l +ε_F ，因此，可估計的頻率偏移範圍為子載波間隔的整數倍以上。

為了進行性能比較，本示範實施例還對Schmidl、Park、Y.H.Kim與任光亮(參見任光亮，常義林，無線OFDM系統時頻同步方法研究，西安電子科技大學學報[J],2005，32(5)：758-761)所提出的算法進行模擬與比較。圖3A為本發明之示範實施例之同步方法與Park算法及Schmidl算法的均方誤差曲線。圖3B為本發明之示範實施例之同步方法與Y.H.Kim算法和任光亮算法的歸一化頻率偏移估計值的均方誤差(MSE,Mean Square Error)曲線。這些模擬結果是在不同的信號噪聲比(SNR)下各進行10000次運算而得到。

在此假設本示範實施例OFDM系統有1024個取樣點；循環前綴長度為32；多路徑通道採用COST259城市環境無線通道模型，其最大路徑數為18；OFDM系統可能產生的頻率偏移範圍為1024倍子載波間距；通道相關時間遠大於OFDM系統突發傳輸時間；第一乘積係數η₁ =0.2；第二乘積係數η₂ =0.8。在模擬任光亮所提出的算法時，訓練符號的參數l 取值為2，OFDM系統可能產生的頻率偏移範圍為4倍子載波間隔。

如圖3A所示，在多路徑通道下，Park算法遠優於Schmidl算法，且當SNR>5時，本發明之示範實施例之同步方法的均方誤差都約為0，而Park算法的均方誤差在1個取樣點左右。因此，本示範實施例之同步方法又優於Park算法。另外，由圖3B亦可看出，當SNR>5時，本發明之示範實施例之同步方法的頻率偏移值估計的精確度明顯優於任光亮所提出的算法，且幾乎與Y.H.Kim一樣精確。因此，本示範實施例之同步方法可估計整數頻率偏移值，增加頻率偏移值估計的精確度。

综上所述，本發明之示範實施例所提供的OFDM同步方法及裝置，主要是針對Park算法做改進，利用Park判決函數與第一門限值選出多個第一函數值所對應的多個時間點，並結合Schmidl算法，將這些時間點帶入Schmidl判決函數，依據第二門限值選出正確的同步時間點。由於此同步方法結合了Park算法與Schmidl算法兩者之優點，因此可以避免Park算法中副峰值存在及Schmidl算法中高原區存在所造成的定時誤判，進而提高了定時同步的精確度。除此之外，本發明之示範實施例所提供的OFDM同步方法由於採用Schmidl算法之優點，故可實現高精確度的整數頻率偏移值估計，更擴大了頻率偏移值的估計範圍。

雖然本發明已以數個實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

S102~S111‧‧‧步驟

100‧‧‧OFDM系統

112‧‧‧同步裝置

114‧‧‧接收單元

116‧‧‧時間同步單元

110‧‧‧接收端

120‧‧‧發射端

116a‧‧‧第一函數計算單元

116b‧‧‧第二函數計算單元

圖1為Schmidl判決函數與Park判決函數的函數曲線圖。

圖2A為本發明之示範實施例所提供的同步方法之流程圖。

圖2B是本發明之示範實施例所提供之OFDM系統的系統方塊圖。

圖3A為本發明之示範實施例之同步方法、Park算法及 Schmidl算法的均方誤差曲線。

圖3B為本發明之示範實施例之同步方法、Y.H.Kim算法及任光亮所提出的算法之歸一化頻率偏移估計值的均方誤差曲線。

S102~S111‧‧‧步驟

Claims

一種同步方法，用於一正交分頻系統的接收端，包括：於該接收端接收一正交分頻訓練符號，其中，該正交分頻訓練符號包括多個取樣點；使用一第一函數根據該些取樣點計算出多個第一函數值；自該些第一函數值所對應的多個時間點中找出D個時間點，其中，該D個時間點的D個第一函數值皆大於一第一門限值，且D為正整數，表示選取的時間點個數；使用一第二函數計算該D個時間點的D個第二函數值；以及自D個時間點中找出第一個第二函數值大於一第二門限值的時間點，並將該時間點設為一時間同步點。
如申請專利範圍第1項所述之同步方法，其中，該第一函數和該第二函數分別為一Park判決函數與一Schmidl判決函數，或該第一函數和該第二函數分別為一Schmidl判決函數與一Park判決函數。
如申請專利範圍第1項所述之同步方法，更包括：擷取該些第一函數值的最大值為一第一門限參考值；以及根據該第一門限參考值獲得該第一門限值。
如申請專利範圍第1項所述之同步方法，更包括：擷取該D個第二函數值的最大值為一第二門限參考值；以及根據該第二門限參考值獲得該第二門限值。
如申請專利範圍第3或4中任意一項所述之同步方法，其中該第一門限值參考值或該第二門限參考值與一乘積係數相乘，以藉此獲得該第一門限值或該第二門限值，且該乘積係數為大於0且小於等於1的任意數。
如申請專利範圍第1項所述之同步方法，該正交分頻訓練符號前後N/2個取樣點相同。
如申請專利範圍第1項所述之同步方法，該正交分頻訓練符號在頻域上僅有偶數編號的子載波有值，且偶數編號的該些子載波是由偽雜訊碼所組成。
如申請專利範圍第1項所述之同步方法，更包括：根據該時間同步點計算出一小數頻率偏移值與一整數頻率偏移值；以及根據該小數頻率偏移值與該整數頻率偏移值計算出一歸一化頻率偏移值。
一種同步裝置，用於一正交分頻系統的接收端，包括：一接收單元，用以接收一正交分頻訓練符號，其中，該正交分頻訓練符號包括多個取樣點；以及一時間同步單元，耦接於該接收單元，包括：一第一函數計算單元，使用一第一函數根據該些取樣點計算出多個第一函數值，並自該些第一函數值所對應的多個時間點中擷取D個時間點，其中，該D個時間點的D個第一函數值皆大於一第一門限值，D為正整數，表示選取的時間點個數；以及一第二函數計算單元，耦接於該第一函數計算單元，使用一第二函數計算該D個時間點的D個第二函數值，自D個時間點中找出第一個第二函數值大於一第二門限值的時間點，並將該時間點設為一時間同步點。
如申請專利範圍第9項所述之同步裝置，其中，該第一函數該第二函數分別為一Park判決函數與一Schmidl判決函數，或該第一函數和該第二函數分別為一Schmidl判決函數與一Park判決函數。
如申請專利範圍第9項所述之同步裝置，其中，該第一函數計算單元擷取該些第一函數值的最大值為一第一門限參考值，並根據該第一門限參考值獲得該第一門限值。
如申請專利範圍第9項所述之同步裝置，其中，該第二函數計算單元擷取該D個第二函數值的最大值為一第二門限參考值，並根據該第二門限參考值獲得該第二門限值。
如申請專利範圍第11或12中任意一項所述之同步裝置，其中該第一門限值參考值或該第二門限參考值與一乘積係數相乘，以藉此獲得該第一門限值或該第二門限值，且該乘積係數為大於0且小於等於1的任意數。
如申請專利範圍第9項所述之同步裝置，該正交分頻訓練符號前後N/2個取樣點相同。
如申請專利範圍第9項所述之同步裝置，該正交分頻訓練符號在頻域上僅有偶數編號的子載波有值，且偶數編號的該些子載波是由偽雜訊碼所組成。
如申請專利範圍第9項所述之同步裝置，更包括：一頻率同步單元，耦接於該時間同步單元，根據該時間同步點計算出一小數頻率偏移值與一整數頻率偏移值，並根據該小數頻率偏移值與該整數頻率偏移值計算出一歸一化頻率偏移值。
一種正交分頻系統，包括一接收端與一發射端，該接收端包括一同步裝置，該同步裝置包括：一接收單元，用以接收一正交分頻訓練符號，其中，該正交分頻訓練符號包括多個取樣點；以及一時間同步單元，耦接於該接收單元，包括：一第一函數計算單元，使用一第一函數根據該些取樣點計算出多個第一函數值，並自該些第一函數值所對應的多個時間點中找出D個時間點，其中，該D個時間點的D個第一函數值皆大於一第一門限值，D為正整數，表示選取的時間點個數；以及一第二函數計算單元，耦接於該第一函數計算單元，使用一第二函數計算該D個時間點的D個第二函數值，自D個時間點中找出第一個第二函數值大於一第二門限值的時間點，並將該時間點設為一時間同步點。
如申請專利範圍第17項所述之正交分頻系統，其中，該第一函數和該第二函數分別為一Park判決函數與一Schmidl判決函數，或該第一函數和該第二函數分別為一Schmidl判決函數與一Park判決函數。
如申請專利範圍第17項所述之正交分頻系統，其中，該第一函數計算單元擷取該些第一函數值的最大值為一第一門限參考值，並根據該第一門限參考值獲得該第一門限值。
如申請專利範圍第17項所述之正交分頻系統，其中，該第二函數計算單元擷取該D個第二函數值的最大值為一第二門限參考值，並根據該第二門限參考值獲得該第二門限值。
如申請專利範圍第19或20中任意一項所述之正交分頻系統，其中，該第二門限參考值或該第一門限參考值與一乘積係數相乘，以藉此獲得該第一門限值或該第二門限值，且該乘積係數為大於0且小於等於1的任意數。
如申請專利範圍第17項所述之正交分頻系統，該正交分頻訓練符號前後N/2個取樣點相同。
如申請專利範圍第17項所述之正交分頻系統，該正交分頻訓練符號在頻域上僅有偶數編號的子載波有值，且偶數編號的該些子載波是由偽雜訊碼所組成。
如申請專利範圍第17項所述之正交分頻系統，其中，該同步裝置更包括：一頻率同步單元，耦接於該時間同步單元，根據該時間同步點計算出一小數頻率偏移值與一整數頻率偏移值，並根據該小數頻率偏移值與該整數頻率偏移值計算出一歸一化頻率偏移值。