KR102455162B1 - 전력 공급 장치 및 전력 공급 장치를 제어하기 위한 방법 - Google Patents

전력 공급 장치 및 전력 공급 장치를 제어하기 위한 방법 Download PDF

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Abstract

전력 공급 장치 및 전력 공급 장치를 제어하기 위한 방법. 전력 공급 장치는 트랜스포머; 자화 전류 레귤레이션 회로; 레귤레이션 회로를 자화 상태로부터 소자 상태로 교대로 스위칭하도록 의도된, 레귤레이션 회로를 제어하기 위한 디바이스로서, 제어 디바이스는 자화 시간(TF) 동안에 자화 상을 연장하도록 의도되는, 상기 디바이스; 누설 인덕터와 함께 공진 회로를 형성하도록 트랜스포머의 2차측에 접속된 출력 커패시터로서, 출력 커패시터의 단자들 사이의 전압은 전력 공급 장치의 출력 전압(VS)에 대응하는, 상기 출력 커패시터를 포함한다. 자화 시간(TF) 및 상기 출력 커패시터의 값은, 자화 상의 공진 부분으로 불리는 하나의 부분 상에서, 출력 전압(VS)이 사인파 부분을 묘사하고, 사인파의 중앙 값 미만인 초기 값(VS0)으로부터 시작하여 상기 중앙 값을 통과하도록 되어 있다.

Description

전력 공급 장치 및 전력 공급 장치를 제어하기 위한 방법{POWER SUPPLY AND METHOD FOR CONTROLLING A POWER SUPPLY}
본 발명의 전력 공급 장치들의 분야에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 절연된 공진 전력 공급 장치에 관한 것이다. 추가적으로, 발명은 전기 기계를 공급하기 위한 인버터에 관한 것이다. 인버터는 갈바닉 절연 장벽(galvanic isolation barrier)에 의해 분리된 고전압 부분 및 저전압 부분과, 절연 장벽을 통해 에너지를 송신하기 위한 발명에 따른 전력 공급 장치를 포함한다.
갈바닉 절연 장벽을 통해 전기적 부하를 공급하기 위하여, 트랜스포머(transformer)를 포함하는 절연된 전력 공급 장치를 이용하는 것이 알려져 있다. 트랜스포머는 전압원을 갖는 그 단자들에 접속된 1차측과, 전기적 부하에 접속된 2차측을 포함한다. 이 알려진 전력 공급 장치에서, 2차측의 단자들에 접속된 출력 커패시터의 목적은 전기적 에너지를 저장하는 것이고, 이에 따라, 매우 큰 값, 일반적으로 마이크로패럿(microfarad) 초과하는 값을 가진다.
특히, 전력 공급 장치에 속하는 스위치의 제로 전압 스위칭 또는 ZVS(zero voltage switching)를 위하여 커패시터와 인덕터 사이의 공진(resonance)을 이용하는 절연된 공진 전력 공급 장치가 알려져 있다. Liu 등에 의해, 'IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems(항공우주 및 전자 시스템들에 관한 IEEE 트랜잭션들)', Vol.　31, No 4, October 1995, 1301에서 발행된 문서 'A novel resonant converter topology for DC-to-DC power supply(DC-DC 전력 공급 장치를 위한 신규한 공진 컨버터 토폴로지)'는 공진 전력 공급 장치의 예를 개시한다. 공진 전력 공급 장치들의 하나의 문제는 그 출력 전압이 전력 공급 장치에 의해 공급된 전기적 부하의 임피던스에 따라 달라질 수도 있다는 것이다.
그러므로, 본 발명은 출력 전압이 전력 공급 장치의 출력에서의 부하의 임피던스(impedance)에 독립적인 절연된 공진 전력 공급 장치를 얻는 것을 목적으로 한다.
이 목적을 위하여,
- 전압원에 접속되도록 의도되며 누설 인덕터를 가지는 1차측을 포함하는 트랜스포머로서, 자화 전류가 횡단하도록 의도되는, 상기 트랜스포머,
- 하기 둘 사이에 스위칭하도록 의도된 자화 전류 레귤레이션 회로:
ㆍ 레귤레이션 회로가 자화 전류를 증가시킬도록 의도되는 자화 상태(magnetizing state), 및
ㆍ 레귤레이션 회로가 자화 전류를 감소시키도록 의도되는 소자 상태(demagnetizing state),
- 자화 상(magnetization phase) 및 소자 상(demagnetization phase)을 각각 교대하기 위하여, 레귤레이션 회로를 자화 상태로부터 소자 상태로 교대로 스위칭하도록 의도된, 레귤레이션 회로를 제어하는 제어 디바이스로서, 자화 시간 동안에 자화 상을 연장하도록 의도되는, 상기 제어 디바이스,
- 누설 인덕터와 함께 공진 회로를 형성하도록 트랜스포머의 2차측에 접속된 출력 커패시터로서, 출력 커패시터의 단자들 사이의 전압은 전력 공급 장치의 출력 전압에 대응하는, 상기 출력 커패시터
를 포함하는 전력 공급 장치에 있어서,
자화 시간 및 출력 커패시터의 값은, 자화 상의 공진 부분으로 불리는 하나의 부분 상에서, 출력 전압이 사인파 부분을 묘사하고, 사인파의 중앙 값 미만인 초기 값으로부터 시작하여 상기 중앙 값을 통과하도록 이루어지는 것을 특징으로 하는 전력 공급 장치가 제공된다.
특히, 출력 전압의 초기 값은 자화 상의 시작에 대응할 수도 있는 공진 상의 시작에서의 출력 전압의 값이다.
발명에 따른 전력 공급 장치는 특히 정전압(constant voltage)을 전달하도록 의도된다. 정전압은 더욱 상세하게는, 출력 전압의 평균 값에 대응한다. 출력 전압의 이 평균 값은 사인파의 중앙 값과, 그 다음으로, 공진 상(resonance phase) 상에서의 출력 전압과는 상이할 수도 있다.
자화 상의 적어도 하나의 부분에서는, 공진 전력 공급 장치가 사인파의 하부 피크 값과, 그 다음으로, 자화 상의 이 부분에서의 출력 전압을 포함하는 출력 전압을 가진다.
공진 전력 공급 장치의 출력에서의 부하 임피던스(load impedance)가 증가할 때, 사인파의 하부 피크 값은 더 낮은 값들을 향해 드리프트(drift)한다. 종래 기술의 공진 전력 공급 장치에서는, 자화 상태가 출력 전압이 사인파의 중앙 값에 도달하기 전에 정지한다. 발명에 따른 전력 공급 장치에서는, 자화 상태가 적어도 출력 전압이 사인파의 중앙 값에 도달한 후에 정지한다. 따라서, 더 낮은 값들을 향한 사인파의 하부 피크 값의 드리프트는 더 높은 값들을 향한 사인파의 상부 피크 값의 대응하는 드리프트에 의해 적어도 부분적으로 보상된다.
유사하게, 공진 전력 공급 장치의 출력에서의 부하 임피던스가 감소할 때, 더 높은 값들을 향한 사인파의 하부 피크 값의 드리프트는 더 낮은 값들을 향한 사인파의 상부 피크 값의 대응하는 드리프트에 의해 적어도 부분적으로 보상된다.
그러므로, 출력 전압에 대한 출력 부하 임피던스의 영향은 종래 기술의 공진 전력 공급 장치에 비해 감소된다.
선택적으로, 공진 부분은 전체 자화 상에 걸쳐 연장된다.
또한 선택적으로, 자화 시간 및 출력 커패시터의 값은, 공진 부분 상에서, 출력 전압이 사인파의 상부 피크 값을 통과하도록 되어 있다.
따라서, 공진 전력 공급 장치의 출력에서의 부하 임피던스가 감소할 때, 더 낮은 값들을 향한 사인파의 하부 피크 값의 드리프트는 더 높은 값들을 향한 사인파의 상부 피크 값의 대응하는 드리프트에 의해 거의 완전히, 또는 심지어 완전히 보상된다.
유사하게, 공진 전력 공급 장치의 출력에서의 부하 임피던스가 감소할 때, 더 높은 값들을 향한 사인파의 하부 피크 값의 드리프트는 더 낮은 값들을 향한 사인파의 상부 피크 값의 대응하는 드리프트에 의해 거의 완전히, 또는 심지어 완전히 보상된다.
그러므로, 출력 전압에 대한 출력 부하 임피던스의 영향은 종래 기술의 공진 전력 공급 장치에 비해 실질적으로 낮거나, 심지어 제로(zero)이다.
발명에 따른 전력 공급 장치는 특히 정전압을 전달하도록 의도된다. 정전압은 더욱 상세하게는, 출력 전압의 평균 값에 대응한다. 출력 전압의 이 평균 값은 사인파의 중앙 값과, 그 다음으로, 공진 상 상에서의 출력 전압에 대응할 수도 있다.
또한 선택적으로, 자화 시간 및 출력 커패시터의 값은, 사인파의 상부 피크 값을 통과한 후, 출력 전압이 공진 부분의 나머지 동안에 사인파의 중앙 값을 초과하지 않는 것에 이르기까지, 그리고 바람직하게는, 사인파의 상부 피크 값과 중앙 값 사이의 차이의 50% 이하의 양만큼, 그리고 더욱 바람직하게는, 사인파의 상부 피크 값과 중앙 값 사이의 차이의 25% 이하의 양만큼 감소하도록 되어 있다.
또한 선택적으로, 자화 시간은 사인파 주기의 25%와 75% 사이이다.
선택적으로, 공진 부분 동안의 출력 전압에 있어서의 변동들은 출력 커패시터의 값에 따라 좌우되는 주기를 갖는 사인파 부분을 묘사하고, 출력 커패시터의 값은 상기 주기가 0.1 내지 2 마이크로초(microsecond) 사이에 있도록 되어 있다.
또한 선택적으로, 자화 시간은 하기 둘 사이에 있고,
Figure 112015041474213-pat00001
및
Figure 112015041474213-pat00002
여기서, LF는 트랜스포머의 누설 인덕터의 값이고, CS는 출력 커패시터의 값이다.
또한 선택적으로, 출력 커패시터는 0.5 내지 200 나노패럿(nanofarad) 사이의 값, 예를 들어, 50 나노패럿을 가진다.
또한 선택적으로, 트랜스포머 2차측은, 높은 전위를 제공하도록 의도되며 이를 통해 2차측 전류가 출력되도록 의도되는 하이 단자(high terminal)와, 하이 단자의 높은 전위에 대하여 낮은 전위를 제공하도록 의도된 로우 단자를 포함한다.
또한 선택적으로, 전력 공급 장치는,
그의 하이 단자를 통한 트랜스포머 2차측으로의 2차측 전류의 흐름을 방지하도록 의도된 다이오드를 더 포함한다.
특히, 다이오드는 트랜스포머 2차측의 하이 단자에 접속된 그의 애노드(anode)를 가진다.
또한 선택적으로, 자화 시간은, 자화 상태의 종료 시에, 2차측 전류가 제로 또는 그 피크 값의 5% 이하가 되도록 되어 있다.
또한 선택적으로, 레귤레이션 회로는,
그 폐쇄 상태가 레귤레이션 회로의 자화 및 소자 상태들 중의 하나에 대응하고, 그 개방 상태가 레귤레이션 회로의 자화 및 소자 상태들 중의 다른 하나에 대응하는 스위치, 및
레귤레이션 회로가 소자 상태에 있는 소자 상 동안에 자화 전류의 발진을 야기시키도록 의도된 소자 커패시터를 포함한다.
또한 선택적으로, 소자 커패시터는 스위치와 병렬이다.
또한 선택적으로, 소자 커패시터는 트랜스포머 1차측의 단자들 사이에 접속된다.
또한 선택적으로, 소자 커패시터는 다이오드와 병렬이다.
또한 선택적으로, 소자 커패시터는 또한 소자 상 동안에 스위치의 단자들에서 전압의 발진을 야기시키도록 의도되고, 제어 디바이스는, 소자 시간의 종료 시에, 스위치가 소자 상태로부터 자화 상태로 통과하기 위하여 폐쇄될 때, 스위치의 단자들에서의 전압이 제로 또는 그 피크 값의 5% 이하가 되도록, 소자 시간 동안에 소자 상을 연장시키도록 의도된다.
또한 선택적으로, 전력 공급 장치는 출력 전압의 피크-투-피크(peak-to-peak) 값을 측정하기 위한 디바이스를 더 포함한다.
또한 선택적으로, 측정 디바이스는 또한, 출력 전압의 피크-투-피크 값으로부터 트랜스포머 2차측의 하이 단자에 접속된 출력 커패시터의 단자에 의해 공급된 출력 전류를 추정하도록 의도된다.
발명은 또한,
제 1 전기적 어스(earth)에 연결된 제 1 부분 및 제 2 전기적 어스에 연결된 제 2 부분을 가지는 회로로서, 상기 부분들은 갈바닉 절연(galvanic isolation)에 의해 분리되는, 상기 회로,
상기 부분들 중의 하나에 위치된 전기적 부하에, 상기 갈바닉 절연을 통해 다른 하나의 부분으로부터 기인하는 에너지를 공급하도록 의도된 발명에 따른 전력 공급 장치를 포함하는 전압 컨버터에 관한 것이다.
특히, 컨버터는 전기 기계를 공급하기 위한 DC-AC 컨버터이다. 컨버터는 또한 DC-DC 컨버터일 수도 있다.
전력 공급 장치를 제어하기 위한 방법이 또한 제공되고, 전력 공급 장치는,
- 전압원에 접속되도록 의도되며 누설 인덕터를 가지는 1차측을 포함하는 트랜스포머로서, 트랜스포머는 자화 전류에 의해 횡단되도록 의도되는, 상기 트랜스포머,
- 하기 둘 사이를 스위칭하도록 의도된 자화 전류 레귤레이션 회로:
ㆍ 레귤레이션 회로가 자화 전류가 증가하도록 의도되는 자화 상태, 및
ㆍ 레귤레이션 회로가 자화 전류를 감소시키도록 의도되는 소자 상태,
- 누설 인덕터와 함께 공진 회로를 형성하도록 트랜스포머의 2차측에 접속된 출력 커패시터로서, 출력 커패시터는 그 단자들 사이에서 출력 전압을 가지는, 상기 출력 커패시터를 포함하고,
상기 방법은,
- 자화 상 및 소자 상을 각각 교대하기 위하여, 레귤레이션 회로를 자화 상태로부터 소자 상태로 교대로 스위칭하는 단계를 포함하고, 자화 상은, 자화 상의 공진 부분으로 불리는 하나의 부분 상에서, 출력 전압이 사인파 부분을 묘사하고, 사인파의 중앙 값 미만인 초기 값으로부터 시작하여 상기 중앙 값을 통과하도록, 출력 커패시터의 값의 함수인 자화 시간 동안에 지속된다.
발명의 실시형태들은 지금부터 다음의 도면들을 참조하여 전적으로 예로서 설명될 것이다.
도 1은 발명의 제 1 실시형태에 따라 전력 공급 장치를 포함하는 전기 회로를 나타낸다.
도 2 내지 도 4는 다양한 동작 상태들에서 도 1에서의 전기 회로의 등가 전기 도면들을 나타낸다.
도 5는 도 1에서의 전력 공급 장치로 구현된 방법의 블록도이다.
도 6은 도 1에서의 전기 회로의 3 개의 전기적 양들, 특히, 도 1에서의 전기 회로의 출력 전압 VS의 타이밍도들을 포함한다.
도 7은 출력 전압 VS에 대한 도 6에서의 타이밍도의 확대도이다.
도 8은 발명의 또 다른 실시형태에서의 출력 전압 VS의 타이밍도이다.
도 9 내지 도 12는 발명의 다양한 실시형태들에 따라 공진 중에 있을 때의 공진 곡선들과, 그 다음으로 출력 전압 VS을 나타내고, 곡선들의 부분들은 공진이 중단될 수도 있을 경우에 강조표시된다.
도 13 및 도 14는 발명의 다른 실시형태들에 따라 전력 공급 장치들을 포함하는 전기 회로들을 나타낸다.
도 1을 참조하여, 발명을 구현하는 전기 회로(100)가 지금부터 설명될 것이다.
전기 회로(100)는 전력 공급 장치(102), 및 전력 공급 장치(102)에 의해 공급되도록 의도된 부하(Z)를 포함한다.
전력 공급 장치(102)는 우선, 그 양(positive) 단자(+)과 그 음(negative)의 단자(-) 사이에 공급 전압(E)을 제공하고 그 양의 단자(+)를 통해 공급 전류(iE)를 제공하도록 의도된 전압원(104)을 포함한다. 설명된 예에서, 공급 전압(E)은 연속적이고 일정하다.
전력 공급 장치(102)는 설명된 예에서, 전력 공급 전압(E)을 분할하도록 의도된 트랜스포머(106)를 더 포함한다.
트랜스포머(106)는 추후에 간단하게 '1차측(primary)'이라고 불리는 1차 권선, 및 추후에 간단하게 '2차측(secondary)'이라고 불리는 2차 권선을 포함한다.
1차측은 하이(high) 단자(106A) 및 로우(low) 단자(106B)를 가지고, 하이 단자(106A)는 로우 단자(106B)의 전위보다 더 높은 전위를 제공하도록 의도된다.
2차측은 하이 단자(106C) 및 로우 단자(106D)를 가지고, 하이 단자(106C)는 로우 단자(106D)의 전위보다 더 높은 전위를 제공하도록 의도된다.
본 발명의 상황에서는, 트랜스포머(106)가 다음의 방법으로 모델링된다.
트랜스포머(106)는 우선, 이상적인 1차측 및 이상적인 2차측을 포함하는 이상적인 트랜스포머(T)를 포함한다.
이상적인 1차측은 하이 단자 및 로우 단자를 가지고, 하이 단자는 로우 단자의 전위보다 더 높은 전위를 제공하도록 의도된다. 1차측 전류(i1)는 그 하이 단자를 통해 이상적인 1차측에 진입한다. 이상적인 1차측은 그 단자들 사이에서 1차측 전압(u1)을 더 제공한다.
이상적인 2차측은 하이 단자 및 로우 단자를 가지고, 하이 단자는 로우 단자의 전위보다 더 높은 전위를 제공하도록 의도된다. 2차측 전류(i2)는 그 하이 단자를 통해 이상적인 1차측을 나온다. 이상적인 2차측은 그 단자들 사이에서 2차측 전압(u2)을 더 제공한다.
이상적인 트랜스포머(T)는 전류들과 1차측 및 2차측 전압들을 다음의 방법으로 연결하는 변환 비율 n을 추가로 제공한다:
Figure 112015041474213-pat00003
트랜스포머(106)는, 이상적인 1차측의 단자들 사이에 배치되며 자화 전류(iM)가 횡단하는 자화 인덕터(LM)를 더 포함한다. 자화 인덕터(LM)는 트랜스포머(106)의 코어 자기저항(core reluctance)이 제로(zero)가 아니라는 사실을 반영한다.
트랜스포머(106)는 이상적인 1차측의 하이 단자에 접속된 단자를 가지는 누설 인덕터(leakage inductor; LF)를 더 포함하고, 누설 인덕터(LF)의 다른 단자는 트랜스포머(106)의 하이 단자(106A)에 대응한다. 누설 인덕터(LF)는 트랜스포머(106)의 자기 회로가 1차측에 의해 생성된 자기장의 전부를 상당히 채널링하지 않는다는 사실을 반영한다. 다시 말해서, 자기장의 라인들은 트랜스포머(106)로부터 탈출하고 2차측에 의해 이용되지 않는다.
또한 이상적인 1차측의 로우 단자는 트랜스포머(106)의 로우 단자(106B)에 대응한다.
일반적으로, 자화 인덕터(LM)는 누설 인덕터(LF)보다 훨씬 더 크고, 즉, 예를 들어, 적어도 50배 더 크고, 바람직하게는 100배 더 크다.
전력 공급 장치(102)는, 합리적인 레벨에서, 즉, 전력 공급 장치(102)가 설계되었던 최대 부하(Z)에 대한 예상된 1차측 전류(i1)보다 작은 또는 이와 동일한 자릿수인 자화 전류(iM)를 유지하도록 의도된, 자화 전류(iM)를 제어하기 위한 레귤레이션 회로(regulation circuit; 108)를 더 포함한다.
레귤레이션 회로(108)는 예를 들어, 전압원(104)과 트랜스포머(106) 사이에 삽입된다. 설명된 예에서, 레귤레이션 회로(108)는 트랜스포머(106)의 로우 단자(106B)와 전압원(104)의 음의 단자(-) 사이에 삽입되는 반면, 트랜스포머(106)의 하이 단자(106A)는 전압원(104)의 양의 단자(+)에 직접적으로 접속된다.
레귤레이션 회로(108)는 자화(magnetizing) 및 소자(demagnetizing) 상태로 각각 불리는 2 개의 상태들 사이에서 스위칭하도록 의도된다. 자화 상태에서는, 레귤레이션 회로(108)가 전압원(104)이 트랜스포머(106)를 자화시키도록, 즉, 자화 전류(iM)가 증가하도록 의도된다. 소자 상태에서는, 레귤레이션 회로(108)가 트랜스포머(106)를 소자시키도록, 즉, 자화 전류(iM)를 감소시키도록 의도된다.
설명된 예에서, 레귤레이션 회로(108)는 첫째로, 전압원(104)의 음의 단자(-)를 트랜스포머(106) 1차측의 로우 단자(106B)에 접속하는 스위치(INT)와, 둘째로, 스위치(INT)와 병렬인, 소자 커패시터로 불리는 커패시터(CR)를 포함한다.
따라서, 스위치(INT)가 폐쇄될 때(자화 상태에 대응함), 로우 단자(106B)는 커패시터(CR)를 단락시킴으로써 전압원(104)의 음의 단자(-)에 직접적으로 접속된다. 따라서, 공급 전압(E)이 트랜스포머(106) 1차측에 인가된다.
INT 스위치가 개방될 때(소자 상태에 대응함), 로우 단자(106B)는 소자 커패시터(CR)를 통해 전압원(104)의 음의 단자(-)에 접속되어, 더 이후에 설명되는 바와 같이, 소자 커패시터(CR)와 누설(LF) 및 자화(LM) 인덕터들 사이에 공진(resonance)을 생성한다. 스위치(INT)의 단자들에서의 전압은 이하에서 전압(VINT)으로서 지칭된다.
전력 공급 장치(102)는 자화 상(magnetization phase)(전기 회로(108)의 자화 상태에 대응함) 및 소자 상(demagnetization phase)(전기 회로(108)의 소자 상태에 대응함)을 각각 교대하기 위하여, 레귤레이션 회로(108)를 하나의 상태로부터 다른 상태로 교대로 스위칭하도록 의도된, 레귤레이션 회로(108)를 제어하기 위한 디바이스(110)를 더 포함한다. 제어 디바이스(110)는 자화 시간(TF) 동안에 자화 상을(레귤레이션 회로(108)를 자화 상태에서) 연장하고 소자 시간(TO) 동안에 소자 상을(레귤레이션 회로(108)를 소자 상태에서) 연장하도록 의도된다.
자화 시간(TF)은 바람직하게는, 그 종료 시에, 즉, 자화 상태로부터 소자 상태로 통과하기 위한 스위치(INT)의 개방 시에, 2차측 전류(i2)가 제로(zero)이거나 그 피크 값의 5% 이하가 되도록 선택된다.
소자 시간(TO)은 바람직하게는, 그 종료 시에, 즉, 소자 상태로부터 자화 상태로 통과하기 위한 스위치(INT)의 폐쇄 시에, 스위치(INT)의 단자들에서의 전압(VINT)이 제로이거나 그 피크 값의 5 % 이하가 되도록 선택된다.
설명된 예에서, 자화 시간(TF) 및 소자 시간(TO)은 예를 들어, 전력 공급 장치가 출력에서 전달하도록 의도되는 정전압(constant voltage)과 같이, 전력 공급 장치(102)의 특성들로부터 미리 결정될 수도 있다. 자화 시간(TF) 및 소자 시간(TO)은 바람직하게는, 전력 공급 장치(102)의 동작 동안에 이용되도록 하기 위하여 제어 디바이스(110)의 메모리에 기록된다.
자화 시간(TF) 및 소자 시간(TO)은 서로에 독립적으로 선택될 수도 있다는 것이 인식될 것이다.
전력 공급 장치(102)는 트랜스포머(106)의 출력 스테이지(output stage; 112)를 더 포함한다.
출력 스테이지(112)는 우선, 트랜스포머(106) 2차측의 하이 단자(106C)에 접속되며 2차측 전류(i2)가 음이 되는 것, 즉, 2차측 권선에 진입하는 것을 방지하도록 의도된 다이오드(D)를 포함한다.
출력 스테이지(112)는, 다이오드(D)를 통해 트랜스포머(106) 2차측의 하이 단자(106C)에 접속된 단자와, 트랜스포머(106) 2차측의 로우 단자(106D)에 접속된 또 다른 단자를 가지는 출력 커패시터(CS)를 더 포함한다. 이와 같이 접속된 출력 커패시터(CS)는 트랜스포머(106)의 누설 인덕터(LF)와 함께 공진 회로를 형성한다. 출력 커패시터(CS)는 또한, 그것에 대한 평균 값이 전력 공급 장치가 전달해야 하는 정전압에 특히 대응하는 그 단자들 사이의 전압(VS)을 제공하도록 의도된다.
더 이후에 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이, 자화 시간(TF) 및 출력 커패시터(CS)의 값은, 자화 상의 공진 부분 상에서, 출력 전압(VS)이 사인파 부분을 묘사하며, 사인파의 중앙 값(median value) 미만인 초기 값으로부터 시작하여, 상기 중앙 값을 통과하도록 되어 있다. 예를 들어, 출력 커패시터(CS)는 0.5 내지 200 나노패럿(nanofarad) 사이, 예를 들어, 5 내지 100 나노패럿 사이, 예를 들어, 50 나노패럿과 동일한 값을 갖는다.
출력 스테이지(112)는 트랜스포머(106) 2차측의 하이 단자(106C)에 접속된 출력 커패시터(CS)의 단자로부터 출력 전류(iS)를 공급한다. 출력 전류(iS)를 필터링하기 위하여, 전력 공급 장치(102)는 출력 스테이지(112)와 부하(Z) 사이에 삽입된 출력 필터(114)를 포함할 수도 있다. 출력 필터(114)는 출력 전류(iS)를 받아들이고, 출력 전압(VS)이 그것에 인가된다. 출력 필터(114)는 출력 전류(iS)를 필터링하도록 의도되어, 이 전류는 전력 공급 장치(102)의 동작 주파수(주기(TO+TF)에 대응함)에서 유사-일정하다(quasi-constant). 출력 필터(114)는, 부하(Z)가 커패시터들이 출력 스테이지(112)의 바로 후방에 접속되었을 경우에 공진을 방해할 커패시터들을 포함할 때에 특히 유용하다.
설명된 예에서, 출력 필터(114)는 인덕터(Lfilt) 및 커패시터(Cfilt)를 포함하는 LC 필터이다. 변형으로서, 출력 필터(114)는 선형 레귤레이터(linear regulator), 예를 들어, 로우-드롭아웃 레귤레이터(Low-Dropout Regulator) 또는 LDO에 의해 대체될 수도 있다.
전력 공급 장치(102)는 출력 전압(VS)의 피크-투-피크(peak-to-peak) 값을 측정하기 위한 디바이스(116)를 더 포함할 수도 있다.
설명된 예에서, 측정 디바이스(116)는 우선 고역-통과 필터(high-pass filter)(118)를 포함한다. 예를 들어, 고역-통과 필터(118)는 RC 필터를 포함한다. 고역-통과 필터(118) 다음에는, 예를 들어, 다이오드와, 그 다음으로, 서로 병렬인 커패시터 및 저항을 포함하는 피크 검출기 회로(120)가 뒤따른다.
측정 디바이스(116)는 또한, 출력 전압(VS)의 피크-투-피크 값의 측정으로부터 출력 전류(iS)를 추정하도록 의도된다. 실제로, 이 피크-투-피크 값은 출력 커패시터(CS), 출력 전류(iS) 및 전력 공급 장치(102)의 동작 주파수에 직접 좌우된다. 출력 전류(iS)를 추정하는 것은 예를 들어, 전력 공급 장치(102)에서 과전류 보호(overcurrent protection)를 설정하기 위하여 이용될 수 있다.
도 2 내지 도 5를 참조하여, 전기 회로(100)를 동작시키기 위한 방법(500)이 지금부터 설명될 것이다.
설명을 간략화하기 위하여, 이상적인 트랜스포머(T)의 변환 비율(n)이 1인 것으로 가정된다. 따라서, 이 경우, 1차측 전류(i1) 및 2차측 전류(i2)는 동일하다. 이하, 이들은 1차측/2차측 전류(i)라고 불릴 것이다. 유사하게, 1차측 전압(u1) 및 2차측 전압(2)은 동일하다. 이하, 이들은 1차측/2차측 전압(u)이라고 불릴 것이다.
추가적으로, 출력 필터(114) 및 부하(Z)는 정전류원(Is)에 의해 모델링된다.
단계(502)에서, 제어 디바이스(110)는 스위치(INT)를 폐쇄시킴으로써 레귤레이션 회로(108)를 자화 상태로 스위칭한다. 따라서, 다이오드(D)는 온(on)으로 스위칭되고, 그 단자들에서 전압(VD)을 가진다. 결과적인 회로도는 도 2에서 표현되어 있다.
스위치(INT)의 폐쇄의 순간에는, 출력 전압(VS), 자화 전류(iM), 스위치(INT)의 전압(VINT) 및 1차측/2차측 전류(i)가 다음의 값들을 가진다:
Figure 112015041474213-pat00004
이하, 값(VS0)은 '초기 공진 값'이라고 불린다.
단계(502) 이후에는, 자화 상(503)이 시작된다.
자화 상(503)의 부분에 걸쳐 발생하는 단계(504) 동안에는, 전기적 양들이 지금부터 설명될 방식으로 시간에 걸쳐 점진적으로 변화한다. 특히, 설명되는 바와 같이, 출력 커패시터(CS) 및 누설 인덕터(LF)는 공진 회로를 형성하여, 출력 전압(VS)은 사인파 부분을 묘사한다. 단계(504)는 공진 시간(
Figure 112015041474213-pat00005
) 동안에 지속된다.
다음의 수식들은 도 2로부터 추론된다:
Figure 112015041474213-pat00006
따라서, 자화 인덕터(LM)가 누설 인덕터(LF)보다 훨씬 더 크다는 사실을 고려하면, 출력 전압(VS)은 미분 방정식을 충족시킨다:
Figure 112015041474213-pat00007
따라서, 초기 조건들을 고려하면:
Figure 112015041474213-pat00008
출력 전압(VS) 및 1차측/2차측 전류(i)는 다음의 수식들에 따라 발진(oscillate)한다:
Figure 112015041474213-pat00009
여기서:
Figure 112015041474213-pat00010
그리고:
Figure 112015041474213-pat00011
따라서, 발진 펄스 ω1에 대한 표현에 따르면, 출력 전압(VS) 및 1차측/2차측 전류(i)의 발진은, 누설 인덕터(LF)와 함께 공진 회로를 형성하는 출력 커패시터(CS)의 존재에 의해 야기된다.
추가적으로, 출력 전압(VS)은 특히, E-VD와 동일한 중앙 값(V) 주위에서 발진하는 것이 인식될 것이다.
또한, 출력 전압(VS)이 공진 주기(504) 동안에 나타내는 사인파의 외관은 다음과 동일한 주기(Tosc)를 가진다:
Figure 112015041474213-pat00012
따라서, 사인파의 주기(Tosc)는 출력 커패시터(CS)의 값에 따라 달라진다. 바람직하게는, 출력 커패시터(CS)의 값은, 사인파 주기(Tosc)가 0.1 내지 2 마이크로초(microsecond) 사이에 있도록 되어 있다.
또한, 자화 전류(iM)는 수식에 따라 점진적으로 변화한다:
Figure 112015041474213-pat00013
사인파 항은 일반적으로 선형 부분과 비교하여 매우 작아서, 자화 전류(iM)는 준-선형(quasi-linear) 방법으로 증가한다.
스위치(INT)의 폐쇄 후의 시간
Figure 112015041474213-pat00014
의 종료 시에 발생하는 단계(506)에서는, 1차측/2차측 전류(i)가 절반의 발진을 행하였고 제로로 복귀하여, 다이오드(D)는 오프로 스위칭된다. 결과적인 회로도는 도 3에서 표현되어 있다. 더 이후에 설명되는 바와 같이, 다이오드를 오프로 스위칭하는 것은 출력 전압(VS)에 대한 공진이 정지하게 한다.
다이오드(D)가 오프로 스위칭될 때, 출력 전압(VS)은 바람직하게는 초기 공진 값(VS0)보다 더 큰 최종 공진 값(Vs1)에 도달하였다. 최종 공진 값(VS1)은 다음과 같다:
Figure 112015041474213-pat00015
추가적으로, 자화 전류(iM)는 그것이 값(iM1)에 도달할 때까지 증가하였다:
Figure 112015041474213-pat00016
자화 상(506)의 나머지에 걸쳐 발생하는 단계(508) 동안에는, 전기적 양들이 지금부터 설명될 방식으로 시간에 걸쳐 점진적으로 변화한다.
출력 커패시터(CS)에서 저장된 전류는 전류 발생기(IS)에서 방전되어, 출력 전압(VS)은 수식에 따라 감소한다:
Figure 112015041474213-pat00017
또한, 전압원(104)은 트랜스포머(T)를 자화시키는 것을 계속하여, 자화 전류(iM)는 수식에 따라 선형적으로 증가한다:
Figure 112015041474213-pat00018
물론, 자화 시간(TF)이
Figure 112015041474213-pat00019
이하가 되도록 선택될 경우, 즉, 그것이 다이오드(D)가 오프로 스위칭되기 전에 또는 그 순간에 종료될 경우, 단계(508)는 발생하지 않는다. 이 경우, 출력 전압(VS)은 자화 상(503) 전반에 걸쳐 공진하고, 공진 시간(
Figure 112015041474213-pat00020
)은 자화 시간(TF)과 동일하다.
자화 시간이 (1차측/2차측 전류가 상쇄하기 위한 시간을 가지기 전에)
Figure 112015041474213-pat00021
보다 더 작도록 선택될 경우, 자화 시간(TF)은 바람직하게는, 1차측/2차측 전류(i)가 다음과 동일한 그 피크 값의 5% 이하로 감소하기 위한 시간을 가지도록 선택된다:
Figure 112015041474213-pat00022
자화 시간(TF)이
Figure 112015041474213-pat00023
보다 더 크도록 선택될 경우, 즉, 그것이 다이오드(D)가 오프로 스위칭된 후에 종료될 경우, 출력 전압(VS)의 공진은 자화 상(503)의 종료 전에 정지하고, 단계(508)가 발생한다. 다음으로, 자화 시간(TF)은 공진 시간(
Figure 112015041474213-pat00024
)과, 자화 상(503)의 기간의 나머지와의 합과 동일하다.
일반적으로 말하면, 자화 시간(TF)은 예를 들어, 하기 둘 사이:
Figure 112015041474213-pat00025
및
Figure 112015041474213-pat00026
즉, 사인파 주기(Tosc)의 25%와 75% 사이이다. 이러한 방법으로, 공진 부분은 주기(Tosc)의 1/4과 주기(Tosc)의 3/4 사이의 사인파 부분에 대응하는 시간 동안에 지속될 수도 있다.
단계(510)에서, 자화 시간(TF)의 종료 시에는, 제어 디바이스(110)가 스위치(INT)를 폐쇄시킴으로써 레귤레이션 회로(108)를 소자 상태로 스위칭한다. 그러므로, 자화 시간(TF)은 스위치(INT)의 폐쇄의 기간을 또한 나타낸다.
결과적인 회로도는 도 4에서 표현되어 있다.
단계(510)의 시간에서, 출력 전압(VS)은 값(VS2)으로 감소하였고:
Figure 112015041474213-pat00027
자화 전류(iM)는 값(iM2) 까지 증가하였다:
Figure 112015041474213-pat00028
물론, 폐쇄 시간(TF)이
Figure 112015041474213-pat00029
과 동일한 경우, 이것은 다음을 제공한다: VS1　=　VS2 및 iM1　=　iM2.
소자 상(511)은 스위치의 동작(510) 후에 시작된다.
소자 상(511)은 전기적 양들이 지금부터 설명될 방식으로 시간에 걸쳐 점진적으로 변화하는 도중에 단계(512)를 포함한다.
출력 커패시터(CS)에서 저장된 전류는 전류원(IS)에서 방전되는 것을 계속하여, 출력 전압(VS)은 수식에 따라 감소하는 것을 계속한다:
Figure 112015041474213-pat00030
또한, 도 4에 따르면, 전압(VINT) 및 자화 전류(iM)는 다음 수식들에 따라 관련된다:
Figure 112015041474213-pat00031
따라서, 자화 인덕터(LM)가 누설 인덕터(LF)보다 훨씬 더 크다는 사실을 고려하면, 전압(VINT)은 미분 방정식을 충족시킨다:
Figure 112015041474213-pat00032
초기 조건들을 고려하면:
Figure 112015041474213-pat00033
전압(VINT) 및 자화 전류(iM)는 수식들에 따라 발진한다:
Figure 112015041474213-pat00034
여기서:
Figure 112015041474213-pat00035
그리고:
Figure 112015041474213-pat00036
다음으로, 방법은 스위치(INT)를 폐쇄하는 단계(502)로 복귀한다. 단계(502)는 스위치(INT)를 개방한(단계(510)) 후에 소자 시간(TO)의 종료 시에 수행된다. 그러므로, 소자 시간(TO)은 특히, 스위치(INT)의 개방의 지속기간에 대응한다.
스위치(INT)를 폐쇄하는 단계(502)는 바람직하게는 전압(VINT)의 상쇄 시에, 또는 전압(VINT)의 상쇄에 근접할 시에, 예를 들어, 다음과 동일한 그 피크 값의 5% 이하에서 수행된다:
Figure 112015041474213-pat00037
이를 위하여, 개방 시간(TO)은
Figure 112015041474213-pat00038
와 동일하게, 또는 이 값에 근접하게, 예를 들어, 10% 내에서 선택될 수도 있다.
정상 상태 동작에서는, 스위치(INT)를 폐쇄하는 단계(502)로 복귀할 시에, 출력 전압(VS)은 다음의 수식에 의해 주어지는 값(VS0)으로 복귀하도록 감소하였고:
Figure 112015041474213-pat00039
그리고, 자화 전류(iM)는 값(iM0)에 도달하며, 특히, 이 값으로 감소하였다:
Figure 112015041474213-pat00040
따라서, 정상 상태에서는, 최소 출력 값(VS0)이 선행하는 수식들로부터 추론되어 다음과 동일하게 된다:
Figure 112015041474213-pat00041
Figure 112015041474213-pat00042
의 표현에서 VS0를 이 값으로 대체할 시에,
Figure 112015041474213-pat00043
은 실제로 출력 전류(IS)에 독립적이라는 것에 주목해야 할 것이다.
추가적으로, 평균 전압 출력 <VS>은 다음과 같다:
Figure 112015041474213-pat00044
따라서, 출력 커패시터(CS) 및 누설 인덕터(LF)를 공진 상태로 두는 것으로 인해, 평균 출력 전압 <VS>은 출력 부하(Z)에 의해 영향을 받지 않는다.
선행하는 단계들과 병행하여, 시간에 걸쳐 반복되는 단계(514) 동안에, 측정 디바이스(116)는 출력 전압(VS)의 피크-투-피크 값을 측정하고, 측정으로부터 2차측 전류(i)를 결정한다. 따라서, 시간에 걸친 2차측 전류의 점진적 변화를 결정하는 것이 가능하다.
자화 시간(TF)이
Figure 112015041474213-pat00045
와 동일한 경우, 스위치(INT)의 단자들에서의 전압(VINT), 출력 전압(VS) 및 1차측/2차측 전류(i)의 타이밍도들이 도 6에서 표현되어 있다. 이전에 설명된 바와 같이, 이 경우, 자화 상(503)은 단계(504)를 포함하기만 하고, 공진 시간(
Figure 112015041474213-pat00046
)은 자화 시간(TF)과 동일하다.
자화 상(503) 동안에는, 1차측/2차측 전류(i)가 제로로부터 시작하여 제로로 복귀하는 사인 호(sine arc)에서 이동한다는 것이 인식될 것이다. 이 시간 동안에는, 출력 전압(VS)이 정현파형으로(sinusoidally) 변동되어, 중앙 값(E-VD) 미만인 초기 공진 값(VS0)으로부터 시작하여 중앙 값(E-VD)을 통과한다. 다음으로, 출력 전압(VS)은 중앙 값(E-VD) 위에 위치된 최종 공진 값(VS1)에 도달한다.
소자 상(511) 동안에는, 전압(VINT)이 제로로부터 시작하여 거기로 복귀하는 사인 호에서 이동한다. 이것은 스위치(INT)의 개방 및 폐쇄를 용이하게 한다. 이 시간 동안에는, 출력 전압(VS)은 초기 공진 값(VS0)으로 복귀하기 위하여 선형으로 감소된다.
도 7을 참조하여, 전압(VS)에 있어서의 변동들이 더욱 상세하게 설명될 것이다.
자화 상(503)의 공진 부분(504) 상에서는, 출력 전압(VS)이 우선 주기(Tosc)의 사인파 곡선을 따른다. 출력 전압(VS)은 초기 공진 값(VS0)으로부터 시작한다. 다음으로, 그것은 사인파의 더 낮은 피크 값(VCinf)에 도달하도록 감소된다. 다음으로, 출력 전압(VS)은 증가하여 중앙 값(E-VD)을 통과하고, 그 다음으로, 사인파의 상부 피크 값(VCsup)에 도달한다. 다음으로, 출력 전압은 최종 공진 값(VS1)에 도달하도록 감소된다. 최종 공진 값은 사인파의 중앙 값(E-VD)과 상부 피크 값(VCsup) 사이에 놓여 있다는 것이 인식될 것이다. 그 자체로 알려져 있는 바와 같이, 2 개의 연속적인 피크 값들은 절반의 주기에 의해 분리되어, 피크 값들(VCinf 및 VCsup) 사이의 시간은 Tosc/2와 동일하다. 공진 부분은 공진 시간(
Figure 112015041474213-pat00047
) 동안 지속된다.
2차측 전류가 음이 되도록 상쇄될 때, 다이오드(D)는 오프로 스위칭되고, 출력 전압(VS)은 더 이상 사인파 외관을 나타내지 않는다. 자화 상(503)의 나머지(508) 동안에는, 출력 전압(VS)은 자화 상(503)의 종료 시에, 값(VS2)에 도달할 때까지 선형으로 감소된다. 스위치(INT)의 개방(510)은 자화 상(503)의 종료 및 소자 상(511)의 시작을 알린다.
소자 상 동안, 출력 전압(VS)은 소자 시간(TO)의 종료 시에 초기 공진 값(VS0)에 도달할 때까지 값(VS2)으로부터 선형으로 감소되는 것을 계속한다.
그 순간에, 새로운 자화 상(503)이 시작된다.
도 7에 예시된 경우에, 출력 전압(VS)의 피크-투-피크 값(VCC), 즉, 동작의 주기(TF+TO)(2 개의 연속적인 자화 및 소자 상들)에 걸쳐 전압(VS)에 의해 취해진 2 개의 극값들 사이의 차이는 사인파의 하부(VCinf) 및 상부(VCsup) 피크 값들 사이의 차이와 동일하다.
도 8을 참조하여, 자화 상(503)이 다이오드(D)가 오프로 스위칭되기 전에 중단될 경우, 전압(VS)에 있어서의 변동들이 더욱 상세하게 설명될 것이다.
이 경우, 자화 상(503) 동안에는, 출력 전압(VS)이 우선 주기(Tosc)의 사인파 곡선을 따른다. 출력 전압(VS)은 초기 공진 값(VS0)으로부터 시작한다. 다음으로, 그것은 사인파의 더 낮은 피크 값(VCinf)에 도달하도록 감소된다. 다음으로, 출력 전압(VS)은 증가하여 중앙 값(E-VD)을 통과하고, 그 다음으로, 사인파의 상부 피크 값(VCsup)보다 작을 수도 있는 최종 공진 값(VS1)에 도달한다.
소자 상(511)에서는, 스위치(INT)가 시간(TO) 동안에 개방된다. 다음으로, 출력 전압(VS)은 소자 시간(TO)의 종료 시에 초기 공진 값(VS0)에 도달할 때까지 최종 공진 값(VS1)으로부터 선형으로 감소된다.
추후에, 새로운 자화 상(503)이 시작된다.
도 8에 예시된 경우에, 출력 전압(VS)의 피크-투-피크 값(VCC), 즉, 동작의 주기(TF+TO)에 걸쳐 전압(VS)에 의해 취해진 2 개의 극값들 사이의 차이는 사인파의 하부 피크 값(VCinf)과 최종 공진 값(VS1) 사이의 차이와 동일하다.
출력 전압(VS)의 공진이 정지되는 사인파 곡선 상의 위치는 도 7 및 도 8에서 예시되는 것에 한정되지 않는다.
도 9를 참조하면, 일반적으로, 자화 시간(TF) 및 출력 커패시터(CS)의 값은, 자화 상(503)의 공진 부분(504) 상에서, 출력 전압(VS)이 중앙 값(V)을 갖는 사인파 부분을 묘사하고, 중앙 값(V) 미만인 초기 값(VS0)으로부터 시작하여 중앙 값(V)을 통과하도록 되어 있다. 따라서, 이 경우, 중앙 값(V)이 한번 초과되었으면, 공진은 사인파 곡선 상의 임의의 장소에서 정지될 수도 있다. 이에 따라, 공진은 사인파의 몇몇 주기들에 걸쳐 연장될 수도 있다. 중앙 값(V)은 특히, E-VD와 동일하다.
이러한 긴 공진은 도 1에서의 전력 공급 장치(102)의 다이오드(D)를, 자화 상(503) 동안에 폐쇄되고 소자 상(511) 동안에 개방되는 제어된 스위치로 대체함으로써 얻어질 수도 있다. 이 경우, 자화 시간(TF)은 충분히 길게 선택될 수 있다. 대조적으로, 다이오드(D)는 사인파의 상부 피크(VCsup) 조금 후에 공진을 정지시킬 것을 요구한다.
따라서, 공진의 종료는 전압(VS)이 중앙 값(E-VD)에 도달하는 첫 번째에 대응하는 포인트 A 후의 임의의 순간에 발생할 수도 있다. 공진이 정지할 수도 있는 사인파 곡선의 부분은 굵게 표시되어 있다.
도 10을 참조하면, 바람직하게는, 자화 시간(TF) 및 출력 커패시터(CS)의 값은, 공진 부분(504) 상에서, 출력 전압(VS)이 사인파의 최초 상부 피크 값(VCsup)을 통과하도록 되어 있다.
따라서, 공진의 종료는 사인파의 상부 피크(VCsup) 후의 임의의 순간에 위치될 수도 있다. 공진이 정지할 수도 있는 사인파 곡선의 부분은 굵게 표시되어 있다.
도 11을 참조하면, 다시 바람직하게는, 자화 시간(TF) 및 출력 커패시터(CS)의 값은, 사인파의 상부 피크 값(VCsup)을 통과한 후에, 출력 전압(VS)이 공진 부분(504)의 나머지 동안에 중앙 값(E-VD)을 초과하지 않기까지 감소하도록 되어 있다.
따라서, 공진(504)의 종료는 사인파의 상부 피크(VCsup)와 출력 전압(VS)이 중앙 값(E-VD)을 통과하는 두 번째에 대응하는 포인트 B 사이에 위치된다. 공진이 정지할 수도 있는 사인파 곡선의 부분은 굵게 표시되어 있다.
다시 바람직하게는, 자화 시간(TF) 및 출력 커패시터(CS)의 값은, 사인파의 상부 피크 값(VCsup)을 통과한 후에, 출력 전압(VS)이 공진 부분(504)의 나머지 동안에, 사인파의 상부 피크 값(VCsup)과 중앙 값(E-VD) 사이의 차이의 50% 이하인 양 M만큼 감소하도록 되어 있다.
따라서, 공진의 종료는 사인파의 상부 피크(VCsup)와, 사인파의 상부 피크 값(VCsup)과 중앙 값(E-VD) 사이의 중앙 값에 대응하는 포인트 C와의 사이에 위치된다. 공진이 정지할 수도 있는 사인파 곡선의 부분은 굵게 표시되어 있다.
양 M은 예를 들어, 사인파의 상부 피크 값(VCsup)과 중앙 값(E-VD) 사이의 차이의 25% 이하이다.
도 13을 참조하면, 또 다른 실시형태(1300)에서, 소자 커패시터(CR)는 다이오드(D)와 병렬이다.
도 14를 참조하면, 또 다른 실시형태(1400)에서, 소자 커패시터(CR)는 트랜스포머(106) 1차측의 단자들(106A, 106B) 사이에 접속된다.
본 발명은 이전에 설명된 실시형태로 제한되는 것이 아니라, 이와 반대로, 뒤따르는 청구항들에 의해 정의된다. 실제로, 수정들이 그것에 대해 행해질 수도 있다는 것은 당해 분야의 당업자에게 명백할 것이다.
예를 들어, 소자(TO) 및 자화(TF ) 시간들이 사전-기록되는 대신에, 측정 디바이스(116)가 소자 회로를 동적으로 스위칭할 수도 있다. 이 경우, 측정 디바이스(116)는 전압(VINT)을 측정하기 위한 회로, 및/또는 2차측 전류(i2)를 측정하고, 2차측 전류가 제로 또는 거의 제로로서 측정될 때에는 레귤레이션 회로(108)를 소자 상태로, 그리고 전압(VINT)이 제로 또는 거의 제로로서 측정될 때에는 자화 상태로 스위칭하기 위한 회로를 포함할 수 있다.
추가적으로, 선택된 전기 부품들의 특성들에 따라, 다이오드(D)가 소자 시간(TO)의 종료 전에 온으로 스위칭되는 것이 발생할 수도 있다.
또한, 청구항들에서 이용된 용어들은 이전에 설명된 실시형태들의 요소들로 제한되는 것으로 해석되어야 하는 것이 아니라, 이와 반대로, 당해 분야의 당업자가 당해 분야의 일반적인 지식인 것으로부터 추론할 수도 있는 모든 등가의 요소들을 커버하는 것으로 이해되어야 한다.

Claims (22)

  1. 전력 공급 장치(power supply)(102)에 있어서,
    전압원(104)에 접속되도록 의도되며 누설 인덕터(LF)를 갖는 1차측(primary)을 포함하는 트랜스포머(106)로서, 자화 전류(magnetizing current)(iM)가 횡단하도록 의도되는, 상기 트랜스포머(106);
    자화 전류(iM) 레귤레이션 회로(108)로서, 상기 레귤레이션 회로(108)가 자화 전류(iM)를 증가시킬 수 있도록 의도되는 자화 상태(magnetizing state)와, 상기 레귤레이션 회로(108)가 자화 전류(iM)를 감소시키도록 의도되는 소자 상태(demagnetizing state) 사이에 스위칭하도록 의도된, 상기 자화 전류(iM) 레귤레이션 회로(108);
    자화 상(magnetization phase)(503) 및 소자 상(demagnetization phase)(511)을 각각 교대하기 위하여, 상기 레귤레이션 회로(108)를 상기 자화 상태로부터 상기 소자 상태로 교대로 스위칭하도록 의도된, 상기 레귤레이션 회로(108)를 제어하는 제어 디바이스(110)로서, 자화 시간(TF) 동안에 자화 상(503)을 연장하도록 의도되는, 상기 제어 디바이스(110); 및
    상기 누설 인덕터(LF)와 함께 공진 회로를 형성하도록 상기 트랜스포머(106)의 2차측(secondary)에 접속된 출력 커패시터(CS)로서, 상기 출력 커패시터(CS)의 단자들 사이의 전압은 상기 전력 공급 장치의 출력 전압(VS)에 대응하는 것인, 상기 출력 커패시터(CS)
    를 포함하고,
    상기 자화 시간(TF) 및 상기 출력 커패시터(CS)의 값은, 상기 자화 상(503)의 공진 부분(504)으로 불리는 하나의 부분 상에서, 상기 출력 전압(VS)이 사인파 부분을 묘사하고 상기 사인파의 중앙 값(V) 미만인 초기 값(VS0)으로부터 시작하여 상기 중앙 값(V)을 통과하도록, 이루어지는 것을 특징으로 하는 전력 공급 장치(102).
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 공진 부분(504)은 전체 자화 상(503)에 걸쳐 연장되는 것인, 전력 공급 장치(102).
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 자화 시간(TF) 및 상기 출력 커패시터(CS)의 값은, 상기 공진 부분(504) 상에서, 상기 출력 전압(VS)이 상기 사인파의 상부 피크 값(VCsup)을 통과하도록 이루어지는 것인, 전력 공급 장치(102).
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 자화 시간(TF) 및 상기 출력 커패시터(CS)의 값은, 상기 사인파의 상기 상부 피크 값(VCsup)을 통과한 후, 상기 출력 전압(VS)이 상기 공진 부분(504)의 나머지 동안에 상기 사인파의 상기 중앙 값(V)을 넘지 않기까지 감소하도록 이루어지는 것인, 전력 공급 장치(102).
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 자화 시간(TF) 및 상기 출력 커패시터(CS)의 값은, 상기 사인파의 상기 상부 피크 값(VCsup)을 통과한 후, 상기 출력 전압(VS)이 상기 공진 부분(504)의 나머지 동안에 상기 사인파의 상기 상부 피크 값(VCsup)과 상기 중앙 값(V) 사이의 차이의 50% 이하의 양만큼 감소하도록 이루어지는 것인, 전력 공급 장치(102).
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 자화 시간(TF) 및 상기 출력 커패시터(CS)의 값은, 상기 사인파의 상기 상부 피크 값(VCsup)을 통과한 후, 상기 출력 전압(VS)이 상기 공진 부분(504)의 나머지 동안에 상기 사인파의 상기 상부 피크 값(VCsup)과 상기 중앙 값(V) 사이의 차이의 25% 이하의 양만큼 감소하도록 이루어지는 것인, 전력 공급 장치(102).
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 자화 시간(TF)은 상기 사인파 주기(Tosc)의 25%와 75% 사이인 것인, 전력 공급 장치(102).
  8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 공진 부분(504) 동안의 상기 출력 전압(VS)에 있어서의 변동들은 상기 출력 커패시터(CS)의 값에 따라 달라지는 주기(Tosc)를 갖는 사인파 부분을 묘사하며, 상기 출력 커패시터(CS)의 값은 상기 주기(Tosc)가 0.1 내지 2 마이크로초 사이이도록 이루어지는 것인, 전력 공급 장치(102).
  9. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 자화 시간(TF)은
    Figure 112020044835213-pat00064
    와
    Figure 112020044835213-pat00065
    사이이며,
    여기서, LF는 상기 트랜스포머(106)의 상기 누설 인덕터(LF)의 값이고, CS는 상기 출력 커패시터(CS)의 값인 것인, 전력 공급 장치(102).
  10. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 출력 커패시터(CS)는 0.5 내지 200 나노패럿(nanofarad) 사이의 값을 갖는 것인, 전력 공급 장치(102).
  11. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 트랜스포머(106) 2차측은, 고전위(high potential)를 제공하도록 의도되며 이를 통해 2차측 전류(i2, i)가 출력되도록 의도되는 하이 단자(high terminal; 106C)와, 상기 하이 단자(106C)의 고전위에 대하여 저전위(low potential)를 제공하도록 의도된 로우 단자(low terminal; 106D)를 포함하는 것인, 전력 공급 장치(102).
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 하이 단자(106C)를 통한 상기 트랜스포머(106) 2차측으로의 2차측 전류(i2, i)의 흐름을 막도록 의도된 다이오드(D)를 더 포함하는, 전력 공급 장치(102).
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 자화 시간(TF)은, 상기 자화 상태의 종료 시에, 상기 2차측 전류(i2, i)가 제로 또는 그의 피크 값의 5% 이하가 되도록 이루어지는 것인, 전력 공급 장치(102).
  14. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 레귤레이션 회로(108)는,
    스위치(INT)로서, 폐쇄 상태가 상기 레귤레이션 회로(108)의 자화 상태와 소자 상태 중의 하나에 대응하고, 개방 상태가 상기 레귤레이션 회로(108)의 자화 상태와 소자 상태 중의 다른 하나에 대응하는, 상기 스위치(INT); 및
    상기 소자 상(511) 동안에 상기 자화 전류(iM)의 발진을 야기하도록 의도된 소자 커패시터(CR)를 포함하는 것인, 전력 공급 장치(102).
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 소자 커패시터(CR)는 상기 스위치(INT)와 병렬인 것인, 전력 공급 장치(102).
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 소자 커패시터(CR)는 상기 트랜스포머(106) 1차측의 단자들 사이에 접속되는 것인, 전력 공급 장치(102).
  17. 제 12 항에 있어서,
    상기 레귤레이션 회로(108)는,
    스위치(INT)로서, 폐쇄 상태가 상기 레귤레이션 회로(108)의 자화 상태와 소자 상태 중의 하나에 대응하고, 개방 상태가 상기 레귤레이션 회로(108)의 자화 상태와 소자 상태 중의 다른 하나에 대응하는, 상기 스위치(INT); 및
    상기 소자 상(511) 동안에 상기 자화 전류(iM)의 발진을 야기하도록 의도된 소자 커패시터(CR)를 포함하고,
    상기 소자 커패시터(CR)는 상기 다이오드(D)와 병렬인 것인, 전력 공급 장치(102).
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 소자 커패시터(CR)는 또한, 상기 레귤레이션 회로(108)가 상기 소자 상태에 있는 상기 소자 상(511) 동안에, 상기 스위치(INT)의 단자들에서 전압(VINT)의 발진을 야기하도록 의도되고, 상기 제어 디바이스(110)는, 소자 시간(TO)의 종료 시에, 상기 스위치(INT)가 상기 소자 상태로부터 상기 자화 상태로 통과하기 위하여 폐쇄될 때, 상기 스위치(INT)의 단자들에서의 상기 전압(VINT)이 제로 또는 그의 피크 값의 5% 이하가 되도록, 상기 소자 시간(TO) 동안에 상기 소자 상(511)을 연장하도록 의도되는 것인, 전력 공급 장치(102).
  19. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 출력 전압(VS)의 피크-투-피크(peak-to-peak) 값(VCC)을 측정하는 측정 디바이스(116)를 더 포함하는, 전력 공급 장치(102).
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 측정 디바이스(116)는 또한, 상기 출력 전압(VS)의 상기 피크-투-피크 값(VCC)으로부터 상기 트랜스포머(106) 2차측의 하이 단자(106C)에 접속된 상기 출력 커패시터(CS)의 단자에 의해 공급된 출력 전류(iS)를 추정하도록 의도되는 것인, 전력 공급 장치(102).
  21. 삭제
  22. 전력 공급 장치(102)를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    상기 전력 공급 장치(102)는,
    전압원(104)에 접속되도록 의도되며 누설 인덕터(LF)를 갖는 1차측을 포함하는 트랜스포머(106)로서, 자화 전류(iM)가 횡단하도록 의도되는, 상기 트랜스포머(106);
    자화 전류(iM) 레귤레이션 회로(108)로서, 상기 레귤레이션 회로(108)가 자화 전류(iM)를 증가시킬 수 있도록 의도되는 자화 상태와, 상기 레귤레이션 회로(108)가 자화 전류(iM)를 감소시키도록 의도되는 소자 상태 사이에 스위칭하도록 의도된, 상기 자화 전류(iM) 레귤레이션 회로(108); 및
    상기 누설 인덕터(LF)와 함께 공진 회로를 형성하도록 상기 트랜스포머(106)의 2차측에 접속된 출력 커패시터(CS)로서, 그의 단자들 사이에 출력 전압(VS)을 갖는, 상기 출력 커패시터(CS)
    를 포함하고,
    상기 방법은,
    자화 상(503) 및 소자 상(511)을 각각 교대하기 위하여, 상기 레귤레이션 회로(108)를 상기 자화 상태로부터 상기 소자 상태로 교대로 스위칭하는 단계를 포함하고,
    상기 자화 상(503)은, 상기 자화 상(503)의 공진 부분(504)으로 불리는 하나의 부분 상에서, 상기 출력 전압(VS)이 사인파 부분을 묘사하고 상기 사인파의 중앙 값(V) 미만인 초기 값(VS0)으로부터 시작하여 상기 중앙 값(V)을 통과하는 방식으로, 상기 출력 커패시터(CS)의 값의 함수인 자화 시간(TF) 동안에 지속되는 것인, 전력 공급 장치(102)를 제어하기 위한 방법.
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107132404B (zh) * 2017-05-15 2019-11-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 检测方法、检测电路、控制器及开关电源
TWI840390B (zh) * 2018-09-26 2024-05-01 義大利商埃格特羅尼克工程股份公司 用於傳送電力至電力負載之系統
CN110768510B (zh) 2019-09-30 2022-09-20 上海矽力杰微电子技术有限公司 控制电路和方法以及功率变换器

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007138929A1 (ja) 2006-05-29 2007-12-06 Autonetworks Technologies, Ltd. 電力供給制御装置
JP2008054372A (ja) 2006-08-22 2008-03-06 Nikon Corp 電源回路、および撮像装置
GB2521704A (en) 2013-12-30 2015-07-01 Cambridge Silicon Radio Ltd Low power switched mode power supply

Family Cites Families (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4415959A (en) * 1981-03-20 1983-11-15 Vicor Corporation Forward converter switching at zero current
US4823249A (en) * 1987-04-27 1989-04-18 American Telephone And Telegraph Company At&T Bell Laboratories High-frequency resonant power converter
US4788634A (en) * 1987-06-22 1988-11-29 Massachusetts Institute Of Technology Resonant forward converter
US4864479A (en) * 1988-03-07 1989-09-05 General Electric Company Full-bridge lossless switching converter
JPH0748944B2 (ja) * 1989-10-14 1995-05-24 東光株式会社 Ｄｃ―ｄｃコンバータ
US5126931A (en) * 1990-09-07 1992-06-30 Itt Corporation Fixed frequency single ended forward converter switching at zero voltage
US5132889A (en) * 1991-05-15 1992-07-21 Ibm Corporation Resonant-transition DC-to-DC converter
JPH05304775A (ja) * 1992-04-27 1993-11-16 Yamaha Corp 電源回路
US5325283A (en) * 1992-06-08 1994-06-28 Center For Innovative Technology Novel zero-voltage-switching family of isolated converters
US5636106A (en) * 1994-01-10 1997-06-03 University Of Central Florida Variable frequency controlled zero-voltage switching single-ended current-fed DC-to-AC converter with output isolation
US5434767A (en) * 1994-01-10 1995-07-18 University Of Central Florida Power converter possessing zero-voltage switching and output isolation
ATE173569T1 (de) * 1995-07-31 1998-12-15 Hewlett Packard Co Sperrwandler
EP1215808B1 (en) * 2000-12-13 2011-05-11 Semiconductor Components Industries, LLC A power supply circuit and method thereof to detect demagnitization of the power supply
WO2005015717A2 (en) * 2003-08-09 2005-02-17 Astec International Limited A circuit for reducing losses at light load in a soft switching full bridge converter
US7019988B2 (en) * 2004-01-08 2006-03-28 Sze Wei Fung Switching-type power converter
DE102004006004A1 (de) * 2004-02-06 2005-06-30 Infineon Technologies Ag Schaltwandler mit Resonanztopologie
GB0610422D0 (en) * 2006-05-26 2006-07-05 Cambridge Semiconductor Ltd Forward power converters
US7738266B2 (en) * 2006-05-26 2010-06-15 Cambridge Semiconductor Limited Forward power converter controllers
GB2447874B (en) * 2007-03-30 2009-07-29 Cambridge Semiconductor Ltd Forward power converter controllers
CN100468936C (zh) * 2007-04-10 2009-03-11 福州大学 新型谐振复位正激变换器的同步整流自驱动电路
JP4232845B1 (ja) * 2007-10-19 2009-03-04 サンケン電気株式会社 直流変換装置
US7869237B1 (en) * 2007-12-27 2011-01-11 Lockheed Martin Corporation Phase-shifted bridge with auxiliary circuit to maintain zero-voltage-switching
GB2447324B (en) * 2008-02-21 2009-01-28 Cambridge Semiconductor Ltd Noise reduction systems and methods
CN101629984B (zh) * 2008-07-14 2014-04-02 梅特勒-托利多仪器（上海）有限公司 电磁式溶液电导率测量装置的断路和短路检测方法及装置
US7859870B1 (en) * 2008-07-29 2010-12-28 Lockheed Martin Corporation Voltage clamps for energy snubbing
TWI418133B (zh) * 2008-12-31 2013-12-01 Macroblock Inc 具洩漏感能量回送功能之單級高功因隔離型交流對直流轉換器
TW201103246A (en) * 2009-07-14 2011-01-16 Glacialtech Inc Forward converter with secondary side post regulation and zero voltage switching
US8520420B2 (en) * 2009-12-18 2013-08-27 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for modifying dead time between switches in a power converter
US9246391B2 (en) * 2010-01-22 2016-01-26 Power Systems Technologies Ltd. Controller for providing a corrected signal to a sensed peak current through a circuit element of a power converter
US8787043B2 (en) * 2010-01-22 2014-07-22 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a power converter and method of operating the same
IT1400266B1 (it) * 2010-05-31 2013-05-24 St Microelectronics Srl Circuito integrato di controllo per un transistor di potenza di un regolatore di corrente a commutazione.
US10439508B2 (en) * 2010-07-27 2019-10-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control device of a switching power supply
CN102545567B (zh) * 2010-12-08 2014-07-30 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过电流保护的系统和方法
US9553501B2 (en) * 2010-12-08 2017-01-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method providing over current protection based on duty cycle information for power converter
ITMI20110546A1 (it) * 2011-04-04 2012-10-05 St Microelectronics Srl Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo.
GB2502610B (en) * 2012-06-01 2019-07-10 Terex Gb Ltd Jaw crusher
US9083250B2 (en) * 2012-07-27 2015-07-14 Stmicroelectronics S.R.L. Method and circuit for controlling a switching regulator
US9252672B2 (en) * 2013-10-04 2016-02-02 Chicony Power Technology Co., Ltd. Method of controlling phase-shift full-bridge converter in light load operation
US9461547B2 (en) * 2014-03-07 2016-10-04 Cree, Inc. Converter circuitry
US9673718B2 (en) * 2015-05-07 2017-06-06 Infineon Technologies Austria Ag Voltage conversion method and voltage converter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007138929A1 (ja) 2006-05-29 2007-12-06 Autonetworks Technologies, Ltd. 電力供給制御装置
JP2008054372A (ja) 2006-08-22 2008-03-06 Nikon Corp 電源回路、および撮像装置
GB2521704A (en) 2013-12-30 2015-07-01 Cambridge Silicon Radio Ltd Low power switched mode power supply

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