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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltwandler mit Resonanztopologie
gemäß den Merkmalen
des Oberbegriffs des Anspruchs 1.
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Ein
derartiger Schaltwandler ist beispielsweise in A. Melkonyan, I.
Zverev: "SiC Switch
in Single Stage Converter for Distributed Power Supplies", September 2–4, 10th
European Conference on Power Electronics and Applications, Toulouse,
France, oder in N. Murakami, M. Yamasaki "Analysis of a resonant reset condition
for a single-ended forward converter" Power Electronics Specialists Conference,
1988. PESC '88 Record.,
19th Annual IEEE, 11–14
April 1988 Pages: 1018–1023
vol. 2, beschrieben. Bezüglich
solcher Schaltwandler wird außerdem auf
die
US 6,469,915 B2 Bezug
genommen. Der grundsätzliche
Aufbau und die Funktionsweise eines solchen Schaltwandlers werden
nachfolgend anhand der
1 und
2 beschrieben.
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Der
Wandler umfasst Eingangsklemmen K1, K2 zum Anlegen einer Versorgungsspannung
Vin, Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung Vout
für eine
Last Z, die gestrichelt dargestellt ist, und einen induktiven Übertrager
TR mit einer Primärwicklung
Lp und einer Sekundärwicklung
Ls. Die Primärwicklung
Lp ist in Reihe zu einem ansteuerbaren, in dem Beispiel als Transistor
ausgebildeten Schalter T zwischen die Eingangsklemmen K1, K2 geschaltet.
Parallel zu dem Schalter T liegt ein Kondensator C1, der mit der
Primärwicklung
Lp des Übertragers
TR bei geöffnetem
Schalter seinen Resonanzschwingkreis bildet. Zwischen die Sekundärwicklung
Ls und die Ausgangsklemmen K3, K4 sind eine Gleichrichteranordnung
D1, D2 und ein der Gleichrichteranordnung nachgeschaltetes Tiefpassfilter
geschaltet, an dem die Ausgangsspannung abgreifbar ist. Das Filter
umfasst in dem Beispiel eine Reihenschaltung einer Speicherdrossel
L1 und eines Kondensators C2, wobei über dem Kondensator C2 die
Ausgangsspannung Vout abgreifbar ist. Parallel zu der Reihenschaltung
aus Drossel L1 und Ausgangskondensator C2 liegt eine Freilaufdiode
D2.
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Die
Funktionsweise dieses Schaltwandlers mit primärseitiger Resonanztopologie
wird nachfolgend anhand von 2 erläutert, in
der die zeitlichen Verläufe
der Spannung Vds über
der Laststrecke des Schalters T und der Resonanzkapazität C1 sowie
der primärseitige
Eingangsstrom Iin dargestellt sind.
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Während des
Betriebs dieses Wandlers sind grundsätzlich vier Phasen zu unterscheiden.
In 2 bezeichnen min
und max jeweils die Minimal- bzw. Maximalwerte der dargestellten
Ströme
und Spannungen.
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Während einer
ersten Phase, die in der Darstellung nach 2 zu einem Zeitpunkt t0 beginnt, ist der
Schalter T geschlossen, wodurch die Laststreckenspannung Vds des
Schalters T unter Vernachlässigung
vorhandener Schaltverluste Null ist, und die Eingangsspannung Vin
liegt über
der Primärwicklung
Lp des Trarsformators TR an. Der Eingangsstrom Iin steigt ausgehend
von einem Anfangswert Iin min kontinuierlich an, wobei sich der
Eingangsstrom Iin aus einem Magnetisierungsstrom Im der Primärwicklung,
der gestrichelt dargestellt ist, und einem Primärstrom zusammensetzt. Dieser
Primärstrom
ist, unter Berücksichtigung
des Übertragsfaktors
des Transformators TR, proportional zu einem die Sekundärwicklung
Ls und die Drossel L1 durchfließenden,
an den Ausgangskondensator C2 und die Last Z abgegebenen Strom.
Für die
Darstellung in 2 wird
davon ausgegangen, dass der Schalter bereits vor dem Zeitpunkt t0
wenigstens einmal eingeschaltet war, so dass der Strom durch die
Drossel L1 vor dem Einschaltzeitpunkt t0 nicht Null ist. Hieraus
resultiert der Sprung im Stromverlauf bei Einschalten des Schalters.
Der lineare Anstieg des Eingangsstroms im weiteren Verlauf resultiert
einerseits aus dem linearen Anstieg des Magnetisierungsstromes Im
der Primär wicklung
Lp und aus dem linearen Anstieg des Stromes I2 durch die Speicherdrossel L1,
wobei dieser Anstieg aus einer konstanten Spannung über der
Speicherdrossel L1 bei eingeschaltetem Schalter T resultiert, die
der Differenz aus übertragener
Eingangsspannung und Ausgangsspannung Vout entspricht. Der Magnetisierungsstrom
Im ist vor dem Einschalten negativ, fließt also entgegen der in 1 für den Eingangsstrom Iin eingezeichneten
Richtung, wie im weiteren noch erläutert werden wird.
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Zu
Beginn einer zweiten Phase, die zum einem Zeitpunkt t1 beginnt,
wird der Schalter T geöffnet.
Der parallel zu dem Schalter T liegende, zuvor entladene Kondensator
C1 wird dadurch über
den Eingangsstrom Iin aufgeladen. Dieser Eingangsstrom Iin steigt
ausgehend von dem Ausschaltzeitpunkt t1 nicht mehr so stark wie
zuvor an, da mit zunehmender Aufladung des Kondensators C1 die Spannung über der
Primärwicklung
Lp abnimmt. Während
dieser zweiten Phase, bei der über
der Primärwicklung
Lp eine positive Spannung anliegt, fließt sekundärseitig noch ein Strom I1 über die
Sekundärwicklung
Ls und die Drossel L1 an die Last und den Ausgangskondensator C2.
Diese zweite Phase ist im Vergleich zu der ersten und der nachfolgenden
dritten Phase sehr kurz. Die in 2 für die zweite
Phase dargestellte Zeitdauer stimmt im Verhältnis zu den dargestellten
Zeitdauern für
die erste und dritte Phase mit einer realen Schaltung nicht überein,
sondern wurde zum besseren Verständnis
länger
gewählt.
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Die
dritte Phase beginnt zu einem Zeitpunkt t2, zu dem die Spannung über dem
Schalter T und dem Kondensator C1 der Eingangsspannung Vin entspricht.
Die Spannung über
der Primärwicklung Lp,
und dadurch über
der Sekundärwicklung
Ls, wird im weiteren Verlauf negativ, wodurch die der Sekundärwicklung
Ls nachgeschaltete Diode D1 sperrt und der Sekundärstrom I1
Null wird. Der Eingangsstrom Iin sinkt auf den Wert des Magnetisierungsstromes Im
der Primärwicklung
Lp ab. Über
dem Schalter und der Kapazität
C1 fällt
während
dieser dritten Phase die in der Primärwicklung Lp induzierte Spannung plus
der Eingangsspannung Vin ab, wobei die in 2 dargestellte Spannungsspitze dieser
Kondensatorspannung Vds aus der in der Primärwicklung Lp gespeicherten
Energie resultiert bzw. vom Magnetisierungsstrom abhängig ist.
Diese Spannung kann ein mehrfaches der Eingangsspannung Vin betragen. Übliche Werte
für die
Eingangsspannung liegen bei mehreren hundert Volt, beispielsweise
400 V, wobei die Spannungsspitze der Spannung über der Primärwicklung
nach dem Abschalten je nach Duty-Cycle das zwei- bis dreifache betragen
kann. Zu einem Zeitpunkt t3 während
dieser dritten Phase erreichen die negative Spannung über der
Primärwicklung
Lp und die Kondensatorspannung Vds ihr Maximum, der Strom Iin durch
die Primärwicklung
Lp auf den Kondensator C1 wird zu Null; der Kondensator ist maximal
aufgeladen und die zuvor in der Primärwicklung gespeicherte induktive
Energie ist vollständig
in kapazitive Energie umgewandelt. Im weiteren Verlauf wirkt der
Kondensator C1 als Spannungsquelle und wird bis zu einem Zeitpunkt
t4 zu dem die Spannung über
dem Kondensator C1 wieder der Eingangsspannung Vin entspricht, entladen,
wodurch ein Teil der in dem Kondensator C1 gespeicherten kapazitiven
Energie wieder in induktive, in der Primärwicklung L1 gespeicherte Energie
umgewandelt wird. Der Magnetisierungsstrom Im ist ab dem Maximum
der Spannung über
der Primärwicklung
L1 negativ. Die Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t2 zu Beginn der
dritten Phase und dem Zeitpunkt t4 am Ende der dritten Phase entspricht
der Hälfte
der Periodendauer einer Schwingung des durch die Primärwicklung
Lp und den Kondensator gebildeten Reihenschwingkreises.
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Ohne
sekundärseitige
Beschaltung des Transformators TR würde die Spannung über der
Primärwicklung
Lp im weiteren Verlauf positiv werden und der Kondensator C1 würde zu niedrigeren
Spannungswerten als Vin hin entladen. Die sekundärseitige Beschaltung bewirkt
allerdings, dass die Spannung über
der Primärwicklung
Lp während
der zum Zeitpunkt t4 beginnenden vierten Phase annähernd auf
Null, und damit die Spannung über dem
Kondensator annähernd
auf der Eingangsspannung Vin festgehalten wird, wie nachfolgend
erläutert
wird.
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Während der
dritten Phase wird die Speicherdrossel aufgrund der zuvor gespeicherten
induktiven Energie von einem über
der Zeit absinkenden Strom I2 durchflossen, der von der Freilaufdiode
D2 übernommen
wird und der über
der Freilaufdiode D2 einen annähernd
vernachlässigbaren
Spannungsabfall Vd2 hervorruft. Die Gleichrichterdiode D1 zwischen
Sekundärwicklung
und Ausgangsfilter ist dabei in Sperrrichtung. Bei einer positiven
Spannung Vs über
der Sekundärwicklung
Ls wird diese zwischen die Sekundärwicklung Ls und das Filter
L1, C2 geschaltete Diode in Flussrichtung gepolt. Die Spannung Vs über der
Sekundärwicklung
Ls ist dabei begrenzt auf die Durchlassspannung dieser Diode D1 abzüglich der
Spannung Vd2 über
der Freilaufdiode D2 und beträgt
annähernd
Null bzw. ist im Vergleich zur Eingangs- und Ausgangsspannung Vin,
Vout sehr klein. Aufgrund der induktiven Kopplung zwischen Sekundärwicklung
Ls und Primärwicklung
Lp wird die Spannung über
der Primärwicklung
Lp auf einem sehr kleinen positiven Wert festgehalten, der über das Übertragungsverhältnis des
Transformators zu der Spannung über
der Sekundärwicklung
in Beziehung steht. Die Spannung über dem Kondensator C1 wird
dadurch bis zum nächsten
Schließen
des Schalters T annähernd
auf dem Wert der Eingangsspannung Vin festgehalten.
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Die
dritte Betriebsphase, an deren Ende die Kondensatorspannung Vds
auf der Eingangsspannung Vin festgehalten wird, wird auch als Rücksetzphase
bezeichnet, die Zeitdauer Tres in 2 bezeichnet
die Rücksetzdauer.
Der erläuterte
Schaltwandler wird auch als "Resonanz-Rücksetz-Wandler" (engl.: Resonant
Reset Converter) bezeichnet.
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Bei
dem erläuterten
Wandler, bei dem die Kondensatorspannung nach dem Zurücksetzen
auf der Eingangsspannung Vin festgehalten wird, wird der Kondensator
bei Beginn eines nachfolgenden Ansteuerzyklus, der in 2 zu einem Zeitpunkt t5 beginnt, zunächst über den
Schalter entladen. Die hierbei in dem Schalter umgesetzte Verlustleistung steigt
mit zunehmender Eingangsspannung an. Diese Verluste begrenzen die
maximale Schaltfrequenz, da die Verluste darüber hinaus mit zunehmender Schaltfrequenz
größer werden,
und die maximale Leistungsabgabe des Schaltwandlers.
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Zur
Reduzierung der Verlustleistung, und damit zu einer Erweiterung
des zulässigen
Eingangspannungsbereiches und der maximal zulässigen Schaltfrequenz wäre es deshalb
erwünscht,
den Schalter T im spannungsfreien Zustand wieder einzuschalten,
was allerdings aufgrund der oben erläuterten Klemmung der Kondensatorspannung
auf die Eingangsspannung Vin nicht möglich ist.
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In
der
US 6,469,915 B2 ist
ein Resonant Reset Converter beschrieben, bei dem parallel zu einer Reihenschaltung
aus der Primärwicklung
eines Transformators und einer Parallelschaltung eines ersten Schalters
und eines Kondensators ein zweiter Schalter geschaltet ist, der
geöffnet
ist solange der die Stromaufnahme der Primärwicklung regelnde erste Schalter
geschlossen ist und der bei Öffnen
des ersten Schalters geschlossen wird, um den Reihenschwingkreis
mit der Primärwicklung
und dem Kondensator zu schließen.
Der bekannte Wandler umfasst außerdem
einen dritten Schalter, der zwischen eine Eingangsspannungsquelle
und die Primärwicklung
geschaltet ist und der synchron zu dem ersten Schalter geöffnet und
geschlossen wird. Um diesen dritten Schalter spannungsfrei schalten
zu können, ist
vorher eine Entladung seiner unvermeidlich vorhandenen Ausgangskapazität erforderlich,
was durch Vorsehen einer sekundärseitigen
Induktivität
in Reihe zu der Sekundärwicklung
gelöst
wird.
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Ziel
der vorliegenden Erfindung ist es, einen Schaltwandler mit Resonanztopologie
zur Verfügung zu
stellen, der primärseitig
nur einen einzigen Schalter umfasst, der während des Betriebes spannungsfrei
geschaltet werden kann.
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Dieses
Ziel wird durch einen Schaltwandler gemäß der Merkmale des Anspruchs
1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Der
Schaltwandler umfasst Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung
und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung, einen
Transformator mit einer Primärwicklung
und einer Sekundärwicklung,
einen ersten Kondensator, der in Reihe zu der Primärwicklung zwischen
die Eingangsklemmen geschaltet ist, und einen Schalter, der in Reihe
zu der Primärwicklung und
parallel zu dem Kondensator geschaltet ist und der als einziger
Schalter zum Anschließen
der Primärwicklung
an die Eingangsklemmen vorhanden ist. Der Schaltwandler umfasst
außerdem
eine Filteranordnung, die zwischen die Sekundärwicklung und die Ausgangsklemmen
geschaltet ist, sowie ein zwischen die Sekundärwicklung und die Filteranordnung geschaltetes
spannungsaufnehmendes Bauelement, das dazu ausgebildet ist, wenigstens
für eine
vorgegebene Zeitdauer eine Spannung zwischen der Sekundärwicklung
und der Filteranordnung aufzunehmen, die entsteht, wenn bei geöffnetem
Schalter eine Spannung über
der Primärwicklung
auf den Wert der Eingangsspannung ansteigt. Hierdurch werden die sekundärseitigen
Schaltungskomponenten des Wandlers, d.h. die Filteranordnung und
gegebenenfalls die Last, eine vorgegebene Zeitdauer von der Sekundärwicklung "abgekoppelt" und erst einer Verzögerungszeit
wieder "eingekoppelt".
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Das
sekundärseitig
vorhandene spannungsaufnehmende Element ermöglicht bei geöffnetem Schalter,
wenn die Primärwicklung
des Transformators und der erste Kondensator einen Reihenschwingkreis
bilden, ein Ansteigen der Spannung über der Primärwicklung
auf den Wert der Eingangsspannung, was gleichbedeutend ist mit einem
Absinken der Spannung über
dem ersten Kondensator auf Null. Der parallel zu dem ersten Kondensator
liegende Schalter kann bei dem erfindungsgemäßen Schaltwandler also im spannungslosen
Zustand des ersten Kondensators eingeschaltet werden, woraus bei
gleicher Schaltfrequenz eine erhebliche Reduzierung der Verlustleistung
während
des Betriebes gegenüber
herkömmlichen
Wandlern resultiert. Dies ermöglicht
eine Erhöhung
der Schaltfrequenz bei kleinerer oder gleicher Verlustleistung.
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Darüber hinaus
ist bei dem Schaltwandler primärseitig
lediglich ein einziger Schalter erforderlich, der zum Anlegen der
an den Eingangsklemmen anliegenden Eingangsspannung an die Primärwicklung
des Transformators dient.
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Zur
Realisierung des spannungsaufnehmenden Elements eignen sich beispielsweise
ein Thyristor oder ein Transistor. Diese Bauelemente können beispielsweise
synchron zu dem in Reihe zu der Primärwicklung geschalteten Schalter
angesteuert werden.
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Das
spannungsaufnehmende Element kann auch als Drossel realisiert sein,
die so dimensioniert, dass sie im Sättigungsbereich betrieben wird,
wenn der primärseitige
Schalter geschlossen ist und der am Ausgang des Schaltwandlers abgegebene
Strom durch die Sekundärwicklung
und diese Drossel fließt, und
dass sie im linearen Bereich betrieben wird, wenn der primärseitige
Schalter geöffnet
ist und nur der durch den Transformator übertragene Magnetisierungsstrom
der Primärwicklung
die Drossel durchfließt.
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Zur
Detektion der im Hinblick auf eine Reduzierung der Verlustleistung
optimalen Einschaltzeitpunkte ist vorteilhafterweise eine Komparatorschaltung
vorhanden, die eine Spannung über
dem ersten Kondensator bzw. der Laststrecke des Transistors mit
einer Referenzspannung, beispielsweise Null, vergleicht und die
ein Komparatorsignal bereitstellt, das einer Ansteuerschaltung zur
Erzeugung eines Ansteuersignals für den Schalter zugeführt ist.
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Die
Leistungsaufnahme des Schaltwandlers, und damit die Ausgangsspannung
wird beispielsweise über
die Einschaltdauer des Schalters während der einzelnen Ansteuerzyklen
geregelt, wobei der Ansteuerschaltung hierfür ein von der Ausgangsspannung
abhängiges
Signal zugeführt
ist.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen anhand von
Figuren näher erläutert.
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1 zeigt
einen Schaltwandler mit Resonanztopologie nach dem Stand der Technik.
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2 zeigt
zeitliche Verläufe
ausgewählter Signale
des Schaltwandlers nach 1.
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3 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Schaltwandlers
mit einem als Drossel ausgebildeten spannungsaufnehmenden Element
zwischen einer Sekundärwicklung
eines Übertragers
und einem Ausgangsfilter.
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4 zeigt
zeitliche Verläufe
ausgewählter Signale
des Schaltwandlers nach 3.
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5 zeigt
ein Realisierungsbeispiel einer Anordnung zur Erzeugung eines von
einer Ausgangsspannung des Wandlers abhängigen Regelsignals, das zur
Einstellung einer Einschaltdauer des Schalters dient.
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6 zeigt
ein Realisierungsbeispiel einer Ansteuerschaltung für den Schalter.
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7 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Schaltwandlers
mit einem als Thyristor ausgebildeten spannungsaufnehmenden Element
zwischen einer Sekundärwicklung
eines Übertragers
und einem Ausgangsfilter.
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8 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Schaltwandlers
mit einem als MOS-Transistor ausgebildeten spannungsaufnehmenden
Element zwischen einer Sekundärwicklung eines Übertragers
und einem Ausgangsfilter.
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9 zeigt
eine Abwandlung des Schaltwandlers nach 7 mit einer
nur sekundärseitig
angeordneten Zündschaltung
für den
Thyristor.
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10 zeigt
eine Abwandlung des Schaltwandlers nach 8 mit einer
nur sekundärseitig
angeordneten Zündschaltung
für den
MOS-Transistor.
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11 zeigt
ein Realisierungsbeispiel für eine
Rampensignalerzeugungsschaltung zur Verwendung in der Ansteuerschaltung
des Schalters.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben gleiche Bezugszeichen
gleiche Komponenten und Signale Teile mit gleicher Bedeutung.
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3 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel eines
erfindungsgemäßen Schaltwandlers.
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Dieser
Schaltwandler umfasst Eingangsklemmen K1, K2 zum Anschließen einer
eine Eingangsspannung Vin bereitstellenden Spannungsquelle sowie
Ausgangsklemmen K3, K4 zum Anschließen einer Last Z und Bereitstellen
einer Ausgangsspannung Vout. Der Schaltwandler umfasst außerdem einen
Transformator TR mit einer Primärwicklung
Lp und einer Sekundärwicklung
Ls sowie einen Schalter S, der in dem Beispiel als MOS-Transistor
ausgebildet ist. Dieser Schalter S ist in Reihe zu der Primärwicklung
Lp zwischen die Eingangsklemmen K1, K2 geschaltet. Parallel zu dem
Schalter S und damit in Reihe zu der Primärwicklung Lp liegt ein Kondensator
C1, der bei geöffnetem
Schalter S einen Resonanzschwingkreis mit der Primärwicklung Lp bildet.
Sekundärseitig
ist ein Ausgangsfilter vorhanden, das als Tiefpassfilter ausgebildet
ist und eine Reihenschaltung einer Speicherdrossel L1 und eines Ausgangskondensators
C2 umfasst. Parallel zu dieser Reihenschaltung liegt ein als Diode
D2 ausgebildetes Freilaufelement. Die Speicherdrossel ist als Drossel
mit einem Luftspalt realisiert und so dimensioniert, dass sie während des
normalen Betriebs des Wandlers nicht in Sättigung geht.
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Zwischen
die Sekundärwicklung
Ls und das Ausgangsfilter ist ein spannungsaufnehmendes Bauelement
L2 geschaltet, das in dem Beispiel als Sättigungsdrossel L2 ausgebildet
ist.
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Die
Funktionsweise des dargestellten Schaltwandlers wird nachfolgend
anhand zeitlicher Verläufe
der über
dem Schalter S und dem Kondensator C1 anliegenden Spannung Vds sowie
des Eingangsstromes Iin anhand von 4 erläutert. Ein Ansteuerzyklus
des Schaltwandlers, während
dem der Schalter S für
eine vorgegebene Zeitdauer geschlossen und anschließend geöffnet wird,
umfasst vier Ansteuerphasen, von denen die ersten bis dritten Phasen
den ersten bis dritten Phasen des eingangs erläuterten Schaltwandlers sehr ähnlich sind
und deshalb nachfolgend nur kurz erläutert werden.
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Während der
ersten Phase, die in der Darstellung gemäß 4 zu einem
Zeitpunkt t0 beginnt, wird der Schalter S angesteuert durch ein
Ansteuersignal S10 geschlossen. Unter Vernachlässigung eines Einschaltwiderstandes
des Schalters S liegt während
dieser ersten Phase annähernd
die gesamte Versorgungsspannung Vin über der Primärwicklung
Lp an, die von einem Eingangsstrom Iin in der dargestellten Richtung
durchflossen wird. In 3 ist zum besseren Verständnis das
elektrische Ersatzschaltbild der Primärwicklung Lp dargestellt. Die
Primärwicklung
Lp umfasst danach einen an die Sekundärwicklung Ls gekoppelten, von
dem Primärstrom
Ip durchflossenen und einen von dem Magnetisierungsstrom Im durchflossenen
Induktivitätsanteil.
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Eine über der
Sekundärwicklung
Ls anliegende Spannung steht über
den Übertragungsfaktor des
Transformators TR zu der Eingangsspannung Vin, und ein die Sekundärwicklung
Ls in der dargestellten Richtung durchfließender Strom I1 steht zu dem
Eingangsstrom Iin ebenfalls über
den Übertragungsfaktor
des Transformators TR in Beziehung. Dieser Strom I1 durch die Sekundärwicklung
Ls entspricht während
der ersten Phase des Ansteuerzyklus einem Strom I2 durch die Speicherdrossel
L1 und damit einem an den Ausgangskondensator C2 und die Last Z
gelieferten Strom. Die Drossel L2 zwischen der Sekundärwicklung
Ls und dem Ausgangsfilter ist so dimensioniert, dass sie während dieser
ersten Ansteuerphase, bei der die Sekundärwicklung Ls von dem Ausgangsstrom
durchflossen wird, in Sättigung geht
und damit dem Ausgangsstrom keinen nennenswerten Widerstand entgegenstellt.
Diese weitere Drossel L2 ist beispielsweise als kleine Ringspule mit
einigen wenigen Wicklungen realisiert.
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Während einer
zweiten Ansteuerphase, die zum Zeitpunkt t1 mit dem Öffnen des
Schalters S angesteuert durch das Ansteuersignal S10 beginnt, steigt
die Kondensatorspannung Vds des Resonanzkondensators C1 auf den
Wert der Eingangsspannung Vin an, während die Spannung über der
Primärwicklung
Lp annähernd
auf Null zurückgeht.
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Die
dritte Phase, die zum Zeitpunkt t2 beginnt und zu einem Zeitpunkt
t4 endet, umfasst eine halbe Schwingungsperiode des durch die Primärwicklung
Lp um den Kondensator C1 gebildeten Reihenschwingkreises. In der
Primärwicklung
Lp wird hierbei eine zu der Eingangsspannung Vin entgegengesetzte
Spannung induziert, wodurch über
der Sekundärwicklung
Ls ebenfalls eine Spannung anliegt, die entgegengesetzt zu der während der
ersten Ansteuerphase über
der Sekundärwicklung
Ls anliegenden Spannung ist. Die in Reihe zu der weiteren Drossel
L2 zwischen die Sekundärwicklung
Ls und das Ausgangsfilter geschaltete Diode D1 sperrt dadurch, und
der weiterhin die Drossel L1 des Ausgangsfilters durchfließende Strom
I2 wird durch die Freilaufdiode D2 übernommen. Zu einem Zeitpunkt t3
während
der dritten Ansteuerphase erreicht die negative Spannung über der
Primärwicklung
Lp ihr Maximum, ist der Magnetisierungsstrom Im durch die Primärwicklung
Lp auf Null abgesunken und die zuvor in der Primärwicklung Lp gespeicherte magnetische
Energie ist vollständig
in kapazitive, in dem Kondensator C1 gespeicherte Energie umgewandelt. Im
weiteren Verlauf fließt
ein Magnetisierungsstrom Im entgegen der in 1 dargestellten
Richtung, wodurch die Spannung Vds über dem Kondensator C1 abnimmt,
bis sie zum Zeitpunkt t4 am Ende der dritten Ansteuerphase den Wert
der Eingangsspannung Vin erreicht.
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Bei
dem dargestellten Schaltwandler kann die Spannung über der
Primärwicklung
Lp im weiteren Verlauf zu positiven Werten hin ansteigen, wodurch
die Spannung Vds über
dem Kondensator C1 unter den Wert der Eingangsspannung Vin absinken kann.
Die über
der Primärwicklung
Lp anliegende positive Spannung, die entsprechend dem Übertragungsverhältnis des
Transformators TR auf die Spannung über der Sekundärwicklung
Ls übertragen wird,
wird sekundärseitig
von der zwischen die Sekundärwicklung
Ls und das Ausgangsfilter geschalteten weiteren Drossel L2 übernommen,
die sich während
dieser Betriebsphase nicht im Sättigungsbetrieb befindet
und einen sehr großen
reaktiven Widerstandswert aufweist. Zur Minimierung der Schaltverluste
wird der Schalter S zu einem Zeitpunkt t5, zu dem die Kondensatorspannung
Vds auf Null abgesunken ist, über
das Ansteuersignal S10 wieder eingeschaltet.
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Zur
Erzeugung dieses Ansteuersignals S10 ist eine Ansteuerschaltung 10 vorgesehen,
der die Spannung Vds über
dem Kondensator C1 zugeführt ist,
um den Schalter S jeweils dann wieder einzuschalten, wenn dieser
spannungsfrei ist. Darüber
hinaus ist der Ansteuerschaltung 10 ein von der Ausgangsspannung
Vout abhängiges
Signal Sout zugeführt,
das als Regelsignal zur Regelung der Ausgangsspannung Vout dient
und das für
die Ermittlung der Einschaltdauer des Schalters S während ei nes Ansteuerzyklus
herangezogen wird. Grundsätzlich gilt,
dass die Leistungsaufnahme des Schaltwandlers – und damit bei gleichbleibender
Last die Ausgangsspannung Vout – mit
zunehmender Einschaltdauer Ton zunimmt. Eine Ausschaltdauer Toff,
die der Zeitdauer der zweiten bis vierten Ansteuerphase entspricht,
ist bei gleicher Eingangsspannung Vin konstant und unter anderem
von der Resonanzfrequenz des aus der Primärwicklung Lp und dem ersten
Kondensator C1 gebildeten Resonanzschwingkreises abhängig. Die
Schaltfrequenz variiert bei diesem Verfahren somit abhängig von
der Leistungsaufnahme der Last, wobei die Ausschaltdauer Toff während eines
Ansteuerzyklus jeweils konstant ist. Bei steigender Leistungsaufnahme
und damit verbundenen längeren
Einschaltdauern verringert sich bei diesem Verfahren die Schaltfrequenz.
Das Ansteuerverfahren ist frequenzvariabel bei konstanter Ausschaltdauer.
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Eine
das Regelsignal Sout aus der Ausgangsspannung Vout bereitstellende
Regelschaltung 20 und die Ansteuerschaltung 10 sind
beispielsweise so aufeinander abgestimmt, dass das Regelsignal Sout
ansteigt, wenn die Ausgangsspannung Vout absinkt, und dass die Ansteuerschaltung 10 die
Einschaltdauer Ton bei ansteigendem Regelsignal Sout verlängert, um
die Leistungsaufnahme zu erhöhen und
einem Absinken der Ausgangsspannung Vout entgegenzuwirken.
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Ein
Ausführungsbeispiel
einer Regelschaltung zur Erzeugung des Regelsignals Sout ist beispielhaft
in 5 dargestellt.
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Diese
Schaltung umfasst einen Spannungsteiler 21, 22 zum
Erzeugen eines zu der Ausgangsspannung Vout proportionalen Spannungssignals Vout', das mittels eines
Reglers 23 mit einer durch eine Referenzspannungsquelle 24 bereitgestellten Referenzspannung
Vref verglichen wird. Der Regler 23 ist beispielsweise
als Proportional-Regler (P-Regler), Proportional-Integral-Regler (PI-Regler) oder als Integral-Regler
(I-Regler) ausgebildet
und stellt an seinem Ausgang ein Regel signal S23 zur Verfügung, das
ansteigt, wenn das Ausgangsspannungssignal Vout' unter den Wert der Referenzspannung
Vref absinkt, und das im umgekehrten Fall absinkt. Dieses auf ein
sekundärseitiges
Bezugspotential GND2 bezogene Regelsignal S23 wird mittels eines
Optokopplers 25 auf das Regelsignal Sout umgesetzt, das auf
ein primärseitiges
Bezugspotential GND1 bezogen ist und das in der Ansteuerschaltung 10 weiterverarbeitet
wird.
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Ein
Ausführungsbeispiel
einer Ansteuerschaltung 10, das das Ansteuersignal S10
aus der Spannung Vds über
dem Kondensator C1 sowie aus dem Regelsignal Sout erzeugt, ist in 6 dargestellt.
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Diese
Ansteuerschaltung 10 umfasst ein Flip-Flop 11,
das durch ein Ausgangssignal S16 eines Komparators 16 gesetzt
werden kann. Diesem Komparator 16 sind die Spannung Vds über dem Kondensator
C1 und das primärseitige
Bezugspotential zugeführt,
wobei am Ausgang des Komparators ein High-Pegel anliegt, um das
Flip-Flop 11 zu setzen, wenn die Spannung über dem
Kondensator C1 auf den Wert des Bezugspotentials abgesunken ist, d.h.
wenn der Kondensator C1 und damit der Schalter S1 spannungsfrei
sind. Der Ausgang Q dieses Flip-Flops 11 steuert über eine
Treiberschaltung 12, an dessen Ausgang das Ansteuersignal
S10 zur Verfügung
steht, den Schalter S an. Durch das Ausgangssignal des Flip-Flops 11 ist
außerdem
ein Signalgenerator 14 angesteuert, der mit jeder steigenden
Flanke am Ausgang des Flip-Flops 11 ein rampenförmiges Spannungssignal
S14 zur Verfügung stellt,
das mittels eines weiteren Komparators 13 mit dem Regelsignal
Sout verglichen wird. Ein Ausgangssignal 513 dieses Komparators 13 dient
zum Rücksetzen
des Flip-Flops 11, wobei das Flip-Flop 11 jeweils
dann zurückgesetzt
wird, wenn das Rampensignal S14 den Wert des Regelsignals Sout erreicht. Dabei
gilt, dass die Einschaltdauer, also die Zeitdauer zwischen dem Setzen
des Flip-Flops 11 und
dessen Zurücksetzen
umso größer ist,
umso größer die Amplitude
des Regelsignals Sout ist.
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Die
Steilheit der Rampe des von der Rampensignalerzeugungsschaltung 14 erzeugten
Rampensignals ist vorzugsweise von der Eingangsspannung Vin abhängig. Der
Rampensignalerzeugungsschaltung ist hierfür die Eingangsspannung Vin
oder ein von der Eingangsspannung abhängiges Signal zugeführt. Die
Rampensignalerzeugungsschaltung bildet vorzugsweise den Magnetisierungsstrom
Im durch die Primärwicklung
nach, der rampenförmig verläuft. Die
Steilheit der Rampe steigt mit zunehmender Eingangsspannung, wodurch
sich die Einschaltdauern des Schalters mit zunehmender Eingangsspannung
verringern.
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Das
Rampensignal kann in der Rampensignalerzeugungsschaltung bezugnehmend
auf 11 mittels eines einfachen RC-Gliedes mit einer
Reihenschaltung eines Kondensators C14 und eines Widerstandes R14
aus der Eingangsspannung Vin erzeugt werden, wobei der Kondensator
C14 bei geschlossenem Schalter S über den Widerstand R14 geladen und
bei geöffnetem
Schalter S über
einen Schalter S14 entladen wird. Dieser Schalter S14 ist über einen Inverter
INV14 abhängig
vom Ansteuersignal S10 des Schalters S angesteuert. Das Rampensignal
S14 entspricht der Spannung über
dem Kondensator C14. Der Widerstand R14 ist dabei so gewählt, dass die
Spannung über
dem Kondensator C14 stets betragsmäßig wesentlich kleiner als
die Versorgungsspannung Vin ist, so dass der Widerstand R14 in Verbindung
mit der Eingangsspannung Vin als Konstantstromquelle wirkt, wodurch
die Kondensatorspannung nach dem Entladen des Kondensators C14 annähernd linear
und proportional zu der Eingangsspannung Vin ansteigt.
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7 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel eines
erfindungsgemäßen Schaltwandlers.
Dieser Schaltwandler unterscheidet sich von dem in 3 dargestellten
dadurch, dass als spannungsaufnehmendes Bauelement zwischen der
Sekundärwicklung
Ls und dem Ausgangsfilter ein Thyristor THY vorhanden ist. Dieser
Thyristor THY wird beispielsweise synchron zu dem Schalter S eingeschaltet, wozu
dem Zündeingang
des Thyristors THY ein von dem Ansteuersignal S10 des Schalters
S abhängiges Signal
S30 zugeführt
ist, um den Transistor jeweils dann zu zünden, wenn der Schalter S eingeschaltet wird.
Der Thyristor THY bleibt während
der ersten und zweiten Ansteuerphase leitend und sperrt, wenn während der
dritten Ansteuerphase eine negative Spannung über der Sekundärwicklung
Ls anliegt. Zur Umsetzung des Ansteuersignals S10 des Schalters S
auf das Zündsignal
S30 des Thyristors THY dient eine Umsetzschaltung 30, die
ein Kopplungselement, beispielsweise einen Optokoppler (nicht näher dargestellt)
umfasst, um das primärseitige
Ansteuersignal S10 und das sekundärseitige Zündsignal S30 potentialmäßig zu entkoppeln.
Gegebenenfalls sind in der Umsetzschaltung 30 geeignete
Treiberschaltungen vorhanden, um das Ansteuersignal S10 auf zum Zünden des
Thyristors THY geeignete Pegel umzusetzen.
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9 zeigt
eine Abwandlung der in 7 gezeigten Schaltung, bei der
der Thyristor durch eine sekundärseitig
angeordnete Zündschaltung 33 angesteuert
ist. Diese Zündschaltung
detektiert die Spannung über
der Sekundärwicklung
Ls, um den Thyristor THY bei einer Sekundärspannung zu zünden, die auf
ein Einschalten des primärseitig
angeordneten Schalters S hinweist.
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Der
Thyristor THY in den Schaltungen gemäß der 7 und 9 wird
während
der dritten Ansteuerphase gesperrt und bleibt auch während der vierten
Ansteuerphase gesperrt, um die dann über der Sekundärwicklung
Ls anliegende positive Spannung aufzunehmen. Der Thyristor THY wird
erst mit dem nächsten
Einschalten des Schalters S wieder leitend, indem er abhängig vom
Ansteuersignal S10 dieses Schalters S über das Zündsignal S30 (7) oder
abhängig
von der Spannung über
der Sekundärwicklung
Ls über
das von der Zündschaltung 33 erzeugte
Zündsignal
S33 (9) gezündet
wird.
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Als
Thyristor eignet sich beispielsweise ein SiC-Thyristor, der in S.
Seshardri, W.B. Hall, L.C. Kotlas and P.A. Sanger "100 kHz Operation
of SiC Junction Controlled Thyristor (JCT) Switches used in All-SiC
PWM Inverter", Material
Science Forum Vols. 338–342,
pp. 1403-106, beschrieben ist.
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8 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel eines
erfindungsgemäßen Schaltwandlers,
wobei in 8 wie auch in den 7 und 9 aus
Gründen der Übersichtlichkeit
auf die Darstellung der Regelschaltung 20 und der Ansteuerschaltung 10 verzichtet
ist.
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Der
Schaltwandler gemäß 8 unterscheidet
sich von dem in 7 dargestellten dadurch, dass
anstelle des Thyristors THY ein MOS-Transistor M als spannungsaufnehmendes
Element zwischen die Sekundärwicklung
Ls und das Ausgangsfilter geschaltet ist. Der MOSFET M ist dabei
so verschaltet, dass es während
der ersten und zweiten Ansteuerphase in seiner Drain-Source-Richtung von
dem Ausgangsstrom durchflossen wird der während dieser Ansteuerphase
die Sekundärwicklung
Ls durchfließt.
Wegen einer in dem MOS-Transistor unvermeidlich vorhandenen internen
Freilaufdiode ist zusätzlich
zu dem MOS-Transistor
M die bereits anhand von 3 erläuterte Diode D1 zwischen der Sekundärwicklung
Ls und dem Ausgangsfilter vorhanden.
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Der
MOS-Transistor M ist beispielsweise synchron zu dem Schalter S durch
ein Ansteuersignal S32 angesteuert. Dieses Ansteuersignal S32 wird mittels
einer Umsetzschaltung, die wenigstens ein Kopplungselement, zur
potentialmäßigen Entkopplung
von Primärseite
und Sekundärseite
umfasst, aus dem Ansteuersignal S10 erzeugt. Der synchron zu dem
Schalter S angesteuerte MOS-Transistor leitet damit während der
ersten Ansteuerphase und sperrt während der zweiten, dritten
und vierten Ansteuerphase.
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Wesentlich
für die
Funktion des Schaltwandlers ist es, dass der MOS-Transistor während der vierten
Ansteuerphase sperrt, um die über
der Sekundärwicklung
Ls anfallende positive Span nung aufzunehmen. Alternativ ist es deshalb
denkbar, den MOS-Transistor
zeitverzögert
zu dem Schalter S auszuschalten, um den MOS-Transistor während der zweiten
Ansteuerphase noch leitend zu halten und erst während der dritten Ansteuerphase,
wenn bereits die Diode D1 sperrt, zu sperren.
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10 zeigt
eine Abwandlung des in 8 dargestellten Wandlers, bei
dem der MOS-Transistor M durch eine sekundärseitig vorhandene Ansteuerschaltung 34 abhängig von
einer Spannung über
der Sekundärwicklung
angesteuert ist. Die Ansteuerschaltung steuert den Transistor M
dabei dann über ein
Ansteuersignal S34 leitend an, wenn die Spannung über der
Sekundärwicklung
S auf ein Einschalten des primärseitigen
Schalters S hinweist.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Schaltwandler, bei
dem der Schalter S eingeschaltet wird, wenn seine Laststreckenspannung
Null ist, ist die Verlustleistung bei einer gegebenen Schaltfrequenz
gegenüber herkömmlichen
Wandlern, bei denen nicht im Nulldurchgang der Schalterspannung
eingeschaltet wird, deutlich reduziert. Umgekehrt kann bei dem erfindungsgemäßen Schaltwandler
die Schaltfrequenz gegenüber
der Schaltfrequenz herkömmlicher Schaltwandler
bei gleicher Verlustleistung deutlich erhöht werden. Bei höheren Schaltfrequenzen
darf auch die Resonanzfrequenz des aus der Primärwicklung Lp und dem Kondensator
C1 gebildeten Reihenschwingkreises ansteigen, so dass die Kapazität des Kondensators
C1 verkleinert werden kann. Dabei kann bereits die unweigerlich
zwischen Drain und Source eines MOSFET vorhandene parasitäre Kapazität als Kapazität des Resonanzschwingkreises
ausreichend sein. Bei einer Ausführungsform
der Erfindung ist deshalb vorgesehen, für diese Kapazität anstelle
eines separaten Bauelements die parasitäre Kapazität des als MOSFET ausgebildeten
Schalters zu verwenden.
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Bezugnehmend
auf 3 umfasst die Primärwicklung Lp unvermeidlich
eine parallel zu der Primärwicklung
liegende parasi täre
Kapazität
Cp, die in der Figur gestrichelt eingezeichnet ist. Diese parasitäre Kapazität bewirkt,
wie auch die Kapazität
C1 parallel zu dem Schalter S, die Entmagnetisierung des Transformators
TR.
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Alternativ
zu den in den 3 und 7 bis 10 dargestellten
Ausführungsbeispielen
besteht auch die Möglichkeit,
den Kondensator C1 parallel zu dem Schalter S durch einen Kondensator
parallel zu der Primärwicklung
Lp zu ersetzen. Bei hohen Schaltfrequenzen kann hierfür die parasitäre Kapazität der Primärwicklung
ausreichend sein, die bei Bedarf jedoch durch einen separaten, parallel
dazu geschalteten Kondensator C3 ergänzt werden kann, der in 3 ebenfalls
gestrichelt dargestellt ist.
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- C1
- Kondensator
(Resonanzkondensator)
- C2
- Filterkondensator,
Ausgangskondensator
- D1
- Diode
(Gleichrichterdiode)
- D2
- Diode
(Freilaufdiode)
- Iin
- Eingangsstrom
- K1,
K2
- Eingangsklemmen
- K3,
K4
- Ausgangsklemmen
- L1
- Filterinduktivität, Speicherdrossel
- L2
- Drossel
(Sättigungsdrossel)
- Lp
- Primärwicklung
(Primärwicklung)
- Ls
- Sekundärwicklung
- M
- MOS-Transistor
- S
- Schalter
- S10
- Ansteuersignal
- S13
- Komparatorausgangssignal
- S14
- Rampensignal
- S16
- Komparatorausgangssignal
- S23
- Regelsignal
- Sout
- Regelsignal
- THY
- Thyristor
- TR
- Transformator
- Vds
- Spannung
- Vin
- Eingangsspannung
- Vout
- Ausgangsspannung
- Vref
- Referenzspannung
- 10
- Ansteuerschaltung
- 11
- Flip-Flop
- 12
- Ausgangstreiber
- 13
- Komparator
- 14
- Rampensignalgenerator
- 16
- Komparator
- 20
- Regelschaltung
- 23
- Regler
- 24
- Referenzspannungsquelle
- 25
- Optokoppler
- 21,
22
- Widerstände, Spannungsteiler