KR102228612B1 - 바이어스 전압 및 방출 전류 제어 및 측정으로의 이온화 압력 게이지 - Google Patents

바이어스 전압 및 방출 전류 제어 및 측정으로의 이온화 압력 게이지 Download PDF

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Abstract

열음극 이온화 압력 게이지(HCIG)를 작동시키는 디바이스들 및 상응하는 방법들이 제공된다. 트랜지스터 회로는 낮은 입력 임피던스로 전자 방출 전류를 흐르게 하고 캐소드 바이어스 전압을 제어하도록 구성될 수 있다. 방출 전류 및 캐소드 바이어스 전압은 서보 기구 정정 시간 없이 서로와 관계 없이 제어될 수 있다. HCIG들은 누설 전류에 대하여 교정될 수 있다.

Description

바이어스 전압 및 방출 전류 제어 및 측정으로의 이온화 압력 게이지
본 출원은 2015년 7월 9일자로 출원된 미국 정규 출원 제 14/795,729호의 이익을 주장한다. 위의 출원의 전체 교시들은 참조로 본원에 포함된다.
이온화 진공 압력 게이지는 반도체 제조, 박막 증착, 고에너지 물리학, 이온 주입 및 공간 시뮬레이션과 같은 매우 다양한 응용에 사용될 수 있다. 이온화 게이지는 냉음극 이온화 게이지(CCIG) 및 열음극 이온화 게이지(HCIG) 둘 다를 포함할 수 있고, 일부 예시적 HCIG 설계는 베이어드-알퍼트(BA), 슐츠-펠프스 및 3극 진공관 게이지들을 포함한다. 전형적 열음극 이온화 진공 압력 게이지의 센서는 캐소드(또한 필라멘트라 불리는 전자원), (또한 그리드라 불리는) 애노드 및 이온 컬렉터 전극을 포함한다. BA 게이지의 경우, 캐소드는 애노드에 의해 한정되는 이온화 공간(애노드 체적)의 외부에 방사상으로 위치된다. 이온 컬렉터 전극은 애노드 체적 내에 배치된다. 전자는 캐소드로부터 애노드 쪽으로 그리고 애노드를 통해 이동하여, 결국 애노드에 의해 수집된다. 그러나 전자의 이동 중에, 전자는 압력이 측정되어야 할 대기를 구성하는 기체의 분자 및 원자에 충돌하여, 이온을 생성한다. 애노드 체적 내부에 생성되는 이온은 애노드 내부의 전계에 의해 이온 컬렉터로 끌어당겨진다. 대기 내의 기체의 압력(P)은 식 P = (1/S)(ii/ie)에 의해 이온 및 전자 전류들로부터 계산될 수 있으며, 여기서 S는 1/torr의 단위를 갖는 스케일링 계수(게이지 감도)이고 특정 게이지 기하학적 구조, 전기 파라미터 및 압력 범위의 특성이고; ii는 이온 전류이고 ie는 전자 방출 전류이다.
캐소드는 전자 방출을 야기하도록 전압원에 의해 개시되는 전류 흐름에 의해 가열된다. 전압원은 예를 들어, +30 볼트의 고정된 캐소드 바이어스 전압으로 원하는 전자 방출 전류를 유지하도록 서보 기구에 의해 제어된다. 캐소드 바이어스 전압과 애노드의 캐소드 바이어스 전압 사이의 전압 차등은, 방출된 전자가 이온화 체적으로 진입함에 따라, 방출된 전자의 에너지를 결정한다. 결국, 전자의 에너지는 이온화 전류에 영향을 주므로, 게이지의 정확성은 캐소드 바이어스 전압의 정확한 제어에 의존한다. 전자 방출 전류의 크기는 캐소드 내에 인가되는 가열 전력에 의해 결정된다.
이온화 게이지는, 센서에 전력을 제공하고 센서로부터 신호를 수신하도록 헤더 하우징을 통해 연장되는 연결 핀을 갖는 수개의 전기 피드스루(각각의 센서 전극이 피드스루 전기 연결 핀 또는 전도체에 연결되는 전극 연결 포스트로 제작됨)를 전형적으로 포함한다. 전기 절연체는 피드스루 핀과 헤더 하우징 및 다른 센서 구성 요소 사이에 제공되어 작동 안전성 및 신호 무결성을 유지하고 전기 전류가 피드스루 핀으로부터 게이지 외피에 연결되는 헤더 하우징으로 누설되는 것을 방지할 수 있다.
열음극 이온화 게이지들(HCIGs)에서의 캐소드 가열 전류의 서보 기구 제어는 수가지 이유로 문제가 있을 수 있다. 고성능 서보 기구 회로의 비용 및 복잡성이 클 수 있다. 더욱이, 전자 방출 전류 설정들이 변경되거나, 게이지의 압력이 변화될 때, 캐소드 바이어스 전압은 전자 방출 전류 및 캐소드 바이어스 전압이 통상적 계기 설계에서 결합되므로(한쪽이 다른 한쪽에 영향을 줌), 영향을 받는다. 압력 또는 전자 방출 전류의 변화 후에, 압력 측정들은 3 초만큼 오래 지속될 수 있는 서보 기구 정정 시간(불감 시간) 동안 전형적으로 이용 가능하지 않다. 불감 시간은 필라멘트 캐소드 바이어스 전압이 (계기 교정이 유효한 경우) 원하는 공칭값에서 벗어났으므로, 압력 측정치들이 그러므로 교정되지 않고 부정확한 일시적 조건을 지칭한다. 따라서, 서보 기구 제어는 게이지 부정확성 또는 사용 불가능성의 구간들을 야기한다.
더욱이, 전기 피드스루 절연체들의 효과성은 HCIG들과 같은 이온화 게이지들의 피드스루 절연체들 상에 축적될 수 있는 전도성 오염에 의해 저해될 수 있으며, 이를 이제 상세히 설명할 것이다. 오염 물질들은 피드스루 핀들(전도체들)과 HCIG 센서의 헤더 하우징 사이에 전기 전도성 경로를 형성할 수 있어, 센서 신호 전류들의 일부가 피드스루 절연체들에 걸쳐 흐르는 것을 가능하게 한다. 이러한 누설 전류들은 범위가 부정확한 압력 측정에서 완전한 센서 고장에 이르는 바람직하지 않은 영향들을 야기할 수 있다. 예를 들어, 캐소드 전기 피드스루들로부터의 누설은 부정확한 전자 방출 전류 측정들 및 부정확한 압력 측정들을 야기할 수 있다. 더욱이, 캐소드 수명을 연장시키기 위해 예를 들어, 20 마이크로암페어(㎂) 미만의 더 낮은 전자 방출 전류들을 유지하는 것이 바람직하다. 그러나, 누설 전류들이 전자 방출 전류 또는 다른 신호 전류들에 대하여 충분히 커질 때, 압력 측정 정확성을 유지하기 위해 더 높은 전자 방출 전류들로 HCIG 캐소드를 작동시키는 것이 필요해지며, 이는 캐소드 수명을 감소시킨다. 더욱이, 애노드 피드스루 절연체들은 특히, 애노드 구조체들이 가열되는 기체 제거 절차들 동안 오염될 수도 있다. 캐소드 및 애노드 피드스루 절연체들에 더하여, 이온 컬렉터 피드스루 절연체들과 같은 다른 피드스루 절연체들이 오염되고 센서 작동을 저해시킬 수도 있다.
본 발명의 실시예들에 따르면, 통상적 서보 기구 기반 측정 방법의 특성인 불감 시간들을 또한 제거하는, 서로로부터 분리되는 전자 방출 전류 및 캐소드 바이어스 전압을 설정하는 디바이스들 및 방법들이 제공된다. 더욱이, 실시예 디바이스들 및 방법들은 HCIG는 HCIG의 정상적 사용 환경에서 유지되면서압력 측정에서 누설 전류들의 영향들을 제거하는데 사용될 수 있어, 보다 신뢰 가능한 압력 측정들 및 더 긴 게이지 서비스 구간들을 야기한다. 실시예들은 개선된 압력 측정 정확성, 광범위한 전자 방출 전류의 연속적인 조정 가능성, 불감 시간 없는 더 빠른 전자 방출 전류 제어 및 압력 변화에 대한 더 빠른 응답뿐만 아니라 감소된 제조 비용을 제공할 수 있다.
이온화 압력 게이지 및 상응하는 방법은 전자 방출 전류로 전자들을 방출시키기 위해 가열되도록 구성되는 캐소드를 포함할 수 있다. 이온화 압력 게이지는 낮은 입력 임피던스로 전자 방출 전류를 흐르게 하고 캐소드 바이어스 전압을 제어하도록 구성되는 트랜지스터 회로를 포함할 수도 있다. 낮은 입력 임피던스는 전자 방출 전류가 캐소드 바이어스 전압에 영향을 주지 않고 트랜지스터 회로에서 감지될 수 있도록 실질적으로 제로일 수 있다. 전자 방출 전류는 전류 측정 회로로 흘러질 수 있으며, 전류 측정 회로는 전류 센서를 포함할 수 있다. 이온화 압력 게이지는 캐소드를 가변적으로 가열하는 가변 가열 전원을 포함할 수도 있다.
트랜지스터 회로는 전자 방출 전류의 크기와 관계 없이 캐소드 바이어스 전압을 제어할 수 있다. 예를 들어, 트랜지스터 회로는, 캐소드 바이어스 전압을 독립적으로 제어하도록 게이트 전압을 제어하면서 제로 근접 입력 임피던스로 소스와 드레인 사이에 전자 방출 전류를 흐르게 하는 전계 효과 트랜지스터(FET)를 포함할 수 있다. 캐소드 바이어스 전압은 FET의 게이트에 인가되는 전압 플러스 FET의 오프셋 전압과 동등할 수 있고, FET의 게이트는 캐소드 바이어스 전압을 가변적으로 제어하도록 가변 전압원에 전기적 연결될 수 있다. 소스로부터 드레인으로 흘러지는 전자 방출 전류는 캐소드 바이어스 전압에 영향을 주지 않고 감지될 수 있다. 트랜지스터 회로는 제로에서의 캐소드 전자 방출 전류로 트랜지스터를 통한 전류 흐름이 정확한 전자 방출 전류 감지를 위해 전류 오프셋을 제공하는 것을 가능하게 하도록 누설 테스트 전류원에 전기적 연결될 수 있다. 누설 테스트 전류원은 애노드 바이어스 전압 공급기에 결합되는 저항을 포함할 수 있다. 누설 전류 범위 선택 스위치는 누설 전류의 레벨에 따라 누설 테스트 전류원의 전류 범위를 전환하도록 구성될 수 있다.
이온화 압력 게이지는 트랜지스터 회로에서 트랜지스터의 오프셋을 검출하는 회로를 포함할 수 있고, 오프셋을 검출하는 회로는 트랜지스터 회로에 전기적 연결되는 다이오드를 포함할 수 있다.
이온화 압력 게이지는 가열된 캐소드로 측정되는 전자 방출 전류와 가열되지 않은 캐소드로 측정되는 전자 방출 전류 사이의 차를 계산할 수 있는 마이크로제어기를 포함할 수 있으며, 차는 누설 전류에 대하여 이온화 압력 게이지의 교정에 사용될 수 있다. 마이크로제어기는 캐소드 가열 전원, 트랜지스터 회로의 캐소드 바이어스 전압 제어 입력 및 누설 전류 범위 선택기 스위치에 전기적 연결되는 제어 신호들을 가질 수도 있다. 마이크로제어기는 캐소드 전자 방출 전류를 측정하기 위해 전류 센서에 전기적 연결되는 전기 입력을 포함할 수도 있다.
이온화 압력 게이지를 작동시키는 방법 및 상응하는 디바이스는 전자 방출 전류로 전자들을 방출시키도록 캐소드를 가열하는 단계, 트랜지스터 회로를 통하여 캐소드 바이어스 전압을 제어하는 단계, 및 낮은 입력 임피던스로 트랜지스터 회로를 통하여 캐소드의 전자 방출 전류를 흐르게 하는 단계를 포함할 수 있다. 낮은 입력 임피던스는 실질적으로 제로일 수 있다. 전자 방출 전류를 흐르게 하는 단계는 전류 측정 회로에 행해질 수 있으며, 전류 측정 회로는 전류 센서를 포함할 수 있다. 캐소드 바이어스 전압을 제어하는 단계는 FET의 게이트에 가변 전압원을 적용시키는 단계를 포함할 수 있다. 캐소드 바이어스 전압은 전자 방출 전류의 크기와 관계 없이 제어될 수 있다. 캐소드를 가열하는 단계는 사용자 선택 전자 방출 전류로 전자들을 방출시키도록 조정 가능한 가열을 포함할 수 있다.
방법은 제로로 설정되는 전자 방출 전류로 트랜지스터 회로를 통해 누설 테스트 전류를 흐르게 함으로써 누설 전류에 대한 이온화 압력 게이지를 교정하는 단계를 포함할 수 있다. 방법은 가열된 캐소드로 측정되는 전자 방출 전류와 가열되지 않은 캐소드로 측정되는 전자 방출 전류 사이의 차를 사용함으로써 누설 전류에 대한 이온화 압력 게이지를 교정하는 단계를 포함할 수 있다. 누설 테스트 전류는 애노드 바이어스 공급기에 전기적 결합되고 누설 전류의 레벨에 따라 전환되는 저항을 통해 흘러질 수 있다.
방법은 마이크로제어기로부터 캐소드 가열 전원 및 트랜지스터 회로의 캐소드 바이어스 전압 제어 입력으로 제어 신호들을 출력하는 단계를 포함할 수 있다. 방법은 마이크로제어기로부터 트랜지스터 회로에서의 누설 전류 범위 선택기 스위치로 제어 신호를 출력하는 단계를 더 포함할 수 있다. 방법은 트랜지스터 회로에서의 전류 센서로부터 마이크로제어기로 전기 신호를 입력하는 단계를 포함할 수도 있다.
트랜지스터 회로는 전자 방출 전류를 흐르게 하는 전계 효과 트랜지스터(FET)를 포함할 수 있다. 캐소드 바이어스 전압은 FET의 게이트에 인가되는 전압 플러스 FET의 오프셋 전압과 동등할 수 있다. 방법은 트랜지스터 회로에서의 트랜지스터의 오프셋을 검출함으로써 트랜지스터 회로를 교정하는 단계를 포함할 수 있고, 트랜지스터 회로를 교정하는 단계는 다이오드를 사용하는 단계를 포함할 수 있다. 다이오드는 트랜지스터 회로에서의 트랜지스터에 전기적 연결되고 트랜지스터의 오프셋의 측정을 용이하게 하는데 사용될 수 있다. 전류 센서는 트랜지스터 회로에서의 트랜지스터를 통한 전자 방출 전류를 측정하는데 사용될 수 있다.
방법은 압력 측정에서의 불감 시간 없이 하나의 값에서 다른 값으로 전자 방출 전류를 변화시키는 단계를 더 포함할 수도 있다.
이온화 압력 게이지는 전자 방출 전류로 전자들을 방출시키도록 캐소드를 가열하는 수단, 트랜지스터 회로를 통하여 캐소드 바이어스 전압을 제어하는 수단, 및 낮은 입력 임피던스로 트랜지스터 회로를 통하여 전자 방출 전류를 흐르게 하는 수단을 포함할 수 있다.
전술한 것은 유사 참조 문자들이 상이한 도면들 전체에 걸쳐 동일한 부분들을 지칭하는 첨부 도면들에 도시되는 바와 같은 본 발명의 예시적 실시예들의 이하의 보다 특정한 설명으로부터 명백할 것이다. 도면들은 반드시 일정 비율로 그려지는 것은 아니고, 강조가 대신에 본 발명의 실시예들을 예시할 시에 배치된다.
도 1a는 기존 베이어드-알퍼트(BA) 열음극 이온화 게이지(HCIG)를 도시하는 개략도이다.
도 1b는 도 1a에서의 캐소드에 대한 전자 방출 전류 및 캐소드 바이어스 전압의 그래프들 포함한다.
도 1c는 가변 전자 방출 전류원을 갖는 도 1a의 기존 BA HCIG를 도시하는 개략도이다.
도 2a는 전자 방출 전류를 흐르게 하는 전계 효과 트랜지스터(FET) 회로를 포함하는 일 실시예 HCIG를 도시하는 개략도이다.
도 2b는 도 2a에 도시된 이온화 압력 게이지와 같은 이온화 압력 게이지를 작동시키는 일 실시예 방법을 도시하는 흐름도이다.
도 3a는 전자 방출 전류를 흐르게 하는 FET 트랜지스터 회로, 마이크로제어기, 및 누설 전류 경감을 위한 회로망을 갖는 대안적인 실시예 HCIG를 도시하는 개략도이다.
도 3b는 도 3a에 도시된 HCIG의 보다 상세한 개략도이다.
도 3c는 누설 전류의 영향을 경감하는 일 실시예 방법을 도시하는 흐름도이다.
본 발명의 예시적 실시예들의 설명이 뒤따른다.
열음극 이온화 진공 압력 게이지들(HCIGs)은 반도체 제조, 박막 증착, 고에너지 물리학, 이온 주입 및 공간 시뮬레이션과 같은 매우 다양한 응용에 사용된다. 이러한 응용들 중 많은 것은 높은 게이지 신뢰성, 낮은 고장률들, 및 많은 차수의 압력에 걸친 양호한 압력 측정 정확성을 필요로 한다. 더욱이, 이러한 응용들 중 많은 것은 정확한 압력 측정이 작은 시간 간격에서 반복되는 것을 필요로 하고 HCIG의 전자 방출 전류 제어 루프를 제어하는 서보 기구 정정 시간들을 견딜 수 없을 수 있다. 이러한 고려 사항을 염두에 두고, 제어 루프 정정을 고려하지 않고 그리고 긴 수명에 걸쳐 작은 시간 간격으로 매우 정확한 압력 측정치들을 보고하는 HCIG들의 능력을 증가시키는 것이 매우 중요하다.
도 1a는 전형적 베이어드-알퍼트(BA) HCIG를 도시한다. 상술한 바와 같은 그러한 게이지의 작동의 일반적 원리들을 예를 들어, US 특허 제 7,295,015호 및 제 7,429,863호(그 전체가 참조로 본원에 포함됨)에 설명한다. 캐소드(208)는 캐소드 가열기 전원 공급기(VH)에 의해 공급되는 전류에 의해 가열되도록 구성된다. 캐소드 가열기 전원 공급기(VH)는 제어 신호(109)에 의해 서보 기구(107)에 의해 제어된다. 캐소드(208)는 예를 들어, +30 V일 수 있는 캐소드 바이어스 전압(VC)으로 유지된다. 측정치들은 캐소드 바이어스 전압(VC)을 모니터링하는 전압 센서(165)가 지정된 작동 캐소드 바이어스 전압(예를 들어, +30 V)을 판독할 때, 유효하고 교정된다.
전기적으로 가열될 때, 캐소드(208)는 애노드(206) 쪽으로 전자들(e-)을 방출시킨다. 이러한 전자 방출은 전자 흐름에 반대의 방향으로 동등한 양전류 흐름인, 전자 방출 전류(ie)에 의해 한정된다. 도 1a에 도시된 바와 같이, 애노드는 애노드 체적(이온화 체적)을 한정하는 원통형 와이어 그리드(애노드 그리드)로서 구성될 수 있다. 이온 컬렉터 전극(217)은 이온화 체적 내에 배치된다. 애노드 바이어스 전압은 캐소드에서 떠나서 애노드(206) 쪽으로 그리고 이것을 통해 전자들(e-)을 가속화시킨다. 애노드는 전형적으로 +180 V인 애노드 바이어스 전압(VA)으로 유지된다. 궁극적으로, 캐소드로부터 방출되는 모든 전자는 애노드에 의해 수집된다. 전자들의 이동 중, 강력한 전자들이 존재할 수 있는 기체 분자들 및 원자들에 충돌하여, 양이온들을 생성한다. 양이온들은 그 다음 애노드 체적에서 생성되는 전계에 의해 이온 컬렉터 전극(217)으로 몰아진다. 전계는 예를 들어, +180 V로 유지될 수 있는 애노드 및 예를 들어, 접지 전위로 유지될 수 있는 이온 컬렉터에 의해 생성될 수 있다. 컬렉터 전류가 그 다음 이온 컬렉터에서 생성되고, 이온화 체적 내의 기체의 압력이 이온 전류로부터 계산될 수 있다. 이온 컬렉터(217)는 이온 컬렉터 전류를 측정하고 가상 접지에서 일반적으로 작동되는 전기계(트랜스임피던스 증폭기 피코 전류계)(223)에 연결된다.
서보 기구(107)의 목적은 정확하게 +30 V로 캐소드의 하단에서의 캐소드 바이어스 전압(VC)을 유지하는 것이다. 전압(VC)이 +30 V 미만으로 강하하면, 그 때 서보 기구(107)는 캐소드(208)와 애노드(206) 사이의 전자 흐름을 증가시키는 캐소드 가열 전력을 증가시키고 캐소드의 하단에서의 전압을 끌어올린다. 다른 한편으로는, 전압(VC)이 +30 V 초과로 상승하면, 서보 기구(107)는 전자 흐름을 감소시키는 캐소드 가열 전력을 감소시키고 전압(VC)이 강하하는 것을 가능하게 한다. 주어진 캐소드 바이어스 전압(VC)에서, 서보 기구 평형 상태로 흐를 전자 방출 전류(ie)의 양은 스위치(Se)에 의해 선택될 수 있다. 최적의 전자 방출 전류는 기체 압력, 원하는 캐소드 수명, 측정 정확성 등에 의존한다. 스위치(Se)는 마이크로제어기(미도시)로부터의 커맨드 신호(111)에 의해 제어된다. 가장 좌측 스위치 위치에서, 시스템은 전자 방출 전류(ie) = +30 V/10 ㏀ = 3 ㎃일 때, 유효하고 교정될 것이다. 다른 스위치 위치들에 상응하는 다른 전자 방출 전류 선택들은 각각 +30 V/100 ㏀ = 0.3 ㎃ 및 +30 V/1 ㏁ = 30 ㎂이다.
도 1a에 도시된 기존 HCIG와 같은 기존 HCIG들의 수가지 단점이 있다. 우선, 스위치(Se)는 한정된 수의 위치만을 갖는다. 임의의 주어진 스위치 위치에서, 전자 방출 전류는 측정 정확성과 게이지 수명 사이의 최적의 트레이드오프(tradeoff)에서 여전히 통상적으로 멀리 있다. 캐소드 수명을 연장시키기 위해 예를 들어, 20 마이크로암페어(㎂) 미만의 전자 방출 전류들을 유지하는 것이 바람직하다. 그러나 누설 전류들의 존재로, 실제 전자 방출 전류는 인지되지 않을 수 있고, HCIG 캐소드는 누설 전류들을 초과하고 압력 측정 정확성을 유지하는 충분히 높은 전자 방출 전류로 작동되어야 한다. 더욱이, 불감 시간들을 최소화하고 원하는 정확성을 제공하기 위해 비교적 복잡하고 고가인 서보 기구(107)가 전형적으로 필요하다. 더욱이, 임의의 실 서보 기구 구현은 비제로 정정 시간 및 제어 오류를 가지므로, 캐소드 바이어스 전압(VC)의 실제 값은 흔히 +30 V에서 상당히 벗어난다.
도 1b는 도 1a에서의 서보 기구(107)의 비제로 정정 시간의 영향들을 도시한다. 도 1b의 상단 그래프는 시간이 지남에 따른 전자 방출 전류(ie)를 도시하는 반면에, 도 1b의 하단 그래프는 시간이 지남에 따른 캐소드 바이어스 전압(VC)을 도시한다. 상단 그래프에 도시된 바와 같이, 스위치(Se)는 시간(130a)에서 위치를 변경하며, 이는 캐소드 바이어스 전압(VC)을 즉시 강하하게 한다. 서보 기구(107)는 궁극적으로 (전자 방출 전류를 증가시키는 캐소드 가열 전력을 증가시킴으로써) 전압(VC)이 다시 상승하게 할 것이지만, 이는 압력 측정들이 이용 가능하지 않은 시간 구간(132a)(불감 시간)을 필요로 한다. 정정 시간(132a)은 예를 들어, 산업 표준 정정 시간인 3 초까지일 수 있다. 이러한 가동은 일부 HCIG 사용자가 예를 들어, 매 25 ㎳마다 유효한 압력 업데이트를 요구함에 따라, 흔히 용인되지 않는다. 도 1b에 또한 도시된 바와 같이 시간(130b)에서, HCIG의 기체 압력은 빠르게 변화될 수 있어, 전자 방출 전류(ie) 및 캐소드 바이어스 전압(VC) 둘 다가 일시적으로 상승하거나 하강하게 한다. 기간(132b)에 걸쳐, 압력의 측정치들은 마찬가지로 무효하다. 도 1b에 도시된 바와 같이 통상적 HCIG들에서, 전자 방출 전류 및 캐소드 바이어스 전압(VC)은 "결합되거나", 한쪽이 다른 한쪽에 영향을 준다.
도 1c는 전자 방출 전류 제어에 대한 대안적인 기존 접근법을 도시한다. 도 1c에 도시된 개략도에서, 스위치(Se) 및 저항기들의 그룹은 가변 전류원(115)으로 대체된다. 전류원(115)은 마이크로제어기(미도시)로부터의 커맨드(113)에 의해 제어된다. 이는 소수의 별개의 미리 선택된 전자 방출 전류 선택으로 제한되는 문제를 해결하고, 따라서, 전자 방출 전류는 임의의 값일 수 있다.
그러나, 도 1c의 설계 아키텍처는 심각한 문제를 도입시킨다. 캐소드(208)의 하단에서의 노드는 접지에의 대략 무한한 임피던스를 가져, 캐소드 전력 및 전자 방출 전류에 극도로 반응하는 캐소드 바이어스 전압(VC)을 야기한다. 서보 기구(107)는 극도로 복잡하고, 덜 정확하고, 잠재적으로는 불안정해진다. 서보 기구(107)는 정정하는데 매우 오랜 시간이 걸릴 수 있다. 따라서, 조정 가능한 전류원(115)을 갖는 이점은 회로 안정성 및 신뢰성에서의 상당한 트레이드오프들이 딸린다.
본 발명의 실시예들에 따르면, 전자 방출 전류와 캐소드 바이어스 전압 사이의 결합 또는 의존과 연관된 문제들이 극복될 수 있다. 트랜지스터 회로는 전자 방출 전류 및 캐소드 바이어스 전압을 독립적으로 제어하는데 사용될 수 있다. 그러한 트랜지스터 회로는 전자 방출 전류와 관계 없이 캐소드 바이어스 전압을 제어하면서, 매우 낮은 입력 임피던스로 전자 방출 전류를 흐르게 할 수 있다. 도 1a 내지 도 1c에 도시된 수반하는 정정 시간들을 갖는 서보 기구(107)는 기체 압력 또는 전자 방출 전류에 관계 없이 연속적으로 유효한 압력 측정치들을 제공하도록 제거될 수 있다. 더욱이, 일부 실시예는 누설 전류들의 경감을 제공할 수 있어, 압력 측정들이 더 긴 게이지 수명에 걸쳐 더 정확하게 한다.
도 2a는 낮은 입력 임피던스로 전자 방출 전류를 흐르게 하고 캐소드 바이어스 전압을 제어하는 트랜지스터 회로(220)를 갖는 HCIG를 도시하는 개략도이다. 도 2a에 도시된 HCIG의 트랜지스터 회로(220)는 도 1a의 스위치(Se), 전압 센서(165) 및 서보 기구(107)를 대체하는 공통 게이트 금속 산화물 반도체 FET(MOSFET)(221) 및 전류 센서(219) 둘 다를 포함한다. 전류 센서(219)는 예를 들어, 전류계 또는 임의의 전류 감지 디바이스 또는 회로일 수 있다. 다른 실시예들에서, 트랜지스터 회로(220)는 단일 MOSFET(221) 및 전류 센서(219)에 더하여 부가 전기 구성 요소들을 포함한다.
마이크로제어기(미도시)로부터의 커맨드 신호(209)는 캐소드를 가변적으로 가열하기 위해 가변 캐소드 가열 전원 공급기(VH)를 가변적으로 제어한다. 커맨드 신호(209)는 또한 도 1a에서의 서보 기구(107)로부터의 제어 신호(109)를 대체한다. 따라서, 도 3a의 설명에 추가로 설명하는 마이크로제어기가 캐소드 가열 전력을 제어하기 위해 캐소드 가열 전원(VH)에 전기적 연결되는 제어 신호(209)를 제공한다. 전류 센서(219)는 트랜지스터(221)를 통한 전자 방출 전류를 측정한다. 마이크로제어기로 공급되는 그러한 센서로부터의 출력은 신호(209)를 통해 전자 방출 전류를 제어하는데 사용될 수 있다. 도 1a 및 도 1c의 서보 기구 제어와 달리, 피드백은 감지된 캐소드 바이어스 전압으로부터보다는 오히려 캐소드 바이어스 전압과 관계 없는 전자 방출 전류를 제어하기 위한 감지된 전자 방출 전류로부터이다.
본원에 사용되는, "낮은 입력 임피던스"는 전자 방출 전류의 변화들이 캐소드 바이어스 전압을 유의미하게 변화시키지 않기에 충분히 작은 임피던스를 나타낸다. 예를 들어, 캐소드 바이어스 전압 공차는 원하는 측정 정확성을 제공하도록 ± 1.0 V일 수 있고, 최대 예상된 전자 방출 전류는 10 ㎂일 수 있다. 그러한 경우에, 트랜지스터 회로는 입력 임피던스가 대략 1.0 V/10 ㎂ = 100 ㏀보다 더 작으면, 원하는 이익들을 제공할 수 있다. 트랜지스터 회로의 입력 임피던스는 트랜지스터 회로의 입력 임피던스가 전형적 FET의 입력 임피던스와 같은 앞서 계산된 값 미만이면, “실질적으로 제로”로서 고려될 것이다. 예를 들어, 1000 Ω의 정도의 실질적으로 제로 입력 임피던스들은 본원에 예시되는 회로들과 같은 회로들로 달성될 수 있다. 더욱이, 도 2a에 도시된 트랜지스터 회로는 FET 오프셋 전압을 감지하거나 추정하고 FET 오프셋 전압을 소거하는 회로를 추가함으로써 추가로 개선될 수 있다. 그러한 개선들은 대략 1 내지 100 Ω 범위의 실질적으로 제로 입력 임피던스들로 유효 입력 임피던스를 더 감소시킬 수 있다. 트랜지스터 회로의 입력 임피던스는 폭넓게 달라질 수 있고 방출 전류, 트랜지스터 회로에서의 트랜지스터의 특정 선택, 회로 복잡성 등에 의존할 수 있다.
도 2a에서, 전자 방출 전류(ie)는 공통 게이트 MOSFET 증폭기 트랜지스터(221)의 이미터 기준 단자와 컬렉터 기준 단자 사이에서 캐소드 전자 방출 전류를 흐르게 하는 공통 게이트 MOSFET 증폭기 트랜지스터(221)를 통해 흐른다. 이미터와 베이스 제어 단자 사이의 전압은 대략 1.5 V의 공칭 전압을 가질 수 있다. 따라서, 게이트에 고정된 전압(여기서, +28.5 V)을 인가하는 것은 소스로부터 드레인으로 흐르는 전자 방출 전류(ie)의 양에 반응하지 않는 캐소드의 베이스에서의 +30 V의 공칭 전압(VC)을 산출한다. 따라서, 전자 방출 전류(ie) 및 캐소드 바이어스 전압(VC)은 "분리되고" 독립된다. 즉, 트랜지스터 회로는 전자 방출 전류의 크기와 관계 없이 캐소드 바이어스 전압을 제어한다. 게다가 소스에서의 낮은 입력 임피던스 때문에, 전자 방출 전류는 전류 센서(219)를 포함하는 트랜지스터 회로에 의해 유의미한 영향을 받지는 않는다.
도 2a의 HCIG는 도 1b에 도시된 구간들(132a 및 132b)과 같은 어떤 불감 시간들도 갖지 않는다. 따라서, 도 2a의 HCIG로의 모든 압력 측정치가 임의의 주어진 시간에서 유효하고 교정된다. 상이한 보다 최적의 전자 방출 전류가 어떤 이유로든 원해지면, (도 2a에 도시되지 않은) 마이크로제어기는 캐소드 가열 전원 공급기(VH)로 상이한 커맨드(209)를 단순히 송신하여 캐소드 바이어스 전압에 대한 유의미한 영향 없이 전자 방출 전류를 변화시킬 수 있다. 전자 방출 전류는 캐소드 전력에 따른 연속적인 범위의 값들 중 임의의 것을 가질 수 있고, 도 1a에서와 같이 작은 세트의 미리 선택된 값들로의 어떤 제한도 없다. 마찬가지로, 캐소드 바이어스 전압은 전자 방출 전류에 영향을 주지 않고 트랜지스터(221)의 베이스에의 제어 전압을 변화시킴으로써 용이하게 그리고 빠르게 변화될 수 있다.
다른 실시예들에서, 트랜지스터 회로는 일정 별개의 값만으로 캐소드 바이어스 전압을 제어하도록 구성될 수 있다. 그러나, 도 2a의 트랜지스터 회로에서와 같은 트랜지스터 회로가 마이크로제어기의 디지털 분해능에 의해서만 제한되는 연속적인 범위의 값들을 통해 캐소드 바이어스 전압을 가변적으로 제어하는 것을 가능하게 하는 것이 바람직하다. 캐소드 온도가 전자 방출 전류의 변화들로 상이한 값들로 상승하거나 하강하는 동안에도, 압력 측정치들은 계속해서 유효하다. 따라서, 도 2a는 본 발명의 실시예들이 전자 방출 전류를 하나의 값에서 다른 값으로 변화시키는 동안에도, 이온화 게이지로 압력을 측정하는데 사용될 수 있는 방법을 도시한다.
도 2b는 도 2a에 도시된 게이지와 같은 이온화 압력 게이지를 작동시키는 방법을 도시하는 흐름도이다. 241에서, 캐소드(208)는 전자 방출 전류(ie)로 전자들을 방출시키도록 가열된다. 243에서, 캐소드 바이어스 전압(VC)은 트랜지스터 회로를 통하여 제어된다. 도 2a에서 예를 들어, 트랜지스터 회로(220)는 트랜지스터(221) 및 전류 센서(219)를 포함한다. 245에서, 전자 방출 전류(ie)는 VH를 통하여 제어되고 낮은 입력 임피던스로 트랜지스터 회로를 통하여 전류 측정 회로로 흘러진다. 도 2a에서, 전류 측정 회로는 전류 센서(219)를 포함한다. 다른 실시예들에서, 전류 측정 회로는 전자 방출 전류를 측정하도록 구성되는 임의의 수의 구성 요소 또는 디바이스를 포함할 수 있다.
도 2a에 도시된 회로 구현은 공통 게이트 MOSFET 증폭기이다. 그러나, 다른 구현들이 다양한 다른 설계 상황에 대해 가장 양호한 실행을 제공할 수 있다. 예시적 대안들은 공통 게이트 JFET 증폭기, 공통 베이스 이극식 트랜지스터 증폭기 및 트랜스임피던스 증폭기를 포함한다. 모든 구현은 실질적으로 제로인 입력 임피던스 및 전자 방출 전류에 비례하는 전압 출력을 공통적으로 갖는다. 그러나, 이극식 트랜지스터 구현들은 전자 방출 전류의 일부가 트랜지스터 베이스를 통해 흐르고 전류 센서(219)에서 미계량이므로, 덜 바람직하다. FET 구현들은 예를 들어, 이러한 결점을 갖지 않고 따라서, 이극식 트랜지스터 구현들을 넘어 바람직하다.
도 3a는 도 2a의 FET(221)의 직접적 바이어스가 가변 전압원(331)으로 대체되는 HCIG 회로를 도시하는 개략도이다. 가변 전압원(331)은 마이크로제어기(232)로부터 게이트 제어 신호(327)를 수신하도록 캐소드 바이어스 전압 제어 입력을 갖는다. 따라서, 가변 전압원(331)은 트랜지스터(221) 게이트(제어 단자)의 바이어스 전압을 제어하도록 마이크로제어기(232)에 의해 제어된다. 가변 전압원(331)이 도 3a의 실시예에 사용되지만, 마이크로제어기로부터의 직접적 입력 또는 고정된 전압원이 다른 실시예들에서 사용될 수 있다. 도 2a에서와 같이, FET는 소스 기준 단자와 전자 방출 전류에 반응하지 않은 게이트 제어 단자 사이의 오프셋 전압을 가지므로, 캐소드 바이어스 전압은 게이트 전압 플러스 오프셋에 의해 정확하게 설정될 수 있다. 또한, 전자 방출 전류는 앞서 논의된 이점들에 대한 실질적으로 제로 입력 임피던스를 직면한다.
가변 전압원(331)은 +12 V에의 다이오드(335)를 포함하는 오프셋 회로(334)와의 조합으로, FET 오프셋 전압(VGS)의 정확한 교정을 가능하게 한다. 상세하게는, 캐소드(208)의 캐소드 바이어스 전압은 (전원(331)을 통하여) FET의 게이트에 인가되는 전압 플러스 FET(221)의 오프셋 전압과 동등하다. 다이오드(335)는 FET 트랜지스터(221)의 오프셋의 검출을 용이하게 하도록 트랜지스터 회로에 전기적 연결된다. 다이오드 전압 강하는 양호하게 한정된다. 제로 캐소드 가열 전력 및 제로 실제 전자 방출 전류로, FET(221)에의 게이트 전압은 전류가 219에서 감지될 때까지, 점진적으로 감소될 수 있다. 그 점에서, FET 소스 게이트 오프셋은 (+12.0 V 마이너스 다이오드 전압)과 게이트 전압(331) 사이의 차다. 오프셋 전압은 광범위한 소스 (방출) 전류에 걸쳐 비교적 일정하다. 이는 예를 들어, +30 V 노드의 어떤 직접적 측정도 없더라도, 캐소드의 하단에서의 전압이 +30 V로 매우 정확히 설정되는 것을 가능하게 한다. +30 V 노드의 임의의 직접적 측정을 피하는 것은 노드의 전압의 임의의 직접적 측정이 일부 비제로 전류를 배출시킬 것이며, 이는 전자 방출 전류 측정 오류를 야기할 수 있으므로, 이러한 실시예의 유용한 특징이다. 도 3a의 실시예에서, 다이오드(335)는 트랜지스터(221) 오프셋을 검출하는 오프셋 회로(334)의 유일한 구성 요소이다. 그러나 다른 실시예들에서, 대안적인 오프셋 회로가 별도로 또는 서로와의 조합으로, 트랜지스터(221)의 오프셋을 검출하도록 구성되는 임의의 수의 구성 요소를 포함할 수 있다.
다이오드(335) 없이도, 도 3a에서의 HCIG를 사용하는 압력 측정들은 예를 들어, 대략 5% 내의 정확성을 가질 수 있다. 그러나, 다이오드(335)를 사용하여 FET 오프셋 전압을 교정하는 이익들로, 이론적 압력 측정 정확성은 예를 들어, 대략 1% 내이다. FET 오프셋을 교정하는 것에 대한 다이오드 접근법이 매우 컴팩트하고 경제적이지만, 교정에 대한 대안적인 접근법들이 사용될 수도 있다는 점이 주목되어야 한다. 또한 덜 바람직하더라도, 원하는 캐소드 바이어스 전압 마이너스 FET 오프셋 전압으로 FET 게이트 전압을 설정하는 것 대신에 실제 캐소드 바이어스 전압이 측정될 수 있다. 이러한 대안적인 접근법은 또한 FET의 교정 없이 캐소드 바이어스 전압이 매우 정확한 것을 가능하게 한다. 그러나 이러한 대안적인 접근법에서, 전자 방출 전류 정확성은 캐소드 바이어스 전압 측정 회로로 흐르는 일부 전자 방출 전류로 인해 다소 감소될 수 있다.
마이크로제어기(232)는 전류 센서(219)로부터 전기적 출력되고 연결되는 전기 입력(325)을 통하여 전류 센서(219)를 통해 흐르는 전류를 모니터링한다. 상세하게는, 전자 방출 전류 모니터 입력(325)은 전류 센서(219)를 판독하기 위해 마이크로제어기(232)에 의해 사용된다.
도 3a는 또한 누설 전류가 본 발명의 실시예들을 사용하여 경감될 수 있는 방법을 도시한다. HCIG들은 예를 들어, 캐소드 및 애노드 각각 사이에서, 그리고 HCIG의 외부에서 신호들을 전하는 하나 이상의 전기 피드스루를 전형적으로 갖는다. 예를 들어, 전자 방출 전류(ie)가 하나의 그러한 피드스루 핀에 의해 전해진다. 이러한 핀들은 피드스루 절연체들에 의해 게이지 헤더 하우징 및 접지로의 다른 경로들로부터 절연된다. 그러나 시간이 지남에 따라, 전도성 코팅들이 피드스루 절연체들 상에 형성될 수 있으며, 이는 누설 전류에 대한 낮은 임피던스 경로들을 야기할 수 있다. 예를 들어, 코팅들은 테라옴(TΩ)에서 메가옴(㏁)까지 그리고 일부 경우에 훨씬 더 적게 피드스루 핀들로부터 게이지의 헤더 하우징으로의 등가 저항을 감소시킬 수 있고, 감소된 임피던스는 내부 전극들과 헤더 하우징 또는 접지로의 다른 경로들 사이에서 누설 전류들이 전개되는 것을 가능하게 할 수 있다. 절연체들은 다양한 물리 화학적 공정을 통해 코팅될 수 있다. 게이지의 내부면들로부터 스퍼터링되는 재료의 가시선 침전물들이 전도성 코팅들의 전개를 야기할 수 있다. 열 또는 전자 충돌 과정들을 통한 전구체 기체들의 분해는 절연체들에 결속되고 또한 피드스루 절연체들에서 전기 전류의 전도를 가능하게 할 수 있는 부산물들을 생성할 수 있다. 증착된 코팅들의 전도성은 피드스루들이 상승된 온도들에서 작동하면, 코팅들의 부가 분해에 의해 강화될 수도 있다. 캐소드 전기 피드스루 절연체들 상의 오염은 캐소드 전기 피드스루 절연체들이 전형적으로 예를 들어, 전기 피드스루들의 나머지보다 더 고온으로 작동하므로, 이러한 표면 분해 메커니즘에 의해 전도성이 될 수 있다. 캐소드 피드스루들은 캐소드 피드스루들이 백열성의 캐소드에 견고하게 연결되고 흔히 헤더에서 최대 레벨의 오염을 나타내므로, 통상적으로 더 고온이다.
오염이 증가함에 따라, 오염은 축적될 수 있고 궁극적으로 (예를 들어, 캐소드 열화에 의해) 게이지가 고장나게 할 수 있다. 오염은 또한 무시된다면, 부정확성들을 야기하는 누설 전류들에 원인이 있다. 누설 전류들은 HCIG들에 사용될 수 있는 최소 실제적 전자 방출 전류를 제한하여 HCIG들이 작동될 수 있는 상부 압력을 제한한다. 누설 전류들은 HCIG들이 이러한 압력들에서 매우 적은 이온 전류들을 측정할 필요로 인해 작동될 수 있는 하부 압력을 제한할 수도 있다.
도 3a는 전자 방출 전류 경로로부터 일부 전류를 재지향시키는 하나의 그러한 누설 전류 경로를 도시한다. (RCL로서 나타내어지는) 피드스루 절연체 오염에서 발생하는 저항(RCL)을 통해 흐르는 이러한 전류는 iCL로 나타내어진다. 도 3b와 함께 후술하는 절차를 이용하여, 누설 전류(iCL)의 영향들은 마이크로제어기(232)가 실 전자 방출 전류(
Figure 112018012084222-pct00001
)의 표시 도수를 얻을 수 있도록 상쇄될 수 있다. 도 3c와 함께 후술하는 절차는 도 3a에 도시된 바와 같은 전자 방출 전류 경로에 연결되는 누설 테스트 전류원(337)인 부가 전류 공급기를 이용한다. 도 3a의 실시예는 편리한 전류원으로서 애노드 전원 공급기(333)를 이용한다. 다른 실시예들에서, 전류는 트랜지스터 전류원과 같은 별도의 전원 공급기에 의해, 또는 시스템에 이미 존재하는 상이한 전원 공급기에 의해 제공될 수 있다.
도 3a에서, 1 ㏁ 저항기 및 10 ㏁ 저항기인, 2개의 저항기가 병렬로 애노드 전원 공급기(333)에 전기적 연결되어, 누설 테스트 전류원(337)을 형성한다. 따라서, 누설 테스트 전류원(337)은 애노드 바이어스 공급기에 결합되는 저항을 포함한다. 결국, MOSFET 트랜지스터(221)는 제로로 설정되는 전자 방출 전류로도 트랜지스터(221)를 통한 전류 흐름을 가능하게 하도록 누설 테스트 전류원(337)에 전기적 연결된다. 전류는 전기적 연결된 누설 전류 범위 선택기 신호(329)를 통하여 마이크로제어기(232)에 의해 제어되는 누설 전류 범위 선택 스위치(Ss)의 위치에 의존하여 전자 방출 전류 경로로 단독으로 10 ㏁ 저항기, 또는 병렬로 10 ㏁ 및 1 ㏁ 저항기들을 통해 흐르는 것이 가능해진다. 스위치(Ss)는 추가로 후술하는 바와 같이 누설 전류(iCL)의 레벨에 따라 누설 테스트 전류원(337)의 전류 범위를 전환하도록 구성된다. 스위치(Ss)는 더 넓은 범위의 누설 저항을 통해 누설 전류들의 보다 정확한 소거를 가능하게 한다. 그러나 다른 실시예들에서, 적당한 범위의 누설 저항(RCL)을 통한 적당히 정확한 소거가 10 ㏁ 저항기 또는 상이한 저항기 단독으로 수행될 수 있다. 누설 테스트 전류원(337)의 사용을 도 3c에 대하여 후술한다.
도 3b는 도 3a에서의 실시예 HCIG의 개략도이다. 도 3a의 마이크로제어기(232)는 도 3b에 도시되지 않는다. 그러나, 마이크로제어기(232)로의 그리고 이것으로부터의 다양한 신호가 도 3b에 도시된다. 도 3a의 HCIG에서의 특징부들에 상응하는 도 3b의 개략도의 구획들은 동일한 참조 번호들로 라벨링된다.
도 3b의 누설 전류원(337)은 도 3a에 도시된 바와 같은 하나의 10 ㏁ 저항기를 도시한다. 도 3a의 스위치(SS)는 이러한 개략도에 구현되지 않는다. 도 3b의 상부 우측에 도시된 바와 같이, 필라멘트(208)에 대한 캐소드 바이어스 전압이 FET 캐소드에의 연결에 의해 제공된다.
가변 게이트 전압 제어기(331)는 도 3a에 도시된 마이크로제어기(232)로부터 제어 신호(327)를 수신한다. 제어기(331)에서의 연산 증폭기(오피 앰프)(U1)의 출력은 트랜지스터(Q2)의 베이스를 구동시킨다. U1의 비반전 입력은 FET 게이트 제어 전압의 적절한 설정을 보장하도록 피드백 전압이다. 오피 앰프(U1)의 출력은 그 다음 FET(221)의 게이트에 인가되기 전에 10 V 내지 50 V에 걸칠 수 있는 범위까지 강화된다.
전류 센서(219)에서, 오피 앰프(U2)는 전자 방출 전류를 감지하고 입력 전압을 버퍼링하고, 출력(325)은 마이크로제어기(232)에 연결된다. 저항기(R1)는 상이한 전류 범위에 사용되는 전환 가능 전류 감지 저항기이다.
도 3a에 도시된 선택적 다이오드(335)는 도 3b에서의 CR1이다. FET 소스 전압이 게이트 전압보다 공칭으로 1.5 V 더 높지만, 이러한 값은 구성 요소 공차들로 인해 달라질 수 있다. (어떤 실 전자 방출 전류도 없는 동안) 전류 센서(219)에서 전류를 판독하면서 설정된 게이트 전압을 조정하고 전자 방출 전류가 흐르기 시작할 때까지, 설정된 게이트 전압을 서서히 감소시킴으로써, 오프셋이 더 큰 정밀성으로 인지될 수 있고, 캐소드 바이어스 전압이 더 큰 정밀성으로 설정될 수 있다.
도 3c는 도 3a에 도시된 HCIG에서의 누설 전류의 영향들을 측정하고 소거하는데 사용될 수 있는 예시적 절차를 도시하는 흐름도이다. 351에서, 캐소드 가열 전력은 캐소드 가열 전력 제어(209)를 통하여 제로로 설정된다. 이러한 조건 하에서, 어떤 방출도 캐소드(208)로부터 일어날 수 없다. 353에서, 애노드 전압(VA)은 정상적 작동값(예를 들어, +180 V)으로 설정된다. 355에서, 캐소드 바이어스 전압(VC)은 정상적 작동값(예를 들어, +30 V)으로 설정된다. 357에서, 전류 센서(219)를 통해 흐르는 교정 전류(i교정)가 마이크로제어기(232)에 의해 측정되고 기록된다. 애노드와 FET 소스 사이의 저항이 Rs라는 점을 주목해야 한다. 스위치(SS)가 개방되는 경우에, Rs = 10 ㏁이다. 이러한 경우에, 전류 센서에서 측정되는 모든 전류(i교정)는 전류원(337)의 10 ㏁ 저항기를 통과한다. 10 ㏁ 저항기로부터의 전류의 일부 부분은 누설 저항기(RCL)를 통해 흐르는 반면에, 나머지는 MOSFET(221) 및 전류 센서(219)를 통해 흘러내려간다. 이러한 교정 방법으로 이러한 2개의 경로를 통해 흐르는 부분적 전류들을 인지하는 것이 필요하지 않다. 누설 전류는 Rs를 통한 전류와 i교정, 또는 iCL = [(VA - VC)/RS)] - i교정으로서 감지되는 전류 사이의 차로서 계산될 수 있고, 누설 저항은 RCL = VC/iCL에 의해 계산될 수 있다.
도 3c를 계속해서 참조하면, 359에서, 캐소드 가열 전원 공급기(VH)는 캐소드 가열 전원 공급기(VH)의 정상적 작동값으로 턴 온된다. 캐소드(208)로부터의 방출이 그 다음 일어나고, HCIG의 정상적 작동이 시작된다. 361에서, 전류 센서(219)를 통해 흐르는 전류(
Figure 112018012084222-pct00002
)가 마이크로제어기(232)에 의해 측정되고 기록된다. 캐소드 바이어스 전압(VC)이 교정 전류(i교정)가 측정되었을 때와 동일하므로, 누설 경로를 통한 전류는 iCL = 30 V/RCL로 유지된다. 임의의 실제 전자 방출 전류가
Figure 112018012084222-pct00003
의 측정을 위해 FET(221) 및 전류 센서(219)를 통해 전체적으로 흘러내려갈 것이다. 363에서, 마이크로제어기(232)는
Figure 112018012084222-pct00004
이 RS를 통한 흐름을 포함하므로, 실 전자 방출 전류
Figure 112018012084222-pct00005
=
Figure 112018012084222-pct00006
-
Figure 112018012084222-pct00007
이라고 판단한다. 따라서, 마이크로제어기(232)는 가열된 캐소드로 측정되는 전자 방출 전류와 가열되지 않은 캐소드로 측정되는 전자 방출 전류 사이의 차를 계산하고, 따라서, 상기 차는 누설 전류에 대하여 이온화 압력 게이지의 교정, 즉 전자 방출 전류(ie)의 측정들로부터 누설 전류(iCL)의 영향들을 제거하는 것에 사용된다. 따라서, 실 전자 방출 전류(
Figure 112018012084222-pct00008
)는 제거된 누설 전류의 영향을 갖는다.
더욱이, 이온화 압력 게이지에 의해 측정되는 압력은 측정된 압력이 제거된 누설 전류의 영향을 가질 수도 있으므로, 개선된 정확성으로 계산되고 보고될 수 있다. 도 3c에 추가로 도시된 바와 같이 365에서, 이온화 전류(ii)가 측정된다. 367에서, 압력은 실 전자 방출 전류(
Figure 112018012084222-pct00009
)가 이하: P = (1/S)(ii/
Figure 112018012084222-pct00010
)와 같이 사용되는 것을 제외하면 상술한 압력(P)에 대한 식에 따라 마이크로제어기(232)에 의해 계산된다. 따라서 예를 들어, 각각 도 3a 내지 도 3c의 실시예 장치 및 방법을 사용하여, HCIG가 누설 전류의 영향들에 대해 테스트될 수 있다. 이는 HCIG의 정상적 사용 환경에서 원위치에서 진공 하의 게이지로도 행해질 수 있다. 누설 전류는 누설 전류를 반영하는 i교정을 측정함으로써 테스트된다. 누설 전류는 그 때 예를 들어, 상술한 바와 같이 마이크로제어기(232) 내에서 누설 전류의 영향들을 감산해 냄으로써 대응될 수 있으며, 따라서 압력 측정 정확성을 증가시킨다.
바람직하게는, 10 ㏁ 저항기 또는 병렬로 저항기들 둘 다를 통한 총전류는 누설 전류(iCL)보다 약간 더 크다. 그러한 경우에, i교정은 제로에 근접하고,
Figure 112018012084222-pct00011
, 및 더 작은 오류들이 감산 작동으로 누적될 것이다. 스위치(Ss)는 2개의 상이한 누설 소거 전류 중 하나가 선택되는 것을 가능하게 한다. Ss는 전형적으로 개방될 것이지만, Ss는 예를 들어, 누설 전류(iCL)가 VC/10 ㏁을 초과할 때, 폐쇄될 수 있다. 따라서, 스위치(SS)는 누설 전류의 레벨에 따라 누설 테스트 전류원의 전류 범위를 전환하도록 구성된다.
정확한 누설 전류 소거가 다양한 변경으로 도 3a의 회로와 유사한 회로들을 사용하여 많은 다른 방식으로 수행될 수 있다는 점이 이해되어야 한다. 예를 들어, 가변이고 프로그래밍 가능한 누설 전류원이 전류원(337)을 대신하여 사용될 수 있다. 그러한 프로그래밍 가능한 누설 전류원은 예를 들어, 누설 전류가 전류 센서에서 측정되는 제로보다 더 큰 최소 분석할 수 있는 전류 레벨에 도달할 때까지, 조정될 수 있다. 이러한 경우에, 전류 센서(219)에서의 전류 측정치들은 실제 전자 방출 전류일 것이다. 또한 일부 실시예들에서, 캐소드 가열 전력은 i교정의 측정 동안 턴 오프될 필요가 없다. 예를 들어, 애노드 전압(VA)은 캐소드를 냉각할 필요 없이 전자 방출 전류가 제로이게 하도록 일시적으로 턴 오프될 수 있다. 이러한 실시예들은 i교정의 측정들이 HCIG의 작동의 더 적은 방해로 매우 빠르게 수행될 수 있다는 이점을 갖는다.
도 3a 및 도 3c와 관련되어 설명하는 바와 같은 누설 전류에 대한 교정에 더하여, 누설 전류에 대하여 HCIG를 교정하는데 사용될 수 있는 많은 대안적인 디바이스 및 방법이 있다. 다양한 대안적인 디바이스 및 방법을 변호사 문서 번호 5089.3003-000에 의해 식별되고, 2015년 7월 9일자로 출원되었고, 발명자들 Stephen C. Blouch, Paul C. Arnold, Gerardo A. Brucker, Wesley J. Graba, 및 Douglas C. Hansen을 목록으로 나열하는 “이온화 게이지들에서의 피드스루 누설 전류 검출 및 오염 제거에 대한 디바이스들 및 방법들”이라는 명칭의 미국 특허 출원 제 14/795,706호에 설명한다. 앞서 언급한 출원 및 임의의 다른 특허의 교시들, 공개된 출원들, 및 본원에 인용되는 참조들은 그 전체가 참조로 포함된다.
본 발명이 특히 본 발명의 예시적 실시예들을 참조하여 나타내어지고 설명되었지만, 형태 및 세부 사항들의 다양한 변경이 첨부된 청구항들에 의해 포함되는 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 예시적 실시예들에 행해질 수 있다는 점이 당업자에 의해 이해될 것이다. 예를 들어, 트랜지스터 회로의 단일 트랜지스터는 보다 복잡한 트랜지스터 회로로 대체될 수 있다.

Claims (37)

  1. 전자 방출 전류로 전자들을 방출시키도록 가열되도록 구성되는 캐소드; 및
    낮은 입력 임피던스로 상기 전자 방출 전류를 흐르게 하고 상기 캐소드의 캐소드 바이어스 전압을 제어하도록 구성되는 트랜지스터 회로를 포함하는 이온화 압력 게이지로서,
    상기 이온화 압력 게이지는 방출된 전자들로부터 기인하는 이온 전류를 검출하고 그리고 상기 이온 전류에 기초하여 압력의 표시를 제공하는,
    이온화 압력 게이지.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 100 ㏀ 미만인, 이온화 압력 게이지.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 트랜지스터 회로는 상기 전자 방출 전류의 크기와 관계 없이 캐소드 바이어스 전압을 제어하는, 이온화 압력 게이지.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 캐소드를 가변적으로 가열하는 가변 가열 전원을 더 포함하는, 이온화 압력 게이지.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 트랜지스터 회로는 전계 효과 트랜지스터(FET)의 소스를 통해 상기 전자 방출 전류를 흐르게 하고 인가된 게이트 전압으로 캐소드 바이어스 전압을 제어하는 전계 효과 트랜지스터(FET)를 포함하는, 이온화 압력 게이지.
  6. 제5항에 있어서,
    캐소드 바이어스 전압은 상기 FET의 게이트에 인가되는 전압 플러스 상기 FET의 오프셋 전압과 동등한, 이온화 압력 게이지.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 FET의 게이트는 캐소드 바이어스 전압을 가변적으로 제어하도록 가변 전압원에 전기적 연결되는, 이온화 압력 게이지.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 트랜지스터 회로에서의 트랜지스터의 오프셋을 검출하는 회로를 더 포함하는, 이온화 압력 게이지.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 트랜지스터의 상기 오프셋을 검출하는 상기 회로는 상기 트랜지스터 회로에 전기적 연결되는 다이오드를 포함하는, 이온화 압력 게이지.
  10. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 트랜지스터 회로는 상기 트랜지스터 회로에서의 트랜지스터를 통한 상기 전자 방출 전류를 측정하도록 전류 센서를 포함하는, 이온화 압력 게이지.
  11. 이온화 압력 게이지를 작동시키는 방법으로서:
    전자 방출 전류로 전자들을 방출시키도록 캐소드를 가열하는 단계;
    트랜지스터 회로를 통하여 상기 캐소드의 캐소드 바이어스 전압을 제어하는 단계;
    낮은 입력 임피던스로 상기 트랜지스터 회로를 통하여 상기 전자 방출 전류를 흐르게 하는 단계; 및
    방출된 전자들로부터 기인하는 이온 전류를 검출하고 그리고 상기 이온 전류에 기초하여 압력의 표시를 제공하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 100 ㏀ 미만인, 방법.
  13. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    캐소드 바이어스 전압은 상기 전자 방출 전류의 크기와 관계 없이 제어되는, 방법.
  14. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 캐소드를 가열하는 단계는 가변 전자 방출 전류로 상기 전자들을 방출시키도록 가변적으로 가열하는 단계를 포함하는, 방법.
  15. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 트랜지스터 회로는 전계 효과 트랜지스터(FET)의 소스를 통해 상기 전자 방출 전류를 흐르게 하고 인가된 게이트 전압으로 캐소드 바이어스 전압을 제어하는 전계 효과 트랜지스터(FET)를 포함하는, 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    캐소드 바이어스 전압은 상기 FET의 게이트에 인가되는 전압 플러스 상기 FET의 오프셋 전압과 동등한, 방법.
  17. 제15항에 있어서,
    캐소드 바이어스 전압을 제어하는 단계는 상기 FET의 게이트에 가변 전압원을 적용시키는 단계를 포함하는, 방법.
  18. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 트랜지스터 회로에서의 트랜지스터의 오프셋을 검출함으로써 상기 트랜지스터 회로를 교정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 트랜지스터의 상기 오프셋을 검출하는 단계는 다이오드를 사용하는 단계를 포함하는, 방법.
  20. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 트랜지스터 회로에서의 트랜지스터를 통한 상기 전자 방출 전류를 측정하도록 전류 센서를 사용하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  21. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    압력 측정에서의 불감 시간 없이 하나의 값에서 다른 값으로 상기 전자 방출 전류를 변화시키는 단계를 더 포함하는, 방법.
  22. 전자 방출 전류로 전자들을 방출시키도록 캐소드를 가열하는 수단;
    트랜지스터 회로를 통하여 상기 캐소드의 캐소드 바이어스 전압을 제어하는 수단;
    낮은 입력 임피던스로 상기 트랜지스터 회로를 통하여 상기 전자 방출 전류를 흐르게 하는 수단; 및
    방출된 전자들로부터 기인하는 이온 전류를 검출하고 그리고 상기 이온 전류에 기초하여 압력의 표시를 제공하는 수단
    을 포함하는, 이온화 압력 게이지.
  23. 제1항에 있어서,
    상기 이온화 압력 게이지는 방출된 전자들로부터 야기되는 이온 전류를 검출하고, 상기 이온 전류에 기초하여 압력의 표시를 제공하는, 이온화 압력 게이지.
  24. 제1항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 최대 예상된 전자 방출 전류에 대한 캐소드 바이어스 전압 공차의 비보다 작은, 이온화 압력 게이지.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 캐소드 바이어스 전압 공차는 ± 1.0 V인, 이온화 압력 게이지.
  26. 제2항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 1000 Ω 미만인, 이온화 압력 게이지.
  27. 제2항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 100 Ω 미만인, 이온화 압력 게이지.
  28. 제11항에 있어서,
    방출된 전자들로부터 야기되는 이온 전류를 검출하는 단계 및 상기 이온 전류에 기초하여 압력의 표시를 제공하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  29. 제11항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 최대 예상된 전자 방출 전류에 대한 캐소드 바이어스 전압 공차의 비보다 작은, 방법.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 캐소드 바이어스 전압 공차는 ± 1.0 V인, 방법.
  31. 제12항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 1000 Ω 미만인, 방법.
  32. 제25항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 100 Ω 미만인, 이온화 압력 게이지.
  33. 제22항에 있어서,
    방출된 전자들로부터 야기되는 이온 전류를 검출하는 수단 및 상기 이온 전류에 기초하여 압력의 표시를 제공하는 수단을 더 포함하는, 이온화 압력 게이지.
  34. 제22항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 최대 예상된 전자 방출 전류에 대한 캐소드 바이어스 전압 공차의 비보다 작은, 이온화 압력 게이지.
  35. 제22항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 100 ㏀ 미만인, 이온화 압력 게이지.
  36. 제35항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 1000 Ω 미만인, 이온화 압력 게이지.
  37. 제36항에 있어서,
    상기 낮은 입력 임피던스는 100 Ω 미만인, 이온화 압력 게이지.

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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9927317B2 (en) 2015-07-09 2018-03-27 Mks Instruments, Inc. Ionization pressure gauge with bias voltage and emission current control and measurement
EP3443579B1 (en) * 2016-05-02 2021-03-17 MKS Instruments, Inc. Cold cathode ionization vacuum gauge with multiple cathodes
JP6772391B2 (ja) * 2018-06-18 2020-10-21 株式会社アルバック 電離真空計及び制御装置
CN108918026B (zh) * 2018-09-11 2020-12-25 北京东方计量测试研究所 一种热阴极电离真空计电参数校准装置及方法
CN116362179B (zh) * 2023-03-24 2023-11-17 深圳京鸿源科技有限公司 一种基于动态调节mosfet电路功耗的控制方法

Family Cites Families (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4035720A (en) * 1975-12-31 1977-07-12 Harvey Philip C Ion gauge system
US4158794A (en) * 1978-07-14 1979-06-19 P. R. Mallory & Co. Inc. Drive means and method for vacuum fluorescent display systems
JPS5697865A (en) * 1980-01-07 1981-08-06 Hitachi Ltd Ionization detector
GB2105047B (en) 1981-08-28 1986-04-03 British Oxygen Co Ltd Pirani gauges
CN85200112U (zh) * 1985-04-01 1986-09-24 北京大学 饿流放大式电离真空计发射电流稳定器
DE3930699C2 (de) * 1989-09-14 1994-02-03 Perzl Peter Vorrichtung zur Energieeinkopplung in eine durchströmte elektrische Gasentladung
US5250906A (en) 1991-10-17 1993-10-05 Granville-Phillips Company Ionization gauge and method of using and calibrating same
US5608384A (en) 1992-10-23 1997-03-04 Sentech Corporation Method and apparatus for monitoring for the presence of a gas
US5801535A (en) 1996-11-12 1998-09-01 Granville-Phillips Company Ionization gauge and method of using and calibrating same
JP3734913B2 (ja) 1997-01-27 2006-01-11 株式会社アルバック 電離真空計制御装置
US6025723A (en) * 1997-08-27 2000-02-15 Granville-Phillips Company Miniature ionization gauge utilizing multiple ion collectors
JP3324522B2 (ja) 1998-09-16 2002-09-17 日本電気株式会社 可変利得増幅回路及び利得制御方法
JP4339948B2 (ja) 1999-02-25 2009-10-07 キヤノンアネルバ株式会社 熱陰極電離真空計
JP4493139B2 (ja) 2000-02-02 2010-06-30 キヤノンアネルバ株式会社 電離真空計
JP4092246B2 (ja) 2002-05-27 2008-05-28 インフィネオン テクノロジーズ アクチエンゲゼルシャフト パワースイッチデバイス
US6756785B2 (en) 2002-07-25 2004-06-29 Mks Instruments, Inc. Pressure controlled degas system for hot cathode ionization pressure gauges
US7295015B2 (en) 2004-02-19 2007-11-13 Brooks Automation, Inc. Ionization gauge
JP2007529096A (ja) * 2004-03-12 2007-10-18 ブルックス オートメーション インコーポレイテッド 電離真空計
JP3108712U (ja) 2004-11-11 2005-04-28 アルプス電気株式会社 可変利得増幅回路
EP1698878A1 (en) * 2005-03-04 2006-09-06 Inficon GmbH Electrode configuration and pressure measuring apparatus
US7741852B2 (en) 2005-05-09 2010-06-22 Mori Patent Office Ionization vacuum gauge
EP2002623A1 (en) 2006-03-27 2008-12-17 Nxp B.V. A low voltage and low power differential driver with matching output impedances
US7429863B2 (en) 2006-07-18 2008-09-30 Brooks Automation, Inc. Method and apparatus for maintaining emission capabilities of hot cathodes in harsh environments
WO2008133074A1 (ja) * 2007-04-16 2008-11-06 Ulvac, Inc. 質量分析計の制御方法及び質量分析計
KR101541273B1 (ko) 2007-12-19 2015-08-03 엠케이에스 인스트루먼츠, 인코포레이티드 전자 멀티플라이어 냉 방출 소스를 갖는 이온화 게이지
WO2009105506A1 (en) 2008-02-21 2009-08-27 Brooks Automation, Inc. Ionization gauge with operational parameters and geometry designed for high pressure operation
JP5136892B2 (ja) * 2008-03-03 2013-02-06 株式会社ネットコムセック 電圧制御装置、電源装置、電子管及び高周波回路システム
JP5223497B2 (ja) 2008-06-27 2013-06-26 富士通セミコンダクター株式会社 ピークホールド回路
CN102159929A (zh) 2008-09-19 2011-08-17 布鲁克机械公司 具有发射电流及偏压电位控制的电离计
JP4636461B2 (ja) 2009-01-13 2011-02-23 セイコーインスツル株式会社 電源電圧監視回路、および該電源電圧監視回路を備える電子回路
JP5054226B2 (ja) 2009-03-18 2012-10-24 株式会社アルバック 酸素の検出方法，空気リークの判別方法，ガス成分検出装置，及び真空処理装置
JP5716346B2 (ja) 2010-10-13 2015-05-13 株式会社リコー 信号バッファ回路とセンサ制御基板と画像読取装置および画像形成装置
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