KR101317576B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

전력 변환 장치의 반도체 소자군의 발열 변동을 살리고, 냉각기의 냉각 성능을 향상시키며, 또한 회로의 인덕턴스를 최소한으로 하여, 냉각기의 소형화를 도모한다. 유닛을 구성하는 반도체 소자군은, 냉각기 수열부(1)에 설치되어 자냉 혹은 풍냉에 의해 방열하도록 하고, 제1, 제4 반도체 소자(Q1, Q4)를 냉각기 수열부의 하측에 배치하며, 제2, 제3 반도체 소자(Q2, Q3)를 중앙에 배치하고, 제1 다이오드(D5)와 제2 다이오드(D6)를 상측에 배치하며, 제1, 제2 반도체 소자(Q1, Q2), 제3, 제4 반도체 소자(Q3, Q4)는 각각 냉각기의 상하 방향의 중심선에 대하여, 좌우 방향에서 서로 반대측 위치에 배치하고, 제1 다이오드(D5)는, 제2 반도체 소자(Q2)와 상기 중심선에 대하여 좌우 방향에서 같은 측에 배치하며, 제2 다이오드(D6)는, 제3 반도체 소자(Q3)와 상기 중심선에 대하여 좌우 방향에서 같은 측에 배치한다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION APPARATUS}
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로, 특히 철도 차량에 설치되는 반도체 소자를 사용한 전력 변환 장치의 냉각기에의 소자 배치 방법에 관한 것이다.
전력 변환 장치는 일반적으로 반도체 소자로 구성하고, 직류 전원을 교류로 변환하는 인버터 회로나 교류 전원을 직류로 변환하는 컨버터 회로 등이 있으며, 인버터 회로에는, 그 교류 출력의 전압 및 주파수를 가변으로 제어하는 가변 전압 가변 주파수(VVVF) 인버터 회로가 있다. 이 VVVF 인버터 회로는, 전력 변환 장치에서 많이 사용되고 있다.
예를 들어, 철도 차량 시스템의 직류 전기차에서는, 전력 변환 장치로서 VVVF 인버터 회로가 일반적으로 사용되고, 직류를 가변 전압 가변 주파수의 3상 교류로 변환해서 교류 유도 전동기를 제어하도록 하고 있다. 또한, 교류 전기차에서는, 단상 교류 전원을 컨버터 회로에서 일단 직류로 변환하고, 이 직류 전원을 인버터 회로에서 가변 전압 가변 주파수의 3상 교류로 변환하여, 교류 유도 전동기를 구동하도록 하고 있다.
또한, 불안정한 직류 전원의 안정화나, 직류 전압을 임의의 값으로 바꾸어서 사용하는 경우, 혹은 입력과 전기적으로 절연된 직류 전원을 출력할 필요가 있는 경우에는 DC-DC 컨버터 회로가 사용되고, 이것에도 전력 변환 장치가 사용된다.
이러한 반도체 소자를 사용한 전력 변환 장치의 변환 회로부에서는, 반도체 소자의 스위칭 시나 반도체 소자에의 전류 통류 시에 발생하는 발열 손실에 의해 열이 발생하므로, 냉각기에 의해 그 열을 전력 변환 장치의 외부로 배출하고, 반도체 소자의 온도를 허용치 이하로 하도록 하고 있다. 전력 변환 장치에 사용되는 냉각기의 기본 구성은, 반도체 소자가 설치되는 수열부와 외기로 열 방산을 행하는 방열부로 이루어지지만, 수열부는 전력 변환 장치의 밀폐실 부분에 놓이고, 방열부는 외기와 통하는 개방실 부분에 놓인다.
그런데, 먼저 설명한 DC-DC 컨버터에 있어서, 인가 주파수를 높게 함으로써 절연용 트랜스를 소형화하는 방식이 알려져 있고, 이 중에서도, 공진 회로를 이용해서 스위칭 손실을 저감시킨 방식에 의한 기술(소프트 스위칭)이, 특허문헌 1 및 비특허문헌 1에 나타나있다.
이 회로 구조를 도 7에 나타낸다. 도 7에 나타내는 DC-DC 컨버터는, 직류 전압원(200)과, 직류 전압원(200)의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 컨버터(201)와, 컨버터(201)가 출력하는 교류 전력을 입력하는 트랜스(202)와, 트랜스(202)가 출력하는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류 회로(203)와, 정류 회로(203)의 직류 출력측에 병렬 접속된 공진 스위치(204)와 공진 콘덴서(205)로 구성된 공진 회로와, 정류 회로(203)가 출력하는 직류 전력을 평활화하는 필터 리액터(206)와 필터 콘덴서(207)와, 필터 콘덴서(207)에 병렬 접속된 부하(208)로 구성된다.
이 DC-DC 컨버터는, 컨버터(201)의 턴 오프 타이밍에 맞춰서 공진 스위치(204)를 동작시켜, 공진 전류(Iz)를 2차 전류(I2)에 중첩시킴으로써 일시적으로 2차 전류(I2)를 제로, 1차 전류(I1)를 트랜스(202)의 여자 전류만의 레벨까지 저감시킬 수 있다. 이 타이밍에 맞춰서 컨버터(201)를 턴 오프 시킴으로써, 컨버터(201)의 턴 오프 손실을 대폭 저감시킬 수 있다.
도 7에 나타내는 DC-DC 컨버터에 있어서, 컨버터(201)를 구성하는 반도체 소자(Q1 내지 Q4)가 오프되어 있는 동안, 1차 전류(I1) 및 2차 전류(I2)는 제로로 되어 있지만, 정류 회로(203)를 구성하는 다이오드에는 환류 전류가 계속해서 흐르고 있다. 그 상태에서, 컨버터(201)를 구성하는 반도체 소자(Q1, Q4)가 턴 온하면, 1차 전류(I1)와 2차 전류(I2)가 흐르기 시작하고, 2차 전류(I2)의 크기는 부하 전류(Id)에 일치한다. 이때, 정류 회로(203)를 구성하는 다이오드의 절반에는 2차 전류(I2)와 동일한 크기의 전류가 흐르고, 나머지 절반의 다이오드는 전류 제로로 된다.
이 회로의 컨버터 부분을 3레벨 회로로 사용하는 경우의 회로의 실시예를 도 2에 도시한다. DC-DC 컨버터(13)는, 직류 전압원(10)과, 직류 전압원(10)에 병렬 접속된 필터 콘덴서(11: FC1) 및 필터 콘덴서(12: FC2)와, 필터 콘덴서(11) 및 필터 콘덴서(12)의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 컨버터(13)와, 컨버터(13)가 출력하는 교류 전력을 입력하는 트랜스(14)와, 트랜스(14)가 출력하는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류 회로(15)와, 정류 회로(15)의 직류 출력측에 병렬 접속된 공진 스위치(16: Qz)와, 공진 콘덴서(17)로 구성된 공진 회로(21)와, 정류 회로(15)가 출력하는 직류 전력을 평활화하는 필터 리액터(18)와 필터 콘덴서(19)와, 필터 콘덴서(19)에 병렬 접속된 부하(20)로 구성된다.
도 2에 도시하는 DC-DC 컨버터는, 컨버터(13)의 턴 오프 타이밍에 맞춰서 공진 스위치(16)를 동작시켜, 공진 전류(Iz)를 트랜스(14)의 2차 전류(I2)에 중첩시킴으로써 일시적으로 2차 전류(I2)를 제로, 1차 전류(I1)를 트랜스(14)의 여자 전류만의 레벨까지 저감시킬 수 있다. 이 타이밍에 맞춰서 컨버터(13)를 턴 오프 시킴으로써, 컨버터(13)의 턴 오프 손실을 대폭 저감시킬 수 있다.
도 2에 도시하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 컨버터(13)를 구성하는 반도체 소자(Q1 내지 Q4)가 오프되어 있는 동안, 1차 전류(I1) 및 2차 전류(I2)는 제로로 되어 있지만, 정류 회로(15)를 구성하는 다이오드에는 환류 전류가 계속해서 흐르고 있다. 그 상태에서, 컨버터(13)를 구성하는 반도체 소자(Q1와 Q2 혹은 Q3과 Q4)가 턴 온하면, 1차 전류(I1)와 2차 전류(I2)가 흐르기 시작하고, 2차 전류(I2)의 크기는 부하 전류(Id)와 일치한다. 이때, 정류 회로(15)를 구성하는 다이오드의 절반에는 2차 전류(I2)와 동일한 크기의 전류가 흐르고, 나머지 절반의 다이오드는 전류 제로로 된다.
이러한 동작을 하는 3레벨 회로의 컨버터(13)에 있어서는, 반도체 소자의 발열은 큰 것부터 순서대로, 반도체 소자(Q1, Q4)＞반도체 소자(Q2, Q3)＞클램프 다이오드(D5, D6) 순이 된다. 반도체 소자(Q1 내지 Q4)는, 온 시의 부하 전류(Id)의 도통에 수반하는 손실과, 턴 온이나 턴 오프를 할 때에 발생하는 스위칭 손실이 있다. 한편, 클램프 다이오드(D5, D6)는 스위칭에 수반하는 전류(轉流) 동작에서의 전류밖에 흐르지 못해, 손실이 작기 때문에, 반도체 소자(Q1 내지 Q4)에 비해, 발열량도 작아진다. 또한, 반도체 소자(Q1, Q4)와 반도체 소자(Q2, Q3)에서 발열량이 다른 것은, 반도체 소자(Q1, Q4)는, 1차 전류(I1)를 트랜스(14)의 여자 전류 정도에서 턴 오프하는 것에 대해, 반도체 소자(Q2, Q3)는 전류 제로에서 턴 오프하기 때문에, 특히 턴 오프에 의한 스위칭 손실의 크기에 차이가 있고, 이것에 의해 서로의 발열량에도 차이가 나는 것이다. 이 자세한 이유에 대해서는, 후술하는 실시예에서 설명한다.
이때, 발열이 큰 반도체 소자(Q1, Q4)는, 가능한 한 냉각기의 냉각 성능이 높은 곳에 배치하고, 또한 냉각기의 동일 평면에 설치되는 것 외의 발열 소자의 영향을 받지 않는 위치에 배치하면, 냉각 성능을 최대한 이용할 수 있어, 결과적으로, 냉각기를 소형 경량화할 수 있다.
이로 인해, 예를 들어 특허문헌 2에는, 철도 차량의 바닥 아래에 설치되는 반도체 소자를 사용한 3레벨의 컨버터 회로를 갖는 전력 변환 장치에 관한 것으로, 전력 변환 장치에서의 하나의 냉각기(110: 수열부) 상에서의 반도체 소자, 및 다이오드의 냉각을 위한 배치 방법이 나타나있다.
도 8은, 특허문헌 2에 기재된 컨버터 회로(2)의 1상(相)분의 일례를 나타내는 회로도이다. 컨버터 회로는 a계와 b계의 2 병렬 구성으로 되어 있다. 우선, a계는, 직류 정(+)단자(P)와 직류 부(-)단자(N)와의 사이에 제1 반도체 소자(Q101a) 내지 제4 반도체 소자(Q104a)로 이루어진 4개의 반도체 소자를 직렬로 접속함과 함께, 제1 다이오드(Dd101a) 및 제2 다이오드(Dd102a)를 직렬로 접속해서 구성된다. 마찬가지로, b계도, 직류 정단자(P)와 직류 부단자(N)와의 사이에 제1 반도체 소자(Q101b) 내지 제4 반도체 소자(Q104b)로 이루어진 4개의 반도체 소자를 직렬로 접속함과 함께, 제1 다이오드(Dd101b) 및 제2 다이오드(Dd102b)를 직렬로 접속해서 구성된다.
제1 다이오드(Dd101a, Dd101b) 및 제2 다이오드(Dd102a, Dd102b)의 직렬 회로에는, 콘덴서(CF1, CF2)가 접속되고, 또한, 스너버 회로(5)가 설치되어 있다. 그리고, 제2 반도체 소자(Q102)와 제3 반도체 소자(Q103)와의 접속점에는 교류 단자(M)가 접속되고, 제1 다이오드(Dd101)와 제2 다이오드(Dd102)와의 접속점에는 중성점 단자(C)가 접속되어 있다. 또한, 직류 정단자(P)와 직류 부단자(N)와의 사이에는 필터 콘덴서(FC)가 접속되어 있다.
도 9에 특허 문헌 2의 소자 배치의 일 실시예를 나타낸다. 도 9에 나타내는 각 소자의 발열 손실의 크기의 순은, 큰 쪽부터 순서대로, 반도체 소자[Q102a(Q102b), Q103a(Q103b)]＞반도체 소자[Q101a(Q1Q1b), Q104a(Q104b)]＞클램프 다이오드[Dd101a(Dd101b), Dd102a(Dd102b)]와 같이 되어 있고, 도 9에 도시한 바와 같이, 냉각기(110)의 수열부 상에 발열 손실이 큰 제2, 제3 반도체 소자[Q102 a(Q102b), Q103a(Q103b)]를 냉각풍 상에 배치하고, 발열 손실이 작은 제1, 제2 다이오드[Dd101a(Dd101b), Dd102a(Dd102b)]와, 제1, 제4 반도체 소자[Q101a(Q101b), Q104a(Q104b)]를, Q102a(Q102b) 및 Q103a(Q103b)의 냉각풍의 풍하(風下)측에 배치하도록 하고 있다. 이에 의해, 냉각 성능의 효율을 높일 수 있어, 결과적으로 냉각기(110)를 소형화할 수 있는 효과가 있다.
그러나, 이와 같은 배치는 냉각기(110)의 가로 방향 치수(즉, 냉각풍과의 직교 방향 치수)가 커지고, 철도 차량의 바닥 아래에 의장할 경우에는, 냉각기(110)의 레일 방향의 치수가 커져 버려, 의장 스페이스를 넓게 취해 버리는 경우가 있다. 냉각기(110)의 가로 방향의 치수를 작게 하기 위해서, 다단 구성으로 배치한 예로서, 도 10에 도시된 구성이 있다. 발열이 큰 반도체 소자(Q101a 내지 Q104a, Q101b 내지 Q104b)를 풍상(風上)측에 배치하고, 발열이 작은 클램프 다이오드[Dd101a(Dd101b), Dd102a(Dd102b)]를 풍하측에 배치하도록 하고 있다.
일본 특허 공개 평4-368464호 공보 일본 특허 공개 제2003-79162호 공보
그러나, 상술한 특허문헌 2의 발명에는 이하에 개시하는 문제가 있었다. 이것을, 도 11을 사용해서 설명한다. 도 11에, 도 3의 경로(Ⅱ)로 나타낸 전류 경로를 나타낸다. 전류 경로는 큰 루프 형상으로 되어, 경로 길이가 길어지는 것을 알 수 있다. 이로 인해, 회로의 기생 인덕턴스가 커지고, 반도체 소자의 턴 오프 시에 이 기생 인덕턴스에 발생하는 과전압이 소자에 인가되어, 반도체 소자를 파괴한다고 하는 문제가 있었다.
이로 인해, 특허 문헌 2에서는, 반도체 소자의 전압 상승을 억제하기 위해서, 스너버 회로(5)를 삽입한 대책을 실시하고 있지만, 부품 개수의 증가에 의한 장치의 크기, 중량의 증가나 부품 고장의 리스크 증가에 의한 장치 신뢰성의 저하를 초래하고 있었다.
본 발명은, 상기 과제를 해결하는 것이며, 반도체 소자의 발열차를 이용하여 냉각기의 냉각 성능을 향상시킨 전력 변환 장치에 있어서, 기생 인덕턴스를 저감시킴으로써, 스너버 회로를 부가하지 않고 소자에 인가되는 과전압을 억제하여, 전력 변환기의 신뢰성을 향상시키는 것을 목적으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위해서, 본 발명의 전력 변환 장치는, 전력 변환부를 구성하는 반도체 소자군이 하나의 유닛으로 구성되고, 상기 전력 변환부의 주 회로는, 직류 정단자와 직류 부단자와의 사이에 제1 반도체 소자부터 제4 반도체 소자의 4개의 반도체 소자를 직렬로 접속함과 함께, 제1 다이오드 및 제2 다이오드를 직렬로 접속하고, 제2 반도체 소자와 제3 반도체 소자와의 접속점에 교류 단자를 접속함과 함께, 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드와의 접속점에 중성점 단자를 접속하며, 상기 제1 다이오드는 상기 제1 반도체 소자와 상기 제2 반도체 소자와의 접속점에 접속되고, 상기 제2 다이오드는 상기 제3 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자와의 접속점에 접속되어 구성되며, 상기 하나의 유닛을 구성하는 상기 반도체 소자군은 동일 평면 상의 냉각기 수열부에 설치되어, 자냉 혹은 강제 풍냉에 의해 방열하도록 한 전력 변환 장치에 있어서, 상기 제1 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자가 상기 냉각기 수열부의 풍상측에 배치되고, 상기 제2 반도체 소자와 상기 제3 반도체 소자가 상기 냉각기 수열부의 냉각풍 방향의 중앙에 배치되며, 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드가 상기 냉각기 수열부의 풍하측에 배치되고, 상기 제1 반도체 소자와 상기 제2 반도체 소자, 상기 제3 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자는 각각 상기 냉각기 수열부의 냉각풍 방향의 중심선에 대하여, 좌우 방향에서 서로 반대측 위치에 배치되며, 상기 제1 다이오드는 상기 제2 반도체 소자와 상기 중심선에 대하여, 좌우 방향에서 같은 측에 배치되고, 상기 제2 다이오드는 상기 제3 반도체 소자와 상기 중심선에 대하여, 좌우 방향에서 같은 측에 배치되어 있는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 전력 변환 장치는, 자냉에 의해 방열하는 상기 전력 변환 장치에는, 상기 제1 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자가 상기 냉각기 수열부의 연직 방향의 하측에 배치되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 전력 변환 장치는, 상기 전력 변환부를 구성하는 반도체 소자군은, 상기 냉각기 수열부에 배치할 때의 반도체 소자의 단자의 방향이, 풍상측이 콜렉터 단자, 풍하측이 이미터 단자로 되도록 배치되어 있는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 전력 변환 장치는, 상기 전력 변환부를 구성하는 반도체 소자군은, 상기 냉각기 수열부에 배치할 때의 반도체 소자의 단자의 방향이, 상기 제2 반도체 소자와 상기 제3 반도체 소자는, 냉각풍 방향과 직교하는 방향으로 이미터 단자 및 콜렉터 단자가 나란하게 배치되고, 상기 제1 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자는, 냉각풍 방향의 방향으로 이미터 단자 및 콜렉터 단자가 나란하게 배치되고, 상기 제1 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자의 한쪽 이미터 단자는 풍상측에 배치되며, 다른 쪽 이미터 단자는 풍하측에 배치되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 전력 변환 장치는, 상기 제2 반도체 소자와 상기 제3 반도체 소자와의 접속점의 교류 출력 단자에 트랜스의 1차 권선이 접속되고, 상기 트랜스의 2차 권선과 접속된 정류 다이오드 브릿지 회로와, 상기 정류 다이오드 브릿지 회로의 출력측에 리액터와 콘덴서로 구성되는 필터 회로가 접속되고, 상기 트랜스 2차 권선 출력측에 공진 리액터가 설치되고, 반도체 스위치와 공진 콘덴서로 이루어지는 공진 스위치 회로가 상기 정류 다이오드 브릿지의 출력측에 병렬 접속되며, 상기 공진 리액터와 상기 공진 스위치 회로의 공진 콘덴서의 직렬 공진 회로를 구성하는 직류 전원 장치이며, 상기 하나의 유닛으로 구성되는 반도체 소자군의 발열이, 상기 제1 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자가 가장 크고, 다음으로, 상기 제2 반도체 소자와 상기 제3 반도체 소자이며, 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드가 가장 작아지는 3레벨 회로로 구성된 반도체 소자군인 것을 특징으로 한다.
이상과 같이, 3레벨 회로에 있어서의 반도체 소자군의 냉각기에의 배치를, 도 1에 도시한 바와 같이 배치한 전력 변환 장치로 한다. 또한, 팬이나 블로어 등에 의해 강제 풍냉을 행하는 경우에는, 냉각기 하단측에 팬이나 블로어를 설치하면 좋다
본 발명은, 상기 「과제를 해결하기 위한 수단」의 기재와 같이 반도체 소자를 배치함으로써, 3레벨로 구성한 회로에 있어서, Q1→Q2→Q3→D6의 폐회로, 혹은, Q2→Q3→Q4→D5를 지나는 폐회로의 거리를 짧게 함으로써, 회로의 기생 인덕턴스를 억제할 수 있다.
또한, 도 2에 도시한 바와 같은 3레벨 회로에 있어서는, 각 소자의 발열이 큰 쪽부터 순서대로, 반도체 소자(Q1, Q4)＞반도체 소자(Q2, Q3)＞클램프 다이오드(D5, D6)의 순이 되기 때문에, 냉각기의 냉각 효과가 높은 측에 발열이 큰 소자를 두어 냉각 성능도 최적으로 할 수 있고, 냉각기를 소형화할 수 있다. 특히, 자냉식 냉각기에서는, 이 배치에 의해 냉각 성능의 최대 이용과 회로 인덕턴스의 최소화를 동시에 실현할 수 있다.
또한, 세로로 3단 배치함으로써, 냉각기의 냉각풍에 직교하는 방향의 길이(가로 폭)를 작게 할 수 있어, 전력 변환 장치를 철도 차량의 바닥 아래에 의장하는 경우에, 전력 변환 장치의 치수를 작게 할 수 있다.
도 1은, 본 발명의 실시예 1의 컨버터 냉각기의 소자 배치의 예를 나타내는 도면이다.
도 2는, 본 발명에 있어서의 전기 회로 구성을 도시하는 도면이다.
도 3은, 본 발명에 있어서의 전기 회로 구성에서의 전류(轉流) 경로를 도시하는 도면이다.
도 4는, 본 발명에 있어서의 전기 회로 구성의 동작 타이밍 차트를 도시하는 도면이다.
도 5는, 본 발명의 실시예 1의 컨버터 냉각기의 소자 배치 상에서의 전류 경로의 일례를 나타내는 도면이다.
도 6은, 본 발명의 실시예 2의 컨버터 냉각기의 소자 배치 상에서의 전류 경로를 도시하는 도면이다.
도 7은, 종래 기술(특허문헌 1, 비특허문헌 1)의 전기 회로의 구성을 도시하는 도면이다.
도 8은, 종래 기술(특허 문헌 2)의 전기 회로 구성을 도시하는 도면이다.
도 9는, 종래 기술(특허문헌 2)의 소자 배치의 일 실시예를 도시하는 도면이다.
도 10은, 종래 기술(특허 문헌 2)의 소자 배치의 제2 실시예를 도시하는 도면이다.
도 11은, 종래 기술(특허문헌 2)의 소자 배치 상에서의 전류 경로의 일례를 나타내는 도면이다.
이하, 본 발명의 실시 형태에 대해서 도면을 사용해서 설명한다.
도 2는, 본 발명에 있어서의 전기 회로 구성의 예를 나타내는 도면이다. 직류 정단자(P)와 직류 부단자(N)와의 사이에 제1 반도체 소자(Q1) 내지 제4 반도체 소자(Q4)로 이루어진 4개의 반도체 소자를 직렬로 접속함과 함께, 제1 다이오드(D5) 및 제2 다이오드(D6)를 직렬로 접속해서 구성된다. 제1 다이오드(D5) 및 제2 다이오드(D6)의 직렬 접속체는, 제1 반도체 소자(Q1)와 제2 반도체 소자(Q2)와의 접속점, 및 제3 반도체 소자(Q3)와 제4 반도체 소자(Q4)와의 접속점 사이에 접속된다. 제2 반도체 소자(Q2)와 제3 반도체 소자(Q3)와의 접속점과, 제1 다이오드(D5)와 제2 다이오드(D6)와의 접속점의 사이에는 트랜스(14: Tr)가 접속되어 있다. 또한, 직류 정단자(P)와 직류 부단자(N)와의 사이에는 필터 콘덴서(11: FC1, 12: FC2)가 접속되어 있다.
이 회로의 동작을, 동작 타이밍 차트를 도시한 도 4 및 전류 경로를 도시한 도 3을 사용하여, 이하에 설명한다.
시각 t0에서, 반도체 소자(Q1)가 오프, 반도체 소자(Q2)가 온 상태이다. 이 상태에서, 시각 t1에서 반도체 소자(Q1)가 턴 온하여, 반도체 소자(Q1, Q2)에는 전류(Ip)가 흐른다. 이때, 정류 회로(15)의 다이오드(D21, D24)에는 전류(Ir)가 흐른다.
시각 t2에서, 공진 스위치(Qz)가 턴 온한다. 이에 의해 공진 리액터(Lz)와 공진 콘덴서(Cz)에 의해 공진 전류(Iz)가 흘러, 공진 콘덴서(Cz)가 충전된다. 이 공진 동작에 수반하여, 반도체 스위치(Q1, Q2)에 흐르는 전류(Ip)와, 다이오드(D21, D24)를 흐르는 전류도 증가한다.
시각 t3에서는, 공진 콘덴서(Cz)가 방전 상태로 되어 있고, 이때 부하 전류(Id)는 공진 회로(21)로부터 공급되고 있는 상태이며, 다이오드(D21, D24)에는 전류가 흐르지 않는다. 또한, 이때 반도체 소자(Q1, Q2)를 흐르는 전류(Ip)는 트랜스(Tr)의 여자 전류분이 흐르고 있다. 이 상태에서 반도체 소자(Q1)를 턴 오프하면, 반도체 소자(Q1)에는 이 턴 오프에 수반하는 스위칭 손실이 발생한다.
그런데, 이 반도체 소자(Q1)가 턴 오프할 때, 그때까지, 필터 콘덴서(FC1)의 플러스측 단자→반도체 소자(Q1)→반도체 소자(Q2)→점(a)→트랜스(Tr)→점(b)→필터 콘덴서(FC1)의 마이너스측 단자의 경로[경로(i-a)로 한다]로 흐르고 있던 부하 전류는 감소하고, 트랜스(Tr)→점(b)→클램프 다이오드(D5)→반도체 소자(Q2)→점(a)→트랜스(Tr)의 경로[경로(i-b)로 한다]로 전류(轉流)한 전류는 증가한다. 이 경로(i-a)와 경로(i-b)의 합계 회로 인덕턴스는, 도 3의 경로(I)의 회로 인덕턴스이며, 이 회로의 인덕턴스를 Li로 하면, 경로(i-a)와 경로(i-b)의 전류 변화율(di/dt)로부터, 반도체 소자(Q1)의 턴 오프 시에 있어서의 유기 전압(V)은 V=Li×di/dt로 되고, 콘덴서(FC1)의 전압에 이 유기 전압(V)이 가해진 전압이 반도체 소자(Q1)에 가해지게 된다.
시각 t4에서는, 반도체 소자(Q3)가 턴 온한다. 이때, 공진 콘덴서(Cz)로부터의 방전이 끝난 상태에서는, 정류 회로(15)의 다이오드(D21 내지 D24)에는 부하 전류(Id)가 환류해서 흐르고 있다.
시각 t5에서는, 반도체 소자(Q2)가 턴 오프한다. 반도체 소자(Q2)에 흐르고 있는 전류는, 통상 동작 시에는, 전류에 의해 환류하는 약간의 전류밖에 흐르지 않아 거의 제로이기 때문에, 스위칭 손실은 극소하다. 이로 인해, 반도체 소자(Q1)의 턴 오프 시에 발생하는 스위칭 손실은 발생하지 않고, 반도체 소자(Q1)와 반도체 소자(Q2)에서 손실에 차가 있어, 발열량에도 차가 생긴다.
또한, 이때, 트랜스(Tr)→점(b)→클램프 다이오드(D5)→반도체 소자(Q2)→점(a)→트랜스(Tr)의 경로[경로(ⅱ-a)로 한다)에서 환류하고 있던 전류는 감소하고, 콘덴서(FC2)의 마이너스측 단자→반도체 소자(Q4)의 플라이휠 다이오드→반도체 소자(Q3)의 플라이휠 다이오드→점(a)→트랜스(Tr)→점(b)→필터 콘덴서(FC2)의 플러스측 단자의 경로[경로(ⅱ-b)로 한다]로 전류(轉流)한 전류는 증가한다.
이 경로(ⅱ-a)와 경로(ⅱ-b)의 합계 회로 인덕턴스는, 도 3의 경로(Ⅱ)의 인덕턴스이며, 이 회로의 인덕턴스를 Li로 하면, 경로(ⅱ-a)와 경로(ⅱ-b)의 전류 변화율(di/dt)로부터, 반도체 소자(Q2)의 턴 오프 시에 있어서의 유기 전압(V)은 V=Li×di/dt로 되고, 필터 콘덴서(FC2)의 전압에 이 유기 전압(V)이 가해진 전압이 반도체 소자(Q2)에 가해지게 된다.
통상 동작 시의 반도체 소자(Q2)의 턴 오프 시, 전류가 거의 제로이기 때문에, 통상 사용 범위 내에서는, 그다지 문제 없지만, 이상 시의 보호 동작 등에 의해, 전류가 흐른 상태에서 턴 오프 시키는 경우에는, 발생하는 유기 전압이 커지기 때문에, 이 경로(Ⅱ)의 인덕턴스에도 주의가 필요하다.
시각 t6에서는, 반도체 소자(Q4)가 턴 온하고, 반도체 소자(Q3, Q4)에는 전류(In)가 흐른다. 이때, 정류 회로(15)의 다이오드(D22, D23)에는 전류(Io)가 흐른다.
시각 t7에서, 공진 스위치(Qz)가 턴 온한다. 이에 의해 공진 리액터(Lz)와 공진 콘덴서(Cz)에 의해 공진 전류(Iz)가 흘러, 공진 콘덴서(Cz)가 충전된다. 이 공진 동작에 수반하여, 반도체 스위치(Q3, Q4)에 흐르는 전류(In)와, 다이오드(D22, D23)를 흐르는 전류도 증가한다.
시각 t8에서는, 공진 콘덴서(Cz)가 방전 상태로 되어 있고, 이때 부하 전류는 공진 회로(21)로부터 공급되고 있는 상태이며, 다이오드(D22, D23)에는 전류가 흐르지 않는다. 또한, 이때 반도체 소자(Q3, Q4)를 흐르는 전류(In)는 트랜스(Tr)의 여자 전류분이 흐르고 있다. 이 상태에서 반도체 소자(Q4)를 턴 오프하면, 반도체 소자(Q4)에는 이 턴 오프에 수반하는 스위칭 손실이 발생한다.
이 반도체 소자(Q4)가 턴 오프할 때, 그때까지, 필터 콘덴서(FC2)의 플러스측 단자→점(b)→트랜스(Tr)→점(a)→반도체 소자(Q3)→반도체 소자(Q4)→필터 콘덴서(FC2)의 마이너스측 단자의 경로[경로(iv-a)로 한다]로 흐르고 있던 부하 전류는 감소하고, 트랜스(Tr)→점(a)→반도체 소자(Q3)→클램프 다이오드(D6)→점(b)→트랜스(Tr)의 경로[경로(iv-b)로 한다]로 전류(轉流)한 전류는 증가한다.
이 경로(iv-a)와 경로(iv-b)의 합계 회로 인덕턴스는, 도 3의 경로(Ⅳ)의 회로 인덕턴스이며, 이 회로의 인덕턴스를 Li로 하면, 경로(iv-a)와 경로(iv-b)의 전류 변화율(di/dt)로부터, 반도체 소자(Q4)의 턴 오프 시에 있어서의 유기 전압(V)은 V=Li×di/dt로 되고, 필터 콘덴서(FC2)의 전압에 이 유기 전압(V)이 가해진 전압이 반도체 소자(Q4)에 가해진다.
시각 t9에서는, 반도체 소자(Q2)가 턴 온한다. 이때, 공진 콘덴서(Cz)로부터의 방전이 끝난 상태에서는, 정류 회로(15)의 다이오드(D21 내지 D24)에는 부하 전류(Id)가 환류해서 흐르고 있다.
시각 t10에서는, 반도체 소자(Q3)가 턴 오프한다. 반도체 소자(Q3)에 흐르고 있는 전류는, 통상 동작 시에는, 전류(轉流)에 의해 환류하는 약간의 전류밖에 흐르지 않아 거의 제로이기 때문에, 스위칭 손실은 극소하다. 이로 인해, 반도체 소자(Q4)의 턴 오프 시에 발생하는 스위칭 손실은 발생하지 않고, 반도체 소자(Q3)와 반도체 소자(Q4)에서 손실에 차이가 있어, 발열량에도 차이가 난다.
또한, 이때, 트랜스(Tr)→점(a)→반도체 소자(Q3)→클램프 다이오드(D6)→점(b)→트랜스(Tr)의 경로[경로(ⅲ-a)로 한다]로 환류하고 있던 전류는 감소하고, 필터 콘덴서(FC1)의 마이너스측 단자→점(b)→트랜스(Tr)→점(a)→반도체 소자(Q2)의 플라이휠 다이오드→반도체 소자(Q1)의 플라이휠 다이오드→필터 콘덴서(FC1)의 플러스측 단자의 경로[경로(ⅲ-b)로 한다]로 전류(轉流)한 전류는 증가한다.
이 경로(ⅲ-a)와 경로(ⅲ-b)의 합계 회로 인덕턴스는, 도 3의 경로(Ⅲ)의 인덕턴스이며, 이 회로의 인덕턴스를 Li로 하면, 경로(ⅲ-a)와 경로(ⅲ-b)의 전류 변화율(di/dt)로부터, 반도체 소자(Q2)의 턴 오프 시에 있어서의 유기 전압(V)은 V=Li×di/dt로 되고, 필터 콘덴서(FC1)의 전압에 이 유기 전압(V)이 가해진 전압이 반도체 소자(Q3)에 가해진다.
통상 동작 시의 반도체 소자(Q3)의 턴 오프 시, 전류가 거의 제로이기 때문에, 통상 사용 범위 내에서는, 그다지 문제 없지만, 이상 시의 보호 동작 등에 의해, 전류가 흐른 상태에서 턴 오프 시키는 경우에는, 발생하는 유기 전압이 커지기 때문에, 이 경로(Ⅲ)의 인덕턴스에도 주의가 필요하다.
이상의 동작에 있어서, 반도체 소자(Q1 내지 Q4)의 턴 오프 시에 있어서의 전압이 과대하면, 반도체 소자의 내압을 초과하여, 소자 파괴에 이르는 경우가 있다. 이 전압을 저감시키기 위해서, 앞서 도시한 도 3의 경로(I) 내지 경로(IV)의 회로 인덕턴스(Li)를 저감하면 된다.
경로의 회로 인덕턴스(Li)를 저감하기 위해서는, 경로의 배선 길이를 최대한 짧게 하거나, 전류의 경로를 서로 근접하는 왕복로로 하고, 왕복로를 흐르는 전류에 의해 발생하는 자계를 상쇄하도록 하면 된다. 경로(I) 내지 경로(Ⅳ) 중에서, 특히 경로(Ⅱ)와 경로(Ⅲ)는 경로의 거리가 길어지고, 인덕턴스가 커지기 때문에, 이들 경로의 거리를 최대한 짧게 하는 것이 필요하다.
또한, 반도체 소자(Q1 내지 Q4)에서의 발생 손실에 의한 발열과, 클램프 다이오드(D5, D6)의 발생 손실에 의한 발열에는 차이가 있고, 발열은 큰 쪽부터 순서대로, 반도체 스위치(Q1, Q4)＞반도체 스위치(Q2, Q3)＞클램프 다이오드(D5, D6)의 순으로 된다. 이로 인해, 이 발열 변동에 대하여, 효율적으로 냉각할 수 있는 냉각기(1)로 할 필요가 있다.
(실시예 1)
이 도 3의 경로(Ⅱ)와 경로(Ⅲ)의 거리를 최소로 하면서, 또한 효율적으로 반도체 소자군을 냉각할 수 있도록 한 반도체 소자군의 냉각기(1)에의 소자 배치 방법의 제1 실시예를 도 1에 도시한다. 이하에, 이 배치 방법에 대해서 설명한다.
전력 변환부를 구성하는 반도체 소자(Q1 내지 Q4 및 D5, D6)가 하나의 유닛으로 구성되고, 하나의 유닛을 구성하는 반도체 소자군은, 철도 차량의 바닥 아래의 수평면에 수직으로, 연직 방향으로 배치된 동일 평면 상의 냉각기(1)에 설치되어 자냉(뜨거워져진 공기가 상승함으로써 발생하는 공기의 대류)에 의해 방열하도록 한다. 소자의 냉각기(1)에의 배치 방법은, 도 1에 도시한 바와 같이, 냉각기(1)의 연직 방향으로 배치된 동일 평면 상에 제1 반도체 소자(Q1)와 제4 반도체 소자(Q4)를 수열부의 하측에 배치하며, 제2 반도체 소자(Q2)와 제3 반도체 소자(Q3)를 수열부의 중앙에 배치하고, 제1 다이오드(D5)와 제2 다이오드(D6)를 수열부의 상측에 배치한다.
또한, 제1 반도체 소자(Q1)와 제2 반도체 소자(Q2), 제3 반도체 소자(Q3)와 제4 반도체 소자(Q4)는, 각각 냉각기(1)의 상하 방향의 중심선(선S)에 대하여, 좌우 방향에서 서로 반대측 위치, 즉, 점(R)에 대하여 크로스하는 위치에 배치하고, 제1 다이오드(D5)는 제2 반도체 소자(Q2)와 상기 중심선(선S)에 대하여, 좌우 방향에서 같은 측에 배치하고, 제2 다이오드(D6)는 제3 반도체 소자(Q3)와 상기 중심선(선S)에 대하여, 좌우 방향에서 같은 측에 배치한다. 각 반도체 소자군의 접속에, 평판 형상의 도체를 사용하여, 전류의 왕로 전류와 귀로 전류가 서로 근접하도록, 평판 형상 도체는 겹쳐 접속하면, 왕로 전류와 귀로 전류에 의해 자계를 상쇄하도록 해서 인덕턴스의 저감을 도모할 수 있다.
이 소자 배치에 의해, 특히 자냉식 타입의 냉각기(1)에서는, 냉각기(1)의 효율을 향상시킬 수 있다. 따뜻한 공기는 상승하고, 찬 공기는 하강하기 때문에, 자냉식 타입의 냉각기(1)에서는, 이와 같이 발열이 큰 소자를 냉각기(1)의 하측에 배치하고, 발열이 작은 소자를 냉각기(1)의 상측에 배치한다. 상측에 배치된 소자는, 하측에 배치된 소자의 발열에 의한 열을 받지만, 상측에 배치된 소자는, 발열이 작기 때문에, 결과적으로, 냉각기(l) 전체에서 열이 균일화되어, 효율적으로 냉각할 수 있다. 팬이나 블로어 등에 의해 강제 풍냉을 행하는 경우에는, 냉각기(1)의 하단측에 팬이나 블로어를 설치하고, 하단측에서 냉각풍을 보내도록 하면 좋다. 또한, 팬이나 블로어 등에 의해 가로 방향으로 바람을 흘려서 강제 풍냉을 행하는 경우에는, 도 1에 도시하는 냉각기(1)를 좌우 어느 한 쪽으로 90도 회전시킨 방향으로 하고, 제1 반도체 소자(Q1)와 제4 반도체 소자(Q4)를 배치한 방향으로부터 냉각풍을 보내도록 하면 좋다.
또한, 종래 기술에서는, 도 11의 굵은 화살표로 도시한 바와 같이 경로(Ⅱ)의 전류 경로의 거리가 길었지만, 이것을 최단 배선으로 할 수 있고, 도 5의 굵은 화살표로 도시한 바와 같이 경로(Ⅱ)의 거리를 짧게 할 수 있다. 경로(Ⅲ)에 대해서도, 경로(Ⅱ)와 마찬가지로 거리를 짧게 할 수 있다.
또한, 이 구성은, 반도체 소자군을 상하 방향으로 3단으로 배치하고 있음으로써, 냉각기(1)의 좌우 방향 치수(냉각풍에 직교하는 방향의 길이 치수)를 작게 할 수 있고, 전력 변환 장치가 소형화될 수 있으며, 철도 차량의 바닥 아래에 의장 할 경우에, 레일 방향의 치수를 작게 할 수 있다.
또한, 본 실시예에서는, 공진 회로를 이용해서 스위칭 손실을 저감시킨 DC-DC 컨버터의 컨버터 회로를 구성하는 3레벨의 반도체 소자군에서 사용하는 예를 설명했지만, 교류를 직류로 변환하는 컨버터나, 직류를 교류로 변환하는 VVVF 인버터 회로 등에서, 동일한 3레벨 회로를 구성했을 때, 반도체 소자군의 발열이 본 실시예에서 나타내는 발열 변동으로 된 경우에도, 본 실시예에서 나타내는 것 같은 냉각기(1)에의 소자 배치로 함으로써, 인덕턴스의 저감과 효율적인 냉각 성능을 확보할 수 있다.
(실시예 2)
도 3의 경로(Ⅱ)와 경로(Ⅲ)의 거리를 최소로 하면서, 또한 효율적으로 반도체 소자군을 냉각할 수 있도록 한 반도체 소자군의 냉각기(1)에의 소자 배치 방법의 제2 실시예를 도 6에 나타낸다. 도 6 내의 굵은 화살표는, 도 3의 경로(Ⅱ)의 전류 경로를 나타내고 있다.
실시예 1에서 설명한 도 1의 배치 방법과 상이한 점은, 반도체 소자(Q1 내지 Q4)의 이미터 단자 혹은 콜렉터 단자의 방향이 상이한 점에 있다. 도 6에 도시한 바와 같이, 하단에 배치한 반도체 소자(Q1)와 반도체 소자(Q4)를 서로 180도 방향을 바꾸어 배치한다. 즉, 본 예에서는, 반도체 소자(Q1)는, 콜렉터 단자가 냉각기(1)의 하측에 오도록 배치되고, 반도체 소자(Q4)는 콜렉터 단자가 냉각기(1)의 상측에 오도록 배치된다.
또한, 반도체 소자(Q2)와 반도체 소자(Q3)를 반도체 소자(Q1)와 반도체 소자(Q4)에 대하여 90도 방향을 바꾸어 배치하고, 반도체 소자(Q2)와 반도체 소자(Q3)는 방향을 같은 방향으로 배치한다. 즉, 냉각풍 방향과 직교하는 방향으로 이미터 단자 및 콜렉터 단자를 배치한다. 이 예에서는, 반도체 소자(Q2), 반도체 소자(Q3)는, 콜렉터 단자가 냉각기의 우측에 오도록 배치되고, 이미터 단자가 냉각기의 좌측에 오도록 배치된다. 이와 같이 반도체 소자의 방향을 바꾸어 배치한 예이다.
이러한 소자 배치에 의해, 왕로 전류와 귀로 전류에 의한 자계의 상쇄와, 배선 거리를 더욱 짧게 할 수 있어, 회로의 인덕턴스를 더 저감시킬 수 있다.
1: 냉각기
10: 직류 전압원
11: 필터 콘덴서
12: 필터 콘덴서
13: 컨버터
14: 트랜스
15: 정류 회로
16: 공진 스위치
17: 공진 콘덴서
18: 필터 리액터
19: 필터 콘덴서
20: 부하
21: 공진 회로
110: 냉각기
200: 직류 전압원
201: 컨버터
202: 트랜스
203: 정류 회로
204: 공진 스위치
205: 공진 콘덴서
206: 필터 리액터
207: 필터 콘덴서
208: 부하
Cz: 공진 콘덴서
D5: 클램프 다이오드
D6: 클램프 다이오드
Dd101a: 클램프 다이오드
Dd101b: 클램프 다이오드
Dd102a: 클램프 다이오드
Dd102b: 클램프 다이오드
D21 내지 D24: 정류 다이오드
FC: 필터 콘덴서
FC1: 필터 콘덴서
FC2: 필터 콘덴서
FC3: 필터 콘덴서
I1: 1차 전류
I2: 2차 전류
Id: 부하 전류
In: 전류
Io: 전류
Ir: 전류
Iz: 공진 전류
Li: 인덕턴스
Lz: 공진 리액터
Q1 내지 Q4: 반도체 소자
Q101a 내지 Q104a: 반도체 소자
Q101b 내지 Q104b: 반도체 소자
Qz: 공진 스위치
Tr: 트랜스
Lz: 공진 리액터
V: 유기 전압

Claims (5)

  1. 전력 변환부를 구성하는 반도체 소자군이 하나의 유닛으로 구성되고,
    상기 전력 변환부의 주 회로는, 직류 정단자와 직류 부단자와의 사이에 제1 반도체 소자부터 제4 반도체 소자의 4개의 반도체 소자를 직렬로 접속함과 함께, 제1 다이오드 및 제2 다이오드를 직렬로 접속하고,
    제2 반도체 소자와 제3 반도체 소자와의 접속점에 교류 단자를 접속함과 함께, 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드와의 접속점에 중성점 단자를 접속하고,
    상기 제1 다이오드는 상기 제1 반도체 소자와 상기 제2 반도체 소자와의 접속점에 접속되고, 상기 제2 다이오드는 상기 제3 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자와의 접속점에 접속되어 구성되며,
    상기 하나의 유닛을 구성하는 상기 반도체 소자군은 동일 평면 상의 냉각기 수열부에 설치되어, 자냉(自冷) 혹은 강제 풍냉(風冷)에 의해 방열하도록 한 전력 변환 장치에 있어서,
    상기 제1 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자가 상기 냉각기 수열부의 풍상(風上)측에 배치되고, 상기 제2 반도체 소자와 상기 제3 반도체 소자가 상기 냉각기 수열부의 냉각풍 방향의 중앙에 배치되며, 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드가 상기 냉각기 수열부의 풍하(風下)측에 배치되고, 상기 제1 반도체 소자와 상기 제2 반도체 소자, 상기 제3 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자는 각각 상기 냉각기 수열부의 냉각풍 방향의 중심선에 대하여, 좌우 방향에서 서로 반대측 위치에 배치되고, 상기 제1 다이오드는 상기 제2 반도체 소자와 상기 중심선에 대하여, 좌우 방향에서 같은 측에 배치되고, 상기 제2 다이오드는 상기 제3 반도체 소자와 상기 중심선에 대하여, 좌우 방향에서 같은 측에 배치되어 있는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서, 자냉에 의해 방열하는 상기 전력 변환 장치에는, 상기 제1 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자가 상기 냉각기 수열부의 연직 방향의 하측에 배치되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 전력 변환부를 구성하는 반도체 소자군은, 상기 냉각기 수열부에 배치할 때의 반도체 소자의 단자의 방향이, 풍상측이 콜렉터 단자, 풍하측이 이미터 단자로 되도록 배치되어 있는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제2항에 있어서, 상기 전력 변환부를 구성하는 반도체 소자군은, 상기 냉각기 수열부에 배치할 때의 반도체 소자의 단자의 방향이,
    상기 제2 반도체 소자와 상기 제3 반도체 소자는 냉각풍 방향과 직교하는 방향으로 이미터 단자 및 콜렉터 단자가 나란하게 배치되고,
    상기 제1 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자는, 냉각풍 방향으로 이미터 단자 및 콜렉터 단자가 나란하게 배치되며,
    상기 제1 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자의 한쪽 이미터 단자는 풍상측에 배치되고, 다른 쪽의 이미터 단자는 풍하측에 배치되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제2 반도체 소자와 상기 제3 반도체 소자와의 접속점의 교류 출력 단자에 트랜스의 1차 권선이 접속되고, 상기 트랜스의 2차 권선과 접속된 정류 다이오드 브릿지 회로와, 상기 정류 다이오드 브릿지 회로의 출력측에 리액터와 콘덴서로 구성되는 필터 회로가 접속되며, 상기 트랜스 2차 권선 출력측에 공진 리액터가 설치되며,
    반도체 스위치와 공진 콘덴서로 이루어지는 공진 스위치 회로가 상기 정류 다이오드 브릿지의 출력측에 병렬 접속되고, 상기 공진 리액터와 상기 공진 스위치 회로의 공진 콘덴서의 직렬 공진 회로를 구성하는 직류 전원 장치이며, 상기 하나의 유닛으로 구성되는 반도체 소자군의 발열이, 상기 제1 반도체 소자와 상기 제4 반도체 소자가 가장 크고, 이어서, 상기 제2 반도체 소자와 상기 제3 반도체 소자이며, 상기 제1 다이오드와 상기 제2 다이오드가 가장 작아지는 3레벨 회로로 구성된 반도체 소자군인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
BR112013005702A2 (pt) * 2010-09-09 2016-05-03 Mitsubishi Electric Corp módulo de semicondutor de potência, aparelho de conversão de potência, veículo ferroviário
JP5797142B2 (ja) * 2012-03-26 2015-10-21 株式会社日立製作所 直流電源装置およびその制御方法
JP2015177708A (ja) * 2014-03-18 2015-10-05 株式会社日立製作所 電源装置
JP2015186362A (ja) * 2014-03-25 2015-10-22 株式会社日立製作所 電源装置
JP2015211581A (ja) * 2014-04-28 2015-11-24 三菱電機株式会社 フルブリッジｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2016010306A (ja) * 2014-06-26 2016-01-18 株式会社東芝 電力変換装置および車両用制御装置
JP6424514B2 (ja) * 2014-08-22 2018-11-21 富士電機株式会社 電力変換装置
US10375901B2 (en) 2014-12-09 2019-08-13 Mtd Products Inc Blower/vacuum
JP2016178208A (ja) * 2015-03-20 2016-10-06 日本電気株式会社 ヒートシンク、放熱構造、冷却構造及び装置
WO2016157533A1 (ja) * 2015-04-03 2016-10-06 株式会社 東芝 電力変換装置
WO2017216837A1 (ja) * 2016-06-13 2017-12-21 日産自動車株式会社 電力変換装置
JP6538109B2 (ja) * 2017-05-24 2019-07-03 三菱電機株式会社 スイッチング装置
WO2019239484A1 (ja) * 2018-06-12 2019-12-19 東芝三菱電機産業システム株式会社 半導体装置
CN109861546B (zh) * 2019-03-04 2020-10-09 东南大学 一种具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器及应用控制

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04368464A (ja) * 1991-06-12 1992-12-21 Sanyo Denki Co Ltd 直流電源装置
JP2003079162A (ja) 2001-09-03 2003-03-14 Toshiba Transport Eng Inc 電力変換装置
US7450388B2 (en) 2002-01-16 2008-11-11 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power converter connection configuration
US7579554B2 (en) 2005-05-25 2009-08-25 Sansha Electric Manufacturing Company Limited Heat sink arrangement for electrical apparatus

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69233450T2 (de) * 1991-09-20 2005-12-15 Hitachi, Ltd. Halbleitermodul
JPH1023768A (ja) * 1996-06-28 1998-01-23 Toyo Electric Mfg Co Ltd 電力変換装置の冷却用ヒ−トシンク組立体
JP3229931B2 (ja) * 1997-09-08 2001-11-19 三菱電機株式会社 ３レベル電力変換装置
JP3424532B2 (ja) * 1997-11-25 2003-07-07 株式会社日立製作所 電力変換装置
JP3652934B2 (ja) * 1999-09-06 2005-05-25 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
US6349044B1 (en) * 1999-09-09 2002-02-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Zero voltage zero current three level dc-dc converter
EP1742265B1 (en) * 2000-04-19 2013-08-07 Denso Corporation Coolant cooled type semiconductor device
CN1109399C (zh) * 2000-10-19 2003-05-21 南京航空航天大学 带钳位二极管的零电压开关三电平直流变换器
JP3637276B2 (ja) * 2000-11-09 2005-04-13 株式会社日立製作所 ３レベル電力変換装置
JP3676268B2 (ja) * 2001-08-01 2005-07-27 株式会社日立製作所 伝熱構造体及び半導体装置
JP4600159B2 (ja) * 2005-06-01 2010-12-15 三菱電機株式会社 ３レベル電力変換装置
JP2010220873A (ja) * 2009-03-24 2010-10-07 Sanyo Electric Co Ltd 衣類乾燥機
BR112013005702A2 (pt) * 2010-09-09 2016-05-03 Mitsubishi Electric Corp módulo de semicondutor de potência, aparelho de conversão de potência, veículo ferroviário
CN102158093A (zh) * 2011-05-06 2011-08-17 江苏省电力公司扬州供电公司 一种开关电源

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04368464A (ja) * 1991-06-12 1992-12-21 Sanyo Denki Co Ltd 直流電源装置
JP2003079162A (ja) 2001-09-03 2003-03-14 Toshiba Transport Eng Inc 電力変換装置
US7450388B2 (en) 2002-01-16 2008-11-11 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power converter connection configuration
US7579554B2 (en) 2005-05-25 2009-08-25 Sansha Electric Manufacturing Company Limited Heat sink arrangement for electrical apparatus

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