KR101299289B1 - 전력 컨버터에서 출력 리셋을 갖는 비조절형 동면 모드를 구현하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

전력 컨버터에서 출력 리셋을 갖는 비조절형 동면 모드를 구현하기 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

전력 컨버터 내의 출력 리셋 제어기를 갖는 비조절형 동면 모드의 구현이 개시된다. 전력 컨버터의 출력을 제어하기 위한 예시적인 방법은 구동 신호 생성기로 구동 신호를 생성하여, 상기 전력 컨버터의 출력에 결합될 하나 이상의 부하들로의 에너지의 흐름을 상기 하나 이상의 부하들의 에너지 요구에 응답하여 조절하는 단계를 포함한다. 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구가 임계치 아래로 떨어질 때 상기 하나 이상의 부하들로의 에너지 흐름의 상기 조절을 제1 기간 동안 중지시키기 위하여 상기 구동 신호 생성기를 동면시킨다. 상기 제1 기간 동안 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구에 응답하지 않는다. 이어서, 상기 제1 기간이 경과한 후에 상기 하나 이상의 부하들로의 에너지 흐름의 상기 조절을 재개하기 위하여 상기 구동 신호 생성기를 파워 업한다. 상기 제1 기간이 경과한 후에 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구의 증가가 존재하는지를 식별한다. 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구의 증가가 존재하는 경우에, 상기 제1 기간이 경과한 후에 제2 기간 동안 전력 컨버터의 상기 출력에서의 전압이 실질적으로 정상 조절 출력 전압 아래의 값으로 방전되게 하기 위해, 상기 전력 컨버터의 상기 출력을 리셋한다.

Description

전력 컨버터에서 출력 리셋을 갖는 비조절형 동면 모드를 구현하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR IMPLEMENTING AN UNREGULATED DORMANT MODE WITH OUTPUT RESET IN A POWER CONVERTER}
<관련 출원들의 상호 참조>
본 출원은, "Method And Apparatus for Implementing An Unregulated Dormant Mode In A Power Converter"라는 제목으로 2008년 5월 29일자로 출원되고, 본 출원의 양수인에게 양도된, 함께 계류중인 출원 제12/129,474호와 관련된다.
본 출원은 또한, "Method And Apparatus for Implementing An Unregulated Dormant Mode With An Event Counter In A Power Converter"라는 제목으로 2009년 2월 5일자로 출원되고, 본 출원의 양수인에게 양도된, 함께 계류중인 출원 제12/366,574호와 관련된다.
본 발명은 일반적으로 스위치 모드 전력 컨버터에서 에너지의 전달을 조절하는 제어 회로들에 관한 것으로서, 구체적으로 본 발명은 출력 리셋을 갖는 비조절형 동면 동작 모드를 이용하여 저부하 또는 무부하 조건들에서 스위치 모드 전력 컨버터들의 에너지 소비를 줄이는 제어 회로들에 관한 것이다.
전력 컨버터 제어 회로들은 다양한 목적들 및 응용들에 사용될 수 있다. 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄일 수 있는 제어 회로 기능에 대한 요구가 존재한다. 특히, 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터들의 에너지 소비를 줄이는 제어 회로들에 대한 구체적인 요구가 존재한다. 이러한 요구는 전력 컨버터들의 일부 응용들에서 오랜 기간 동안 에너지 전달에 대한 요구가 거의 없거나 전혀 없었다는 사실로부터 발생한다. 그러한 응용의 일례는 셀룰러 전화들에 대한 AC-DC 충전기들에서의 응용이다. AC-DC 충전기는 종종, 셀룰러 전화 자체가 AC-DC 충전기의 출력 케이블로부터 완전히 분리된 때에도, 가정 또는 사무실 내의 AC 본선 콘센트에 접속된 상태로 남겨진다. 이러한 조건은 종종 무부하 조건으로 지칭된다. 더구나, 셀룰러 전화들 및 디지털 정지 카메라들 등과 같은 응용들에서, AC-DC 충전기의 출력에 의해 급전되는 유닛은 유닛 내부의 배터리가 완전히 충전되자마자 셧다운된다. 이러한 조건들에서, 유닛의 에너지 요구는 크게 감소하며, 따라서 AC-DC 충전기에 대한 매우 낮은 부하 조건이다. 이러한 조건은 종종 대기 또는 휴면 모드로서 지칭되며, 다시 긴 기간 동안 존재할 수 있다. 따라서, 이러한 매우 낮은 부하의 대기 또는 휴면 모드 조건들에서는 AC-DC 충전기가 높은 효율로 또는 다시 말해서 최저의 가능한 에너지 소비로 동작하는 것이 또한 요구된다.
스위치 모드 전력 컨버터들에 대한 기존의 제어 회로들은 통상적으로 제어 회로에 결합된 전력 스위치의 스위칭 주파수를 줄여서 스위칭 손실이라고 하는 일종의 에너지 손실을 줄임으로써 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄인다. 이러한 감소된 스위칭 주파수의 기간 동안, 제어 회로들은 전력 컨버터 출력 전압을 유지함으로써 활성 상태에 머물며, 따라서 급전될 유닛(예를 들어, 셀룰러 전화 핸드셋 또는 디지털 정지 카메라)은 그가 AC-DC 충전기 출력에 접속되자마자 또는 휴면/대기 모드로부터 벗어나 더 많은 에너지를 요구하자마자 에너지를 수신할 수 있다.
본 발명의 비제한적인, 비포괄적인 실시예들이 아래의 도면들을 참조하여 설명되며, 다양한 도면들 전반에서는 달리 특정되지 않는 한은 동일한 참조 번호들은 동일한 요소들을 지칭한다.
도 1은 본 발명의 가르침에 따른, 비조절형 동면 동작 모드를 이용하여 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄이는 제어 회로의 일례를 이용하는 예시적인 플라이백 전력 컨버터를 일반적으로 도시하는 개략도이다.
도 2는 본 발명의 가르침에 따른, 비조절형 동면 동작 모드를 이용하여 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄이는 제어 회로의 다른 예를 이용하는 다른 예시적인 플라이백 전력 컨버터를 도시하는 개략도이다.
도 3은 본 발명의 가르침에 따른, 비조절형 동면 동작 모드를 이용하여 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄이는 제어 회로의 또 다른 예를 이용하는 또 다른 예시적인 플라이백 전력 컨버터를 도시하는 개략도이다.
도 4a는 본 발명의 가르침에 따른, 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄이는 제어 회로의 예시적인 블록도이다.
도 4b는 일례에서 도 4a의 블록도를 갖는 제어 회로로부터 발생하는 예시적인 타이밍 및 신호 파형들을 나타낸다.
도 5a 및 5b는 일례에서 도 4a의 블록도를 갖는 제어 회로로부터 발생하는 예시적인 파형들을 나타낸다.
도 6은 본 발명의 가르침에 따른, 비조절형 동면 동작 모드를 이용하여 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄이는 제어 회로의 또 다른 예를 이용하는 또 다른 예시적인 플라이백 전력 컨버터를 도시하는 개략도이다.
도 7은 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터들의 에너지 소비를 줄이는 다양한 제어 회로들의 통상적인 스위칭 주파수 대 부하 특성들을 나타내는 그래프이다.
도 8은 본 발명의 가르침에 따른, 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄이는 제어 회로의 예시적인 제어 특성을 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 발명의 가르침에 따른, 비조절형 동면 동작 모드를 이용하여 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄이기 위한 예시적인 방법을 나타내는 흐름도이다.
출력 리셋을 갖는 비조절형 동면 동작 모드를 이용하여 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄이기 위한 제어 회로를 구현하기 위한 방법들 및 장치들이 개시된다. 아래의 설명에서는, 본 발명의 충분한 이해를 제공하기 위하여 다양한 특정 상세들이 설명된다. 그러나, 특정 상세는 본 발명을 실시하는 데에 이용될 필요가 없다는 것이 이 분야의 통상의 기술자에게 명백할 것이다. 다른 예들에서는, 본 발명을 불명확하게 하지 않기 위해 공지 재료들 또는 방법들은 상세히 설명되지 않았다.
본 명세서 전반에서 "일 실시예", "실시예", "일례" 또는 "예"에 대한 참조들은 그 실시예 또는 예와 관련하여 설명되는 특정 특징, 구조 또는 특성이 본 발명의 적어도 일 실시예에 포함된다는 것을 의미한다. 따라서, 본 명세서 전반의 다양한 곳에서의 "일 실시예에서", "실시예에서", "일례" 또는 "예"라는 문구들의 출현들은 모두가 반드시 동일 실시예 또는 예를 지칭하는 것은 아니다. 더구나, 특정 특징들, 구조들 또는 특성들은 하나 이상의 실시예들 또는 예들에서 임의의 적절한 조합들 및/또는 하위 조합들 내에 조합될 수 있다. 게다가, 함께 제공되는 도면들은 이 분야의 통상의 기술자들에 대한 설명의 목적을 위한 것이며, 도면들은 반드시 축척으로 도시된 것은 아니라는 것을 이해한다.
이제, 출력 리셋을 갖는 비조절형 동면 동작 모드를 이용하여 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄이기 위한 제어 회로가 설명된다. 본 발명의 예들은 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터의 에너지 소비를 줄이기 위하여 출력 리셋을 갖는 비조절형 동면 동작 모드를 구현하기 위한 방법들 및 장치들과 관련된다. 아래의 설명은, 예컨대 셀룰러 전화가 전력 컨버터의 출력에 접속되어 그의 배터리를 충전하고 있을 때일 수 있는 정상 동작 조건들에서 전력 컨버터의 입력으로부터 전력 컨버터의 출력으로의 에너지 흐름을 조절하는 다양한 전력 컨버터 회로들에서 사용되는 다수의 예시적인 제어 회로들을 상술할 것이다.
전력 컨버터의 입력에서 출력으로의 에너지 흐름은 전력 컨버터 내의 변압기를 포함할 수 있지만 일부 전력 컨버터 구성들 내의 간단한 인덕터일 수 있는 에너지 운반 요소를 통한 에너지 흐름과 관련하여 설명될 수도 있다. 본 설명은, 전력 컨버터의 출력이 무부하 또는 매우 낮은 부하 조건에 있는 것으로 식별될 때, 예를 들어 셀룰러 전화가 제어 회로를 사용하는 AC-DC 충전기의 출력으로부터 물리적으로 분리된 때, 설명되는 예시적인 제어 회로들이 전력 컨버터의 입력에서 출력으로의 에너지 흐름이 더 이상 조절되지 않는 동작 모드로 어떻게 전이되는지를 상술할 것이다. 이러한 조건들 하에서, 전력 컨버터의 입력에서 출력으로의 에너지 운반은 제어 회로의 사용자에 의해 프로그래밍되거나 제어 회로 자체 내의 타이머 회로를 이용하여 프로그래밍되는 기간 동안 실질적으로 0으로 감소한다. 이러한 기간 동안, 회로는 본 발명의 명칭에서 지칭되는 비조절형 동면 동작 모드에 있다. 이러한 비조절형 동면 동작 모드 동안, 제어 회로 자체의 전력 소비는 에너지를 보존하기 위해 가능한 한 크게 감소한다.
본 설명은, 이러한 비조절형 동면 동작 모드 기간 후에, 제어 회로가 어떻게 재시동되어 전력 컨버터의 입력에서 전력 컨버터의 출력으로의 에너지 흐름을 다시 조절하는지를 상술할 것이다. 그러나, 매우 낮은 부하 또는 무부하 조건이 여전히 존재하는 경우, 제어 회로는 다시 이것을 검출하고, 비조절형 동면 모드 동작의 기간을 다시 시작할 것이다. 그러나, 매우 낮은 부하 또는 무부하 조건이 더 이상 존재하지 않는 경우, 예시적인 제어 회로는 전력 변환 회로가 정상 동작을 재개하기 전에 리셋 기간을 구현하여, 전력 컨버터의 입력에서 출력으로의 에너지 흐름을 조절한다. 일례에서, 리셋 기간 동안, 전력 컨버터의 출력은 예를 들어 전력 컨버터의 출력 전압을 실질적으로 0 볼트로 줄임으로써 리셋될 것이다.
예를 들어, 도 1은 에너지 운반 요소(109)를 통한 에너지 흐름을 조절하는 제어 회로(115)를 이용하는, 때로는 전력 공급 장치라고도 하는, 전력 컨버터(100)의 개략도를 일반적으로 도시한다. 도시된 예에서, 제어 회로(115)는 본 발명의 가르침에 따라 저부하 또는 무부하 조건이 제거될 때 구현되는 출력 리셋 기간을 갖는 비조절형 동면 동작 모드를 이용하여 저부하 또는 무부하 조건들에서 전력 컨버터(100)의 에너지 소비를 줄이는 데 사용되는 비조절형 동면 모드 및 출력 리셋 제어 회로(140)를 포함한다. 일례에서, 전력 컨버터(100)는 주 접지(107)와 보조 리턴(return; 126)이 서로 전기적으로 격리되는 격리형 플라이백 컨버터이다. 다른 예들에서 전력 컨버터(100)는 본 발명의 가르침에 따라 주 접지(107)와 보조 리턴(126)이 서로 전기적으로 접속되는 비격리형일 수 있다는 점에 유의한다. 본 발명의 가르침으로부터 이익을 얻을 수 있는 다른 비격리형 전력 컨버터 구성들은 벅(buck), CUK 또는 SEPIC 컨버터들을 더 포함할 수 있다. 다른 예들에서 전력 컨버터(100)는 본 발명의 가르침에 따라 둘 이상의 출력을 가질 수 있다는 점에 더 유의한다.
도시된 예에 도시된 바와 같이, 제어 회로(115)는 전력 스위치(105)를 구동하도록 결합될 구동 신호(122)를 생성하는 구동 신호 생성 블록(154)을 포함한다. 일례에서, 전력 스위치(105)는 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET), 바이폴라 트랜지스터 등이다. 전력 스위치(105)는 DC 입력 전압(101) 및 출력 전력 다이오드(117)에 결합되는 에너지 운반 요소(109)의 입력 권선(103)에 결합된다. 일례에서, DC 입력 전압(101)은 도시되지 않은 AC 전압의 소스에 결합된 정류기 회로의 출력이다. 커패시터(106)가 전력 컨버터 입력 단자들(190, 191)에 결합되어, 전력 스위치(105)가 온 상태에 있을 때 제1 및 제2 입력 단자들(190, 191), 에너지 운반 요소(109) 권선(103) 및 전력 스위치(105)를 통해 흐르는 전류들을 스위칭하기 위한 저임피던스 소스를 제공한다. 일례에서, 제어 회로(115) 및 전력 스위치(105)는 하이브리드 또는 모놀리식 집적 회로로서 제조될 수 있는 집적 회로의 일부를 형성할 수 있다. 도시된 예에서 도시된 바와 같이, 제어 회로(115)는 피드백 신호(114)를 수신하도록 결합되며, 이 피드백 신호는 일례에서 전압 신호이지만, 다른 예들에서는 본 발명의 가르침으로부터 여전히 이익을 얻으면서 전류 신호 또는 전력 컨버터(100)의 파라미터를 나타내는 다른 신호일 수도 있다.
전력 컨버터(100)가 도시된 예에서 입력 전압 공급 장치(101)에 처음 접속될 때, 제어 회로(115)는 제어 회로의 동작을 개시하기 위해 시동 전류를 인출한다. 이것은 바이패스 단자(170)에 결합된 외부 바이패스 커패시터(133)를 충전함으로써 달성된다. 도 1의 예에서, 이러한 시동 전류는 전력 스위치(105)의 고전압 접속 노드(134)로부터 인출되고, 제어 회로(115) 내부의 조절기 회로(135)에 결합된다. 조절기 회로(135)로부터의 출력(132)은 외부 바이패스 커패시터(133)에 결합되며, 제어 회로(115) 내부의 회로에 대한 전압 공급 레일이기도 하다. 다른 예에서, 접속 노드(134)는 입력 단자(190)에 또는 전력 스위치(105) 및 제어 회로(115)가 단일 다이 상에 집적되거나 단일 반도체 패키지 내에 통합된 경우에는 전력 스위치(105)의 구조 내부의 노드에 대신 결합될 수 있다.
도시된 예에서, 조절기 회로(135)는 일례에서 통상적으로 주 접지(107)에 대해 50 내지 400 볼트의 범위 내에 있는, 노드(134) 상에 존재하는 고전압을 변환하며, 레일(132) 상의 최대 전압을 제어 회로(115)를 동작시키는 데 사용될 수 있는 저전압으로 조절한다. 처음에, 바이패스 커패시터(133) 양단의 전압은 실질적으로 0이고, 조절기 회로(135)는 바이패스 커패시터(133)를 충전하기 위한 전류를 제공한다. 바이패스 커패시터(133) 상의 전압이 일례에서 통상적으로 6 볼트 정도인 제어 회로(115)의 올바른 동작에 충분할 때, 도시되지 않은 내부 저전압 회로는 제어 회로(115)가 구동 신호(122)로 전력 스위치(105)의 스위칭을 개시하는 동작을 시작할 수 있게 한다. 이것은 또한 에너지 운반 요소(109)를 통한 입력 단자들(190, 191)로부터의 에너지 흐름을 개시한다.
도시된 예에 도시된 바와 같이, 에너지 운반 요소(109)는 입력 권선(103) 및 출력 권선(110) 및 (일례에서 통상적으로 10 내지 30 볼트 범위 내인) 저전압 보조 권선(108)을 포함한다. 피드백 신호(114)는 저항기들(111, 112)에 의해 형성된 저항기 분할기를 통해 보조 권선(108)으로부터 제어 회로(115)에 결합된다. 게다가, 보조 권선 커패시터(175)가 충분히 충전될 때, 제어 회로(115)는 제어 회로(115)가 동작하기 위한 공급 전류(180)를 저항기(171)를 통해 수신한다. 도시된 예에서, 이러한 방식으로 저전압 보조 권선(108)으로부터 전류를 인출하는 것은 조절기 회로(135)가 고전압 노드(134)로부터 전류를 인출하는 것보다 효율적이다. 따라서, 일례에서 조절기 회로 블록(135)의 동작은 통상적으로 공급 전류 ICC(180)가 저항기(171)를 통해 입수 가능할 때 디스에이블된다.
일례에서, 제어 회로(115)는 피드백 신호(114)에 응답하여 전력 스위치(105)가 스위치 온 및 오프되는 주파수를 조절함으로써 에너지 운반 요소(109)를 통해 흐르는 에너지를 조절하기 위해 전력 스위치(105)를 구동하도록 결합될 구동 신호(122)를 생성하기 위한 구동 신호 생성기(154)를 포함한다. 이러한 스위칭 주파수 조절은 제어 회로(115) 내의 도시되지 않은 발진기의 주파수를 변경하는 방식, 제어 회로(115) 내의 고정 주파수 발진기로부터 인출되는 전력 스위치(105)의 스위칭 사이클들을 선택적으로 인에이블 및 디스에이블하는 방식(종종 온/오프 제어로서 지칭됨), 전력 스위치(105)의 오프 시간을 전력 스위치(105)의 고정 온 시간으로 변경하는 방식 또는 전력 스위치(105)의 온 시간을 전력 스위치(105)의 고정 오프 시간으로 변경하는 방식을 포함하는 다양한 방식으로 달성될 수 있다. 스위치(105)가 온될 때, 커패시터(106)로부터의 에너지는 에너지 운반 요소(109)의 입력 권선(103)으로 운반된다. 스위치가 오프될 때, 입력 권선(103)에 저장된 에너지는 출력 권선(110)으로 그리고 보조 권선(108)으로 운반된다. 출력 권선(110)으로부터의 에너지는 순방향 바이어스 출력 전력 다이오드(117)를 통해 커패시터(118), 사전 부하 임피던스(194)에 결합된 부하(121) 및 출력 단자들(192, 193)로 흐르는 전류와 더불어 전력 컨버터(100)의 출력으로 운반된다. 이 예에서 스위칭 주파수는 에너지 흐름을 조절하는 데 사용되는 변수이므로, 따라서 전력 스위치(105)가 스위칭하는 주파수는 에너지 운반 요소(109)를 통해 흐르는 전체 에너지의 척도이다.
도 1의 예에서, 제어 회로(115)는 전력 컨버터(100)의 제1 및 제2 입력 단자들(190, 191)로부터 에너지 운반 요소(109)를 통해 피드백 단자(123)에 더하여 전력 컨버터 출력 단자들(192, 193), 사전 부하 임피던스(194), 제어 회로 공급 단자(170) 및 피드백 컴포넌트들(111, 112)로 전달되는 전체 에너지를 조절하도록 결합된다. 3 와트(초당 3 줄의 에너지)의 부하(121)에 최대 부하 출력 전력을 제공하는 예시적인 셀룰러 전화 충전기에서, 사전 부하(194), 제어 회로(115) 공급 전류(180) 및 피드백 전류(131)에 의해 소비되는 에너지는 통상적으로 부하(121)에 의해 소비되는 전류의 1%보다 적다. 일례에서, 사전 부하(194)는 완전히 제거된다. 그러나, 출력 부하 전류(120)가 부하(121)를 물리적으로 분리함으로써 실질적으로 제거되는 경우 또는 부하(121)가 대기 동작 모드에 있을 때, 존재할 경우의 사전 부하(194), 제어 회로(115), 공급 전류(180 및 피드백 전류(131)의 결합된 에너지 소비는 에너지 운반 요소(109)를 통해 흐르는 에너지의 실질적으로 100%가 될 수 있다.
전술한 바와 같이, 도 1의 예에서, 전력 스위치(105)의 스위칭 주파수는 에너지 운반 요소(109)를 통한 에너지 흐름을 조절하는 데 사용되는 변수이므로, 따라서 스위칭 주파수는 에너지 운반 요소(109)의 권선들(108, 110)에 결합된 회로의 전체 에너지 요구 또는 수요의 지시이다. 따라서, 도시된 예에서, 전력 스위치(105)의 스위칭 주파수가 임계치 아래로 떨어질 때, 이것은 출력 전류(120)가 실질적으로 0으로 감소하였고, 따라서 부하(121)가 실질적으로 어떠한 에너지도 필요로 하지 않는 무부하 또는 매우 낮은 부하 조건이 존재한다는 지시로서 사용된다. 즉, 부하(121)의 에너지 요구들이 임계치 아래로 떨어질 때, 무부하 또는 매우 낮은 부하 조건이 식별된다.
이러한 조건들에서, 일례에서 제어 회로(115)는, 부하(121)의 에너지 요구들이 임계 기간보다 긴 기간 동안 임계치 아래로 떨어진 경우에 제1 기간 동안 구동 신호 생성기(154)를 파워 다운시킴으로써 구동 신호 생성기(154)를 동면하게 하도록 결합되는 파워 다운/리셋 신호(157)를 생성하도록 결합되는 비조절형 동면 모드 출력 리셋 제어 회로(140)를 포함한다. 구동 신호 생성기(154)가 파워 다운되는 이 제1 기간 동안, 구동 신호 생성기(154)는 더 이상 구동 신호(122)를 생성하지 않고, 에너지 운반 요소(109)를 통한 에너지 흐름을 더 이상 조절하지 않는다.
일례에서, 구동 신호 생성기(154)가 파워 다운되고, 전력 스위치(105)의 스위칭이 디스에이블되는 기간의 지속 기간은 바이패스 커패시터(133)가 일례에서 5.8 내지 6.4 볼트의 범위 내인 그의 정상 동작 전압으로부터 일례에서 3 볼트일 수 있는 더 낮은 전압으로 방전되는 데에 걸리는 시간의 길이에 의해 결정된다. 이 기간 동안, 출력 커패시터(118)도 사전 부하 임피던스(194)를 통해 방전되며, 따라서 출력 전압(119)도 강하된다. 따라서, 이 예에서, 바이패스 커패시터(133)는, 출력 전류(120)가 실질적으로 0으로 감소하였고, 따라서 무부하 또는 매우 낮은 부하 조건이 존재한다는 지시에 응답하여 제1 기간을 결정하기 위한 타이머의 일부로서도 기능한다. 이 기간 동안, 커패시터(175)는 저항기들(171, 111)을 통해서도 방전되며, 따라서 커패시터(175) 양단의 전압도 강하된다.
다른 예에서, 구동 신호 생성기(154)가 파워 다운되고, 전력 스위치(105)의 스위칭이 디스에이블되는 기간의 지속 기간은 제어 회로(115) 외부의 커패시터를 포함하지만 바이패스 커패시터(133)가 아닌 타이머 회로에 의해 결정될 수 있다는 것을 인식한다. 추가 예에서, 구동 신호 생성기(154)가 파워 다운되고, 전력 스위치(105)의 스위칭이 디스에이블되는 기간의 지속 기간은 이러한 목적을 위한 외부 커패시터에 대한 필요 없이 제어 회로(115) 내에 완전히 통합되는 타이머 회로에 의해 결정될 수 있다.
이 기간 동안에 제어 회로의 에너지 소비를 가능한 한 많이 줄이기 위하여, 내부 조절기 회로 블록(135)도 파워 다운/리셋 신호(157)에 응답하여 파워 다운되며, 따라서 노드(134)로부터 조절기 회로(135)를 통해 실질적으로 어떠한 전류도 흐르지 않으며, 조절기 회로 블록(135)에 의해 소비되는 에너지는 실질적으로 0이다. 제어 회로(115)의 구동 신호 생성기(154)가 에너지 운반 요소(109)를 통한 에너지 흐름의 조절을 중지하는 이러한 비조절형 동면 모드 제1 기간 동안, 제어 회로(115)는 비조절형 동면 모드 기간이 경과할 때까지 단자(123)에서 수신되는 피드백 신호들에 응답하지 않는다. 따라서, 이러한 비조절형 동면 모드 기간 동안, 파워 다운/리셋 신호(157)에 응답하여, 조절기 회로 블록(135)을 파워 다운시키는 것에 더하여, 제어 회로(115) 내의 실질적으로 모든 다른 회로도 파워 다운되며, 공급 레일(132)로부터 분리된다. 이러한 분리는 전력 소비를 줄이며, 이 분야의 통상의 기술자에게 공지된 바와 같이 간단한 반도체 부하 스위치들을 이용하여 달성될 수 있다.
일례에서는, 부하(121)의 에너지 요구들이 임계 기간보다 긴 기간 동안 임계치 아래로 떨어진 때에만 비조절형 동면 모드 기간이 개시되며, 따라서 단기 과도 에너지 요구 조건들 또는 이벤트들은 전력 컨버터(100)의 출력에서 무부하 조건들로서 오해되지 않는다. 일례에서, 그러한 부하 과도 이벤트는 부하(121)로서 전력 컨버터(100)의 출력에 결합된 셀룰러 전화 배터리의 최대 충전으로부터 셀룰러 전화 배터리의 소량 충전으로의 급격한 변화에 의해 유발될 수 있다. 이러한 타입의 부하 과도 현상은 종종 셀룰러 전화 충전 응용들에서 발생하며, 셀룰러 전화 핸드셋이 최대 충전으로 복귀함에 따라 부하의 급격한 변화가 매우 빠르게 뒤따를 수 있다. 그러한 부하 또는 에너지 요구 과도 현상들은 부하(121)에 의해 제어되며, 따라서 제어 회로(115)가 올바르게 응답해야 하는 부하(121) 에너지 요구들의 변화들이다. 제어 회로(115)가 부하 에너지 요구의 급격한 감소에 즉시 응답한 경우, 제어 회로(115)는 부하가 다시 증가된 에너지를 요구한 때 비조절형 동면 기간에 들어갔을 수 있으며, 이는 일례에서 배터리 부하가 충전되는 속도에 영향을 미칠 수 있으므로 바람직한 조건이 아니다. 부하(121)의 에너지 요구들이 임계 기간보다 긴 기간 동안 임계치 아래로 떨어진 때에만 비조절형 동면 모드 기간이 개시되는 것을 보증함으로써, 과도 부하 이벤트들을 오해하는 위험이 감소한다.
아래에 도 4 a와 관련하여 더 상세히 설명되는 바와 같이, 제어 회로(115)에서 파워 업 상태로 유지되는 회로 블록은 일례에서 바이패스 커패시터(133) 양단의 전압이 3 볼트 더 낮은 임계치로 떨어질 때 이를 검출하는 내부 파워 업 회로 블록을 포함하는 비조절형 동면 모드 제어 회로(140)의 일부이다. 따라서, 도시된 예에서, 비조절형 동면 모드 제1 기간은 바이패스 커패시터(133) 양단의 전압이 3 볼트 더 낮은 임계치로 떨어질 때 경과한 것으로 간주되며, 이 포인트에서 파워 업 회로 블록은, 파워 다운/리셋 신호(157)를 리셋하고, 입력 전압 공급 장치(101)가 처음 접속된 때와 관련하여 전술한 바와 같이 회로를 파워 업하기 위한 제어 회로(115) 시동 동작을 재개하는 비조절형 동면 모드 제어 회로(140) 내의 내부 리셋 신호를 제공한다.
따라서, 도시된 예에서, 바이패스 커패시터(133)는 제어 회로(115) 시동 동작이 파워 다운/리셋 신호(157)에 응답하여 재개될 때 재충전된다. 바이패스 커패시터(133)는 조절기 회로(135)를 통해 흐르는 전류를 이용하여 재충전되며, 바이패스 커패시터(133) 양단의 전압이 일례에서 약 6 볼트인 제어 회로(115)의 올바른 동작에 필요한 저전압 임계 전압을 다시 초과할 때, 구동 신호 생성기(154)가 파워 업되고, 전력 스위치(105)의 스위칭을 재개하기 위해 구동 신호(122)가 생성된다. 이 포인트에서, 구동 신호 생성기(154)는 단자(123)에서 수신되는 피드백 신호들에 다시 응답하고, 커패시터들(175, 118)에서 손실된 에너지를 보충하기 위해 에너지 운반 요소(109)를 통해 다시 에너지가 흐른다. 전력 스위치(105)의 스위칭 주파수는 이 기간 동안 높을 것이다.
그러나, 커패시터들(175, 118) 내의 에너지가 보충된 후, 부하(121)가 여전히 실질적으로 에너지를 요구하지 않는 경우, 스위칭 주파수는 다시 임계치 아래로 떨어지고, 이러한 조건이 임계 기간보다 긴 기간 동안 존재하는 경우, 다시 파워 다운/리셋 신호(157)가 파워 다운을 개시하게 할 것이며, 이는 다시 제어 회로(115) 내의 구동 신호 생성기(154)가 전술한 바와 같이 에너지 운반 요소(109)를 통한 에너지 흐름의 조절을 중지하게 할 것이다. 제1 기간 동안 파워 다운 및 동면하는 동작에 이어지는 시동 및 스위칭 재개 기간은 부하(121)의 에너지 요구가 다시 증가하여 전력 스위치의 스위칭 주파수가 임계치 위로 유지될 때까지 연속적으로 반복될 것이다.
일례에서, 제어 회로(115)가 부하(121)의 에너지 요구의 증가를 감지할 때, 제어 회로(115)는 제2 기간 동안 리셋 기간에 들어가고, 입력 단자들(190, 192)로부터의 출력 단자들(192, 193)로의 에너지의 운반을 실질적으로 0으로 줄인다. 일례에서, 이 리셋 기간의 제2 기간은 출력 전압(119)이 실질적으로 0으로 방전되게 하는 지속 기간이다. 일례에서, 이 제2 기간 또는 리셋 기간의 종료시에, 제어 회로(115)의 동작은 전력 변환 회로(100)의 입력에서 출력으로의 에너지의 운반을 재개하며, 따라서 출력 전압(119)은 제2 또는 리셋 기간의 종료시의 실질적으로 0의 값에서 그의 공칭 조절 값으로 상승한다. 일례에서, 제어 회로(115)는 또한 에너지 운반 요소 권선들(108, 110) 상의 전체 부하에 의해 요구되는 에너지에 따라 에너지 운반 요소(109)를 통한 에너지의 흐름을 연속적으로 조절한다.
도 1은 보조 권선(108)이 에너지 운반 요소(109)의 격리되지 않은 권선임을 나타낸다는 점에 유의한다. 따라서, 본 발명의 가르침의 이익은 격리된 권선들, 격리되지 않은 권선들 및 이들의 조합들을 갖는 에너지 운반 요소들을 포함하는 전력 컨버터들에 적용될 수 있다는 것을 인식한다. 격리되지 않은 권선들의 예들은 격리되지 않은 감지 권선들, 격리되지 않은 바이어스 권선들, 격리되지 않은 출력 권선들 등을 포함한다. 본 발명의 가르침에 따르면 하나 이상의 부하들이 에너지 운반 요소의 다양한 권선들에 결합될 수 있다는 점에도 유의한다. 사실상, 도 1은 사전 부하 임피던스(194) 및 부하(121) 양자가 도시된 예에서 출력 권선(110)에 결합된다는 것을 나타낸다. 따라서, 상이한 하나 이상의 부하들의 조합들은 에너지 운반 요소의 권선들의 상이한 조합들에 결합될 수 있으며, 따라서 많은 상이한 부하 및 권선 구성들은 본 발명의 가르침에 따른 비조절형 동면 동작 모드를 포함하는 전력 컨버터의 이익을 향유할 수 있다는 것을 인식한다.
예를 들어, 에너지 운반 요소(109)가 격리되지 않은 감지 권선을 포함하는 예에서는, 하나 이상의 부하들 중 하나가 격리되지 않은 감지 권선에 결합될 수 있다. 다른 예에서, 하나 이상의 부하들 중 하나는 격리된 출력 권선에 결합될 수 있는 반면, 하나 이상의 부하들 중 다른 하나는 격리되지 않은 감지 권선에 결합될 수 있다. 격리되지 않은 바이어스 권선을 포함하는 예에서, 부하들 중 하나 이상은 격리되지 않은 바이어스 권선에 결합될 수 있다. 다른 예에서, 하나 이상의 부하들 중 하나는 격리된 출력 권선에 결합될 수 있는 반면, 하나 이상의 부하들 중 다른 하나는 격리되지 않은 바이어스 권선에 결합될 수 있다. 에너지 운반 요소가 격리되지 않은 출력 권선을 포함하는 예에서, 하나 이상의 부하들 중 하나는 격리되지 않은 출력 권선에 결합되는 조합된 감지 및 바이어스 부하일 수 있다. 에너지 운반 요소가 격리된 출력 권선 및 격리되지 않은 출력 권선을 포함하는 예에서, 하나 이상의 부하들 중 하나는 격리된 출력 권선에 결합될 수 있고, 하나 이상의 부하들 중 다른 하나는 격리되지 않은 출력 권선에 결합되는 조합된 감지 및 바이어스 부하를 포함하는 부하일 수 있다.
도 2는 본 발명의 가르침으로부터 이익을 얻는 제어 회로(215)를 이용하는 다른 예시적인 전력 컨버터 회로(200)를 나타낸다. 예시적인 전력 컨버터 회로의 기능은 도 1에서 설명된 예시적인 전력 컨버터 회로의 많은 양태들을 공유한다. 도 1의 회로와 비교되는 차이는, 저항기(171)가 제어되어, 정상 동작 조건들에서의 제어 회로(215)의 동작 전류가 조절기 회로(235)를 통해서만 얻어진다는 점이다. 따라서, 에너지 운반 요소 권선(208)은 피드백 전류 IFB(231)를 생성하는 커패시터(275) 양단의 피드백 전압을 제공하는 감지 권선으로만 사용된다.
그러나, 일례에서 임계 기간보다 긴 기간 동안 임계치 아래로 떨어지는 전력 스위치(205)의 스위칭 주파수에 의해 검출되는, 부하(221)에 의해 요구되는 에너지가 임계 기간보다 긴 기간 동안 임계치 아래로 떨어질 때의 동작은 도 1의 회로의 동작과 동일하다. 그러한 상황들에서는, 조절기 회로(235)가 디스에이블되는 경우에 비조절형 동면 동작 모드가 개시되고, 비조절형 동면 모드 제어 회로(240)의 일부 외의 실질적으로 모든 회로 블록들이 공급 레일(232)로부터 분리되는 반면, 외부 바이패스 커패시터(233)에서의 전압은 그의 정상 동작 전압으로부터 비조절형 동면 모드 제어 회로(240)에 의해 검출되는 파워 업 임계 전압으로 방전된다. 이 예에서, 이어서 바이패스 커패시터(233)는 일례에서 약 6 볼트인 그의 정상 동작 전압 레벨로 재충전되며, 전력 스위치(205)의 스위칭이 재개된다.
일례에서, 제어 회로(215)가 부하(221)의 에너지 요구의 증가를 감지할 때, 제어 회로(215)는 제2 기간 동안 리셋 기간에 들어가고, 입력 단자들(290, 291)로부터의 출력 단자들(292, 293)로의 에너지의 운반을 실질적으로 0으로 줄인다. 일례에서, 이 리셋 기간의 제2 기간은 출력 전압(219)이 실질적으로 0으로 방전되게 하는 지속 기간이다. 일례에서, 이 제2 기간 또는 리셋 기간의 종료시에, 제어 회로(215)의 동작은 전력 변환 회로(200)의 입력에서 출력으로의 에너지의 운반을 재개하며, 따라서 출력 전압(219)은 제2 또는 리셋 기간의 종료시의 실질적으로 0의 값에서 그의 공칭 조절 값으로 상승한다. 일례에서, 제어 회로(215)는 또한 에너지 운반 요소 권선들(208, 210) 상의 전체 부하에 의해 요구되는 에너지에 따라 에너지 운반 요소를 통한 에너지의 흐름을 연속적으로 조절한다.
도 3은 본 발명의 가르침으로부터 이익을 얻는 제어 회로(315)를 이용하는 다른 예시적인 전력 컨버터 회로(300)를 나타낸다. 도 3에 도시된 예시적인 전력 컨버터(300)의 기능은 도 2에서 설명된 전력 컨버터 회로의 많은 양태를 공유한다. 도 2의 전력 컨버터 회로(200)와 비교되는 차이는 다이오드(213) 및 커패시터(275)가 제거된다는 점이다. 따라서, 도 2의 전력 컨버터 회로(200)와 같이, 정상 동작 조건들에서의 제어 회로(315)의 동작 전류는 조절기 회로(335)를 통해 얻어진다. 더구나, 에너지 운반 요소의 권선(308)은 주 접지 전위 노드(307)에 대해 노드(313)에서 AC 전압을 제공한다. 결과적으로, 피드백 전류 IFB(331)는 전력 스위치(305)의 스위칭 사이클 동안 음의 값 및 양의 값 모두를 갖는다. IFB(331)는 전력 스위치(305)의 온 시간의 실질적으로 전부 동안에 음의 전류이고, 전력 스위치(305)의 오프 시간의 적어도 일부 동안 양의 전류이다.
그러나, 일례에서 소정 기간 동안 임계치 아래로 떨어지는 전력 스위치(305)의 스위칭 주파수에 의해 검출되는, 부하(321)에 의해 요구되는 에너지가 임계 기간보다 긴 기간 동안 임계치 아래로 떨어질 때의 동작은 도 1 및 도 2의 예시적인 전력 컨버터 회로들의 동작과 유사하다. 그러한 상황들에서는, 비조절형 동면 동작 모드가 개시되고, 일례에서 조절기 회로(335)가 디스에이블되고, 비조절형 동면 모드 제어 회로(340)의 일부 외의 제어 회로(315) 내의 실질적으로 모든 회로 블록들이 공급 레일(332)로부터 분리되는 반면, 외부 바이패스 커패시터(333) 전압은 그의 정상 동작 전압으로부터 비조절형 동면 모드 제어 회로(340)에 의해 검출되는 파워 업 임계 전압으로 방전된다. 이어서, 바이패스 커패시터(333)는 일례에서 약 5.8 볼트인 그의 정상 동작 전압 레벨로 재충전되며, 전력 스위치(305)의 스위칭이 재개된다.
일례에서, 재시동시에, 제어 회로(315)는 부하(321)의 에너지 요구의 증가를 감지하고, 제어 회로(315)는 제2 기간 동안 리셋 기간에 들어가고, 입력 단자들(390, 391)로부터의 출력 단자들(392, 393)로의 에너지의 운반을 실질적으로 0으로 줄인다. 일례에서, 이 리셋 기간의 제2 기간은 출력 전압(319)이 실질적으로 0으로 감소하게 하는 지속 기간이다. 일례에서, 이 제2 기간 또는 리셋 기간의 종료시에, 제어 회로(315)의 동작은 전력 변환 회로(300)의 입력에서 출력으로의 에너지의 운반을 재개하며, 따라서 출력 전압(319)은 제2 또는 리셋 기간의 종료시의 실질적으로 0인 값에서 그의 공칭 조절 값으로 상승한다. 일례에서, 이어서 제어 회로(315)는 에너지 운반 요소 권선들(308, 310) 상의 전체 부하에 의해 요구되는 에너지에 따라 에너지 운반 요소를 통한 에너지의 흐름을 연속적으로 조절한다.
도 4a는 본 발명의 가르침에 따른 예시적인 제어 회로들(115, 215 또는 315) 중 어느 하나에 적용될 수 있는 제어 회로(415)의 일부의 예시적인 간단한 블록도(400)를 나타낸다. 도 4a는 제어 회로 블록도들(115, 215, 315)보다 상세하지만, 본 발명의 설명에 필요한 상세의 레벨만을 보이도록 의도된 간단한 도면을 유지한다. 따라서, 상세한 제어 회로(415) 블록도에서 볼 수 있는 다양한 내부 회로 블록들 사이의 소정의 기능적 접속들은 본 발명의 가르침을 불명확하게 하지 않기 위해 도시되지 않는다.
위에서 도 1과 관련하여 설명된 바와 같이, 도 4a에 도시된 예시적인 구성은 전력 스위치(405)의 구조 내부의 노드에 결합된 고전압 노드(434)를 사용한다. 따라서, 도 4a의 예시적인 구성은 전력 스위치(405)의 내부 노드(434)가 이용 가능한 단일 실리콘 다이 상에 제어 회로(415) 및 전력 스위치(405)가 모놀리식으로 집적될 수 있는 구성이다. 도시된 예에서 도시된 바와 같이, 노드(434)는 조절 회로(435)에 결합되며, 이 조절 회로는 도 1, 2 및/또는 3에 도시된 바와 같은 블록들(135, 235, 335)과 유사한 기능을 가질 수 있으며, 출력 리셋 제어 회로(440)를 갖는 비조절형 동면 모드로부터 파워 다운/리셋 신호(457)를 수신하도록 결합되는 것으로 도시된다. 조합된 파워 다운/리셋 신호(457)가 도 4a에 단일 접속으로서 도시되지만, 파워 다운/리셋 신호(457)의 파워 다운 및 리셋 신호들은 다른 예에서 개별적인 전기 접속들을 갖는 개별적인 전기 신호들일 수도 있다는 것을 인식한다.
도 4a의 예에서, 제어 회로(415)는 이 예에서 온/오프 제어 회로 및 논리 게이트(484)를 포함하는 것으로 도시되는 구동 신호 생성기(454)를 포함한다. 도시된 예에서, 구동 신호 생성기(454)의 온/오프 제어 회로는 FB 블록(451)으로부터 출력되는 EN 신호(456)를 수신하도록 결합된다. FB 블록(451)은 FB 단자(423)에서 피드백 신호를 수신하도록 결합된다. 도시된 예에서, FB 블록(451)은 전력 스위치(405)의 스위칭이 필요하지 않을 때에는 로우이지만, 전력 스위치(405)의 스위칭이 필요한 때에는 하이인 출력 EN 신호(456)를 생성한다. 다른 예들에서, FB 단자(423) 및 FB 블록(451)은 위의 도 1, 2 및/또는 3과 관련하여 설명된 바와 같은 외부 회로 구성들에 따라 DC 또는 AC 피드백 신호를 수신하고 처리하도록 적응될 수 있다.
도 4a에 도시된 바와 같이, 제어 회로(415)의 출력 리셋 제어 회로(440)를 갖는 비조절형 동면 모드의 일례는 도시된 바와 같이 결합된 파워 다운(PD) 검출 블록(458), 이벤트 카운터(498), 파워 업(PU) 검출 블록(442) 및 래치 회로(459)를 포함한다. 예를 들어 도 1, 2 및 3 각각의 부하들(121, 221, 331)과 같이 전력 컨버터의 출력에서 에너지 운반 요소에 결합된 하나 이상의 부하들의 에너지 요구가 임계치 아래로 떨어질 때, 내부 EN 신호(456)는 발진기(452)의 164 사이클 이상 동안 로우로 유지될 것이다. 도시된 예에서, PD 검출 블록(458)은 164-분할 회로로서 기능하는 8 비트 카운터를 포함한다. 다른 예들에서 PD 검출 블록(458)은 50 내지 256 발진기 사이클의 범위 동안 분할 회로로서 작동하도록 설계될 수 있다는 것을 인식한다.
따라서, 출력 리셋 제어 회로(440)를 갖는 비조절형 동면 모드의 PD 검출 블록(458)의 8 비트 카운터가 164 발진기 사이클 동안 논리 하이 EN 신호(456)를 수신하지 않는 경우, PD 검출 블록(458)은 논리 하이 상태를 갖는 펄스(461)를 출력하고, 이 펄스는 이벤트 카운터 블록(498)에 대한 입력을 클럭킹하며, 블록(498) 내부의 카운터를 1만큼 증가시킨다. 이어서, PD 검출 블록(458)은, 구동 신호(487)가 다시, FB 단자(423)에서의 피드백 신호가 전력 컨버터의 출력에서 에너지 운반 요소에 결합된 부하 또는 부하들에 의해 더 많은 에너지가 요구된다는 것을 지시하고 있다는 것을 지시하는 논리 하이 상태가 될 때, 리셋된다. 따라서, EN 신호(456)는 논리 하이 상태가 되며, 또한 구동 신호(487)가 논리 하이 상태가 된다. 이 예에서, 구동 신호(487)는 이벤트 카운터 블록(498)에도 결합된다. 일례에서, 구동 신호(487)가 164 발진기 카운트 내에 두 번 이상 논리 하이가 되는 경우, 이것은 PD 검출 블록(458)으로부터 논리 하이 펄스를 생성하는 데 충분한 임의의 이전 에너지 요구 감소가 과도적인 이벤트이었고, 이제 게이트 구동 신호들이 다시 생성되고 있고, 164개보다 적은 발진기(452) 사이클 동안 구동 신호(487)가 로우인 것을 지시하므로, 이벤트 카운터(498)도 리셋된다.
그러나, 164 발진기(452) 카운트 내에 이벤트 카운터 블록(498)에 의해 하나의 구동 신호(487) 펄스만이 수신되는 경우, 이벤트 카운터는 리셋되지 않는다. 출력 리셋 제어 회로(440)를 갖는 비조절형 동면 모드의 PD 검출 블록(458)의 8 비트 카운터가 164 발진기 사이클 동안 논리 하이 EN 신호(456)를 다시 수신하지 못하는 경우, PD 검출 블록(458)은 다시 논리 하이 상태를 갖는 펄스(461)를 출력하며, 이 펄스는 이벤트 카운터 블록(498)에 대한 입력으로서 사용되고, 블록(498) 내부의 카운터를 또 한번 1만큼 증가시킨다.
이벤트 카운터 블록(498) 카운터가 일례에서 4인 n의 카운트에 도달하는 경우, 이벤트 카운터 블록(498)은 논리 하이 신호(497)를 출력하고, 래치 회로(459)를 트리거하여, 파워 다운/리셋 신호(457)를 제어 회로(415)의 내부 회로 블록들의 대부분으로 전송하게 한다. 도시된 예에서, 이러한 블록들은 파워 다운/리셋 신호(457)를 수신하도록 결합되며, 피드백 회로 블록(451), 발진기 회로 블록(452), 전력 스위치(405)를 통해 흐르는 전류를 검출하는 과전류 검출 회로 블록(453), 구동 신호 생성기 블록(454) 및 8 비트 카운터(458)를 포함한다. 일례에서, 이러한 모든 블록들이 파워 다운/리셋 신호(457)에 응답하여 파워 다운될 때, 제어기(415)는 단지 2 내지 5μA의 전류 ICC(480)를 소비한다.
일례에서, 따라서, 이벤트 카운터(498)가 구동 신호(487) 논리 하이 상태들 사이의 기간이 164 발진기(452) 사이클을 초과하는 n개의 연속 이벤트를 카운트할 때 출력 리셋 동작을 갖는 비조절형 동면 모드의 제1 기간이 개시된다. 164 발진기 사이클의 값은 임의의 발진기 사이클 수 또는 발진기(452)가 아닌 다른 회로를 통해 측정되는 임의의 기간으로 변경될 수 있다는 것을 인식한다.
조절기 회로(435)는 파워 다운/리셋 신호(457)에 응답하여 턴오프되므로, 외부 바이패스 커패시터(433)는 더 이상 조절기 회로(435)를 통해 충전되지 않으며, 따라서 바이패스 커패시터(433)는 방전하기 시작하고, 바이패스 전압(450)은 강하하기 시작할 것이다. 일례에서, 바이패스 전압(450)은 약 6 볼트로부터 약 3 볼트의 내부적으로 설정된 PU 검출 전압으로 강하할 것이다. 이 예에 도시된 바와 같이, PU 검출 블록(442)은 바이패스 전압(450)을 검출하도록 결합된 상태로 유지하며, 출력 리셋 동작을 갖는 비조절형 동면 모드의 제1 기간 동안 (래치 회로(459)도) 활성 상태로 유지된다. 일례에서, PU 검출 블록(442)은 바이패스 전압(450)이 언제 3 볼트 PU 임계치로 떨어졌는지를 결정하기 위해 바이패스 커패시터(433)에 결합되는 비교기를 포함한다. 바이패스 전압(450)이 3 볼트 PU 임계치로 떨어진 때, PU 검출 블록(440)으로부터 출력되는 PU 리셋 신호(441)는 논리 하이가 되며, 이는 래치 회로(459)로부터의 파워 다운/리셋 신호(457)가 로우에서 하이 논리 상태로 전이하게 하며, 조절기 회로(435)가 바이패스 커패시터(433)의 충전을 재개하게 한다.
일례에서, 제어 회로(415)의 모든 다른 내부 회로 블록들의 일부 또는 전부는 바이패스 커패시터(433)가 재충전됨에 따라 기능을 재개할 수도 있다. 바이패스 커패시터(433)는 약 6 볼트로 충전될 것이며, 다시 PD 검출 블록(458)은 논리 하이 EN 신호(456)가 164 발진기 사이클마다 적어도 한 번 존재하는지를 감지하기 시작하며, 그렇지 않은 경우에 PD 검출 블록(458)은 다시 8 비트 카운터(458)로부터의 출력 신호(461)가 논리 펄스를 생성하고, 이벤트 카운터 블록(498) 내의 카운트를 개시하게 할 것이며, 이벤트 카운터 블록은 카운트가 n의 카운트에 도달하는 경우에 래치 회로(459)를 다시 트리거하여, 새로운 셧다운 사이클이 시작되게 할 것이다.
일례에서, (예컨대, 바이패스 커패시터(433)가 재충전되기 시작할 때) 로우에서 하이 논리 상태로의 파워 다운/리셋 신호(457)의 전이는 원샷 회로(481)에 의해 수신되도록 결합되어, 원샷 회로(481)의 출력에서 소정 기간 동안 지속되는 논리 하이 신호(482)가 생성되게 한다. 일례에서, 이러한 논리 하이 신호(482)의 소정 기간은 10 내지 40 발진기(452) 사이클의 범위 내일 수 있으며, 이는 제어 회로(415)를 이용하는 전력 컨버터의 출력에서의 부하 조건이 임계 레벨 위로 증가했는지에 대한 검출을 허가하기에 충분하다. 일례에서, 신호(482)는 EN 신호(456) 및 발진기(452) 출력 신호를 수신하도록 결합되는 (x 비트를 갖는) 카운터 회로(483)의 동작을 개시하는 데 사용된다. 일례에서, 카운터(483) 카운트는 논리 하이 EN 신호(456)가 수신되는 매 발진기(452) 사이클마다 증가된다. 즉, 카운터(483)는 전력 스위치(405)가 실질적으로 높은 전력을 부하로 전달하도록 턴온되는 연속적인 스위칭 사이클들의 수를 카운트한다. 제어 회로(415)가 구현되는 전력 변환 회로 내의 부하가 여전히 임계치 아래인 경우, 전력 스위치(405)의 비교적 적은 수의 연속 스위칭 사이클이 필요할 것이다.
그러나, 출력 리셋 동작을 갖는 비조절형 동면 모드의 제1 기간 동안에, 전력 컨버터 부하가 증가된 경우, 제어 회로(415)가 구현되는 전력 컨버터의 출력에 에너지를 전달하기 위해서는 전력 스위치(405)의 비교적 많은 수의 연속 스위칭 사이클이 필요할 것이다. 이 예에서, 카운터(483)는 본 발명의 가르침에 따라 실질적으로 높은 전력이 전력 컨버터에 의해 부하로 전달되는 사이클들의 수를 카운트함으로써 전력 컨버터 부하의 증가된 에너지 요구를 식별하도록 결합되는 부하 검출 회로이다. 예를 들어, 일례에서, 카운터(483)가 논리 하이 EN 신호(456)가 수신되는 매 발진기(452) 사이클마다 카운터(483)가 증가된 결과로서 임계치(예를 들어, 카운터(483)의 최대 카운트)에 도달하는 경우, 카운터(483)는 전력 컨버터 부하의 증가가 존재함을 지시하는 논리 하이 출력 신호(488)를 생성한다.
이 예에서, 신호(488)는 원샷 회로(485)에 의해 수신되도록 결합된다. 또한, 원샷 회로(485)는 논리 게이트(484)에 인가되는 논리 하이 출력 신호(486)를 생성하며, 따라서 논리 게이트(484)의 출력(422)은 로우이고, 따라서 전력 스위치(405)는 원샷 회로(485)의 논리 하이 출력의 지속 기간 동안 턴오프된다. 도시된 바와 같이, 본 발명의 가르침에 따르면, 원샷 회로(485)는 출력 리셋 회로의 일례이며, 이는 논리 게이트(484)와 함께 제2 기간 또는 리셋 기간의 지속 기간 동안 전력 스위치(405)의 스위칭을 디스에이블하도록 결합되며, 이는 부하로의 에너지 전달을 중지시키고, 따라서 전력 컨버터의 정상 동작이 재개되기 전에 전력 컨버터 출력 전압이 실질적으로 0으로 리셋되거나, 실질적으로 정상 조절 출력 전압 아래의 값으로 방전되게 한다. 도시된 예에서, 부하로의 에너지의 전달을 중지시킴으로써, 전력 컨버터 출력 전압은 부하를 통해 실질적으로 0으로 또는 실질적으로 정상 조절 출력 전압 아래의 값으로 방전되는 것이 가능해진다. 본 발명의 가르침에 따르면, 다른 예들에서 출력 리셋 회로는 예를 들어 온/오프 제어 회로를 디스에이블함으로써, 발진기(452)를 디스에이블하거나 저속화함으로써 또는 전력 컨버터 출력 전압이 리셋 기간 동안 실질적으로 방전되게 하는 임의의 다른 적절한 기술에 의해 전력 스위치(405)의 스위칭을 디스에이블할 수 있다.
설명된 바와 같이, 원샷 회로(485)로부터의 논리 하이 출력 신호(486)의 지속 기간은 제어기(415)가 구현되는 전력 컨버터의 출력 전압이 실질적으로 0 또는 실질적으로 공칭 조절 임계 전압 아래로 감소되는 리셋 또는 제2 기간이다. 따라서, 리셋 기간 또는 제2 기간은 전력 스위치(405)의 정상 스위칭이 다시 재개될 때 전력 컨버터의 출력에 접속된 부하에 인가되는 출력 전압이 0 또는 매우 낮은 전력 레벨로부터 증가하는 것을 보증한다. 부하 회로들(121, 221, 321)은 도 1, 2 및 3 각각의 그러한 전력 컨버터 부하의 예들이다. 일례에서, 원샷 신호(482)가 카운터 회로(483)를 인에이블시키는 데 사용되지만, 전력 스위치(405)를 스위칭하기 위한 제1 논리 하이 출력 신호가 수신될 때 카운터(483)의 카운트를 실제로 개시하는 데 사용되는 것은 구동 신호(487)이다. 이러한 방식으로, 구동 신호(487)의 연속적인 전력 스위치 스위칭 사이클들은 비조절 동면 모드 동작의 제1 기간에 이어서 전력 스위치(405)가 처음 재시동되는 시각으로부터만 카운트된다.
도 4b는 위의 설명을 예시하기 위한 파형들을 나타낸다. 일례에서, 이 파형들은 도 4a의 제어 회로(415)를 이용할 때의 도 1, 2 또는 3의 전력 컨버터 회로들을 나타낼 수 있다. 기간(462) 동안, 전력 스위치 게이트 구동 신호 파형(473)은 처음에 예를 들어 전력 컨버터 출력에서의 고부하 조건을 지시하는 고주파수를 갖는다. 예시적인 도면에 도시된 바와 같이, 기간(462)이 계속됨에 따라, 게이트 구동 신호(473)는 주파수가 감소하는 것으로 나타나며, 이는 전력 컨버터의 출력 부하의 감소를 지시한다. 기간(462) 동안, 전력 컨버터 출력 전압(472)은 그의 정상 값(477)으로 조절된다. 기간(462)의 종료시에, 비조절형 동면 모드 제1 기간(463)이 개시된다. 기간(463) 동안, 전력 컨버터 출력 전압(472)은 전력 컨버터 출력 상의 매우 높은 부하로 인해 약간만 감소한다. 따라서, 제1 기간(463)의 종료시에, 게이트 구동 신호(473)가 기간(464)의 개시시에 재개될 때, 전력 컨버터 출력 전압(472)은 공칭 조절 값(477)으로 복귀하기 위해 작은 증가만을 필요로 한다.
이 예에서, 전력 컨버터 출력 부하는 기간(464) 동안 임계치 아래로 유지되며, 따라서 게이트 구동 신호(473) 주파수가 감소하고, 다른 비조절형 동면 모드 제1 기간(465)을 개시한다. 기간(465) 동안, 이 예에서 시각 474에서, 전력 컨버터의 출력 상의 부하 조건이 증가하며, 따라서 전력 컨버터 출력 전압(472)이 더 빠른 속도로 감소하기 시작한다. 따라서, 기간(465)의 종료시에, 전력 컨버터 출력 전압(472)은 공칭 조절 전압 임계치(477)로부터 크게 감소되었고, 따라서 기간(466) 전반에서 게이트 구동 신호(473)의 주파수는 높게 유지된다.
일례에서, 논리 신호(475)는 도 4a의 신호(482)와 등가이며, 따라서 기간(466) 동안의 게이트 구동 신호(473) 카운트가 시간 포인트(478)에서 임계치에 도달할 때, 일례에서 도 4a의 신호(486)와 등가인 논리 신호(471)가 로우에서 하이로 변한다. 이 예에서, 이어서 제2 리셋 기간(467)이 개시되고, 논리 신호(471) 하이 상태의 지속 기간 동안 계속된다. 일례에서, 기간(467) 동안, 출력 전압(472)은 실질적으로 0의 값으로 감소하며, 따라서 기간(468)의 개시시에 출력 전압(472)은 시각 476에 실질적으로 0 볼트의 값으로부터 공칭 조절 임계치(477)로 상승한다. 시각 476 후에, 전력 컨버터 출력 전압(472)은 게이트 구동 신호(473)의 감소된 주파수에 의해 지시되는 바와 같은 공칭 값(477)으로 조절된다. 일례에서, 이것은 또한 전력 컨버터의 정상 동작으로서 간주될 수 있다.
전력 컨버터 출력 전압(472)은 기간(467) 동안에 반드시 실질적으로 0 볼트로 리셋될 필요는 없지만, 전력 컨버터 출력 전압(472)이 기간(468)의 개시시에 실질적으로 공칭 조절 임계치(477) 아래에 있는 한, 본 발명의 이익들이 여전히 실현되었을 것이며, 전력 컨버터의 출력에 접속된 부하는 기간(468)의 개시시에 정상 조절 출력 전압보다 실질적으로 낮은 전압을 항상 수신한다는 것을 인식한다.
전술한 바와 같이, 도 4a에 도시된 특정 예에서, 전력 스위치에 결합된 에너지 운반 요소를 통한 에너지의 흐름을 조절하기 위해 온/오프 제어 스킴을 이용하는 제어 회로(415)는 설명의 목적으로 도시된다는 점에 유의한다. 제어 회로(415)는 본 발명의 가르침에 따라 출력 리셋 동작을 갖는 비조절형 동면 모드로부터 이익을 얻기 위해 에너지의 흐름을 조절하고 무부하, 저부하 또는 증가된 조건들을 검출하기 위해 다른 공지 제어 스킴들을 이용할 수 있다는 것을 인식한다.
예를 들어, 다른 예에서, 피드백 신호의 크기는 무부하 또는 저부하 또는 증가된 부하 조건들을 검출하기 위해 FB 블록(451)에 의해 감지될 수 있다. 그러한 예에서, 피드백 신호의 크기는 전압 값 또는 전류 값일 수 있다. 이 예에서, FB 블록(451)이 무부하 또는 저부하 또는 증가된 부하 조건들을 지시하는 피드백 단자(423)에서 수신된 피드백 신호의 크기를 검출할 때, FB 블록(451)은 무부하 또는 저부하 조건을 지시하기 위해 EN 신호(456)를 PD 검출 블록으로 출력할 것이다. 또 다른 예에서, 무부하 또는 저부하 조건은 구동 신호(487)의 낮은 스위칭 주파수를 검출함으로써 검출될 수 있다. 일례에서, 구동 신호(487)의 스위칭 주파수는 피드백 신호를 수신하도록 결합되는 FB 블록(451)을 통해 검출될 수 있다. 그러한 예에서, 구동 신호(487)의 스위칭 주파수는 피드백 단자(423)에서 수신된 피드백 신호로부터 도출될 수 있다. 다른 예에서, PD 검출 블록(458)은 구동 신호(487)의 낮은 스위칭 주파수 조건을 검출하여 무부하 또는 저부하 조건을 검출하기 위해 구동 신호(487)를 수신하도록 결합될 수 있다.
도 5a 및 5b는 일례에서 출력 부하 조건이 임계치 아래로 유지될 때 전술한 도 4a의 바이패스 커패시터(433)에서의 바이패스 전압(450)에 적용되는 예시적인 전압 파형들을 나타낸다. 예를 들어, 도 5a의 기간(503)은 도 4b의 기간(463)에 대응할 수 있고, 도 5b의 제1 기간(550)은 도 4b의 기간(464)에 대응할 수 있다. 도 5b는 도 5a의 파형(500)으로부터의 영역(502)의 확대도인 파형(501)을 나타낸다. 이 예에서, 도 5a 및 5b에 도시된 시각들은 비조절형 동면 모드 기간(503) 동안 10μF의 바이패스 커패시터(433) 값, 100kHz의 발진기(452) 주파수 및 2μA의 전류 소비(ICC 480)를 가정한다. 게다가, 조절기 회로(435)는 기간(504) 동안 바이패스 커패시터(433)를 3 볼트로부터 6 볼트로 재충전할 때 2mA를 갖도록 바이패스 커패시터(433)를 충전하는 것으로 가정한다. 기간(505)은 결정되지 않은 값 'x' 밀리초인데, 그 이유는 이것이 예를 들어 커패시터들(175, 275)과 같은 보조 에너지 운반 요소 권선들에 결합된 예를 들어 커패시터(118, 218 또는 318) 및 다른 용량과 같은 출력 커패시터를 재충전하는 데 걸리는 기간이기 때문이다. 따라서, 기간(505)은 이러한 커패시터들의 선택의 함수이지만, 일반적인 예들에서는 5 내지 20 밀리초의 범위 내에 있을 수 있다. 기간(506)은 도시된 예에서 부하의 에너지 요구가 임계치 아래이고 기간(506) 동안에 있었고, 제어 회로가 본 발명의 가르침에 따른 비조절형 동면 모드 동작의 기간을 다시 시작한다는 것을 다시 인식하기 전에 100kHz 발진기가 164 사이클을 통해 카운트한 후에 이벤트 카운터를 n번(이 예에서 n=4) 증가시키는 데 걸리는 시간이다. 이 예에서는 도 4a와 관련하여 설명된 바와 같이 기간(506)은 연속적인 구동 신호(487) 하이/로우 이벤트들이 164 발진기 사이클을 초과하는 기간들에 의해 분리되는 일련의 n개의 이벤트로 구성된다는 것을 이해한다.
도 6은 본 발명의 가르침으로부터 이익을 얻는 다른 예시적인 전력 컨버터(600)를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 도 6의 예시적인 회로는 전술한 도 1, 2 및/또는 3의 회로들과 많은 양태를 공유한다. 그러나, 그 차이는 도 6의 회로가 광 결합기(611) 및 보조 피드백 회로 블록(694)을 이용하여 피드백 신호 IFB(639)를 생성한다는 것을 포함한다. 제어 회로(615)의 예에서, 전류(631)는 예를 들어 캘리포니아 산호세의 Power Integrations 사에 의해 제조된 집적 회로들의 TOPSwitch 패밀리에 의해 사용되는 바와 같은 제어 회로(615)에 대한 조합된 피드백 전류 및 공급 전류이다.
따라서, 제어 회로(615)의 예에서, 외부 바이패스 커패시터(633)의 값은 비조절형 동면 모드 제1 기간을 결정한다. 부하 회로(621)에 의해 요구되는 에너지가 리셋 동작을 갖는 비조절형 동면 모드를 개시하기 위해 임계치 아래로 떨어진 때 이를 검출하기 위해 사용되는 변수는 전력 스위치(605)의 스위칭 주파수일 수도 있다. 그러나, 제어 회로(615)의 예에서, IC(631) 피드백 전류와 같은 피드백 신호의 크기는 도 8을 참조하여 설명되는 바와 같이 부하 회로(621)에 의해 요구되는 에너지가 출력 리셋을 갖는 비조절형 동면 모드의 동작을 개시하기 위해 임계치 아래로 떨어진 때 이를 검출하는 데에도 사용될 수 있다. 피드백 신호의 크기는 IC(631) 전류의 전류 값일 수 있거나, 다른 예에서 크기는 IC(631) 전류에 대응하는 전압 값일 수 있다. 일례에서, 제어기(615) 내의 회로는 비조절형 동면 모드 동작의 리셋 또는 제2 기간, 예를 들어 제어기(615)가 부하(621)의 에너지 요구들에 따라 전력 변환 회로(600)의 입력과 출력 사이의 에너지 흐름의 조절을 재개하기 전에 출력 전압(618)이 실질적으로 0으로 또는 공칭 조절 레벨보다 훨씬 낮은 값으로 강하되는 것이 허가되는 예를 들어 도 4b의 기간(467)을 결정한다.
도 7은 본 발명의 예시적인 가르침으로부터 이익을 얻을 수 있는 제어 회로들의 몇몇 예시적인 부하 대 스위칭 주파수 특성들을 나타낸다. 특성(703)은 부하와 스위칭 주파수가 선형으로 관련되는 전술한 간단한 온/오프 제어 또는 가변 주파수 제어 스킴들에 전형적이다. 이러한 타입의 제어 스킴을 이용하는 제어 회로들의 예는 TinySwitch, LinkSwitch-LP, LinkSwitch-TN 및 LinkSwitch-XT이며, 이들은 모두 캘리포니아 산호세의 Power Integrations 사에 의해 제조된다.
예시적인 특성(703)의 경우, 저부하/무부하 조건(712)에서의 동작은 예컨대 스위칭 주파수가 부하가 임계치(708) 아래로 떨어진 것을 지시하는 임계치(707) 아래로 떨어질 때 검출될 수 있다. 특성(704)은 다수의 전력 스위치 과전류 임계 레벨을 갖는 온/오프 제어 회로 및 각각의 부하 조건에서 어느 과전류 임계치를 사용할지를 결정하기 위한 상태 기계에 전형적이다. 이러한 타입의 제어 스킴을 이용하는 제어 회로들의 예는 TinySwitch-II, TinySwitch-III, PeakSwitch 및 LinkSwitch-II이며, 이들은 모두 캘리포니아 산호세의 Power Integrations 사에 의해 제조된다. 특성(705)은 PWM 제어 회로 특성에 전형적이며, 이러한 특성에서 고부하 조건(710) 및/또는 중간 부하 조건(711)에서의 동작은 통상적으로 고정된 평균 스위칭 주파수(713)를 갖지만, 평균 스위칭 주파수는 저부하 및 무부하 영역(712)에서 감소한다. 이러한 타입의 제어 스킴을 이용하는 제어 회로들의 예는 TOPSwitch-FX 및 TOPSwitch-GX이며, 이들 양자는 캘리포니아 산호세의 Power Integrations 사에 의해 제조된다. 특성(706)은 더 복잡한 제어 스킴들을 갖는 PWM 제어 회로에 전형적이며, 이러한 스킴들에서 고부하 조건(710) 및 중간 부하 조건(711)의 일부에서의 동작은 통상적으로 고정된 평균 스위칭 주파수(714)를 갖지만, 평균 스위칭 주파수는 중간 부하 조건(711)의 다른 부분들 및 저부하/무부하 조건(712) 영역들에서 감소한다. 이러한 타입의 제어 스킴을 이용하는 제어 회로의 예는 캘리포니아 산호세의 Power Integrations 사에 의해 제조되는 TOPSwitch-HX이다.
이용되는 제어 스킴에 관계없이, 공통 인자는, 스위칭 주파수가 저부하/무부하 조건들에서 감소하며, 따라서 전력 컨버터의 출력 상에서 저부하 또는 무부하 조건을 검출하기 위한 방법으로서 이용될 수 있다는 것이다. 이것은 평균 스위칭 주파수가 저부하/무부하 조건들에서도 감소하는 버스트 모드와 같은 이들 또는 다른 저부하 동작 스킴들을 이용하는 다양한 다른 제어 회로들에서 사실이다.
도 8은 일례에서 도 6과 관련하여 전술한 회로 구성에 적용될 수 있는 듀티 사이클(801) 대 IC(802) 전류 특성의 일례를 나타낸다. 도 8의 예시적인 특성은 저부하/무부하 조건의 검출이 전력 스위치의 스위칭 주파수의 검출로 한정되지 않는다는 것을 나타낸다. 도 8의 예시적인 특성에 나타난 바와 같이, 전력 컨버터의 출력 상에서의 부하 감소는 라벨 804로 지시되는 바와 같은 IC(802) 전류 증가에 의해 지시된다. 따라서, 듀티 사이클이 실질적으로 0으로 감소하는 임계 IC 전류(805)의 검출은 이벤트 카운터 또는 타이머와 연계하여, 전력 컨버터의 출력에서의 부하의 에너지 요구들이 소정 기간 동안 임계치 아래로 떨어졌고, 따라서 본 발명의 가르침에 따른 비조절형 동면 모드 동작의 기간을 개시하는 데 사용될 수 있다는 지시로서 사용될 수 있다. 다른 제어 스킴들과 더불어, 저부하/무부하 조건을 지시하는 데 사용될 수 있고, 따라서 본 발명의 가르침에 따른 비조절형 동면 동작 모드를 개시하는 데 사용될 수 있는 다른 방법들이 존재한다는 것을 인식한다.
도 9는 본 발명에 따른 전력 컨버터에서 출력 리셋을 갖는 비조절형 동면 동작 모드를 구현하는 하나의 예시적인 방법을 설명하는 흐름도(900)를 일반적으로 도시한다. 이 예에 도시된 바와 같이, 전력 컨버터는 블록 901에서 시동되어, 블록 902에서 에너지가 부하로 전달된다. 블록 903에서 부하의 에너지 요구에 관한 피드백 정보가 수신되고, 블록 904에서 부하의 에너지 요구가 임계치 아래인지를 결정하며, 이는 저부하/무부하 조건을 지시한다. 그렇지 않은 경우, 블록 905에서 에너지 전달이 조절되고, 블록 903에서 다시 피드백 정보가 수신된다.
그러나, 블록 904에서 저부하/무부하 조건을 지시하는, 부하의 에너지 요구가 임계치 아래인 것으로 결정되는 경우, 블록 910에서 이 조건이 소정 기간보다 긴 기간 동안 존재하였는지를 결정한다. 그러한 경우, 블록 906에서 에너지 전달의 조절이 중지되고, 블록 907에서 비조절형 동면 모드의 제1 기간이 시작된다. 블록 906 또는 907에서, 비조절형 동면 모드의 제1 기간 동안 에너지 소비를 줄이기 위해 불필요한 회로 블록들이 파워 다운된다. 블록 908에서 비조절형 동면 모드의 제1 기간이 종료되었는지를 결정한다. 그러한 경우, 블록 909에서 부하에 에너지를 전달하기 위해 전력 컨버터가 재시동된다. 블록 912에서, 부하의 에너지 요구들에 관한 피드백 정보가 수신된다. 블록 911에서 부하의 에너지 요구가 임계치 위인지를 결정한다. 그렇지 않은 경우, 블록 911의 출력이 블록 910의 입력으로 반환되고, 이어서 이 부하 조건이 소정 기간보다 긴 기간 동안 존재하였는지를 결정한다.
그러나, 블록 911에서 부하의 에너지 요구가 증가된 것으로 결정되는 경우, 예를 들어 도 1, 2, 3 및 6에서 출력 부하가 이들 도면 내의 전력 컨버터들에 재접속된 때, 동작은 블록 913으로 이동하여, 부하로의 에너지 전달이 중지되고, 블록 914에서 제2 또는 리셋 기간이 개시된다. 블록 915에서 이 제2 또는 리셋 시간이 종료되었는지를 결정한다. 그러한 경우, 동작은 블록 902로 복귀하여, 다시 에너지가 부하로 전달되고, 블록 903에서 부하의 에너지 요구에 관한 정보가 수신된다. 따라서, 일례에서 블록 914 및 915에서 구현되는 기간은 일례에서 전력 컨버터의 정상 동작이 본 발명의 가르침에 따라 개재되기 전에 도 1, 2, 3 및 6에 도시된 것들과 같은 전력 컨버터의 출력 전압이 실질적으로 0으로(또는 실질적으로 정상 조절 출력 전압 아래의 값으로) 감소하는 것이 허가되는 리셋 기간을 나타낸다.
블록 904에서 부하의 에너지 요구가 임계치 아래가 아닌 경우, 또는 블록 910에서 임계치 아래인 부하의 에너지 요구의 조건이 임계 기간보다 긴 기간 동안 존재하지 않은 경우, 블록 905에서 다시 부하로의 에너지 전달이 조절되고, 블록 903에서 부하의 에너지 요구에 관한 정보가 다시 수신된다.
요약에서 설명되는 것을 포함하는 본 발명의 도시된 예들에 대한 위의 설명은 포괄적이거나, 개시된 바로 그 형태들로의 제한인 것을 의도하지 않는다. 본 발명의 특정 실시예들 및 예들은 본 명세서에서 예시적인 목적으로 설명되지만, 본 발명의 더 넓은 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고 다양한 균등한 변경들이 가능하다. 사실상, 특정 전압, 전류, 주파수, 전력 범위 값 등은 설명의 목적으로 제공되며, 본 발명에 가르침에 따른 다른 실시예들 및 예들에서 다른 값들도 사용될 수 있다는 것을 인식한다.
이러한 변경들은 전술한 설명에 비추어 본 발명의 예들에 대해 행해질 수 있다. 아래의 청구항들에서 사용되는 용어들은 본 발명을 명세서 및 청구항들에 개시된 특정 실시예들로 한정하는 것으로 해석되지 않아야 한다. 오히려, 본 발명의 범위는 청구항 해석의 확립된 원리에 따라 해석되어야 하는 아래의 청구항들에 의해서만 결정되어야 한다. 따라서, 본 명세서 및 도면들은 한정적인 것이 아니라 예시적인 것으로 간주되어야 한다.

Claims (16)

  1. 전력 컨버터에서 사용하기 위한 제어 회로로서,
    전력 컨버터 출력에 결합될 하나 이상의 부하들의 에너지 요구에 응답하여 상기 전력 컨버터 출력으로의 에너지의 흐름을 조절하기 위하여 상기 제어 회로에 결합될 전력 스위치의 스위칭을 제어하기 위한 구동 신호를 생성하도록 결합되는 구동 신호 생성기;
    상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구가 임계치 아래로 떨어질 때 상기 구동 신호 생성기를 동면시켜(dormant) 상기 구동 신호 생성기에 의한 상기 전력 컨버터 출력으로의 에너지의 상기 흐름의 상기 조절을 중지시키도록 결합되는 비조절형 동면 모드 및 출력 리셋 제어 회로 - 상기 구동 신호 생성기는 동면시에 상기 하나 이상의 부하들의 에너지 요구들의 변화들에 응답하지 않도록 결합되고, 상기 비조절형 동면 모드 제어 회로는 제1 기간이 경과한 후에 상기 구동 신호 생성기를 파워 업하도록 결합되고, 상기 구동 신호 생성기는 상기 제1 기간이 경과한 후에 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구의 변화들에 다시 응답하도록 결합됨 -;
    상기 비조절형 동면 모드 및 출력 리셋 제어 회로 내에 포함되는 부하 검출 회로 - 상기 부하 검출 회로는, 상기 제1 기간이 경과한 후에, 상기 전력 컨버터에 의해 상기 하나 이상의 부하들로 전달되는 전력이 임계 레벨 위인 사이클들의 임계 수를 카운트함으로써 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구의 증가를 식별하도록 결합됨 - ; 및
    상기 비조절형 동면 모드 및 출력 리셋 제어 회로 내에 포함되고, 상기 부하 검출 회로 및 상기 구동 신호 생성기에 결합되는 출력 리셋 회로
    를 포함하고,
    상기 출력 리셋 회로는, 상기 부하 검출 회로에 응답하여, 상기 전력 컨버터 출력에서의 전압이 실질적으로 정상 조절 출력 전압 아래의 값으로 방전되게 하기 위해 상기 제1 기간이 경과한 후에 제2 기간 동안 상기 하나 이상의 부하들로의 에너지의 상기 흐름을 중지시키도록 결합되는
    제어 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 구동 신호 생성기 및 상기 비조절형 동면 모드 및 출력 리셋 제어 회로에 결합되는 발진기를 더 포함하는 제어 회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 부하 검출 회로는 상기 발진기에 결합되는 카운터를 포함하고, 상기 카운터는 상기 전력 컨버터에 의해 상기 하나 이상의 부하들로 전달되는 전력이 임계 레벨 위인 사이클들의 상기 임계 수를 카운트하도록 결합되는 제어 회로.
  4. 제3항에 있어서, 상기 카운터는 상기 전력 스위치가 턴온되는 연속적인 스위칭 사이클들의 상기 임계 수를 카운트하도록 결합되는 제어 회로.
  5. 제4항에 있어서, 상기 카운터에 결합되는 제1 원샷(one shot) 회로를 더 포함하고, 상기 제1 원샷 회로의 출력 신호는, 상기 전력 스위치가 턴온되는 연속적인 스위칭 사이클들의 상기 임계 수를 카운트하기 위해 상기 카운터 회로의 동작을 개시하도록 결합되는 제어 회로.
  6. 제1항에 있어서, 상기 출력 리셋 회로는, 상기 부하 검출 회로 및, 상기 구동 신호 생성기에 결합되는 제2 원샷 회로를 포함하고, 상기 부하 검출 회로가 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구의 증가를 식별하는 것에 응답하여, 상기 제1 기간이 경과한 후에 상기 제2 기간 동안 상기 구동 신호 생성기를 디스에이블시키기 위해 상기 제2 원샷 회로의 출력 신호가 상기 구동 신호 생성기에 의해 수신되도록 결합되는 제어 회로.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제2 원샷 회로의 상기 출력 신호의 지속 기간은, 상기 전력 컨버터 출력에서의 상기 전압이 실질적으로 상기 정상 조절 출력 전압 아래의 값으로 방전되는 것이 허가되는 상기 제2 기간의 지속 기간인 제어 회로.
  8. 제1항에 있어서, 상기 제1 기간은 상기 제어 회로에 결합될 커패시터에 의해 결정되는 제어 회로.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제어 회로에 결합될 상기 커패시터는 상기 제어 회로에 대한 외부 바이패스 커패시터를 포함하는 제어 회로.
  10. 제8항에 있어서, 상기 비조절형 동면 모드 및 출력 리셋 제어 회로에 응답하여 상기 커패시터를 충전하도록 결합될 조절기 회로를 더 포함하고, 상기 조절기 회로는, 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구가 상기 임계치 아래로 떨어질 때 상기 커패시터를 충전하지 않고, 상기 제1 기간이 경과한 후에 다시 상기 커패시터를 충전하도록 결합되는 제어 회로.
  11. 전력 컨버터의 출력을 제어하기 위한 방법으로서,
    상기 전력 컨버터의 출력에 결합될 하나 이상의 부하들로의 에너지의 흐름을, 상기 하나 이상의 부하들의 에너지 요구에 응답하여 조절하기 위해 구동 신호 생성기로 구동 신호를 생성하는 단계;
    상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구가 임계치 아래로 떨어질 때 상기 하나 이상의 부하들로의 에너지 흐름의 상기 조절을 제1 기간 동안 중지시키기 위하여 상기 구동 신호 생성기를 동면시키는 단계;
    상기 제1 기간 동안 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구에 응답하지 않는 단계;
    상기 제1 기간이 경과한 후에 상기 하나 이상의 부하들로의 에너지 흐름의 상기 조절을 재개하기 위하여 상기 구동 신호 생성기를 파워 업하는 단계;
    상기 제1 기간이 경과한 후에 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구의 증가가 존재하는지를 식별하는 단계; 및
    상기 제1 기간이 경과한 후에 제2 기간 동안 전력 컨버터의 상기 출력에서의 전압이 실질적으로 정상 조절 출력 전압 아래의 값으로 방전되게 하기 위해, 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구의 증가가 존재하는 경우에 상기 전력 컨버터의 상기 출력을 리셋하는 단계
    를 포함하는 전력 컨버터 출력 제어 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구의 증가가 존재하는지를 식별하는 단계는, 상기 기간이 경과한 후에 상기 전력 컨버터의 전력 스위치가 턴온되는 연속 스위칭 사이클들의 임계 수를 카운트하는 단계를 포함하는 전력 컨버터 출력 제어 방법.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구의 증가가 존재하는지를 식별하는 단계는,
    상기 전력 컨버터의 출력을 나타내는 피드백 신호를 수신하는 단계;
    제1 원샷 회로에 응답하여 상기 제1 기간이 경과한 후에 카운터의 동작을 개시하는 단계;
    논리 하이 피드백 신호가 수신되는 발진기의 매 사이클마다 상기 카운터를 증가시키는 단계; 및
    상기 카운터가 임계 수로 증가될 때 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구의 증가를 식별하는 단계
    를 포함하는 전력 컨버터 출력 제어 방법.
  14. 제11항에 있어서, 상기 전력 컨버터의 상기 출력을 리셋하는 단계는, 상기 제1 기간이 경과한 후에 상기 제2 기간 동안 전력 컨버터의 상기 출력에서의 전압이 실질적으로 상기 정상 조절 출력 전압 아래의 값으로 방전되게 하기 위해 상기 하나 이상의 부하들의 상기 에너지 요구의 증가를 식별한 후에 상기 구동 신호 생성기를 디스에이블시키는 단계를 포함하는 전력 컨버터 출력 제어 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 구동 신호 생성기를 디스에이블시키는 단계는, 상기 제1 기간이 경과한 후에 상기 제2 기간 동안 전력 컨버터의 상기 출력에서의 전압이 실질적으로 상기 정상 조절 출력 전압 아래의 값으로 방전되게 하기 위해 상기 제2 기간의 지속 기간 동안 제2 원샷 회로에 응답하여 상기 전력 컨버터의 전력 스위치의 스위칭을 디스에이블시키는 단계를 포함하는 전력 컨버터 출력 제어 방법.
  16. 제11항에 있어서, 실질적으로 상기 정상 조절 출력 전압 아래의 상기 값은 실질적으로 0 볼트인 전력 컨버터 출력 제어 방법.
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