KR101084447B1 - 스위치 구동 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

이동 가능 부재와 접촉부를 갖는 스위치를 구동하는 방법은, 제1 레벨을 갖는 제1 신호를 (상기 스위치에) 인가하는 단계 및 제2 레벨을 갖는 제2 신호를 (상기 제1 신호 인가 후에) 상기 스위치에 인가하는 단계를 포함한다. 상기 제1 레벨은 상기 제2 레벨보다 크다. 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 중 하나 또는 모두는 상기 이동 가능 부재를 이동시켜 상기 접촉부와 전기적으로 접속시킨다.

스위치, 아암, 게이트, 이동, 접촉, 소스, 드레인, MEMS

Description

스위치 구동 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DRIVING A SWITCH}

우선권

본 출원은 2006년 12월 22일 출원된 미국 가특허출원 번호 제60/871,619호의 우선권을 주장하며 전체의 내용은 본 명세서에 참고로서 포함된다.

기술분야

본 발명은 스위치에 관한 것으로서, 특히 스위치를 제어하는 것에 관한 것이다.

전자 장치는 회로의 두 부분을 선택적으로 접속하는 전자 스위치를 종종 이용한다. 스위치의 한 유형은 고정면 위의 전기적 도전 포트(주로 "접촉부(contact)"라 한다)에 택일적으로 접촉하는 이동 가능한 아암(movable arm)을 갖는다. 이 아암은 일반적으로는, 상기 아암이 접촉부를 향하게 하는 구동 신호에 응답하여 이동한다.

고속 회로로 동작하기 위해서는, 일반적으로 스위치를 최단 시간 동안 접촉부에 접속시키는 것이 바람직하다. 따라서, 대부분의 스위치는 이와 같이 최단 시간 동안 접촉부를 강제적으로 접속시키는, 상대적으로 높은 레벨의 신호를 이용한다. 예를 들어, 구동 신호는 매우 빠른 속도로 최대 전압까지 상승하여 마이크로 전자기계(micro electromechanical, MEMS) 캔틸레버 아암(cantilever arm)을 정전기적으로 고정 접촉부로 향하게 한다. 이러한 고속으로 인해 아암이 접촉부에서 물리적으로 바운스되고, 고정 접촉부를 형성하기 전에 발진하게 하여 바람직하지 못하다.

이 때문에, 당업자는 낮은 세기의 신호, 예를 들어 천천히 상승하는 신호를 생성할 수 있다. 이는 바운스 문제를 완화시킬 수 있지만, 스위치의 닫힘(close) 속도를 감소시켜 바람직하지 않다.

일 실시예에 따르면, 이동 가능 부재와 접촉부를 갖는 스위치를 구동하는 방법은, 제1 레벨을 갖는 제1 신호를 (상기 스위치에) 인가하는 단계 및 제2 레벨을 갖는 제2 신호를 (상기 제1 신호 인가 후에) 상기 스위치에 인가하는 단계를 포함한다. 상기 제1 및 제2 레벨은 상기 각 신호의 변화율(rate of change)이다. 상기 제1 레벨은 상기 제2 레벨보다 크다. 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 중 하나 또는 모두는 상기 이동 가능 부재를 이동시켜 상기 접촉부와 전기적으로 접속시킨다.

이동 가능 부재를 갖는 스위치를 구동하는 방법은 하나 이상의 신호를 동시에, 순차적으로 또는 중첩하여 인가할 수 있다. 일 실시예에서, 상기 하나 이상의 신호는 전압 신호일 수 있다. 일 실시예에서, 상기 하나 이상의 신호는 전류 신호일 수 있다.

일 실시예에 따르면, 구동 신호는 상기 스위치에 전압 또는 전류를 공급하는 회로에 의하여 생성될 수 있다. 일 실시예에서, 전압 출력 회로는 제1 시간에 제1 레벨을 갖는 전압 신호를 상기 스위치에 인가하고, 상기 제1 전압 신호를 인가한 후 제2 레벨을 갖는 제2 신호를 인가하며, 상기 제1 및 제2 레벨은 상기 각 전압 신호의 변화율이다.

일 실시예에서, 전류 출력 회로는 적어도 하나의 전류원에 접속되는 전류 입력과 상기 스위치에 접속되는 전류 출력을 갖는 전류 미러를 포함한다. 상기 전류 미러의 출력은 상기 스위치에 충전 전류를 제공하는 전류원의 역할을 한다. 전류 출력 회로는 제1 레벨을 갖는 충전 전류의 제1 신호를 상기 스위치에 제공하고, 상기 충전 전류의 상기 제1 신호를 인가한 후 제2 레벨을 갖는 충전 전류의 제2 신호를 제공한다.

예를 들어, 상기 이동 가능 부재는 임계 진폭값이 될 때 상기 접촉부와 전기적으로 접속되도록 이동한다. 따라서, 예시적인 실시예에서, 상기 제1 신호는 상기 임계 진폭값 보다 작은 최대 진폭을 갖는 한편, 상기 제2 신호는 상기 임계 진폭값 보다 큰 최대 진폭을 갖는다.

상기 방법은 상이한 유형의 신호들로 동작할 수 있다. 예를 들어, 상기 제1 신호는 제1 전압이고 상기 제2 신호는 제2 전압일 수 있다. 특히, 상기 제1 레벨 및 제2 레벨은 시간에 대한 전압의 증가율일 수 있다. 상기 방법이 이행되는 경우, 상기 접촉부와 전기적으로 접속된 후에는 실질적으로 발진이 없는 방식으로 이동 가능 부재를 이동시킨다.

신호는 여러 다른 방식으로 제공될 수 있다. 예를 들어, 단일 소스(source)가 상기 제1 및 제2 신호를 제공할 수 있다. 다른 실시예에서, 제1 소스는 상기 제1 신호를 제공하고 제2 소스는 상기 제2 신호를 제공한다. 또 다른 실시예에서, 제1 및 제2 소스가 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 중 하나 또는 모두를 제공한다.

본 발명의 다른 실시예에 따르면, 스위치 드라이버 회로는 레벨이 하나 이상인 신호를 전달하는 소스를 갖는다. 특히, 상기 신호는 제1 진폭과 상기 제1 진폭 보다 큰 제2 진폭을 갖는다. 또한, 스위치 드라이버는 상기 신호가 상기 제1 진폭을 유지한 후 상기 제2 진폭을 유지하도록 상기 신호를 전달하는 출력부를 포함한다.

특히, 상기 소스는 복수의 소스 또는 단일 소스일 수 있다.

당업자는 이하의 첨부한 도면과 함께 설명되는 "실시예"로부터 본 발명의 여러 실시예의 이점을 완전히 이해할 것이다.

도 1은 열린 위치의 MEMS 스위치의 개략도이다.

도 2는 닫힌 위치의 MEMS 스위치의 개략도이다.

도 3a, 도 3b 및 도 3c는 각종 구동 신호에 대한 스위치의 반응을 비교한 그래프를 개략적으로 나타낸 것이다.

도 4는 구동 신호의 시뮬레이션 그래프이다.

도 5는 2개의 디지털 서브-회로(sub-circuit)를 포함하여 스위치를 구동하는 회로의 예시적인 실시예의 개략도이다.

도 6a는 일정한 제어 신호를 생성하기 위한 디지털 회로의 개략도이다.

도 6b는 도 6a의 회로의 일정 신호에 대한 타이밍도이다.

도 7은 펄스 신호를 생성하기 위한 디지털 회로의 개략도이다.

도 8은 제1 동작 상태에서의 소정의 특징을 나타낸 도 5에 도시한 회로의 개략도이다.

도 9는 천이 상태에서의 소정의 특징을 나타낸 도 5에 도시한 회로의 개략도이다.

도 10은 제2 동작 상태에서의 소정의 특징을 나타낸 도 5에 도시한 회로의 개략도이다.

도 11은 스위치를 구동하는 회로의 예시적인 실시예의 개략도이다.

예시적인 실시예에서, 드라이버는 실질적으로 발진을 완화시킴과 동시에 스위치 닫힘 시간을 최적화시키는 방식으로 구동 신호를 스위치에 인가한다. 이를 위하여, 드라이버는 상대적으로 높은 레벨의 제1 신호를 스위치에 인가한다. 그러나, 드라이버는 스위치를 닫기 전에 제1 신호보다 낮은 레벨의 제2 신호를 인가한다. 특히, 상기 레벨들은 신호의 변화율일 수 있다(예를 들어, 입력 전압의 변화율). 예시적인 실시예에 대하여 이하에서 상세하게 설명한다.

스위치의 특정한 상세 및 드라이버의 일정한 상세는 단지 예시적인 목적임을 유의하여야 한다. 따라서, 이러한 세부적인 설명이 여러 실시예의 범위를 제한하고자 하는 것이 아니다. 예를 들어, 스위치는 넌-캔틸레버 아암(non- cantilevered arm)을 포함할 수 있거나, 또는 MEMS 처리가 아닌 처리로 형성될 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 MEMS 스위치(100)를 개략적으로 나타낸 것이다. 스위치(100)는 열린 위치이고 드레인 전극(103)에 전기적으로 접속되는 고정 도전부(104)와 교대로 물리적으로 접촉하는 캔틸레버 아암(105)를 포함한다. 열린 위치에서는, 소스 전극(101)으로부터 드레인 전극(103)으로 아무런 신호도 흐르지 않는다. 본 실시예에서, 스위치(100)는 종래의 MEMS 스위치이다. 또한, 스위치(100)는 고정 기판(106)을 포함하고 있으며, 이는 아암(105)을 지지하는 것은 물론 아암(105)과 가변 커패시터를 형성하는 게이트 전극(102)을 지지한다. 드라이버(도 1에 도시하지 않음)는 게이트(102)와 전기적으로 접촉하고 가변 커패시터에 의하여 인가되는 힘을 제어하여 아암의 움직임을 제어한다.

도 2는 닫힌 위치에 있는 도 1의 스위치(100)를 개략적으로 나타낸 것이다. 닫힌 위치에서, 아암(105)은 이동하여 드레인 전극(103)에 전기적으로 접속되는 고정 도전부(104)에 접촉한다. 닫힌 위치에서, 전기 신호는 아암(105)를 통하여 소스 전극(101)으로부터 드레인 전극(103)으로 흐를 수 있다.

동작 중에, 드라이버(도 2에 도시하지 않음)는 게이트 전극(102)과 전기적으로 접촉하고 있으며, 게이트 전극(102)으로 구동 신호(드라이버 출력)를 공급하여 캔틸레버 아암(105)을 고정 도전부(104)에 물리적으로 접촉하게 함으로써 더 큰 회로(도 2에 도시하지 않음)를 닫히게 한다. 구동 신호는 스위치(100)를 바운스하지 않게 하면서 아암(105)을 최단 시간에 이동시킬 만큼 충분히 빠르게 상승하는 것이 바람직하다. 구동 신호의 최종 레벨은 다운(down) 위치(즉, 닫힌 위치)에서 아암(105)을 확실히 유지하기에 충분한 것이 바람직하다.

도 3a, 도 3b 및 도 3c는 여러 구동 신호에 대한 열린 스위치(100)의 예시적인 응답을 나타낸 것이다. 도 3a의 상단 부분에 있어서, 드라이버 출력은 게이트 전극(102) 상에서 전압을 빠르게 상승시킨다. 전압이 상승함에 따라, 아암(105)은 아래로 이동하여 스위치(100)가 닫히게 하고, 결국 전압이 임계 전압(Vth)에 이를 때 고정 도전부(104)와 접촉하게 한다. 그러나, 이러한 빠른 상승의 경우, 도 3a의 하단에 발진으로 도시한 바와 같이, 아암(105)의 팁(tip)은 아암(105)이 바람직하지 않게 바운스되게 하는 속도로 고정 도전부(104)에 접촉하게 한다. 구동 신호가 최종 레벨(80V)을 향해 증가함에 따라, 아암(105)의 힘은 결국 다운 위치(즉, 스위치 닫힘)에서 아암(105)을 안전하게 유지하도록 충분히 강하게 된다.

바운스를 방지하는 한 방법은 구동 신호를 점진적으로 램핑(ramp)하는 것이다. 도 3b의 상단에서, 드라이버 출력은 게이트 전극(102)의 전압을 보다 느리게 상승하게 한다. 다시, 인가된 전압이 상승함에 따라, 아암(105)은 아래로 이동하여 스위치(100)를 닫히게 하고, 전압이 임계 전압(Vth)에 이를 때에, 아암(105)은 고정 도전부(104)와 접촉하게 된다. 바람직하게는, 아암(105)이 도 3b의 하단에 도시한 바와 같이 바운스하지 않는 것이다. 그러나, 바람직하지 않게도, 이러한 느린 상승의 경우에서의 구동 신호의 인가와 스위치(100)의 닫힘 사이의 시간이 빠른 상승의 경우에 비하여 훨씬 길다.

바운스를 방지하는 두 번째 방법은 구동 신호를 가변 속도로 램핑하는 것이 다. 예를 들어, 제1 속도는 임계 전압을 향하여 급속하게 상승하여 단시간에 아암(105)을 이동시키지만, 이 방법에서의 아암(105)의 최종 속도가 빠른 상승 방법에서의 아암(105)의 최종 속도보다 낮도록 비율을 변화시켜 더 느리게 상승시키는 것이다. 이러한 세 번째 방법은 느린 상승 방법보다 스위치(100)를 더 빨리 닫는 한편, 동시에 빠른 상승 방법의 발진을 방지한다. 이러한 방법이 도 3c의 상단에 도시되어 있고, 게이트 전압은 임계 전압을 향하여 급하게 상승하지만, 이후 게이트 전압의 상승이 느려진다. 바람직하게는, 아암(105)은 도 3c의 하단에 도시한 바와 같이 바운스하지 않으면서 스위치(100)가 느린 상승 방법보다 더 빨리 닫힌다. 이러한 속도의 변화 후, 구동 신호는 최종 레벨까지 계속하여 상승하고, 아암(105)에 가해진 힘은 다운 위치(즉, 스위치 닫힘)에서 아암(105)을 확실히 유지하기에 충분하다.

예시적인 실시예에 따르면, 이러한 구동 신호는 아암(105)이 고정 도전부(104)를 때리는(striking) 것을 방지하도록 제어되어 최초 접촉 후 위로 바운스되지만, 상대적으로 빠르게 스위치(100)를 닫히게 한다. 전술한 바와 같이, 너무 과도한 힘으로 고정 도전부(104)를 때리는 것은 아암(105)과 고정 도전부(104)와의 접촉이 물리적으로 접촉과 비접촉의 발진이 일어나게 한다. 물론, 아암(105)이 고정 도전부(104)와 물리적으로 접촉하지 않은 경우, 고정 도전부(104)와 전기적으로 접촉하지도 않는다. 따라서, 발진은 아암(105)과 고정 도전부(104)의 전기적인 접촉을 사실상 지연시킨다. 또한, 이러한 발진은 스위치(100)를 통과하는 신호에 바람직하지 않은 왜곡을 야기시키고 스위치(100)의 신뢰성을 또한 떨어뜨릴 것이다.

이러한 구동 신호는 단일의 복수 레벨 신호인 것으로 간주하는 것을 포함하여, 복수의 독립적인 신호인 것으로 간주될 수도 있음을 유의하여야 한다.

도 4는 도 5에 도시한 회로(500)와 함께 사용될 때 상이한 조건 하에서의 여러 예시적인 구동 신호 파형을 개략적으로 나타낸 그래프이다. 이 도 4의 파형은 실제 테스트가 아닌 시뮬레이션에 기초한 것이다. 따라서, 도 4에 도시한 바와 같이, 구동 회로(도 4에 도시하지 않음)는 0V부터 30V까지의 제1 신호를 인가한다. 도시한 것처럼, 이 진폭에서의 전압 상승율은 매우 급격하다. 그러나, 약 30V와 80V 바로 아래 사이의 진폭은 전압 상승이 훨씬 더 점진적이다. 이런 비율은 선형적, 가변적 또는 둘 다일 수 있다. 인가되는 정확한 전압은 제어되는 스위치의 설계 및 구성에 따른다.

도 5는 스위치를 구동하는 회로(500)의 일 실시예의 개략적인 도면이다. 이하에서 좀 더 상세히 설명하는 바와 같이, 도 5의 회로(500)는 여러 트랜지스터와 기타 소자, 다양한 제어 신호를 트랜지스터에 공급하는 두 개의 서브-회로(600, 700)를 포함한다.

도 6a는 제어 신호(Phi1 615, Phi2 616, Phi2b 617)를 생성하는 디지털 서브-회로(600)의 개략도이다. 도 6b는 입력 스위치 제어 신호(614)에 응답하는 도 6a의 회로의 여러 신호를 나타낸다. 이 회로에 대한 설명의 목적으로, 신호 "sd"(610)는 로우로 유지되고 이에 따라 인버터(609)의 출력 신호"sdb"(611)는 하이이다. 디지털 회로의 신호와 관련하여 여기서 사용되는 바와 같이, "논리 하이(logic high)" 및 "하이" 는 제1 상태의 디지털 논리 신호를 의미하고, "논리 로 우" 및 "로우"는 제1 상태와 상보적인 제2 상태의 디지털 논리 신호를 의미한다.

도 6a의 회로(600)에 있어서, 스위치가 열린 상태인 경우, 스위치 제어 신호(614)는 논리 로우이다. 이는 인버터(601)를 통과하면서 노어 게이트(nor gate)(602)의 제1 입력이 논리 하이가 되게 하여 노어 게이트(602)의 출력은 로우가 된다. 따라서, 정상 상태에서 인버터(603)의 출력은 하이가 되고 노어 게이트(604)의 출력(Phi2 616)은 로우가 된다. 그 결과, 노어 게이트(605)의 출력(Phi2b 617)은 하이가 된다. 마찬가지로, 스위치 제어 신호(614)가 로우이고 Phi2(616)가 로우인 상태이면, 노어(nor) 게이트(606)의 출력은 하이가 될 것이고, 인버터(607)의 출력은 로우가 된다. 그 결과, 낸드 게이트(nand gate)(608)의 출력(Phi1 615)은 하이가 된다. 따라서, 정상 상태에서 입력이 로우이고 신호(sd 610)가 로우이면, Phi1(615)은 하이, Phi2(616)는 로우, 그리고 Phi2b는 하이가 된다.

사용자가 스위치를 닫고자 하는 경우, 사용자는 스위치 제어 신호(614)를 논리 하이로 천이시킨다. 이로 인해 인버터(601)의 출력은 로우가 되지만, 노어 게이트(602)의 다른 입력은 전과 같이 일시적으로 하이를 유지하므로, 노어 게이트(602)의 출력은 로우를 유지하고 다운스트림 신호는 일시적으로 변하지 않는다(Phi2(615)는 논리 로우, Phi2b(615)는 논리 하이를 유지하는 것을 포함). 또한, 스위치 제어 입력(614)이 로우에서 하이로 천이하는 것은 노어 게이트(606)의 출력이 로우가 되어 인버터(607)의 출력이 하이가 되고자 하는 것을 의미한다. 그러나, 인버터(607)의 출력 천이는 충전 커패시터(612)에 의해 지연된다. 커패시 터(612)가 충전되면, 인버터(607)의 출력은 하이가 되며, sdb(611)가 하이이므로 낸드 게이트(618)의 두 입력은 모두 하이가 되어 낸드 게이트 출력(Phi1 615)은 로우가 된다. Phi1(615)이 로우가 된 후, 노어 게이트(602)의 두 입력은 로우가 되어 노어 게이트(602)의 출력이 하이가 되게 한다. 이 신호는 인버터(603)의 출력을 로우로 만들기 시작하지만, 이러한 천이는 방전 커패시터(613)에 의해 지연된다. 커패시터(613)가 방전되면, 노어 게이트(604)의 입력은 모두 로우가 되어 게이트 게이트(604)의 출력(Phi2 616)을 하이로 만들고 차례로 Phi2b(617)를 로우로 만든다. 따라서, 로우에서 하이로 입력이 천이할 때 그리고 커패시터(612)의 충전으로 인한 잠깐의 지연 후, Phi1(615)은 로우가 된다. 그 후, 커패시터(613)의 방전으로 인한 두 번째 지연 후, Phi2(616)는 하이, Phi2b(617)는 로우가 된다. 정리하면, 스위치 제어 입력(614)이 로우에서 하이로 변할 때, Phi1(615)는 잠깐 지연 후에 하이에서 로우로 변하고, 바로 이어서 Phi2(616)는 로우에서 하이로, Phi2b(617)는 하이에서 로우로 천이한다.

도 7은 로우에서 하이로 천이하는 스위치 제어 입력(614)에 응답하여, 펄스 디지털 신호[(에지아웃(Edgeout 707)]를 생성하는 디지털 서브-회로(700)의 개략도이다. 특히, 도 6a의 회로(600)에서 하이에서 로우로 Phi2b(617)의 천이는 도 7의 회로(700)를 트리거시킨다. 전술한 바와 같이, 스위치 제어 입력(614)이 로우이고 회로가 정상 상태인 경우, Phi2b(617)는 하이가 된다. 이와 같이, 노어 게이트(702)의 출력이 로우가 되고 인버터(703)의 출력은 하이가 되어 낸드 게이트(704)의 한 입력에는 논리 하이를 제공한다. 마찬가지로, 정상 상태에서 인버 터(701)의 출력은 낸드 게이트(705)의 제1 입력에 논리 하이를 제공하는 한편, Phi2b(617)는 낸드 게이트(705)의 나머지 입력에 논리 하이를 제공한다. 따라서, 낸드 게이트(705)의 출력은 하이가 된다. 이 상태에서, 낸드 게이트(704)의 두 입력은 모두 하이이므로, 낸드 게이트(704)의 출력(신호 에지아웃 707)은 로우가 된다.

Phi2b(617)가 논리 로우로 천이하는 경우, 인버터(701)의 출력은 하이가 되려하지만, 이러한 천이는 충전 커패시터(706) 때문에 지연되어 인버터(701)의 출력이 일시적으로 로우에서 머문다. 이와 같이, 노어 게이트(702)의 출력이 하이가 되고 인버터(703)의 출력이 로우가 되어 낸드 게이트(704)의 한 입력에 로우 입력을 제공한다. 따라서, 낸드 게이트(704)의 출력[신호 에지아웃(707)]은 로우에서 하이로 천이한다. 결국, 커패시터(706)가 충전되고 인버터(701)의 출력은 논리 하이에 이른다. 그 후, 노어 게이트(702)의 출력은 로우로 복귀하고, 인버터(703)의 출력은 하이로 복귀하여 낸드 게이트(704)의 한 입력에 논리 하이를 제공한다. 동시에, 낸드 게이트(705)의 출력은 하이가 되어 낸드 게이트(704)의 제2 입력에 논리 하이를 제공한다. 이와 같이, 낸드 게이트(704)의 출력[신호 에지아웃(707)]은 논리 로우로 복귀한다. 정리하면, Phi2b(617)가 논리 하이에서 논리 로우로 천이시, 에지아웃(707)은 잠시 동안 논리 하이의 펄스가 된다. 에지아웃(707) 펄스의 폭(duration)은 인버터(701)의 출력이 커패시터(706)를 충전하는데 얼마나 걸리느냐에 달려 있다. 에지아웃(707) 펄스의 폭은 이하에서 상세히 설명하는 바와 같이, 트랜지스터(MN8, MN9)에 의하여 전류 미러(current mirror)에 공급되는 전류 부스트(boost)의 지속 시간을 제어한다. 에지아웃 펄스의 폭은 부스트 전류원을 턴온시키는[트랜지스터(MN8, MN9)를 통하여] 열쇠이므로, 스위치 아암(105)이 고정 도전부(104)와의 접촉을 위하여 가장 신속하게 이동하는 시간이다.

도 8에 부분적으로 도시한 것과 같은 회로(500)의 동작에 대하여 설명하되, 스위치 제어 입력 신호(614)가 로우이어서 스위치가 열린 상태인 정상 상태에서 시작한다. 전술한 바와 같이, Phi1(615)은 하이, Phi2(616)는 로우, Phi2b(617)는 하이인 상태에서, 에지아웃(707)은 로우이다. 바람직하게는 2 마이크로 아암페어의 바이어스 전류가 트랜지스터(MN4)를 흐르고, 이는 트랜지스터(MN8)와는 한 전류 미러를 형성하고 트랜지스터(MN3)와는 두 번째 전류 미러를 형성한다. 이 상태에서, 트랜지스터(MN4)의 바이어스 전류 일부가 트랜지스터(MN3)에 미러링되어(mirrored) 바람직하게는 500 나노 아암페어의 전류를 생성한다. 에지아웃(707)이 로우이므로, 트랜지스터(MN9) 또는 트랜지스터(MN8)에는 인식할만한 전류는 흐르지 않는다. Phi2(616)는 로우이고 Phi2b(617)는 하이이므로, 트랜지스터(MN2)는 오프(비도통 상태)이고 트랜지스터(MN1)는 온(도통 상태)이므로 트랜지스터(MN3)를 흐르는 모든 전류는 또한 트랜지스터(MN1)에도 흘러야 한다. 이러한 전류의 흐름은 트랜지스터(MP2)의 게이트를 접지 전압으로 만들어, 전기적으로 트랜지스터(MP2)가 트랜지스터(MP1), 트랜지스터(MP5) 및 트랜지스터(MP4)의 게이트를 전압 레일(voltage rail)(Vcc)이 되게 한다. 그 결과, 트랜지스터(MP5, MP4)는 사실상 도통이 되지 않아 트랜지스터(MP4)는 출력 노드(501)로 전류를 주입하거나 인출할 수 없다. 동시에, 하이인 Phi2(616)는 트랜지스터(MN5)를 턴온(도통)시키고, 이는 스위치 게이트(102) 상의 전하를 출력 노드(501)를 통하여 접지로 빠지게 하여 스위치 아암(105)으로부터 아래로 끌어 당기는 힘을 뺏어 오며, 결과적으로 스위치(100)를 열리게 한다.

사용자가 스위치를 닫고자 하는 경우, 입력 스위치 제어 신호(614)를 하이로 한다. 전술한 바와 같이, 이로 인해 제어 신호(Phi1 615, Phi2 616, Phi2b 617)에 일정한 변화가 일어나 에지아웃(707)을 펄스로 만든다. 도 9에서 부분적으로 나타내는 회로(500)의 동작에 대하여 설명한다. 스위치 제어 신호(614)가 하이가 되면, Phi1(615)은 로우가 되어 트랜지스터(MN5)를 턴오프시켜 스위치의 게이트 전극(102)이 접지에 더 이상 접속되지 못하게 한다. 처음에는 트랜지스터(MP4)는 오프(비도통) 상태로 남아 Vcc와 접지 사이에 전류가 직접 흐르는 경로가 없도록 한다. 신호(Phi1 615, Phi2 616, Phi2b 617)는 시간적으로 위상이 일치하여 트랜지스터(MN5) 및 트랜지스터(MP4)가 확실히 도통되지 않게 한다. 약간의 지연 후, Phi2(616)는 하이가 되고 Phi2b(617)는 로우가 되어 트랜지스터(MN2)를 턴온(도통)시키고 트랜지스터(MN1)는 턴오프(비도통)시킨다. 따라서, 트랜지스터(MP5)와 트랜지스터(MP4)도 릴리즈되어(released) 전류를 흐르게 한다. 트랜지스터(MN3)를 흐르는 전류(바람직하게는 500 나노 아암페어)는 이제 강제로 트랜지스터(MN2)를 흐르게 되고 결과적으로 트랜지스터(MP5)를 흐르게 된다. 트랜지스터(MP4)는 트랜지스터(MP5)와 함께 이득이 4인 전류 미러를 형성한다. 예를 들어, 도전용 트랜지스터[이 경우, 트랜지스터(MP5)] 보다 미러용 트랜지스터[이 경우, 트랜지스터(MP4)]를 크게 만들어 전류 이득을 제공하기 위한 전류 미러용 트랜지스터를 선 택하는 것은 공지의 기술이다. 그 결과, 트랜지스터(MP4)는 증폭된 미러 전류(바람직하게는 2 마이크로 아암페어)를 출력 노드(501)로 흐르게 한다. 출력 노드(501)는 스위치의 게이트(102)에 접속되어 있으며, 게이트는 용량성으로서 구동 회로에서 자신에게로 흐르는 전류를 모으는 역할을 하여 게이트(102) 전압이 램프적으로 증가하게 한다(즉, i=C dv/dt).

전술한 바와 같이, 스위치 제어(614) 신호가 논리 하이로 천이하면 에지아웃(707)은 논리 하이로 펄스화된다. 이로 인해 트랜지스터(MN9)가 턴온(도통)되고 트랜지스터(MN8)가 트랜지스터(MN4)의 일부 전류를 미러링하는데, 바람직하게는 2.5 마이크로 아암페어이다. 트랜지스터(MN8)의 전류는 트랜지스터(MN2)를 흐르는 트랜지스터(MN2)의 전류를 보충하고, 결합된 전류(바람직하게는 3 마이크로 아암페어)는 트랜지스터(MP4)에 의하여 최종적으로 증폭되고 미러링되어 12 마이크로 아암페어의 전류 버스트(current burst)를 출력 노드(501)에 제공한다. 이어서, 이는 스위치 게이트(102)의 전압이 임계 전압을 향하여 빠르게 램프적으로 상승하게 한다. 에지아웃(707)의 폭은 스위치 게이트의 전압이 임계 전압에 접근할 때까지 이러한 전류 흐름을 유지하도록 설정되는 것이 바람직하다.

또한 전술한 바와 같이, 에지아웃(707)이 종료하면, 트랜지스터(MN9)는 턴오프(비도통)된다. 도 10에 부분적으로 나타낸 바와 같은 회로(500)의 동작에 대하여 설명한다. 이 상태에서, 트랜지스터(MN3)의 전류는 증폭되고 미러링되어 출력 노드(501)로 제공되는 유일한 전류이다. 이와 같이, 스위치 게이트의 전압은 램프적으로 계속하여 상승하지만, 이제는 변화율이 감소한다. 스위치 게이트 전극 의 전압이 임계 전압(Vth)을 초과하는 어느 시점에서 스위치 아암은 드레인 전극에 접촉한다.

전술한 기재에 따르면, 스위치 게이트 전극의 전압은 처음에는 급격하게 상승하고, 이후 전압의 기울기가 완만해진다. 전압이 MEMS 스위치 캔틸레버를 아래로 이동시킬 만큼 충분히 강한 지점에서 급격하게 증가하고, 이는 회로가 스위치를 닫도록 명령하는 스위치 제어(614) 신호 변경과 실제 스위치의 닫힘 사이에 최소한의 지연 시간을 두므로 중요한 것이다. 이어, 스위치 게이트 전압은 더 천천히 상승하여 스위치 아암을 아래쪽으로 확실히 유지하는, 즉 닫힌 위치로 유지할 만큼 충분히 강한 최종 전압에 이른다. 구동 회로의 동작은 아암을 바운스하거나 손상을 입히지 않고 드레인 전극에 아암이 접촉하게 하는 것이 바람직하다.

사용자가 스위치를 열고자 하는 경우, 스위치 제어 신호(614)를 로우로 하면 된다. 전술한 디지털 회로는 도 6 및 8과 관련하여 전술한 상태의 역으로 구동 회로(500)를 동작하게 한다. 전술한 바와 같이, 타이밍 생성 회로에서의 내재적인 지연으로 인해 디지털 제어 신호(Phi1 615, Phi2 615, Phi2b 615)는 시간적으로 동기하여 트랜지스터(MN5)와 트랜지스터(MP4)가 동시에 도통되지 않도록 한다. 이와 같이, 트랜지스터(MN5)는 스위치 게이트 전극으로부터 전류를 인출하여 닫힌 위치에서 아래쪽으로 아암을 유지하고 있는 힘을 제거하고, 열린 위치인 위쪽으로 스위치를 다시 움직이도록 한다.

도 11은 스위치 드라이버 회로의 다른 실시예의 개략적인 도면이다. 도 11의 스위치 드라이버 회로(1100)는 전압 신호(1104)로 스위치를 구동한다. 전압 신 호(V1 1101)와 전압 신호(V1 1101)는 모두 가산부(summing junction)(1103)로 입력된다. 공지된 바와 같이, 가산부(1103)는 전압 신호(V1)와 전압 신호(V2)를 가산하여 전압 신호(1104)를 생성한다. 전압 신호(V1)의 레벨과 전압 신호(V2)의 레벨이 더해져 적어도 제1 레벨과 제2 레벨을 갖는 전압 신호(1104)를 생성한다. 이어, 전압 신호(1104)는 스위치의 게이트(도 11에 도시하지 않음)에 인가되어 스위치의 동작을 제어한다. 전압 신호(V1)의 레벨과 전압 신호(V2)의 레벨은 각 전압의 변화율이다. 전압 신호(V1)의 레벨과 전압 신호(V2)의 레벨은 원하는 전압 신호(1104)의 레벨을 생성하도록 시간에 따라 변화할 수 있다.

본 발명의 여러 예시적인 실시예에 대하여 전술하였지만, 당업자는 본 발명의 실제 범위를 벗어남이 없이 본 발명의 일부 이점을 달성하는 다양한 변형예를 만들 수 있음은 명백하다. 전술일 실시예는 모든 면에서 예시적인 것이고 제한적인 것이 아닌 것으로 해석하여야 한다.

Claims (29)

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7. 삭제
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9. MEMS 스위치를 닫기 위한 스위치 드라이버 회로로서,

   제1 진폭 및, 상기 스위치를 닫기 전에 제2 진폭을 갖는 전류 신호를 생성하기 위한 전류원 - 상기 제1 진폭은 상기 제2 진폭보다 큼 - ; 및

   상기 전류 신호가 상기 제1 진폭에 도달한 후에 상기 제2 진폭에 도달하도록 상기 전류 신호를 상기 MEMS 스위치의 제어 단자에 전달하기 위한 드라이버 출력부

   를 포함하는 스위치 드라이버 회로.
10. 제9항에 있어서,

    상기 제어 단자는 게이트 전극인 스위치 드라이버 회로.
11. 제9항에 있어서,

    상기 전류원은 복수의 전류원을 포함하는 스위치 드라이버 회로.
12. 제11항에 있어서,

    제1 전류원이 상기 제1 진폭의 전류를 생성하고, 제2 전류원이 상기 제2 진폭의 전류를 생성하는 스위치 드라이버 회로.
13. 삭제
14. 제11항에 있어서,

    제1 전류원과 직렬로 동작 가능하게 접속되어 상기 제1 전류원을 통한 전류의 흐름을 인에이블하는 트랜지스터를 더 포함하는 스위치 드라이버 회로.
15. 삭제
16. 구동 신호를 수신하도록 구성된 게이트 전극, 이동 가능 부재, 및 고정 도전부를 갖는 스위치 - 상기 게이트 전극 상의 전압이 임계 전압을 초과할 때, 상기 이동 가능 부재는 상기 고정 도전부와 물리적 및 전기적 접촉을 하도록 이동 가능함 - 를 구동하는 방법으로서,

    상기 게이트 전극 상의 전압이 상기 임계 전압에 접근할 때까지 상기 게이트 전극에 제1 전류 신호를 인가하는 단계; 및

    상기 스위치를 닫기 전에 상기 게이트 전극에 제2 전류 신호를 인가하는 단계 - 인가된 전류 신호들은 상기 게이트 전극과 상기 이동 가능 부재 사이에 정전기력이 발생하도록 상기 게이트 전극에 전하를 축적함 -

    를 포함하는 스위치 구동 방법.
17. 제16항에 있어서,

    상기 제1 전류 신호와 상기 제2 전류 신호는 순차적으로 인가되는 스위치 구동 방법.
18. 제16항에 있어서,

    상기 제1 전류 신호와 상기 제2 전류 신호는 동시에 인가되는 스위치 구동 방법.
19. 삭제
20. 제16항에 있어서,

    상기 제1 전류 신호는 제1 진폭을 가지며,

    상기 제2 전류 신호는 제2 진폭을 가지며,

    상기 제2 진폭은 상기 제1 진폭보다 작은 스위치 구동 방법.
21. 삭제
22. 삭제
23. 제16항에 있어서,

    상기 이동 가능 부재는, 상기 이동 가능 부재가 임계 진폭값의 정전기력을 받는 경우에는, 이동하여 상기 고정 도전부와 전기적으로 접속하며, 상기 제1 전류 신호는 상기 임계 진폭값의 정전기력보다 작은 정전기력을 야기하는 스위치 구동 방법.
24. 제14항에 있어서,

    스위치 제어 신호에 응답하는 디지털 회로를 더 포함하며,

    상기 디지털 회로는 상기 트랜지스터를 제어하여 상기 제1 전류원을 통한 전류의 흐름을 인에이블하도록 구성되는 스위치 드라이버 회로.
25. 제9항에 있어서,

    상기 전류원은,

    입력부 및 출력부를 갖는 전류 미러 - 상기 전류 미러의 출력부는 상기 드라이버 출력부에 동작가능하게 연결됨 - ; 및

    상기 전류 미러의 입력부에 동작가능하게 연결되는 적어도 제1 전류원

    을 포함하는 스위치 드라이버 회로.
26. 제9항에 있어서,

    상기 전류원은,

    입력부 및 출력부를 갖는 전류 미러 - 상기 전류 미러의 출력부는 상기 드라이버 출력부에 동작가능하게 연결됨 - ;

    상기 전류 미러의 입력부에 동작가능하게 연결되는 제1 전류원; 및

    상기 전류 미러의 입력부에 동작가능하게 연결되는 제2 전류원

    을 포함하는 스위치 드라이버 회로.
27. 제26항에 있어서,

    상기 제1 전류원은 상기 제1 진폭의 전류를 생성하도록 구성되고,

    상기 제2 전류원은 상기 제2 진폭의 전류를 생성하도록 구성되는 스위치 드라이버 회로.
28. 제26항에 있어서,

    제어 단자, 전류 입력 단자, 및 전류 출력 단자를 갖는 트랜지스터 - 상기 트랜지스터는 상기 제1 전류원 및 상기 전류 미러의 입력부와 직렬로 동작가능하게 연결됨 - ; 및

    입력부 및 출력부를 갖는 디지털 회로 - 상기 디지털 회로의 입력부는 스위치 제어 신호를 수신하도록 구성되며, 상기 디지털 회로의 출력부는 상기 트랜지스터의 제어 단자에 동작가능하게 연결되며, 상기 디지털 회로는 상기 스위치 제어 신호에 응답하여, 상기 트랜지스터를 일시적으로 제어하여 상기 제1 전류원을 통한 전류의 흐름을 인에이블하게 함 -

    를 더 포함하는 스위치 드라이버 회로.
29. 제11항에 있어서,

    상기 전류원은, 제1 전류원을 흐르는 전류와 제2 전류원을 흐르는 전류의 합으로부터 전류 신호의 제1 진폭을 생성하고, 제2 전류원만을 흐르는 전류로부터 전류 신호의 제2 진폭을 생성하도록 구성되는 스위치 드라이버 회로.

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