KR101044367B1

KR101044367B1 - 충방전 장치의 전원장치

Info

Publication number: KR101044367B1
Application number: KR1020080097109A
Authority: KR
Inventors: 마사노리 요리노부; 시게루 오카모토; 하지메 카츠시마
Original assignee: 가부시키가이샤 산샤덴키세이사쿠쇼
Priority date: 2008-03-19
Filing date: 2008-10-02
Publication date: 2011-06-29
Also published as: KR20090100204A; JP2009225644A; US8072188B2; CN101540513B; US20090237028A1; CN101540513A; JP5259219B2

Abstract

전원장치는 DC 전원부에 병렬로 접속되는 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬회로와, 제2 스위칭 소자에 병렬로 접속되어 인덕터와 평활 컨덴서의 직렬회로로 구성된 평활필터회로를 구비하고 있다. 전원장치는 또한 제1 및 제2 스위칭 소자를 온오프 구동하는 제1, 제2 PWM 펄스를 각각 형성하고, 이 스위칭 펄스 사이에 데드 타임을 형성하기 위한 제어부 및 구동회로를 구비하고 있다. 제어부는 제1 및 제2 PWM 펄스 중 어느 하나의 펄스 폭에 대응하여 스위칭 펄스의 주파수를 변화시킨다.

전원장치, DC 전원부, 스위칭 소자, 평활필터회로

Description

충방전 장치의 전원장치{POWER SUPPLY DEVICE FOR CHARGE/DISCHARGE DEVICE, AND CHARGE/DISCHARGE DEVICE}

본 발명은 충방전 장치의 전원장치에 관한 것이다. 특히, 출력단자에 이차전지가 접속되어, 이 이차전지에 대하여 충방전을 되풀이하여 전지특성(방전 특성이나 용량)을 검사하기 위한 전원장치에 관한 것이다.

리튬이온 전지 등의 이차전지를 검사하기 위해서는, 보통 검사대상 물건으로서 출력단자에 접속되어 있는 이차전지에 대하여 충방전을 반복함으로써 검사를 수행한다. 예를 들면, 이차전지의 전지전압이 낮을 때에는 충전 모드로 해서 이차전지에 대하여 충전 전류를 흘리고, 이차전지의 전지전압이 충분히 높을 때에는 방전 모드로 해서 이차전지로부터의 방전 전류를 흘려보내는 식으로 제어한다.

이러한 전원 장치에서는, DC 전원부가 입력측에 접속되어, 충전 모드의 경우에는 DC 전원부에서 이차전지에 대하여 충전 전류가 흐르고, 방전 모드의 경우에는 이차전지로부터 DC 전원부에 대하여 방전 전류가 흐른다. 또한, DC 전원부에는 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬 회로가 병렬적으로 접속되고, 제2 스위칭 소자에는 인덕터와 평활 컨덴서의 직렬 회로로 구성되는 평활필터회로가 병렬적으로 접속된다.

또한, 상기 제1 스위칭 소자와 상기 제2 스위칭 소자를 교대로 온오프하기 위한 제1 PWM펄스와 제2 PWM펄스를 각각 형성하고, 나아가 그들의 PWM펄스간에 데드타임(dead time)을 형성하는 구동회로가 마련되어있다(일본특허공개 제2002-10502호 공보).

위 구성의 전원 장치는 다음과 같이 동작한다.

출력단자에 미충전의 이차전지가 접속되면 충전 모드가 되고, 제1 PWM펄스의 펄스 폭이 제2 PWM펄스의 펄스 폭보다도 길어져, 제2 스위칭 소자의 양단의 평균 전압이 이차전지의 전지전압보다도 높아진다. 이 평균 전압과 이차전지의 전지전압과의 차이에 의해 이차전지에 대하여 충전 전류가 흐른다.

이 충전 모드에서, 충전 전류(출력 전류)는 출력 전류검출부에 의해 검출되어, 이 전류가 정전류가 되도록 제1 PWM펄스와 제2 PWM펄스의 듀티(duty)비가 제어된다. 또한, 상기 제1 스위칭 소자와 상기 제2 스위칭 소자가 동시에 온(on) 상태가 되지 않도록, 제1 PWM펄스와 제2 PWM펄스의 사이에 양쪽펄스 모두 온(on) 되지 않는 데드타임이 형성된다.

이차전지의 전압이 충분히 높아지면, 방전 모드로 바뀔 수 있다. 이 방전 모드에서는 제2 PWM펄스의 펄스 폭이 제1 PWM펄스의 펄스 폭보다도 길어져, 제2 스위칭 소자의 양단의 평균 전압이 이차전지의 전지전압보다도 낮아진다. 이 평균 전압 과 이차전지의 전지전압의 차이에 의해 이차전지로부터 DC전원부를 향해서 방전 전류가 흐른다.

이 방전 모드에서, 방전 전류는 출력 전류검출부에 의해 검출되어, 이 전류가 정전류가 되도록 제1 PWM펄스와 제2 PWM펄스의 듀티비가 제어된다. 또한, 상기 제1 스위칭 소자와 상기 제2 스위칭 소자가 동시에 온(on) 되지 않도록, 제1 PWM펄스와 제2 PWM펄스의 사이에 양쪽펄스 모두 온(on) 되지 않는 데드 타임이 형성된다.

이렇게 하여, 이차전지에 대한 충전과 방전이 반복되면서 이차전지의 용량검사나 기타의 검사가 수행된다.

상기의 전원 장치에서는, 충전이나 방전이 진행되는 것에 따르고, 제1 PWM펄스나 제2 PWM펄스의 펄스 폭(ON폭) 또는 그 펄스의 OFF폭이 서서히 좁아진다. 예를 들면, 방전 모드에서는 이차전지의 방전이 진행되어서 전지전압이 낮아지면 제2 스위칭 소자를 온(on) 하기 위한 제2 PWM펄스의 OFF폭이 짧아지도록 제어된다.

그러나, 제1 PWM펄스와 제2 PWM펄스 사이의 데드타임을 낮은 비용으로 구성할 수 있는 CR시정수회로를 포함하는 회로에서 형성하면, 다음과 같은 문제가 생긴다.

즉, CR시정수회로는 펄스파형을 둔하게 하여 지연을 생성하는 것이지만, 아날로그 신호 처리 때문에 제2 PWM펄스의 OFF폭이 상당히 짧아지는 제어 상태에서는 제2 PWM펄스가 형성되는 것이 불확실해지고, 그 제어가 불안정적으로 된다. 그 외에, 아날로그적으로 파형처리를 하여 데드타임을 형성할 경우에도 같은 문제가 생 긴다. 한편, 이를 해결하기 위해 제1 PWM펄스를 완전히 디지털적으로 형성하려고 하면, 데드타임을 형성하기 위한 구동회로가 고가인 디지털 회로가 되거나, 스위칭 펄스를 형성하는 DSP나 CPU에 고성능 및 고가의 장치가 필요하게 되어, 전원장치 전체 비용을 높이게 된다.

상술한 문제는 충전 모드에 있어서도 똑같이 생긴다. 또한, 이 전원장치를 출력단자에 접속된 이차전지의 입장에서 부하의 크기를 바꿀수 있는 전자부하 장치로서 기능시킬 경우에도, 상술한 것과 동일한 문제가 생긴다.

본 발명의 목적은 구동회로 등을 고가의 디지털 회로로 구성하지 않아도 제1 PWM펄스 또는 제2 PWM펄스의 펄스 폭이 짧아지도록 제어되는 상태에서 제어가 불안정해지는 것을 방지할 수 있는 충방전 장치의 전원장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 전원장치는 DC 전원부에 병렬적으로 접속된다, 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬 회로와, 상기 제2 스위칭 소자에 병렬적으로 접속되고 인덕터와 평활 컨덴서의 직렬 회로로 구성되는 평활필터회로를 구비하고 있다. 또한, 본 발명의 전원장치는, 상기 평활 컨덴서의 양단에 접속되는 출력단자와, 스위칭 펄스를 출력하고 그 펄스 펄스 폭을 PWM제어하는(듀티비를 제어) 제어부와, 상기 스위칭 펄스에 기초하여 상기 제1 스위칭 소자와 상기 제2 스위칭 소자를 교대에 온 오프하기 위한 제1 PWM펄스와 제2 PWM펄스를 각각 형성하고 이 PWM펄스 사이에 데드타임을 형성하는 구동회로를 구비하고 있다.

상기 제어부는, 상기 제1 PWM펄스와 상기 제2 PWM펄스 중 어느 하나의 펄스 폭에 따라 상기 스위칭 펄스의 주파수를 바꾼다. 한편, 본 발명에서 펄스 폭은 펄스의 ON폭 또는 OFF폭을 의미한다. 이하, 설명의 형편상 단지 펄스 폭이라고 할 경우 펄스의 ON폭 또는 OFF폭을 의미한다. 또한, 상기 ON폭 또는 OFF폭은 ON구간 또는 OFF구간이라고 부를 수 있다.

본 발명의 한 예로서 전원 장치로는 출력단자에 이차전지가 접속되어, 이 이차전지에 대하여 충전과 방전을 되풀이함으로써 이차전지를 검사한다. 즉, 본 발명의 전원장치는, 예를 들면 이차전지의 검사 장치로 사용된다.

이차전지의 검사 장치로 사용하는 전원 장치로는 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자를 제1 PWM펄스와 제2 PWM펄스에 의해 교대로 온오프한다. 또한, 제2 스위칭 소자에 병렬로 접속되는 평활필터회로를 사이에 두어 이차전지에 대하여 충전 전류를 흘려보내고, 또는 이차전지로부터 평활필터회로를 사이에 두어 DC전원부에 대하여 방전 전류를 유실시킨다.

제1 PWM펄스 펄스 폭(ON폭)이 제2 PWM펄스 펄스 폭(ON폭)보다도 길면 충전 모드가 되어 충전 전류가 이차전지로 흐른다. 즉, 제1 PWM펄스 펄스 폭이 제2 PWM펄스 펄스 폭보다 길면 제2 스위칭 소자의 양단의 평균 전압이 이차전지의 전지전압보다 높아지기 때문에 이차전지에 대하여 충전 전류가 흐른다. 또한, 제1 PWM펄스 펄스 폭이 제2 PWM펄스 펄스 폭보다 짧으면 방전 모드가 되어 방전 전류가 이차전지로부터 DC전원부로 흐른다. 즉, 제1 PWM펄스 펄스 폭이 제2 PWM펄스 펄스 폭보다 짧으면 제2 스위칭 소자의 양단의 평균 전압이 이차전지의 전지전압보다 낮아지기 때문에 이차전지로부터 DC전원부로 방전 전류가 흐른다. 이렇게, 이차전지에 대하여 충전과 방전을 할 수 있다.

방전 모드에서는, 이차전지의 전지전압이 저하되면 이에 응하여 제2 PWM펄스의 OFF폭도 짧아진다. 여기에서, 본 발명은 이차전지의 전지전압의 저하에 따라(제2 PWM펄스의 OFF폭이 짧아짐에 따라), 제1 PWM펄스와 제2 PWM펄스를 형성하는 스위 칭 펄스의 주파수를 줄인다. 구동회로에, 스위칭 펄스를 둔하게 하여 제2 PWM펄스를 형성하는 CR시정수회로를 사용하고 있을 경우, 제2 PWM펄스의 OFF폭이 일정한 폭이하가 되면 같은 펄스를 형성하는 것이 불확실해져서 제2 스위칭 소자를 제어하는 것이 불안정해진다. 그러나, 본 발명에서는 이러한 상태에 있을 때 스위칭 펄스의 주파수가 낮아지기 때문에, 제2 PWM펄스를 확실히 형성할 수 있다.

또한, 동시에 제1 PWM펄스가 매우 펄스 폭이 좁은 1개의 선(소위 「수염」)과 같은 불안정한 펄스가 되거나 펄스 결손이 되는 것을 방지할 수도 있다.

제어부는 제2 PWM펄스의 OFF폭이 일정한 펄스 폭 이하가 되면 상기 스위칭 펄스의 주파수를 낮추도록 제어해도 좋고, 제2 PWM펄스의 OFF폭이 짧아지는 것에 대응하여 스위칭 펄스의 주파수를 연속적으로 낮추도록 제어해도 좋다.

한편, 충전 모드에서는 충전이 진행되면 제1 PWM펄스의 OFF폭이 짧아지지만, 이 모드에서도 제1 PWM펄스의 OFF폭이 일정한 펄스 폭이하가 되었을 때, 또는 이차전지의 전지전압의 증가함에 따라(제1 PWM펄스의 OFF폭이 짧아지는 것에 대응하여) 스위칭 펄스의 주파수를 연속적으로 낮추도록 제어해도 좋다. 충전 모드에서 위와 같이 제어를 실시함으로써, DC 전원부의 전원전압이 낮아도 충전 제어를 안정적으로 할 수 있다.

본 발명에 의하면, 저가의 회로를 통해 안정적으로 제어할 수 있는 충방전 장치 등의 전원장치를 제공할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시형태인 충방전 장치의 블록도이다.

이 충방전 장치는, 이차전지에 대하여 충전과 방전을 반복함으로써 이차전지의 특성을 검사하는 검사 장치로서 사용된다.

입력 단자(1)에는 DC 전원부(2)가 접속되어 있다. 이 DC 전원부(2)는 출력 전압이 DC 전압이면 전지 또는 AC-DC 컨버터 등으로 구성될 수 있다.

입력 단자(1)에는 제1 평활 컨덴서(3)와, 제1 스위칭 소자(4) 및 제2 스위칭 소자(5)의 직렬 회로가 병렬적으로 접속되어 있다. 병렬적으로 접속된다는 것은 입력 단자(1)에 대하여 직접적으로 또는 간접적으로 전기적으로 병렬 접속된다는 것을 의미하고, 임의의 소자나 회로를 사이에 두지 않고 병렬로 접속되는 것과, 임의의 소자나 회로를 사이에 두고 병렬로 접속되는 것을 포함한다.

제1 스위칭 소자(4) 및 제2 스위칭 소자(5)는 각각 MOS형 FET의 스위칭 트랜지스터 또는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)로 구성되어 있다. 이러한 스위칭 소자(4, 5)는 쌍극자 트랜지스터(bipolar transistor) 소자나 사이리스터 소자 등으로 구성할 수도 있다.

제2 스위칭 소자(5)에는 인덕터(L)(60)와 제2 평활 컨덴서(61)의 직렬 회로로 이루어진 평활필터회로(6)가 병렬적으로 접속되어 있다. 또한, 인덕터(60)의 출력측에는, 관통 코일이나 홀 소자 등으로 구성되어, 출력 전류를 검출하는 출력 전류검출부(SH)(62)가 접속되어 있다.

평활 컨덴서(61)에는 개폐기(RY)(7)를 사이에 두고 컨덴서(8)가 병렬로 접속되고, 나아가 출력단자(9)가 접속되어 있다. 출력단자(9)에는 검사대상인 이차전지(10)가 접속되어 있다. 이차전지(10)는 방전 한계상태에서 전지전압이 급격히 떨어지는, 예를 들면 리튬이온 전지이다.

제어부(11)는 제1 스위칭 소자(4) 및 제2 스위칭 소자(5)를 교대로 스위칭하기 위한 스위칭 펄스(W1)를 생성한다. 이 제어부(11)는 DSP(디지털신호처리장치)로 구성되어, 고속으로 스위칭 펄스(W1)를 형성한다.

제어부(11)의 입력측에는 출력 전류검출부(62)에서 검출한 출력 전류(Io)와, 평활 컨덴서(61)의 양단전압인 평활출력 전압(Vc)과, 출력단자(9)의 전압인 출력 전압(Vo)이 입력된다. 또한, 제어부(11)의 입력측은 상위의 제어장치(15)와 통신하기 위한 통신 단자(SPI)를 구비하고 있다. 이 통신 단자(SPI)에는 상위의 제어장치(15)로부터 운전지령신호, 운전정지신호, 전류지령 값이 입력되고, 또한 이 통신 단자(SPI)로부터는 상위의 제어장치(15)에 대하여 이 충방전 장치의 상태를 나타내는 응답신호 등이 출력된다.

제어부(11)의 출력측에서는 출력단자(PWMO)로부터 PWM제어된 스위칭 펄스(W1)가 출력된다. 이 스위칭 펄스(W1)는 상위의 제어장치(15)로부터 운전지령신호를 받은 후, 출력전류검출부(62)에서 검출한 출력 전류(Io)가 전류지령 값이 되도록 PWM제어, 즉 듀티비 제어(정전류제어)가 이루어진다. 또한, 후술하는 것처럼, 제어부(11)는 방전 모드에 있어서 전지전압이 떨어지는 것에 대응하여 스위칭 펄스(W1)의 주파수(f)를 낮추는 제어를 수행한다.

출력단자(PWMO)로부터 출력되는 스위칭 펄스(W1)는 제1 구동회로(14)에 직접 입력되고, 또한 신호반전회로(inverter)(12)를 거쳐 제2 구동회로(13)에 입력된다.

제2 구동회로(13)는 앤드 게이트(13A), 신호반전회로(13B, 13C), 제2 CR시정수회로(13D)를 구비하고 있다. 제2 CR시정수회로(13D)는 저항(R)과 컨덴서(C)로 이루어진 신호지연회로에 의해 앤드 게이트(13A)의 출력 신호를 아날로그식으로 지연시킨다. 한편, 저항(R)에는 병렬로 역방향으로 다이오드(D)가 접속되어 있어서 컨덴서(C)의 충전 전하를 급속히 방전시킨다. 제2 CR시정수회로(13D)의 출력은 신호반전회로(13B)에 입력되고, 또한 그 출력은 신호 반전 회로(13C)에 입력된다. 제2 구동회로(13)의 출력은 제2 PWM펄스로서 제2 스위칭 소자(5)의 게이트 단자에 출력된다.

한편, 앤드 게이트(13A), 신호반전회로(12, 13B, 13C)는 히스테리시스(hysteresis) 특성에 의해 신호를 조금 지연시킨다. 또한, 신호반전회로(13B)는 제2 CR시정수회로(13D)에 의해 둔해진 신호를 펄스에 정형시키는 정형회로로 동작한다.

제1 구동회로(14)는 제2 구동회로(13)와 동일한 회로구성을 갖는다. 그러나, 같은 회로(14)에 설치된 제1 CR시정수회로(14D)의 시정수는 제2 구동회로(13)에 설치된 제2 CR시정수회로(13D)의 시정수와 다르다. 제1 구동회로(14)의 출력은 제1 PWM펄스로서 제1 스위칭 소자(4)의 게이트 단자에 출력된다.

이렇게 제1 구동회로(14)과 제2 구동회로(13)안에 설치된 CR시정수회로( 13D, 14D)의 시정수를 다르게 함으로써, 제1 PWM펄스(P1)과 제2 PWM펄스(P2)와의 사이에 데드타임이 형성된다.

한편, 제1 스위칭 소자(4)와 제2 스위칭 소자(5)에는 병렬로 다이오드(자유정공 다이오드)(40, 50)가 접속되어 있지만, 이 다이오드(40, 50)는 스위칭 소자(4, 5)의 오프(off)시 인덕터(60)에 축적되어 있는 에너지를 방출하기 위한 것이다. 다시 말해, 충전 모드에 있을 때에는, 제1 스위칭 소자(4)의 오프(off)시에 인덕터(60)에 축적되어 있는 에너지를 다이오드(50)를 거쳐 방출한다(실제, 데드타임을 제외한 기간에 있어서 제2 스위칭 소자(5)도 온(on)으로 되어 있기 때문에 이 스위칭 소자(5)을 거쳐서 방출된다). 또한, 방전 모드에 있을 때에는, 제2 스위칭 소자(5)의 오프(off)시 인덕터(60)에 축적되어 있는 에너지를 다이오드(40)를 거쳐 방출한다(실제, 데드타임을 제외한 기간에 있어서 제1 스위칭 소자(4)도 온(on) 되어 있기 때문에 이 스위칭 소자(4)를 거쳐서 방출된다).

이차전지(10)의 검사는 아래와 같이 실행된다.

우선, 충전되지 않은 이차전지(10)를 출력단자(9)에 접속하고 충방전 장치를 작동시킨다.

이때, 제2 스위칭 소자(5)의 양단 평균전압은 이차전지(10)의 전지전압보다도 높기 때문에 충전 모드로 된다. 충전 모드에서는, 제1 PWM펄스(P1)의 펄스 폭(ON폭)이 제2 PWM펄스(P2)의 펄스 폭(ON폭)보다 커진다.

도 2는 충전 모드 시 제1 PWM펄스(P1)와 제2 PWM펄스(P2)를 나타낸다. 펄스 주기(T)에 대하여, 제1 PWM펄스(P1)의 「H」의 시간(TP1)(ON폭)은 50%이상이고, 반대로 제2 PWM펄스(P2)의 「H」의 시간(TP2)(ON폭)은 50%이하이다. 제1 PWM펄스(P1) 와 제2 PWM펄스(P2)가 겹치지 않도록, 데드타임(Td1, Td2)이 설정되어 있다. 상술한 것처럼, 이 데드타임(Td1, Td2)은 구동회로(13) 내의 제2 CR시정수회로(13D)나 파형정형회로(게이트회로 등)와, 구동회로(14) 내의 제1 CR시정수회로(14D)나 파형정형회로(게이트회로 등)를 조합시켜 이루어진다.

도 3은 방전 모드에 있을 때의 제1 PWM펄스(P1)와 제2 PWM펄스(P2)를 나타내고 있다.

펄스 주기(T)에 대하여, 제1 PWM펄스(P1)의 「H」의 시간(TP1)(ON폭)은 50%이하이며, 반대로 제2 PWM펄스(P2)의 「H」의 시간(TP2)(ON폭)은 50%이상이다. 이 방전 모드에 있어서도, 제1 PWM펄스(P1)와 제2 PWM펄스(P2)가 겹치지 않도록 데드타임(Td1, Td2)이 설정되어 있다.

충전되지 않고 있는 이차전지(10)를 출력단자(9)에 접속하고, 충방전장치를 작동시키면, 우선 충전 모드가 되고 제어부(11)는 출력 전류(충전 전류)가 소정의 정전류가 되도록 듀티비를 설정하면서 스위칭 펄스(W1)를 형성한다. 제1 구동회로(14)와 제2 구동회로(13)는 각각 스위칭 펄스(W1)로부터 제1 PWM펄스(P1)와 제2 PWM펄스(P2)를 생성한다. 충전 모드에서는, 도 2에 있어서, 펄스 폭(ON폭)(TP1)이 크게(넓게), 펄스 폭(ON폭)(TP2)이 작게(좁게) 제어되는 정전류가 유지된다. 충전이 진행됨으로써 전지전압은 상승하고, 이에 따라 펄스 폭(ON폭)(TP1)도 작아진다. 출력단자(9)의 출력 전압이 소정의 전압에 이르면 충전이 완료된 것으로서 충전 모드에서의 동작을 정지한다. 한편, 충전 모드에서는, 충전 시작으로부터 충전 종료까지의 시간을 측정함으로써 이차전지(10)의 용량을 검사할 수 있다. 충전 종료는, 출력 전압(Vo)이 소정의 전압이 되었다는 것을 검출하는 것으로 판정된다.

방전 모드에서 검사를 할 때, 제어부(11)는 DC 전원부(2)의 방향으로의 출력 전류(방전 전류)가 소정의 정전류가 되도록 듀티비를 설정하면서 스위칭 펄스(W1)를 형성한다. 제1 구동회로(14)와 제2 구동회로(13)는 각각 스위칭 펄스(W1)로부터 제1 PWM펄스(P1)와 제2 PWM펄스(P2)를 형성한다. 방전 모드에서는, 도 3에 있어서, 펄스 폭(ON폭)(TP1)이 작게(좁게), 펄스 폭(ON폭)(TP2)이 크게(넓게) 제어되어 정전류(이 경우 전류의 방향은 DC 전원부(2)쪽으로 향한다)가 유지된다. 방전이 진행됨으로써 전지전압이 낮아지고, 따라서 펄스 폭(TP1)도 작아진다.

본 실시형태의 충방전장치에서는, 후술하는 것처럼, 방전 모드에서, 제1 PWM펄스(P1)의 펄스 폭(TP1)이 짧아지는 것에 대응하고, 즉 전지전압이 낮아지는 것에 대응하고, 스위칭 펄스(W1)의 주파수(f)를 서서히 낮춘다. 한편, 전지전압은 출력단자(9)에 나타나는 출력 전압(Vo)으로 검출해도 좋지만, 평활필터회로(6)의 출력 전압인 평활출력 전압(Vc)을 출력 전압(Vo)을 대신하는 전압으로서 검출한다. 이 경우 출력단자(9)로부터 평활필터회로(6)까지의 임피던스(impedance)에 의한 전압강하가 고려된다.

이렇게 제어함으로써, 방전 모드에 있어서 제1 PWM펄스(P1)의 펄스 폭(TP1)이 작아졌을 때 펄스 형성이 불안정해지는 것을 방지한다.

이하, 이에 대해서 구체적으로 설명한다.

이해를 돕기 위해, 우선 스위칭 펄스의 주파수(f)를 고정했을 때의 구동회로(13, 14)의 동작에 대해 도 4를 참조하여 설명한다.

도 4는 스위칭 펄스의 주파수(f)를 고정시킨 상태에서, 방전 모드에 있어서 전지전압이 낮아져 갈 때의 파형도를 나타낸다. 실선은 전지전압이 높은 상태를 나타내고, 점선은 전지전압이 낮은 상태를 나타내고 있다. 전지전압이 낮아져 감에 따라, 도 4에서 화살표에 표시하는 것처럼, 스위칭 펄스(W1)를 포함하는 각 펄스의 펄스 폭은 실선의 상태로부터 파선의 상태로 변한다.

제어부(11)의 단자(PWMO)로부터 출력되는 스위칭 펄스(W1)는 신호반전회로(12)에서 반전되어, 제2 구동회로(13)에 입력된다. 제2 구동회로(13)에서는 신호반전회로(12)에 의해 반전된 펄스가 보통 때에는 「H」로 설정되어 있는 입력 신호와의 논리곱을 행하는 앤드 게이트(13A)를 통과하여 제2 CR시정수회로(13D)에 입력된다. 각 회로는 히스테리시스(hysteresis) 특성을 가지도록 약간 신호가 늦어지지만 극단적으로 늦어지는 것은 아니다. 이와 관련하여 제2 CR시정수회로(13D)에서는 도 4의 펄스(W4)로 표시된 것처럼, 스위칭 펄스가 아날로그식으로 둔하게 된 후, 문턱값(Vth+)과 문턱값(Vth-)이 비교되어 파형정형이 이루어지므로, 이 회로(13D)에서 신호가 지연되는 것이 비교적 크다(W4, W5). 제2 CR시정수회로(13D)의 출력인 펄스(W4)는 신호 반전 회로(13B, 13C)를 통과하여 제2 PWM펄스(P2)로서 제2 스위칭 소자(5)의 게이트 단자에 입력된다. 제2 PWM펄스(P2)는 제2 스위칭 소자(5)의 게이트 단자에 입력되어, 이 스위칭 소자(5)를 온오프(on off) 시킨다.

한편, 스위칭 펄스(W1)는 신호 반전 회로를 거치지 않고 제1 구동회로(14)에도 입력되고, 이 제1 구동회로(14)에 있어서 제1 CR시정수회로(14D)와 파형정형을 수행하는 신호 반전 회로 등에 의해 제1 PWM펄스(P1)를 형성한다. 제1 PWM펄스(P1) 는 제1 스위칭 소자(4)의 게이트 단자에 입력되어 이 스위칭 소자(4)를 온오프시킨다.

구동회로(13, 14)에 있어서, 이상의 동작에 의해 데드타임(Td1, Td2)이 형성된다.

또한, 제어부(11)는 방전 모드에 있어서, 정전류가 되도록 스위칭 펄스(W1)의 듀티비(T1/T)를 줄인다. 스위칭 펄스(W1)의 듀티비가 작아지면, 신호 반전 회로(12)로 신호 레벨이 반전된 펄스(W2, W3)가 형성되고, 나아가 펄스(W3)는 제2 CR시정수회로(13D)에 의해 파형이 둔해진 신호(W4)로 변환된다. 신호(W4)는 파형정형을 실행하는 신호 반전 회로(13B)에 의해 파형정형 된다.

그런데, 둔해진 신호(W4)는 통상의 IC의 문턱값에 의해 파형정형 되도록, 도 4에 표시된 것처럼 스위칭 펄스(W1)의 듀티비가 작아짐에 따라 신호(W4)를 파형정형시킨 펄스(W5)의 펄스 폭(ON폭)이 급격히 작게(좁게)된다. 이 때문에, 펄스(W5)를 더욱 반전시킨 제2 PWM펄스(P2)는 스위칭 펄스(W1)의 듀티비가 작아짐에 따라 펄스 폭이 급격히 크게(넓게)된다. 이 때, 제1 PWM펄스(P1)가 스위칭 펄스(W1)의 듀티비가 작아짐에 따라, 펄스 폭(ON폭)이 급격에 작게(좁게)된다. 도 4에 있어서, 제1 PWM펄스(P1(α))는 펄스 폭이 급격히 작게(좁게)된 결과, 충분한 피크 값을 확보할 수 없는 상태에 있는 것을 나타낸다. 이러한 제1 PWM펄스(P1(α))는 정상인 펄스라고는 말할 수 없고, 제1 스위칭 소자(4)를 온(on) 할 수 없다. 이 때문에, 방전 전류는 다이오드(40)를 통과하게 된다.

한편, 스위칭 펄스(W1)의 듀티비가 작아져서, 둔해진 신호(W4)가 문턱 값(Vth)을 초월하면 신호 반전 회로(13B, 13C)를 구동할 수 없어져, 제2 PWM펄스(P2)의 OFF구간을 형성할 수 없게 된다. 이렇게 되면, 제2 스위칭 소자(5)가 계속 온(on) 상태에 있게 되고, 따라서 이 스위칭 소자(5)를 제어할 수 없게 되는 주기가 발생할 수 있다.

상기 펄스 폭(ＯＮ폭)이 급격히 좁아지는 것은, ΔＴｘ/ΔＴｙ의 변화가 급격해지는 것이다.

단, ΔＴｘ는 제2 PWM펄스(P2)의 듀티비(T2/T)의 변화를 표시하고, ΔＴｙ는 스위칭 펄스(W1)의 듀티비(T1/T)의 변화를 나타낸다.

또한, ΔＴｘ/ΔＴｙ의 변화가 급격해지는 것을 출력 전압의 변화와 이득의 변화로 표시하면 다음과 같다.

도 5는 출력 전압(Vo)을 세로축에 스위칭 펄스(W1)의 펄스 폭(T1)을 횡축으로 하여 출력 전압(Vo)의 변화와 이득(G)의 변화를 표시한 것이다.

이득(G)은,

(출력전압 변화 ΔV)/(펄스 폭 변화 ΔT) ·····(식1)

로 표시된다.

출력 전압변화ΔV는,

{펄스(W1)가 펄스 폭 T1(t)일 때의 출력전압 Vo(t)} - {펄스(W1)가 펄스 폭 T1(t-1)일 때의 출력전압Vo(t-1)}

이고,

펄스 폭 변화 ΔT는,

{펄스 폭 T1(t) - 펄스 폭 T1(t-1)}

이다.

도 5에 표시된 것처럼, 이득(G)은 출력 전압(Vo)이 낮아지면(Ｗ1의 펄스 폭이 작아지면), 급격히 커지게 되는 것을 알 수 있다. 즉, 출력 전압(Vo)이 낮을 때는(이득(G)이 급격히 변화되고 있을 때는), 제어부(11)에 의한 제어시스템의 이득(G)의 변화가 크기 때문에 제어가 불안정해지는 것을 표시하고 있다.

위와 같이, 스위칭 펄스(W1)의 주파수(f)를 고정하고 방전 모드에 있어서 스위칭 펄스(W1)의 듀티비를 제어하면, 출력 전압(Vo)가 낮아졌을 때(W1의 펄스 폭(ON폭)이 작아졌을 때), 제어가 불안정해져서 제2 PWM펄스(P2)의 OFF구간이 형성되지 않게 되는 등 적절하지 않은 일이 발생한다.

여기에서, 본 실시형태의 충방전장치에서는, 방전 모드에 있어서 제2 PWM펄스(P2)의 OFF폭이 짧아지는(도 3에 있어서, TP2가 길어짐)것에 응하여, 즉 출력전압(Vo)(평활출력전압(Vc))이 낮아지는 것에 응하여, 스위칭 펄스(W1)의 주파수(f)가 낮아진다.

스위칭 펄스(W1)의 주파수(f)가 낮아지면, 제어부(11)에 의한 제어시스템의 이득(G)의 변화가 완만해져, 제어의 불안정성을 해소할 수 있다. 즉, (식1)에 있어서, 주파수(f)를 내림으로써, (출력전압변화 ΔV)를 바꾸지 않고 (펄스 폭변화 ΔT)를 크게 할 수 있기 때문에, 이득(G)을 줄일 수 있다. 이득(G)을 줄임으로써 그 급격한 변화를 억제할 수 있다.

도 6은 방전 모드시 제어부(11)에 의해 스위칭 펄스(W1)의 주파수(f)를 내렸 을 때의 제1 PWM펄스(P1) 및 제2 PWM펄스(P2)의 변화를 나타내고 있다. 도 7은 비교를 위해 주파수(f)를 고정으로 했을 때의 각펄스(P1, P1)의 변화를 나타낸다. 한편, 도 6 및 도 7에서, 평활출력전압(Vc)의 1V 부근은, 이차전지(10)(리튬이온전지)의 전지전압이 급격히 줄어드는 3V 부근에 있는 것과 등가이다. 이 전압의 전압차이 2V는 평활필터회로(6)으로부터 이차전지(10)까지의 배선에 의한 전압강하에 해당한다.

도 7에 표시된 것 처럼, 주파수(f)를 고정으로 했을 경우, 평활출력 전압 Vc = 0.9V까지 저하되면, 제2 PWM펄스(P2)의 OFF구간이 대단히 가는 폭이 되고, P2(β)와 같이 제2 PWM펄스(P2)를 OFF 할 수 없게 된다. 이 경우, OFF구간이 사라지는 것에 의해 펄스 결손이 일어나고 「1개의 선」과 같은 OFF구간이 되어 정상적으로 동작하지 않게 되는 일이 발생한다. 동시에, 제1 PWM펄스(P)에 대해서도 P1(β)와 같이 펄스 결손이 발생한다. 또한, 충전 모드시에 있어서도, 마찬가지로 펄스 결손과 같은 일이 생길 가능성이 있다.

이와 관련하여, 도 6에 표시된 것처럼, 평활출력 전압(Vc)이 저하됨에 따라 주파수(f)를 줄여나가면 평활출력 전압 Vc = 0.9V까지 저하된 경우라도 제2 PWM펄스(P2)를 OFF 할 수 있고, 제2 PWM펄스(P2)에 의해 바로 제2 스위칭 소자(5)를 제어할 수 있다. 제1 PWM펄스(P1)에 대해서도, 펄스 결손이 발생하는 것이 없어진다. 또한, 「1개의 선」과 같은 불안정한 펄스도 발생되는 일이 없다.

도 8은 스위칭 주파수(f)의 제어 특성을 나타내고 있다.

도면에 표시된 것처럼, 방전 모드에 있어서 Vc = 2.5V로 강하할때까지는 주 파수 f=160kHz로 설정되고, 그 이후는 Vc = 0.5V로 강하할때까지 주파수(f)가 서서히 줄어든다.

도 9는 제어부(11)의 방전 모드 때의 동작을 나타내는 플로우 차트이다.

제어부(11)는 스텝(ST1)에서 스위칭 펄스(W1)의 듀티비를 방전 전류가 정전류가 되도록 제어하고, 스텝(ST2)에서 미리 기억되어 있는 도 8의 특성을 나타내는 함수를 참조하고, 평활출력 전압(Vc)에 따른 주파수(f)를 설정한다. 스텝(ST2)에서, 주파수(f)를 바꾸어도 정전류제어는 실행된다. 제어부(11)을 CPU로 구성할 경우, 도 8의 특성을 테이블로 기억해 두고, 이 테이블을 참조해서 평활출력 전압(Vc)에 따른 주파수(f)를 설정하는 것도 가능하다.

이상과 같이, 평활출력 전압(Vc)이 저하됨에 따라 스위칭 펄스(W1)의 주파수(f)가 내려감으로써 제2 PWM펄스(P2)의 OFF구간을 생성할 수 있기 때문에, 제2 PWM펄스(P2)의 펄스 형성이 불안정해지는 것을 방지할 수 있다. 한편, 스위칭 펄스(W1)의 주파수(f)가 내려감으로써, 제1 PWM펄스(P1)의 펄스 폭(TP1)도 크게(넓게)되므로, 이 펄스 형성도 불안정해지는 일은 없다.

한편, 방전 모드 시 뿐만 아니라 충전 모드에 있어서도, 같은 제어를 실행함으로써 제1 PWM펄스(P1) 또는 제2 PWM펄스(P2)의 펄스 형성이 불안정해지는 것을 방지할 수 있다. 다시 말해, 충전 모드에서 이차전지(10) 쪽으로의 충전량이 적을 때에 제1 PWM펄스(P1)의 OFF폭이 짧아지지만, 이 때 DC 전원부(2)의 전압이 어떤 원인에 의해 저하되면 그 OFF폭은 더욱 짧아져 제1 PWM펄스(P1)의 형성이 불안정해진다. 여기에서, 제1 PWM펄스(P1)의 OFF폭이 짧아지는 것에 대응하여, 즉 평활출력 전압(Vc)이 높을 때의 정도로 스위칭 펄스(W1)의 주파수(f)를 줄이는 제어를 실행한다.

또한, 이상의 실시형태에서는, 도 8과 같이 평활필터회로(6)의 평활출력 전압(Vc)의 크기에 따라 스위칭 펄스의 주파수(f)를 연속적으로 변화시키고 있지만, 평활출력 전압(Vc)이 일정한 전압까지 떨어졌을 때(방전 모드시) 주파수(f)를 변화시키도록 하여도 좋다. 즉, 제1 PWM펄스(P1)의 펄스 폭이 급격하게 작게(좁게)되는 상태까지 평활출력 전압(Vc)이 떨어졌을 때에(방전 모드시) 주파수(f)를 감소시키도록 하여도 좋다.

또한, 이상의 실시형태에서는 정전류제어를 수행하고 있지만, 평활출력 전압(Vc)을 일정하게 하는 정전압제어를 수행하는 것도 가능하다.

또한, 본 발명은 이차전지(10)의 검사 장치에 적용할 수 있는 것 외에도 전자부하 장치에도 적용할 수 있다. 전자부하 장치에 적용할 경우, 전류를 입출력할 수 있는 전원부를 출력단자(9)에 접속시키고 이 전원부에서 정전류를 유입시키거나 이 전원부에 대하여 정전류를 유실시키는 전자부하의 역할을 한다.

도 1은 본 발명의 실시형태인 충방전 장치의 블록도 이다.

도 2는 충전모드에 있을 때 제1 PWM펄스 P1과 제2 PWM펄스 P2를 나타내는 도면이다.

도 3은 방전모드에 있을 때 제1 PWM펄스 P1과 제2 PWM펄스 P2를 나타내는 도면이다.

도 4는 방전모드에 있어서 전지전압이 감소되어 갈 때의 파형을 나타내는 도면이다.

도 5는 출력 전압 Vo의 변화와 이득 G의 변화를 나타내는 도면이다.

도 6은 스위칭 펄스 W1의 주파수 f를 낮추었을 때의 제1 PWM펄스 P1 및 제2 PWM펄스 P2의 변화를 나타내는 도면이다.

도 7은 주파수 f를 고정시켰을 때의 각 펄스 P1, P1의 변화를 나타내는 도면이다.

도 8은 스위칭 주파수 f의 제어특성을 나타내는 도면이다.

도 9는 제어부(11)가 방전 모드에 있을 때의 동작을 나타내는 플로우차트이다.

Claims

DC 전원부에 병렬로 접속되는, 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬 회로와,

상기 제2 스위칭 소자에 병렬로 접속되고, 인덕터와 평활 컨덴서의 직렬 회로로 구성되는 평활필터회로와,

상기 평활 컨덴서의 양단에 접속되는 출력단자로서, 충방전이 행해지는 이차전지가 접속되는 출력단자와,

스위칭 펄스를 출력하고, 그 펄스의 듀티비를 제어하는 펄스폭 제어를 행하는 제어부와,

상기 스위칭 펄스에 기초하여, 상기 제1 스위칭 소자와 상기 제2 스위칭 소자를 교대로 온오프하기 위한 제1 PWM펄스와 제2 PWM펄스를 각각 형성하고, 상기 PWM펄스 사이에 데드타임을 형성하는 구동회로를 구비하고,

상기 제어부는, 펄스폭 제어를 행하고 있는 때에 상기 제1 PWM펄스와 상기 제2 PWM펄스 중 어느 하나의 펄스 폭이 짧아지는 것에 대응하여 상기 스위칭 펄스의 주파수를 줄이는 주파수 제어도 동시에 행하고,

또한, 상기 제어부는, 상기 출력단자에 접속되는 이차전지에 대하여 충전전류를 흘려 보내는 충전 모드와, 상기 이차전지로부터 방전전류를 흘려 보내는 방전 모드를 설정할 수 있고,

상기 충전 모드에 있을 때, 상기 제1PWM펄스의 펄스 폭이 상기 제2PWM펄스의 펄스 폭보다 커지도록 상기 스위칭 펄스의 듀티비를 제어하고, 상기 방전 모드에 있을 때, 상기 제2PWM펄스의 펄스 폭이 상기 제1PWM펄스의 펄스 폭보다 커지도록 상기 스위칭 펄스의 듀티비를 제어하는 것을 특징으로 하는 충방전 장치의 전원장치.
제1항에 있어서,

상기 제어부는, 그 제어범위가, 주파수가 일정한 경우에, 상기 펄스 폭이 짧아 지는 변화 중에 있어서의 상기 펄스 폭 변화(ΔT)에 대하여 상기 출력 전압 변화(ΔV)로 표시되는 게인(G)의 변화가, 일정 이상의 크기로 변화하는 범위를 포함하고 있는 것을 특징으로 하는 충방전 장치의 전원장치.
제1항에 있어서,

상기 제어부는, 상기 제1 PWM펄스와 상기 제2 PWM펄스 중 하나의 펄스 폭이 소정의 펄스 폭 이하가 되면 상기 스위칭 펄스의 주파수를 줄이는 것을 특징으로 하는 충방전 장치의 전원장치.
제1항에 있어서,

상기 구동회로는, 상기 스위칭 펄스를 둔하게 하는 CR시정수회로를 구비하고, 상기 CR시정수회로의 출력을 정형하여 상기 데드타임을 형성하는 것을 특징으로 하는 충방전 장치의 전원장치.
제4항에 있어서,

상기 구동회로는 상기 제1 PWM펄스를 형성하는 제1 구동회로와 상기 제2 PWM펄스를 형성하는 제2 구동회로로 구성되고,

상기 제1 구동회로는 상기 스위칭 펄스를 둔하게 하는 제1 CR시정수회로를 포함하고,

상기 제2 구동회로는 상기 스위칭 펄스를 둔하게 하는 제2 CR시정수회로를 포함하고,

상기 제1 CR시정수회로의 시정수와 상기 제2 CR시정수회로의 시정수는 상이한 것을 특징으로 하는 충방전 장치의 전원장치.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,

출력 전류를 검출하는 출력 전류검출부를 구비하고,

상기 제어부는 상기 출력 전류검출부에서 검출된 출력 전류가 일정하게 되도록 상기 스위칭 펄스의 듀티비를 제어하는 것을 특징으로 하는 충방전 장치의 전원장치.
제6항에 있어서,

상기 제어부는, 상기 이차전지의 전지전압에 대응하여 상기 스위칭 펄스의 듀티비를 제어하는 것을 특징으로 하는 충방전 장치의 전원장치.
삭제