KR100981524B1 - 커플러, 집적형 전자 소자 및 전자 디바이스와 그 사용 방법 - Google Patents

커플러, 집적형 전자 소자 및 전자 디바이스와 그 사용 방법 Download PDF

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KR100981524B1
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Abstract

본 발명은 제 1 라인(1) 및 제 2 라인(2) 및 캐패시터(5)와 인덕터(4)를 포함하는 공진 구조물(3)을 포함하는 커플러(10)를 제공한다. 이 커플러(10)는 공진 구조물(3)의 공진 주파수 이상의 주파수 영역에서는 주파수에 의존하지 않는 결합 신호 S31를 전달한다. 또한, 신호 S31은 높은 지향성을 갖는다. 커플러(10)는 다중층 기판, 박막 모듈 또는 IC와 같은 집적형 전자 소자의 일부로서 제공된다. 이 커플러는 전자 디바이스(100) 내에서 전력 증폭기(101)와 안테나(103) 사이에서 사용된다. 결합 신호 S31은 이로써 제어 회로(102)에 제공된다.

Description

커플러, 집적형 전자 소자 및 전자 디바이스와 그 사용 방법{COUPLER, INTEGRATED ELECTRONIC COMPONENT AND ELECTRONIC DEVICE}
본 발명은 신호 입력부를 신호 출력부로 접속시키는 제 1 라인과 정합 접속부를 제 2 출력부로 접속시키는 제 2 라인을 포함하는 커플러(coupler)에 관한 것인데, 여기서 상기 제 1 라인과 상기 제 2 라인은 서로 유도성 및 용량성으로 결합된다.
본 발명은 또한 100 MHz 이상의 주파수에서 사용되며 필터링 기능 및/또는 스위칭 기능을 수행하고 기판 및 다수의 전기 절연층 및 전기 도전 층을 포함하는 집적형 전자 소자에 관한 것이다.
본 발명은 또한 커플러의 제 1 라인을 통해 상호접속되는 전력 증폭기와 전력 전송기를 포함하는 전자 디바이스에 관한 것인데, 여기서 상기 커플러는 또한 제어 회로로의 제 2 출력부를 갖는 제 2 라인을 포함한다.
통상의 커플러는 US-A, 5,818,307에 알려져 있다. 이 문헌의 도 1은 방향성 커플러를 개시하는데 이 커플러 내에는 제 1 라인 및 제 2 라인이 서로 평행하게 인쇄 회로 기판 상에 존재하여서 상호 간에 결합된다. 저항성 부하가 제 2 라인의 정합 접속부에 존재하며 쇼트키 다이오드가 제 2 라인의 제 2 출력부에서 존재한다. 부하 임피던스는 반사성(reflection)을 최소화시키고 지향성(directivity)을 증가시키도록 선택되며, 캐패시터는 전압 출력이 제 2 출력부에서 제공되도록 관심 주파수에서 공진하게 선택된다.
최적의 커플러를 실현하기 위해, 최종 생성된 커플러의 신호 출력부와 신호 입력부 및 정합 접속부에 대한 영향은 작아야 하며 제 2 출력부의 출력은 상대적으로 커야 한다. 이론적으로 이는 다음과 같이 4 가지 효과를 갖는 커플러로서 기술될 수 있다. 4 가지 효과는 신호 입력부에서의 복귀 손실 신호 S11, 신호 출력부에서의 삽입 손실 신호 S21, 제 2 출력부에서의 결합 신호 S31 및 정합 접속부에서의 분리 신호 S41이다. 삽입 손실 신호 S21은 매우 작아야 하며 바람직하게는 0.5 dB 보다 작아야 하며 상기 결합 신호 S31은 분리 신호 S41 및 복귀 손실 신호 S11에 비해 식별할만하게 커야 한다.
그러나, 상기 알려진 커플러는 주파수에 의존하는 결합 신호 S31를 갖는다. 따라서, 이 결합 신호는 상대적으로 작은 주파수 영역에 걸쳐서만 분리 신호 S41 및 복귀 손실 신호 S11에 비해 식별할만하게 크다. 이로써, 결합 신호 S31는 Bluetooth 대역, DCS 대역, GSM 대역 및 UTMS 대역과 같은 통신 대역으로서 사용되는 주파수 영역에 걸쳐서 일정하지 않게 된다. 따라서, 제어 회로 내에서 또는 커플러의 출력부에서 결합 신호 S31의 주파수 의존도 보상이 필요하다.
발명의 개요
본 발명의 목적은 제 2 출력부의 출력 크기(결합 신호 S31)가 대역으로서 사용되는 주파수 간격 동안 주파수에 대해 적절하게 독립적이 되는 서두에서 언급된 종류의 커플러를 제공하는 것이다.
이 목적은 제 1 라인 및 제 2 라인이 공진 구조물과 유도성 및 용량성으로 결합되는 공진 구조물에 의해서 성취된다.
이렇게 공진 구조물을 부가하게 되면 요구되는 효과가 성취된다. 결합 신호 S31은 공진 구조물의 공진 주파수보다 큰 주파수 간격 내의 주파수에 대해 적절하게 독립적이 됨이 증명되었다. 이러한 구성의 장점은 결합 신호 S31가 공진 주파수보다 큰 주파수 간격에서 매우 큰 주파수 영역에 걸쳐서 분리 신호 S41 및 복귀 손실 신호 S11이 비해 구별될 정도로 크게 된다는 것이다. 1.3 GHz의 공진 주파수의 경우에, 약 4 GHz의 주파수 범위까지 결합 신호 S31은 분리 신호 S41 및 복귀 손실 신호 S11보다 15dB이 크다. 결합 신호 S31과 분리 신호 S41 간의 이렇게 큰 차이로 인해서 본 발명의 커플러에서는 제 2 출력부에서 지향성을 획득하기 위해서 어떠한 다이오드도 필요하지 않게 된다.
본 발명의 커플러는 제 1 라인과 제 2 라인 간에 직접 결합 및 공진 결합이 존재한다는 사실을 기반으로 한다. 이 두 결합 메카니즘이 서로 함께 사용되어 본 발명의 목적을 달성하는 커플러를 생성한다. 여기서, 공진 주파수는 공진 구조물의 변화에 의해서 설정될 수 있다. 커플러의 최적 주파수 응답은 가령 라인들 간의 거리를 변화시킴으로써 또는 라인들의 기하 구조를 변화시킴으로써 또는 라인들 간의 물질의 유전 상수를 변화시킴으로써 직접 결합 및 공진 결합 신호가 변화됨으로써 설정될 수 있다. 또한, 인덕터 및 캐패시터의 크기가 변화될 수 있다.
본 발명의 커플러의 장점은 정교한 재설계가 필요 없이 다양한 애플리케이션에서 사용될 수 있다는 것이다. 커플러의 양호한 지향성으로 인해서, 가령 캐피시터의 용량을 변화시키는 것만으로도 충분히 공진 주파수를 변화시킬 수 있다. 적절한 공진 주파수 변화를 위해서, 커플러에 대한 어떠한 수정 사항도 필요하지 않게 된다.
인덕터 및 캐패시터가 제 2 라인 내에 사용된 커플러가 EP-A 1047150에 개시되어 있다. 그러나, 이 방식에서는 결합 신호 S31 뿐만 아니라 다른 신호 S11, S21, S41도 전체 주파수 영역에 걸쳐서 영향을 받는다. 본 특허 출원의 도 6 및 실시예 3에 설명된 바와 같이, 결합 신호 S31(C로서 지칭됨)는 보다 큰 주파수 간격에 걸쳐서 실질적으로 일정하지 않게 된다. 또한, 지향성도 비교적 작게 되는데 즉 10 dB보다 작게 된다. 또한, 신호 S11, 신호 S41의 크기와 신호 S31의 크기가 큰 차이가 생성되는 공진 주파수 특성이 상기 알려진 커플러에서와 같이 존재하지 않는다.
본 발명의 커플러는 다양한 방식으로 구현될 수 있다. 본 발명의 커플러는 공진 구조물을 위한 개별 소자들과 함께 구현될 수 있다. 인덕터의 권선(turn)의 면의 배향은 제 1 라인과 실질적으로 평행해야 한다. 이러한 실시예는 100 MHz 이하의 낮은 주파수에서 사용되는 애플리케이션에서 특히 유리하다. 공진 주파수가 캐패시턴스와 인덕턴스의 적(product)의 제곱근에 반비례하기 때문에, 캐패시턴스 및 인덕턴스는 커야 한다. 이는 세라믹의 다중층 캐패시터 및 다수의 권선을 갖는 인덕터로 실현될 수 있다.
유리한 실시예에서 공진 구조물은 박막 캐패시터 및 박막 인덕터를 포함하며 제 1 라인 및 제 2 라인은 인덕터에 용량성 및 유도성으로 결합된다. 공진 구조물의 구현은 커플러가 임의의 다중층 전자 소자 내부로 집적될 수 있다는 장점을 갖는다. 기능적으로, 커플러는 제 1 라인과 제 2 라인과 공진 구조물 간의 용량성 결합 및 유도성 결합을 최적화하도록 매우 양호하게 설계될 수 있는데 그 이유는 상호 중첩(및 이에 따른 용량성 결합에 대해 관련된 구역)이 리소그래픽 패턴으로 규정되기 때문이다. 다른 장점은 어셈블리가 최소화될 수 있으며 개별 커플러들이 서로 동일하며 개별 소자 및 이들 상호 간의 배치에서의 변화에 대해서 무관하다는 것이다.
박막 실시예에 대해서는 몇 가지 변형이 존재한다. 한 변형 실시예에서 제 1 라인은 제 1 전기 도전성 층 내에 존재하며 제 2 라인은 제 2 전기 도전성 층 내에 존재하고 공진 구조물의 인덕터는 하나 이상의 전기 도전성 층 내에 존재하며 이들 하나 이상의 전기 도전성 층은 상기 제 1 전기 도전성 층과 제 2 전기 도전층 간에 위치한다. 제 2 전기 도전성 층 내에 캐패시터의 전극들 중 하나를 제공하는 것이 바람직하다. 이 변형 실시예에서, 공진 구조물은 제 1 전기 도전성 층과 제 2 전기 도전성 층 간에 샌드위치된다. 제 1 라인과 제 2 라인 간의 충분한 용량성 결합을 획득하기 위해서, 이들 라인들이 한 평면 내에 존재하는 것이 바람직 하며 이 평면의 배향은 인덕터의 면에 실질적으로 수직이 된다. 이 실시예의 장점은 제 1 라인과 공진 구조물의 결합량이 제 2 라인과 공진 구조물 간의 결합량과 상이하다는 것이다. 가령, 상대적으로 큰 유전 상수를 갖는 유전 층이 인덕터와 제 2 라인 간에 제공되어 이들 간의 결합 정도를 최대화시킬 수 있다. 이 유전 층은 캐패시터를 위해서 또한 사용될 수 있다. 다른 장점은 제 2 전기 도전성 층이 금, 알루미늄 등과 같은 박층으로서 구현될 수 있으며 제 1 라인 층과 인덕터는 가령 구리를 포함하는 두꺼운 층으로서 구현될 수 있다는 것이다. 이는 인덕터와 제 2 라인이 높은 Q 팩터(a high Q-factor)를 가질 뿐만 아니라 이들은 또한 높은 주파수에 대해서 적합하다는 장점을 갖는다.
다른 변형 실시예에서 공진 구조물의 인덕터는 제 1 전기 도전성 층 내에 존재하는 하나의 권선을 가지며 제 1 라인 및 제 2 라인은 제 2 전기 도전성 층 내에 존재한다. 이 실시예의 유리한 점은 커플러가 상대적으로 작은 유닛으로서 구성될 수 있다는 것이다. 따라서, 이 커플러의 집적형 전자 소자 내부로의 집적이 용이하게 된다. 커플러는 가령 다중층 기판 내부로 집적될 수 있다. 또한, 유리하게는 제 1 전기 도전성 층이 기판의 표면에 존재하고 공진 구조물은 기판 내부에 내장될 수 있다.
다른 유리한 실시예에서 캐패시터는 제 1 전극과 제 2 전극을 포함하고 제 1 전극은 제 1 전기 도전성 층 내에 존재하고 제 2 전극은 제 2 전기 도전성 층 내에 존재하며 상기 제 1 전기 도전성 층 및 제 2 전기 도전성 층은 유전 층과 절연층을 포함하는 스페이서에 의해서 서로 분리되고, 상기 절연층은 상기 캐패시터의 제 1 전극과 제 2 전극 간에는 존재하지 않는다. 여기서, 절연층은 가령 SiO2 보다 작거나 같은 유전 상수를 갖는 저유전 상수 물질 층이 된다. 바람직한 실례는 벤조시클로부텐(benzocyclobutene), HSQ, MSQ, 다공성 실리카 및 다른 로우 K 물질과 같은 물질 층을 포함한다. 여기서, 유전 층은 SiO2 보다 큰 유전 상수를 갖는 상대적으로 높은 유전 상수를 갖는 물질 층이다. 바라직한 실례는 Si3N4 및 바륨티탄 기반 물질 및 탄탈륨산화물 기반 물질을 포함한다.
이 실시예는 커플러를 구현하기 위해서 2 개의 전기 도전성 층만 필요하다는 장점을 갖는다. 이 층들은 거친 표면을 갖는 기판 상에 존재할 수 있다. 이 전기 도전성 층으로 적합한 물질은 알루미늄, 구리, 니켈, 은 등이며 바람직하게는 사용된 주파수에서의 정전기 파의 침투 깊이를 초과하는 두께를 갖는다. 이 실시예를 위해서 사용된 기술은 Th,Rijks 등의 Proceedings IMAPS 2001에 알려져 있으며 미사전공보된 특허 출원 보유 번호 EP01203071.4(PHNL010579)에 개시되어 있다.
본 발명에 따른 커플러의 다른 실시예는 조정가능한 캐패시터를 포함한다. 이러한 조정가능한 캐패시터를 사용하면 공진 구조물의 공진 주파수가 요구된 바대로 수정될 수 있다. 상술된 바와 같이, 커플러의 주파수 영역은 공진 주파수 시프트와 함께 시프트된다. 이 조정가능한 캐패시터는 MEMS(Microelectromechanical Component)로서 구현될 수 있다. 이 MEMS 캐패시터는 기판 상에 존재하고 제 1 라인 및 제 2 라인은 기판 내부에 존재한다. 이와 달리, 제 1 라인 및 제 2 라인과 MEMS 캐패시터 및 인덕터는 모두 집적 회로의 상호접속 구조물 내에 존재할 수 있다.
커플러의 주파수 영역의 동조 기능은 정합된 접속부를 제 3 출력부로 접속시키고 제 1 라인에 용량성 및 유도성으로 결합되고 공진 구조물에 용량성 및 유도성으로 결합된 제 3 라인을 추가함으로써 개발될 수 있다. 이 제 3 라인으로 인해서 제 1 라인을 통해 이동되는 신호들에 대한 제 2 피드백이 가능하다. 커플러의 설계는 제 2 라인과 제 3 라인 간의 상호 결합을 최소화하도록 최적화된다. 이 제 2 라인과 제 3 라인은 동일한 전기 도전성 층 내에 존재하지만 제 1 라인의 반대 측면 상에 존재한다. 이와 달리, 이들은 서로 다른 전기 도전성 층 내에 존재하면서 공진 구조물의 서로 반대되는 측면 상에 존재하고 이들 각각은 제 1 라인과 동일한 평면 내에 위치한다.
이 실시예에서 본 발명의 커플러는 이중 대역 커플러로서 적합하다. 공진 구조물의 주파수 동조가능성으로 인해서, 제 2 라인과 다른 제 3 라인이 주파수 피드백을 제공한다. 또한, 제 2 라인과 다른 제 3 라인이 소자에 대해 피드백을 제공한다. 이러한 실시예의 커플러는 두 개의 전력 증폭기를 위한 커플러로서 구현될 수 있는데 여기서 각 전력 증폭기는 특정 주파수 영역에 전용되며 하나의 동일한 안테나에 접속된다. 이러한 두 개의 전력 증폭기 및 하나의 안테나를 갖는 설계는 GSM 및 블루투스와 같은 서로 다른 통신 표준을 갖는 이동 통신에서 사용가능하다. 본 기술 분야의 당업자는 접속부 지점이 두 개의 증폭기 및 하나의 안테나의 접속을 위해서 필요함을 이해할 것이다. 이는 핀 다이오드 또는 MEMS 스위치와 같은 스위치 또는 대역 통과 필터와 같은 필터로서 실현될 수 있다. MEMS 스위치를 사용하는 것이 바람직하다. 이 스위치의 제 1 장점은 MEMS 캐패시터와 함께 제조 및 캡슐화될 수 있다는 것이다. 보다 중요한 장점은 MEMS 스위치가 저 손실을 제공하고 우수한 분리 기능을 제공한다는 것이다. 이러한 접속 지점은 가령 전력 증폭기 및 커플러 간에서 그리고 커플러 및 안테나 간에서 커플러의 양 측면 상에 존재한다. 접속 지점이 안테나와 커플러 간에 존재하는 경우에는, 제 2 전력 증폭기로부터 오는 제 4 라인이 커플러 내에 존재할 것이다.
조정가능한 캐패시터를 제공하는 대신에, 커플러는 제 1 라인과 제 2 라인 간에 하나 이상의 공진 구조물을 삽입함으로써 다양한 주파수 영역에 대해서 적합하게 될 수 있다. 이러한 방식으로 주파수 함수로서의 평탄한 결합 크기가 하나 이상의 주파수 영역에 걸쳐서 획득될 수 있다.
다른 실시예에서 하나 이상의 자기 물질 층이 커플러 내에 존재할 수 있다. 이러한 자기 물질이 존재하게 되면, 공진 구조물과 제 1 라인 및 제 2 라인 간의 유도성 결합이 증가하는데 그 이유는 공진 구조물과 이들 라인 사이에 그리고 둘러서 존재하는 층들에 의해서 구성되는 매체의 유효 투자율(effective permeability)이 증가하기 때문이다. 유닛 길이 당 인덕턴스 및 이에 따른 결합량이 공진 구조물에 대해서 증가하기 때문에, 인덕터 크기가 감소되면서 공진 주파수는 그대로 유지될 수 있다. 이로써, 커플러의 크기가 최소화될 수 있다. 공진 구조물의 대향하는 측면에 위치하는 두 개의 자기 물질 층이 존재하는 것이 바람직하다. 이와 달리, 자기 물질 층은 제 1 라인과 제 2 라인 간에 존재할 수 있다. 본 기술 분야의 당업자는 자기 물질 층이 커플러 내에서 어느 임의의 위치에도 존재할 수 있음을 이해할 것이며 여기서 그 위치는 커플러의 특정 설계 사항에 의존한다. 적합한 자기 물질은 그 자체로 알려져 있으며 바람직하게는 페라이트 물질이며 가장 바람직하게는 가령 폴리머 또는 SiO2와 같은 절연 매트릭스 층 내에 내장되고 분말 형태로 존재하는 자기 물질 층이다. 이러한 물질들은 상업적으로 입수가능하다. 이 실시예의 장점은 이 층이 (스핀 코팅 또는 프린팅에 의해서) 액체로서 도포될 수 있으며 다중층 소자 내에 매우 양호하게 집적될 수 있다는 것이다.
본 발명의 두번째 목적은 커플러가 집적될 수 있는 서두에서 언급된 종류의 집적형 전자 소자를 제공하는 것이다.
이 목적은 이 전자 소자에 청구 범위 제 2 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 따른 커플러가 제공되고, 이 커플러의 제 1 라인 및 제 2 라인 및 인덕터 및 캐패시터 전극들이 이 전자 소자의 전기 도전성 층들 내에서 구현되고, 제 1 라인 및 제 2 라인 및 공진 구조물이 이 전자 소자의 적어도 하나의 절연층에 의해서 서로 분리된다는 점에서 성취된다.
특히 이동 통신 분야에서 트랜지스터, 캐패시터 및 인덕터와 같은 꾸준하게 사용되고 있는 소자의 수가 증가하고 있다. 동시에, 이들 소자 각각은 최소화되고 있다. 고주파수로 인해서 모든 상호접속부가 인덕터로서 기능하며 잠재적으로는 기생 캐패시터 전극으로서 기능한다. 그러므로, 전체적으로 설계될 수 있는 집적형 전자 소자들에 대한 추세가 증가하고 있다. 이 집적형 전자 소자들은 능동 소자를 포함한다. 수동 소자는 기판 전사 프로세스에서 능동 소자의 상부 상의 또는 능동 소자 옆의 상호접속 구조물 내에 위치한다. 이와 달리, 집적형 전자 소자들은 오직 수동 소자와 상호접속부만을 포함한다. 이 실례는 세라믹 또는 라미네이트 다중층 기판, 다수의 다중층 캐패시터를 포함하는 모듈 및 기판 상의 수동 네트워크를 포함하며 이들은 집적 회로 제조 기술로 제조된다.
본 발명의 커플러의 박막 실시예는 오직 박막 소자와 함께 구현될 수 있기 때문에 집적형 전자 소자 내부로 집적되기 적합하다. 이 소자의 전기 도전성 층은 표면에서 존재한다. 이 소자의 절연층들은 변하는 유전 상수 및 유효 투자율을 가지며 요구된 바와 같이 최적화될 수 있다. 조정가능한 캐패시터가 존재하는 경우에, 소자는 기판 상의 수동 네트워크이면 바람직하다. 소자가 자기 물질 층을 포함하는 경우에, 이 물질 층은 박막층으로서 집적될 수 있지만 전자 소자의 상부 상의 개별 소자로서도 역시 존재할 수 있다.
제어 회로로의 제 2 출력부를 갖는 제 2 라인이 제공된 커플러의 제 1 라인을 통해 상호접속되는 전력 증폭기 및 전력 전송기를 갖는 전자 디바이스는 가령 EP 641037에 알려져 있다. 이 문헌의 도 7은 커플러의 애플리케이션의 블록도를 도시한다. 여기서 증폭기와 안테나 간의 제 1 라인과 전력을 흡수하는 접지된 저항 전극과 자동 이득 제어 회로 간의 제 2 라인을 구비한 커플러가 도시된다. 이러한 회로를 사용하여, 증폭기로부터의 출력의 일부는 커플러의 제 2 출력부로 제공되며 이어서 자동 이득 제어 회로로 복귀된다. 안테나로부터 복귀하는 고주파수 신호의 일부는 가령 정합 접속부와 같은 접지된 저항 전극으로 전달된다.
이 알려진 전자 디바이스의 단점은 커플러가 오직 한정된 주파수 영역에서만 적합하며 이로써 제어 회로에서 또는 커플러에서 구현되는 추가 주파수 보상기가 필요하다는 것이다.
따라서, 본 발명의 세번째 목적은 보다 강성의 결합을 갖는 서두에서 언급된 종류의 전자 디바이스를 제공하는 것이다. 이러한 목적은 청구 범위 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 따른 커플러에 의해서 실현된다. 본 발명의 커플러를 포함함으로써, 전자 디바이스는 보다 큰 주파수 영역에서 대해서도 적합하게 된다. 전송기는 임의의 전송 소자일 수 있지만 바람직하게는 안테나이다. 커플러는 그 자체로 존재하지만 바람직하게는 청구항 제 8 항에 따른 집적형 전자 소자의 일부로서 존재한다. 바람직한 실시예에서, 이러한 전자 디바이스는 두 개의 전력 증폭기는 포함하고 커플러는 이중 대역 커플러 실시예로 된다.
이 커플러는 본 발명의 전자 디바이스 내부의 다양한 위치에서 결합 기능들을 수행할 수 있다. 제 1 애플리케이션은 커플러가 전력 증폭기에서 안테나로 출력된 신호의 측정 및 피드백을 위해서 사용되는 경우이다. 이 애플리케이션에서, 제어 회로는 전력 증폭기에 접속된다. 안테나와 기지국 간의 위치가 일정하지 않기 때문에, 출력 신호의 강도는 기지국에 도달할만큼 충분하게 커야 한다. 그러나, 통신 표준화로 인해서 기지국으로 입력되는 신호의 강도에는 한계가 설정되어 있다. 또한, 모든 에너지는 배터리에 의해서 공급되며 이로써 커플러의 오기능으로 인해서 발생하는 에너지 소모는 배터리의 서비스 수명을 감소시킨다. 이러한 애플리케이션을 위해서 커플러가 증폭기 바로 뒤에 존재하는 것이 바람직하다.
제 2 애플리케이션에서 커플러는 입력 신호의 측정을 위해서 사용된다. 이 애플리케이션에서 전력 증폭기는 저잡음 증폭기와 같은 알려진 타입의 증폭기이다. 커플러는 일반적으로 이 저잡음 증폭기 앞에 가령 송신기/수신기 스위치와 저잡음 증폭기 간의 라인에서 위치한다. 제어 회로는 입력 신호가 필요한 만큼 증폭될 수 있도록 저잡음 증폭기를 제어한다.
다른 애플리케이션에서, 커플러는 안테나의 반사된 전력의 측정을 수행하기 위해서 사용된다. 이 애플리케이션의 목적은 안테나에서 반사되는 전력 증폭기의 임의의 큰 신호를 최소화하는 것이며 바람직하게는 이 신호가 저잡음 증폭기에 도달하여 이 증폭기를 고장나게 하는 것을 방지하는 것이다. 특히 이는 UMTS와 같은 광대역 애플리케이션에서 중요하다. 커플러의 제 2 출력부는 안테나 전방에서 임피던스 정합 회로를 적응시키는 제어 회로에 접속된다. 이 애플리케이션에서, 커플러는 안테나의 바로 전방에 위치한다. 제어 회로는 송신기/수신기 스위치 및 안테나 간에 존재하는 임피던스 정합 네트워크를 조절한다.
본 발명에 따른 커플러, 집적형 전자 소자 및 전자 디바이스의 이들 측면 및 다른 측면들이 이제 첨부 도면을 참조하여 상세하게 설명될 것이다.
도 1은 커플러의 제 1 실시예의 조감도,
도 2는 도 1의 V-V에서의 커플러의 단면도,
도 3은 커플러의 제 2 실시예의 단면도,
도 4는 전자 디바이스의 제 1 실시예의 도면,
도 5는 제 1 실시예 커플러의 출력 신호의 크기를 주파수 함수로서 도시한 그래프,
도 6은 도 5의 세부 확대 그래프,
도 7은 제 1 실시예 커플러의 삽입 손실 크기를 주파수 함수로서 도시한 그래프,
도 8은 제 1 커플러 실시예의 수정된 실시예의 출력 신호의 크기를 주파수 함수로서 도시한 그래프,
도 9는 커플러의 제 3 실시예의 평면도,
도 10은 제 3 실시예 커플러의 출력 신호의 크기를 주파수 함수로서 도시한 그래프,
도 11은 제 3 실시예의 커플러의 삽입 손실 크기를 주파수 함수로서 도시한 그래프,
도 12는 제 4 실시예의 커플러의 평면도,
도 13은 제 4 실시예 커플러를 포함하는 전자 디바이스의 제 2 실시예의 도면.
도 1은 본 발명의 제 1 실시예 커플러(10)의 조감도이다. 명료성을 위해서 기판 및 절연층은 생략되었다. 커플러(10)는 신호 입력부(11)를 신호 출력부(21)로 접속시키는 제 1 라인(1)을 포함한다. 또한 커플러(10)는 정합 접속부(41)를 제 2 출력부(31)로 접속시키는 제 2 라인(2)을 포함한다. 정합 접속부(41)는 50옴의 접지된 저항에 접속된다. 제 2 출력부(31)는 제어 회로에 접속된다. 제 1 라인(1)과 제 2 라인(2)은 660 ㎛ 거리(62) 만큼 서로 떨어져 있다. 이들은 2.6의 상대 유전 상수 및 약 1의 유효 투자율을 갖는 벤조시클로부텐 절연층에 의해서 분리된다. 제 1 라인은 신호 입력부(11)에서 신호 출력부(21)까지의 거리인 1.4 mm 길이를 갖는다. 제 1 라인 및 제 2 라인은 5 ㎛의 두께와 50 ㎛의 폭을 갖는 구리 트랙으로서 구현된다.
공진 구조물(3)은 제 1 라인과 제 2 라인(1,2)에 의해 구성된 평면에 실질적으로 평행하게 위치한다. 라인(1,2)과 공진 구조물(3) 간의 떨어진 거리는 8 ㎛이다. 공진 구조물(3)은 하나의 권선을 갖는 인덕터(4) 및 제 1 전극(51) 및 제 2 전극(52)이 제공된 캐패시터(5)를 포함한다. 제 1 전극(51)은 인덕터(4)와 동일한 층에 위치한다. 제 2 전극(52)은 비아(53)를 통해서 인덕터(4)에 접속된다. 인덕터(4)는 1.0 mm * 0.77 mm 의 크기 및 2 nH의 인덕턴스를 갖는다. 캐패시터는 7.4 pF의 캐패시턴스를 갖는다. 이로써, 1.36 GHz의 공진 주파수가 생성된다. 제 1 라인 및 제 2 라인은 본 기술 분야의 당업자에게는 자명한 에지결합 라인 역할을 한다.
도 2는 도 1의 V-V을 따라 취해진 커플러(10)의 단면도이다. 인덕터(4)는 기판(80) 상에 존재하는 두께 5 ㎛를 갖는 구리로 된 제 1 전기 도전성 층(81)의 일부이다. 이 층은 도시되지 않은 금을 포함하는 도금 베이스 상에 전기도금함 으로써 증착된다. 캐패시터(5)의 제 1 전극(51)은 제 1 전기 도전성 층(81)의 일부이다. 이 층은 평탄화 층(86)을 갖도록 평탄화되며 이 층(86)은 제 1 전기 도전성 층(81) 의 증착 이전 또는 이후에 증착된다. 이 층 상부에 유전 층(82)이 존재한다. 유전 층(82)은 본 실례에서는 SiN을 포함하며 6 내지 7의 상대 유전 상수를 갖는다. 이 층은 인덕터(4)와 캐패시터(5)의 제 2 전극(52) 간에 접속을 제공하기 위해서 요구된 패턴에 따라서 패터닝된다. 이 층 상에 절연층(83)이 증착된다. 이 절연층(83)은 본 실례에서는 벤조시클로부텐을 포함하며 2.6의 상대 유전 상수를 갖는다. 이후에, 제 2 전기 도전성 층(84)이 증착되며 이 층은 제 1 라인(1) 및 제 2 라인(2) 및 제 2 캐패시터 전극(52)을 포함한다. 이 제 2 전기 도전성 층(84)은 구리를 포함하며 도시되지 않은 TiN 장벽층 및 구리 도금 베이스가 스퍼터링에 의해서 도포된 후에 전기 도금에 의해서 증착된다. 제 1 라인과 제 2 라인(1,2) 간의 거리는 660 ㎛이며 이 라인들과 인덕터(4) 간의 거리는 8 ㎛이다.
도 3은 커플러(10)의 제 2 실시예의 단면도이다. 이 실시예에서 제 1 라인(1)과 제 2 라인(2)은 상이한 전기 도전성 층 내에 존재하는데 가령 제 2 라인(2)이 제 1 전기 도전성 층(81) 내에 존재한다. 제 1 라인(1)은 제 3 전기 도전성 층(87) 내에 존재한다. 제 1 라인(1)과 제 2 라인(2)이 결합된 인덕터(4)는 제 2 전기 도전성 층(84) 내에 존재한다. 이 제 2 전기 도전성 층(84)은 제 1 전기 도전성 층과 제 3 전기 도전성 층(81,87) 사이에서 대칭적으로 배치되지 않는다. 제 1 라인(1)과 인덕터(4) 간의 거리(61)는 제 2 라인(2)과 인덕터(4) 간의 거리(63)와 다르다. 또한, 분리 층도 다르다. 제 1 전기 도전성 층과 제 2 전기 도전성 층(81,84) 사이에는 오직 유전 층(82)만이 존재한다(그러나, 이는 상이할 수 있다). 자기 물질 층(85)과 절연층(83)이 제 2 전기 도전성 층과 제 3 전기 도전성 층(84,87) 간에 존재한다. 따라서, 제 1 라인(1)과 인덕터(4) 간의 결합량은 제 2 라인(2)과 인덕터(4) 간의 결합량과 다르다. 제 1 전기 도전성 층(81)은 또한 캐패시터(5)의 제 1 전극(51)을 포함하며 제 2 전극(52)은 제 2 전기 도전성 층(84) 내에 존재한다. 제 1 전극(51)은 비아(53)를 통해서 인덕터(4)에 접속된다. 제 1 전기 도전성 층(81)은 평탄화 층(86) 내에 내장된다.
도 3에서 제 1 라인 및 제 2 라인(1,2)은 점선으로 도시된다. 이는 제 1 라인과 제 2 라인(1,2)이 실제적으로 인덕터(4)와 다른 수직면 내에 위치함을 도시하기 위함이다. 상이한 수직면에서 위치하는 것은 서로 거리(62)로 떨어진 제 1 라인과 제 2 라인(1,2) 간의 적절한 직접 결합 정도를 획득하기 위한 것이다.
도 4는 본 발명의 전자 디바이스(100)를 전기적으로 도시한다. 커플러(10)는 본 경우에는 안테나인 전송기(103) 및 전력 증폭기(101) 간에 위치한다. 커플러(10)는 신호 입력부(11) 및 신호 출력부(21)를 갖는 제 1 라인(1) 및 정합 접속부(41) 및 제 2 출력부(31)를 갖는 제 2 라인(2)을 포함한다. 정합 접속부는 접지된 저항(104)에 접속된다. 제 2 출력부(31)는 제어 회로(102)에 접속된다. 제 2 출력부(31)로부터 오는 신호 S31를 기반으로 하여, 제어 회로는 증폭기(101)의 출력을 조절한다. 당업자가 이해하는 바와 같이, 제어 회로(102)는 전력 증폭기(101)의 일부일 수 있 다. 커플러(10)는 또한 공진 구조물(3)을 포함한다.
도 5는 신호의 크기 M이 주파수 f의 함수로서 설정된 그래프를 도시한다. 이 그래프의 대상은 도 1 및 도 2에서 도시된 제 1 실시예의 커플러(10)이며 이 커플러는 1.8 GHz 주파수에서 최적화되었다. 이 그래프에서, ×를 갖는 라인은 S31에 관한 것인데 이 S31은 또한 결합 신호로서 알려진 제 2 출력부(31)에서의 신호이다. + 를 갖는 라인은 S11에 관한 것이며 이 신호는 복귀 손실 신호 또는 반사 신호로서 알려진 신호 입력부(11)에서의 출력 신호이다. 블록을 갖는 라인은 S41이며 이 신호는 분리 신호로서 알려져 있는 정합 접속부(41)에서의 출력 신호이다. 도 5에서, 공진 주파수는 1.3 GHz이며 모든 신호 S11, S31 및 S41은 동일한 크기를 갖는다. 놀랍게도, 이 신호들은 이 공진 주파수보다 큰 주파수에서는 분리된다. 결합 신호 S31는 약 -18 dB의 크기를 가지며 주파수가 증가함에 따라서 선형으로 증가하여 4 GHz에서는 -15 dB이 된다. 복귀 손실 신호 S11은 4 GHz에서 -30 dB를 갖도록 점점 감소된다. 분리 신호 S41은 1.8 GHz에서 -45 dB로 감소하다가 4 GHz에서는 -30 dB을 갖도록 이후에 증가한다. 이로써, 신호 S31과 신호 S11 및 S41 간의 약 15 dB 차이는 4 GHz 까지 유지된다. 이 차이는 또한 지향성으로 알려져 있다. 이 값은 심지어 약 1.8 GHz에서는 약 25 dB이며 이는 매우 중요한 사항이다. 본 실례에서 공진 구조물은 2.5 GHz보다 높은 주파수에서는 중요한 역할을 하지 않는다. 그러나, 공진 구조물이 보다 높은 공진 주파수를 갖도록 설계된다면, 상황은 달라질 것이다.
도 6은 1.5 GHz와 1.8 GHz 간의 주파수 영역에서 도 5의 그래프를 확대한 그 래프이다. 도시된 바와 같이, 신호 S31의 크기는 거의 일정하다. 이러한 사실의 이점은 통신 상의 필요를 위해서 대역으로서 사용되는 한 주파수 영역 내부에서 결합 신호 S31의 주파수 변화에 대하여 어떠한 보상도 제어 회로에서 구현될 필요가 없다는 것이다.
도 7은 신호의 크기 M이 주파수 f의 함수로서 설정된 다른 그래프를 도시한다. 이 그래프의 대상은 제 1 실시예의 커플러(10)이다. 이 그래프는 삽입 손실 신호로서 알려진 신호 출력부(21)에서의 신호 S21를 도시한다. 1.5 GHz 와 2 GHz 간의 영역에서 이 삽입 손실 정도는 -0.12 및 -0.08 dB이며 이는 매우 작은 값이다.
도 8은 제 1 실시예에 대해서 어느 정도 수정이 된 실시예의 신호의 크기 M이 주파수 f의 함수로서 설정된 그래프를 도시한다. 이 수정 실시예에서 인덕터에는 한 권선이 제공되며 공진 주파수는 1.36 GHz이다. 이에 대한 조감도 및 단면도는 도 1 및 도 2에 도시된 바와 같다. 인덕터(4)의 크기는 1.4*0.84 mm이며 캐패시터(5)는 0.56 mm2 의 크기를 가지며 이로써 1.36 GHz의 공진 주파수가 생성된다. 이 그래프에서, ×를 갖는 라인은 S31에 관한 것인데 이 S31은 또한 결합 신호로서 알려진 제 2 출력부(31)에서의 신호이다. + 를 갖는 라인은 S11에 관한 것이며 이 신호는 복귀 손실 신호 또는 반사 신호로서 알려진 신호 입력부(11)에서의 출력 신호이다. 블록을 갖는 라인은 S41이며 이 신호는 분리 신호로서 알려져 있는 정합 접속부(41)에서의 출력 신호이다. 도 8에서, 공진 주파수에서 모든 신호 S11, S31 및 S41은 동일한 크기를 갖는다. 상술한 바와 같이, 이 신호들도 공진 주파수보다 큰 주파수에서는 분리된다. 결합 신호 S31는 1.7 GHz에서 약 -21 dB의 크기를 가지며 주파수가 증가함에 따라서 선형으로 증가하여 5 GHz에서는 -14 dB이 된다. 복귀 손실 신호 S11은 1.8 GHz에서 -42 dB를 갖도록 감소하다가 이후에는 증가하여 -29 dB를 갖는다. 분리 신호 S41은 3.6 GHz에서 -46 dB를 갖도록 감소하다가 이후에는 증가한다
도 9는 본 발명에 따른 커플러(10)의 제 3 실시예의 평면도이다. 이 실시예에서 제 1 전기 도전성 층 및 제 2 전기 도전성 층은 벤조시클로부텐의 절연층과 실리콘 질화물의 유전체로 분리된다. 이 실시예의 단면도는 도 2와 실질적으로 동일하다. 커플러(10)는 제 1 라인(1) 및 제 2 라인(2) 및 캐패시터(5)와 인덕터(4)를 갖는 공진 구조물(3)을 포함한다. 이 제 3 실시예에서, 인덕터(4)는 세 개의 권선을 가지며 이로써 커플러(10)의 표면적이 도 8에 도시된 제 1 실시예의 수정된 실시예에 비해서 1/3만큼 감소된다. 커플러는 1.5 mm의 길이 및 0.6 mm의 폭을 갖는다. 인덕터 권선의 폭은 30 ㎛이며 이들 간의 이격 거리는 20 ㎛이다. 제 1 라인 및 제 2 라인(1,2)은 130 ㎛의 폭을 갖는다. 캐패시터(5)의 제 1 전극 및 제 2 전극(51,52)은 240*250 ㎛의 크기를 갖는다.
도 10은 신호들의 크기 M이 주파수 f의 함수로 설정된 그래프를 도시한다. 이 그래프에서 참조 부호는 도 5 내지 도 8에서의 부호와 동일한데 즉 블록을 갖는 라인은 S41를 나타내며 +를 갖는 라인은 S11를 말하고 십자 부호를 갖는 라인은 S31를 나타낸다. 도 10에서 도시된 바와 같이, 결합 신호 S31은 주파수가 증가 함에 따라 자신의 증가 정도는 주파수가 증가하는 정도 만큼 급격하지 않다. DCS 대역으로서 사용되는 대략 1.8 GHz 주파수에 대해서 그리고 블루투스 대역으로서 사용되는 약 2.4 GHz 주파수에 대해서, 결합 신호 S31은 적합하게 일정하다. 또한, 분리 신호 S41 및 복귀 손실 신호 S11은 매우 낮은데 가령 -50 dB 이하이며 이로써 양호한 지향성을 제공한다.
도 11은 신호의 크기 M이 주파수 f의 함수로서 설정된 다른 그래프를 도시한다. 이 그래프의 대상은 제 3 실시예의 커플러(10)이다. 이 그래프는 삽입 손실 신호로서 알려진 신호 출력부(21)에서의 신호 S21를 도시한다. 이 삽입 손실은 2.5 GHz보다 낮은 주파수 영역에서 0 내지 -0.1 dB이며 이는 매우 작은 값이다.
도 12는 본 발명에 따른 커플러(10)의 제 4 실시예의 평면도이다. 이 실시예에서 커플러(10)는 캐패시터(5) 이외에 조정가능한 캐패시터(7)를 포함한다. 이 조정가능한 캐패시터(7)는 MEMS 캐패시터로서 구현된다. 또한, 제 1 라인 및 제 2 라인(1,2) 뿐만 아니라 제 3 라인(6)도 존재한다. 이 실시예에서 공진 구조물의 공진 주파수는 커플러(10)의 동작 동안 설정될 수 있다. 이로써 단일 커플러(10)가 사용되어 가령 약 1.8 GHz의 DCS 대역의 신호들과 가령 2.4 GHz의 블루투스 대역의 신호들과 같은, 한 안테나와 관련된 다양한 주파수들의 신호들을 결합시킬 수 있다. 제 3 라인(6)의 존재로 인해서, 커플러의 출력이 상이한 제어 회로들에 제공될 수 있으며 이 제어 회로 각각은 특정 증폭기에 적응된다. 다른 대안 실시예는 제어 회로 내부에 스위치를 제공하는 것이다.
조정가능한 캐패시터(7)는 본 경우에서는 Si3N4 물질을 0.425 ㎛의 두께로 포함하며 1 ㎛ 두께의 공기 층을 갖는 유전체 물질 층에 의해서 분리되는 제 1 전극과 제 2 전극을 갖는 캐패시터이다. 제 2 전극의 상부 상에는 브리지(75)가 제공되는데 이 브리지는 조정가능한 캐패시터를 구동 캐패시터(71,72)에 기계적으로 접속시킨다. 이 구동 캐패시터(actuation capacitor)는 조정가능한 캐패시터(7)의 절반의 크기를 가지며 유전층으로서 공기를 포함한다. 각 구동 캐패시터의 전극들 중 하나는 상호접속부(74)를 통해서 접지에 접속되며 DC 전압은 다른 전극에 인가된다. DC 전압이 10 내지 20 볼트이면, 이 구동 캐패시터(71,72)의 전극들은 서로 끌어당긴다. 브리지(75)의 존재로 인해서, 조정가능한 캐패시터(7)의 제 2 전극은 제 1 전극을 향해서 아래로 밀린다. 이로써 보다 큰 용량이 제공되면, 공진 주파수는 낮아진다. 조정가능한 캐패시터(7)의 용량은 약 8 내지 150 pF/mm2 범위에서 조절될 수 있다. 본 실시예에서 이 조정가능한 캐패시터(7)는 캐패시터(5)에 병렬로 존재한다. 그러므로, 캐패시터(5)는 상부 공진 주파수를 결정하고 공진 주파수는 조정가능한 캐패시터(7)를 폐쇄시킴으로써 낮아진다. 인가될 DC 전압은 캐패시터의 특정 구성에 의존한다. 또한, MEMS 스위치 및 표준 캐패시터가 MEMS 캐패시터 대신에 제공될 수 있으며 이로써 이중 대역 커플러가 생성된다.
도 12의 실시예에서 제 1 라인 및 제 2 라인 및 제 3 라인(1,2,6)은 SiO2와 같은 절연층으로 피복된 제 1 전기 도전성 층 내에 제공된다. 이와 달리, 제 1 전기 도전성 층은 다중층 기판 내에 존재할 수 있다. 제 1 라인 및 제 2 라인 및 제 3 라인(1,2,6)은 에지 결합 라인이다. 제 1 라인(1)은 중간에 위치하여 제 2 라인(2)과 제 3 라인(6) 모두에 대해서 충분한 직접 결합 정도를 제공한다. 제 1 라인(1)과 공진 구조물(3) 간의 충분한 결합 정도를 제공하기 위해서, 인덕터(4)는 보다 넓은 폭의 권선으로서 구현된다. 이와 달리, 인덕터에 다수의 권선이 제공될 수도 있다. 인덕터(4)와 캐패시터들(5,7,71,72)의 제 1 전극들은 제 2 전기 도전성 층 내에 제공된다. 이 층의 상부 상에 본 경우에는 Si3N4인 유전체 물질 층이 제공된다. 이 층은 캐패시터(5,7) 내에서는 존재하지만 캐패시터(71,72) 내에서는 존재하지 않도록 통상적으로 방식으로 패터닝된다. 따라서, 요구된 패턴에 따라서 희생층이 제공된다. 이 패턴은 캐패시터(5)에서는 희생층이 존재하지 않도록 구성된다. 이후에, 제 3 전기 도전성 층이 요구된 패턴에 도포된다. 이 패턴은 캐패시터(5,7,71,72)의 제 2 전극들을 포함한다. 마지막으로, 희생층이 제거되고 조정가능한 캐패시터(7) 및 구동 캐패시터(71,72)를 획득한다.
도 13은 본 발명의 전자 디바이스(100)의 제 2 실시예를 전기적으로 도시한다. 이 실시예는 도 12에 도시된 바와 같은 커플러(10)를 포함한다. 커플러(10)는 전력 증폭기 스위치(110)와 본 경우에서는 안테나인 전력 전송기(103) 간에 배치된다. 커플러(10)는 제 1 라인 및 제 2 라인 및 제 3 라인(1,2,6) 및 인덕터(4), 캐패시터(5), 조정가능한 캐패시터(7)를 갖는 공진 구조물(3)을 포함한다. 제 1 라인(1)은 증폭기 스위치(110) 및 안테나(103)를 접속시킨다. 제 2 라인 및 제 3 라인(2,6)은 각각 접지된 저항(104,114)과 제어 회로(102,112) 간에 존재한다. 제어 회로(102)는 전력 증폭기(101)에 피드백을 제공한다. 제 2 제어 회로(112)는 전력 증폭기(111)로 피드백을 제공한다.
결론적으로, 본 발명은 제 1 라인 및 제 2 라인 및 캐패시터와 인덕터를 갖는 공진 구조물을 포함하는 커플러를 제공한다. 여기서, 커플러는 결합 신호 S31를 전달하는데 이 신호는 공진 구조물의 공진 주파수보다 큰 주파수 영역에 대해서는 실질적으로 주파수에 의존하지 않는 신호이다. 또한, S31은 큰 지향성을 갖는다. 커플러는 다중층 기판, 박막 모듈 또는 IC와 같은 집적형 전자 소자의 일부로서 존재할 수 있다. 이 커플러는 전자 디바이스 내에서 전력 증폭기와 안테나 사이에 사용될 수 있다. 여기서, 결합 신호 S31은 제어 회로에 제공될 것이다.

Claims (12)

  1. 커플러(10)에 있어서,
    상기 커플러(10)는
    신호 입력부(11)를 신호 출력부(21)로 접속시키는 제 1 라인(1)과,
    정합 접속부(a matched connection)(41)를 제 2 출력부(31)로 접속시키는 제 2 라인(2)을 포함하되,
    상기 제 1 라인(1)과 상기 제 2 라인(2)은 서로 용량성 및 유도성으로 결합되고,
    상기 커플러(10)는
    공진 구조물(3)을 포함하며,
    상기 제 1 라인(1) 및 상기 제 2 라인(2)은 상기 공진 구조물(3)에 용량성 및 유도성으로 결합되고,
    상기 공진 구조물(3)은 박막 캐패시터(5) 및 박막 인덕터(4)를 포함하며,
    상기 제 1 라인(1)과 상기 제 2 라인(2)은 상기 박막 인덕터(4)에 용량성 및 유도성으로 결합되는
    커플러.
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 커플러는 박막층 구조를 포함하며,
    상기 공진 구조물(3)의 상기 인덕터(4)는 상기 박막층 구조의 제 1 전기 도전성 층(81) 내에 존재하는 하나의 권선(turn)을 가지며,
    상기 제 1 라인(1)과 상기 제 2 라인(2)은 상기 박막층 구조의 제 2 전기 도전성 층(84) 내에 존재하는
    커플러.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 캐패시터(5)는 제 1 전극(51) 및 제 2 전극(52)을 포함하되,
    상기 제 1 전극(51)은 상기 제 1 전기 도전성 층(81) 내에 존재하고, 상기 제 2 전극(52)은 상기 제 2 전기 도전성 층(84) 내에 존재하며,
    상기 제 1 전기 도전성 층(81) 및 상기 제 2 전기 도전성 층(84)은 유전 층(82) 및 절연층(83)을 포함하는 스페이서에 의해서 분리되고,
    상기 절연층(83)은 상기 캐패시터(5)의 상기 제 1 전극(51)과 상기 제 2 전극(52) 사이에는 존재하지 않는
    커플러.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 캐패시터(5)는 조정가능한 캐패시터인
    커플러.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 커플러(10)는 제 3 라인(6)을 포함하며,
    상기 제 3 라인(6)은 정합 접속부를 제 3 출력부로 접속시키고, 상기 제 1 라인(1)에 용량성 및 유도성으로 결합되며, 상기 공진 구조물(3)에 용량성 및 유도성으로 결합되는
    커플러.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 라인(1)과 상기 박막 인덕터(4) 사이에 자기 물질(magnetic material) 층(85)을 포함하는
    커플러.
  8. 100 MHz 이상의 주파수에서 사용되고 필터링 기능 또는 스위칭 기능을 수행하며 기판(80)과 다수의 전기 절연층(83,86) 및 다수의 전기 도전성 층(81,84,87)을 포함하는 집적형 전자 소자에 있어서,
    상기 전자 소자에는 제 1 항 또는 제 3 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 따른 커플러(10)가 제공되고,
    상기 커플러(10)의 상기 제 1 라인(1), 상기 제 2 라인(2), 상기 인덕터(4) 및 상기 캐패시터(5)의 전극(51,52)은 상기 전자 소자의 상기 전기 도전성 층(81,84,87) 내에 구현되고,
    상기 제 1 라인(1) 및 상기 제 2 라인(2)은 상기 전자 소자의 상기 절연층들 중 적어도 하나의 절연층(83)에 의해 상기 공진 구조물(3)로부터 분리되는
    집적형 전자 소자.
  9. 제어 회로(102)로의 제 2 출력부(31)를 갖는 제 2 라인(2)이 제공된 커플러(10)의 제 1 라인(1)을 통해 상호 접속되는 전력 증폭기(101) 및 전력 전송기(103)를 포함하는 전자 디바이스(100)에 있어서,
    상기 커플러(10)는 제 1 항 또는 제 3항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 따른 커플러인
    전자 디바이스.
  10. 제 9 항에 있어서,
    제 2 전력 증폭기(111), 제 2 제어 회로(112) 및 제 6 항에 따른 커플러(10)를 포함하되,
    상기 커플러(10)의 제 3 라인(6)의 제 3 출력부가 상기 제 2 제어 회로(112)에 접속되어 상기 제 2 전력 증폭기(111)의 출력이 제어될 수 있는
    전자 디바이스.
  11. 삭제
  12. 삭제
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