KR100942646B1

KR100942646B1 - 선택적인 채널 전력 제어를 사용한 다중-채널 통신 시스템에서의 전송

Info

Publication number: KR100942646B1
Application number: KR1020097010662A
Authority: KR
Inventors: 존 더블유. 케트첨; 스티븐 제이. 하워드; 제이 로드 월톤; 마크 에스. 월래스; 펀윤 링
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 2001-05-17
Filing date: 2002-05-17
Publication date: 2010-02-17
Also published as: US8488706B2; EP2053773A1; EP1389366A2; US20100104039A1; KR20090058595A; US7688899B2; US8040965B2; US20030048856A1; JP5296042B2; EP2317664A3; TW576032B; EP2317664A2; KR100919082B1; US20100246704A1; US8477858B2; BR0209640A; CN1568586A; AU2002259221A1; WO2002093779A2; CN1568586B

Abstract

본 발명은 모든 이용가능한 전송 채널 중에서 선택되는 전송 채널 세트를 통해 전송하기 위한 데이터를 처리하는 기술에 관한 것이다. 일양상에서, 데이터 처리는 변조 심볼을 제공하기 위해 공통 코딩 및 변조 방식에 기초하여 데이터를 코딩하는 것과, 채널의 특징에 기초하여 각각의 선택되어진 채널에 대한 변조 심볼을 사전-가중화하는 것을 포함한다. 상기 사전-가중화는 선택되어진 채널을 "인버팅"함으로써 달성될 수 있고, 그로 인해서 수신된 SNR은 모든 선택되어진 채널에 대해 거의 유사하다. 선택적인 채널 인버전을 통해, 특정 임계치이거나 그 이상인 SNR을 갖는 채널만이 선택된다. "불량" 채널은 사용되지 않고, 이용가능한 총 전송 전력은 "양호" 채널에만 분산된다. 단지 N_S개의 가장 좋은 채널을 사용하고 각각의 선택되어진 채널의 수신된 SNR을 상기 선택되어진 코딩 및 변조 방식에 의해 필요한 SNR에 매칭함으로써 이루어지는 결합된 이득을 인해 향상된 성능이 달성된다.

Description

선택적인 채널 전력 제어를 사용한 다중-채널 통신 시스템에서의 전송{TRANSMISSION IN MULTI-CHANNEL COMMUNICATION SYSTEM USING SELECTIVE CHANNEL POWER CONTROL}

본 발명은 일반적으로 데이터 통신에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 선택적인 채널 인버전을 사용하여 무선 통신 시스템에서 전송 데이터를 처리하기 위한 신규하고 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다.

다중-채널 통신 시스템은 종종 음성, 데이터 등과 같은 여러 유형의 통신을 위해서 증가된 전송 용량을 제공하도록 전개된다. 그러한 다중-채널 시스템은 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템, 직교 주파수 분할 변조(OFDM) 시스템, OFDM을 사용하는 MIMO 시스템, 또는 일부 다른 유형의 시스템일 수 있다. MIMO 시스템은 다수의 공간 서브채널을 지원할 목적으로 공간 다이버시티를 이용하기 위해서 다중 전송 안테나 및 다중 수신 안테나를 이용하는데, 상기 공간 서브채널 각각은 데이터를 전송하는데 사용될 수 있다. OFDM 시스템은 동작 주파수를 다수의 주파수 서브채널(또는 주파수 빈(frequency bins))로 효율적으로 분할하는데, 상기 주파수 서브채널 각각은 데이터가 변조될 수 있는 각각의 서브캐리어와 연관된다. 따라서, 다중-채널 통신 시스템은 다수의 "전송" 채널을 지원하는데, 상기 전송 채널 각각은 MIMO 시스템의 공간 서브채널, OFDM 시스템의 주파수 서브채널, 또는 OFDM을 활용하는 MIMO 시스템에서 주파수 서브채널의 공간 서브채널에 상응할 수 있다.

다중-채널 통신 시스템의 전송 채널들은 통상적으로 상이한 링크 상황(예컨대, 상이한 페이딩 및 다중경로 영향으로 인해)이 발생하며, 상이한 신호 대 잡음-간섭 합의 비율(SNR)을 획득할 수 있다. 그 결과, 특정 레벨의 성능을 위해서 전송 채널에 의해 지원될 수 있는 전송 용량(즉, 정보 비트율)은 채널마다 다를 수 있다. 게다가, 링크의 상황은 통상적으로 시간에 따라 변한다. 그 결과, 전송 채널에 의해 지원되는 비트율도 또한 시간에 따라 변한다.

전송 채널의 상이한 전송 용량 및 그러한 용량의 시변적인 특성은 채널을 통한 전송에 앞서 데이터를 처리할 수 있는 효과적인 코딩 및 변조 방식을 제공하는데 있어서 어려움을 초래한다. 게다가, 특별히 고려해야 하는 것은, 코딩 및 변조 방식이 전송기 및 수신기 시스템 양쪽 모두에서 구현하고 활용하기에 간단해야 한다는 것이다.

그러므로, 상이한 용량을 갖는 다중 전송 채널을 통한 전송을 위해서 데이터를 효과적이면서 또한 효율적으로 처리하는 기술이 해당 기술분야에서 필요하다.

본 발명의 양상은 모든 이용가능한 전송 채널 중에서 선택된 전송 채널 세트를 통해 전송하기 위한 데이터를 처리하는 기술을 제공한다. 한 양상에서, 데이터 처리 방법은 변조 심볼을 제공하기 위해서 공통 코딩 및 변조 방식에 기초하여 데이터를 코딩하는 단계 및, 채널의 특징에 기초해서 각각의 선택된 전송 채널을 위한 변조 심볼을 미리-가중화하는 단계를 포함한다. 상기 미리-가중화하는 단계는 신호 대 잡음-간섭 합의 비율(SNR)이 모든 선택된 전송 채널에 대한 수신기 시스템에서 거의 유사하도록 하기 위해서 선택된 전송 채널을 "인버팅" 함으로써 달성될 수 있다. 선택적인 채널 인버전(SCI)으로 지칭되는 일실시예에서, 특정 SNR(또는 전력 이득) 임계치 이상인 SNR(또는 전력 이득)을 갖는 전송 채널만이 데이터 전송을 위해 선택되며, "불량" 전송 채널은 사용되지 않는다. 선택적인 채널 인버전을 통해, 이용가능한 총 전송 전력은 단지 "양호" 전송 채널들에만 (불균일하게) 분배되고, 향상된 효율성 및 성능이 달성된다. 또 다른 실시예에서는, 모든 이용가능한 전송 채널이 사용하기 위해 선택되고, 채널 인버전이 모든 이용가능한 채널에 대해 수행된다.

채널 인버전 기술은 전송기 시스템에서의 코딩/변조 및 수신기 시스템에서의 디코딩/복조를 단순화시킨다. 게다가, 선택적인 채널 인버전 기술은, (1) 모든 이용가능한 전송 채널 중에서 선택된 N_S개의 가장 좋은 전송 채널을 사용하고 (2) 각각의 선택된 전송 채널의 수신된 SNR을, 사용하기 위해 선택된 코딩 및 변조 방식 에 의해 요구되는 SNR에 매칭시킴으로써 얻어지는 결합된 장점으로 인해서 향상된 성능을 또한 제공할 수 있다.

본 발명은 또한, 아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 본 발명의 여러 양상, 실시예, 및 특징을 구현하는 방법, 시스템, 및 장치를 제공한다.

본 발명의 특징, 특성, 및 장점은 도면과 연계하여 아래에서 기술되는 상세한 설명으로부터 더욱 자명해질 것이며, 도면에서 동일한 참조 문자는 전반에 걸쳐 그에 상응하는 것을 식별한다.

본 발명의 여러 양상, 실시예, 및 특징은 다중 전송 채널이 데이터 전송에 이용가능하게 되는 임의의 다중-채널 통신 시스템에 적용될 수 있다. 그러한 다중-채널 통신 시스템은 다중-입력 다중-출력(MIMO) 시스템, 직교 주파수 분할 변조(OFDM) 시스템, OFDM을 활용하는 MIMO 시스템 등을 포함한다. 다중-채널 통신 시스템은 또한 코드 분할 다중 액세스(CDMA), 시분할 다중 액세스(TDMA), 주파수 분할 다중 액세스(FDMA), 또는 일부 다른 다중 액세스 기술을 구현할 수 있다. 다중 액세스 통신 시스템은 여러 터미널(예컨대, 사용자)에 동시 통신을 지원할 수 있다.

도 1은 본 발명의 여러 양상 및 실시예를 구현하도록 설계되고 동작할 수 있는 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템(100)의 개략도이다. MIMO 시스템(100) 은 데이터 전송을 위해 다중 (N_T) 전송 안테나와 다중 (N_R) 수신 안테나를 이용한다. MIMO 시스템(100)은 여러 터미널(T)(106)과 동시에 통신하는 기지국(BS)(104)을 구비하는 다중 액세스 통신 시스템을 위해서 효과적으로 형성된다. 그 경우에, 기지국(104)은 다중 안테나를 이용하며, 업링크 전송에 대한 다중-입력(MI)과 다운링크 전송에 대한 다중-출력(MO)을 나타낸다. 다운링크(즉, 순방향 링크)는 기지국에서 터미널로의 전송을 나타내며, 업링크(즉, 역방향 링크)는 터미널에서 기지국으로의 전송을 나타낸다.

MIMO 시스템은 데이터 전송을 위해서 다중 (N_T) 전송 안테나와 다중 (N_R) 수신 안테나를 이용한다. N_T개의 전송 안테나 및 N_R개의 수신 안테나로 형성된 MIMO 채널은 N_C개의 독립 채널로 분해될 수 있는데, N_C ≤min(N_T, N_R)이다. N_C개의 독립 채널 각각은 MIMO 채널의 공간 서브채널로도 지칭되며, 디멘션에 상응한다. 하나의 일반적인 MIMO 시스템 구현에 있어서, N_T개의 전송 안테나는 단일 전송기 시스템에 위치하여 그와 결합되고, N_R개의 수신 안테나도 마찬가지로 단일 수신기 시스템에 위치하여 그와 결합된다. MIMO 시스템은 또한 다수의 터미널과 동시에 통신하는 기지국을 구비한 다중 액세스 통신 시스템을 위해 효과적으로 형성될 수 있다. 그 경우에, 기지국에는 다수의 안테나가 장착되며, 각각의 터미널에는 하나 이상의 안테나가 장착될 수 있다.

OFDM 시스템은 동작 주파수 대역을 다수의 (N_F) 주파수 서브채널(즉, 주파수 빈(frequency bins))으로 효과적으로 분할한다. 각각의 시간 슬롯에서, 변조 심볼은 N_F개의 주파수 서브채널 각각을 통해 전송될 수 있다. 각각의 시간 슬롯은 특정 시간 간격에 상응하는데, 상기 시간 간격은 주파수 서브채널의 대역폭에 따라 다를 수 있다.

다중-채널 통신 시스템은 다수의 전송 채널을 통해 데이터를 전송하도록 동작할 수 있다. MIMO 시스템이 OFDM을 활용하지 않는 경우에는, 통상적으로 하나의 주파수 서브채널만이 존재하며 각각의 공간 서브채널이 전송 채널로 지칭될 수 있다. MIMO 시스템이 OFDM을 활용하는 경우에는, 각 주파수 서브채널의 각 공간 서브채널이 전송 채널로 지칭될 수 있다. 그리고 OFDM 시스템이 MIMO를 활용하지 않는 경우에는, 각 주파수 서브채널에 대해 하나의 공간 서브채널만이 존재하며 각각의 주파수 서브채널이 전송 채널로 지칭될 수 있다.

다중-채널 통신 시스템의 전송 채널은 통상적으로 상이한 링크 상황(예컨대, 상이한 페이딩 및 다중경로 영향으로 인해)이 발행하며, 상이한 신호 대 잡음-간섭 합의 비율(SNR)을 획득할 수 있다. 그 결과, 전송 채널의 용량은 채널마다 다를 수 있다. 그러한 용량은 특정 레벨의 성능(예컨대, 특정 비트 에러율(BER)이나 패킷 에러율(PER))으로 전송 채널을 통해 전송될 수 있는 정보 비트율(즉, 변조 심볼당 정보 비트의 수)에 의해 정량화될 수 있다. 링크의 상황은 통상적으로 시간에 따라 변하기 때문에, 전송 채널을 위해 지원되는 정보 비트율도 또한 시간에 따라 변한다.

전송 채널의 용량을 더욱 완전하게 활용하기 위해서, 링크 상황을 나타내는 채널 상태 정보(CSI)가 (통상적으로 수신기 시스템에서) 결정된 후 전송기 시스템에 제공될 수 있다. 이어서, 전송기 시스템은 각각의 채널에서 전송되는 정보 비트율이 그 채널의 전송 용량에 매칭하도록 데이터를 처리한다(예컨대, 인코딩, 변조, 및 사전-가중화). CSI는 "전체 CSI" 또는 "부분 CSI" 중 어느 하나로 분류될 수 있다. 전체 CSI는 N_T ×N_R MIMO 매트릭스(즉, 각 전송 채널에 대한 특징)에서 각 전송-수신 안테나 쌍 사이의 전파 경로에 대한 전체 시스템 대역폭에 걸쳐 충분한 특징(예컨대, 진폭 및 위상)을 포함한다. 부분 CSI는 예컨대 전송 채널의 SNR을 포함할 수 있다.

다중 전송 채널을 통한 전송에 앞서 데이터를 처리하기 위해 여러 기술이 사용될 수 있다. 한 기술에 있어서는, 각각의 전송 채널에 대한 데이터가 채널의 CSI에 기초하여 그 채널을 위해 선택되어진 특정 코딩 및 변조 방식에 근거해서 코딩 및 변조될 수 있다. 각각의 전송 채널에 대해 개별적으로 코딩 및 변조함으로써, 코딩 및 변조는 각 채널에 의해서 달성되는 SNR에 최적화될 수 있다. 그러한 기술의 구현에 있어서, 고정된 베이스 코드가 데이터를 인코딩하기 위해 사용될 수 있고, 이어서 각 전송 채널에 대한 코딩된 비트가 펑처링(punctured)(즉, 선택적으로 삭제)됨으로써 그 채널에 의해 지원되는 코드율을 획득한다. 그러한 구현에 있어서, 각 전송 채널을 위한 변조 방식은 채널의 코드율 및 SNR에 기초해서 또한 선택된다. 그러한 코딩 및 변조 구현은 2001년 2월 1일에 미국 특허 출원된 제 09/776,075호 "CODING SCHEME FOR A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM"에 더욱 상세히 설명되어 있는데, 상기 미국 특허 출원은 본 출원의 양수인에게 양도되었으며 본 명세서에서 참조된다. 그러한 첫 번째 기술의 경우, 각각의 전송 채널에 대해 상이한 코드율 및 변조 방식이 사용되기 때문에 상당한 복잡성이 통상적으로 유발된다.

본 발명의 한 양상에 따르면, (1) 변조 심볼을 제공하기 위해서 모든 선택되어진 전송 채널을 위한 데이터를 공통 코딩 및 변조 방식에 기초하여 처리하고 (2) 각각의 선택된 전송 채널을 위한 변조 심볼을 채널의 CSI에 기초해서 사전-가중화하는 기술이 제공된다. 사전-가중화는 선택되어진 전송 채널을 인버팅함으로써 달성될 수 있고, 그럼으로써 일반적으로 SNR은 모든 선택되어진 전송 채널에 대해 수신 시스템에서 거의 유사하다. 선택적인 채널 인버전(SCI:selective channel inversion)으로 지칭되는 일실시예에서는, 특정 SNR(또는 전력 이득) 임계치 이상의 SNR(또는 전력 이득)을 갖는 전송 채널만이 데이터 전송을 위해서 선택되고, "불량" 전송 채널은 사용되지 않는다. 선택적인 채널 인버전을 통해, 이용가능한 총 전송 전력은 "양호" 전송 채널들에만 분배되고, 향상된 효율 및 성능이 달성된다. 또 다른 실시예에서는, 모든 이용가능한 전송 채널이 사용하기 위해서 선택되고, 채널 인버전이 모든 이용가능한 채널을 위해 수행된다.

그러한 채널 인버전 기술은 전체 또는 부분 CSI가 전송기에서 이용가능할 경우에 유리하게 사용될 수 있다. 그러한 기술은 상술된 채널-특정 코딩 및 변조 기술과 연관된 복잡성의 대부분을 개선시키며, 동시에 고성능을 여전히 달성한다. 게다가, 선택적인 채널 인버전 기술은, (1) 이용가능한 전송 채널 중에서 N_S개의 가장 좋은 전송 채널만을 사용하고 (2) 각 선택된 전송 채널의 수신된 SNR을 선택된 코딩 및 변조 방식에 필요한 SNR에 매칭시킴으로써 얻어지는 결합된 장점을 인해, 채널 특정 코딩 및 변조 기술에 비해 개선된 성능을 또한 제공할 수 있다.

MIMO 시스템이 OFDM을 활용하고 전체-CSI가 이용가능한 경우에는, 전송기 시스템은 각 주파수 서브채널의 각 전송-수신 안테나 쌍 사이에 있는 전송 경로의 복소값 이득을 인지한다. 그러한 정보가 MIMO 채널이 직교하도록 하기 위해 사용될 수 있고 이로 인해 각각의 고유 모드(즉, 공간 서브채널)가 독립 데이터 스트림을 위해 사용될 수 있다.

MIMO 시스템이 OFDM을 활용하고 부분-CSI가 이용가능한 경우에는, 전송기는 전송 채널을 인지하는데 있어 제한된다. 독립 데이터 스트림이 이용가능 전송 안테나를 통해서 상응하는 전송 채널로 전송될 수 있고, 수신기 시스템은 데이터 스트림을 분리하기 위해서 특정의 선형 또는 비-선형 처리 기술(즉, 등화)을 사용한다. 상기 등화 기술은 각각의 전송 채널(즉, 각각의 전송 안테나 및/또는 각각의 주파수 서브채널)에 상응하는 독립 데이터 스트림을 제공하는데, 그러한 데이터 스트림 각각은 연관된 SNR을 갖는다.

전송 채널에 대한 SNR 세트가 전송기 시스템에서 이용가능하다면, 그 정보는 적절한 코딩 및 변조 방식을 선택하고 이용가능한 총 전송 전력을 분배시키기 위해 사용될 수 있다. 일실시예에서, 이용가능한 전송 채널은 SNR의 크기에 따라 순서 대로 등급이 매겨지고, 이용가능한 총 전송 전력이 N_S개의 가장 좋은 전송 채널에 할당되어 사용된다. 일실시예에서, 특정 SNR 임계치 아래로 떨어지는 SNR을 갖는 전송 채널은 사용을 위해 선택되지 않는다. 이러한 SNR 임계치는 스루풋이나 일부 다른 기준을 최적화시키도록 선택될 수 있다. 이용가능한 총 전송 전력이 사용하기 위해 선택되어진 모든 전송 채널에 분배됨으로써, 전송되는 데이터 스트림은 수신 시스템에서 거의 유사한 SNR을 갖는다. 채널 이득이 전송기 시스템에서 이용가능한 경우에는 이와 유사한 처리가 수행될 수 있다. 일실시예에서, 공통 코딩 방식(예컨대, 특정 코드율의 특정 터보 코드) 및 공통 변조 방식(예컨대, 특정 QAM 컨스털레이션)이 모든 선택되어진 전송 채널을 위해 사용된다.

전송 채널 인버전

만약 간단한 (공통) 코딩 및 변조 방식이 전송기 시스템에서 사용될 수 있다면, 단일 (예컨대, 컨벌루셔널 또는 터보) 코더 및 코드율이 데이터 전송을 위해 선택되어진 모든 전송 채널에 대한 데이터를 인코딩하기 위해 사용될 수 있고, 결과적으로 코딩된 비트가 단일 (예컨대, PSK 또는 QAM) 변조 방식을 사용하여 변조 심볼에 매핑될 수 있다. 이어서, 결과적인 변조 심볼 모두는 가능한 변조 심볼의 동일한 "알파벳"으로부터 유도되며, 동일한 코드 및 코드율로 인코딩된다. 그러나, 다중-채널 통신 시스템의 전송 채널에는 통상적으로 상이한 링크 상황이 발생하며 상이한 SNR을 획득한다. 그러한 경우에, 만약 동일한 크기의 전송 전력이 각각의 선택되어진 전송 채널을 위해 사용된다면, 전송된 변조 심볼은 상기 변조 심 볼이 전송되는 특정 채널에 따라 달라지는 다른 SNR로 수신될 것이다. 그 결과 선택되어진 전송 채널 세트를 통한 심볼 에러 확률이 크게 변할 것이고 그와 연관되어 대역폭 효율이 손실될 것이다.

본 발명의 한 양상에 따르면, 수신기 시스템에서 특정 SNR을 획득할 목적으로 데이터 전송을 위해 선택되어진 각각의 전송 채널에 대한 전송 전력 레벨을 설정 또는 조정하기 위해서 전력 제어 메커니즘이 사용된다. 모든 선택되어진 전송 채널에 대해서 유사한 수신 SNR을 달성함으로써, 단일 코딩 및 변조 방식이 모든 선택되어진 전송 채널을 위해 사용될 수 있고, 이는 전송기 시스템에서의 코딩/변조 처리의 복잡성 및 수신기 시스템에서의 복조/디코딩 처리의 복잡성을 상당히 감소시킬 수 있다. 그러한 전력 제어는, 아래에서 더욱 상세히 설명되는 바와 같이, 선택되어진 전송 채널을 "인버팅"하고 이용가능한 총 전송 전력을 모든 선택되어진 채널에 적절하게 분배시킴으로써 달성될 수 있다.

만약 동일한 크기의 전송 전력이 모든 이용가능한 전송 채널을 위해 사용된다면, 특정 안테나에 대해 수신된 전력은 다음과 같이 표현될 수 있고,

식(1)

여기서, P'_rx(j,k)는 전송 채널(j,k)(즉, k번째 주파수 서브채널의 j번째 공간 서브채널)에 위해 수신된 전력이고, P_tx는 전송기에서 이용가능한 총 전송 전력이고, N_T는 전송 안테나의 수이고, N_F는 주파수 서브채널의 수이며, H(j,k)는 전송 채 널(j,k)에 대한 전송기 시스템으로부터 수신기 시스템으로의 복소-값 "유효" 채널 이득이다. 간략성을 위해서, 채널 이득(H(j,k))은 전송기 및 수신기에서의 처리 효과를 포함한다. 또한 간략성을 위해서, 공간 서브채널의 수가 전송 안테나의 수와 동일하고 N_T·N_F는 이용가능한 전송 채널의 총 수를 나타낸다는 것이 가정된다. 만약 동일한 크기의 전력이 각각의 이용가능한 전송 채널을 위해 전송된다면, 모든 이용가능한 전송 채널의 수신되는 총 전력(P_rx)은 다음과 같이 표현될 수 있다.

식(2)

식(1)은 각각의 전송 채널을 위한 수신 전력이 그 채널의 전력 이득, 즉

에 따라 다르다는 것을 나타낸다. 모든 이용가능한 전송 채널에 걸쳐 동일한 수신 전력을 획득하기 위해서, 각 채널에 대한 변조 심볼은 전송기에서 W(j,k)의 가중치에 의해 사전-가중화될 수 있는데, 상기 가중치는 다음과 같이 표현될 수 있고,

식(3)

여기서 c는 모든 전송 채널에 대한 수신 전력이 수신기에서 거의 동일하도록 선택되는 인자이다. 식(3)에서 알 수 있는 바와 같이, 각 전송 채널에 대한 가중치는 그 채널의 이득에 반비례한다. 전송 채널(j,k)에 대한 가중된 전송 전력은 다음과 같이 표현될 수 있는데,

식(4)

여기서 b는 이용가능한 전송 채널 사이에 총 전송 전력을 분배시키기 위해 사용되는 "정규화" 인자이다. 그러한 정규화 인자(b)는 다음과 같이 표현될 수 있는데,

식(5)

여기서 c²=b이다. 식(5)에서 알 수 있는 바와 같이, 정규화 인자(b)는 모든 이용가능한 전송 채널에 대한 역수 전력 이득(reciprocal power gain)의 합으로서 계산된다.

각 전송 채널에 대한 변조 심볼을 W(j,k)로 사전-가중화하는 것은 전송 채널을 효과적으로 "인버팅"한다. 그러한 채널 인버전은 식(4)에서 알 수 있는 바와 같이 각각의 전송 채널에 대한 전송 전력의 크기가 채널의 전력 이득에 반비례하도록하고, 이는 수신기에서 특정의 수신 전력을 제공한다. 따라서, 총 전송 전력은 모든 이용가능한 전송 채널의 채널 이득에 기초해서 상기 모든 이용가능한 전송 채널에 효과적으로 (불균일하게) 분배되고, 그로 인해 모든 전송 채널은 거의 동일한 수신 전력을 갖는데, 이는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(6)

만약 잡음 편차가 모든 전송 채널에 걸쳐 동일하다면, 상기 동일한 수신 전력은 단일 공통 코딩 및 변조 방식에 기초해서 모든 채널에 대한 변조 심볼이 생성되도록 하고, 이는 결국 코딩 및 디코딩 처리가 상당히 간단해지게 한다.

만약 모든 이용가능한 전송 채널이 자신들의 채널 이득에 상관없이 데이터 전송에 사용된다면, 열악한 전송 채널에 더 많은 총 전송 전력이 할당된다. 실제로, 모든 전송 채널에 대해 유사한 수신 전력을 획득하기 위해서는, 전송 채널이 불량일수록 그 채널에 할당되는 전송 전력은 더 커질 필요가 있다. 하나 이상의 전송 채널이 너무 불량할 때는, 그러한 채널에 필요한 전송 전력의 크기가 양호한 채널로부터 전력을 빼앗을 것이고(또는 갈망할 것이고), 이는 전체적인 시스템 스루풋을 극적으로 감소시킬 수 있다.

채널 이득에 기초한 선택적인 채널 인버전

일양상에 있어서, 채널 인버전은 선택적으로 적용되며, 수신 전력이 총 수신 전력에 관련해서 특정 임계치(

)이거나 그 임계치보다 큰 전송 채널만이 데이터 전송을 위해 선택된다. 수신 전력이 상기 임계치보다 아래에 있는 전송 채널은 제거된다(즉, 사용되지 않는다). 각각의 선택된 전송 채널을 위해서, 변조 심볼이 전송기에서 사전-가중화되고, 그럼으로써 모든 선택되어진 전송 채널은 거의 유사한 전력 레벨로 수신된다. 임계치는 스루풋을 극대화시키기 위해 선택되거나 일부 다른 기준에 기초할 수 있다. 선택적인 채널 인버전 방식은 모든 전송 채널에 대해 공통 코딩 및 변조 방식을 사용함으로써 달성되는 간략성을 유지하는 동시에, 전송 채널마다의 개별적인 코딩과 관련된 고성능을 제공한다.

맨 처음으로, 평균 전력 이득(L_ave)이 모든 이용가능한 전송 채널에 대해 계 산되며 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(7)

각각의 선택되어진 전송 채널에 대한 변조 심볼은 전송기에서 가중치(

)에 의해 사전-가중화될 수 있고, 이는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(8)

각각의 선택되어진 전송 채널에 대한 가중치는 그 채널의 이득에 반비례하며, 모든 선택되어진 전송 채널이 거의 동일한 전력으로 수신되도록 결정된다. 각각의 전송 채널에 대한 가중된 전송 전력은 다음과 같이 표현될 수 있는데,

식(9)

여기서,

는 임계치이고,

는 선택되어진 전송 채널 사이에 총 전송 전력을 분배시키기 위해 사용되는 정규화 인자이다. 식(9)에서 알 수 있는 바와 같이, 전송 채널은, 만약 그것의 전력 이득이 전력 이득 임계치(즉,

) 보다 크거나 그와 같다면, 사용하기 위해 선택된다. 정규화 인자(

)는 선택되어진 전송 채널들에만 기초해서 계산되며 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(10)

식(7) 내지 식(10)은 선택되어진 전송 채널의 전력 이득에 기초해서 상기 선택되어진 전송 채널에 총 전송 전력을 효과적으로 분배시키고, 그로 인해 모든 선택되어진 전송 채널은 거의 동일한 수신 전력을 가지며, 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(11)

채널 SNR 들에 기초한 선택적인 채널 인버전

많은 시스템에 있어서, 수신기 시스템에 알려지는 양은 채널 이득(즉, 경로 손실) 보다는 전송 채널에 대한 수신된 SNR이다. 그러한 시스템에서, 선택적인 채널 인버전 기술은 채널 이득 대신에 수신된 SNR에 기초해서 동작하도록 쉽게 변경될 수 있다.

만약 모든 이용가능한 전송 채널에 대해 동일한 전송 전력이 사용되고 잡음 분산(σ²)이 모든 채널에 대해 일정하다면, 전송 채널(j,k)에 대한 수신된 SNR은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(12)

각각의 이용가능한 전송 채널에 대한 평균적인 수신 SNR(

_ave)은 다음과 같이 표현될 수 있고,

식(13)

또한 이용가능한 전송 채널에 대해 동일한 전송 전력을 가정한다. 모든 이용가능한 전송 채널에 대한 수신된 SNR(S)는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(14)

수신 SNR(S)은 모든 이용가능한 전송 채널에 동일하게 분배되어 있는 총 전송 전력에 기초한다.

선택되어진 전송 채널 사이에 총 전송 전력을 분배시키기 위해 사용되는 정규화 인자(β)는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(15)

식(15)에 도시된 바와 같이, 정규화 인자(β)는 모든 선택되어진 전송 채널의 SNR에 기초하여 계산되고 상기 SNR의 역수의 합으로서 계산된다.

모든 선택되어진 전송 채널에 대해 유사한 수신 SNR을 획득하기 위해서, 각각의 선택되어진 전송 채널(j,k)에 대한 변조 심볼은 그 채널의 SNR에 관련된 가중치에 의해 사전-가중화될 수 있으며, 상기 가중치는 다음과 같이 표현될 수 있는데,

식(16)

여기서

이다. 다음으로, 각각의 전송 채널에 대한 가중된 전송 전력이 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(17)

식(17)에서 알 수 있는 바와 같이, 수신된 SNR이 SNR 임계치보다 크거나 그와 동일하게 되는(즉,

(j,k) ≥

_ave) 전송 채널만이 사용하기 위해 선택된다.

만약 총 전송 전력이 모든 선택되어진 전송 채널에 분배됨으로써 수신 SNR이 모든 선택되어진 채널에 대해 거의 유사하다면, 각각의 전송 채널에 대한 최종적인 수신 SNR은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(18)

식(13)의

_ave 및 식(14)의 S를 식(18)에 대입함으로써, 다음과 같은 식이 획득된다:

도 2a는 본 발명의 실시예에 따라, 선택적인 채널 인버전에 기초하여 각각의 선택되어진 전송 채널에 할당될 전송 전력의 크기를 결정하는 처리(200)의 흐름도이다. 처리(200)는, 채널 이득(H(j,k)), 수신되는 SNR(

(j,k)), 또는 일부 다른 특징이 전송 채널을 위해 이용가능한 경우에, 사용될 수 있다. 명확성을 위해서, 채널 이득이 이용가능한 경우에 대한 처리(200)가 아래에서 설명되며, 수신된 SNR이 이용가능한 경우에 대해서는 []내에 설명된다.

처음으로, 모든 이용가능한 전송 채널의 채널 이득(H(j,k))[또는 수신된 SNR(

(j,k))]이 단계 212에서 검색된다. 데이터 전송을 위한 전송 채널을 선택하는데 사용되는 전력 이득 임계치(

L_ave)[또는 SNR 임계치(

_ave)]가 또한 단계 214에서 결정된다. 그 임계치는 아래에서 더욱 상세히 설명되는 바와 같이 계산될 수 있다.

이어서, 각각의 이용가능한 전송 채널이 가능한 사용을 위해 평가된다. (아직 평가되지 않은) 이용가능한 전송 채널이 단계 216에서 평가를 위해 식별된다. 식별된 전송 채널에 대해서는, 그 채널에 대한 전력 이득[또는 수신된 SNR]이 전력 이득 임계치보다 크거나 그와 동일한지 여부가 단계 218에서 결정된다(즉,

)[또는 SNR 임계치(즉,

(j,k) ≥

_ave] . 만약 식별된 전송 채널이 그러한 기준을 충족시킨다면, 단계 220에서 상기 전송 채널이 사용을 위해 선택된다. 그렇지 않고, 만약 전송 채널이 그러한 기준을 충족시키지 않는다면, 상기 전송 채널은 버려지고 데이터 전송을 위해 사용되지 않는다.

다음으로, 단계 222에서는, 모든 이용가능한 전송 채널이 평가되었는지 여부가 결정된다. 만약 모든 이용가능한 전송 채널이 평가되지 않았다면, 처리는 단계 216으로 복귀하고, 또 다른 이용가능한 전송 채널이 평가받기 위해 식별된다. 그렇지 않고 모든 이용가능한 전송 채널이 평가되었다면, 처리는 단계 224로 진행한다.

단계 224에서는, 선택되어진 전송 채널들에 총 전송 전력을 분산하기 위해 사용되는 정규화 인자(

)[또는 β]가 상기 선택되어진 전송 채널들의 채널 이득 들[또는 수신된 SNR들]에 기초해서 결정된다. 이는 식(10)[또는 식(15)]에 도시된 바와 같이 달성된다. 다음으로 단계(226)에서는 가중치(

)가 정규화 인자 및 각각의 선택되어진 전송 채널의 이득[또는 SNR]에 기초해서 상기 각각의 선택되어진 전송 채널에 대해 계산된다. 상기 가중치는 식(8)[또는 식(16)]에 도시된 바와 같이 계산될 수 있다. 다음으로 각각의 선택되어진 채널에 대한 가중된 전송 전력이 식(9)[또는 식(17)]에 도시된 바와 같이 될 것이다. 다음으로, 본 처리는 종료한다.

임계치 선택

임계치(

)가 여러 기준에 기초해서 선택될 수 있다. 일실시예에서, 임계치는 스루풋을 최적화시키도록 선택된다.

처음에, 세트포인트의 벡터(즉, Z[z₁,z₂,...,z_N]) 및 코드율의 벡터(즉, R=[r₁,r₂,...,r_N])가 정해진다. 각각의 벡터는 이용가능한 코드율의 수에 상응하는 N개의 성분을 포함하는데, 상기 이용가능한 코드율은 시스템에서 사용하기에 이용가능한 코드율이다. 대안적으로, N개의 세트포인트가 시스템에 의해 지원되는 동작점에 기초해서 정해질 수 있다. 각각의 세트포인트는 특정 레벨의 성능을 달성하기 위해서 필요한 특정의 수신되는 SNR에 상응한다. 여하튼, 각각의 코드율(r_n)(여기서, 1 ≤n ≤N)은 각각의 세트포인트(z_n)에 상응하며, 상기 세트포인트는 특정 레벨의 성능을 위해 상기 코드율에서 동작하는데 필요한 최소의 수신되는 SNR 이다. 필요한 세트포인트(z_n)는, 종래에 알려진 바와 같이, 컴퓨터 시뮬레이션이나 수학적인 유도에 기초해서 결정될 수 있다. 두 벡터(R 및 Z)의 성분은 {z₁>z₂>...>z_N} 및 {r₁>r₂>...>r_N}이도록 정렬될 수도 있다.

모든 이용가능한 전송 채널에 대한 채널 이득은

,..., 및

이도록 등급이 매겨지고 리스트(H(λ))(여기서 1 ≤λ≤N_TN_F)에 배치된다.

가능한 정규화 인자의 시퀀스(

)가 또한 다음과 같이 정의된다:

식(19)

시퀀스(

)의 각 성분은 λ개의 가장 좋은 채널이 사용을 위해 선택되는 경우에 정규화 인자로서 사용될 수 있다.

각각의 코드율(r_n)(여기서 1 ≤n ≤N)에 대해서, λ개의 가장 좋은 전송 채널 각각에 대한 수신된 SNR이 코드율(r_n)에 상응하는 세트포인트(z_n) 보다 크거나 같도록 가장 큰 λ값(λ_n,max)이 결정된다. 그러한 조건은 다음과 같이 표현될 수 있는데:

식(20)

여기서, σ²은 단일 전송 채널의 수신되는 잡음 전력이다. 가장 큰 λ값은 1에서 시작하여 λ의 각 값을 평가함으로써 식별될 수 있다. 각각의 λ값에 대해서, λ개의 가장 좋은 전송 채널에 대한 달성가능한 SNR이 식(20)의 좌측 독립변수에 의해 도시된 바와 같이 결정될 수 있다. 다음으로, 그러한 달성가능한 SNR은 상기 코드율(r_n)을 위해 필요한 SNR(z_n)에 비교된다.

따라서, 각각의 코드율(r_n)에 대해서, 각각의 λ값(λ=1, 2 등)은, 총 전송 전력이 모든 λ개의 채널에 (불균일하게) 분배되는 경우에 λ개의 가장 좋은 전송 채널 각각에 대한 수신된 SNR이 대응하는 세트포인트(z_n)를 획득할 수 있다. 그러한 조건을 충족시키는 가장 큰 λ값(λ_max)은 코드율(r_n)을 위해 선택될 수 있으면서 동시에 필요한 세트포인트(z_n)를 획득할 수 있는 전송 채널의 최대 수이다.

코드율(r_n)과 연관된 임계치(σ(n))는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(21)

임계치(σ(n))는 코드율(r_n)을 위한 스루풋을 최적화시키는데, 이는 세트포인트(z_n)를 필요로 한다. 모든 선택되어진 전송 채널을 위해 동일한 코드율이 사용되기 때문에, 최대의 이용가능한 스루풋(T_n)이 각각의 채널에 대한 스루풋(r_n)과 선택된 채널 수(λ_n,max)의 곱으로서 계산될 수 있다. 세트포인트(z_n)에 대한 최대의 이용가능한 스루풋(T_n)은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(22)

여기서, T_n에 대한 단위는 변조 심볼당 정보 비트이다.

세트포인트들 벡터에 대한 최적의 스루풋은 다음과 같이 주어질 수 있다:

식(23)

코드율이 증가함에 따라, 변조 심볼마다 더 많은 정보 비트가 전송될 수 있다. 그러나, 필요한 SNR이 또한 증가하는데, 이는 주어진 잡음 편차에 대해 각각의 선택되어진 전송 채널을 위해서 더 많은 전송 전력을 필요로 한다. 총 전송 전력은 제한되기 때문에, 보다 적은 전송 채널이 더 높은 필요한 SNR을 획득할 수 있다. 따라서, 상기 벡터에서 각각의 코드율에 대한 최대의 이용가능한 스루풋이 계산될 수 있고, 가장 높은 스루풋을 제공하는 코드율은 평가되는 특정의 채널 상황에 대한 최적의 코드율로서 간주될 수 있다. 다음으로, 최적의 임계치(

_opt)는 T_opt를 유도하는 코드율(r_n)에 상응하는 임계치(

(n))와 동일하다.

위의 설명에 있어서, 최적의 임계치(

_opt)는 모든 전송 채널들에 대한 채널 이득들에 기초해서 결정된다. 만약 수신된 SNR이 채널 이득 대신에 이용가능하다면, 상기 수신된 SNR은 리스트의 처음 성분이 (

(1)=max(

(j,k))이고,..., 리스트의 마지막 성분이

(N_TN_R)=min(

(j,k))이도록 등급이 매겨지고 리스트(

(λ))(여기서 1 ≤λ≤N_TN_F)에 배치될 수 있다. 시퀀스(β(λ))는 다음과 같이 결정될 수 있다:

식(24)

각각의 코드율(r_n)(여기서 1 ≤n ≤N)에 대해서, 가장 큰 λ의 값(λ_n,max)은 λ개의 선택되어진 전송 채널 각각에 대한 수신된 SNR이 대응하는 세트포인트(z_n) 보다 크거나 그와 동일하도록 결정된다. 그러한 조건은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(25)

*일단 가장 큰 λ값(λ_n,max)이 코드율(r_n)에 대해 결정되면, 상기 코드율과 연관된 임계치(

(n))가 다음과 같이 결정될 수 있다:

식(26)

최적의 임계치(

_opt) 및 최적의 스루풋(T)이 또한 상술된 바와 같이 결정될 수 있다.

위의 설명에 있어서, 임계치는 스루풋을 최적화시키도록 선택된다. 그 임계치는 또한 다른 성능 기준 또는 매트릭을 최적화시키도록 선택될 수 있으며 이는 본 발명의 범위 내에 있다.

도 2B는, 본 발명에 따라서, 데이터 전송을 위한 전송 채널을 선택하는데 사 용되는 임계치(

)를 결정하는 처리(250)의 흐름도이다. 처리(250)는, 채널 이득, 수신된 SNR, 및 일부 다른 특징이 전송 채널에 대해 이용가능한 경우에, 사용될 수 있다. 명확성을 위해서, 채널 이득이 이용가능한 경우에 대한 처리(250)가 아래에서 설명되어 있으며, 수신된 SNR이 이용가능한 경우에 대해서는 []내에 설명된다.

처음에, 단계 250에서는, 세트포인트의 벡터(Z=[z₁,z₂,...,z_N])가 정해지고, 상응하는 세트포인트를 지원하는 코드율의 벡터(R=[r₁,r₂,...,r_N])가 결정된다. 모든 이용가능한 전송 채널의 채널 이득(H(j,k))[또는 수신된 SNR(

(j,k))]이 검색되고, 단계 252에서 가장 좋은 것에서부터 가장 나쁜 것까지로 등급이 매겨진다. 다음으로, 단계 254에서는, 가능한 정규화 인자의 시퀀스(

)[또는 Β(λ)]가 식(19)에 도시된 채널 이득에 기초해서[또는 식(24)에 도시되어 있는 수신된 SNR에 기초해서] 결정된다.

다음으로, 각각의 이용가능한 코드율이 루프를 통해 평가된다. 루프의 제 1 단계에서는, 단계 256에서 평가하기 위한 (아직 평가되지 않은) 코드율(r_n)이 식별된다. 루프의 첫 번째 통과를 위해서, 식별된 코드율은 코드율 벡터에서 제 1 코드율(r₁)일 수 있다. 식별된 코드율(r_n)에 대해서, 단계 258에서는, λ개의 가장 좋은 전송 채널 각각에 대한 수신된 SNR이 상응하는 세트포인트(z_n) 보다 크거나 그와 같아지도록 가장 큰 λ값(λ_n,max)이 결정된다. 이는 식(20)[또는 식(25)]에 도시된 조건을 계산하고 충족시킴으로써 수행될 수 있다. 다음으로는, 단계 260에서, 세트포인트(z_n)와 연관된 임계치(

(n))가 식(21)에 도시된 바와 같이 채널(λ_n,max)의 채널 이득[또는 수신된 SNR]에 기초하여 결정된다. 세트포인트(z_n)에 대한 최대의 이용가능한 스루풋(T_n)이 단계 262에서 식(22)에 도시된 바와 같이 결정될 수 있다.

다음으로는, 단계 264에서, 모든 코드율이 평가되었는지 여부가 결정된다. 만약 모든 코드율이 평가되지 않았다면, 처리는 단계 256으로 복귀하며 평가하기 위한 또 다른 코드율이 식별된다. 만약 모든 코드율이 평가되었다면, 최적의 스루풋(T_opt) 및 최적의 임계치(

_opt)가 단계 266에서 결정될 수 있다. 그리고 나서, 처리는 종료한다.

다중-채널 통신 시스템

도 3은 본 발명의 여러 양상 및 실시예를 구현할 수 있는 MIMO 통신 시스템(300)의 개략도이다. 시스템(300)은 제 2 시스템(350)(예컨대, 터미널(106))과 통신 중에 있는 제 1 시스템(310)(예컨대, 도 1의 기지국(104))을 포함한다. 시스템(300)은 스펙트럼 효율을 증가시키고 성능을 개선시키며 융통성을 향상시키기 위해서 안테나, 주파수, 및 시간 다이버시티의 결합을 사용하도록 동작할 수 있다.

시스템(310)에서, 데이터 소스(312)는 전송(TX) 데이터 프로세서(314)에 데이터(즉, 정보 비트)를 제공하고, 상기 TX 데이터 프로세서(314)는, (1) 특정 인코딩 방식에 따라 데이터를 인코딩하고, (2) 상기 인코딩된 데이터를 특정 인터리빙 방식에 기초하여 인터리빙(즉, 재정렬)하고, (3) 데이터 전송을 위해 선택되어진 하나 이상의 전송 채널을 위한 변조 심볼에 상기 인터리빙된 비트를 매핑하며, (4) 각각의 선택되어진 전송 채널을 위한 변조 심볼을 사전-가중화한다. 인코딩은 데이터 전송 신뢰도를 증가시킨다. 상기 인터리빙은 코딩된 비트에 대한 시간 다이버시티를 제공하고, 선택되어진 전송 채널에 대한 평균 SNR에 기초하여 데이터가 전송되도록 허용하고, 페이딩을 제거하며, 각각의 변조 심볼을 형성하기 위해서 사용되는 코딩된 비트간의 상관성을 또한 제거한다. 상기 인터리빙은 또한 코딩된 비트가 다중 주파수 서브채널을 통해 전송되는 경우에 주파수 다이버시티를 제공할 수 있다. 상기 사전-가중화는 수신기 시스템에서 원하는 SNR을 획득하기 위해 각각의 선택되어진 전송 채널에 대한 전송 전력을 효과적으로 제어한다. 일양상에 있어서, 코딩, 심볼 매핑, 및 사전-가중화는 제어기(334)에 의해 제공되는 제어 신호에 기초하여 수행될 수 있다.

TX 채널 프로세서(320)는 TX 데이터 프로세서(314)로부터 가중된 변조 심볼을 수신하여 디멀티플렉싱하고, 각각의 전송 채널에 가중된 변조 심볼의 스트림, 즉 시간 슬롯마다 하나의 가중된 변조 심볼을 제공한다. TX 채널 프로세서(320)는 또한 전체 CSI가 이용가능한 경우에 각각의 선택되어진 전송 채널에 대한 가중된 변조 심볼을 사전조정(precondition)한다.

만약 OFDM이 이용되지 않는다면, TX 데이터 프로세서(314)는 데이터 전송에 사용되는 각각의 안테나에 가중된 변조 심볼의 스트림을 제공한다. 그리고 만약 OFDM이 이용된다면, TX 데이터 프로세서(314)는 데이터 전송에 사용되는 각각의 안 테나에 가중된 변조 심볼 벡터의 스트림을 제공한다. 그리고 만약 전체-CSI 처리가 수행되면, TX 데이터 프로세서(314)는 데이터 전송에 사용되는 각각의 안테나에 사전 조정된 변조 심볼 또는 사전 조정된 변조 심볼 벡터의 스트림을 제공한다. 다음으로, 각각의 스트림은 각각의 변조기(MOD)(322)에 의해 수신 및 변조되며, 연관된 안테나(324)를 통해 전송된다.

수신기 시스템(350)에서, 다수의 수신 안테나(352)는 전송된 신호를 수신하며, 각각의 복조기(DEMOD)(354)에 상기 수신된 신호를 제공한다. 각각의 복조기(354)는 변조기(322)에서 수행되는 것에 대한 상보적인 처리를 수행한다. 모든 복조기(354)로부터의 변조 심볼은 수신(RX) 채널/데이터 프로세서(356)에 제공되며, 전송된 데이터 스트림을 복구하기 위해서 처리된다. RX 채널/데이터 프로세서(356)는 TX 데이터 프로세서(314) 및 TX 채널 프로세서(320)에 의해 수행된 처리에 대한 상보적인 처리를 수행하며, 디코딩된 데이터를 데이터 싱크(360)에 제공한다. 수신기 시스템(350)에 의한 처리는 아래에서 더욱 상세히 설명된다.

MIMO 전송기 시스템

도 4a는 MIMO 전송기 시스템(310a)의 블록도인데, 상기 MIMO 전송기 시스템은 본 발명의 실시예에 따라 데이터를 처리할 수 있다. 전송기 시스템(310a)은 도 3에서 시스템(310)의 전송기 부분에 대한 일실시예이다. 시스템(310a)은, (1) 가중된 변조 심볼을 제공하기 위해서 정보 비트를 수신하여 처리하는 TX 데이터 프로세서(314a)와, (2) 선택되어진 전송 채널을 위한 변조 심볼을 디멀티플렉싱하는 TX 채널 프로세서(320a)를 포함한다.

도 4a에 도시된 실시예에서, TX 데이터 프로세서(314a)는 인코더(412), 채널 인터리버(414), 펑처러(puncturer)(416), 심볼 매핑 소자(418), 및 심볼 가중화 소자(420)를 포함한다. 인코더(412)는 전송되어질 집합적인 정보 비트를 수신하며, 코딩된 비트를 제공하기 위해서 수신되어진 비트를 특정 인코딩 방식에 따라 인코딩한다. 채널 인터리버(414)는 다이버시티를 제공하기 위해서 코딩된 비트를 특정 인터리빙 방식에 기초하여 인터리빙한다. 펑처러(416)는 원하는 수의 코딩된 비트를 제공하기 위해서 인터리빙되어진 코딩된 비트를 펑처링(삭제)하지 않거나 또는 하나 이상을 펑처링(삭제)한다. 심볼 매핑 소자(418)는 선택된 전송 채널을 위한 변조 심볼에 펑처링되지 않은 비트를 매핑시킨다. 그리고 심볼 가중화 소자(420)는 각각의 선택된 전송 채널을 위한 변조 심볼을 상기 채널을 위해 선택된 각각의 가중치에 기초하여 가중화함으로써 가중된 변조 심볼을 제공한다.

파일럿 데이터(예컨대, 알려진 패턴의 데이터)가 또한 인코딩될 수 있으며 처리된 정보 비트와 멀티플렉싱된다. 처리된 파일럿 데이터는 선택된 전송 채널 모두나 그것의 서브세트, 또는 이용가능한 전송 채널 모두나 그것의 서브세트를 통해 전송될 수 있다(예컨대, 시분할 다중화(TDM) 방식으로 전송). 파일럿 데이터는, 아래에서 설명되는 바와 같이, 채널 추정을 수행하기 위해 수신기에서 사용될 수 있다.

도 4a에 도시된 바와 같이, 데이터 인코딩, 인터리빙, 및 펑처링은 하나 이상의 코딩 제어 신호에 기초하여 달성될 수 있는데, 상기 코딩 제어 신호는 사용될 특정 코딩, 인터리빙, 및 펑처링 방식을 식별한다. 심볼 매핑은 사용된 특정 변조 방식을 식별하는 변조 제어 신호에 기초하여 달성될 수 있다. 그리고 심볼 가중화는 선택되어진 전송 채널에 제공되는 가중치에 기초하여 달성될 수 있다.

하나의 코딩 및 변조 방식에 있어서, 코딩은 선택되어진 전송 채널의 SNR에 의해 지원되는 원하는 코드율을 획득하기 위해서 고정된 베이스 코드를 사용하고 펑처링을 조정함으로써 달성된다. 베이스 코드는 터보 코드, 컨벌루셔널 코드, 연접(concatenated) 코드, 또는 다른 코드일 수 있다. 베이스 코드는 또한 특정 레이트를 가질 수 있다(예컨대, 레이트 1/3 코드). 이러한 방식에서, 선택되어진 전송 채널에 대한 원하는 코드율을 획득하기 위해서 채널 인터리빙 이후에 펑처링이 수행될 수 있다.

심볼 매핑 소자(416)는 비-이진 심볼을 형성하기 위해 펑처링되지 않은 비트의 세트를 그룹화하도록 설계되며, 선택되어진 전송 채널에 대한 선택된 변조 방식에 상응하는 신호 컨스털레이션 포인트에 각각의 비-이진 심볼을 매핑시키도록 설계될 수 있다. 변조 방식은 QPSK, M-PSK, M-QAM, 또는 다른 방식일수 있다. 각각의 매핑된 신호 포인트는 변조 심볼에 상응한다.

전송기 시스템(310a)에서의 인코딩, 인터리빙, 펑처링, 및 심볼 매핑은 다수의 방식에 기초하여 수행될 수 있다. 하나의 특정 방식은 앞서 언급된 미국 특허 출원 제 09/776,075호에 설명되어 있다.

특정 레벨의 성능(예컨대, 1% 프레임 에러율(FER))을 위해 각 변조 심볼에 대해서 전송될 수 있는 정보 비트의 수는 수신된 SNR에 따라 다르다. 따라서, 선택되어진 전송 채널들을 위한 코딩 및 변조 방식은 채널들의 특징(예컨대, 채널 이 득, 수신된 SNR, 또는 일부 다른 정보)들에 기초하여 결정될 수 있다. 채널 인터리빙이 또한 코딩 제어 신호에 기초하여 조정될 수 있다.

표 1은 다수의 수신된 SNR 범위를 위해 사용될 수 있는 코딩율 및 변조 방식의 여러 결합을 목록화하였다. 각각의 전송 채널을 위해 지원되는 비트율은 코딩율 및 변조 방식의 다수의 가능한 결합 중 임의의 한 결합을 사용하여 달성될 수 있다. 예컨대, 변조 심볼 당 하나의 정보 비트가, (1) 1/2의 코딩율 및 QPSK 변조, (2) 1/3 코딩율 및 8-PSK 변조, (3) 1/4 코딩율 및 16-QAM, 또는 코딩율 및 변조 방식의 일부 다른 결합을 사용하여 달성될 수 있다. 표 1에서, QPSK, 16-QAM, 및 64-QAM은 목록화된 SNR 범위에 대해 사용된다. 8-PSK, 32-QAM, 128-QAM 등과 같은 다른 변조 방식이 또한 사용될 수 있으며 이는 본 발명의 범위 내에 있다.

표 1

수신된 SNR 범위	정보 비트/심볼의 #	변조 심볼	코딩된 비트/심볼의 #	코딩율
1.5-4.4	1	QPSK	2	1/2
4.4-6.4	1.5	QPSK	2	3/4
6.4-8.35	2	16-QAM	4	1/2
8.35-10.4	2.5	16-QAM	4	5/8
10.4-12.3	3	16-QAM	4	3/4
12.3-14.15	3.5	64-QAM	6	7/12
14.15-15.55	4	64-QAM	6	2/3
15.55-17.35	4.5	64-QAM	6	3/4
>17.35	5	64-QAM	6	5/6

TX 데이터 프로세서(314a)로부터의 가중된 변조 심볼은 TX 채널 프로세서(320a)에 제공되는데, 상기 TX 채널 프로세서(320a)는 도 3의 TX 채널 프로세서의 일실시예이다. TX 채널 프로세서(320a) 내에서, 디멀티플렉서(424)는 가중된 변조 심볼을 수신하여 다수의 변조 심볼 스트림을 디멀티플렉싱하는데, 각 스트림은 변조 심볼을 전송하기 위해 선택된 각각의 전송 채널에 할당된다. 각각의 변조 심볼 스트림은 각각의 변조기(322)에 제공된다. 만약 OFDM이 이용된다면, 각 전송 안테나의 모든 선택되어진 주파수 서브채널을 위한 각 시간 슬롯에서의 가중된 변조 심볼은 가중된 변조 심볼 벡터에 결합된다. 각각의 변조기(322)는 가중된 변조 심볼(OFDM을 사용하지 않는 시스템용)이나 가중된 변조 심볼 벡터(OFDM을 사용하는 시스템용)을 아날로그 신호로 변환하고, 또한 무선 링크를 통해 전송하기 적합한 변조 신호를 생성하기 위해서 신호를 증폭, 필터링, 직교 변조, 및 상향 변환한다.

도 4b는 MIMO 전송기 시스템(310b)의 블록도인데, 상기 MIMO 전송기 시스템(310b)은 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 데이터를 처리할 수 있다. 전송기 시스템(310b)은 도 3의 시스템(310)의 전송기 부분에 대한 다른 실시예이다. 시스템(310b)은 TX 데이터 프로세서(314b) 및 TX 채널 프로세서(320b)를 포함한다.

도 4b에 도시된 실시예에서, TX 데이터 프로세서(314b)는 인코더(412), 채널 인터리버(414), 심볼 매핑 소자(418), 및 심볼 가중화 소자(420)를 포함한다. 인코더(412)는 코딩된 비트를 제공하기 위해서 특정 인코딩 방식에 따라 집합적인 정보 비트를 수신하여 인코딩한다. 인코딩은, 코딩 제어 신호에 의해 식별되며, 제어기(334)에 의해 선택되는 특정 코드 및 코드율에 기초하여 달성될 수 있다. 채널 인터리버(414)는 코딩된 비트를 인터리빙하고, 심볼 매핑 소자(418)는 인터리빙된 비트를 선택되어진 전송 채널을 위한 변조 심볼에 매핑시킨다. 심볼 가중화 소자(420)는 가중된 변조 심볼을 제공하기 위해서 각각의 선택되어진 전송 채널을 위한 변조 심볼을 각각의 가중치에 기초하여 가중화한다.

도 4b에 도시된 실시예에서, 전송기 시스템(310b)은 가중된 변조 심볼을 전 체 CSI에 기초하여 사전 조정할 수 있다. TX 채널 프로세서(320b) 내에서, 채널 MIMO 프로세서(422)는 가중된 변조 심볼을 다수의 (최대 N_C개) 가중된 변조 심볼 스트림으로 디멀티플렉싱하는데, 하나의 스트림이 변조 심볼을 전송하기 위해 사용되는 각각의 공간 서브채널(즉, 고유 모드)에 할당된다. 전체-CSI 처리에 있어서, 채널 MIMO 프로세서(422)는 (최대 N_C개의) 가중된 변조 심볼을 각각의 시간 슬롯에서 사전 조정함으로써 다음과 같은 N_T개의 사전 조정된 변조 심볼을 생성한다:

식(27)

여기서, b₁, b₂,...및 b_Nc는 각각 공간 서브채널(1, 2,...N_Nc)을 위한 가중된 변조 심볼이고;

e_ij는 전송 안테나로부터 수신 안테나로의 전송 특징에 관련한 고유 벡터 매트릭스(E)의 성분들이며,

는 사전 조정된 변조 심볼이고, 상기 변조 심볼들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

고유 벡터 매트릭스(E)는 전송기에 의해 계산될 수 있거나 수신기에 의해서 전송기에 제공될 수 있다. 매트릭스(E)의 성분들은 또한 유효 채널 이득(H(j,k))를 결정하는데 고려된다.

전체-CSI 처리에 있어서, 특정 전송 안테나를 위한 각각의 사전 조정된 변조 심볼(x_i)은 최대 N_C개의 공간 서브채널을 위한 가중된 변조 심볼의 선형 결합을 나타낸다. 각각의 시간 슬롯 동안에, 채널 MIMO 프로세서(422)에 의해 생성되는 (최대) N_T개의 사전 조정된 변조 심볼은 디멀티플렉서(424)에 의해 디멀티플렉싱되고 (최대) N_T개의 변조기(322)에 제공된다. 각각의 변조기(322)는 사전 조정된 변조 심볼(OFDM을 사용하지 않는 시스템용)이나 사전 조정된 변조 심볼 벡터(OFDM을 사용하는 시스템용)를 무선 링크를 통해 전송하기에 적합한 변조 신호로 변환한다.

도 4c는 MIMO 전송기 시스템(310c)의 블록도인데, 상기 MIMO 전송기 시스템은 OFDM을 사용하며, 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 데이터를 처리할 수 있다. TX 데이터 프로세서(314c) 내에서, 전송될 정보 비트는 디멀티플렉서(428)에 의해서 다수의 (최대 N_L개) 주파수 서브채널 데이터 스트림으로 디멀티플렉싱되는데, 주파수 서브채널 각각에 대해 하나의 스트림이 데이터 전송을 위해 사용된다. 각각의 주파수 서브채널 데이터 스트림이 각각의 주파수 서브채널 데이터 프로세서(430)에 제공된다.

각각의 데이터 프로세서(430)는 OFDM 시스템의 각각의 주파수 서브채널을 위한 데이터를 처리한다. 각각의 데이터 프로세서(430)는 도 4a에 도시된 TX 데이터 프로세서(314a), 도 4b에 도시된 TX 데이터 프로세서(314b)와 유사하게 구현될 수 있거나 일부 다른 설계로 구현될 수 있다. 일실시예에서, 데이터 프로세서(430)는 주파수 서브채널 데이터 스트림을 다수의 데이터 서브스트림으로 디멀티플렉싱하는데, 각각의 공간 서브채널을 위한 하나의 데이터 서브스트림이 주파수 서브채널을 위해 사용하도록 선택된다. 다음으로, 각각의 데이터 서브스트림은 인코딩, 인터리빙, 심볼 매핑, 및 가중화됨으로써 상기 데이터 서브스트림을 위한 변조 심볼을 생성한다. 각각의 주파수 서브채널 데이터 스트림이나 각각의 데이터 서브스트림을 위한 코딩 및 변조는 코딩 및 변조 제어 신호에 기초하여 조정될 수 있고, 가중화는 가중치에 기초하여 수행될 수 있다. 따라서, 각각의 데이터 프로세서(430)는 주파수 서브채널을 위해 사용하도록 선택된 최대 N_C개의 공간 서브채널을 위한 최대 N_C개의 변조 심볼 스트림을 제공한다.

OFDM을 활용하는 MIMO 시스템에 있어서, 변조 심볼은 다중 주파수 서브채널을 통해 다중 전송 안테나로부터 전송될 수 있다. MIMO 프로세서(320c) 내에서는, 각 데이터 프로세서(430)로부터의 최대 N_C개의 변조 심볼 스트림이 각각의 서브채널 공간 프로세서(432)에 제공되는데, 상기 서브채널 공간 프로세서(432)는 수신되는 변조 심볼을 채널 제어 및/또는 유효 CSI에 기초하여 처리한다. 각각의 공간 프로세서(432)는 전체-CSI 처리가 수행되지 않는 경우에는 (도 4a에 도시된 바와 같은) 디멀티플렉서를 간단히 구현할 수 있거나, 전체-CSI 처리가 수행되는 경우에는 (도 4b에 도시된 바와 같은) 디멀티플렉서가 후속하는 채널 MIMO 프로세서를 구현할 수 있다. OFDM을 활용하는 MIMO 시스템에 있어서는, 전체-CSI 처리(즉, 사전 조정)가 각각의 주파수 서브채널에서 수행될 수 있다.

각각의 서브채널 공간 프로세서(432)는 각 시간 슬롯에 대한 최대 N_C개의 변조 심볼을 그 주파수 서브채널을 위해 사용하도록 선택된 전송 안테나를 위한 최대 N_T개의 변조 심볼로 디멀티플렉싱한다. 각각의 전송 안테나에 있어서, 결합기(434)는 그 전송 안테나를 위해 사용하도록 선택된 최대 N_L개의 주파수 서브채널을 위한 변조 심볼을 수신하고, 각각의 시간 슬롯에 대한 심볼을 변조 심볼 벡터(V)에 결합하며, 그 다음 처리 스테이지(즉, 각각의 변조기(322))에 변조 심볼 벡터를 제공한다.

따라서, MIMO 프로세서(320c)는 최대 N_T개의 변조 심볼 벡터(V₁ 내지 V_Nt)를 제공하기 위해서 변조 심볼을 수신하여 처리하는데, 하나의 변조 심볼 벡터가 데이터 전송을 위해 사용하도록 선택된 각 전송 안테나에 할당된다. 각각의 변조 심볼 벡터(V)는 단일 시간 슬롯을 커버하고, 변조 심볼 벡터(V)의 각 성분은 변조 심볼이 전달되는 고유 서브캐리어를 갖는 특정 주파수 서브채널과 연관된다.

도 4c는 OFDM을 위한 변조기(322)의 실시예를 또한 도시한다. MIMO 프로세서(320c)로부터의 변조 심볼 벡터(V₁ 내지 V_Nt)가 변조기(322a 내지 322t)에 각각 제공된다. 도 4c에 도시된 실시예에 있어서, 각각의 변조기(322)는 역 고속 푸리에 변환(IFFT)(440), 사이클릭 프리픽스 생성기(cyclic prefix generator)(442), 및 상향 변환기(444)를 포함한다.

IFFT(440)는 각각의 수신된 변조 심볼 벡터를 IFFT를 사용하여 시간-도메인 표현(OFDM 심볼로 지칭됨)으로 변환한다. IFFT(440)는 임의의 수(예컨대, 8, 16, 32 등)의 주파수 서브채널에서 IFFT를 수행하도록 설계될 수 있다. 일실시예에서, 각각의 변조 심볼 벡터가 OFDM 심볼로 변환되는 경우에, 사이클릭 프리픽스 생성기(442)는 특정 전송 안테나에 대한 "전송 심볼"을 형성하기 위해 OFDM 심볼의 시간-도메인 표현의 일부를 반복한다. 사이클릭 프리픽스는, 전송 심볼이 다중경로 지연 확산이 존재하는 경우에 고유의 직교 특성을 가짐으로써 해로운 경로 영향에 대항하는 성능이 향상되도록 보장한다. IFFT(440) 및 사이클릭 프리픽스 생성기(442)의 구현은 종래에 알려져 있으며 본 명세서에는 상세히 설명되지 않는다.

다음으로, 각각의 사이클릭 프리픽스 생성기(442)로부터의 시간-도메인 표현(즉, 각각의 안테나에 대한 전송 심볼)이 상향 변환기(444)에 의해서 처리됨으로써(예컨대, 아날로그 신호로 변환, 변조, 증폭, 및 필터링), 변조된 신호를 생성하는데, 상기 변조된 신호는 각각의 안테나(324)로부터 전송된다.

OFDM 변조는 1990년 5월의 IEEE 통신 매거진에 존 A.C. 빙함(John A.C. Bingham)에 의해서 기재된 논문 "Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come"에 더욱 상세히 설명되어 있고, 상기 논문은 본 명세서에서 참조된다.

도 4a 내지 4c는 본 발명의 여러 양상 및 실시예를 구현할 수 있는 MIMO 전송기의 세 가지 설계를 도시하고 있다. 본 발명은 MIMO를 활용하지 않는 OFDM 시 스템에서도 또한 실행될 수 있다. 수많은 다른 전송기의 설계가 또한 본 명세서에서 설명된 여러 신규한 기술을 구현할 수 있는데, 그러한 설계는 또한 본 발명의 범위 내에 있다. 그러한 전송기 설계 중 일부는 앞서 언급된 미국 특허 출원 제 09/776,075호; 2000년 3월 22일에 출원된 미국 특허 출원 제 09/532,492호 "HIGH EFFICIENCY, HIGH PERFORMANCE COMMUNICATIONS SYSTEM EMPLOYING MULTI-CARRIER MODULATION"; 2001년 3월 23일에 출원된 미국 특허 출원 제 09/826,481호 "METHOD AND APPARATUS FOR UTILIZING CHANNEL STATE INFORMATION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM"; 및 2001년 5월 11일에 출원된 미국 특허 출원[대리인 도킷 번호 PD010210] "METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING DATA IN A MULTIPLE-INPUT MULTIPLE-OUTPUT (MIMO) COMMUNICATION SYSTEM UTILIZING CHANNEL STATE INFORMATION"에 더욱 상세히 설명되어 있으며, 위의 모든 미국 특허 출원들은 본 출원인의 양수에게 양도되었으며 본 명세서에서 참조된다. 그러한 특허 출원들 역시 MIMO 처리 및 CSI 처리를 더욱 상세히 설명하고 있다.

일반적으로, 전송기 시스템(310)은 모든 선택되어진 전송 채널에 대한 데이터를 특정의 공통 코딩 및 변조 방식에 기초하여 코딩 및 변조한다. 변조 심볼은 또한 상기 선택되어진 전송 채널에 할당된 가중치에 의해 가중화되고, 그럼으로써 원하는 레벨의 성능이 수신기에서 달성된다. 본 명세서에서 설명된 기술은 MIMO, OFDM, 또는 다중 병렬 전송 채널을 지원할 수 있는 임의의 다른 통신 방식(예컨대, CDMA 방식)에 의해서 지원되는 다중 병렬 전송 채널에 적용될 수 있다.

MIMO 수신기 시스템

도 5는 본 발명의 실시예에 따라 데이터를 수신할 수 있는 MIMO 수신기 시스템(350a)의 블록도이다. 수신기 시스템(350a)은 도 3의 수신기 시스템(350)에 대한 한 특정 실시예이며, 전송된 신호를 수신하여 복구하기 위해 연속적인 제거 수신기 처리 기술을 구현한다. (최대) N_T개의 전송 안테나로부터 전송된 신호는 N_R개의 안테나(352a 내지 352r) 각각에 의해 수신되며, 각각의 복조기(DEMOD)(354)(프런트-엔드 프로세서로도 지칭됨)에 보내진다.

각각의 복조기(354)는 각각의 수신된 신호를 조정하고(예컨대, 필터링 및 증폭), 상기 조정된 신호를 중간 주파수나 기저대역으로 하향 변환하며, 샘플을 제공하기 위해서 하향 변환된 신호를 디지털화한다. 각각의 복조기(354)는 또한 수신된 변조 심볼의 스트림을 생성하기 위해 수신된 파일럿으로 샘플을 복조하는데, 상기 수신된 변조 심볼은 RX 채널/데이터 프로세서(356a)에 제공된다.

만약 OFDM이 데이터 전송에 이용된다면, 각각의 복조기(354)는 도 4c에 도시된 변조기(322)에 의해 수행된 처리에 대한 상보적인 처리를 또한 수행한다. 그러한 경우에, 각각의 복조기(354)는 FFT 프로세서(미도시)를 포함하는데, 상기 FFT 프로세서는 샘플의 변환된 표현을 생성하며 변조 심볼 벡터의 스트림을 제공한다. 각각의 벡터는 사용하기 위해 선택된 최대 N_L개의 주파수 서브채널에 대한 최대 N_L개의 변조 심볼을 포함하고, 각각의 시간 슬롯 동안에 하나의 벡터가 제공된다. 이어서, 총 N_R개의 복조기의 FFT 프로세서들로부터의 변조 심볼 벡터 스트림이 디멀티플렉서(도 5에 미도시)에 제공되며, 상기 디멀티플렉서는 각각의 FFT 프로세서로부 터의 변조 심볼 벡터 스트림을 데이터 전송을 위해 사용되는 주파수 서브채널의 수에 대응하는 최대 N_L개의 변조 심볼 스트림으로 채널화한다. (예컨대, 도 4c에 도시된 바와 같이) 각각의 주파수 서브채널이 독립적으로 처리되는 전송 처리 방식에 있어서, 디멀티플렉서는 또한 최대 N_L개의 변조 심볼 스트림 각각을 RX MIMO/데이터 프로세서(356a)에 제공한다.

MIMO 시스템이 OFDM을 활용하는 경우에는, 하나의 RX MIMO/데이터 프로세서(356a)는 데이터 전송을 위해 사용되는 최대 N_L개 주파수 서브채널 각각을 위한 N_R개의 수신 안테나로부터의 N_R개 변조 심볼 스트림의 세트를 처리하도록 사용될 수 있다. 대안적으로, 각각의 주파수 서브채널과 연관된 변조 심볼 스트림의 세트가 단일 RX 채널/데이터 프로세서(356a)에 의해 개별적으로 처리될 수 있다. 그리고 MIMO 시스템이 OFDM을 활용하지 않는 경우에는, 하나의 RX MIMO/데이터 프로세서(356a)가 N_R개의 수신 안테나로부터의 N_R개의 변조 심볼 스트림을 처리하기 위해 사용될 수 있다.

*도 5에 도시된 실시예에서, RX 채널/데이터 프로세서(356a)(도 3의 RX 채널/데이터 프로세서(356)에 대한 일실시예임)는 다수의 연속적인(즉, 직렬의) 수신기 처리 스테이지(510)를 포함하며, 하나의 스테이지는 수신기 시스템(350a)에 의해 복구될 전송된 데이터 스트림을 위한 것이다. 한 전송 처리 방식에 있어서, 하나 의 데이터 스트림은 수신기 시스템(350a)으로의 데이터 전송을 위해 사용되는 각각의 전송 채널을 통해 전송되고, 각각의 데이터 스트림은 독립적으로 처리되며(예컨대, 고유의 코딩 및 변조 방식을 통해) 각각의 전송 안테나로부터 전송된다. 그러한 전송 처리 방식에 있어서, 수신기 시스템(350a)에 의해서 각각의 OFDM 서브채널에 대해 복구될 데이터 스트림의 수는 전송 채널의 수와 동일하고, 상기 전송 채널의 수는 또한 수신기 시스템(350a)(이용가능한 전송 채널의 서브세트일 수 있음)으로의 데이터 전송을 위해 사용되는 전송 안테나의 수와 동일하다. 명확성을 위해서, RX 채널/데이터 프로세서(356a)가 그러한 전송 처리 방식을 위해 설명된다.

(마지막 스테이지(520n)을 제외한) 각각의 수신기 처리 스테이지(510)는 간섭 제거기(530)에 연결된 채널 MIMO/데이터 프로세서(520)를 포함하고, 마지막 스테이지(510n)는 채널 MIMO/데이터 프로세서(520n)만을 포함한다. 맨 처음 수신기 처리 스테이지(510a)에서, 채널 MIMO/데이터 프로세서(520a)는 제 1 전송 채널(또는 제 1 전송 신호)을 위한 디코딩된 데이터 스트림을 제공하기 위해서 복조기(354a 내지 354r)로부터 N_R개의 변조 심볼 스트림을 수신하여 처리한다. 그리고 두 번째 스테이지 내지 마지막 스테이지(510b 내지 510n)에서, 상기 스테이지를 위한 채널 MIMO/데이터 프로세서(520)는 상기 스테이지에 의해 처리되는 전송 채널을 위한 디코딩된 데이터 스트림을 유도하기 위해 이전 스테이지에서 간섭 제거기(520)로부터 N_R개의 변경된 심볼 스트림을 수신하여 처리한다. 각각의 채널 MIMO/데이터 프로세서(520)는 연관된 전송 채널에 대한 CSI(예컨대, SNR)를 또한 제공한다.

*제 1 수신기 처리 스테이지(510a)에서는, 간섭 제거기(530a)가 모든 N_R개의 복조기(354)로부터 N_R개의 변조 심볼 스트림을 수신한다. 그리고 두 번째 스테이지 내지 마지막 스테이지 각각에서는, 간섭 제거기(530)가 이전 스테이지의 간섭 제거기로부터 N_R개의 수정된 심볼 스트림을 수신한다. 각각의 간섭 제거기(530)는 또한 동일한 스테이지 내의 채널 MIMO/데이터 프로세서(520)로부터 디코딩된 데이터 스트림을 수신하며, 처리(예컨대, 코딩, 인터리빙, 변조, 채널 응답 등)를 수행함으로써, 상기 디코딩된 데이터 스트림으로 인한 수신된 변조 심볼 스트림의 간섭 성분의 추정치인 N_R개의 재변조된 심볼 스트림을 유도한다. 다음으로, 재변조된 심볼 스트림은 수신된 변조 심볼 스트림으로부터 감산되고, 그로 인해 상기 감산된(즉, 제거된) 간섭 성분을 제외한 모든 성분을 포함한다. 다음으로, N_R개의 수정된 심볼 스트림이 그 다음 스테이지에 제공된다.

도 5에서, 제어기(540)가 RX 채널/데이터 프로세서(356a)에 연결되어 도시되어 있으며, 프로세서(356a)에 의해 수행되는 연속적인 제거 수신기 처리의 여러 단계를 지시하기 위해 사용될 수 있다.

도 5는 각각의 데이터 스트림이 각각의 전송 안테나를 통해 전송될 때(즉, 하나의 데이터 스트림이 각각의 전송된 신호에 상응함) 간단한 방식으로 사용될 수 있는 수신기 구조를 도시한다. 그러한 경우에, 각각의 수신기 처리 스테이지(510)는 수신기 시스템(350a)으로 향하도록 목표되는 전송되는 신호들 중 하나를 복구하며 또한 상기 복구되는 전송된 신호에 상응하는 디코딩된 데이터 스트림을 제공하도록 동작할 수 있다.

*일부 다른 전송 처리 방식에서, 데이터 스트림은 공간, 주파수, 및 시간 다이버시티를 제공하기 위해서 다중 전송 안테나, 주파수 서브채널, 및/또는 시간 간격을 통해 각각 전송될 수 있다. 그러한 방식에서는, 수신기 처리는 처음에 각 주파수 서브채널의 각 전송 안테나를 통해 전송되는 신호에 대한 수신된 변조 심볼 스트림을 유도한다. 다음으로 다중 전송 안테나, 주파수 서브채널, 및/또는 시간 간격을 위한 변조 심볼은 전송기 시스템에서 수행된 디멀티플렉싱에 대한 상보적인 방식으로 결합될 수 있다. 다음으로, 결합된 변조 심볼의 스트림이 상응하는 디코딩된 데이터 스트림을 제공하도록 처리된다.

도 6a는 채널 MIMO/데이터 프로세서(520x)의 실시예에 대한 블록도이고, 상기 채널 MIMO/데이터 프로세서는 도 5의 채널 MIMO/데이터 프로세서(520)에 대한 일실시예이다. 본 실시예에서, 채널 MIMO/데이터 프로세서(520x)는 공간/공간-시간 프로세서(610), CSI 프로세서(612), 선택기(614), 복조 소자(618), 디-인터리버(618), 및 디코더(620)를 포함한다.

공간/공간-시간 프로세서(610)는 비-분산적인(non-dispersive) MIMO 채널 (즉, 플랫 페이딩을 갖는 채널)에 대한 N_R개의 수신된 신호에 대해 선형 공간 처리를 수행하거나, 분산적인 MIMO 채널(즉, 주파수 선택성 페이딩을 갖는 채널)에 대한 N_R개의 수신된 신호에 대해 공간-시간 처리를 수행한다. 공간 처리는 채널 상관 매트릭스 인버전(CCMI) 기술, 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 기술 등과 같은 선형 공간 처리 기술을 사용하여 달성될 수 있다. 그러한 기술은 원치않는 신호를 무효화하거나 또는 다른 신호로부터의 잡음 및 간섭이 존재하는 경우에 구성성분 신호 각각의 수신된 SNR을 극대화하기 위해 사용될 수 있다. 공간-시간 처리는 MMSE 선형 등화기(MMSE-LE), 결정 피드백 등화기(DFE), 최대-가능 시퀀스 추정기(MLSE) 등과 같은 선형 공간-시간 처리 기술을 사용하여 달성될 수 있다. CCMI, MMSE, MMSE-LE, 및 DFE 기술은 앞서 언급된 미국 특허 출원[대리인 도킷 번호 PA010210]에 더욱 상세히 설명되어 있다. DFE 및 MLSE 기술은 또한 1999년 7월 IEEE 통신 회보(Vol.7, No.7)에 S.L.아리야비스타쿨(Ariyavistakul) 등에 의해 기재된 논문 "Optimum Space-Time Processors with Dispersive Interference: Unified Analysis and Required Filter Span"에 상세히 설명되어 있고, 상기 논문은 본 명세서에서 참조문헌으로 병합된다.

CSI 프로세서(612)는 데이터 전송을 위해 사용되는 전송 채널 각각에 대한 CSI를 결정한다. 예컨대, CSI 프로세서(612)는 수신된 파일럿 신호에 기초하여 잡음 공분산 매트릭스를 추정할 수 있으며, 이어서 디코딩될 데이터 스트림에 대해 사용되는 k-번째 전송 채널의 SNR을 계산할 수 있다. SNR은, 종래에 알려진 바와 같이, 기존의 파일럿 지원 단일 및 다중-반송파 시스템과 유사하게 추정될 수 있다. 데이터 전송에 사용되는 전송 채널 모두에 대한 SNR은 상기 전송 채널에 대한 전송기 시스템에 다시 보고되는 CSI를 포함할 수 있다. CSI 프로세서(612)는 또한 상기 수신기 처리 스테이지에 의해 복구될 특정 데이터 스트림을 식별하는 제어 신호를 선택기(614)에 제공할 수 있다.

선택기(614)는, CSI 프로세서(612)로부터의 제어 신호에 의해 제시되는 바와 같이, 공간/공간-시간 프로세서(610)로부터 다수의 심볼 스트림을 수신하며, 디코딩될 데이터 스트림에 상응하는 심볼 스트림을 추출한다. 다음으로, 상기 추출된 변조 심볼 스트림은 복조 소자(614)에 제공된다.

각각의 전송 채널을 위한 데이터 스트림이 상기 채널의 SNR에 기초하여 독립적으로 코딩되고 변조되는 도 6에 도시된 실시예에서, 선택된 전송 채널을 위한 복구된 변조 심볼은 전송 채널을 위해 사용되는 변조 방식에 대한 상보적인 복조 방식(예컨대, M-PSK, M-QAM)에 따라 복조된다. 다음으로, 복조 소자(616)로부터의 복조된 데이터는 채널 인터리버(614)에 의해 수행되는 방식에 대한 상보적인 디인터리버(618)에 의해 디인터리빙되고, 상기 디인터리빙된 데이터는 인코더(612)에 의해 수행되는 방식에 대한 상보적인 방식으로 디코더(620)에 의해서 또한 디코딩된다. 예컨대, 터보 또는 컨벌루셔널 코딩이 각각 전송기 시스템에서 수행된다면, 터보 디코더나 비터비 디코더가 디코더(620) 대신에 사용될 수 있다. 디코더(620)로부터의 디코딩된 데이터 스트림은 복구되는 전송된 데이터 스트림의 추정을 나타낸다.

도 6b는 간섭 제거기(530x)의 블록도이고, 상기 간섭 제거기는 도 5의 간섭 제거기(530)에 대한 일실시예이다. 간섭 제거기(530x) 내에서는, 동일 스테이지 내의 채널 MIMO/데이터 프로세서(520)로부터의 디코딩된 데이터 스트림이 재변조된 심볼을 제공하기 위해서 채널 데이터 프로세서(628)에 의해 재변조되며, 재인코되고, 인터리빙되며, 상기 재변조된 심볼은 MIMO 처리 및 채널 왜곡에 앞서 전송기 시스템에서의 변조 심볼의 추정 심볼이다. 채널 데이터 프로세서(628)는 데이터 스트림에 대해 전송기 시스템에서 수행되는 것과 동일한 처리(예컨대, 인코딩, 인터리빙, 및 변조)를 수행한다. 다음으로, 재변조된 심볼이 채널 시뮬레이터(630)에 제공되고, 상기 채널 시뮬레이터는 디코딩된 데이터 스트림으로 인한 간섭의 추정치(

)를 제공하기 위해서 추정된 채널 응답으로 심볼을 처리한다. 채널 응답 추정치는 전송기 시스템에 의해 전송되는 파일럿 및/또는 데이터에 기초하고 또한 앞서 언급된 미국 특허 출원[대리인 도킷 번호 PA010210]에 설명된 기술에 따라 유도될 수 있다.

간섭 벡터(

)의 N_R개의 성분은 k-번째 전송 안테나에서 전송되는 심볼 스트림으로 인한 N_R개 수신 안테나 각각에서 수신된 신호의 성분에 상응한다. 벡터의 각 성분은 상응하는 수신된 변조 심볼 스트림의 디코딩된 데이터 스트림으로 인한 추정된 성분을 나타낸다. 그러한 성분은 N_R개의 수신된 변조 심볼 스트림(즉, 벡터(

))의 나머지(아직 검출되지 않은) 전송된 신호에 대한 간섭이며, 제거되는 디코딩 데이터 스트림으로부터의 성분들이 제거된 수정된 벡터(

)를 제공하기 위해서 합산기(632)를 통해 수신된 신호 벡터(

)로부터 감산된다(즉, 제거된다). 수정된 벡터(

)는, 도 5에 도시된 바와 같이, 그 다음 수신기 처리 스테이지에 입력 벡터로서 제공된다.

연속적인 제거 수신기 처리의 여러 양상은 앞서 언급된 미국 특허 출원[대리인 도킷 번호 PA010210]에 더욱 상세히 설명되어 있다.

도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 데이터를 수신할 수 있는 MIMO 수신기 시스템(350b)의 블록도이다. (최대) N_T개의 전송 안테나로부터 전송되는 신호는 N_R개의 안테나(352a 내지 352r) 각각에 의해 수신되며 각각의 복조기(354)에 보내진다. 각각의 복조기(354)는 RX MIMO/데이터 프로세서(356b)에 제공되는 샘플을 제공하기 위해서 각각의 수신된 신호를 조정하고, 처리하며, 디지털화한다.

RX MIMO/데이터 프로세서(356b) 내에서는, 각각의 수신 안테나에 대한 샘플이 각각의 FFT 프로세서(710)에 제공되고, 상기 FFT 프로세서는 상기 수신된 샘플의 변환된 표현을 생성하며 각각의 변조 심볼 벡터 스트림을 제공한다. 다음으로, FFT 프로세서(710a 내지 710r)로부터의 변조 심볼 벡터 스트림이 프로세서(720)에 제공된다. 프로세서(720)는 각 FFT 프로세서(710)로부터의 변조 심볼 벡터 스트림을 다수의 (최대 N_L개) 서브채널 심볼 스트림들로 채널화한다. 프로세서(720)는 또한 후-처리된 변조 심볼을 제공하기 위해서 서브채널 심볼 스트림에 대해 공간 처 리나 공간-시간 처리를 수행할 수 있다.

다중 주파수 서브채널 및/또는 다중 공간 서브채널을 통해 전송되는 각각의 데이터 스트림에 대해, 프로세서(720)는 또한 전송을 위해 사용되는 모든 주파수 및 공간 서브채널을 위한 변조 심볼을 하나의 전-처리된 변조 심볼 스트림에 결합하고, 상기 전-처리된 변조 심볼 스트림은 이어서 데이터 스트림 프로세서(730)에 제공된다. 각각의 데이터 스트림 프로세서(730)는 전송기 유닛에서 데이터 스트림에 대해 수행된 것에 대한 상보적인 복조, 디인터리빙, 및 디코딩을 수행하고, 각각의 디코딩된 데이터 스트림을 제공한다.

연속적인 제거 수신기 처리 기술을 이용하는 수신기 시스템과 연속적인 제거 수신기 처리 기술을 이용하지 않는 수신기 시스템이 전송된 데이터 스트림을 수신하고 처리하여 복구하기 위해 사용될 수 있다. 다중 전송 채널을 통해 수신되는 신호를 처리할 수 있는 일부 수신기 시스템은 앞서 언급된 미국 특허 출원 제 09/776,075호 및 제 09/826,481호와, 2000년 3월 30일에 출원된 미국 특허 출원 제 09/532,492호 "HIGH EFFICIENCY, HIGH PERFORMANCE COMMUNICATIONS SYSTEM EMPLOYING MULTI-CARRIER MODULATION"에 설명되어 있으며, 상기 미국 특허 출원들은 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 본 명세서에서 참조된다.

전송기 시스템을 위한 CSI 획득

간략성을 위해서, 본 발명의 여러 양상 및 실시예가 설명되는데, 여기서 CSI는 SNR을 포함한다. 일반적으로, CSI는 통신 링크의 특징을 나타내는 임의의 유형의 정보를 포함할 수 있다. 여러 유형의 정보가 CSI로서 제공될 수 있으며, 그것 들의 일부 예가 아래에서 설명된다.

일실시예에서, CSI는 신호 대 잡음-간섭 합의 비율(SNR)을 포함하는데, 상기 SNR은 잡음과 간섭의 합의 전력에 대한 신호 전력의 비율로서 유도된다. 비록 총 SNR이 다수의 전송 채널에 또한 제공될 수 있을 지라도, SNR은 통상적으로 추정되어 데이터 전송(예컨대, 각각의 전송 데이터 스트림)을 위해 사용되는 각각의 전송 채널에 제공된다. SNR 추정치는 특정 비트 수를 갖는 값으로 양자화될 수 있다. 일실시예에서, SNR 추정치는 예컨대 룩업 테이블을 사용하여 SNR 인덱스에 매핑된다.

또 다른 실시예에서, CSI는 각 주파수 서브채널의 각 공간 서브채널에 대한 전력 제어 정보를 포함한다. 전력 제어 정보는 전력 상승이나 전력 하강 중 어느 하나에 대한 요청을 나타내기 위해서 각각의 전송 채널에 대한 단일 비트를 포함할 수 있거나, 요청된 전력 레벨의 변동 크기를 나타내기 위해서 다중 비트를 포함할 수 있다. 본 실시예에서, 전송기 시스템은 어떤 전송 채널을 선택할 것인지 그리고 각각의 전송 채널을 위해 어느 정도의 전력을 사용할 것인지를 결정하기 위해서 수신기 시스템으로부터 피드백되는 전력 제어 정보를 사용할 수 있다.

또 다른 실시예에서, CSI는 신호 전력 및 간섭+잡음 전력을 포함한다. 그러한 두 성분은 데이터 전송을 위해 사용되는 각각의 전송 채널을 위해 개별적으로 유도되어 제공될 수 있다.

또 다른 실시예에서, CSI는 신호 전력, 간섭 전력, 및 잡음 전력을 포함한다. 그러한 세 성분은 데이터 전송을 위한 각각의 전송 채널에 대해 유도되어 제 공될 수 있다.

또 다른 실시예에서, CSI는 각각의 관측가능한 간섭 기간 동안의 간섭 전력에 대한 리스트와 함께 신호 대 잡음 비율을 포함한다. 그러한 정보는 데이터 전송을 위해 사용되는 각각의 전송 채널에 대해 유도되어 제공될 수 있다.

또 다른 실시예에서, CSI는 매트릭스 형태의 신호 성분(예컨대, 모든 전송-수신 안테나 쌍에 대한 N_T×N_R 복소 엔트리) 및 매트릭스 형태의 잡음 및 간섭 합 성분(예컨대, N_T×N_R 복소 엔트리)를 포함한다. 전송기 시스템은 데이터 전송을 위해 사용되는 각각의 전송 채널에 대한 품질(예컨대, 수신기 시스템에서 수신될 때, 각각의 전송된 데이터 스트림에 대한 전처리된 SNR)을 유도하기 위해서 적합한 전송-수신 안테나 쌍에 대한 잡음과 간섭의 합 성분을 신호 성분과 적절하게 결합할 수 있다.

또 다른 실시예에서, CSI는 각각의 전송 데이터 스트림에 대한 데이터율 표시자를 포함한다. 데이터 전송을 위해 사용될 전송 채널의 품질은 (예컨대, 전송 채널에 대해 추정된 SNR에 기초하여) 처음에 결정될 수 있고, 이어서 상기 결정된 채널 품질에 상응하는 데이터율이 (예컨대, 룩업 테이블에 기초하여) 식별될 수 있다. 상기 식별된 데이터율은 원하는 레벨의 성능을 위해 전송 채널을 통해 전송될 수 있는 최대 데이터율을 나타낸다. 다음으로, 그 데이터율은 효율적으로 코딩될 수 있는 데이터율 표시자(DRI)에 매핑되고 또한 그것에 의해 표현된다. 예컨대, 만약 (최대) 7개의 가능한 데이터율이 각각의 전송 안테나를 위한 전송기 시스템에 의해 지원된다면, 3-비트 값이 DRI를 나타내기 위해 사용될 수 있으며, 상기 DRI에서는 예컨대 '0'는 '0'의 데이터율(즉, 전송 안테나를 사용하지 않음)을 나타낼 수 있고, '1' 내지 '7'은 7 개의 상이한 데이터율을 나타내기 위해 사용될 수 있다. 통상적인 구현에 있어서, 품질 측정(예컨대, SNR 추정)은 예컨대 룩업 테이블에 기초하여 DRI에 직접 매핑된다.

또 다른 실시예에 있어서, CSI는 각각의 전송 데이터 스트림을 위해 전송기 시스템에서 사용될 특정 처리 방식의 표시를 포함한다. 본 실시예에서, 상기 표시자는 전송 데이터 스트림을 위해 사용될 특정 코딩 방식과 특정 변조 방식을 식별할 수 있고, 따라서 원하는 레벨의 성능이 달성된다.

또 다른 실시예에서, CSI는 전송 채널에 대한 품질의 특정 측정치에 대한 차이 표시자를 포함한다. 처음에, 전송 채널을 위한 SNR이나 DRI나 일부 다른 품질 측정치가 결정되고 기준 측정 값으로서 보고된다. 그런 후에, 전송 채널 품질의 모니터링이 계속되고, 마지막으로 보고된 측정치와 현재 측정치 사이의 차이가 결정된다. 다음으로, 상기 차이는 하나 이상의 비트로 양자화될 수 있고, 상기 양자화된 차이는 상기 차이 표시자에 매핑되고 또한 그것에 의해 나타내지며, 상기 차이 표시자가 이어서 보고된다. 상기 차이 표시자는 특정 단계 크기만큼 마지막으로 보고된 측정치를 증가 또는 감소(또는 마지막 보고된 측정치로 유지)할 것으로 나타낼 수 있다. 예컨대, 상기 차이 표시자는 (1) 특정 전송 채널에 대해 관측된 SNR이 특정 단계 크기만큼 증가 또는 감소되었다는 것과, (2) 데이터율이 특정 크기만큼 조정되어야 한다는 것이나, 또는 일부 다른 변동을 나타낼 수 있다. 상기 차이 표시자 및/또는 그러한 표시자의 에러적인 수신이 누적되지 않도록 보장하기 위해서 기준 측정치가 주기적으로 전송될 수 있다.

또 다른 실시예에서, CSI는 전송기 시스템에 의해 전송되는 신호에 기초하여 수신기 시스템에서 추정되는 각각의 이용가능한 전송 채널에 대한 채널 이득을 포함한다.

다른 형태의 CSI가 또한 사용될 수 있으며, 이는 본 발명의 범위 내에 있다. 일반적으로, CSI는, (1) 최적 또는 거의 최적의 스루풋을 유도할 전송 채널의 세트를 선택하고 (2) 동일하거나 거의 동일한 수신 SNR을 유도하는 각각의 선택되어진 전송 채널에 대한 가중 인자를 결정하며 (3) 각각의 선택되어진 전송 채널에 대한 최적 또는 거의 최적의 코드율을 유추하기 위해서 사용될 수 있는 모든 형태의 충분한 정보를 포함한다.

CSI는 전송기 시스템으로부터 전송되고 수신기 시스템에서 수신되는 신호에 기초하여 유도될 수 있다. 일실시예에서, CSI는 전송된 신호에 포함된 파일럿 기준에 기초하여 유도된다. 대안적으로 또는 추가적으로, CSI는 전송된 신호에 포함된 데이터에 기초하여 유도될 수 있다. 비록 데이터는 선택되어진 전송 채널만을 통해 전송될 수 있지만, 파일럿 데이터는 수신기 시스템으로 하여금 채널 특징을 추정하도록 하기 위해서 선택되지 않은 전송 채널을 통해 전송될 수 있다.

또 다른 실시예에서, CSI는 수신기 시스템으로부터 전송기 시스템으로 전송되는 하나 이상의 신호를 포함한다. 일부 시스템에서는, 업링크와 다운링크 사이에 상관도가 존재할 수 있다(예컨대, 업링크와 다운링크가 시분할 다중화 방식에 있어 동일한 대역을 공유하는 시분할 다중화(TDD) 시스템). 그러한 시스템에서, 업링크의 품질은 다운링크의 품질에 기초하여 (필요한 정확도로) 추정될 수 있고, 또한 다운링크의 품질에 업링크의 품질에 기초하여 추정될 수 있으며, 이는 수신기 시스템으로부터 전송되는 신호(예컨대, 파일럿 신호)에 기초하여 추정될 수 있다. 다음으로, 파일럿 신호는 전송기 시스템이 수신기 시스템에서 관측된 CSI를 추정할 수 있게 하는 방법을 나타낼 것이다. 그러한 유형의 CSI에서는, 채널 특징에 대한 어떤 보고도 불필요하다.

신호 품질은 여러 기술에 기초하여 전송기 시스템에서 추정될 수 있다. 그러한 기술 중 일부는 다음의 특허들에 설명되어 있는데, 다음의 특허들은 본 출원의 양수인에게 양도되었으며 본 명세서에서 참조된다:

·1998년 8월 25일에 허여된 미국 특허 제 5,799,005호 "SYSTEM AND METHOD FOR DETERMINING RECEIVED PILOT POWER AND PATH LOSS IN A CDMA COMMUNICATION SYSTEM";

·1999년 5월 11일에 허여된 미국 특허 제 5,903,554호 "METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING LINK QUALITY IN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM";

·1993년 11월 23일에 허여된 미국 특허 제 5,056,109호 "METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM"

·2000년 8월 1일에 허여된 미국 특허 제 6,097,972호 "METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING POWER CONTROL SIGNALS IN CDMA MOBILE TELEPHONE SYSTEM".

파일럿 신호나 데이터 전송에 기초하여 단일 전송 채널을 추정하기 위한 방법은 해당분야에서 입수할 수 있는 많은 문헌에서 찾아볼 수 있다. 그러한 채널 추정 방법 중 하나는 199년 10월의 IEEE 통신 회보에서 F.링(Ling)에 의해 기재된 논문 "Optimal Reception, Performance Bound, and Cutoff-Rate Analysis of Reference-Assisted Coherent CDMA Communications with Applications"에 설명되어 있다.

CSI에 대한 여러 유형의 정보 및 CSI 보고 메커니즘이 또한 1997년 11월 3일에 출원된 미국 특허 출원 제 08/963,386호 "METHOD AND APPARATUS FOR HIGH RATE PACKET DATA TRANSMISSION"(본 출원의 양수인에게 양도되었음)와,"TIE/EIA/IS-856 cdma2000 High Rate Packet Data Air Interface Specification"에 설명되어 있으며, 상기 둘 모두는 본 명세서에서 참조문헌으로 참조된다.

CSI는 여러 CSI 전송 방식을 사용하여 전송기에 다시 보고될 수 있다. 예컨대, CSI는 전체로, 차분적으로, 또는 그것들의 결합으로 전송될 수 있다. 일실시예에서, CSI는 주기적으로 보고되고, 앞서 전송된 CSI에 기초하여 차이에 대한 갱신이 전송된다. 또 다른 실시예에서, CSI는 단지 변동이 있을 경우(예컨대, 변동이 특정 임계치를 초과할 경우)에만 전송되는데, 이는 피드백 채널의 유효 레이트(rate)를 낮춘다. 일예로서, SNR은 그것들이 변할 때만 (예컨대, 별도로) 전송된다. OFDM 시스템(MIMO 시스템을 사용하거나 사용하지 않는 시스템)에서, 주파수 도메인의 상관성은 피드백될 CSI의 크기에 있어 감소를 허용하도록 이용될 수 있 다. OFDM에 대한 일예로서, 만약 M개의 주파수 채널에 대한 특정 공간 서브채널에 상응하는 SNR이 동일하다면, SNR과, 그러한 상황이 적용되는 첫 번째 및 마지막 주파수 서브채널이 보고될 수 있다. CSI에 대한 피드백될 데이터의 크기를 감소시키기 위한 다른 압축 및 피드백 채널 에러 복구 기술이 또한 사용될 수 있으며, 이는 본 발명의 범위 내에 있다.

도 3을 다시 참조하면, RX 채널/데이터 프로세서(356)에 의해서 결정된 CSI(예컨대, 수신된 SNR)는 TX 데이터 프로세서(362)에 제공되고, 상기 TX 데이터 프로세서는 상기 CSI를 처리하며 상기 처리된 데이터를 하나 이상의 변조기(354)에 제공한다. 변조기(354)는 또한 상기 처리된 데이터를 조정하며, 역방향 채널을 통해 전송기 시스템(310)에 CSI를 다시 전송한다.

시스템(310)에서는, 전송된 피드백 신호가 안테나(324)에 의해 수신되고, 복조기(322)에 의해 복조되며, RX 데이터 프로세서(332)에 제공된다. RX 데이터 프로세서(332)는 TX 데이터 프로세서(362)에 의해 수행된 처리에 대한 상보적인 처리를 수행하고, 보고된 CSI를 복구하며, 다음으로 상기 복구된 CSI가 제어기(334)에 제공된다.

제어기(334)는 다수의 기능을 수행하기 위해서 보고된 CSI를 사용하는데, 상기 기능에는, (1) 데이터 전송을 위한 N_S개의 가장 좋은 이용가능한 전송 채널 세트를 선택하는 기능과, (2) 선택되어진 전송 채널을 통한 데이터 전송을 위해 사용될 코딩 및 변조 방식을 결정하는 기능과, (3) 선택되어진 전송 채널을 위해 사용될 가중치를 결정하는 기능이 있다. 제어기(334)는 높은 스루풋을 달성하도록 전송 채널들을 선택하거나 일부 다른 성능 기준이나 매트릭에 기초하여 전송 채널들을 선택하며, 상술된 바와 같이, 전송 채널들을 선택하기 위해 사용되는 임계치를 또한 결정할 수 있다.

데이터 전송에 이용가능한 전송 채널의 특징(예컨대, 채널 이득이나 수신된 SNR)이 상술된 바와 같은 여러 기술에 기초하여 결정되고 전송기 시스템에 제공될 수 있다. 다음으로, 전송기 시스템은 N_S개의 가장 좋은 전송 채널 세트를 선택하고 데이터를 적절하게 코딩 및 변조하며 또한 변조 심볼을 가중화하기 위해서 정보를 사용할 수 있다.

본 명세서에서 설명된 기술은 기지국으로부터 하나 이상의 터미널로의 다운링크를 통한 데이터 전송을 위해 사용될 수 있으며, 또한 하나 이상의 터미널 각각으로부터 기지국으로의 업링크를 통한 데이터 전송을 위해 사용될 수 있다. 다운링크에서는, 도 3, 4a, 및 4b의 전송기 시스템(310)은 기지국의 일부를 나타낼 수 있고, 도 3, 5, 및 6에서 수신기 시스템(350)은 터미널의 일부를 나타낼 수 있다. 그리고 업링크에서는, 도 3, 4a, 및 4b의 전송기 시스템(310)은 터미널의 일부를 나타낼 수 있고, 도 3, 5 및 6의 수신기 시스템(350)은 기지국의 일부를 나타낼 수 있다.

전송기 및 수신기 시스템의 소자들은 하나 이상의 DSP(digital signal processor), ASIC(application specific integrated circuit), 프로세서, 마이크로 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, FPGA(field programmable gate array), 프로그램가능 논리 장치, 다른 전자 유닛, 또는 그것들의 임의의 결합으로 구현될 수 있다. 본 명세서에서 설명된 기능 및 처리 중 일부는 프로세서에서 실행되는 소프트웨어로도 또한 구현될 수 있다. 본 발명의 일부 양상은 소프트웨어와 하드웨어의 결합으로도 또한 구현될 수 있다. 예컨대, 임계치(

)를 결정하고 전송 채널을 선택하기 위한 계산이 프로세서(도 3의 제어기(334))에서 실행되는 프로그램 코드에 기초하여 수행될 수 있다.

특정 부분의 위치를 찾고 또한 참조하도록 본 명세서에서 표제가 포함되어 있다. 그러한 표제는 그 가운데 설명된 개념의 범위로 제한되도록 의도되지 않고, 그러한 개념은 전체 명세서에 걸쳐 다른 부분에서 적용될 수 있다.

개시된 실시예의 앞선 설명은 당업자가 본 발명의 제작하거나 사용할 수 있도록 제공된다. 그러한 실시예에 대한 여러 변경이 당업자에게 쉽게 자명해질 것이고, 본 명세서에서 정의된 일반적인 원리는 본 발명의 사상이나 범위로부터 벗어나지 않으면서 다른 실시예에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 본 명세서에서 도시된 실시예로 제한되도록 의도되지 않고, 본 명세서에 개시되어 있는 원리 및 신규한 특징과 일치하는 광대한 범위가 제공될 것이다.

도 1은 본 발명의 여러 양상 및 실시예를 구현하도록 설계되고 동작할 수 있는 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템을 개략적으로 도시한다.

도 2a는 본 발명의 실시예에 따라, 선택적인 채널 인버전에 기초해서 각각의 선택된 전송 채널에 할당되어질 전송 전력의 크기를 결정하는 처리에 대한 흐름도를 도시한다.

도 2b는 본 발명의 실시예에 따라, 데이터 전송을 위한 전송 채널을 선택하는데 사용되는 임계치(

)를 결정하는 처리에 대한 흐름도를 도시한다.

도 3은 본 발명의 여러 양상 및 실시예를 구현할 수 있는 MIMO 통신 시스템을 개략적으로 도시한다.

도 4a, 4b, 및 4c는 본 발명의 특정 실시예에 따라 데이터를 처리할 수 있는 세 개의 MIMO 전송기에 대한 블록도를 도시한다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따라 데이터를 수신할 수 있는 MIMO 수신기 시스템의 블록도를 도시한다.

도 6a 및 6b는 도 5에 도시된 MIMO 수신기 시스템 내에 있는 채널 MIMO/데이터 프로세서의 실시예와 간섭 제거기의 블록도를 각각 도시한다.

도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 데이터를 수신할 수 있는 MIMO 수신기 시스템의 블록도를 도시한다.

Claims

다중 입력 다중 출력(MIMO) 통신 시스템에서 다중 공간 전송 채널들을 통한 전송 데이터를 처리하기 위한 방법으로서,

다수의 전송 안테나들 및 다수의 수신 안테나들 사이에서 데이터 전송에 이용가능한 복수의 공간 전송 채널들의 특징들을 결정하는 단계;

상기 결정된 특징들 및 임계치에 기초하여 상기 공간 전송 채널들 중 전부가 아닌 하나 이상의 공간 전송 채널들을 선택하는 단계;

코딩된 데이터를 제공하기 위해서, 모든 선택된 공간 전송 채널들을 위한 데이터를 하나의 특정 코딩 방식에 기초하여 코딩하는 단계;

변조 심볼들을 제공하기 위해서, 모든 선택된 공간 전송 채널들을 위한 상기 코딩된 데이터를 하나의 특정 변조 방식에 기초하여 변조하는 단계; 및

상기 선택된 전송 채널에 대한 전송 전력 레벨을 나타내고 또한 상기 선택된 전송 채널의 상기 결정된 특징들에 적어도 부분적으로 기초하여 유도되는 각각의 가중치에 기초해서, 각각의 선택된 공간 전송 채널에 대한 변조 심볼들을 가중화(weighting)하는 단계를 포함하며,

상기 선택된 전송 채널들을 위한 가중치들은, 상기 선택된 전송 채널들을 통해 수신되는 변조 심볼들에 대해 유사한 수신 품질을 획득하기 위해서, 이용가능한 총 전송 전력을 모든 선택된 전송 채널들 사이에 분배하도록 유도되는 데이터 처리 방법.
제 1항에 있어서, 상기 수신 품질은 신호-대-잡음-및-간섭비(signal-to-noise-plus-interference ratio)들에 의해 추정되는 데이터 처리 방법.
제 1항에 있어서, 상기 공간 전송 채널들에 대한 상기 결정된 특징들은 채널 이득들인 데이터 처리 방법.
제 1항에 있어서, 상기 전송 채널들에 대한 상기 결정된 특징들은 수신된 신호-대-잡음-및-간섭비들인 데이터 처리 방법.
제 4항에 있어서, 특정 신호-대-잡음-및-간섭비 임계치보다 크거나 그와 동일한 신호-대-잡음-및-간섭비를 갖는 전송 채널들이 선택되는 데이터 처리 방법.
제 1항에 있어서, 상기 전송 채널들에 대한 상기 결정된 특징들은 전력 제어 정보를 통해 표현되는 데이터 처리 방법.
제 6항에 있어서, 상기 전력 제어 정보는 전력 레벨의 변경에 대한 요청들을 표시하는 데이터 처리 방법.
제 1항에 있어서,

상기 다중 입력 다중 출력 통신 시스템은 직교 주파수 분할 변조를 이용하고, 상기 복수의 이용가능한 공간 전송 채널들은 복수의 주파수 서브채널들의 공간 서브채널들에 대응하는 데이터 처리 방법.
다중-채널 통신 시스템의 전송기 유닛으로서,

다수의 전송 안테나들 및 다수의 수신 안테나들 사이에서 데이터 전송에 이용가능한 복수의 공간 전송 채널들에 대한 특징들을 나타내는 채널 상태 정보를 수신하고, 상기 채널 특징들 및 임계치에 기초하여 상기 공간 전송 채널들 중 전부가 아닌 하나 이상의 공간 전송 채널들을 선택하도록 구성되는 제어기; 및

상기 제어기와 연결되고, 코딩된 데이터를 제공하기 위해 모든 선택된 공간 전송 채널들에 대한 데이터를 수신하여 이를 특정 코딩 방식에 기초하여 코딩하며, 변조 심볼들을 제공하기 위해 특정 변조 방식에 기초하여 모든 선택된 공간 전송 채널들에 대한 상기 코딩된 데이터를 변조하며, 각각의 가중치에 기초하여 각각의 선택된 공간 전송 채널에 대한 변조 심볼들을 가중화하도록 구성되는 전송 데이터 프로세서를 포함하며,

상기 각각의 가중치는 상기 대응하는 선택된 공간 전송 채널에 대한 전송 전력 레벨을 나타내며 상기 선택된 전송 채널의 특징들에 적어도 부분적으로 기초하여 유도되며,

상기 선택된 공간 전송 채널들을 위한 가중치들은, 상기 선택된 공간 전송 채널들을 통해 수신되는 변조 심볼들에 대해 유사한 수신 품질을 획득하기 위해서, 이용가능한 총 전송 전력을 모든 선택된 전송 채널들 사이에 분배하도록 유도되는, 전송기 유닛.
제 9항에 있어서, 상기 수신 품질은 신호-대-잡음-및-간섭비(signal-to-noise-plus-interference ratio)들에 의해 추정되는 전송기 유닛.
제 9항에 있어서, 상기 공간 전송 채널들에 대한 상기 특징들은 채널 이득들인 전송기 유닛.
제 9항에 있어서, 상기 공간 전송 채널들에 대한 상기 특징들은 수신된 신호-대-잡음-및-간섭비들인 전송기 유닛.
제 12항에 있어서, 상기 제어기는 특정 신호-대-잡음-및-간섭비 임계치보다 크거나 그와 동일한 신호-대-잡음-및-간섭비를 갖는 공간 전송 채널들을 선택하도록 구성되는 전송기 유닛.
제 9항에 있어서, 상기 공간 전송 채널들에 대한 상기 특징들은 전력 제어 정보를 통해 표현되는 전송기 유닛.
제 14항에 있어서, 상기 전력 제어 정보는 전력 레벨의 변경에 대한 요청들 을 표시하는 전송기 유닛.
제 9항에 있어서,

상기 다중 입력 다중 출력 통신 시스템은 직교 주파수 분할 변조를 이용하고, 상기 복수의 이용가능한 공간 전송 채널들은 복수의 주파수 서브채널들의 공간 서브채널들에 대응하는 전송기 유닛.