KR100832965B1

KR100832965B1 - 전류 공급회로, 다상 구동회로, 전류 공급회로 설계방법

Info

Publication number: KR100832965B1
Application number: KR1020067011719A
Authority: KR
Inventors: 도시유키 마에다; 마사노부 도모에
Original assignee: 다이킨 고교 가부시키가이샤
Priority date: 2003-12-16
Filing date: 2004-12-15
Publication date: 2008-06-05
Also published as: AU2004300366A1; AU2004300366B2; US20070139978A1; KR20060100468A; CN1894846A; US8743568B2; CN100495891C; EP1701435A4; WO2005060082A1; EP1701435A1

Abstract

스위칭 소자를 갖는 인버터를 포함하는 전류 공급회로에서의 손실을 저감한다. 프리휠 다이오드를 포함하는 IGBT 소자의 동 손실는 턴온 손실과 스위칭 주파수와의 곱에 비례하고, 정 손실은 IGBT 소자에 흐르는 전류와, 그 컬렉터·이미터 간의 포화 전압과의 곱에 비례한다. IGBT 소자의 내압을 2배로 해도 컬렉터·이미터 간의 포화 전압은 2배에 이르지 않다. 따라서, 부하에 주는 전압 및 전류를 각각 2배, 1/2배로 하여 부하에 주는 전력을 동일하게 하고, 또한 동 손실을 동일하게 하면서도 정 손실을 작게 할 수 있다.

Description

전류 공급회로, 다상 구동회로, 전류 공급회로 설계방법{CURRENT SUPPLY CIRCUIT, MULTI-PHASE DRIVE CIRCUIT, CURRENT SUPPLY CIRCUIT DESIGN METHOD}

본 발명은 다상 전류를 공급하는 기술에 관한 것이다.

도 12는 종래의 전류공급 기술을 예시하는 회로도이다. 단상 200V 전원의 교류전원(1)으로부터 실효치 200V의 교류전압이 인가된 다이오드 브리지(21)는 전파 정류를 행하여, 평활회로(31)를 통해 인버터(41)에 직류전압(Vdc)을 준다. 인버터(41)는, 각 상마다 내압 600V의 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 소자의 2개의 직렬 접속을 갖고, 해당 직렬 접속의 접속점으로부터 각 상마다의 교류전류를 3상 모터(M1)로 출력한다.

인버터(41)에서의 손실을 억제하기 위해, 각 IGBT 소자의 턴온 손실 및 컬렉터·이미터 간의 포화 전압을 저감하는 것이 요망되고 있다. 이들의 특성치는 각각 IGBT 소자의 동(動) 손실 및 정(靜) 손실에 영향을 주기 때문이다.

한편, IGBT 소자의 미세 구조의 개선이 세대의 상위로서 분류되어 있다. 도 13은 제3세대, 제4세대, 제5세대의 IGBT 소자 중, 내압이 600V인 것의 턴온 손실 및 컬렉터·이미터 간의 포화 전압(Vce(sat))의 관계를 각각 그래프 L3, L4, L5로 나타낸다. 단, 턴온 손실은 펄스수 및 전류로 규격화하여 나타내고 있다. 세대가 진행됨에 따라, 양 특성치 간의 트레이드 오프는 존재하지만, 양 특성치는 감소하고 있는 것을 알 수 있다.

또, 이렇게 세대가 상위한 IGBT 소자의 특성은, 예를 들면 비 특허문헌 1 내지 3에 나타나 있고, 턴온 손실 및 컬렉터·이미터 간의 포화 전압에 기초한 IGBT 소자의 손실에 대해서는 비 특허문헌 4가 있다. 또한, 공조기나 냉각장치에 이용되는 모터의 제어 기술에 대해 특허문헌 1이 있다. 또한 인버터부와 컨버터부를 모듈화하는 기술에 대해 특허문헌 2가 있다.

비 특허문헌 1: 森敏「최신 IPM화 기술과 그 적용예」, 파워 일렉트로닉스 연구회 제 13회 전문 강습회 텍스트, 제 38페이지(1998)

비 특허문헌 2: 岩室憲幸, 宮板忠志, 積康和「U 시리즈 IGBT 모듈의 기술혁신」, 후지 정보 vo1.75, No10, p555(2002)

비 특허문헌 3: Junji Yamada, et a1., "Low Turn-off Switching Energy 1200V IGBT Module"[online], IEEE, [2003년 10월 8일 검색], 인터넷< URL:http://www.ineltron.de/english/Low_turn_off_5th_genlGBT.pdf>

비 특허문헌 4: 「미츠비시 파워 모듈 MOS 활용의 길잡이」 제 46페이지, [online], 미츠비시 전기, [2003년 10월 8일 검색], 인터넷<URL:http://www.semicon.melco.co.jp/semicon/html/pdf/ka0350a3.pdf>

특허문헌 1: 일본국 특허 공개공보 소60-249895호

특허문헌 2: 일본국 특허 공개공보 2003-143871호

그러나, 새로운 세대의 IGBT 소자의 등장을 기다릴 필요도 없이, 각 IGBT 소자에서의 손실을 저감하는 것의 요구가 있는 것은 물론이다.

본 발명은 이러한 요구를 감안하여, IGBT 소자를 갖는 인버터를 포함하는 전류 공급회로에서의 손실을 저감하는 기술을 제공하는 것을 목적으로 하고 있다.

본 발명에 관한 전류 공급회로는, 교류 200V계 전원(1)에 접속되는 배전압 정류회로(22)와, 각 상마다 내압 1200V의 스위칭 소자의 2개의 직렬 접속을 갖고, 해당 직렬 접속의 접속점으로부터 각 상마다의 교류전류를 출력하는 다상 인버터 회로(42)를 구비한다.

예를 들면, 상기 스위칭 소자는 IGBT 소자이다.

바람직하게는, 상기 배전압 정류회로와 상기 다상 인버터 회로는 모듈화된다.

본 발명에 관한 다상 구동회로는, 본 발명에 관한 전류 공급회로와, 상기 다상 인버터 회로로부터 전류가 공급되는 다상 400V용 모터(M2)를 구비한다.

본 발명에 관한 전류 공급회로 설계방법은, 소정의 실효치 전압의 교류전압을 입력하여, 다상의 교류전류를 소정의 정격전력의 다상 부하(M2)에 출력하는 전류 공급회로(22, 32, 42)를 설계하는 방법이다. 상기 전류 공급회로는, 각 상마다 스위칭 소자의 2개의 직렬 접속을 갖고, 해당 직렬 접속의 접속점으로부터 각 상마다의 상기 교류전류를 출력하는 다상 인버터 회로(42)를 구비한다.

그리고 해당 방법의 제1 양상에서는, (a)상기 다상 부하의 상기 정격전력을 상기 실효치 전압의 2배의 전압치로 나누어 얻어지는 전류치를 상기 다상 인버터 회로의 정격 전류치로서 설정하는 단계(S21)와, (b)상기 교류전압을 전파 정류하여 얻어지는 직류전압이 상기 다상 인버터 회로에 입력하는 경우에 상기 스위칭 소자에 요구되는 제1 내압의 2배의 제2 내압을 갖는 상기 스위칭 소자를 상기 정격 전류치에 기초하여 선정하는 단계(S25)를 구비한다.

예를 들면, 상기 소정의 실효치 전압의 교류전압은 단상이고, 상기 전류 공급회로는, 상기 소정의 실효치 전압의 교류전압을 배전압 정류하여 상기 다상 인버터 회로(42)에 출력하는 배전압 정류회로(22)를 더 구비한다.

또한, 예를 들면 스위칭 소자는 IGBT 소자이다.

본 발명에 관한 전류 공급회로 설계방법의 제2 양상은, 제1 양상에 관한 전류 공급회로 설계방법으로서, 상기 단계 (b)에 있어서, 상기 인버터의 스위칭 주파수(fsw)가 높을수록 상기 정격 전류치에서의 턴온 손실(Esw(on))이 낮은 범위에서 상기 스위칭 소자가 선정된다.

본 발명에 관한 전류 공급회로 설계방법의 제3 양상은, 제2 양상에 관한 전류 공급회로 설계방법으로서, 상기 단계 (b)가 (b-1)상기 스위칭 소자에 대해 요구되는 동 손실(Psw)과 상기 인버터의 스위칭 주파수(fsw)에 기초하여 턴온 손실(Esw(on)=Esw/2)을 설정하는 단계와, (b-2)상기 제2 내압을 갖고, 상기 정격 전류치에서 상기 단계 (b-1)에서 설정된 상기 턴온 손실과 거의 동일한 턴온 손실을 주는 상기 스위칭 소자를 선정하는 단계를 갖는다.

예를 들면, 상기 스위칭 소자는 IGBT 소자로서, 상기 단계 (b)에 있어서, 상기 제1 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 정격 전류치에서의 턴온 손실(EL)에 대한 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 정격 전류치에서의 턴온 손실의 증가분(△Esw)을 제수로 하고, 상기 제1 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 포화 전압(VL)으로부터 해당 포화 전압에 대한 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 포화 전압의 증가분(△Vce)을 뺀 값(VL-△Vce)과, 상기 인버터의 출력전류를 정현파로 환산한 최대치(Icp)와, (π/16)와의 곱을 피제수로 하여, 상기 피제수를 상기 제수로 나누어 얻어지는 결과보다 상기 인버터의 스위칭 주파수(fsw)가 낮은 영역에서, 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자가 선정된다.

혹은, 상기 전류 공급회로가 상기 소정의 실효치 전압의 교류전압을 배전압 정류하여 상기 다상 인버터 회로(42)에 출력하는 배전압 정류회로(22)를 더 구비하는 경우에, 상기 스위칭 소자는 IGBT 소자로서, 상기 단계 (b)에 있어서, 상기 제1 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 정격 전류치에서의 턴온 손실(EL)에 대한 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 정격 전류치에서의 턴온 손실의 증가분(△Esw)의 (2/π)배를 제수로 하고, 상기 제1 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 포화 전압(VL)으로부터 해당 포화 전압에 대한 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 포화 전압의 증가분(△Vce)을 뺀 값(VL-△Vce)과, 상기 인버터의 출력전류를 정현파로 환산한 최대치(Icp)와, (1/8)와의 삼자의 곱에 대해, 상기 배전압 정류회로(22)가 갖는 다이오드 하나분의 손실(Pd)을 더한 값(Pd+(VL-△Vce)·Icp/8)을 피제수로 하여, 상기 피제수를 상기 제수로 나누어 얻어지는 결과보다 상기 인버터의 스위칭 주파수(fsw)가 낮은 영역에서, 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자가 선정된다.

본 발명에 관한 전류 공급회로 설계방법의 제4 양상은, 제2 양상에 관한 전류 공급회로 설계방법으로서, 상기 인버터의 스위칭 주파수(fsw)가 7kHz 이하로 설정된다.

바람직하게는, 제1 내지 제4 양상에 관한 전류 공급회로 설계방법에 있어서, 상기 소정의 실효치 전압은 200V이고, 상기 제1 내압은 600V이다.

교류 200V 전원에 기초하여 인버터에 의해 다상의 교류전류를 얻는 경우, 본 발명에 관한 전류 공급회로와 같이 1200V의 IGBT 소자를 채용함으로써, 손실을 작게 할 수 있다. 따라서, 이러한 전류 공급회로를 구비하는 다상 구동회로에서도 손실을 작게 할 수 있다.

배전압 정류회로와 다상 인버터 회로를 모듈화함으로써, 양자간의 배선은 그 주위로부터 높은 내압으로 절연된다.

본 발명에 관한 전류 공급회로의 설계방법의 제1 양상에 의하면, IGBT 소자의 내압을 2배로 함으로써, 다상 부하에 인가되는 전압을 2배로 할 수 있다. 또 정격 전류치를 반으로 함으로써 다상 부하의 정격전력을 일탈시키는 일은 없다. 또, IGBT 소자는 그 내압이 2배가 되어도, 컬렉터·이미터 간의 포화 전압은 2배에는 이르지 않기 때문에, IGBT 소자가 제1 내압을 갖고 있는 경우와 비교하여 제2 내압을 갖고 있는 경우는, 동 손실(2Esw(on)·fsw/π)이 동일해도 정 손실(Icp Vce(sat)/4)을 저감하도록 IGBT을 선정할 수 있다.

본 발명에 관한 전류 공급회로의 설계방법의 제2 양상에 의하면, IGBT 소자의 동 손실(2Esw(on)·fsw/π)을 저감할 수 있다.

IGBT 소자는 그 내압이 2배가 되어도, 컬렉터·이미터 간의 포화 전압은 2배에는 이르지 않다. 따라서, 본 발명에 관한 전류 공급회로 설계방법의 제3 양상에 의하면, IGBT 소자가 제1 내압을 갖고 있는 경우와 비교하여, 제2 내압을 갖고 있는 경우는, 동 손실(2Esw(on)·fsw/π)이 거의 동일해도 정 손실(Icp Vce(sat)/4)을 저감할 수 있다.

현상의 IGBT 소자에서, 제1 내압을 갖는 IGBT 소자가 단계 (a)에서 설정된 정격 전류치의 2배에서의 턴온 손실보다, 제2 내압을 갖는 IGBT 소자가 단계 (a)에서 설정된 정격 전류치에서의 턴온 손실은 0.4mJ/펄스 이상 커서는 안 된다. 따라서, 본 발명에 관한 전류 공급회로 설계방법의 제4 양상에 의하면, 제1 내압을 갖는 IGBT를 채용하는 경우와 비교하여, 제2 내압을 갖는 IGBT를 채용하는 경우는, 동 손실의 증대분보다 정 손실의 저감분 쪽이 크고, IGBT 소자의 손실 전체로서 저감된다.

본 발명의 목적, 특징, 국면 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 따라, 보다 명백해진다.

도 1은 내압이 600V, 1200V인 IGBT 소자의 턴온 손실(Esw(on))과, 컬렉터·이미터 간의 포화 전압(Vce(sat))의 관계를 나타내는 그래프이다.

도 2는 고내압 소자를 채용한 쪽이 바람직한 영역을 나타낸 그래프이다.

도 3은 고내압 소자를 채용한 쪽이 바람직한 영역을 나타낸 그래프이다.

도 4는 고내압 소자를 채용한 쪽이 바람직한 영역을 나타낸 그래프이다.

도 5는 고내압 소자를 채용한 쪽이 바람직한 영역을 나타낸 그래프이다.

도 6은 본 발명에 관한 전류 공급회로의 설계방법을 예시하는 플로차트이다.

도 7은 본 발명에 관한 인버터를 이용한 전류공급 기술을 예시하는 회로도이다.

도 8은 3상 배전압 회로의 구성을 예시하는 회로도이다.

도 9는 모듈의 구조를 나타내는 단면도이다.

도 10은 본 발명에 관한 전류 공급회로의 설계방법을 예시하는 플로차트이다.

도 11은 고내압 소자를 채용한 쪽이 바람직한 영역을 나타낸 그래프이다.

도 12는 종래의 전류공급 기술을 예시하는 회로도이다.

도 13은 내압이 600V인 IGBT 소자의 턴온 손실(Esw(on)) 및 컬렉터·이미터 간의 포화 전압(Vce(sat))의 관계를 나타내는 그래프이다.

A: 본 발명의 기본적인 사고

실시형태의 상세한 설명에 들어가기 전에, 본 발명의 기본적인 사고를 설명한다. 물론, 이 사고도 본 발명의 일부이다.

(A1) IGBT 소자의 손실

상술의 비 특허문헌 4에 의하면, IGBT 소자 본체의 총 손실(PQ)은 정 손실(PSS)과 동 손실(PSW)의 합으로 식 (1)의 관계가 있다. 단, 정 손실(PSS)과 동 손실(PSW)은 식 (2), (3)으로 나타난다.

여기서, IGBT 소자의 1 펄스당 턴온 스위칭 손실(Esw(on)), 1 펄스당 턴오프 스위칭 손실(Esw(off)), IGBT 소자의 스위칭 주파수(즉, 해당 IGBT 소자가 채용되는 인버터의 캐리어 주파수)(fsw), 출력전류의 정현파로 환산한 최대치(Icp), IGBT 소자의 컬렉터·이미터 간의 포화 전압(Vce(sat)), 듀티(D), 출력 정현파의 역률(cosθ)을 도입했다.

또, IGBT 소자에 통상 부가되는 프리휠 다이오드의 정 손실(PD)도 고려하면, IGBT 소자 전체의 손실(PA)은 식 (4)로 나타난다. 단, 프리휠 다이오드의 정 손실(PD)은 식 (5)로 나타나고, 전류의 최대치(Icp)가 흐른 경우의 순전압 강하(Vec)를 도입하였다.

턴온 스위칭 손실(Esw(on))과 턴오프 스위칭 손실(Esw(off))은 동일한 정도이고, 또한 IGBT 소자의 컬렉터·이미터 간의 포화 전압(Vce(sat))과 프리휠 다이오드의 순전압 강하(Vec)는 동일한 정도인 것을 경험적으로 알고 있기 때문에, 식 (4)는 식 (6)과 같이 나타낼 수 있다.

그래서, 본 명세서에서는 바꿔서, 식 (6)의 우변 제1항 및 제2항을 각각 IGBT 소자의 동 손실, 정 손실로 칭하기로 한다.

(A2) 부하의 정격전력과 IGBT 소자의 내압

그런데, 인버터가 전류를 공급해야 할 부하의 일 양은, 그 정격전력에 비례한다. 환언하면, 정격전력이 동일한 두 개의 부하로부터는 동일한 정도의 일 양을 얻을 수 있다. 예를 들면, 정격전압 200V 모터나, 정격전압 400V 모터나, 전격 전력이 2kW라는 점에서 동일하면, 정격의 범위 내인 한, 토크와 회전수의 곱을 동일한 정도로 할 수 있다. 즉, 요구되는 일 양에 대해서는, 해당 일 양을 실현하기 위 한 부하의 정격전압에 대해서는 선택에 자유도가 있게 된다.

여기서, 식 (6)의 우변 제1항으로 나타나는 IGBT의 동 손실에 대해서는, 부하의 정격전압에 의존하지 않는다. 한편, 동 제2항으로 나타나는 IGBT의 정 손실에 대해서는, 부하의 정격전압에 의존한다. 보다 구체적으로는, 부하에 대해 동일한 일 양이 요구되는 것이면, 전류치(Icp)는 부하의 정격전압에 반비례하고, 따라서 정 손실도 부하의 정격전압에 반비례한다.

단, 이렇게 부하의 정격전력이 동일하더라도 정격전압이 다르면, 해당 부하에 전류를 공급하는 전류 공급회로의 출력단, 예를 들면 다상 인버터 회로의 내압은 다르다. 상술의 예로 말하면, 정격전압 200V(정격전력 2kW)의 모터를 이용하는 경우에는, 인버터에 채용되는 IGBT 소자는, 그 내압이 600V의 것이 채용된다. 따라서, 정격전압 400V(정격전력 2kW)의 모터를 이용하는 경우에는, 인버터에 채용되는 IGBT 소자는, 그 내압이 1200V의 것이 채용되게 된다.

(A3) 정 손실의 개선

상술과 같이, IGBT 소자의 정 손실은 부하의 정격전압에 반비례하기 때문에, 부하의 정격전압을 k배로 한 경우에 채용되는 IGBT 소자(이하, 「고내압 소자」라고도 칭한다)의 컬렉터·이미터 간의 포화 전압(Vce(sat))이 k배 미만이면, IGBT 소자의 정 손실는 개선되게 된다. 그리고, 고내압 소자의 동 손실이, 부하의 정격전압이 통상의 경우에 채용되는 IGBT 소자(이하, 「저내압 소자」라고도 칭한다)의 그것과 동일하든지 작은 경우에는, IGBT 소자의 전체의 손실(PA)도 개선되게 된다.

물론, 고내압 소자의 동 손실이 저내압 소자의 그것보다 커도, 그 증가분이 정 손실의 감소분으로 보상되면, 전체의 손실(PA)도 개선된다. 이 정 손실과 동 손실의 토탈로서의 손실 저감에 대해서는 후술하고, 본 절에서는 고내압 소자의 동 손실이 저내압 소자의 그것과 동일하게 설정되는 경우에 대해 주로 설명한다.

도 1은 내압이 600V, 1200V인 여러 IGBT 소자의 턴온 손실(Esw(on))과, 컬렉터·이미터 간의 포화 전압(Vce(sat))의 관계를 나타내는 그래프이다. 저내압 소자의 그래프 L3, L4, L5는 각각 도 13에 나타난 그래프와 대응하고 있다. 단, 여기서는 전류치(Icp)의 영향을 포함시키기 위해, 실효치 20A(즉, Icp= 28.2(A))의 전류를 흘린 경우의 펄스 하나당 턴온 손실(Esw(on))을 나타내고 있다.

그래프 H3, H5는 각각 제3세대, 제5세대에 속하는 고내압 소자의 그래프이고, 내압이 1200V의 것이다. 이 그래프에서는 부하에 흐르는 전류가 저내압 소자의 반으로 하여, 실효치 10A(즉, Icp=14.1(A))의 전류를 흘린 경우의 턴온 손실(Esw(on))을 나타내고 있다. 즉, 어느 그래프나 부하의 정격전력이 약 6.9kW인 경우의 펄스 하나당 턴온 손실(Esw(on))을 나타내고 있다.

제3세대에서 고내압 소자와 저내압 소자를 비교하면, 예를 들면 턴온 손실(Esw(on))을 1.12(mJ/pulse)로 설정한 경우에는, 저내압 소자는 포화 전압(Vce(sat))이 2.3(V)의 것을 입수할 수 있다. 한편, 고내압 소자는 포화 전압 (Vce(sat))이 2.9(V)의 것을 입수할 수 있어, 이 특성치는 저내압 소자의 것의 2(=1200/600)배에는 달하고 있지 않다. 따라서, 동 손실을 동일하게 하면서도 정 손실을 개선하는 것과 같은 고내압 소자를 입수하여, 손실이 작은 인버터를 구성할 수 있다.

제5세대에서 고내압 소자와 저내압 소자를 비교하면, 예를 들면 턴온 손실(Esw(on))을 0.56(mJ/pulse)으로 설정한 경우에는, 저내압 소자는 포화 전압(Vce(sat))이 1.35(V)의 것을 입수할 수 있다. 한편, 고내압 소자는 포화 전압(Vce(sat))이 2.4(V)의 것을 입수할 수 있어, 이 특성치는 저내압 소자의 것의 2배에는 달하고 있지 않다. 따라서, 동 손실을 동일하게 하면서도 정 손실을 개선하는 것과 같은 고내압 소자를 입수하여, 손실이 작은 인버터를 구성할 수 있다.

이와 같이 동일한 세대에서 비교한 경우에는, IGBT 소자의 내압을 크게 함으로써, 출력하는 전압을 크게 하는 것이 가능해진다. 따라서, 부하의 정격전력이 일정하면, 원하는 일 양을 얻기 위해 출력해야 할 전류를 작게 할 수 있고, IGBT 소자의, 나아가서는 해당 IGBT 소자를 채용한 인버터의 손실을 저감할 수 있다. 따라서, 현상에서 입수 가능한 세대의 IGBT 소자에서 인버터의 손실을 저감하는 것이 가능한 것은 물론, 과거의 세대에 속하여 염가가 된 IGBT 소자를 이용해도 인버터의 손실을 개선하는 것이 가능해진다.

구체적으로는, 식 (6)을 감안하여 생각하면, 이하와 같이 하여 k=2의 경우의 고내압 소자를 선정할 수 있다. 인버터에서 IGBT 소자에 대해 요구되는 동 손실(Psw)과 π/2와의 곱을 인버터의 스위칭 주파수(fsw)로 나눈 값을 턴온 손실(Esw(on))로서 설정한다. 또한, 부하의 정격전력을 전원의 전압 실효치의 2배의 전압치로 나누어, 고내압 소자를 채용한 인버터의 출력전류의 실효치의 최대치(인버터의 정격전류: 상술의 예에서는 10A)를 구한다. 그리고, 인버터의 정격전류에서 해당 턴온 손실과 거의 동일한 턴온 손실을 주는 고내압 소자를 선정하면 된다.

(A4) 동 손실의 개선에 의한 정 손실 증가의 보상

식 (6)의 우변 제1항으로부터 이해되는 바와 같이, IGBT 소자의 동 손실은 스위칭 주파수(fsw)에 비례한다. 따라서, 만일 고내압 소자로서 그 포화 전압(Vce(sat))이, 저내압 소자는 포화 전압(Vce(sat))의 2배 이상의 것을 선정하지 않을 수 없었다 해도, IGBT 소자 전체의 손실(PA)은 저감할 수 있다. 스위칭 주파수(fsw)가 충분히 작으면, 정 손실의 다소의 증가를 보상하기 때문이다.

구체적으로, 어느 정도의 스위칭 주파수(fsw)이면 IGBT 소자 전체의 손실(PA)을 저감할 수 있는지에 대해서는, 선택된 고내압 소자가, 저내압 소자에 대해 턴온 손실(Esw(on)) 및 포화 전압(Vce(sat))이 어느 정도 상승하는지에 의존하게 된다. 이를 나타내기 위해, 이하에서는 어느 세대의 IGBT 소자(저내압 소자)에 대한 IGBT 소자(고내압 소자)의 턴온 손실의 증가분(△Esw) 및 포화 전압의 증가분(△Vce)이 IGBT 소자 전체의 손실(PA)을 저감할 수 있는 스위칭 주파수(fsw)에 어떻게 영향을 줄지에 대해 말한다.

식 (6)으로부터, 부하에 같은 전력을 공급하는 경우의 저내압 소자, 고내압 소자의 손실(PL, PH)은, 각각 식 (7), (8)로 나타난다. 단, 간단하게 하기 위해, 고내압 소자를 이용한 인버터는, 저내압 소자를 이용한 인버터와 비교하여, k=2배의 전압을 부하에 인가하고, 또한 1/k=1/2의 전류를 공급하는 것으로 한다. 단, 저내압 소자의 턴온 손실(Esw(on)) 및 포화 전압(Vce(sat))을 각각 EL, VL로 하였다.

따라서, PH<PL이 되는 조건은 식 (9)로 나타난다.

고내압 소자에 대한 양 특성치의 트레이드 오프는 식 (10)으로 근사된다. 예를 들면, 제3세대의 고내압 소자에 대해서는 식 (10)의 정수 A, B는 각각 거의 13.8, -2.39이고, 제5세대의 고내압 소자에 대해서는 식 (10)의 정수 A, B는 각각 거의 5.62, -2.49이다.

도 2∼도 5는 식 (9), (10)에 기초하여, 고내압 소자를 채용한 쪽이 바람직한 영역을 나타낸 그래프이다. 도 2 및 도 3은, 어느 것이나 제3세대에 대해 나타내고 있다. 또한 도 4 및 도 5는, 어느 것이나 제5세대에 대해 나타내고 있다. 단, 도 2에서는 턴온 손실(EL) 및 포화 전압(VL)이 각각 1.30(mJ/pulse) 및 2.20(V)인 내압 600V의 IGBT 소자 Q1을 선정하고, 도 3에서는 턴온 손실(EL) 및 포화 전압(VL)이 각각 1.04(mJ/pulse) 및 2.34(V)인 내압 600V의 IGBT 소자 Q2를 선정한 경우를 예시하고 있다. 또한, 도 4에서는, 턴온 손실(EL) 및 포화 전압(VL)이 각각 1.00(mJ/pulse) 및 1.1(V)인 내압 600V의 IGBT 소자 Q3을 선정하고, 도 5에서는 턴온 손실(EL) 및 포화 전압(VL)이 각각 0.54(mJ/pulse) 및 1.40(V)인 내압 600V의 IGBT 소자 Q4를 선정한 경우를 예시하고 있다.

어느 경우나 인버터의 스위칭 주파수(fsw)가 높을수록 턴온 손실의 증가분(△Esw)이 작은 범위에서 고내압 소자가 선정되는 것이 바람직하다. 더 말하면, 스위칭 주파수(fsw)가 높을수록 정격전류에서의 턴온 손실(Esw(on))이 낮은 범위에서 고내압 소자가 선정되는 것이 바람직하다. 가능하면, 턴온 손실의 증가분(△Esw)이 부(負)이면(즉, 저내압 소자의 턴온 손실(EL)보다 고내압 소자의 턴온 손실(Esw(on))이 작으면), 보다 바람직하다.

단, 스위칭 주파수(fsw)가 7kHz 이하이면, 실질적으로는 고내압 소자의 턴온 손실에 의하지 않고, 저내압 소자를 이용한 경우보다 손실을 작게 하는 것이 가능하다. 이유는 이하와 같다.

도 1에 나타나는 바와 같이, 제3세대의 1200V의 IGBT 소자(Z1)의 턴온 손실(Esw(on))은 2.10mJ/펄스이고, 이와 동 세대의 600V의 IGBT 소자 Q1과의 턴온 손실과의 차가 거의 0.8mJ/펄스이다. 또한, IGBT 소자(Z1) 및 이와 동 세대의 600V의 IGBT 소자 Q2와의 턴온 손실과의 차가 거의 1.06mJ/펄스이다. 그리고, IGBT 소자 Q1에 대해 나타낸 도 2에는 턴온 손실의 증가분(△Esw)이 O.8mJ/펄스 이하이고, 또한 스위칭 주파수(fsw)가 7kHz이면, 내압 1200V의 IGBT 소자쪽이 손실이 작은 것이 나타나 있다. 또한 IGBT 소자 Q2에 대해 나타낸 도 3에는, 턴온 손실의 증가분(△Esw)이 1.10mJ/펄스 이하이고, 또한 스위칭 주파수(fsw)가 7kHz이면, 내압 1200V의 IGBT 소자쪽이 손실이 작은 것이 나타나 있다.

제5세대에 대해도 동일하게, 1200V의 IGBT 소자 Z2의 턴온 손실(Esw(on))은 1.10mJ/펄스이고, 이와 동 세대의 600V의 IGBT 소자 Q3과의 턴온 손실과의 차가 거의 0.1mJ/펄스이다. 또한, IGBT 소자 Z2 및 이와 동 세대의 600V의 IGBT 소자 Q4와의 턴온 손실과의 차가 거의 0.56(mJ/pulse)이다. 그리고, IGBT 소자 Q3에 대해 나타낸 도 4에는 턴온 손실의 증가분(△Esw)이 0.2mJ/펄스 이하이고, 또한 스위칭 주파수(fsw)가 7kHz이면, 내압 1200V의 IGBT 소자쪽이 손실이 작은 것이 나타나 있다. 또한 IGBT 소자 Q4에 대해 나타낸 도 5에는, 턴온 손실의 증가분(△Esw)이 0.80mJ/펄스 이하이고, 또한 스위칭 주파수(fsw)가 7kHz이면, 내압 1200V의 IGBT 소자쪽이 손실이 작은 것이 나타나 있다.

일반적으로 냉매를 압축하기 위해 이용되는 모터는, 회전수나 토크의 변경에 대해 신속한 응답이 요구되지는 않고, 또한 해당 모터를 포함하는 냉매 압축기는 덮여 이용되는 일이 많기 때문에, 소음의 문제도 현저하지는 않다. 따라서, 인버터를 염가로 실현할 수 있는 낮은 스위칭 주파수(fsw)가 채용된다. 예를 들면, 소음 대책이 필요한 용도로 이용되는 모터에서는, 그 스위칭 주파수는 10kHz 정도 이상으로 선정된다. 한편, 에어컨 실외기는 옥외에 설치되면서 방음 대책되고, 냉장고 에서는 압축기가 코일로 지지되기 때문에, 3kHz 정도로 설정된다. 따라서, 상기와 같이, 고내압 소자를 채용하는 것은, 냉매 압축기에 채용되는 모터에 전류를 공급하는 인버터에서 특히 유효하다.

B: 본 발명의 실시형태의 설명

이하, 본 발명의 실시형태를 공조기의 압축기의 모터에 전류를 공급하는 인버터를 예로 취하여 설명한다.

(B-1) 인버터의 손실 저감

도 6은 본 발명에 관한 전류 공급회로의 설계방법을 예시하는 플로차트이다. 전류 공급회로의 설계에 앞서, 미리 압축기에 요구되는 능력에 기초하여 모터의 정격전력(G)이 설정되어 있다. 또한, 해당 모터나, 이에 전류를 공급하는 인버터를 포함하는 공조기를 구동하기 위해 채용되는 교류전원의 실효치 전압(F)도 이미 알려져 있다.

우선, 단계 S21에서, 모터의 정격전력(G) 및 교류전원의 실효치 전압(F)에 기초하여, 인버터로부터 공급되는 전류의 실효치의 최대치(인버터의 정격전류)(Im)를 구한다. 구체적으로는 식 (11)에 의해 결정된다.

여기서, 정수 k는 IGBT 소자에서 선택 가능한 다른 내압의 비이고, (A3)에서 이용된 k와 일치시키는 것이 바람직하다. 예를 들면, 600V, 1200V의 IGBT 소자가 선택 가능하면, k=2이다.

처리는 단계 S22로 진행되어, 인버터에 의한 모터의 제어에서의 추종성 등에 기초하여 스위칭 주파수(fsw)가 설정된다. 이 단계는 후술하는 바와 같이, 실행될 때마다 스위칭 주파수(fsw)를 내린다.

처리는 단계 S23로 진행되어, 스위칭 주파수(fsw)가 소정의 최저치(fswo) 이상인지의 여부가 판단된다. 최저치(fswo)는 상기 추종성이 바람직한 범위에 들어가도록 선정된다.

우선, 단계 S23에서 긍정적 판단이 이루어진 경우에 대해 설명한다. 이 경우에는 처리가 단계 S24로 진행되어, 저내압 소자의 손실(PL)보다 고내압 소자의 손실(PH) 쪽이 작은지의 여부가 판단된다. 단계 S24에서는 상세한 내용은 생략되어 있지만, 여러 저내압 소자와 여러 고내압 소자와의 조합으로 각각의 손실(PL, PH)의 대소가 판단된다.

단계 S24에서 긍정적인 판단이 이루어지면, 단계 S25로 처리가 진행되어, 인버터를 고내압 소자로 설계한다.

단계 S24에서 부정적인 판단이 이루어지면, 단계 S22로 처리가 되돌아간다. 상기 「A: 본 발명의 기본적인 사고」에서의 설명으로부터 이해되는 바와 같이, 스위칭 주파수(fsw)가 낮은 쪽이, 고내압 소자를 이용한 설계의 가능성이 높다(예를 들면 도 2, 도 3를 참조). 따라서, 단계 S22는 실행될 때마다, 설정하는 스위칭 주파수(fsw)를 내린다. 그 후, 다시 단계 S23에 의한 판단이 실행된다.

단계 S23에서 부정적 판단이 이루어진 경우에는, 단계 S26으로 처리가 진행되어, 인버터를 저내압 소자로 설계한다.

이상과 같이 하여, 모터의 정격전력(G) 및 교류전원의 실효치 전압(F)에 기초하여, 인버터에 채용하는 IGBT 소자를 적절히 선택하고, 그로써 인버터의 손실을 저감할 수 있다.

고내압 소자를 이용하여 인버터를 설계하는 경우에 채용해야 할 고내압 소자가 흘릴 수 있는 전류는, 저내압 소자를 이용하여 인버터를 설계하는 경우에 채용해야 할 고내압 소자가 흘릴 수 있는 전류보다 작아진다. 상술의 예로 말하면, 고내압 소자가 흘릴 수 있는 전류는 저내압 소자가 흘릴 수 있는 전류의 반이 된다. 따라서, IGBT 소자의 칩 면적은 좁아도 되어, 저비용화로 이어지는 이점도 있다.

물론, 고내압 소자로 인버터를 설계하는 경우(단계 S25)의 모터의 정격전압은, 저내압 소자로 인버터를 설계하는 경우(단계 S26)의 모터의 정격전압의 k배이고, 상술의 예(고내압 소자의 내압이 1200V, 저내압 소자의 내압이 600V의 경우)에는 2배가 된다.

도 7은, 상기와 같이 설계된 인버터를 이용한 전류공급 기술을 예시하는 회로도이다. 단상 200V 전원의 교류전원(1)으로부터 실효치 200V의 교류전압이 인가된 다이오드 브리지(배전압용 컨덴서를 포함한다)(22)는 배전압 정류를 행하여, 평활회로(32)를 통해 인버터(42)로 직류전압(Vdc)을 준다. 인버터(42), 각 상마다 내압 1200V의 IGBT 소자의 2개의 직렬 접속을 갖고, 해당 직렬 접속의 접속점으로부터 각 상마다의 교류전류를 3상 모터(M2)로 출력한다.

도 7에서는 다이오드 브리지(22)가 배전압 정류를 행하기 위해 컨덴서를 갖고 있기 때문에, 이보다 교류전원(1) 측에 리액터(5)를 배치하여 초크 인풋(Choke Input)형의 정류를 실현하고 있다. 따라서, 평활회로 32는 평활회로 31과는 달리, 리액터를 포함하고 있지 않다.

실험에 의하면, 어느 정격전력의 모터가, 그 정격 근방에서 3790W의 기계적 출력이 얻어진 경우, 인버터 41보다 인버터 42 쪽이 28.5W의 손실 저감이 보였다. 또한, 어느 정격전력의 모터가, 그 정격 근방에서 2770W의 기계적 출력이 얻어진 경우, 인버터 41보다 인버터 42 쪽이 18.5W의 손실 저감이 보였다.

본 발명은 단상 교류전원을 채용하는 경우에 적용되는 이외에도, 3상 교류전원을 채용하는 경우에도 적용 가능하다. 도 8은 3상 배전압 회로의 구성을 예시하는 회로도이다. 도 7에 예시한 회로와 비교하여, 단상 교류전원(1)을 3상 교류전원(13)으로 치환하고, 다이오드 브리지 22를 다이오드 브리지 23로 치환한 구성으로 되어 있다. 다이오드 브리지 23도 배전압 정류를 행하는 것이며, 이를 위해 컨덴서를 3개 갖고 있다. 이러한 경우에도, 평활회로(32)를 통해 인버터(42)에 대해 배전압 정류된 직류전압이 주어진다. 따라서, 본 발명을 적용하여 고내압 소자를 채용한 인버터(42)를 구성함으로써, 기술(旣述)의 효과를 얻을 수 있다.

또, 다이오드 브리지 22가 배전압 정류를 행함으로써, 전파 정류를 행하는 다이오드 브리지 21보다 손실을 저감할 수 있다. 이는 다이오드 브리지 21에서는 교류전원(1)으로부터 흐르는 전류가 항상 두개의 다이오드를 흐르는데 대해, 다이오드 브리지 22에서는 배전압 정류를 행하기 위한 컨덴서를 갖고 있고, 그리하여 교류전원(1)으로부터 흐르는 전류의 경로에서 다이오드는 하나밖에 존재하지 않기 때문이다. 따라서, 다이오드에서 생기는 손실에 대해 보면, 다이오드 브리지 22에 서는 다이오드 브리지 21의 반밖에 손실이 발생하지 않게 된다.

상술의 실험예에 따라 말하면, 어느 정격전력의 모터가 그 정격 근방에서 3790W의 기계적 출력이 얻어진 경우, 다이오드 브리지 21보다 다이오드 브리지 22 쪽이 25.7W의 손실 저감이 보였다. 또한, 어느 정격전력의 모터가 그 정격 근방에서 2770W의 기계적 출력이 얻어진 경우, 다이오드 브리지 21보다 다이오드 브리지 22 쪽이 19.7W의 손실 저감이 보였다.

이 다이오드 브리지에서의 손실에 대해 더 상세히 설명한다. 다이오드 하나당에서의 전력 손실(Pd)은, 그 순전압 강하(Vf)와, 다이오드 브리지로부터 인버터로 출력되는 직류전류(Idc)와의 곱으로 어림할 수 있다. 식 (11)을 고려하면, 전력 손실(Pd)은 식 (12)로 계산된다.

전파 정류를 행하는 다이오드 브리지 21에서는, 상술과 같이, 교류전원(1)으로부터 흐르는 전류가 항상 두 개의 다이오드를 흐르기 때문에, 그 전력 손실은 2Pd로서 계산된다. 한편, 배전압 정류를 행하는 다이오드 브리지 22에서는, 상술과 같이, 교류전원(1)으로부터 흐르는 전류의 경로에서 다이오드는 하나밖에 존재하지 않는다. 따라서, 전력 손실은 Pd로서 계산된다.

따라서, 다이오드 브리지에서의 손실을 고려하여 IGBT 소자로서 저내압 소자 를 채용할지, 고내압 소자를 채용할지의 선택은, 식 (7), (8)의 손실(PL, PH)을 이용하여 설명하면, PL+2Pd와 PH+Pd의 어느 것이 큰지에 기초하게 된다. 환언하면, 식 (13)이 성립하면 고내압 소자를, 성립하지 않으면 저내압 소자를 각각 선택하면, 다이오드 브리지와 인버터 각각의 손실의 합을 작게 설계할 수 있다.

도 10은 상기의 판단을 명확히 한 플로차트로, 도 6에 대응하고 있다. 도 10의 플로차트는 도 6의 플로차트의 단계 S24를 단계 S24D로 치환한 구성을 갖고 있고, 단계 S24D에서는 식 (13)에 기초한 판단이 행해지고 있다.

도 11은 다이오드 브리지와 인버터의 손실의 합을 감안하여, 고내압 소자를 채용한 쪽이 바람직한 영역을 나타낸 그래프이다. 여기서는, 도 3에 대해 설명한, 턴온 손실(EL) 및 포화 전압(VL)이 각각 1.04(mJ/pulse) 및 2.34(V)인 내압 600V의 IGBT 소자를 선정한 경우를 예시하고 있다. 또한, 순전압 강하(Vf)는 1.5V로서 계산하였다.

곡선(102)보다 원점측에 가까운 영역에서, 고내압 소자를 채용한 쪽이 저내압 소자를 채용하는 것보다 다이오드 브리지와 인버터의 손실을 작게 할 수 있다.

또, 비교를 위해, 도 3에 나타난 그래프를 곡선(101)으로 재게하였다. 곡선 101은 곡선 102보다 원점 측에 가깝다. 즉, 다이오드 브리지에서의 손실을 고려하면, 고내압 소자를 채용한 쪽이 저내압 소자를 채용하는 것보다 손실을 작게 할 수 있는 영역은 넓어지는 것을 알 수 있다.

또, 다이오드 브리지의 손실을 고려하면, 식 (9)는 식 (14)와 같이 수정된다.

여기까지의 설명에서는, 인버터의 스위칭 소자로서 IGBT 소자를 예로 취하여 설명했지만, 다른 스위칭 소자를 채용해도 동일하게 본 발명을 적용할 수 있다.

또한, 교류전원(1)으로부터 얻어지는 전압은 반드시 실효치가 200V의 경우에는 한정되지 않는다. 예를 들면, 실효치가 200V∼240V의 전원(본건에서, 200V계 전원이라 칭한다)에 대해 본 발명을 적용할 수 있다.

(B-2) 다이오드 브리지와 인버터와의 모듈화

상술과 같이, 인버터에 고내압 소자를 이용하는 경우, 흘릴 수 있는 전류치는 작아도 된다는 이점이 있다. 그러나, 저내압 소자를 이용한 인버터보다 고내압 소자를 이용한 인버터 쪽이 입력전압은 높아진다. 따라서, 다이오드 브리지와 인버터 사이의 배선은 그 주위로부터 높은 내압으로 절연되는 것이 요구된다.

이러한 관점에서, 다이오드 브리지와 인버터는 모듈로서 일체화되는 것이 바람직하다. 도 9는 특허문헌 2에서 나타난 모듈의 구조를 나타내는 단면도이다. 전동기 제어 모듈(50) 내의 전기부품은, 상하로 거의 평행하게 배치된 프린트 기판(62) 및 알루미늄 기판(61)에 장착되어 있다. 프린트 기판(62) 및 알루미늄 기판(61)의 배선은, 수지 몰드된 전로판(63)에 의해 접속된다. 전동기 제어 모듈(50) 중 다이오드나 파워 트랜지스터 등의 파워 부품(71)(수십 와트 이상의 전력을 취급하는 것)은, 모두 알루미늄 기판(61)에 베어칩 실장되어 있다. 한편, 마이크로 프로세서, ROM, 각종 인터페이스 등을 포함하는 원칩 마이크로 컴퓨터로 구성되는 모듈 내 CPU는, 다른 전기부품에 의한 발열이나 노이즈로부터 차단해야 하는 것이기 때문에, 발열량이 큰 것이 장착되지 않는 프린트 기판(62)에 장착되어 있다. 또한, 발열이 없는(또는 적은) 제어부품도 프린트 기판(62)에 장착되어 있다. 몰드재(81)는, 파워 부품(71)이나 본딩 와이어(73), 그 밖의 알루미늄 기판(61) 상의 부품을 덮는다. 또, 프린트 기판(62) 상의 부품에 대해서도 몰드재(81)로 덮고 있다. 다이오드 브리지와 인버터가 모듈화되는 것은, 고내압 소자에서 특히 효과적인 것은 상술과 같다.

본 발명은 상세히 설명되었지만, 상기한 설명은 모든 국면에서 예시로, 본 발명이 그에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가, 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 상정될 수 있는 것으로 이해된다.

Claims

교류전압을 입력하여, 다상의 교류전류를 소정의 정격전력의 다상 부하(M2)에 출력하는 전류공급회로로서,

각 상마다 스위칭 소자의 2개의 직렬 접속을 갖고, 당해 직렬 접속의 접속점으로부터 각 상마다의 교류전류를 출력하는 다상 인버터 회로(42)를 구비하고,

상기 스위칭 소자는,

(a) 상기 스위칭 소자의 동 손실(Psw)과 상기 다상 인버터 회로의 스위칭 주파수(fsw)에 기초하는 턴온 손실(Esw(on)=Esw/2)과 거의 동일한 턴온 손실을, 상기 다상 부하의 상기 정격전력을 상기 교류 전압의 실효치 전압의 2배의 전압치로 나누어 얻어지는 전류치에서 주고,

(b) 상기 교류전압을 전파 정류하여 얻어지는 직류전압이 상기 다상 인버터 회로에 입력되는 경우에 상기 스위칭 소자에 요구되는 제1 내압의 2배의 제2 내압을 갖는, 전류 공급회로.
청구항 1에 있어서,

상기 교류전압은 단상이고,

상기 교류전압을 배전압 정류하여 상기 다상 인버터 회로(42)에 출력하는 배전압 정류회로(22)를 더 구비하는, 전류 공급회로.
청구항 2에 있어서,

상기 교류 전압은 200V계 전원이고, 상기 제2 내압은 1200V인, 전류 공급회로.
청구항 2 또는 청구항 3에 있어서,

상기 배전압 정류회로와 상기 다상 인버터 회로는 모듈화되는, 전류 공급회로.
청구항 3에 기재된 전류 공급회로와,

상기 다상 인버터 회로로부터 전류가 공급되는 다상 400V용 모터(M2)를 구비하는 다상 구동회로.
소정의 실효치 전압의 교류전압을 입력하여, 다상의 교류전류를 소정의 정격전력의 다상 부하(M2)에 출력하는 전류 공급회로를 설계하는 방법으로서,

상기 전류 공급회로는, 각 상마다 스위칭 소자의 2개의 직렬 접속을 갖고, 해당 직렬 접속의 접속점으로부터 각 상마다 상기 교류전류를 출력하는 다상 인버터 회로(42)를 구비하고,

(a) 상기 다상 부하의 상기 정격전력을 상기 실효치 전압의 2배의 전압치로 나누어 얻어지는 전류치를 상기 다상 인버터 회로의 정격 전류치로서 설정하는 단계(S21)와,

(b) 상기 교류전압을 전파 정류하여 얻어지는 직류전압이 상기 다상 인버터 회로에 입력되는 경우에 상기 스위칭 소자에 요구되는 제1 내압의 2배의 제2 내압을 갖는 상기 스위칭 소자를, 상기 정격 전류치에 기초하여 선정하는 단계(S25)를 구비하고,

상기 단계 (b)에 있어서, 상기 다상 인버터 회로의 스위칭 주파수(fsw)가 높을수록, 상기 정격 전류치에서의 턴온 손실((Esw(on))이 낮은 범위에서 상기 스위칭 소자가 선정되는, 전류 공급회로 설계방법.
청구항 6에 있어서,

상기 소정의 실효치 전압의 교류전압은 단상이고,

상기 전류 공급회로는, 상기 소정의 실효치 전압의 교류전압을 배전압 정류하여 상기 다상 인버터 회로(42)에 출력하는 배전압 정류회로(22)를 더 구비하는 전류 공급회로 설계방법.
청구항 6에 있어서,

상기 단계 (b)는,

(b-1)상기 스위칭 소자에 대해 요구되는 동 손실(Psw)과 상기 다상 인버터 회로의 스위칭 주파수(fsw)에 기초하여 턴온 손실(Esw(on)=Esw/2)을 설정하는 단계와,

(b-2)상기 제2 내압을 갖고, 상기 정격 전류치에서 상기 단계 (b-1)에서 설정된 상기 턴온 손실과 거의 동일한 턴온 손실을 주는 상기 스위칭 소자를 선정하는 단계를 갖는 전류 공급회로 설계방법.
소정의 실효치 전압의 교류전압을 입력하여, 다상의 교류전류를 소정의 정격전력의 다상 부하(M2)에 출력하는 전류 공급회로를 설계하는 방법으로서,

상기 전류 공급회로는, 각 상마다 스위칭 소자의 2개의 직렬 접속을 갖고, 해당 직렬 접속의 접속점으로부터 각 상마다 상기 교류전류를 출력하는 다상 인버터 회로(42)를 구비하고,

(a) 상기 다상 부하의 상기 정격전력을 상기 실효치 전압의 2배의 전압치로 나누어 얻어지는 전류치를 상기 다상 인버터 회로의 정격 전류치로서 설정하는 단계(S21)와,

(b) 상기 교류전압을 전파 정류하여 얻어지는 직류전압이 상기 다상 인버터 회로에 입력되는 경우에 상기 스위칭 소자에 요구되는 제1 내압의 2배의 제2 내압을 갖는 상기 스위칭 소자를, 상기 정격 전류치에 기초하여 선정하는 단계(S25)를 구비하고,

상기 스위칭 소자는 IGBT 소자로서,

상기 단계 (b)에서,

상기 제1 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 정격 전류치에서의 턴온 손실(EL)에 대한 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 정격 전류치에서의 턴온 손실의 증가분(△Esw)을 제수(除數)로 하고,

상기 제1 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 포화 전압(VL)으로부터 해당 포화 전압에 대한 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 포화 전압의 증가분(△Vce)을 뺀 값(VL-△Vce)과, 상기 다상 인버터 회로의 출력전류를 정현파로 환산한 최대치(Icp)와, (π/16)와의 곱을 피제수로 하고,

상기 피제수를 상기 제수로 나누어 얻어지는 결과보다 상기 다상 인버터 회로의 스위칭 주파수(fsw)가 낮은 영역에서, 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자가 선정되는, 전류 공급회로 설계방법.
소정의 실효치 전압의 교류전압을 입력하여, 다상의 교류전류를 소정의 정격전력의 다상 부하(M2)에 출력하는 전류 공급회로를 설계하는 방법으로서,

상기 전류 공급회로는, 각 상마다 스위칭 소자의 2개의 직렬 접속을 갖고, 해당 직렬 접속의 접속점으로부터 각 상마다 상기 교류전류를 출력하는 다상 인버터 회로(42)를 구비하고,

(a) 상기 다상 부하의 상기 정격전력을 상기 실효치 전압의 2배의 전압치로 나누어 얻어지는 전류치를 상기 다상 인버터 회로의 정격 전류치로서 설정하는 단계(S21)와,

(b) 상기 교류전압을 전파 정류하여 얻어지는 직류전압이 상기 다상 인버터 회로에 입력되는 경우에 상기 스위칭 소자에 요구되는 제1 내압의 2배의 제2 내압을 갖는 상기 스위칭 소자를, 상기 정격 전류치에 기초하여 선정하는 단계(S25)를 구비하고,

상기 소정의 실효치 전압의 교류전압은 단상이고,

상기 전류 공급회로는, 상기 소정의 실효치 전압의 교류전압을 배전압 정류하여 상기 다상 인버터 회로(42)에 출력하는 배전압 정류회로(22)를 더 구비하고,

상기 스위칭 소자는 IGBT 소자로서,

상기 단계 (b)에서,

상기 제1 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 정격 전류치에서의 턴온 손실(EL)에 대한, 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 정격 전류치에서의 턴온 손실의 증가분(△Esw)의 (2/π)배를 제수로 하고,

상기 제1 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 포화 전압(VL)으로부터 해당 포화 전압에 대한 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자의 포화 전압의 증가분(△Vce)을 뺀 값(VL-△Vce)과, 상기 다상 인버터 회로의 출력전류를 정현파로 환산한 최대치(Icp)와, (1/8)와의 3개의 곱에 대해, 상기 배전압 정류회로(22)가 갖는 다이오드 하나분의 손실(Pd)을 더한 값(Pd+(VL-△Vce)·Icp/8)을 피제수로 하고,

상기 피제수를 상기 제수로 나누어 얻어지는 결과보다도, 상기 다상 인버터 회로의 스위칭 주파수(fsw)가 낮은 영역에서, 상기 제2 내압을 갖는 상기 IGBT 소자가 선정되는, 전류 공급회로 설계방법.
청구항 9에 있어서,

상기 다상 인버터 회로의 스위칭 주파수(fsw)가 7kHz 이하로 설정되는, 전류 공급회로 설계방법.
청구항 6 내지 청구항 8 중 어느 한 항에 있어서,

상기 스위칭 소자는 IGBT 소자인, 전류 공급회로 설계방법.
청구항 6에 있어서,

상기 소정의 실효치 전압은 200V이고, 상기 제1 내압은 600V인, 전류 공급회로 설계방법.
청구항 9에 있어서,

상기 소정의 실효치 전압은 200V이고, 상기 제1 내압은 600V인, 전류 공급회로 설계방법.
청구항 10에 있어서,

상기 소정의 실효치 전압은 200V이고, 상기 제1 내압은 600V인, 전류 공급회로 설계방법.