JP3687678B2 - 電流供給回路設計方法及び電流供給回路並びに多相駆動回路 - Google Patents

Description

この発明は多相電流を供給する技術に関する。

図１２は従来の電流供給技術を例示する回路図である。単相２００Ｖ電源の交流電源１から実効値２００Ｖの交流電圧が印加されたダイオードブリッジ２１は全波整流を行って、平滑回路３１を介してインバータ４１に直流電圧Ｖdcを与える。インバータ４１は、各相毎に耐圧６００ＶのＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子の２つの直列接続を有し、当該直列接続の接続点から各相毎の交流電流を三相モータＭ１へと出力する。

インバータ４１での損失を抑えるため、各ＩＧＢＴ素子のターンオン損失及びコレクタ・エミッタ間の飽和電圧を低減することが望まれている。これらの特性値はそれぞれＩＧＢＴ素子の動損失及び静損失に影響を与えるからである。

一方、ＩＧＢＴ素子の微細構造の改善が世代の相違として分類されている。図１３は第三世代、第四世代、第五世代のＩＧＢＴ素子のうち、耐圧が６００Ｖであるもののターンオン損失及びコレクタ・エミッタ間の飽和電圧Ｖce(sat)の関係を、それぞれグラフＬ３，Ｌ４，Ｌ５を以て示す。但しターンオン損失はパルス数及び電流で規格化して示している。世代が進むに連れ、両特性値間のトレードオフは存在するものの、両特性値は減少していることが解る。

なお、このように世代が相違したＩＧＢＴ素子の特性は例えば非特許文献１乃至３に示されており、ターンオン損失及びコレクタ・エミッタ間の飽和電圧に基づいたＩＧＢＴ素子のターンオン損失については非特許文献４がある。また、空調機や冷却装置に用いられるモータの制御技術について特許文献１がある。またインバータ部とコンバータ部とをモジュール化する技術について特許文献２がある。

森敏「最新のＩＰＭ化技術とその適用例」、パワーエレクトロニクス研究会第１３回専門講習会テキスト、第３８頁（１９９８） 岩室憲幸、宮坂忠志、積康和「ＵシリーズＩＧＢＴモジュールの技術革新」、富士時報vol.75,No10,p555（２００２） Junji Yamada, et al., "Low Turn-off Switching Energy 1200V IGBT Module"［online］、IEEE、［平成１５年１０月８日検索］、インターネット<URL:http://www.ineltron.de/english/Low＿turn＿off＿5th＿genIGBT.pdf> 「三菱パワーモジュールＭＯＳ活用の手引き」第４６頁、［online］、三菱電機、［平成１５年１０月８日検索］、インターネット<URL:http://www.semicon.melco.co.jp/semicon/html/pdf/ka0350a3.pdf> 特開昭６０−２４９８９５号公報 特開２００３−１４３８７１号公報

しかし、新たな世代のＩＧＢＴ素子の登場を待つまでもなく、各ＩＧＢＴ素子における損失を低減することの要求があることはもちろんである。

本発明はかかる要求に鑑み、ＩＧＢＴ素子を有するインバータを含む電流供給回路での損失を低減する技術を提供することを目的としている。

この発明にかかる電流供給回路は、交流電圧を入力して、多相の交流電流を所定の定格電力の多相負荷（Ｍ２）に出力する電流供給回路であって、各相毎にスイッチング素子の二つの直列接続を有し、当該直列接続の接続点から各相毎の前記交流電流を出力する多相インバータ回路（４２）を備える。前記スイッチング素子は、(a)前記スイッチング素子の動損失（Ｐsw）と前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）とに基づくターンオン損失（Ｅsw(on)＝Ｅsw／２）とほぼ等しいターンオン損失を、前記多相負荷の前記定格電力を前記交流電圧の実効値電圧の２倍の電圧値で除して得られる電流値において与え、(b)前記交流電圧を全波整流して得られる直流電圧が前記多相インバータ回路に入力する場合に前記スイッチング素子に要求される第１の耐圧の２倍の第２の耐圧を有する。

例えば前記交流電圧は単相であり、前記電流供給回路は、前記交流電圧を倍電圧整流して前記多相インバータ回路（４２）に出力する倍電圧整流回路（２２）を更に備える。

望ましくは、前記交流電圧は２００Ｖ系電源であり、前記第２の耐圧は１２００Ｖである。望ましくは、前記倍電圧整流回路と前記多相インバータ回路とはモジュール化される。

この発明にかかる多相駆動回路は、この発明にかかる電流供給回路と、前記多相インバータ回路から電流が供給される多相４００Ｖ用モータ（Ｍ２）とを備える。

この発明にかかる電流供給回路設計方法は、所定の実効値電圧の交流電圧を入力して、多相の交流電流を所定の定格電力の多相負荷（Ｍ２）に出力する電流供給回路（２２，３２，４２）を設計する方法である。前記電流供給回路は、各相毎にスイッチング素子の２つの直列接続を有し、当該直列接続の接続点から各相毎の前記交流電流を出力する多相インバータ回路（４２）を備える。

そして当該方法の第１の態様では、（ａ）前記多相負荷の前記定格電力を前記実効値電圧の２倍の電圧値で除して得られる電流値を前記多相インバータ回路の定格電流値として設定するステップ（Ｓ２１）と、（ｂ）前記交流電圧を全波整流して得られる直流電圧が前記多相インバータ回路に入力する場合に前記スイッチング素子に要求される第１の耐圧の２倍の第２の耐圧を有する前記スイッチング素子を、前記定格電流値に基づいて選定するステップ（Ｓ２５）とを備える。
前記ステップ（ｂ）において、前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）が高いほど、前記定格電流値におけるターンオン損失（Ｅsw(on)）が低い範囲において前記スイッチング素子が選定される。例えばスイッチング素子はＩＧＢＴ素子である。

例えば前記所定の実効値電圧の交流電圧は単相であり、前記電流供給回路は、前記所定の実効値電圧の交流電圧を倍電圧整流して前記多相インバータ回路（４２）に出力する倍電圧整流回路（２２）を更に備える。

この発明にかかる電流供給回路設計方法の第２の態様は、第１の態様にかかる電流供給回路設計方法であって、前記ステップ（ｂ）が（ｂ−１）前記スイッチング素子について要求される動損失（Ｐsw）と前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）とに基づいてターンオン損失（Ｅsw(on)＝Ｅsw／２）を設定するステップと、（ｂ−２）前記第２の耐圧を有し、前記定格電流値において前記ステップ（ｂ−１）で設定された前記ターンオン損失とほぼ等しいターンオン損失を与える前記スイッチング素子を選定するステップとを有する。例えばスイッチング素子はＩＧＢＴ素子である。

この発明にかかる電流供給回路設計方法の第３の態様は、（ａ）前記多相負荷の前記定格電力を前記実効値電圧の２倍の電圧値で除して得られる電流値を前記多相インバータ回路の定格電流値として設定するステップ（Ｓ２１）と、（ｂ）前記交流電圧を全波整流して得られる直流電圧が前記多相インバータ回路に入力する場合に前記スイッチング素子に要求される第１の耐圧の２倍の第２の耐圧を有する前記スイッチング素子を、前記定格電流値に基づいて選定するステップ（Ｓ２５）とを備える。そして前記スイッチング素子はＩＧＢＴ素子であって、前記ステップ（ｂ）において、前記第１の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の定格電流値におけるターンオン損失（ＥL）に対する、前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の定格電流値におけるターンオン損失の増分（ΔＥsw）を除数とし、前記第１の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の飽和電圧（ＶL）から当該飽和電圧に対する前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の飽和電圧の増分（ΔＶce）を引いた値（ＶL−ΔＶce）と、前記多相インバータ回路の出力電流を正弦波に換算した最大値（Ｉcp）と、（π／１６）との積を被除数とし、前記被除数を前記除数で除して得られる結果よりも、前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）が低い領域において、前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子が選定される。

この発明にかかる電流供給回路設計方法の第４の態様は、（ａ）前記多相負荷の前記定格電力を前記実効値電圧の２倍の電圧値で除して得られる電流値を前記多相インバータ回路の定格電流値として設定するステップ（Ｓ２１）と、（ｂ）前記交流電圧を全波整流して得られる直流電圧が前記多相インバータ回路に入力する場合に前記スイッチング素子に要求される第１の耐圧の２倍の第２の耐圧を有する前記スイッチング素子を、前記定格電流値に基づいて選定するステップ（Ｓ２５）とを備える。そして前記所定の実効値電圧の交流電圧は単相であり、前記電流供給回路は、前記所定の実効値電圧の交流電圧を倍電圧整流して前記多相インバータ回路（４２）に出力する倍電圧整流回路（２２）を更に備える。前記スイッチング素子はＩＧＢＴ素子であって、前記ステップ（ｂ）において、前記第１の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の定格電流値におけるターンオン損失（ＥL）に対する、前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の定格電流値におけるターンオン損失の増分（ΔＥsw）の（２／π）倍を除数とし、前記第１の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の飽和電圧（ＶL）から当該飽和電圧に対する前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の飽和電圧の増分（ΔＶce）を引いた値（ＶL−ΔＶce）と、前記多相インバータ回路の出力電流を正弦波に換算した最大値（Ｉcp）と、（１／８）との三者の積に対して、前記倍電圧整流回路（２２）が有するダイオード一つ分の損失（Ｐd）を加えた値（Ｐd＋（ＶL−ΔＶce）・Ｉcp／８）を被除数とし、前記被除数を前記除数で除して得られる結果よりも、前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）が低い領域において、前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子が選定される。

この発明にかかる電流供給回路設計方法の第５の態様は、第３の態様にかかる電流供給回路設計方法であって、前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）が７ｋＨｚ以下に設定される。

望ましくは、第１乃至第４の態様にかかる電流供給回路設計方法において、前記所定の実効値電圧は２００Ｖであり、前記第１の耐圧は６００Ｖである。

この発明にかかる電流供給回路によれば、ＩＧＢＴ素子の耐圧を２倍にすることにより多相負荷に印加される電圧を２倍にすることができる。しかも定格電流値を半分とすることにより多相負荷の定格電力を逸脱させることはない。更に、ＩＧＢＴ素子の動損失（２Ｅsw(on)・ｆsw／π）を低減することができる。よってかかる電流供給回路を備える多相駆動回路においても損失を小さくすることができる。

倍電圧整流回路と多相インバータ回路とをモジュール化することにより、両者の間の配線はその周囲から高い耐圧を以て絶縁される。

この発明にかかる電流供給回路の設計方法の第１の態様によれば、ＩＧＢＴ素子の耐圧を２倍にすることにより多相負荷に印加される電圧を２倍にすることができる。しかも定格電流値を半分とすることにより多相負荷の定格電力を逸脱させることはない。更に、ＩＧＢＴ素子の動損失（２Ｅsw(on)・ｆsw／π）を低減することができる。

ＩＧＢＴ素子はその耐圧が２倍となっても、コレクタ・エミッタ間の飽和電圧は２倍には達しない。よってこの発明にかかる電流供給回路設計方法の第２乃至第４の態様によれば、ＩＧＢＴ素子が第１の耐圧を有している場合と比較して、第２の耐圧を有している場合は、動損失（２Ｅsw(on)・ｆsw／π）がほぼ同じであっても静損失（ＩcpＶce(sat)／４）を低減できる。

現状のＩＧＢＴ素子において、第１の耐圧を有するＩＧＢＴ素子がステップ（ａ）で設定された定格電流値の２倍におけるターンオン損失よりも、第２の耐圧を有するＩＧＢＴ素子がステップ（ａ）で設定された定格電流値におけるターンオン損失は０．４ｍＪ／パルス以上大きくはならない。よってこの発明にかかる電流供給回路設計方法の第５の態様によれば、第１の耐圧を有するＩＧＢＴを採用する場合と比較して、第２の耐圧を有するＩＧＢＴを採用する場合は、動損失の増大分よりも静損失の低減分の方が大きく、ＩＧＢＴ素子の損失全体として低減される。

Ａ：本発明の基本的な考え方．
実施の形態の詳細な説明に入る前に、本発明の基本的な考え方を説明する。もちろん、当該考え方も、本発明の一部である。

（Ａ１）ＩＧＢＴ素子の損失．
上述の非特許文献４によれば、ＩＧＢＴ素子の本体の総損失ＰQは静損失ＰSSと動損失ＰSWとの和であって式（１）の関係がある。但し、静損失ＰSSと動損失ＰSWとは、式（２），（３）で示される。

ここでＩＧＢＴ素子の１パルス当たりのターンオンスイッチング損失Ｅsw(on)、１パルス当たりのターンオフスイッチング損失Ｅsw(off)、ＩＧＢＴ素子のスイッチング周波数（即ち当該ＩＧＢＴ素子が採用されるインバータのキャリア周波数）ｆsw、出力電流の正弦波に換算した最大値Ｉcp、ＩＧＢＴ素子のコレクタ・エミッタ間の飽和電圧Ｖce(sat)、デューティＤ、出力正弦波の力率cosθを導入した。

更に、ＩＧＢＴ素子に通常付加されるフリーホイールダイオードの静損失ＰDも考慮すると、ＩＧＢＴ素子全体の損失ＰAは式（４）で示される。但しフリーホイールダイオードの静損失ＰDは式（５）で示され、電流の最大値Ｉcpが流れた場合の順電圧降下ＶECを導入した。

ターンオンスイッチング損失Ｅsw(on)とターンオフスイッチング損失Ｅsw(off)とは同程度であり、またＩＧＢＴ素子のコレクタ・エミッタ間の飽和電圧Ｖce(sat)とフリーホイールダイオードの順電圧降下ＶECとは同程度であることが、経験的に解っているので、式（４）は式（６）のように表すことができる。

そこで、本明細書では、改めて、式（６）の右辺第１項及び第２項をそれぞれＩＧＢＴ素子の動損失、静損失と称することにする。

（Ａ２）負荷の定格電力とＩＧＢＴ素子の耐圧．
ところで、インバータが電流を供給すべき負荷の仕事量は、その定格電力に比例する。換言すれば、定格電力が等しい二つの負荷からは、同程度の仕事量を得ることができる。例えば定格電圧２００Ｖモータも、定格電圧４００Ｖのモータも、定格電力が２ｋＷという点で等しければ、定格の範囲内である限り、トルクと回転数との積を同程度にすることができる。つまり、要求される仕事量に対しては、当該仕事量を実現するための負荷の定格電圧については選択に自由度があることになる。

ここで、式（６）の右辺第１項で表されるＩＧＢＴの動損失については、負荷の定格電圧に依存しない。一方、同第２項で表されるＩＧＢＴの静損失については、負荷の定格電圧に依存する。より具体的には、負荷に対して同じ仕事量が要求されるのであれば、電流値ＩＣＰは負荷の定格電圧に反比例し、よって静損失も負荷の定格電圧に反比例する。

但し、このように負荷の定格電力が同じでも定格電圧が異なれば、当該負荷に電流を供給する電流供給回路の出力段、例えば多相インバータ回路の耐圧は異なる。上述の例で言えば、定格電圧２００Ｖ（定格電力２ｋＷ）のモータを用いる場合には、インバータに採用されるＩＧＢＴ素子は、その耐圧が６００Ｖのものが採用される。よって定格電圧４００Ｖ（定格電力２ｋＷ）のモータを用いる場合には、インバータに採用されるＩＧＢＴ素子は、その耐圧が１２００Ｖのものが採用されることになる。

（Ａ３）静損失の改善．
上述のように、ＩＧＢＴ素子の静損失は負荷の定格電圧に反比例するので、負荷の定格電圧をｋ倍にした場合に採用されるＩＧＢＴ素子（以下「高耐圧素子」とも称す）のコレクタ・エミッタ間の飽和電圧Ｖce(sat)がｋ倍未満であれば、ＩＧＢＴ素子の静損失は改善されることになる。そして高耐圧素子の動損失が、負荷の定格電圧が通常の場合に採用されるＩＧＢＴ素子（以下「低耐圧素子」とも称す）のそれと等しいか小さい場合には、ＩＧＢＴ素子の全体の損失ＰAも改善されることになる。

もちろん、高耐圧素子の動損失が低耐圧素子のそれより大きくても、その増加分が静損失の減少分で補償されれば、全体の損失ＰAも改善される。この静損失と動損失とのトータルとしての損失低減については後述し、本節では高耐圧素子の動損失が低耐圧素子のそれと等しく設定される場合について主として説明する。

図１は耐圧が６００Ｖ、１２００Ｖである種々のＩＧＢＴ素子のターンオン損失Ｅsw(on)と、コレクタ・エミッタ間の飽和電圧Ｖce(sat)の関係を示すグラフである。低耐圧素子のグラフＬ３，Ｌ４，Ｌ５はそれぞれ図１３に示されたグラフと対応している。但しここでは電流値Ｉcpの影響を盛り込むため、実効値２０Ａ（即ちＩcp＝２８．２（Ａ））の電流を流した場合のパルス一つ当たりのターンオン損失Ｅsw(on)を示している。

グラフＨ３，Ｈ５はそれぞれ第３世代、第５世代に属する高耐圧素子のグラフであり、耐圧が１２００Ｖのものである。このグラフでは、負荷に流れる電流が低耐圧素子の半分であるとして、実効値１０Ａ（即ちＩcp＝１４．１（Ａ））の電流を流した場合のターンオン損失Ｅsw(on)を示している。即ち、いずれのグラフも負荷の定格電力が約６．９ｋＷである場合のパルス一つ当たりのターンオン損失Ｅsw(on)を示している。

第三世代で高耐圧素子と低耐圧素子とを比較すると、例えばターンオン損失Ｅsw(on)を１．１２(mJ/pulse）に設定した場合には、低耐圧素子は飽和電圧Ｖce(sat)が２．３（Ｖ）のものを入手することができる。一方、高耐圧素子は飽和電圧Ｖce(sat)が２．９（Ｖ）のものを入手することができ、この特性値は低耐圧素子のものの２（＝１２００／６００）倍には達していない。よって動損失を等しくしつつも静損失を改善するような高耐圧素子を入手し、損失が小さいインバータを構成することができる。

第五世代で高耐圧素子と低耐圧素子とを比較すると、例えばターンオン損失Ｅsw(on)を０．５６(mJ/pulse）に設定した場合には、低耐圧素子は飽和電圧Ｖce(sat)が１．３５（Ｖ）のものを入手することができる。一方、高耐圧素子は飽和電圧Ｖce(sat)が２．４（Ｖ）のものを入手することができ、この特性値は低耐圧素子のものの２倍には達していない。よって動損失を等しくしつつも静損失を改善するような高耐圧素子を入手し、損失が小さいインバータを構成することができる。

このように同じ世代で比較した場合には、ＩＧＢＴ素子の耐圧を大きくすることにより、出力する電圧を大きくすることが可能となる。よって負荷の定格電力が一定であれば、所望の仕事量を得るために出力すべき電流を小さくすることができ、ＩＧＢＴ素子の、ひいては当該ＩＧＢＴ素子を採用したインバータの損失を低減することができる。よって現状で入手可能な世代のＩＧＢＴ素子においてインバータの損失を低減することが可能であることはもちろん、過去の世代に属して安価となったＩＧＢＴ素子を用いてもインバータの損失を改善することが可能となる。

具体的には、式（６）に鑑みて考えれば以下のようにしてｋ＝２の場合の高耐圧素子を選定できる。インバータにおいてＩＧＢＴ素子について要求される動損失Ｐswとπ／２との積をインバータのスイッチング周波数ｆswで除した値をターンオン損失Ｅsw(on)として設定する。また負荷の定格電力を電源の電圧実効値の２倍の電圧値で除して、高耐圧素子を採用したインバータの出力電流の実効値の最大値（インバータの定格電流：上述の例では１０Ａ）を求める。そしてインバータの定格電流において当該ターンオン損失とほぼ等しいターンオン損失を与える高耐圧素子を選定すればよい。

（Ａ４）動損失の改善による静損失増加の補償．
式（６）の右辺第１項から理解されるように、ＩＧＢＴ素子の動損失はスイッチング周波数ｆswに比例する。よってもしも高耐圧素子としてその飽和電圧Ｖce(sat)が低耐圧素子は飽和電圧Ｖce(sat)の２倍以上のものを選定せざるを得なかったとしても、ＩＧＢＴ素子全体の損失ＰAは低減することができる。スイッチング周波数ｆswが十分に小さければ、静損失の多少の増加を補償するからである。

具体的にどの程度のスイッチング周波数ｆswであればＩＧＢＴ素子全体の損失ＰAを低減できるかについては、選択された高耐圧素子が、低耐圧素子に対してターンオン損失Ｅsw(on)及び飽和電圧Ｖce(sat)がどの程度上昇するかに依存することになる。これを示すために、以下ではある世代のＩＧＢＴ素子（低耐圧素子）に対する、ＩＧＢＴ素子（高耐圧素子）のターンオン損失の増分ΔＥsw及び飽和電圧の増分ΔＶceが、ＩＧＢＴ素子全体の損失ＰAを低減できるスイッチング周波数ｆswにどのように影響を与えるかについて述べる。

式（６）から、負荷に同じ電力を供給する場合の低耐圧素子、高耐圧素子の損失ＰL，ＰHは、それぞれ式（７），（８）で表される。但し簡単のために高耐圧素子を用いたインバータは、低耐圧素子を用いたインバータと比較して、ｋ＝２倍の電圧を負荷に印加し、かつ１／ｋ＝１／２の電流を供給するものとする。但し、低耐圧素子のターンオン損失Ｅsw(on)及び飽和電圧Ｖce(sat)をそれぞれＥL，ＶLとした。

よってＰH＜ＰLとなる条件は式（９）で表される。

高耐圧素子についての両特性値のトレードオフは式（１０）で近似される。例えば第三世代の高耐圧素子については式（１０）の定数Ａ，Ｂはそれぞれほぼ１３．８，−２．３９であり、第五世代の高耐圧素子については式（１０）の定数Ａ，Ｂはそれぞれほぼ５．６２，−２．４９である。

図２〜図５は式（９），（１０）に基づいて、高耐圧素子を採用した方が望ましい領域を示したグラフである。図２及び図３は、いずれも第三世代について示している。また図４及び図５は、いずれも第五世代について示している。但し図２ではターンオン損失ＥL及び飽和電圧ＶLがそれぞれ１．３０(mJ/pulse）及び２．２０（Ｖ）である耐圧６００ＶのＩＧＢＴ素子Ｑ１を選定し、図３ではターンオン損失ＥL及び飽和電圧ＶLがそれぞれ１．０４(mJ/pulse）及び２．３４（Ｖ）である耐圧６００ＶのＩＧＢＴ素子Ｑ２を選定した場合を例示している。また図４ではターンオン損失ＥL及び飽和電圧ＶLがそれぞれ１．００(mJ/pulse）及び１．１（Ｖ）である耐圧６００ＶのＩＧＢＴ素子Ｑ３を選定し、図５ではターンオン損失ＥL及び飽和電圧ＶLがそれぞれ０．５４(mJ/pulse）及び１．４０（Ｖ）である耐圧６００ＶのＩＧＢＴ素子Ｑ４を選定した場合を例示している。

いずれの場合もインバータのスイッチング周波数ｆswが高いほど、ターンオン損失の増分ΔＥswが小さい範囲において高耐圧素子が選定されることが望ましい。更に言えば、スイッチング周波数ｆswが高いほど、定格電流におけるターンオン損失Ｅsw(on)が低い範囲において高耐圧素子が選定されることが望ましい。できればターンオン損失の増分ΔＥswが負であれば（つまり低耐圧素子のターンオン損失ＥLよりも高耐圧素子のターンオン損失Ｅsw(on)が小さければ）より望ましい。

但しスイッチング周波数ｆswが７ｋＨｚ以下であれば、実質的には高耐圧素子のターンオン損失によらず、低耐圧素子を用いた場合よりも損失を小さくすることが可能である。理由は以下のとおりである。

図１に示されるように、第三世代の１２００ＶのＩＧＢＴ素子Ｚ１のターンオン損失Ｅsw(on)は２．１０ｍＪ／パルスであり、これと同世代の６００ＶのＩＧＢＴ素子Ｑ１とのターンオン損失との差がほぼ０．８ｍＪ／パルスである。またＩＧＢＴ素子Ｚ１及びこれと同世代の６００ＶのＩＧＢＴ素子Ｑ２とのターンオン損失との差がほぼ１．０６ｍＪ／パルスである。そしてＩＧＢＴ素子Ｑ１について示した図２にはターンオン損失の増分ΔＥswが０．８ｍＪ／パルス以下であり、かつスイッチング周波数ｆswが７ｋＨｚであれば、耐圧１２００ＶのＩＧＢＴ素子の方が損失が小さいことが示されている。またＩＧＢＴ素子Ｑ２について示した図３にはターンオン損失の増分ΔＥswが１．１０ｍＪ／パルス以下であり、かつスイッチング周波数ｆswが７ｋＨｚであれば、耐圧１２００ＶのＩＧＢＴ素子の方が損失が小さいことが示されている。

第五世代についても同様に、１２００ＶのＩＧＢＴ素子Ｚ２のターンオン損失Ｅsw(on)は１．１０ｍＪ／パルスであり、これと同世代の６００ＶのＩＧＢＴ素子Ｑ３とのターンオン損失との差がほぼ０．１ｍＪ／パルスである。またＩＧＢＴ素子Ｚ２及びこれと同世代の６００ＶのＩＧＢＴ素子Ｑ４とのターンオン損失との差がほぼ０．５６(mJ/pulse）である。そしてＩＧＢＴ素子Ｑ３について示した図４にはターンオン損失の増分ΔＥswがほぼ０．２ｍＪ／パルス以下であり、かつスイッチング周波数ｆswが７ｋＨｚであれば、耐圧１２００ＶのＩＧＢＴ素子の方が損失が小さいことが示されている。またＩＧＢＴ素子Ｑ４について示した図５にはターンオン損失の増分ΔＥswが０．８０ｍＪ／パルス以下であり、かつスイッチング周波数ｆswが７ｋＨｚであれば、耐圧１２００ＶのＩＧＢＴ素子の方が損失が小さいことが示されている。

一般に冷媒を圧縮するために用いられるモータは、回転数やトルクの変更に対して迅速な応答が求められはせず、また当該モータを含む冷媒圧縮機は覆われて用いられることが多いために騒音の問題も顕著ではない。よってインバータを安価に実現できる低いスイッチング周波数ｆswが採用される。例えば騒音対策が必要な用途に用いられるモータではそのスイッチング周波数は１０ｋＨｚ程度以上に選定される。一方、エアコン室外機は屋外に設置されかつ防音対策され、冷蔵庫では圧縮機がコイルで支持されるので、３ｋＨｚ程度に設定される。従って、上記のように高耐圧素子を採用することは、冷媒圧縮機に採用されるモータに電流を供給するインバータにおいて特に有効である。

Ｂ：本発明の実施の形態の説明．
以下、本発明の実施の形態を空調機の圧縮機のモータに電流を供給するインバータを例に採って説明する。

（Ｂ−１）インバータの損失低減．
図６は本発明にかかる電流供給回路の設計方法を例示するフローチャートである。電流供給回路の設計に先立ち、予め圧縮機に要求される能力に基づいてモータの定格電力Ｇが設定されている。また、当該モータや、これに電流を供給するインバータを含む空調機を駆動するために採用される、交流電源の実効値電圧Ｆも既知である。

まずステップＳ２１において、モータの定格電力Ｇ及び交流電源の実効値電圧Ｆに基づいて、インバータから供給される電流の実効値の最大値（インバータの定格電流）Ｉmを求める。具体的には式（１１）によって決定される。

ここで定数ｋはＩＧＢＴ素子において選択可能な異なる耐圧の比であり、（Ａ３）で用いられたｋと一致させることが望ましい。例えば６００Ｖ、１２００ＶのＩＧＢＴ素子が選択可能であれば、ｋ＝２である。

処理はステップＳ２２に進み、インバータによるモータの制御での追従性等に基づいてスイッチング周波数ｆswが設定される。このステップは後述するように、実行されるたびにスイッチング周波数ｆswを下げる。

処理はステップＳ２３に進み、スイッチング周波数ｆswが所定の最低値ｆswo以上であるか否かが判断される。最低値ｆswoは上記追従性が望ましい範囲に収まるように選定される。

まずステップＳ２３において肯定的判断がなされた場合について説明する。この場合には処理がステップＳ２４に進み、低耐圧素子の損失ＰLよりも高耐圧素子の損失ＰHの方が小さいか否かが判断される。ステップＳ２４では詳細は省略されているが、種々の低耐圧素子と種々の高耐圧素子との組み合わせでそれぞれの損失ＰL，ＰHの大小が判断される。

ステップＳ２４において肯定的な判断がなされれば、ステップＳ２５に処理が進み、インバータを高耐圧素子で設計する。

ステップＳ２４において否定的な判断がなされれば、ステップＳ２２に処理が戻る。上記「Ａ：本発明の基本的な考え方．」における説明から理解されるように、スイッチング周波数ｆswが低い方が、高耐圧素子を用いた設計の可能性が高い（例えば図２、図３を参照）。従ってステップＳ２２は実行されるたびに、設定するスイッチング周波数ｆswを下げる。その後再度ステップＳ２３による判断が実行される。

ステップＳ２３において否定的判断がなされた場合には、ステップＳ２６へと処理が進み、インバータを低耐圧素子で設計する。

以上のようにして、モータの定格電力Ｇ及び交流電源の実効値電圧Ｆに基づいて、インバータに採用するＩＧＢＴ素子を適切に選択し、以てインバータの損失を低減することができる。

高耐圧素子を用いてインバータを設計する場合に採用すべき高耐圧素子が流しうる電流は、低耐圧素子を用いてインバータを設計する場合に採用すべき高耐圧素子が流しうる電流よりも小さくなる。上述の例で言えば高耐圧素子が流しうる電流は低耐圧素子が流しうる電流の半分となる。よってＩＧＢＴ素子のチップ面積は狭くて済み、低コスト化に繋がるという利点もある。

もちろん、高耐圧素子でインバータを設計する場合（ステップＳ２５）のモータの定格電圧は、低耐圧素子でインバータを設計する場合（ステップＳ２６）のモータの定格電圧のｋ倍であり、上述の例（高耐圧素子の耐圧が１２００Ｖ、低耐圧素子の耐圧が６００Ｖの場合）には２倍となる。

図７は、上記のように設計されたインバータを用いた電流供給技術を例示する回路図である。単相２００Ｖ電源の交流電源１から実効値２００Ｖの交流電圧が印加されたダイオードブリッジ（倍電圧用のコンデンサを含む）２２は倍電圧整流を行って、平滑回路３２を介してインバータ４２へ直流電圧Ｖdcを与える。インバータ４２、各相毎に耐圧１２００ＶのＩＧＢＴ素子の２つの直列接続を有し、当該直列接続の接続点から各相毎の交流電流を三相モータＭ２へと出力する。

図７ではダイオードブリッジ２２が倍電圧整流を行うためにコンデンサを有していることから、これよりも交流電源１側にリアクタ５を配置してチョークインプット型の整流を実現している。従って平滑回路３２は平滑回路３１とは異なり、リアクタを含んでいない。

実験によれば、ある定格電力のモータが、その定格近傍で３７９０Ｗの機械的出力が得られた場合、インバータ４１よりもインバータ４２の方が２８．５Ｗの損失低減が見られた。またある定格電力のモータが、その定格近傍で２７７０Ｗの機械的出力が得られた場合、インバータ４１よりもインバータ４２の方が１８．５Ｗの損失低減が見られた。

本発明は単相交流電源を採用する場合に適用される以外にも、三相交流電源を採用する場合にも適用可能である。図８は三相倍電圧回路の構成を例示する回路図である。図７に例示した回路と比較して、単相交流電源１及びを三相交流電源１３に置換し、ダイオードブリッジ２２をダイオードブリッジ２３に置換した構成となっている。ダイオードブリッジ２３も倍電圧整流を行うものであり、そのためにコンデンサを三個有している。かかる場合にも、平滑回路３２を介してインバータ４２に対して倍電圧整流された直流電圧が与えられる。よって本発明を適用し、高耐圧素子を採用したインバータ４２を構成することにより、既述の効果を得ることができる。

なお、ダイオードブリッジ２２が倍電圧整流を行うことにより、全波整流を行うダイオードブリッジ２１よりも損失を低減することができる。これはダイオードブリッジ２１では交流電源１から流れる電流が常に二つのダイオードを流れるのに対し、ダイオードブリッジ２２では倍電圧整流を行うためのコンデンサを有しており、よって交流電源１から流れる電流の経路においてダイオードは１つしか存在しないからである。従ってダイオードで生じる損失についてみれば、ダイオードブリッジ２２ではダイオードブリッジ２１の半分しか損失が発生しないことになる。

上述の実験例に則して言えば、ある定格電力のモータが、その定格近傍で３７９０Ｗの機械的出力が得られた場合、ダイオードブリッジ２１よりもダイオードブリッジ２２の方が２５．７Ｗの損失低減が見られた。またある定格電力のモータが、その定格近傍で２７７０Ｗの機械的出力が得られた場合、ダイオードブリッジ２１よりもダイオードブリッジ２２の方が１９．７Ｗの損失低減が見られた。

このダイオードブリッジにおける損失について更に詳細に説明する。ダイオード１つ当たりにおける電力損失Ｐdは、その順電圧降下Ｖfと、ダイオードブリッジからインバータへと出力される直流電流Ｉdcとの積で見積もることができる。式（１１）を考慮すれば、電力損失Ｐdは式（１２）で計算される。

全波整流を行うダイオードブリッジ２１では、上述のように、交流電源１から流れる電流が常に二つのダイオードを流れるため、その電力損失は２Ｐdとして計算される。一方、倍電圧整流を行うダイオードブリッジ２２では、上述のように、交流電源１から流れる電流の経路においてダイオードは１つしか存在しない。よって電力損失はＰdとして計算される。

従って、ダイオードブリッジでの損失を考慮してＩＧＢＴ素子として低耐圧素子を採用するか、高耐圧素子を採用するかの選択は、式（７），（８）の損失ＰL，ＰHを用いて説明すれば、ＰL＋２ＰdとＰH＋Ｐdとのいずれが大きいかに基づくことになる。換言すれば、式（１３）が成立すれば高耐圧素子を、成立しなければ低耐圧素子を、それぞれ選択すれば、ダイオードブリッジとインバータのそれぞれの損失の和を小さく設計することができる。

図１０は上記の判断を明確にしたフローチャートであり、図６に対応している。図１０のフローチャートは図６のフローチャートのステップＳ２４をステップＳ２４Ｄに置換した構成を有しており、ステップＳ２４Ｄでは式（１３）に基づいた判断が行われている。

図１１はダイオードブリッジとインバータの損失の和に鑑みて、高耐圧素子を採用した方が望ましい領域を示したグラフである。ここでは図３について説明した、ターンオン損失ＥL及び飽和電圧ＶLがそれぞれ１．０４(mJ/pulse）及び２．３４（Ｖ）である耐圧６００ＶのＩＧＢＴ素子を選定した場合を例示している。また順電圧降下Ｖfは１．５Ｖとして計算した。

曲線１０２よりも原点側に近い領域において、高耐圧素子を採用した方が低耐圧素子を採用するよりも、ダイオードブリッジとインバータの損失を小さくすることができる。

なお、比較のため、図３に示されたグラフを曲線１０１として再掲した。曲線１０１は曲線１０２よりも原点側に近い。つまり、ダイオードブリッジにおける損失を考慮すると、高耐圧素子を採用した方が低耐圧素子を採用するよりも損失を小さくできる領域は広がることがわかる。

なお、ダイオードブリッジの損失を考慮すると、式（９）は式（１４）のように修正される。

ここまでの説明ではインバータのスイッチング素子としてＩＧＢＴ素子を例に採って説明したが、他のスイッチング素子を採用しても同様に本発明を適用することができる。

また、交流電源１から得られる電圧は必ずしも実効値が２００Ｖの場合には限られない。例えば実効値が２００Ｖ〜２４０Ｖの電源（本件において２００Ｖ系電源と称す）に対して本発明を適用することができる。

（Ｂ−２）ダイオードブリッジとインバータとのモジュール化．
上述のように、インバータに高耐圧素子を用いる場合、流しうる電流値は小さくて済むという利点がある。しかしながら、低耐圧素子を用いたインバータよりも、高耐圧素子を用いたインバータの方が、入力電圧は高くなる。よってダイオードブリッジとインバータとの間の配線はその周囲から高い耐圧を以て絶縁されることが要求される。

かかる観点から、ダイオードブリッジとインバータとはモジュールとして一体化されることが望ましい。図９は特許文献２で示されたモジュールの構造を示す断面図である。電動機制御モジュール５０内の電気部品は、上下にほぼ平行に配置されたプリント基板６２およびアルミ基板６１に装着されている。プリント基板６２およびアルミ基板６１の配線は、樹脂モールドされた電路板６３によって接続される。電動機制御モジュール５０のうちダイオードやパワートランジスタなどのパワー部品７１（十数ワット以上の電力を取り扱うもの）は、全てアルミ基板６１にベアチップ実装されている。他方、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、各種インターフェイスなどを含むワンチップマイコンで構成されるモジュール内ＣＰＵは、他の電気部品による発熱やノイズから遮断すべきものであるため、発熱量の大きなものが装着されないプリント基板６２に装着されている。また、発熱のない（または少ない）制御部品も、プリント基板６２に装着されている。モールド材８１は、パワー部品７１やボンディングワイヤ７３、その他のアルミ基板６１上の部品を覆う。更にプリント基板６２上の部品についてもモールド材８１で覆っている。ダイオードブリッジとインバータとがモジュール化されることは、高耐圧素子において特に効果的であることは上述の通りである。

耐圧が６００Ｖ，１２００ＶであるＩＧＢＴ素子のターンオン損失Ｅsw(on)と、コレクタ・エミッタ間の飽和電圧Ｖce(sat)の関係を示すグラフである。 高耐圧素子を採用した方が望ましい領域を示したグラフである。 高耐圧素子を採用した方が望ましい領域を示したグラフである。 高耐圧素子を採用した方が望ましい領域を示したグラフである。 高耐圧素子を採用した方が望ましい領域を示したグラフである。 本発明にかかる電流供給回路の設計方法を例示するフローチャートである。 本発明にかかるインバータを用いた電流供給技術を例示する回路図である。 三相倍電圧回路の構成を例示する回路図である。 モジュールの構造を示す断面図である。 本発明にかかる電流供給回路の設計方法を例示するフローチャートである。 高耐圧素子を採用した方が望ましい領域を示したグラフである。 従来の電流供給技術を例示する回路図である。 耐圧が６００ＶであるＩＧＢＴ素子のターンオン損失及びコレクタ・エミッタ間の飽和電圧Ｖce(sat)の関係を示すグラフである。

符号の説明

１ 交流電源（単相）
２２ ダイオードブリッジ（倍電圧整流）
４２ インバータ（高耐圧素子設計）
Ｍ２ モータ

Claims (13)

1. 交流電圧を入力して、多相の交流電流を所定の定格電力の多相負荷（Ｍ２）に出力する電流供給回路であって、
   各相毎にスイッチング素子の二つの直列接続を有し、当該直列接続の接続点から各相毎の前記交流電流を出力する多相インバータ回路（４２）を備え、
   前記スイッチング素子は、
   (a)前記スイッチング素子の動損失（Ｐsw）と前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）とに基づくターンオン損失（Ｅsw(on)＝Ｅsw／２）とほぼ等しいターンオン損失を、前記多相負荷の前記定格電力を前記交流電圧の実効値電圧の２倍の電圧値で除して得られる電流値において与え、
   (b)前記交流電圧を全波整流して得られる直流電圧が前記多相インバータ回路に入力する場合に前記スイッチング素子に要求される第１の耐圧の２倍の第２の耐圧を有する、
   電流供給回路。
2. 前記交流電圧は単相であり、
   前記交流電圧を倍電圧整流して前記多相インバータ回路（４２）に出力する倍電圧整流回路（２２）を更に備える、請求項１記載の電流供給回路。
3. 前記交流電圧は２００Ｖ系電源であり、前記第２の耐圧は１２００Ｖである、請求項２記載の電流供給回路。
4. 前記倍電圧整流回路と前記多相インバータ回路とはモジュール化される、請求項２又は請求項３記載の電流供給回路。
5. 請求項３又は請求項４記載の電流供給回路と、
   前記多相インバータ回路から電流が供給される多相４００Ｖ用モータ（Ｍ２）と
   を備える、多相駆動回路。
6. 所定の実効値電圧の交流電圧を入力して、多相の交流電流を所定の定格電力の多相負荷（Ｍ２）に出力する電流供給回路（２２，３２，４２）を設計する方法であって、
   前記電流供給回路は、各相毎にスイッチング素子の２つの直列接続を有し、当該直列接続の接続点から各相毎の前記交流電流を出力する多相インバータ回路（４２）を備え、
   （ａ）前記多相負荷の前記定格電力を前記実効値電圧の２倍の電圧値で除して得られる電流値を前記多相インバータ回路の定格電流値として設定するステップ（Ｓ２１）と、
   （ｂ）前記交流電圧を全波整流して得られる直流電圧が前記多相インバータ回路に入力する場合に前記スイッチング素子に要求される第１の耐圧の２倍の第２の耐圧を有する前記スイッチング素子を、前記定格電流値に基づいて選定するステップ（Ｓ２５）と
   を備え、
   前記ステップ（ｂ）において、前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）が高いほど、前記定格電流値におけるターンオン損失（Ｅsw(on)）が低い範囲において前記スイッチング素子が選定される電流供給回路設計方法。
7. 前記所定の実効値電圧の交流電圧は単相であり、
   前記電流供給回路は、前記所定の実効値電圧の交流電圧を倍電圧整流して前記多相インバータ回路（４２）に出力する倍電圧整流回路（２２）を更に備える、請求項６記載の電流供給回路設計方法。
8. 前記ステップ（ｂ）は、
   （ｂ−１）前記スイッチング素子について要求される動損失（Ｐsw）と前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）とに基づいてターンオン損失（Ｅsw(on)＝Ｅsw／２）を設定するステップと、
   （ｂ−２）前記第２の耐圧を有し、前記定格電流値において前記ステップ（ｂ−１）で設定された前記ターンオン損失とほぼ等しいターンオン損失を与える前記スイッチング素子を選定するステップと
   を有する、請求項６記載の電流供給回路設計方法。
9. 所定の実効値電圧の交流電圧を入力して、多相の交流電流を所定の定格電力の多相負荷（Ｍ２）に出力する電流供給回路（２２，３２，４２）を設計する方法であって、
   前記電流供給回路は、各相毎にスイッチング素子の２つの直列接続を有し、当該直列接続の接続点から各相毎の前記交流電流を出力する多相インバータ回路（４２）を備え、
   （ａ）前記多相負荷の前記定格電力を前記実効値電圧の２倍の電圧値で除して得られる電流値を前記多相インバータ回路の定格電流値として設定するステップ（Ｓ２１）と、
   （ｂ）前記交流電圧を全波整流して得られる直流電圧が前記多相インバータ回路に入力する場合に前記スイッチング素子に要求される第１の耐圧の２倍の第２の耐圧を有する前記スイッチング素子を、前記定格電流値に基づいて選定するステップ（Ｓ２５）と
   を備え、
   前記スイッチング素子はＩＧＢＴ素子であって、
   前記ステップ（ｂ）において、
   前記第１の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の定格電流値におけるターンオン損失（ＥL）に対する、前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の定格電流値におけるターンオン損失の増分（ΔＥsw）を除数とし、
   前記第１の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の飽和電圧（ＶL）から当該飽和電圧に対する前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の飽和電圧の増分（ΔＶce）を引いた値（ＶL−ΔＶce）と、前記多相インバータ回路の出力電流を正弦波に換算した最大値（Ｉcp）と、（π／１６）との積を被除数とし、
   前記被除数を前記除数で除して得られる結果よりも、前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）が低い領域において、前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子が選定される、電流供給回路設計方法。
10. 所定の実効値電圧の交流電圧を入力して、多相の交流電流を所定の定格電力の多相負荷（Ｍ２）に出力する電流供給回路（２２，３２，４２）を設計する方法であって、
    前記電流供給回路は、各相毎にスイッチング素子の２つの直列接続を有し、当該直列接続の接続点から各相毎の前記交流電流を出力する多相インバータ回路（４２）を備え、
    （ａ）前記多相負荷の前記定格電力を前記実効値電圧の２倍の電圧値で除して得られる電流値を前記多相インバータ回路の定格電流値として設定するステップ（Ｓ２１）と、
    （ｂ）前記交流電圧を全波整流して得られる直流電圧が前記多相インバータ回路に入力する場合に前記スイッチング素子に要求される第１の耐圧の２倍の第２の耐圧を有する前記スイッチング素子を、前記定格電流値に基づいて選定するステップ（Ｓ２５）と
    を備え、
    前記所定の実効値電圧の交流電圧は単相であり、
    前記電流供給回路は、前記所定の実効値電圧の交流電圧を倍電圧整流して前記多相インバータ回路（４２）に出力する倍電圧整流回路（２２）を更に備え、
    前記スイッチング素子はＩＧＢＴ素子であって、
    前記ステップ（ｂ）において、
    前記第１の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の定格電流値におけるターンオン損失（ＥL）に対する、前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の定格電流値におけるターンオン損失の増分（ΔＥsw）の（２／π）倍を除数とし、
    前記第１の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の飽和電圧（ＶL）から当該飽和電圧に対する前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子の飽和電圧の増分（ΔＶce）を引いた値（ＶL−ΔＶce）と、前記多相インバータ回路の出力電流を正弦波に換算した最大値（Ｉcp）と、（１／８）との三者の積に対して、前記倍電圧整流回路（２２）が有するダイオード一つ分の損失（Ｐd）を加えた値（Ｐd＋（ＶL−ΔＶce）・Ｉcp／８）を被除数とし、
    前記被除数を前記除数で除して得られる結果よりも、前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）が低い領域において、前記第２の耐圧を有する前記ＩＧＢＴ素子が選定される、電流供給回路設計方法。
11. 前記多相インバータ回路のスイッチング周波数（ｆsw）が７ｋＨｚ以下に設定される、請求項９記載の電流供給回路設計方法。
12. 前記スイッチング素子はＩＧＢＴ素子である、請求項６乃至請求項８のいずれか一つに記載の電流供給回路設計方法。
13. 前記所定の実効値電圧は２００Ｖであり、前記第１の耐圧は６００Ｖである、請求項６乃至請求項１２のいずれか一つに記載の電流供給回路設計方法。

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