CN1894846A - 电流供给电路、多相驱动电路、电流供给电路设计方法 - Google Patents

Abstract

降低包括具有开关元件的逆变器的电流供给电路的损耗。包括续流二极管的IGBT元件的动态损耗与导通损耗和开关频率之积成比例，静态损耗与流向IGBT元件的电流和其集电极/发射极之间的饱和电压之积成比例。即使把IGBT元件的耐压设为2倍，集电极/发射极之间的饱和电压也不会达到2倍。因此，可以把提供给负载的电压和电流分别设为2倍、1/2倍，使提供给负载的电力相等，并且使动态损耗相等，同时减小静态损耗。

Description

电流供给电路、多相驱动电路、电流供给电路设计方法

技术领域

本发明涉及提供多相电流的技术。

背景技术

图12是示例以往的电流供给技术的电路图。从单相200V电源的交流电源1施加了有效值200V的交流电压的二极管桥21进行全波整流，通过平滑电路31向逆变器41提供直流电压Vdc。逆变器41在各相上具有两个串联连接的耐压600V的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)元件，从该串联连接的连接点向三相电机M1输出各相的交流电流。

为了抑制逆变器41的损耗，期望降低各个IGBT元件的导通损耗和集电极/发射极之间的饱和电压。因为这些特性值分别给IGBT元件的动态损耗和静态损耗带来影响。

另一方面，IGBT元件的微小结构的改善按照各代的差异来分类。图13分别利用曲线图L3、L4、L5，表示第3代、第4代、第5代IGBT元件中耐压为600V的导通损耗和集电极/发射极之间的饱和电压Vce(sat)的关系。其中，导通损耗是利用脉冲数和电流进行标准化而示出的。随着产品的换代，可知：虽然存在两个特性值之间的折衷选择，但两个特性值减小。

另外，这种各代不同的IGBT元件的特性例如已经在非专利文献1～3中披露，关于基于导通损耗和集电极/发射极之间的饱和电压的IGBT元件的导通损耗有非专利文献4。并且，关于在空调机和冷却装置中使用的电动机控制技术有专利文献1。此外，关于将逆变器部和转换器部模块化的技术有专利文献2。

非专利文献1：森敏“最新の IPM化技術とその適用例”，パワ一エレクトノニクス研究会第13回専門講習会テキスト，第38页(1998)

非专利文献2：岩室意幸、宮坂忠志、稹康和“Uシリ一ブIGBTモジユ一ルの技術革新”，富士時報vol.75，No10，p555(2002)

非专利文献3：Junji Yamada，et al.，“Low Turn-off SwitchingEnergy 1200V IGBT Module”[online]、IEEE、[平成15年10月8日検索]，インタ一ネツト<URL:http：//www.ineltron.de/english/Low_turn_off_5th_genIGBT.pdf>

非专利文献4：“三菱パワ一モジユ一ルMOS活用の手引き”第46页，[online]，三菱電機，[平成15年10月8日検索]，インタ一ネツト<URL:http：//www.semicon.melco.co.jp/semicon/html/pdf/ka0350a3.pdf>

专利文献1：日本特开昭60-249895号公报

专利文献2：日本特开2003-143871号公报

但是，不等新一代的IGBT元件问世，即要求降低各个IGBT元件的损耗是理所当然的。

发明内容

本发明就是鉴于上述需求而提出的，其目的在于，提供一种降低包括具有IGBT元件的逆变器的电流供给电路的损耗的技术。

本发明的电流供给电路具有：连接在交流200V系列电源(1)上的倍压整流电路(22)；多相逆变器电路(42)，其在各相上具有两个串联连接的耐压1200V的开关元件，从该串联连接的连接点输出各相的交流电流。

例如，所述开关元件是IGBT元件。

优选的是，所述倍压整流电路和所述多相逆变器电路被模块化。

本发明的多相驱动电路具有：本发明的电流供给电路；和由所述多相逆变器电路提供电流的多相400V用电机(M2)。

本发明的电流供给电路设计方法是设计电流供给电路(22、32、42)的方法，该电流供给电路被输入规定的有效值电压的交流电压，向规定的额定功率的多相负载(M2)输出多相交流电流。所述电流供给电路具有多相逆变器电路(42)，其在各相上具有两个串联连接的开关元件，从该串联连接的连接点输出各相的所述交流电流。

并且，在该方法的第一方式中，包括如下的步骤：(a)步骤(S21)，把所述多相负载的所述额定功率除以所述有效值电压的2倍电压值而得到的电流值设定为所述多相逆变器电路的额定电流值，(b)步骤(S25)，在向所述多相逆变器电路输入对所述交流电压进行全波整流而得到的直流电压时，根据所述额定电流值，选定具有对所述开关元件所要求的第1耐压的2倍的第2耐压的所述开关元件。

例如，所述规定的有效值电压的交流电压为单相，所述电流供给电路还具有倍压整流电路(22)，其对所述规定的有效值电压的交流电压进行倍压整流，并输出给所述多相逆变器电路(42)。

并且，例如，开关元件是IGBT元件。

本发明的电流供给电路设计方法的第二方式根据第一方式的电流供给电路设计方法，在所述步骤(b)中，在所述逆变器的开关频率(fsw)越高，所述额定电流值的导通损耗(Esw(on))越低的范围内，选定所述开关元件。

本发明的电流供给电路设计方法的第三方式根据第二方式的电流供给电路设计方法，所述步骤(b)包括如下的步骤：(b-1)步骤，根据对所述开关元件所要求的动态损耗(Psw)和所述逆变器的开关频率(fsw)，设定导通损耗(Esw(on)＝Esw/2)，(b-2)步骤，选定具有所述第2耐压，并且在所述额定电流值时产生与在所述步骤(b-1)中设定的所述导通损耗大致相等的导通损耗的所述开关元件。

例如，所述开关元件是IGBT元件，在所述步骤(b)中，把具有所述第2耐压的所述IGBT元件的额定电流值的导通损耗相对于具有所述第1耐压的所述IGBT元件的额定电流值的导通损耗(EL)的增量(ΔEsw)作为除数，把具有所述第1耐压的所述IGBT元件的饱和电压(VL)减去具有所述第2耐压的所述IGBT元件的饱和电压相对于该饱和电压(VL)的增量(ΔVce)所得的值(VL-ΔVce)，与将所述逆变器的输出电流换算为正弦波而得到的最大值(Icp)及(π/16)的乘积作为被除数，在所述逆变器的开关频率(fsw)比所述被除数除以所述除数得到的结果低的区域中，选定具有所述第2耐压的所述IGBT元件。

或者，所述电流供给电路还具有倍压整流电路(22)，其对所述规定的有效值电压的交流电压进行倍压整流，并输出给所述多相逆变器电路(42)，在这种情况下，所述开关元件是IGBT元件，在所述步骤(b)中，把具有所述第2耐压的所述IGBT元件的额定电流值的导通损耗相对于具有所述第1耐压的所述IGBT元件的额定电流值的导通损耗(EL)的增量(ΔEsw)的(2/π)倍作为除数，使具有所述第1耐压的所述IGBT元件的饱和电压(VL)减去具有所述第2耐压的所述IGBT元件的饱和电压相对于该饱和电压(VL)的增量(ΔVce)所得的值(VL-ΔVce)，与将所述逆变器的输出电流换算为正弦波而得到的最大值(Icp)及(1/8)三者的乘积，加上所述倍压整流电路(22)具有的二极管中的一个二极管的损耗(Pd)，把相加得到的值(Pd+(VL-ΔVce)·Icp/8)作为被除数，在所述逆变器的开关频率(fsw)比所述被除数除以所述除数得到的结果低的区域中，选定具有所述第2耐压的所述IGBT元件。

本发明的电流供给电路设计方法的第四方式根据第二方式的电流供给电路设计方法，将所述逆变器的开关频率(fsw)设定为小于等于7kHz。

优选的是，在第一～第四方式的电流供给电路设计方法中，所述规定的有效值电压是200V，所述第1耐压是600V。

在根据交流200V电源，通过逆变器获得多相交流电流时，像本发明的电流供给电路这样，通过采用1200V的IGBT元件，可以减小损耗。因此，在具有这种电流供给电路的多相驱动电路中，可以减小损耗。

通过把倍压整流电路和多相逆变器电路模块化，两者之间的布线以较高的耐压与其周围绝缘。

根据本发明的电流供给电路设计方法的第一方式，通过把IGBT元件的耐压设为2倍，可以把施加给多相负载的电压设为2倍。而且，通过把额定电流值设为一半，不会偏离多相负载的额定功率。另外，即使IGBT元件的耐压为2倍，集电极/发射极之间的饱和电压也不会达到2倍，所以与IGBT元件具有第1耐压时相比，在具有第2耐压的情况下，即使动态损耗(2Esw(on)·fsw/π)相同，也可以选定降低静态损耗(IcpVce(sat)/4)的IGBT元件。

根据本发明的电流供给电路设计方法的第二方式，可以降低IGBT元件的动态损耗(2Esw(on)·fsw/π)。

即使IGBT元件的耐压为2倍，集电极/发射极之间的饱和电压也不会达到2倍。因此，根据本发明的电流供给电路设计方法的第三方式，与IGBT元件具有第1耐压时相比，在具有第2耐压的情况下，即使动态损耗(2Esw(on)·fsw/π)大致相同，也可以降低静态损耗(IcpVce(sat)/4)。

在目前的IGBT元件中，与具有第1耐压的IGBT元件在步骤(a)中设定的额定电流值的2倍时的导通损耗相比，具有第2耐压的IGBT元件在步骤(a)中设定的额定电流值时的导通损耗不会增大0.4mJ/脉冲以上。因此，根据本发明的电流供给电路设计方法的第四方式，与采用具有第1耐压的IGBT元件的情况相比，在采用具有第2耐压的IGBT元件的情况下，静态损耗的降低量大于动态损耗的增大量，能够降低IGBT元件的整体损耗。

本发明的目的、特征、局面、和优点，根据以下的具体说明及附图将更加明确。

附图说明

图1是表示耐压为600V、1200V的IGBT元件的导通损耗Esw(on)、和集电极/发射极之间的饱和电压Vce(sat)的关系的曲线图。

图2是表示优选采用高耐压元件的区域的曲线图。

图3是表示优选采用高耐压元件的区域的曲线图。

图4是表示优选采用高耐压元件的区域的曲线图。

图5是表示优选采用高耐压元件的区域的曲线图。

图6是示例本发明的电流供给电路的设计方法的流程图。

图7是示例出使用了本发明的逆变器的电流供给技术的电路图。

图8是示例出三相倍压电路的结构的电路图。

图9是表示模块的结构的剖面图。

图10是示例出本发明的电流供给电路的设计方法的流程图。

图11是表示优选采用高耐压元件的区域的曲线图。

图12是示例以往的电流供给技术的电路图。

图13是表示耐压为600V的IGBT元件的导通损耗和集电极/发射极之间的饱和电压Vce(sat)的关系的曲线图。

具体实施方式

A：本发明的基本观点

在具体说明实施方式之前，说明本发明的基本观点。当然，该观点也是本发明的一部分。

(A1)IGBT元件的损耗

根据上述的非专利文献4，IGBT元件主体的总损耗PQ是静态损耗PSS和动态损耗PSW之和，具有算式(1)所示的关系。其中，静态损耗PSS和动态损耗PSW利用算式(2)、(3)表示。

算式(1)

PQ＝PSS+PSW                (1)

算式(2)

$\mathrm{PSS}=\mathrm{Icp}\&CenterDot;\mathrm{Vce}\left(\mathrm{sat}\right)\&CenterDot;\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{\mathrm{\&pi;}}{\sin }^{2}x\&CenterDot;\frac{1+\sin (x+\mathrm{\&theta;})\&CenterDot;D}{2}\mathrm{dx}$

$=\mathrm{Icp}\&CenterDot;\mathrm{Vce}\left(\mathrm{sat}\right)\&CenterDot;(\frac{1}{8}+\frac{D}{3\mathrm{\&pi;}}\cos \mathrm{\&theta;})---\left(2\right)$

算式(3)

$\mathrm{PSW}=(\mathrm{Esw}\left(\mathrm{on}\right)+\mathrm{Esw}\left(\mathrm{off}\right))\&CenterDot;\mathrm{fsw}\&CenterDot;\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{\mathrm{\&pi;}}\sin \mathrm{x\; dx}$

$=(\mathrm{Esw}\left(\mathrm{on}\right)+\mathrm{Esw}\left(\mathrm{off}\right))\&CenterDot;\mathrm{fsw}\&CenterDot;\frac{1}{\mathrm{\&pi;}}---\left(3\right)$

此处，代入IGBT元件的1个脉冲的导通开关损耗Esw(on)、1个脉冲的截止开关损耗Esw(off)、IGBT元件的开关频率(即，采用该IGBT元件的逆变器的载波频率)fsw、换算为输出电流的正弦波的最大值Icp、IGBT元件的集电极/发射极之间的饱和电压Vce(sat)、占空比D、输出正弦波的功率因数cosθ。

另外，考虑到通常施加给IGBT元件的续流二极管的静态损耗PD，利用算式(4)表示IGBT元件的整体损耗PA。其中，利用算式(5)表示续流二极管的静态损耗PD，并代入流过电流的最大值Icp时的正向电压降VEC。

算式(4)

PA＝PQ+PD＝PSS+PSW+PD    …(4)

算式(5)

$\mathrm{PD}=\mathrm{Icp}\&CenterDot;\mathrm{Vec}\&CenterDot;(\frac{1}{8}-\frac{D}{3\mathrm{\&pi;}}\cos \mathrm{\&theta;})---\left(5\right)$

根据经验可知导通开关损耗Esw(on)与截止开关损耗Esw(off)大致相同，并且IGBT元件的集电极/发射极之间的饱和电压Vce(sat)与续流二极管的正向电压降VEC大致相同，所以算式(4)可以像算式(6)那样表示。

算式(6)

$\mathrm{PA}=\left(\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}\right)\&CenterDot;\mathrm{Esw}\left(\mathrm{on}\right)\&CenterDot;\mathrm{fsw}+\left(\frac{1}{4}\right)\&CenterDot;\mathrm{Icop}\&CenterDot;\mathrm{Vce}\left(\mathrm{sat}\right)---\left(6\right)$

因此，在本说明书中，重新把算式(6)右边的第1项和第2项分别称为IGBT元件的动态损耗、静态损耗。

(A2)负载的额定功率和IGBT元件的耐压

可是，应该由逆变器供给电流的负载的作功量与其额定功率成比例。换言之，可以从额定功率相等的两个负载中获得大致相同的作功量。例如，如果额定电压200V电机和额定电压400V电机在额定功率为2kW时相等，则只要在额定范围内，就可以使转矩和转速之积大致相同。即，相对于所要求的作功量，用于实现该作功量的负载的额定电压具有选择自由度。

此处，利用算式(6)右边的第1项表示的IGBT的动态损耗不依赖于负载的额定电压。另一方面，利用第2项表示的IGBT的静态损耗依赖于负载的额定电压。更具体地讲，如果对负载要求相同的作功量，则电流值ICP与负载的额定电压成反比例，因此静态损耗也与负载的额定电压成反比例。

但是，即使负载的额定功率相同，如果额定电压不同，则向该负载提供电流的电流供给电路的输出级、例如多相逆变器电路的耐压也不同。对上述示例而言，在使用额定电压200V(额定功率2kW)的电机时，逆变器使用的IGBT元件采用其耐压为600V的元件。因此，在使用额定电压400V(额定功率2kW)的电机时，逆变器使用的IGBT元件采用其耐压为1200V的元件。

(A3)静态损耗的改善

如上所述，IGBT元件的静态损耗与负载的额定电压成反比例，所以如果把负载的额定电压设为k倍时所采用的IGBT元件(以下也称为“高耐压元件”)的集电极/发射极之间的饱和电压Vce(sat)小于k倍，则可以改善IGBT元件的静态损耗。并且，在高耐压元件的动态损耗等于或小于负载的额定电压为正常时采用的IGBT元件(以下也称为“低耐压元件”)的动态损耗时，也可以改善IGBT元件的整体损耗PA。

当然，即使高耐压元件的动态损耗大于低耐压元件的动态损耗，如果该增加部分能够被静态损耗的减小部分所补偿，则也能够改善整体损耗PA。关于该静态损耗和动态损耗的整体损耗降低将在后面叙述，在该部分主要说明高耐压元件的动态损耗被设定得与低耐压元件的动态损耗相等的情况。

图1是表示耐压为600V、1200V的各种IGBT元件的导通损耗Esw(on)、和集电极/发射极之间的饱和电压Vce(sat)的关系的曲线图。低耐压元件的曲线图L3、L4、L5分别与图13所示的曲线图对应。但是，此处由于受到了电流值Icp的影响，所以表示流过有效值20A(即Icp＝28.2(A))的电流时的1个脉冲的导通损耗Esw(on)。

曲线图H3、H5分别表示属于第3代、第5代的高耐压元件的曲线图，其耐压是1200V。在该曲线图中，示出了流向负载的电流为低耐压元件的一半，流过有效值10A(即Icp＝14.1(A))的电流时的导通损耗Esw(on)。即，这些曲线图均表示负载的额定功率约为6.9kW时的1脉冲的导通损耗Esw(on)。

如果比较第3代的高耐压元件和低耐压元件，例如在把导通损耗Esw(on)设定为1.12(mJ/pulse)时，低耐压元件可以得到饱和电压Vce(sat)为2.3(V)的元件。另一方面，高耐压元件可以得到饱和电压Vce(sat)为2.9(V)的元件，该特性值不会达到低耐压元件的特性值的2倍(＝1200/600)。因此，可以获得动态损耗相等又改善了静态损耗的高耐压元件，构成损耗较小的逆变器。

如果比较第5代的高耐压元件和低耐压元件，例如在把导通损耗Esw(on)设定为0.56(mJ/pulse)时，低耐压元件可以得到饱和电压Vce(sat)为1.35(V)的元件。另一方面，高耐压元件可以得到饱和电压Vce(sat)为2.4(V)的元件，该特性值不会达到低耐压元件的特性值的2倍。因此，可以获得动态损耗相等又改善了静态损耗的高耐压元件，构成损耗较小的逆变器。

这样，在利用同一代产品比较时，通过增大IGBT元件的耐压，可以增大输出的电压。因此，只要负载的额定功率一定，即可减小为了获得所期望的作功量而应输出的电流，可以降低IGBT元件的、乃至采用了该IGBT元件的逆变器的损耗。因此，在目前能够得到的IGBT元件中，当然可以降低逆变器的损耗，即使使用属于过去的旧产品的廉价IGBT元件，也能够改善逆变器的损耗。

具体而言，如果考虑算式(6)，则可以选定以下所述的k＝2时的高耐压元件。把在逆变器中对IGBT元件要求的动态损耗Psw与π/2之积除以逆变器的开关频率fsw得到的值，设定为导通损耗Esw(on)。并且，将负载的额定功率除以电源的电压有效值的2倍的电压值，求出采用了高耐压元件的逆变器的输出电流的有效值的最大值(逆变器的额定电流：在上述示例中为10A)。并且，选定在逆变器的额定电流下产生与该导通损耗大致相同的导通损耗的高耐压元件即可。

(A4)基于动态损耗的改善的静态损耗增加的补偿

从算式(6)右边的第1项可知，IGBT元件的动态损耗与开关频率fsw成比例。因此，如果作为高耐压元件，即使不得不选定其饱和电压Vce(sat)为低耐压元件的饱和电压Vce(sat)的大于等于2倍的元件，也能够降低IGBT元件的整体损耗PA。这是因为如果开关频率fsw充分小，则可以补偿静态损耗的少量增加。

具体而言，关于是哪种程度的开关频率fsw能够降低IGBT元件的整体损耗PA，依赖于所选择的高耐压元件的导通损耗Esw(on)和饱和电压Vce(sat)相对于低耐压元件上升多少。为了具体说明该情况，以下叙述IGBT元件(高耐压元件)的导通损耗相对于某一代IGBT元件(低耐压元件)的增量ΔEsw和饱和电压的增量ΔVce，是如何影响可以降低IGBT元件的整体损耗PA的开关频率fsw的。

算式(6)中向负载提供相同功率时的低耐压元件、高耐压元件的损耗PL、PH分别利用算式(7)、(8)表示。但是为了简单起见，对使用了高耐压元件的逆变器和使用了低耐压元件的逆变器进行比较，向负载施加k＝2倍的电压，而且提供1/k＝1/2的电流。其中，把低耐压元件的导通损耗Esw(on)和饱和电压Vce(sat)分别设为EL、VL。

算式(7)

$\mathrm{PL}=\left(\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}\right)\&CenterDot;\mathrm{EL}\&CenterDot;\mathrm{fsw}+\left(\frac{1}{4}\right)\&CenterDot;\mathrm{Icp}\&CenterDot;\mathrm{VL}---\left(7\right)$

算式(8)

$\mathrm{PH}=\left(\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}\right)\&CenterDot;(\mathrm{EL}+\mathrm{\&Delta;ESW})\&CenterDot;\mathrm{fsw}+\left(\frac{1}{4}\right)\left(\frac{\mathrm{Icp}}{2}\right)\&CenterDot;(\mathrm{VL}+\mathrm{\&Delta;Vce})---\left(8\right)$

因此，PH＜PL的条件可以利用算式(9)表示。

算式(9)

$\left(\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}\right)\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;Esw}\&CenterDot;\mathrm{fsw}-\left(\frac{1}{8}\right)\&CenterDot;(\mathrm{VL}-\mathrm{\&Delta;Vce})\&CenterDot;\mathrm{Icp}<0$

∴ $\mathrm{fsw}<\left(\frac{\mathrm{\&pi;}}{16}\right)\&CenterDot;(\mathrm{VL}-\mathrm{\&Delta;Vce})\&CenterDot;\mathrm{Icp}/\mathrm{\&Delta;Esw}---\left(9\right)$

关于高耐压元件的两特性值的折衷选择用算式(10)进行近似。例如，第3代高耐压元件的算式(10)中的常数A、B分别约是13.8、-2.39，第5代高耐压元件的算式(10)中的常数A、B分别约是5.62、-2.49。

算式(10)

VL+ΔVce＝A·(EL+ΔEsw)^-8    …(10)

图2～图5是表示优选根据算式(9)、(10)采用了高耐压元件的区域的曲线图。图2和图3均表示第3代产品。另外，图4和图5均表示第5代产品。其中，图2表示选定导通损耗EL和饱和电压VL分别是1.30(mJ/pulse)和2.20(V)的耐压600V的IGBT元件Q1的示例，图3表示选定导通损耗EL和饱和电压VL分别是1.04(mJ/pulse)和2.34(V)的耐压600V的IGBT元件Q2的示例。另外，图4表示选定导通损耗EL和饱和电压VL分别是1.00(mJ/pulse)和1.1(V)的耐压600V的IGBT元件Q3的示例，图5表示选定导通损耗EL和饱和电压VL分别是0.54(mJ/pulse)和1.40(V)的耐压600V的IGBT元件Q4的示例。

无论在哪种情况下，均优选在逆变器的开关频率fsw越高导通损耗的增量ΔEsw越小的范围内选定高耐压元件。换言之，优选在开关频率fsw越高额定电流的导通损耗Esw(on)越低的范围内选定高耐压元件。如果可能更优选导通损耗的增量ΔEsw为负(即，高耐压元件的导通损耗Esw(on)小于低耐压元件的导通损耗EL)。

但是，如果开关频率fsw小于等于7kH，则实质上不依赖高耐压元件的导通损耗，即可使损耗小于使用低耐压元件时的损耗。其理由如下。

如图1所示，第3代的1200V的IGBT元件Z1的导通损耗Esw(on)为2.10mJ/脉冲，与同为第3代的600V的IGBT元件Q1的导通损耗之差约为0.8mJ/脉冲。并且，IGBT元件Z1和与其为同代产品的600V的IGBT元件Q2的导通损耗之差约为1.06mJ/脉冲。并且，在示例出IGBT元件Q1的图2中，表示导通损耗的增量ΔEsw小于等于0.8mJ/脉冲，而且如果开关频率fsw为7kHz，则耐压1200V的IGBT元件的损耗较小。另外，在示例出IGBT元件Q2的图3中，表示导通损耗的增量ΔEsw小于等于1.10mJ/脉冲，而且如果开关频率fsw为7kHz，则耐压1200V的IGBT元件的损耗较小。

关于第5代产品也同样，1200V的IGBT元件Z2的导通损耗Esw(on)为1.10mJ/脉冲，与同为第5代的600V的IGBT元件Q3的导通损耗之差约为0.1mJ/脉冲。并且，IGBT元件Z2和与其为同代产品的600V的IGBT元件Q4的导通损耗之差约为0.56(mJ/pulse)。并且，在示例出IGBT元件Q3的图4中，表示导通损耗的增量ΔEsw约小于等于0.2mJ/脉冲，而且如果开关频率fsw为7kHz，则耐压1200V的IGBT元件的损耗较小。另外，在示例出IGBT元件Q4的图5中，表示导通损耗的增量ΔEsw小于等于0.80mJ/脉冲，而且如果开关频率fsw为7kHz，则耐压1200V的IGBT元件的损耗较小。

一般情况下，用于压缩制冷剂的电机相对转速和转矩的变更不要求快速地响应，而且由于包括该电机在内的制冷剂压缩机被覆盖起来使用的情况居多，所以噪声问题不明显。因此，采用可以低成本实现逆变器的低开关频率fsw。例如，在用于需要采取噪声对策的用途的电机中，其开关频率被选定为约10kHz以上。另一方面，空调室外机被设置在室外而且采取了隔音对策，在冰箱中压缩机被线圈支撑着，所以设定为约3kHz。因此，按照上面所述采用高耐压元件，对向制冷剂压缩机使用的电机提供电流的逆变器特别有效。

B：说明本发明的实施方式

以下，以向空调机的压缩机的电机提供电流的逆变器为例说明本发明的实施方式。

(B-1)逆变器的损耗降低

图6是示例出本发明的电流供给电路的设计方法的流程图。在设计电流供给电路之前，预先根据压缩机要求的能力设定电机的额定功率G。另外，为了驱动包括该电机和向其提供电流的逆变器在内的空调机而采用的交流电源的有效值电压F是已知的。

首先，在步骤S21中，根据电机的额定功率G和交流电源的有效值电压F，求出由逆变器提供的电流的有效值的最大值(逆变器的额定电流)Im。具体讲根据算式(11)确定。

算式(11)

Im＝G/F/k/      …(11)

其中，常数k是在IGBT元件中可以选择的不同耐压之比，优选与在(A3)中使用的k一致。例如，如果可以选择600V、1200V的IGBT元件，则k＝2。

处理进入步骤S22，根据逆变器的电机控制下的跟踪性等，设定开关频率fsw。该步骤如后面所述，在每次执行时即降低开关频率fsw。

处理进入步骤S23，判断开关频率fsw是否大于等于规定的最低值fswo。最低值fswo被选定为将上述跟踪性控制在所期望的范围内。

首先，说明在步骤S23中进行了肯定判断的情况。该情况下，处理进入步骤S24，判断高耐压元件的损耗PH是否小于低耐压元件的损耗PL。在步骤S24中虽然省略了详细说明，但根据各种低耐压元件和各种高耐压元件的组合，判断各个损耗PL、PH的大小。

如果在步骤S24中进行了肯定判断，则处理进入步骤S25，使用高耐压元件设计逆变器。

如果在步骤S24中进行了否定判断，则处理返回步骤S22。从上述的“A：本发明的基本观点”的说明中可知，开关频率fsw较低的一方使用高耐压元件的设计的可能性较大(例如参照图2、图3)。因此，在每次执行步骤S22时，降低将要设定的开关频率fsw。然后，再次执行步骤S23的判断。

在步骤S23中进行了否定判断时，处理进入步骤S26，使用低耐压元件设计逆变器。

如上所述，根据电机的额定功率G和交流电源的有效值电压F，适当选择逆变器使用的IGBT元件，由此可以降低逆变器的损耗。

在使用高耐压元件设计逆变器时应该采用的高耐压元件可以流过的电流，变得比在使用低耐压元件设计逆变器时应该采用的高耐压元件可以流过的电流小。这对上述示例而言，高耐压元件可以流过的电流为低耐压元件可以流过的电流的一半。因此，也具有IGBT元件的芯片面积狭小、且成本较低的优点。

当然，使用高耐压元件设计逆变器时(步骤S25)的电机的额定电压是使用低耐压元件设计逆变器时(步骤S26)的电机的额定电压的k倍，在上述示例中(高耐压元件的耐压为1200V，低耐压元件的耐压为600V)为2倍。

图7是示例出使用了按照上面所述设计的逆变器的电流供给技术的电路图。从单相200V电源的交流电源1施加了有效值200V的交流电压的二极管桥(包括倍压用电容器)22进行倍压整流，通过平滑电路32向逆变器42提供直流电压Vdc。逆变器42在各相上具有两个串联连接的耐压1200V的IGBT元件，从该串联连接的连接点向三相电机M2输出各相的交流电流。

在图7中，为了进行倍压整流，二极管桥22设有电容器，因此在交流电源1侧配置有电抗器5以实现扼流圈输入式整流。因此，平滑电路32与平滑电路31不同，不包括电抗器。

根据实验，当某额定功率的电机在该额定附近可以获得3790W的机械输出时，与逆变器41相比，逆变器42可以看到28.5W的损耗降低。并且，当某额定功率的电机在该额定附近可以获得2770W的机械输出时，与逆变器41相比，逆变器42可以看到18.5W的损耗降低。

本发明除可应用于采用单相交流电源的情况以外，也可以应用于采用三相交流电源的情况。图8是示例出三相倍压电路的结构的电路图。与图7示例的电路相比，其构成为把单相交流电源1和替换为三相交流电源13，把二极管桥22替换为二极管桥23。二极管桥23也进行倍压整流，因此具有3个电容器。在这种情况下，通过平滑电路32向逆变器42提供倍压整流后的直流电压。因此，通过应用本发明，构成采用高耐压元件的逆变器42，可以获得前面所述的效果。

另外，二极管桥22进行倍压整流，从而与进行全波整流的二极管桥21相比，可以降低损耗。这是因为在二极管桥21中，从交流电源1流出的电流总是流过两个二极管，而在二极管桥22中，具有用于进行倍压整流的电容器，因此在从交流电源1流出的电流路径中只存在一个二极管。因此，就二极管产生的损耗而言，在二极管桥22中只产生二极管桥21的一半损耗。

根据上述的实验示例而言，某额定功率的电机在该额定附近可以获得3790W的机械输出时，与二极管桥21相比，二极管桥22可以看到25.7W的损耗降低。并且，某额定功率的电机在该额定附近可以获得2770W的机械输出时，与二极管桥21相比，二极管桥22可以看到19.7W的损耗降低。

更加具体地说明该二极管桥的损耗。一个二极管的功率损耗Pd，可以根据其正向电压降Vf与从二极管桥输出给逆变器的直流电流Idc之积推算。如果按算式(11)考虑，则功率损耗Pd可以利用算式(12)计算。

算式(12)

$\mathrm{Pd}=\mathrm{Vf}\&CenterDot;\mathrm{Idc}$

$=\mathrm{Vf}\&CenterDot;\frac{\sqrt{3}}{\sqrt{2}}\&CenterDot;\mathrm{Im}$

$=G/(F\&CenterDot;k\&CenterDot;\sqrt{2})---\left(12\right)$

在进行全波整流的二极管桥21中，如上所述，从交流电源1流出的电流始终流过两个二极管，所以其功率损耗计算为2Pd。另一方面，在进行倍压整流的二极管桥22中，如上所述，在从交流电源1流出的电流路径中只存在一个二极管。因此，功率损耗计算为Pd。

因此，考虑到在二极管桥的损耗，作为IGBT元件选择采用低耐压元件还是采用高耐压元件，如果使用算式(7)、(8)的损耗PL、PH进行说明，则根据PL+2Pd和PH+Pd中哪方较大进行选择。换言之，如果算式(13)成立，则选择高耐压元件，如果不成立，则选择低耐压元件，可以把二极管桥和逆变器的各自损耗之和设计得比较小。

算式(13)

PL＞PH-Pd    …(13)

图10是明确上述判断的流程图，对应于图6。图10的流程图具有把图6的流程图中的步骤S24替换为步骤S24D的结构，在步骤S24D中进行基于算式(13)的判断。

图11是表示鉴于二极管桥和逆变器的损耗之和优选采用高耐压元件的区域的曲线图。此处，示例选定在图3中说明的导通损耗EL和饱和电压VL分别是1.04(mJ/pulse)和2.34(V)的耐压600V的IGBT元件的情况。并且，正向电压降Vf计算为1.5V。

在与曲线102相比更靠近原点侧的区域中，采用高耐压元件比采用低耐压元件时可以减小二极管桥和逆变器的损耗。

另外，为了进行比较把图3所示的曲线再次图示为曲线101。曲线101与曲线102相比更靠近原点侧。即，考虑到二极管桥的损耗，采用高耐压元件比采用低耐压元件时可以减小损耗的区域较大。

另外，考虑到二极管桥的损耗，把算式(9)修改为算式(14)。

算式(14)

$\mathrm{fsw}<[\mathrm{Pd}+\frac{1}{8}(\mathrm{VL}-\mathrm{\&Delta;Vce})\&CenterDot;\mathrm{Icp}]/[\left(\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}\right)\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;Esw}]---\left(14\right)$

在前面的说明中，作为逆变器的开关元件，以IGBT元件为例进行了说明，但采用其他开关元件同样可以应用本发明。

并且，从交流电源1得到的电压不限于有效值为200V的情况。例如，可以把本发明应用于有效值为200V～240V的电源(在本申请中称为200V系列电源)。

(B-2)二极管桥和逆变器的模块化

如上所述，逆变器使用高耐压元件时，具有使可以流过的电流值变小的优点。但是，与使用低耐压元件的逆变器相比，使用高耐压元件的逆变器的输入电压变高。因此，要求二极管桥和逆变器之间的布线以较高的耐压与其周围绝缘。

根据这种观点，优选二极管桥和逆变器成为一体化的模块。图9是表示在日本专利文献2中示出的模块的结构的剖面图。电动机控制模块50内的电气部件安装在上下几乎平行配置的印刷基板62和铝基板61上。印刷基板62和铝基板61的布线通过树脂模塑的电路板63相连接。电动机控制模块50中的二极管和功率晶体管等功率部件71(处理十几瓦特以上功率的部件)，全部裸装在铝基板61上。另一方面，包括微处理器、ROM、各种接口等在内的利用单片微电脑构成的模块内CPU是应当与其他电气部件形成的发热和噪声隔断的部件，所以安装在没有安装发热量较大的部件的印刷基板62上。并且，不发热(或较小)的控制部件也安装在印刷基板62上。模塑部件81覆盖功率部件71和接合线73、以及其他的铝基板61上的部件。另外，印刷基板62上的部件也被模塑部件81覆盖。将二极管桥和逆变器模块化，对高耐压元件特别有效，具体情况如上面所述。

以上详细说明了本发明，但上述说明仅是所有局面的一个示例，本发明不限于此。可以在不脱离本发明范围的情况下设想得到未示例的无数个变形例。

Claims (15)

1.一种电流供给电路，具有：

连接在交流200V系列电源(1)上的倍压整流电路(22)；

多相逆变器电路(42)，其在各相上具有两个串联连接的耐压1200V的开关元件，从该串联连接的连接点输出各相的交流电流。

2.根据权利要求1所述的电流供给电路，所述开关元件是IGBT元件。

3.根据权利要求2所述的电流供给电路，所述倍压整流电路和所述多相逆变器电路被模块化。

4.一种多相驱动电路，具有：

权利要求2或3所述的电流供给电路；和

由所述多相逆变器电路提供电流的多相400V用电机(M2)。

5.一种电流供给电路设计方法，是设计电流供给电路(22、32、42)的方法，该电流供给电路被输入规定的有效值电压的交流电压，向规定的额定功率的多相负载(M2)输出多相交流电流，

所述电流供给电路具有多相逆变器电路(42)，其在各相上具有两个串联连接的开关元件，从该串联连接的连接点输出各相的所述交流电流，

该方法包括如下的步骤：

(a)步骤(S21)，把所述多相负载的所述额定功率除以所述有效值电压的2倍电压值而得到的电流值设定为所述多相逆变器电路的额定电流值，

(b)步骤(S25)，在向所述多相逆变器电路输入对所述交流电压进行全波整流而得到的直流电压时，根据所述额定电流值，选定具有对所述开关元件所要求的第1耐压的2倍的第2耐压的所述开关元件。

6.根据权利要求5所述的电流供给电路设计方法，所述规定的有效值电压的交流电压为单相，

所述电流供给电路还具有倍压整流电路(22)，其对所述规定的有效值电压的交流电压进行倍压整流，并输出给所述多相逆变器电路(42)。

7.根据权利要求5所述的电流供给电路设计方法，在所述步骤(b)中，在所述逆变器的开关频率(fsw)越高，所述额定电流值的导通损耗(Esw(on))越低的范围内，选定所述开关元件。

8.根据权利要求7所述的电流供给电路设计方法，所述步骤(b)包括如下的步骤：

(b-1)步骤，根据对所述开关元件所要求的动态损耗(Psw)和所述逆变器的开关频率(fsw)，设定导通损耗(Esw(on)＝Esw/2)，

(b-2)步骤，选定具有所述第2耐压，并且在所述额定电流值时产生与在所述步骤(b-1)中设定的所述导通损耗大致相等的导通损耗的所述开关元件。

9.根据权利要求6所述的电流供给电路设计方法，在所述步骤(b)中，在所述逆变器的开关频率(fsw)越高，所述额定电流值的导通损耗(Esw(on))越低的范围内，选定所述开关元件。

10.根据权利要求9所述的电流供给电路设计方法，所述步骤(b)包括如下的步骤：

(b-1)步骤，根据对所述开关元件所要求的动态损耗(Psw)和所述逆变器的开关频率(fsw)，设定导通损耗(Esw(on)＝Esw/2)，

(b-2)步骤，选定具有所述第2耐压，并且在所述额定电流值时产生与在所述步骤(b-1)中设定的所述导通损耗大致相等的导通损耗的所述开关元件。

11.根据权利要求5所述的电流供给电路设计方法，所述开关元件是IGBT元件，

在所述步骤(b)中，

把具有所述第2耐压的所述IGBT元件的额定电流值的导通损耗相对于具有所述第1耐压的所述IGBT元件的额定电流值的导通损耗(EL)的增量(ΔEsw)作为除数，

把具有所述第1耐压的所述IGBT元件的饱和电压(VL)减去具有所述第2耐压的所述IGBT元件的饱和电压相对于该饱和电压(VL)的增量(ΔVce)所得的值(VL-ΔVce)，与将所述逆变器的输出电流换算为正弦波而得到的最大值(Icp)及(π/16)的乘积作为被除数，

在所述逆变器的开关频率(fsw)比所述被除数除以所述除数得到的结果低的区域中，选定具有所述第2耐压的所述IGBT元件。

12.根据权利要求6所述的电流供给电路设计方法，所述开关元件是IGBT元件，

在所述步骤(b)中，

把具有所述第2耐压的所述IGBT元件的额定电流值的导通损耗相对于具有所述第1耐压的所述IGBT元件的额定电流值的导通损耗(EL)的增量(ΔEsw)的(2/π)倍作为除数，

使具有所述第1耐压的所述IGBT元件的饱和电压(VL)减去具有所述第2耐压的所述IGBT元件的饱和电压相对于该饱和电压(VL)的增量(ΔVce)所得的值(VL-ΔVce)，与将所述逆变器的输出电流换算为正弦波而得到的最大值(Icp)及(1/8)三者的乘积，加上所述倍压整流电路(22)具有的二极管中的一个二极管的损耗(Pd)，把相加得到的值(Pd+(VL-ΔVce)·Icp/8)作为被除数，

在所述逆变器的开关频率(fsw)比所述被除数除以所述除数得到的结果低的区域中，选定具有所述第2耐压的所述IGBT元件。

13.根据权利要求11所述的电流供给电路设计方法，将所述逆变器的开关频率(fsw)设定为小于等于7kHz。

14.根据权利要求5所述的电流供给电路设计方法，所述规定的有效值电压是200V，所述第1耐压是600V。

15.根据权利要求5～14中任一项所述的电流供给电路设计方法，所述开关元件是IGBT元件。

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