KR100782313B1 - 주파수 오프셋 보정을 위한 방법 및 장치 - Google Patents

주파수 오프셋 보정을 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

송신기와 수신기 발진기들의 주파수들이 일치하지 않을 때, 고속 디지탈 무선 통신의 코히어런트 검출은 더욱 어렵게 된다. 주파수 록크 루프는 파일럿 채널상에 수신된 샘플들을 처리함으로써 이 주파수 오프셋의 특징을 나타내도록 사용될 수 있다. 오프셋 정보를 사용하여 수신된 신호의 주파수를 보정하도록 유도하는 것이 아니라, 그 대신에 본 발명에서는 주파수 보정을 역확산된 파일럿 샘플들에 적용하여 현저한 계산 절약을 실현한다.
주파수 오프셋 보정, 위상 회전, 루프 필터링

Description

주파수 오프셋 보정을 위한 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS FOR FREQUENCY OFFSET CORRECTION}
본 발명은 무선통신에 관한 것이다. 더욱 자세하게는, 본 발명은 코히어런트 검출 (coherent detection) 을 채용한 디지탈 무선통신에 관한 것이다.
배경기술
1) 확산 스펙트럼 및 코드분할 다중접속
확산 스펙트럼 통신 기술들은 잡음에 강하고, 저전송 전력을 이용할 수 있게 하며, 낮은 인터셉트 (intercept) 확률을 가진다. 이러한 이유들 때문에, 다수의 확산 스펙트럼 기술의 초기 개발은 군사 연구원들에 의하여 수행되었다. 그러나, 최근, 이 기술의 이점들은 소비자 애플리케이션에의 사용을 증대시키고 있다: 가장 주목할 수 있는 것은 개선된 디지탈 셀룰러 전화 시스템에서이다.
대부분의 다른 통신 기술들이 하나의 반송신호를 1 이상의 데이타 신호만으로 변조하는 반면에, 확산 스펙트럼 기술들은 그 반송 신호를 의사랜덤 잡음 또는 '의사 잡음' (pseudonoise; PN) 신호로도 변조한다. 주파수 호핑 (frequency-hopping) 확산 스펙트럼 시스템의 변형예에서는, 특정 순간에 PN 신호의 값이 전송되는 신호의 주파수를 결정하여, 신호의 스펙트럼을 확산한다. 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 (DSSS) 변형예에서는, PN 신호의 비트 레이트 (소위 '칩 레이트 (chip rate)') 를 정보 신호의 비트 레이트보다 더 높게 선택하여 양 신호들에 의하여 반송신호를 변조할 때 그 스펙트럼을 확산한다.
단일 채널을 통하여 다수의 개별 신호들을 지원하는 통신 시스템들은 수신기에서 여러 신호들을 식별할 수 있는 기술을 채용하고 있어야 한다. 시분할 다중접속 (TDMA) 시스템에서는, 시공간에서 신호들이 직교하도록 (그리하여 분리될 수 있도록) 개별 신호들을 중첩하지 않는 간격들로 전송한다. 주파수분할 다중접속 (FDMA) 시스템에서는, 주파수 공간에서 신호들이 직교하도록 신호들을 대역제한한 후 중첩되지 않는 부채널 (subchannel) 로 전송한다. 코드분할 다중접속 (CDMA) 시스템에서는, 신호들이 코드 공간에서 직교 또는 거의 직교하도록, 신호들을 수신기에서 직교 또는 비상관 코드 시퀀스들에 의하여 변조를 통하여 확산하며, 서로 다른 신호들과의 식별성을 유지함과 동시에, 동일 채널을 통하여 전송할 수 있다. 예시적인 CDMA 시스템이, 본 발명의 양수인에 양도되고 발명의 명칭이 "위성 또는 지상 리피터를 이용하는 확산 스펙트럼 다중-액세스 통신 시스템 (SPREAD SPECTRUM MULTIPLE-ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS)" 인 1990년 2월 13일자로 특허된 미국 특허 제 4,901,307 호에 개시되어 있으며, 여기서 참조한다.
그 후, CDMA DSSS 시스템에서는, 각각의 개별 반송 신호를 데이타 신호 및 모든 다른 사용자들에게 할당된 PN 신호들과 적어도 거의 직교하는 의사잡음 (PN) 신호에 의하여 변조하여 다른 사용자들의 신호들과 식별함과 동시에, 전송된 신호의 스펙트럼을 확산시킨다. 이 반송파 상으로 확산 및 변조를 하기 전에, 통상, 데이타 신호에 대해, 예를 들면, 데이타 리던던시 (data redundancy) 를 증가시키고 수신기에서 에러 보정을 할 수 있도록 설계된 다양한 인코딩 및 인터리빙 동작들을 행한다. 또한, 도청에 대비하여 여분의 보안을 제공하도록 데이타 신호들을 암호화할 수도 있다. 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 CDMA 신호의 생성은, 본 발명의 양수인에게 양도되고 발명의 명칭이 "CDMA 셀방식 전화 시스템에서 신호 파형을 생성하는 것에 관한 방법 및 시스템 (SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM)" 인 미국 특허 제 5,103,459 호에 개시되어 있으며, 여기서 참조한다.
2) 위상 변조
통상, DSSS 원격 통신 시스템에서는, 베이스밴드 정보 신호를 PN 시퀀스에 의하여 1 MHz 이상의 대역폭을 갖도록 확산한다. 그 확산된 베이스밴드 신호를 하나의 무선 채널을 통하여 전송하기 위해서는, 그 확산된 베이스밴드 신호를 원하는 주파수의 RF 반송파 상에 변조하는 것이 필요하다.
디지탈 베이스밴드 신호들을 RF 반송파들 상으로 변조하는 여러가지 방법이 존재한다. 통상, 이러한 방법들은 임의의 특정 순간에 전송되는 데이타 심볼에 따라서, 반송파의 진폭, 위상 및/또는 동위상 (I) 또는 직교 (Q) 위상 성분들 중의 하나 또는 둘 모두의 주파수를 변화시킨다. 주로, DSSS 시스템들은 반송파 성분의 위상 상태가 전송되어지고 있는 데이타 심볼들에 대응하는 위상 시프트 키잉 (phase shift keying; PSK), 또는 반송파 성분의 위상과 진폭 모두를 변조하는 직교 진폭 변조 (quadrature amplitude modulation; QAM) 의 변형예를 이용한다.
바이너리 PSK (BPSK) 변조를 이용하는 시스템의 예에서는, (0인 위상으로 정의하는) 베이스 위상 상태로부터 180도 차이 (즉, 0으로부터 π라디안의 위상 시프트) 인 제 2 위상상태로의 반송파의 천이가, 데이타 심볼 0 으로부터 데이타 심볼 1 로의 천이를 나타내도록 정할 수 있다. 따라서, 역으로 π라디안으로부터 0으로의 반대의 위상 시프트가, 데이타 심볼 1 로부터 데이타 심볼 0 으로의 천이를 나타내도록 정할 수 있다. 이들 천이들 간에, 반송파의 위상은 (위상이 0 인) 데이타 심볼 0 , 또는 그 대신에 (위상이 π라디안인) 데이타 심볼 1 이 전송 중인지를 나타낸다. 데이타 심볼을 I 와 Q 성분 모두 180도 시프트로 인코딩하는 직교 PSK (QPSK) 를 이용하여 대역폭에 대한 데이터 레이트의 비를 개선할 수 있다. 이들 및 다른 PSK 변조의 변형예들은 당해 기술분야에 널리 알려져 있다.
PSK 변조에서는, 모든 위상 상태들이 베이스 위상 상태와 관련하여서만 의미를 갖는다. 이 기준 상태가 알려져 있지 않으면, 단지 위상 상태 천이점들만을 식별할 수도 있으므로, 심볼들의 실제 아이덴티티 (identity) 들을 판정할 수 없다. 예를 들면, 상술한 BPSK 시스템에서는, π라디안의 위상 시프트는 0 으로부터 1 로의 천이 또는 1 로부터 0 으로의 천이중의 하나의 천이를 나타낸다. 만약 베이스 위상 상태와 시작 또는 종결 위상 상태 간의 관계를 알지 못하면, 어떤 천이가 발생하였는지를 판정하기가 불가능하다.
이러한 위상 모호성 (phase ambiguity) 문제는 여러가지 다른 방법으로 해결할 수 있다. 한가지 방법은 차동 PSK (differential PSK) 와 같은, 넌-코히어런트 검출에 적합하고 베이스 위상 상태의 지식을 요구하지 않는 변조방식을 이용하여 모호성을 회피하는 것이었다. 보다 전력 효율적인 방법은, 데이타 심볼들을 베이스 위상 상태에 관련없이 모호하지 않은 방식으로 인코딩하는데에 직교 시그널링 세트들을 이용하는 것이다. 하나의 적합한 신호 세트는 제 4 장 CDMA: Andrew J. Viterbi 에 의한, 확산 스펙트럼 통신에 관한 원칙 (Chapter 4 of CDMA: Principles of Spread Spectrum Communication by Andrew J. Viterbi), Addison Wesley Longman, Reading, MA, 1995 에 논의한 하다마드-왈쉬 함수 (Hadamard-Walsh functions) 이며, 여기서 참조한다. 그러나, 또한, 이 방법들은, 위상 모호성 문제를 회피하는데 필요한 정보 리던던시를 제공함으로써, 달성할 수 있는 채널의 데이타 스루풋을 감소시킬 수도 있다. 대안적인 방법은 코히어런트 검출 방식을 사용하는 것이었다.
3) 코히어런트 검출 및 위상 잡음
파일럿 지원 (pilot-assisted) 코히어런트 검출에서는, 베이스 위상 상태를, 위상 및 크기 기준을 제공하기 위하여 데이타 신호와 함께 전송되는 기지의 형태의 신호인 파일럿 신호로부터 유도한다. 파일럿 및 데이타 채널들을 동일 반송파로 전송하는 하나의 방법은 그 채널들을 서로 다른 직교 코드들 (예를 들면, 서로 다른 왈쉬 함수들) 로 커버링하는 것이다. 예를 들면, 수신기에서, 파일럿 채널은 국부 발진기의 출력을 수신된 파일럿에 대하여 일정한 위상각으로 유지하는 위상 록크 루프를 사용함으로써, 반송파 동기를 확립하여 코히어런트 검출을 가능케 하는데에 사용할 수도 있다.
그러나, 종종, 반송파 동기가 위상 잡음의 존재로 인하여 복잡하게 된다. 위상 잡음은 두 성분들을 가질 수 있으며, 한 성분은 랜덤 (random) 성분이고 다른 성분은 보다 판정가능한 (determinable) 성분일 수 있다. 주로, 이 랜덤 성분은 송신기와 수신기 간의 상대 운동 (또는 반사기에 의하여 야기될 수도 있는 둘사이의 겉보기 운동) 에 의하여 야기되는 도플러 효과에 기인한다. 이 도플러 시프트의 최대 크기 (fd_max) 는 fd_max = fc ×v/c 로 정의되고, 여기서 fc 는 Hz 단위의 반송 주파수를, v 는 m/sec 단위의 상대속도를, c 는 광속을 나타낸다. 기가헤르츠 영역의 반송파 주파수 및 시간당 수백 마일의 상대속도에서, 도플러 성분은 수백 헤르쯔 정도일 수도 있다.
통상, 도플러 성분은 빨리 변하며 데이타 레이트의 수 퍼센트를 초과할 수도 있기 때문에, 위상 록크 루프를 사용하여 추적하기가 매우 어렵다. 이 랜덤 성분을 보상하는 다른 방법은 기지의 파일럿 신호를 사용하여 채널 효과의 추정치를 획득하는 것이다. 통상, 이 추정치는 채널에 의하여 야기된 위상의 회전을 의미하는 복소 벡터 형태이고, 데이타 샘플들에서 동일한 회전을 보상하는데 사용한다.
또한, 위상 잡음은, 시스템 구조 내에서 주로 송신기와 수신기에서의 발진기들 간의 주파수 차이에 의하여 야기되는 주파수 오프셋으로서 발생한다. 예를 들면, 이 차이는 제조의 변화나 노화 (aging) 또는 온도에 기인한 드리프트 (drift) 로 인하여 발생할 수도 있으며, 이 오프셋의 효과는 시간에 대하여 비교적 일정하게 유지되는 샘플들에 위상회전 (phase rotation) 을 도입하는 것이다. IS-95A 표준 (TIA/EIA, 1996년 7월) 의 섹션 10.1.1.3 에 의하면, 일단 발진기들이 위상-록크되면, 이동국의 반송파 주파수가 300 Hz 만큼의 에러를 가질수 있다.
만약 일정한 회전 성분 (constant-rotating-component) 주파수 오프셋을 별도로 보상하면, 위상 잡음의 랜덤 성분의 추정치를 더욱 우수하게 획득할 수도 있다. 주파수 오프셋을 보정하는 하나의 방법은 디지탈 주파수 록크 루프 (DFLL) 를 사용하는 것이다. 디지탈 주파수 록크 루프의 구성요소들과 작동원리는 당해 기술분야에서 널리 알려져 있으며, 예를 들면, 애틀랜타, 1996 년 IEEE 이동 테크놀로지 협의회 회보, pp.1215-1219 에서 발명자 링 (Ling) 에 의한 "무선 통신에 관한 디지탈 주파수-록크 루프의 수렴 및 출력 MSE (Convergence and Output MSE of Digital Frequency-Locked Loop for Wireless Communications)", 및 1984 년 8 월, IEEE 통신회보, vol. COM-32, no.8, pp.935-947 에서 프랜시스 D. 나탈리 (Francis D. Natali) 에 의한 "AFC 트래킹 알고리즘 (AFC Tracking Algorithms)" 에 개시되어 있으며, 여기서 참조한다.
주파수 오프셋 보정
도 1 은 DFLL 을 이용하는 주파수 오프셋 보정의 하나의 방법을 도시한 것이다. (도시되지 않은) RF 스테이지는, A/D 변환 및 주파수 보정을 위하여, 수신된 아날로그 데이타를 변환 및 보정 블록 (110) 에 제공한다. 아래 상세히 설명된 바와 같이, 주파수 보정 동작은 A/D 변환 전후에 수행할 수 있다. 디지탈화하여 보정한 동위상 (I) 및 직교 위상 (Q) 샘플 스트림들은 PN 역확산기 (115) 에 의하여 역확산된 후, 데이타 역확산기 (120) 및 파일럿 역확산기 (130) 에 의하여 역확산시켜 데이타 채널들 및 파일럿 채널들을 각각 획득한다.
주파수 판별기 (140) 는 이 역확산된 파일럿 샘플들을 수신하여 순시 주파수 에러 (
Figure 112005020370797-pct00001
) 를 생성한다. 도 2 에 나타낸 바와 같이,
Figure 112005020370797-pct00002
의 값은 현재의 파일럿 샘플 및 이전 파일럿 샘플의 복소 켤레의 복소곱 (complex product) 의 허수 부분으로 계산한다. 루프 필터 (150) 에서, 이 순시 주파수 에러 (
Figure 112005020370797-pct00003
) 를 DFLL 의 수렴 및 대역폭을 제어하도록 스케일링한 후, 적분하여 좀더 정확한 오프셋 주파수 추정치 (
Figure 112005020370797-pct00004
) 를 획득한다. 이 오프셋 주파수의 추정치는 블록 110 으로 입력되어 수신된 데이타의 위상을 조절하는데 사용된다.
블록 110 에서, DFLL 에 의하여 제어되는 전압 제어 발진기 (VCO) 를 사용하여, RF 또는 IF 에서 아날로그 데이타를 입력함으로써 아날로그 영역에서 주파수 보정을 적용하여 A/D 변환 이전에 베이스밴드로 신호를 하향변환할 수 있다. 아날로그 신호로 주파수 보정을 수행하는 것은 비교적 용이하나, 일부 애플리케이션에서는 실용적이지 않다. 예를 들면, 통상, CDMA 기지국에 의하여 수신된 신호는 각 성분의 신호가 서로 다른 주파수 오프셋을 가지는 다수의 사용자로부터의 신호들을 포함한다. 통상, TDMA 기지국에서, 각 타임 슬롯 동안 수신된 신호는 서로 다른 사용자들로부터 발생하여 인접 타임 슬롯들에서 수신된 신호와 다른 주파수 오프셋을 갖게 된다. 이러한 경우, 주파수 보정은 디지탈 영역에서 수행하는 것이 보다 바람직하다. 또한, 대신에 디지탈 방식으로 보정을 행하면 더욱 작은 회로 영역에서 작동에 관한 보다 우수한 온도 안정성 및 신뢰성을 획득할 수 있다.
A/D 변환 이후에 베이스밴드에서 블록 110 으로 아날로그 데이타를 입력하여 샘플들에게 복소 회전을 적용함으로써, 디지탈 영역에서 주파수 보정을 적용할 수도 있다. 디지탈화한 후에 보정을 행하는 것의 한가지 단점은 매 샘플마다 복소 회전을 행하는 것이 보다 엄격히 요구된다는 것이다. 통상 1.2288 Mcps 의 칩 레이트 및 이 칩 레이트의 2 배의 샘플링 레이트에서, 이 방법은 매 초 거의 250만 복소 회전을 행할 것을 요구할 것이다. 다수의 애플리케이션에서는, 이러한 프로세싱 레이트를 지원하는데 요구되는 전력 및 가용 영역으로 인해 디지탈 주파수 보정이 불가능하게 된다.
발명의 요약
본 발명은, 역확산 이전에 수신된 샘플들이 아닌, 역확산 후에 파일럿 채널상에서 주파수 보정 프로세싱을 수행함으로써, 데이타 채널에서 주파수 오프셋을 보상하는데 요구되는 계산 노력을 현저하게 감소시킨다. 또한, 본 발명은, 데이타 및 파일럿 채널들 간의 코히어런스를 유지하기 위하여, 코히어런트 검출을 수행하기 전에 채널 추정치를 역회전시켜 데이타 채널에서의 샘플들을 지연시키는 것을 포함한다.
도면의 간단한 설명
도 1 은 주파수 보정의 방법을 나타낸 도면이다.
도 2 는 주파수 판별기 (140) 를 나타낸 회로도이다.
도 3 은 본 발명의 제 1 실시형태를 나타낸 블록도이다.
도 4 는 주파수 판별기 (140) 의 바람직한 구현예인 4중 상관기 (quadricorrelator) 를 나타낸 회로도이다.
도 5 는 복소 곱셈기를 나타낸 회로도이다.
도 6 은 루프 필터링, 위상 계산, 및 지연 블록 (250) 의 제 1 구현예를 나타낸 도면이다.
도 7 은 주파수 오프셋 적분기 (340) 의 구현예를 나타낸 도면이다.
도 8A 는 위상 조절 적분기 (350) 의 제 1 구현예를 나타낸 도면이다.
도 8B 는 위상 조절 적분기 (350) 의 제 2 구현예를 나타낸 도면이다.
도 9 는 루프 필터링, 위상 계산, 및 지연 블록 (250) 의 제 2 구현예를 나타낸 도면이다.
도 10 은 루프 필터 (325) 의 1 차 구현예를 나타낸 도면이다.
도 11 은 루프 필터 (325) 의 2 차 구현예를 나타낸 도면이다.
도 12 는 본 발명의 대안적인 실시형태를 나타낸 블록도이다.
발명의 상세한 설명
도 3 은 본 발명의 제 1 실시형태를 나타낸 블록도이다. 바람직한 실시예에서, 도 3 의 회로 (루프 필터링, 위상 계산, 및 지연 블록 (250) 은 제외) 는, 동일 또는 서로 다른 안테나들로부터의 신호의 서로 다른 다중경로 인스턴스 (instance) 를 각각 수신하는 여러 수신기들에서 반복된다. 이러한 단일 경로 수신기들은 주로 레이크 '핑거 (finger)' 라 한다. 이 실시예에서, 루프 필터링, 위상 계산, 및 지연 (LFPCD) 블록 (250) 은, 각 핑거로부터
Figure 112007043640817-pct00005
값을 수신하고 복소 쌍들 (cosθ, -sinθ) 및 (cosφ, sinφ) 를 모든 핑거들에 대해 공통으로 출력하며, 모든 핑거들에 공통된다.
도 3 의 바람직한 실시형태에서는, (도시되지 않은) RF 및/또는 IF 스테이지들로부터 수신된 베이스밴드 아날로그 데이타를 A/D 변환기 (210) 를 통과시켜, PN 역확산기 (115) 에서 PN 시퀀스에 의하여 역확산시키고, 데이타 역확산기 (120) 및 파일럿 역확산기 (130) 에서 더 역확산시킨다. 역확산기 (115, 120) 는, 도 5 에 도시된 바와 같이, 입력 I_2 및 Q_2 가 각각 역확산 코드인 복소 곱셈기로 구현할 수도 있다. 주파수 오프셋이 데이타 샘플 레이트보다 훨씬 낮다고 가정하면, 역확산 동작들 동안 주파수 오프셋을 무시할 수도 있다.
바람직한 실시예에서는, 파일럿 채널을 왈쉬 함수 0 에 의하여 커버한다 (즉, 커버링 함수는 실제로 상수값이다). 이 경우, 파일럿 역확산기 (130) 는 적분 및 덤프 회로 (integrate-and-dump circuit) 로서 구현할 수도 있다. 샘플 주파수를 감소시켜 계산 부하를 감소시키기 위해서는 적분 기간이 길어야 하지만, 이 적분 기간은 그 기간 내에서 주파수 오프셋에 따른 위상 시프트를 무시할 정도로 짧아야 한다. 일 실시형태에서는 300 Hz 의 주파수 오프셋 및 수백 Hz 의 도플러 성분에 대해, 대략 200 ㎲ 의 적분 기간을 사용한다. 더 프로세싱하기 전에, 예를 들면, 파일럿 샘플들을 오른쪽 시프팅 (right-shifting) 시켜 절단하는 것이 바람직 할 수도 있다. 절단은 다음 스테이지들에서 데이타 대역폭을 감소시키는 기능을 하며, 이 스테이지에서의 적절한 양의 절단 및 라운딩 (rounding) 이 어떠한 성능 저하를 유발하는 것으로 나타나지 않았다. 그러나, 절단은 선택적이다.
역확산 후에, 파일럿 샘플들을 위상 회전기 (220) 에서 회전시킨다. 위상 회전기 (220) 의 바람직한 실시예는 도 5 에 나타낸 바와 같이 복소 곱셈기이다. 아래 설명된 바와 같이 회전각 θ를 나타내는 복소값이 LFPCD 블록 (250) 에 의하여 출력된다.
이 회전된 파일럿 샘플들은 주파수 판별기 (140) 로 입력되며, 이 주파수 판별기는 순시 주파수 에러의 측정치 (
Figure 112007043640817-pct00006
) 를 출력한다. 바람직한 실시예에서는, (도 2 에 기능이 도시된) 주파수 판별기 (140) 는 도 4 에 나타낸 바와 같이 4중 상관기 (quadricorrelator) 로서 구현한다.
도 6 은 LFPCD 블록 (250) 의 블록도를 나타낸 것이다. 상술한 바와 같이, 바람직한 실시예에서는, 수개의 핑거들이 순시 주파수 에러 (
Figure 112007043640817-pct00007
) 를 각각 계산한다. 이 값들은 주파수 에러 합성기 (310) 를 통하여 LFPCD 블록 (250) 으로 입력된다. 바람직한 실시예에서, 합성기 (310) 는
Figure 112007043640817-pct00008
값들의 합으로서
Figure 112007043640817-pct00009
값을 출력한다. 그러나, 또한, 합성기 (310) 는 이 값들의 가중되거나 가중되지 않은 평균값을 출력하도록 구성할 수도 있다. 단지 하나의
Figure 112007043640817-pct00010
값이 LFPCD 블록 (250) 으로 입력되는 경우, 합성기 (310) 를 생략할 수도 있다.
리미터 (320) 는 보고된 주파수 에러의 가능 영역을 제한함으로써 시스템 안정도의 기준을 제공한다. 대안적인 실시예에서, 강인성은 불필요하거나 다른 곳에 제공할 수 있다. 이러한 실시예들에서는, 리미터 (320) 를 생략할 수도 있다.
루프 필터 (325) 는 제한되거나 제한되지 않은 주파수 에러값 (
Figure 112007043640817-pct00011
) (또는 적절한
Figure 112007043640817-pct00012
) 을 수신하여 주파수 오프셋값 (
Figure 112007043640817-pct00013
) 을 출력한다. 도 10 은 루프 필터 (325) 로서 사용하기에 적합한 1차 필터의 일 실시예를 나타낸 것이다. 이 실시예에서는, 스케일러 (330) 가 입력 신호를 수신하여 스케일된 에러값 (
Figure 112007043640817-pct00014
) 을 출력한다. 이 스테이지에서는,
Figure 112007043640817-pct00015
의 스케일링 계수를 선택하고 오른쪽 시프터 (right-shifter) 로서 스케일러 (330) 를 구현함으로써 곱셈을 회피하는 것이 바람직하다. 상술한 참조 문헌에 나타낸 바와 같이, 1 차 DFLL 에서, 스케일링 계수는 다음 식,
Tc = NTs/(αkdk0)
에 따라 이 DFLL 의 시상수 (또는, 동등하게, 그 루프 대역폭) 를 결정하며, 여기서 Tc 는 초단위의 DFLL 의 시상수; N 은 주파수 판별기의 삽입 지연 및 샘플들에서 루프 필터의 업데이트 간격; Ts 는 초단위의 샘플 기간; α는 무차원 스케일링 계수; kd 는 LSB/Hz 단위의 주파수 판별기의 계수, 여기서 LSB 는 주파수 판별기의 출력의 최하위 비트 (least significant bit) 를 나타냄; k0 는 Hz/LSB 단위의 위상 회전 동작의 분해능, 여기서 LSB 는 디지탈-주파수 변환기 (digital-to-frequency converter) 의 입력의 최하위 비트 (여기서, 룩업테이블 (lookup table; 360) 로의 입력) 이다. 통상의 애플리케이션에서는, 스케일링 계수는 이 식에서 동적으로 변화할 수 있는 유일한 계수이다. (상기 식의 다른 계수들의 값들에 영향을 주는 파라미터들은 적분 기간, 신호대 잡음비, 및 디지탈-주파수 변환기의 특정 구현예 등을 포함한다.)
물론, 또한, 이 스케일링 계수는 주파수 에러 합성기 (310) 에 입력되는 핑거들의 수 및 합성기에서 수행되는 합성의 성질 (예를 들면, 입력들이 평균되는지 또는 단순히 누산되는지의 여부) 과 관련하여 선택하여야 한다. DFLL 출력에서 주파수 에러를, 예를 들면 100 Hz 인 원하는 값 이하로 유지하고, 이 에러가 수신기 성능을 저하시키지 않도록 보장하기 위하여, 시상수가 약 10 초로부터 약 수백 밀리초 사이의 범위에 있도록 하는 것이 바람직하다. 예시적인 애플리케이션에서, 통상의 스케일링 계수값들은 대략 22(4) 내지 2-4(1/16) 의 범위이다.
주파수 오프셋 적분기 (340) 는 스케일링된 주파수 에러값 (
Figure 112007043640817-pct00016
sc) 을 수신하여 송신기와 수신기의 발진기들 간의 주파수 차이를 특징으로 하는 주파수 오프셋값 (foff) 을 출력한다. 바람직한 실시예에서, 주파수 오프셋 적분기 (340) 는 도 7 에 나타낸 바와 같이, 완전 적분기 (perfect integrator) 로서 구성된다. 송신기 및 수신기 발진기의 주파수가 완벽하게 일정하고 위상 잡음의 랜덤 성분이 DFLL 에 영향을 미치지 않는다고 가정하면,
Figure 112007043640817-pct00017
sc 값은 0 에 접근하고 foff 값은 상수에 접근한다. foff 값의 가능영역은 이 회로에 의하여 보상될 수 있는 주파수 오프셋들의 범위를 의미한다.
당업자들은, 루프 필터 (325) 로서, 예를 들면 다른 수렴 특성을 원하면, 도 11 에 나타낸 2차 구성과 같은 고차의 루프 필터를, 1차 구성 대신에, 사용할 수도 있음 알 수 있다. 이들 본 발명의 다른 실시예에서, 통상, 주파수 오프셋 적분기 (340a, 340b) 의 구조들은 도 7 에 나타낸 바와 같이, 적분기 (340) 와 동일할 것이며, 제 1 스케일러 (340a) 및 제 2 스케일러 (340b) 는 각각 동일한 상수값을 갖거나 서로 다른 상수값들을 가질 수도 있다.
위상 조절 적분기 (350) 는 주파수 오프셋 (foff) 을 위상 조절 계수 θ로 변 환하는 기능을 한다. 바람직한 실시예에서, 위상 조절 적분기 (350) 는, 출력 값 θ의 최대값 및 최소값이 거의 π 및 －π 에 각각 대응하고 위상 조절 적분기 (350) 가 모듈로 2π누산 (modulo 2π accumulation) 을 수행하도록 오버플로우를 무시하는 도 8A 에 나타낸 구조 또는 도 8B 에 나타낸 구조를 갖는다.
룩업 테이블 (360) 은 위상값 θ를 복소 위상 벡터를 나타내는 값들의 쌍 (예를 들면, cosθ와 sinθ) 으로 변환하도록 미리 프로그램된다. 복소 켤레기 (complex conjugator; 370) 를 경유한 후에, 이 복소 벡터가 위상 회전기 (220) 로 입력되고, 여기서, 파일럿 샘플은 다음 식,
rpej(p-θ)=rpejpe－jθ=rp(cos p + jsin p)(cosθ- jsinθ)
에 따라서 회전되며, 여기서 rp 는 파일럿 샘플의 크기, p 는 수신된 파일럿 샘플의 각, p-θ는 주파수 오프셋의 보정 후에 파일럿 샘플의 각이다.
또한, 회전된 파일럿 샘플들은 파일럿 필터 (160) 로 입력되어, 채널의 추정치가 생성된다. 이 채널의 추정치는 채널에 의하여 파일럿 신호 내로 도입된 위상 회전 및 크기 스케일링의 왜곡을 나타내며, 통상 I/Q 공간에서 벡터로서 보고된다. 가장 우수한 전체적인 채널 추정치를 제공하도록, 필터 (160) 에서의 탭 수 (N) 를 선택한다. 한편, 이 채널은, 추정치의 생존 기간 (life span) 에 대하여 비교적 일정하게 유지하는 것이 바람직하므로, N 을 작게 유지하여야 한다. 또 다른 한편으로는, 큰 N 으로 높은 정확성의 추정치를 획득할 수 있다. 필터 (160) 는 IIR 또는 FIR 필터로서 구현할 수도 있다. 바람직한 실시예에서, 필터 (160) 는 복소 8-탭 사각 평균기 (complex eight-tap rectangular averager) 이다.
채널 추정치는 회전된 파일럿 샘플들로부터 구성되기 때문에, 그 위상이 복조할 데이타 채널에서의 샘플들의 위상과 일치하지 않는다. 따라서, 이 추정치를 데이타 채널에 제공하기 전에 위상 회전기 (220) 에 의하여 도입되었던 회전을 제거하는 것이 필요하다. 이를 위하여, 파일럿 필터 (160) 에 의하여 대응 채널 추정치가 생성된 시점과 거의 동일한 시점에 위상 역회전기 (240) 에 도달할 수 있도록, 위상 계산 블록 (250) 에 의하여 위상 회전기 (220) 로 제공되었던 위상 회전 계수들을 역회전 지연 (380) 에 의하여 지연시킨다. 도 6 에 나타낸 바와 같이, 역회전 지연 (380) 은 위상 조절 적분기 (350) 로부터의 θ값들을 수신할 수도 있다. 그러나, 바람직한 실시예에서는, 도 9 에 나타낸 바와 같이, 역회전 지연 (380) 은 θ뿐 아니라 foff 도 수신하고, 이 두 값들을 적절한 비율로 합성함으로써, 스플릿 샘플 (split-sample) 지연 시간을 효율적으로 획득한다.
룩업 테이블 (390) 은 지연된 위상값 φ 을 복소 위상 벡터를 나타내는 값의 쌍들 (예를 들면, cosφ와 sinφ) 로 변환하도록 미리 프로그램된다. 바람직한 실시예에서, 룩업 테이블 (360, 390) 은 동일 유닛이며, 이 테이블로의 주소 입력 (addressing input) 을 위상 조절 적분기 (350) 와 역회전 지연 (380) 간에 멀티플렉싱된다. 룩업 테이블 (360, 390) 이 동일 유닛이 아니면, 룩업 테이블 (360) 은 그 대신에 복소 켤레값들을 보유하도록 변형함으로써 복소 켤레기 (370) 에 필요성을 제거할 수도 있다 .
이 복소 벡터는 위상 역회전기 (240) 로 입력된다. 위상 회전기 (220) 와 마찬가지로, 위상 역회전기 (240) 의 바람직한 실시예는 도 5 에 나타낸 바와 같이 복소 곱셈기이다. 이 스테이지에서, 위상 조절 벡터를 복소 켤레로 하지 않으므로, 위상 회전기 (220) 에 의하여 도입된 회전을 다음 식,
ej(p-θ＋φ)=rpej(p－θ)ejφ=[(cos p + jsin p)(cosθ- jsinθ)](cosφ+ jsinφ)
에 따라서 채널 추정치로부터 제거하며, 여기서 p-θ는 채널 추정치의 각, p-θ+φ는 주파수 오프셋의 복구 (restoration) 후의 채널 추정치의 각이다. 바람직한 실시예에서, 역회전각 φ는 회전각 θ와 동일한 값을 가지므로, p-θ+φ값은 단순히 수신된 파일럿 샘플의 각인 p 이다. 그러나, 또한, θ값을 계산하였을 때 이용할 수 없었던 정보에 기하여 φ값을 정확하게 할 수도 있다.
역회전 후에, 채널 추정치는 복소 켤레기 (170) 를 경유하여 코히어런트 검출기 (coherent detector; 190) 에서 역확산되고 지연된 데이타 샘플들과 합성된다. 복소 회전기 (220) 및 역회전기 (240) 와 마찬가지로, 코히어런트 검출기 (190) 의 바람직한 실시예는 도 5 에 나타낸 바와 같이 복소 곱셈기이다.
이상, 설명 및 도시된 바람직한 실시예들에서는, 위상 회전 θ를, PN 역확산기 (115) 에 의하여 출력된 샘플들의 스트림으로부터 제 1 시점에서 선택된 파일럿 샘플들의 제 1 세트로부터 계산한다. 그 후, 위상 회전기 (220) 에서, 위상 회전 θ를 PN 역확산기 (115) 에 의하여 출력된 동일 샘플들의 스트림으로부터 제 1 세트보다 늦은 시점에 선택된 파일럿 샘플들의 제 2 세트에 적용한다. 대안적인 실시형태에서는, 도 12 에 나타낸 바와 같이, 위상 회전기 (220) 에서 예를 들면, 파일럿 샘플들의 각 세트의 복사본을 버퍼 (260) 에 보관함으로써, 파일럿 샘플들의 세트로부터 계산된 위상 회전 θ를 동일 파일럿 샘플들의 세트에 다시 적용한다.
상술한 바람직한 실시예들의 설명으로부터 당업자는 본 발명을 제조 또는 이용할 수 있다. 당업자는 이 실시예들의 여러 변형예들을 용이하게 알 수 있으며, 여기서 정의한 고유한 원리를 창의력의 사용없이 다른 실시예에 적용할 수 있다. 예를 들면, 비록 바람직한 실시예가 코드분할 다중접속 파일럿을 가진 CDMA 수신기에 관한 것이나, 또한, 본 발명은 시분할 다중접속 파일럿 즉 TDMA 수신기에도 적용할 수 있다. 또한, 당업자는, 비록 본발명의 바람직한 실시예가 디지탈화한 신호들을 처리하지만, 여기서 설명된 신규한 원리를 아날로그 신호들을 처리하는 시스템 또는 하이브리드 시스템에도 동등하게 적용할 수 있다는 것을 알 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타낸 실시예에 한정하려는 것이 아니라, 여기에 개시된 원리 및 신규한 특징에 부합하는 최광의 영역을 부여하려는 것이다.

Claims (28)

  1. 파일럿 내에서 주파수 오프셋을 결정하는 단계;
    상기 주파수 오프셋에 따라서 상기 파일럿을 위상 회전하는 단계;
    채널 추정치를 획득하기 위해 상기 파일럿을 필터링하는 단계; 및
    상기 주파수 오프셋을 복구하기 위해 상기 채널 추정치를 역회전하는 단계를 포함하고,
    상기 채널 추정치를 역회전하는 단계는 상기 채널 추정치로부터 위상 회전을 제거하는 단계를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 방법.
  2. 복수의 역확산된 제 1 파일럿 샘플들을 획득하기 위해 복수의 제 1 파일럿 샘플들을 역확산하는 단계;
    복수의 역확산된 제 2 파일럿 샘플들을 획득하기 위해 복수의 제 2 파일럿 샘플들을 역확산하는 단계;
    상기 복수의 역확산된 제 1 파일럿 샘플들 내에서 주파수 오프셋을 결정하는 단계;
    상기 주파수 오프셋을 보상하기 위해 상기 복수의 역확산된 제 2 파일럿 샘플들을 위상 회전하는 단계;
    채널 추정치를 획득하기 위해 상기 복수의 역확산된 제 2 파일럿 샘플들을 필터링하는 단계; 및
    상기 주파수 오프셋을 복구하기 위해 상기 채널 추정치를 역회전하는 단계를 포함하고,
    상기 채널 추정치를 역회전하는 단계는 상기 채널 추정치로부터 위상 회전을 제거하는 단계를 포함하고, 상기 복수의 제 1 파일럿 샘플들은 제 1 시점에서 샘플들의 스트림으로부터 취하고, 상기 복수의 제 2 파일럿 샘플들은 제 2 시점에서 상기 샘플들의 스트림으로부터 취하는, 주파수 오프셋 보정 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 채널 추정치를 획득하기 위해 상기 복수의 역확산된 제 2 파일럿 샘플들을 필터링하는 단계는 상기 복수의 제 2 파일럿 샘플들을 무한 임펄스 응답 (Infinite Impulse response; IIR) 필터로 통과시키는 단계를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 채널 추정치를 획득하기 위해 상기 복수의 역확산된 제 2 파일럿 샘플들을 필터링하는 단계는, 상기 복수의 제 2 파일럿 샘플들을 평균하는 단계를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 방법.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 복수의 역확산된 제 2 파일럿 샘플들을 획득하기 위해 상기 복수의 제 2 파일럿 샘플들을 역확산하는 단계는, 상기 복수의 제 2 파일럿 샘플들을 적분 및 덤프 필터로 통과시키는 단계를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 방법.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 복수의 역확산된 제 1 파일럿 샘플들을 획득하기 위해 상기 복수의 제 1 파일럿 샘플들을 역확산하는 단계는, 상기 복수의 제 1 파일럿 샘플들을 적분 및 덤프 필터로 통과시키는 단계를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 복수의 역확산된 제 2 파일럿 샘플들을 획득하기 위해 상기 복수의 제 2 파일럿 샘플들을 역확산하는 단계는, 상기 복수의 제 2 파일럿 샘플들을 적분 및 덤프 필터로 통과시키는 단계를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 방법.
  8. 파일럿 및 제 1 위상 조절값을 수신하고 회전된 파일럿을 출력하는 위상 회전기로서, 상기 파일럿은 주파수 오프셋 및 위상 회전을 갖고, 상기 회전된 파일럿은 상기 제 1 위상 조절값에 따른 위상 회전을 갖는, 상기 위상 회전기;
    상기 회전된 파일럿을 수신하고 주파수 에러값을 출력하는, 주파수 판별기;
    상기 주파수 에러값을 수신하고 상기 제 1 위상 조절값 및 제 2 위상 조절값을 출력하는, 위상계산 및 지연 유닛;
    상기 회전된 파일럿을 수신하고 채널 추정치를 출력하는, 파일럿 필터; 및
    상기 채널 추정치 및 상기 제 2 위상 조절값을 수신하고 역회전된 채널 추정치를 출력하는, 위상 역회전기를 구비하고,
    상기 역회전된 채널 추정치는 위상 회전이 없는 채널 추정치를 포함하고,
    상기 제 1 및 제 2 위상 조절값들은 복소값들이며,
    상기 제 2 위상 조절값은 상기 제 1 위상 조절값의 지연된 버젼이며,
    상기 회전된 파일럿은 상기 주파수 오프셋이 없는 파일럿이며,
    상기 채널 추정치는 상기 위상 회전을 나타내는 복소값인, 주파수 오프셋 보정 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 주파수 판별기는 4중 상관기 (quadricorrelator) 를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 위상 계산 및 지연 유닛은,
    상기 주파수 에러값에 기초한 신호를 수신하고 주파수 오프셋값을 출력하는, 제 1 적분기; 및
    상기 주파수 오프셋값을 수신하고 위상 보정값을 출력하는, 제 2 적분기를 구비하고,
    상기 제 1 위상 조절값 및 상기 제 2 위상 조절값은 상기 위상 보정값에 기초하는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  11. 복수의 수신된 파일럿 샘플들을 수신하고, 주파수 오프셋 및 위상 회전을 가지는 복수의 역확산된 파일럿 샘플들을 출력하는, 파일럿 역확산기;
    상기 복수의 역확산된 파일럿 샘플들 및 제 1 위상 조절값을 수신하고 복수의 회전된 제 1 파일럿 샘플들을 출력하는 위상 회전기로서, 상기 복수의 회전된 제 1 파일럿 샘플들의 각각은 상기 제 1 위상 조절값에 따른 위상 회전을 갖는, 상기 위상 회전기;
    복수의 회전된 제 2 파일럿 샘플들을 수신하고 주파수 에러값을 출력하는, 주파수 판별기;
    상기 주파수 에러값을 수신하고 상기 제 1 위상 조절값 및 제 2 위상 조절값을 출력하는, 위상 계산 및 지연 유닛;
    상기 복수의 회전된 제 1 파일럿 샘플들을 수신하고 채널 추정치를 출력하는, 파일럿 필터; 및
    상기 채널 추정치 및 상기 제 2 위상 조절값을 수신하고 역회전된 채널 추정치를 출력하는, 위상 역회전기를 구비하고,
    상기 역회전된 패널 추정치는 위상 회전이 없는 채널 추정치를 포함하고,
    상기 제 1 및 제 2 위상 조절값들은 복소값들이며,
    상기 제 2 위상 조절값은 상기 제 1 위상 조절값의 지연된 버젼이며,
    상기 복수의 회전된 제 2 파일럿 샘플들은 상기 주파수 오프셋이 없는 상기 복수의 역확산된 파일럿 샘플들이며,
    상기 채널 추정치는 상기 위상 회전을 나타내는 복소값이며,
    상기 복수의 회전된 제 2 파일럿 샘플들은 제 1 시점에서 샘플들의 스트림으로부터 취해진 복수의 샘플들로부터 유도되며, 상기 복수의 수신된 파일럿 샘플들은 제 2 시점에서 상기 샘플들의 스트림으로부터 취해지는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 주파수 판별기는 4중 상관기를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 위상 계산 및 지연 유닛은,
    상기 주파수 에러값에 기초한 신호를 수신하고 주파수 오프셋값을 출력하는, 제 1 적분기; 및
    상기 주파수 오프셋값을 수신하고 위상 보정값을 출력하는, 제 2 적분기를 구비하고,
    상기 제 1 위상 조절값 및 상기 제 2 위상 조절값은 상기 위상 보정값에 기초하는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 2 위상 조절값은 상기 제 1 위상 조절값의 지연 및 켤레 (conjugated) 버젼인, 주파수 오프셋 보정 장치.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 파일럿 역확산기는 적분 및 덤프 필터를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  16. 제 11 항에 있어서,
    상기 파일럿 필터는 무한 임펄스 응답 (IIR) 필터를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  17. 제 11 항에 있어서,
    상기 파일럿 필터는 유한 임펄스 응답 (finite-impulse-response; FIR) 필터를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  18. 제 11 항에 있어서,
    상기 파일럿 필터는 복소 사각 평균기를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  19. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 2 위상 조절값이 지연되어, 상기 제 2 위상 조절값이 상기 채널 추정치와 동일한 시간에 위상 역회전기에 도달하는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  20. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 2 위상 조절값은 스플릿 샘플 지연 시간만큼 지연되고, 상기 스플릿 샘플 지연 시간은 상기 제 1 위상 조절값과 상기 주파수 오프셋 값을 합성함으로써 획득되는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  21. 제 1 위상 조절값, 및 복수의 파일럿들 중의 하나의 파일럿을 각각 수신하고, 주파수 오프셋 및 위상 회전을 각각 가지는 복수의 회전된 파일럿들 중 대응하는 하나의 회전된 파일럿을 출력하는 복수의 위상 회전기로서, 상기 복수의 회전된 파일럿들 중 대응하는 하나의 회전된 파일럿은 상기 제 1 위상 조절값에 따른 위상 회전을 갖는, 상기 복수의 위상 회전기;
    상기 회전된 파일럿들 중의 하나의 회전된 파일럿을 각각 수신하고, 복수의 주파수 에러값들 중의 대응하는 주파수 에러값을 출력하는, 복수의 주파수 판별기;
    상기 복수의 주파수 에러값들을 수신하고, 상기 제 1 위상 조절값 및 제 2 위상 조절값을 출력하는, 위상 계산 및 지연 유닛;
    상기 회전된 파일럿들 중 하나의 회전된 파일럿을 각각 수신하고, 복수의 채널 추정치들 중의 대응하는 채널 추정치를 출력하는, 복수의 파일럿 필터; 및
    상기 제 2 위상 조절값 및 상기 복수의 채널 추정치들 중의 하나의 채널 추정치를 각각 수신하고, 복수의 역회전된 채널 추정치들 중 대응하는 하나를 출력하는, 복수의 위상 역회전기를 구비하고,
    상기 복수의 역회전된 채널 추정치 중 대응하는 하나는 위상 회전이 없는 채널 추정치를 포함하고,
    상기 제 1 및 제 2 위상 조절값들은 복소값이며,
    상기 제 2 위상 조절값은 상기 제 1 위상 조절값의 지연된 버젼이며,
    상기 회전된 파일럿들 각각은 상기 주파수 오프셋이 없는 파일럿들 중의 대응하는 파일럿이며,
    상기 복수의 채널 추정치들 각각은 파일럿들 중의 대응하는 파일럿의 상기 위상 회전을 나타내는 복소값인, 주파수 오프셋 보정 장치.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 복수의 주파수 판별기들 중에서 적어도 하나의 주파수 판별기는 4중 상관기를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  23. 복수의 수신된 파일럿 샘플들의 세트들 중의 하나의 세트를 각각 수신하고, 복수의 역확산된 파일럿 샘플들의 세트들 각각이 주파수 오프셋 및 위상 회전을 가지는 복수의 역확산된 파일럿 샘플들의 세트들 중의 대응하는 세트를 출력하는, 복수의 파일럿 역확산기;
    제 1 위상 조절값 및 상기 복수의 역확산된 파일럿 샘플들의 세트들 중의 하나의 세트를 각각 수신하고, 복수의 회전된 파일럿 샘플들의 제 1 세트들 중 대응하는 하나의 세트를 출력하는 복수의 위상 회전기로서, 상기 복수의 회전된 파일럿 샘플들의 제 1 세트들 중 대응하는 하나의 세트는 상기 제 1 위상 조절값에 따른 위상 회전을 갖는, 상기 복수의 위상 회전기;
    복수의 회전된 파일럿 샘플들의 제 2 세트들 중의 하나의 세트를 각각 수신하고, 복수의 주파수 에러값들중의 대응하는 주파수 에러값을 출력하는, 복수의 주파수 판별기;
    상기 복수의 주파수 에러값들을 수신하고, 상기 제 1 위상 조절값 및 제 2 위상 조절값을 출력하는, 위상 계산 및 지연 유닛;
    상기 복수의 회전된 파일럿 샘플들의 제 1 세트들 중의 하나의 세트를 각각 수신하고, 복수의 채널 추정치들 중의 대응하는 채널 추정치를 출력하는, 복수의 파일럿 필터; 및
    상기 제 2 위상 조절값 및 상기 복수의 채널 추정치들 중의 하나의 추정치를 각각 수신하고, 복수의 역회전된 채널 추정치들 중 대응하는 하나를 출력하는, 복수의 위상 역회전기들을 구비하고,
    상기 복수의 역회전된 채널 추정치들 중 대응하는 하나는 위상 회전이 없는 채널 추정치를 포함하고,
    상기 제 1 및 제 2 위상 조절값들은 복소값들이며,
    상기 제 2 위상 조절값은 상기 제 1 위상 조절값의 지연된 버젼이며,
    상기 복수의 회전된 파일럿 샘플들의 제 2 세트들 각각은 상기 주파수 오프셋이 없는 상기 복수의 역확산된 파일럿 샘플들의 세트들 중의 대응하는 세트이며,
    상기 복수의 채널 추정치들 각각은 상기 복수의 역확산된 파일럿 샘플들의 세트들 중의 대응하는 세트의 상기 위상 회전을 나타내는 복소값이며,
    상기 복수의 회전된 파일럿 샘플들의 제 2 세트들 각각은 복수의 제 1 시점들 중의 대응하는 시점에서, 복수의 샘플들의 스트림들 중의 대응하는 스트림으로부터 취해진 복수의 샘플들로부터 유도되며,
    상기 복수의 수신된 파일럿 샘플들의 세트들 각각은 복수의 제 2 시점들 중의 대응하는 시점에서, 상기 복수의 샘플들의 스트림들 중의 대응하는 스트림으로부터 취해지는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 복수의 주파수 판별기들 중에서 적어도 하나의 판별기는 4 중 상관기를 포함하는, 주파수 오프셋 보정 장치.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 파일럿은 크기 스케일링을 가지고,
    상기 채널 추정치는 상기 크기 스케일링을 나타내는 복소값인, 주파수 오프셋 보정 장치.
  26. 제 11 항에 있어서,
    상기 복수의 역확산된 파일럿 샘플들은 크기 스케일링을 가지고,
    상기 채널 추정치는 상기 크기 스케일링을 나타내는 복소값인, 주파수 오프셋 보정 장치.
  27. 제 2 항에 있어서,
    상기 복수의 제 1 및 제 2 파일럿 샘플들은 동일하고, 상기 제 1 및 제 2 시점은 동일한, 주파수 오프셋 보정 방법.
  28. 복수의 수신된 파일럿 샘플들을 수신하고, 주파수 오프셋 및 위상 회전을 가지는 복수의 역확산된 파일럿 샘플들을 출력하는, 파일럿 역확산기;
    상기 복수의 역확산된 파일럿 샘플들을 수신하고, 복수의 지연되고 역확산된 파일럿 샘플들을 출력하는, 버퍼;
    상기 복수의 지연되고 역확산된 파일럿 샘플들 및 제 1 위상 조절값을 수신하고 복수의 회전된 파일럿 샘플들을 출력하는 위상 회전기로서, 상기 복수의 회전된 파일럿 샘플들의 각각은 상기 제 1 위상 조절값에 따른 위상 회전을 갖는, 상기 위상 회전기;
    복수의 역확산된 파일럿 샘들들을 수신하고 주파수 에러값을 출력하는, 주파수 판별기;
    상기 주파수 에러값을 수신하고 상기 제 1 위상 조절값 및 제 2 위상 조절값을 출력하는, 위상 계산 및 지연 유닛;
    상기 복수의 회전된 파일럿 샘플들을 수신하고 채널 추정치를 출력하는, 파일럿 필터; 및
    상기 채널 추정치 및 상기 제 2 위상 조절값을 수신하고 역회전된 채널 추정치를 출력하는, 위상 역회전기를 구비하고,
    상기 역회전된 채널 추정치는 위상 회전이 없는 채널 추정치를 포함하고,
    상기 제 1 및 제 2 위상 조절값들은 복소값들이며,
    상기 제 2 위상 조절값은 상기 제 1 위상 조절값의 지연된 버젼이며,
    상기 복수의 회전된 파일럿 샘플들은 상기 주파수 오프셋이 없는 상기 복수의 역확산된 파일럿 샘플들이며,
    상기 채널 추정치는 상기 위상 회전을 나타내는 복소값인, 주파수 오프셋 보정 장치.
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Families Citing this family (74)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6678311B2 (en) 1996-05-28 2004-01-13 Qualcomm Incorporated High data CDMA wireless communication system using variable sized channel codes
US5930230A (en) * 1996-05-28 1999-07-27 Qualcomm Incorporated High data rate CDMA wireless communication system
US6414988B1 (en) * 1999-05-12 2002-07-02 Qualcomm Incorporated Amplitude and phase estimation method in a wireless communication system
US6831943B1 (en) * 1999-08-13 2004-12-14 Texas Instruments Incorporated Code division multiple access wireless system with closed loop mode using ninety degree phase rotation and beamformer verification
US6606363B1 (en) * 1999-12-28 2003-08-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for estimating a frequency offset by combining pilot symbols and data symbols
US6963602B1 (en) * 2000-01-05 2005-11-08 Advanced Micro Devices, Inc. Digital correction method and system
JP2001274854A (ja) * 2000-03-27 2001-10-05 Fujitsu Ltd 無線通信機及び無線通信方法
FI20001289A (fi) * 2000-05-30 2001-12-01 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä ja järjestely taajuuspoikkeaman vähentämiseksi radiovastaanottimessa
JP2001358624A (ja) * 2000-06-14 2001-12-26 Sony Corp 受信装置
JP2002076992A (ja) * 2000-09-05 2002-03-15 Nec Corp 周波数調整回路
DE10043743A1 (de) * 2000-09-05 2002-03-14 Infineon Technologies Ag Automatische Frequenzkorrektur für Mobilfunkempfänger
US7010073B2 (en) * 2001-01-19 2006-03-07 Qualcomm, Incorporated Delay lock loops for wireless communication systems
US7020225B2 (en) * 2001-01-19 2006-03-28 Qualcomm Inc. Frequency searcher and frequency-locked data demodulator using a programmable rotator
US7035315B2 (en) * 2001-04-24 2006-04-25 Lucent Technologies Inc. Doppler corrected communications receiver and method of removing doppler frequency shift
WO2003009489A1 (fr) * 2001-07-13 2003-01-30 Kawasaki Microelectronics, Inc. Appareil de reception amrc et procede de reception amrc
JP4448633B2 (ja) * 2001-08-31 2010-04-14 富士通株式会社 移動体通信端末
US7430191B2 (en) * 2001-09-10 2008-09-30 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for performing frequency tracking based on diversity transmitted pilots in a CDMA communication system
EP1430615A2 (en) * 2001-09-28 2004-06-23 WorldSpace Corporation Qpsk phase ambiguity corrector
KR100406530B1 (ko) * 2001-11-30 2003-11-21 한국전자통신연구원 주파수 옵셋 측정부를 사용한 자동 주파수 제어 장치 및그 방법
KR100869500B1 (ko) * 2001-12-29 2008-11-19 엘지전자 주식회사 통신 시스템에서 주파수 에러 정정 장치 및 방법
WO2003058839A1 (en) * 2002-01-07 2003-07-17 Koninklijke Philips Electronics N.V. Rake receiver with individual finger compensator(s)
US6912244B2 (en) 2002-01-31 2005-06-28 Qualcomm Inc. Pilot frequency acquisition based on a window of data samples
US7020226B1 (en) * 2002-04-04 2006-03-28 Nortel Networks Limited I/Q distortion compensation for the reception of OFDM signals
US6661371B2 (en) * 2002-04-30 2003-12-09 Motorola, Inc. Oscillator frequency correction in GPS signal acquisition
JP3885657B2 (ja) * 2002-05-10 2007-02-21 Ｋｄｄｉ株式会社 Ｏｆｄｍ信号の周波数誤差を補正する受信装置
US6760573B2 (en) * 2002-07-09 2004-07-06 Qualcomm Incorporated Frequency tracking using inner and outer loops
US7177602B2 (en) * 2002-09-23 2007-02-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Electronic devices having automatic frequency control systems and methods and computer program products for operating the same
KR100979153B1 (ko) * 2002-11-22 2010-08-31 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 복소 가중치 생성(ｃｗｇ) 알고리즘을 이용한 레이크 수신기에서의 채널 이득 추정
US7277509B2 (en) * 2003-02-10 2007-10-02 Nokia Corporation Low complexity frequency-offset correction method
CN1647430A (zh) * 2003-02-25 2005-07-27 连宇通信有限公司 一种载波频率估计方法及装置
DE60314838T2 (de) * 2003-04-04 2007-10-25 Mitsubishi Denki K.K. Verfahren zum Senden von Daten in einem Telekommunikationssystem
CN1607788B (zh) * 2003-07-28 2011-10-26 上海宣普实业有限公司 时分无线通信系统接收机的自动频率校正方法
CN1607787B9 (zh) * 2003-07-28 2018-12-14 上海宣普实业有限公司 时分无线通信系统的自动频率校正方法
CN1607787B (zh) * 2003-07-28 2010-09-29 上海宣普实业有限公司 时分无线通信系统的自动频率校正方法
US8433005B2 (en) 2004-01-28 2013-04-30 Qualcomm Incorporated Frame synchronization and initial symbol timing acquisition system and method
US8724447B2 (en) 2004-01-28 2014-05-13 Qualcomm Incorporated Timing estimation in an OFDM receiver
US8107512B2 (en) * 2004-03-08 2012-01-31 Thomson Licensing Method and apparatus for robust automatic frequency control in CDMA systems with constant pilot signals
KR100555661B1 (ko) * 2004-06-23 2006-03-03 삼성전자주식회사 디지털 방송 수신 시스템의 반송파 주파수 오프셋검출장치 및 그의 주파수 오프셋 검출방법
BRPI0419199B1 (pt) * 2004-11-16 2018-06-05 Thomson Licensing Método e aparelho para recuperação de portadora utilizando interpolação de fase com assistência
JP4595509B2 (ja) * 2004-11-26 2010-12-08 ソニー株式会社 無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム
JP4338624B2 (ja) * 2004-12-07 2009-10-07 三洋電機株式会社 周波数オフセット推定方法およびそれを利用した周波数オフセット補正装置
US7916773B2 (en) * 2004-12-20 2011-03-29 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Scaling and truncating in a receiver for coded digital data symbols
KR100613602B1 (ko) * 2005-02-07 2006-08-21 삼성전자주식회사 Ｖｓｂ 수신기에 적용되는 심벌 타이밍 복원 장치 및 그방법
KR100657312B1 (ko) * 2005-02-26 2006-12-13 삼성전자주식회사 다중입력 다중출력-직교 주파수 분할 다중화 수신기의 주파수 오프셋 및 채널 변동 보상 장치와 그 방법
US7995981B2 (en) * 2005-10-31 2011-08-09 Silicon Laboratories Inc. Receiver with image rejection calibration at an undesired picture carrier and method therefor
US7962113B2 (en) * 2005-10-31 2011-06-14 Silicon Laboratories Inc. Receiver with multi-tone wideband I/Q mismatch calibration and method therefor
TWI308430B (en) * 2006-04-26 2009-04-01 Ind Tech Res Inst Phase tracking method and device thereof
US8441751B1 (en) * 2006-08-18 2013-05-14 Marvell International Ltd. Dibit pulse extraction methods and systems
US8441752B1 (en) * 2006-08-30 2013-05-14 Marvell International Ltd. Dibit pulse extraction methods and systems
US7577413B2 (en) * 2006-09-19 2009-08-18 Silicon Laboratories, Inc. Method and apparatus for calibrating a filter of a receiver
EP1983655B1 (en) 2007-04-19 2016-12-28 MediaTek, Inc Combined time multiplexed pilot (TMP) derotation with descrambling and despreading in data correlators used by rake receivers
US7957453B2 (en) * 2008-03-20 2011-06-07 Raytheon Company Method for operating a rake receiver
US20090268101A1 (en) * 2008-04-24 2009-10-29 Parveen Shukla Direct conversion television receiver
KR101027808B1 (ko) 2009-05-18 2011-04-07 광주과학기술원 레이저 스캐너에서 광신호의 위상을 계산하는 장치와 그 방법, 및 상기 장치를 구비하는 레이저 스캐너
US8618957B2 (en) 2009-10-23 2013-12-31 Lojack Corporation Power management system and method for vehicle locating unit
KR101834852B1 (ko) * 2011-11-01 2018-03-07 삼성전자주식회사 초저전력 초재생 수신 장치 및 방법
US10243766B2 (en) 2017-07-05 2019-03-26 Lojack Corporation Systems and methods for determining and compensating for offsets in RF communications
US10461868B2 (en) 2017-07-05 2019-10-29 Calamp Wireless Networks Corporation Systems and methods for reducing undesirable behaviors in RF communications
US10367457B2 (en) 2017-07-06 2019-07-30 Calamp Wireless Networks Corporation Single stage ramped power amplifiers
US10659112B1 (en) 2018-11-05 2020-05-19 XCOM Labs, Inc. User equipment assisted multiple-input multiple-output downlink configuration
US10756860B2 (en) 2018-11-05 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. Distributed multiple-input multiple-output downlink configuration
US10812216B2 (en) 2018-11-05 2020-10-20 XCOM Labs, Inc. Cooperative multiple-input multiple-output downlink scheduling
US10432272B1 (en) 2018-11-05 2019-10-01 XCOM Labs, Inc. Variable multiple-input multiple-output downlink user equipment
CN113169764A (zh) 2018-11-27 2021-07-23 艾斯康实验室公司 非相干协作式多输入多输出通信
US11063645B2 (en) 2018-12-18 2021-07-13 XCOM Labs, Inc. Methods of wirelessly communicating with a group of devices
US10756795B2 (en) 2018-12-18 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. User equipment with cellular link and peer-to-peer link
EP3672070A1 (en) * 2018-12-19 2020-06-24 Nxp B.V. Communications device and method for operating a communications device
US11330649B2 (en) 2019-01-25 2022-05-10 XCOM Labs, Inc. Methods and systems of multi-link peer-to-peer communications
US10756767B1 (en) 2019-02-05 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. User equipment for wirelessly communicating cellular signal with another user equipment
US10735057B1 (en) 2019-04-29 2020-08-04 XCOM Labs, Inc. Uplink user equipment selection
US10686502B1 (en) 2019-04-29 2020-06-16 XCOM Labs, Inc. Downlink user equipment selection
US11411778B2 (en) 2019-07-12 2022-08-09 XCOM Labs, Inc. Time-division duplex multiple input multiple output calibration
US11411779B2 (en) 2020-03-31 2022-08-09 XCOM Labs, Inc. Reference signal channel estimation
US12088499B2 (en) 2020-04-15 2024-09-10 Virewirx, Inc. System and method for reducing data packet processing false alarms

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5594757A (en) * 1994-07-28 1997-01-14 Motorola, Inc. Method and apparatus for digital automatic frequency control
US5724384A (en) * 1994-07-14 1998-03-03 Samsung Electronics Co., Ltd. PN code sync device using an adaptive threshold

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3332035A (en) 1966-07-20 1967-07-18 Alfred Electronics Oscillator circuit with variable capacitor
US3421111A (en) 1967-08-29 1969-01-07 Us Navy Voltage controlled field-effect transistor l-c oscillator
JPS4955209A (ko) 1972-09-29 1974-05-29
US4609884A (en) 1985-05-06 1986-09-02 Motorola, Inc. Level control for a voltage controlled oscillator
US5097228A (en) 1991-02-28 1992-03-17 Hewlett-Packard Company Wideband oscillator with bias compensation
US5081429A (en) 1991-03-29 1992-01-14 Codex Corp. Voltage controlled oscillator with controlled load
US5602881A (en) * 1992-04-24 1997-02-11 Oki Electric Industry Co., Ltd. Receiver for a digital communication system
US5373264A (en) 1993-01-21 1994-12-13 Hewlett-Packard Company Negative resistance oscillator with electronically tunable base inductance
US5386239A (en) * 1993-05-03 1995-01-31 Thomson Consumer Electronics, Inc. Multiple QAM digital television signal decoder
US5659573A (en) * 1994-10-04 1997-08-19 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent reception in a spread-spectrum receiver
US5619524A (en) * 1994-10-04 1997-04-08 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system
US5684836A (en) * 1994-12-22 1997-11-04 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Receiver with automatic frequency control
US5691974A (en) * 1995-01-04 1997-11-25 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for using full spectrum transmitted power in a spread spectrum communication system for tracking individual recipient phase, time and energy
US6055231A (en) * 1997-03-12 2000-04-25 Interdigital Technology Corporation Continuously adjusted-bandwidth discrete-time phase-locked loop
JP3335887B2 (ja) * 1997-08-20 2002-10-21 松下電器産業株式会社 スペクトル拡散復調装置及びスペクトル拡散復調方法
US6134260A (en) * 1997-12-16 2000-10-17 Ericsson Inc. Method and apparatus for frequency acquisition and tracking for DS-SS CDMA receivers

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5724384A (en) * 1994-07-14 1998-03-03 Samsung Electronics Co., Ltd. PN code sync device using an adaptive threshold
US5594757A (en) * 1994-07-28 1997-01-14 Motorola, Inc. Method and apparatus for digital automatic frequency control

Also Published As

Publication number Publication date
HK1045229B (zh) 2009-01-30
BR0009922A (pt) 2002-04-09
AU4366600A (en) 2000-11-10
EP1173961A1 (en) 2002-01-23
US6363102B1 (en) 2002-03-26
KR20010110802A (ko) 2001-12-13
EP1173961B1 (en) 2008-09-03
CN1358385A (zh) 2002-07-10
CN100391206C (zh) 2008-05-28
WO2000065797A1 (en) 2000-11-02
JP2002543674A (ja) 2002-12-17
DE60040145D1 (de) 2008-10-16
JP4444517B2 (ja) 2010-03-31
HK1045229A1 (en) 2002-11-15

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