CN1607788B - 时分无线通信系统接收机的自动频率校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种时分无线通信系统接收机的自动频率校正方法，包括如下步骤：初始小区搜索第一步骤、粗略频率校正、初始小区搜索第二步骤和精细频率校正步骤。粗略频率校正包括信号提取、滑动相关和相位偏移估计、多帧合并、时延包络生成、路径选择、多径合并和频率控制等步骤；精细频率校正包括信号提取、信道估计和路径搜索、路径合并、频率偏移估计、信干噪比(SINR)估计、卡尔曼(Kalman)增益因子计算、一阶环路滤波和频率控制等步骤。采用本发明公开的自动频率校正方法和装置，接收机能够在低SINR条件下，以及存在频率扩散和时间扩散的恶劣的移动通信环境中，快速并准确地实现时分系统中的频率同步，而且便于实现。

Description

时分无线通信系统接收机的自动频率校正方法

本申请是一分案申请， 

原申请申请号：03141864.3 

原申请申请日：2003年7月28日 

原申请发明名称：时分无线通信系统的自动频率校正方法及其装置 

技术领域

本发明一般涉及无线通信系统，特别涉及一种用于时分(Time Division)无线通信系统接收机的自动频率校正(Automatic Frequency Correction，简称AFC)方法及其装置。

背景技术

在典型的无线通信系统中，由于发射机与接收机的本地振荡器(LocalOscillator)之间存在频率偏差，可导致接收信号质量的严重下降，甚至通信传输失败。特别是，对于蜂窝移动通信系统中的用户终端(User Equipment，UE)，出于经济因素等的考虑，常采用频率稳定度较低的本地振荡器，其初始频率偏差(Initial Frequency Offset)可达10ppm左右，对采用2GHz载波的系统这相当于20kHz左右的初始频率偏差。如果不采取相应措施校正本地振荡器的频率输出，使其与发射机的输出频率一致或十分接近(例如，偏差在0.1ppm以内)，将可能导致信号传输的失败。另一方面，由于本地振荡器同时用于发射和接收，所以大频率偏差同样会导致发射信号产生严重的带外干扰(out-of-band interference)。在接收机中，用于实现频率同步的装置常被称为自动频率校正(Automatic Frequency Correction，简称“AFC”)装置。

一般的，当初始频率偏差较大时，例如达到10ppm时的情况，自动频率校正可分为粗略频率校正(Coarse AFC)和精细频率校正(Fine AFC)两个阶段。这是因为：

(1)接收机在开机时，往往要经过一系列的时间、频率、码和帧结构 同步等步骤，来完成同步和系统接入功能。而对于不同的同步阶段，所要求的接收信号质量和所能达到的目标通常也是不一致的。亦即，某些阶段只需要粗略的频率同步即可，而另一些阶段则要求更精确的频率同步；另一方面，某些阶段根据所能利用的信息只能达到粗略的频率同步，而另一些阶段由于可用信息增加可以实现更精确的频率同步；

(2)对于自动频率校正(AFC)中的一个关键模块，即频率偏差估计(Frequency Offset Estimation，简称“FOE”)模块，衡量其性能主要有两个指标：即频率偏差估计精度和最大频率偏差估计范围。如果实际频率偏差超过该范围，那么FOE模块的输出就有可能发生严重偏差。而各种FOE方法往往有一个共同的特点：即估计的精度越高，其所支持的最大频率偏差范围也就越小；反之，若要支持更大的频率偏差范围，则其估计精度就会降低。对于初始频率偏差较大的情况(例如10ppm)且最终频率偏差要求较高时(例如0.1ppm)，一般需要采用两套不同的频率偏移估计算法及其相应的AFC策略，分别完成粗略频率校正和精细频率校正两个过程。

当然，当初始频率偏移较小时，也可以仅采用精细频率校正来实现自动频率校正功能。

一般的，来自发射机的发射信号中，常会连续的或者周期性的带有导频(Pilot)或者同步(SYNC)码字，它们在接收机处是已知或者通过某种方法检测到的。于是，AFC模块可利用这些码字作为训练数据序列(training datasequence)，与相应的接收信号经过一系列处理后，完成频率校正的工作。尽管AFC也可以在训练数据序列未知的模式下进行，即所谓的“盲”(blind)方式，但其性能特别是在信噪比低于0dB情况下一般较差，在现有无线通信系统中一般较少应用。

时分(Time-Division)系统是指将通信频率资源按时间轴分为多个时隙(Timeslot)，并且每个逻辑信道(Logical Channel)占用其中一个或者多个时隙进行传输。时分系统的包括时分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)系统和时分双工(Time Division Duplex)系统等。两套采用时分技术的典型的蜂窝移动系统的例子是GSM和TD-SCDMA。在这些系统中，每个时隙的某个部分常常带有一段同步码字或训练数据序列，用于帮助接收机完成时间同步、频率同步和信道估计等功能。与之相对的是那些采用频率或码 字来分隔不同逻辑信道的系统，例如IS-95和WCDMA，在这些系统中，一般带有连续发射的导频信道(Pilot Channel)，基于该连续导频信道可能采用相对更为灵活的方式来完成一系列同步功能，包括频率同步功能等。

一些针对DS-SS CDMA系统(包括IS-95和WCDMA等)所设计的AFC方法中，假设有连续导频信号的存在，采用了相位差分检测(DifferentialDetection)或者离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform)等方法来进行频率偏移估计，并结合RAKE接收机结构来实现多径合并。例如，在国际专利申请公开号WO9931816，发明名称为“一种在DS-CDMA接收机中进行频率捕获和跟踪的方法和装置”(Method and Apparatus for Frequency Acquisitionand Tracing for DS-SS CDMA Receiver)中，公开了一种基于RAKE接收机的AFC结构，并在不同AFC阶段可自适应地采用可变长度相关处理来进行频率偏差估计的方法，可在DS-SS CDMA系统中获得较好的性能。

然而，对于时分系统，例如TD-SCDMA系统，其导频信号一般是不连续的，并且由于其采用多用户检测(Multi-User Detection)方法而可能不宜采用RAKE接收机结构。因此，许多针对DS-SS CDMA系统设计的自动频率校正方法并不适用于时分多址接入系统。另外，与以往窄带时分系统(如GSM)不同的是，在宽带时分系统(例如TD-SCDMA系统)中，每个码片(chip)上的信干噪比(Signal-to-Interference-and-Noise Ratio，简称“SINR”)很低，其典型值低于0dB。因此，以往针对窄带时分系统适用的一些AFC方法在这种低SINR情况下就不再适用。因此，针对宽带时分系统设计满足要求的AFC方法和装置，是这些系统设计中的关键问题之一。

对于无线通信特别是移动通信系统，其传播信道中普遍存在着多径衰落即频率扩散(Frequency Dispersive)现象，可导致接收信号的SINR值在较短时间内会出现较大的起伏。另一方面，对于CDMA(码分多址)等宽带通信系统，同时又会存在时间扩散(Time Dispersive)现象，即产生严重的符号间干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)问题。一个针对移动通信系统的良好的接收机方案，必须解决以上两方面的问题——这对于接收机中AFC模块的设计也不例外。

现有的针对时分通信系统设计的AFC方法和装置往往存在以下一个或者几个不足之处：

(1)没有区分粗略频率校正和精细频率校正两个过程，而是采用一套统一的AFC方案：由于以上提及的原因，这种方案往往造成了频率偏差估计范围与频率偏差估计精度之间的矛盾，以及/或者未能有效利用接收机处于各阶段时所能利用的信息。例如，路径搜索、跟踪和信道估计模块一般在粗略频率校正完成后就可以获得较好的性能，并可以为精细频率校正时所利用。另一方面，在不同阶段，可能有不同的训练数据序列可被用于频率偏差校正。例如，在国际专利WO0303040，发明名称为“3G无线通信时分双工模式下一种自动频率校正方法”(Automatic Frequency Correction Method andApparatus for Time Division Duplex Modes of 3G Wireless Communications)中，公开了一种在3G系统时分双工(TDD)模式(HCR-TDD)下进行频率校正的方法，但其未对粗略频率校正和精细频率校正进行区分，而是采用一套相同的方法和装置来实现频率校正功能，并且未能在频偏较小时利用信道估计和路径搜索、跟踪模块的信息，从而使其AFC环路的收敛速度因此有所损失。

(2)忽视了无线通信信道中常见的多径衰落(频率扩散)对自动频率校正方法所造成的影响，或者忽视了宽带系统中常见的符号间干扰(时间扩散)对自动频率校正方法所造成的影响。例如，在美国专利2003099206，发明名称为“自动频率校正方法与装置”(Method and Arrangement for AutomaticFrequency Correction)中，公开了一种UTRA TDD模式下的频率校正方法，但是只采用了最强传播路径来进行频率偏差估计，同时采用了固定的AFC环路增益因子，因此在快速衰落和多条强传播路径存在的情况下性能会收到一定影响，其校正精度也很有限。

部分自动频率校正方法虽然也将AFC划分为几个阶段，并在每个阶段采用不同的AFC环路增益因子来控制不同阶段下AFC的收敛和跟踪性能，但其AFC阶段切换往往是通过某种收敛性判断来进行的。例如，采用近期频率偏移估计输出值的平均值来作为当前频率偏移值的估计，并通过与几个预先设置的门限λ(threshold)值进行比较来作为不同阶段的切换判断准则。但是，在这些方案中，由于收敛性判断的不准确性，或者由于需要较长时间才能得到较为准确的收敛性判断，所以在低信噪比条件下往往需要较长的时间来达到AFC环路的收敛。另一方面，由于这些方法中的有关AFC参数一般是预 先设好的，并不能根据实际信道条件动态调整，所以在某些通信环境下的性能可能较差。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于时分无线通信系统接收机中的一种自动频率校正方法，从而可在低SINR条件下、及通信信道存在时间扩散和频率扩散情况下，快速、准确地将接收机的本地振荡器频率与发射机中的振荡器频率进行同步。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

一种时分无线通信系统接收机的自动频率校正方法，包括如下步骤：

初始小区搜索第一步骤，通过将所有可能的主同步码码字与接收信号序列进行相关处理或者类似处理后，得到粗略的帧同步信息，同时检测出最有可能的主同步码码字；

粗略频率校正步骤，利用所述初始小区搜索第一步骤所检测到的主同步码码字作为该步骤的训练数据序列；该步骤可基于若干连续或者非连续帧逐帧不断进行，直到失同步或者一次新的自动频率校正开始，每一次它包括如下步骤：

信号数据提取步骤，用于提取包含所述训练数据序列的对应搜索窗内的接收数据；

滑动相关以及相位偏移估计计算步骤，用于得到所述搜索窗内的一个相位偏移估计序列；

多帧合并步骤，用于完成将多个帧内得到的相位偏移估计序列按某种方式进行合并；

时延包络生成步骤，根据所述的多帧合并后的相位偏移估计序列进行取模计算后得到搜索窗内的一个时延包络；

路径选择步骤，根据所述的时延包络在所述的搜索窗内进行路径选择；

相位偏移估计合并步骤，用于将所述选择路径上的相位偏移估计值进行多径合并；

频率偏移估计计算步骤，根据所述的多径合并后的相位偏移估计来得到频率偏移估计；以及

本地振荡器频率粗调步骤，用于将所得的频率偏移估计来控制本地振荡器的输出频率，从而完成一次粗略频率校正过程；

初始小区搜索第二步骤，根据所述的主同步码码字得到该主同步码所对应的码组；同时根据所述的粗略的帧同步信息以及系统帧结构，得到次同步码接收信号的粗略位置；然后通过将所述码组中所有可能的次同步码码字与接收次同步码信号进行相关处理或者类似处理后，检测出系统采用了其中哪个次同步码码字；

精细频率校正步骤，利用所述初始小区搜索第二步骤所检测到的次同步码码字作为该步骤的训练数据序列；包括在每一接收信号帧内可连续或者非连续帧逐帧不断进行如下步骤，直到失同步或者一次新的自动频率校正开始：

提取对应于所述训练数据序列部分的接收数据；

信道估计和路径搜索，得到一批当前帧内对应各个信道时延抽头上的幅度和相位信息，并依据当前帧以及以前若干帧的信道估计结果来选择若干条有效路径；

根据所述的信道估计值和路径选择结果，将若干条所述的有效路径上的对应于训练数据序列部分的接收数据进行最大比例合并，然后与训练数据序列进行相关；

根据所述路径合并和相关步骤得到的输出序列，进行一次频率偏移估计来得到频率偏移估计值；

信干噪比估计，得到当前帧内的信干噪比估计结果；

根据所述的信干噪比估计结果，计算应用于当前帧内频率偏移估计的增益因子；

根据所述的频率偏移估计值和卡尔曼(Kalman)增益因子，进行一阶环路滤波得到累计频率偏移估计值；

将所述的累计频率偏移估计值来控制本地振荡器的输出频率。

根据本发明实现的用于时分无线通信系统接收机的自动频率校正方法，能够在很低的SINR条件下，快速并准确地实现时分系统中的自动频率校正目的。特别的，精细频率校正AFC环路中的增益因子可以根据当时的SINR条件来自适应地调整环路增益，使其在各种复杂多变的无线通信信道条件下均可保持良好的性能。

附图说明

图1是TD-SCDMA系统中的帧结构的示意图；

图2为根据本发明在TD-SCDMA系统的初始小区搜索过程中，进行自动频率校正的方法的流程图；

图3a为根据本发明在TD-SCDMA系统中进行粗略频率校正的方法的流程图；

图3b为根据本发明在TD-SCDMA系统中实现粗略频率校正的一种装置的结构框图；

图4为根据本发明在TD-SCDMA系统中进行精细频率校正的结构框图；

图5为根据本发明在如图4所示的精细频率校正过程中进行卡尔曼(Kalman)增益因子计算的方法的流程图。

具体实施方式

下面根据图1至图5，给出本发明一个较好实施例，并予以详细描述，使能更好地理解本发明的功能、特点。

图1是TD-SCDMA系统中的帧结构的示意图。该结构是根据3GPP规范TS 25.221(Release 4)中的LCR-TDD模式(1.28Mcps)，或者CWTS规范TSM 05.02(Release 3)中给出的。参见图1，该系统的码片速率为1.28Mcps，每一个无线帧50₀、50₁(Radio Frame)的长度为5ms，即6400个码片。其中，每个无线帧又可以分为7个时隙TS0～TS6，以及两个同步时隙下行导频同步时隙DwPTS和上行导频时隙UpPTS，以及其它一个保护间隔(Guard)。进一步的，TS0时隙51₀用来承载系统广播信道以及其它可能的下行业务信道；而TS1～TS6时隙51₁-51₆则用来承载上、下行业务信道。上行导频时隙UpPTS时隙53和下行导频时隙DwPTS时隙52分别用来建立初始的上、下行同步。时隙TS0～6长度均为0.675ms或864个码片，其中包含两段长均为352码片的数据段DATA1和DATA2，以及中间的一段长为144码片的次同步码码字——Midamble训练数据序列。该训练数据序列在TD-SCDMA有重要意义，包括小区标识、信道估计和同步(包括频率同步)等模块都要用到它。下行导频时隙DwPTS包含一个长为64码片的主同步码 码字下行同步码54，SYNC-DL，它的作用是小区标识和建立初始同步。上行导频时隙UpPTS包含一个长为128码片的下行同步码55 SYNC-UL。

本发明的最优实施方式将结合TD-SCDMA系统中用户终端(UE)处的自动频率控制应用来具体说明。之所以选取用户终端而不是基站(BaseStation)，是因为处于经济因素的考虑，用户终端处采用的本地振荡器的频率稳定度一般较差(例如，3～13ppm)，因此在用户终端处的频率同步问题具有更大的挑战。

自动频率控制过程，特别是其初始频率同步过程(收敛过程)是与用户终端的初始下行同步过程密切结合的。用户终端的初始下行同步过程，又被称为初始小区搜索(Initial Cell Search)过程，在该过程中包含了一系列的帧同步、码同步、复帧(Multi-frame)同步、以及频率同步等子过程。因此，在这里TD-SCDMA系统中用户终端的自动频率校正过程将结合其初始小区搜索过程来描述。

按照3GPP规范TS 25.224(Release 4)或者CWTS规范TSM 05.08(Release 3)中的有关定义，TD-SCDMA系统中的初始小区搜索过程可分为以下四个步骤：

第一步骤Step 1(DwPTS搜索)：通过将总共32个SYNC-DL码字与接收信号序列进行相关处理或者类似处理后，得到DwPTS时隙的同步信息，同时检测出最有可能的SYNC-DL码字；

第二步骤Step 2(扰码和Midamble码检测)：得到DwPTS位置信息后，根据TD-SCDMA帧结构用户终端可以接收位于TS0上P-CCPCH信道上的Midamble部分接收信号。由于每个SYNC-DL码字对应一个码组(CodeGroup)，包含了4个可能的Midamble码字，因此通过将这4个可能的码字与TS0上Midamble部分的接收信号进行相关处理或者类似处理后，可检测出系统采用了其中哪个Midamble码字；由于扰码(Scrambling Code)和Midamble码存在一一对应关系，所以扰码也可以同时获得；

第三步骤Step 3(控制复帧同步)：TD-SCDMA系统中通过对SYNC-DL码进行QPSK四相相位调制、并根据连续四帧内SYNC-DL上的调制相位图案来确定控制复帧的开始。用户终端通过对SYNC-DL上调制相位图案的检测来确定控制复帧同步；

第四步骤Step 4(读取BCCH信息)：获得控制复帧同步后，就可以知道哪些帧上有BCCH系统广播消息存在；用户终端对这些帧的P-CCPCH上的接收数据进行解调(Demodulation)和解码(Decoding)，然后进行循环冗余校验(CYCLIC REDUNDANCY CHECK，CRC校验)；如果校验通过，则该块BCCH信息被认为有效并被传递给高层，初始小区过程成功结束。

如以下所要描述的，根据本发明，自动频率校正过程将穿插在整个初始小区搜索过程进行，并最大程度地降低频偏对各小区搜索步骤所造成的影响，从而在完成频率同步的同时，提高小区搜索成功概率以及减小总搜索时间。

图2表示根据本发明在TD-SCDMA系统的初始小区搜索过程中，进行自动频率校正的方法的流程图。这里假设用户终端本地振荡器与基站振荡器的频率偏差较大，例如高于3ppm(在2GHz载波频段下，这对应了高于±6kHz的初始频偏)。在该情况下，由于初始大频偏可能超过了精细频率校正过程的最大频率估计范围，因此需要先进行粗略频率校正过程首先进行一次频率粗调。

参考图2，首先用户终端进行上述初始小区搜索第一步骤Step 1。由于本地振荡器初始频偏可能较大，所以第一步骤Step 1中可能采用部分相关(Partial Correlation)等技术来抗大频偏(例如大于3ppm的频偏)的影响。在第一步骤Step 1结束后，用户终端得到DwPTS位置同步信息和以及SYNC-DL码字信息。根据本发明，AFC的第一阶段、即粗略频率校正过程，将在第一步骤Step 1结束后立即开始。该粗略频率校正算法和装置将利用第一步骤Step 1检测到的SYNC-DL码字作为训练数据序列，通过接收连续共N_AFC1帧上的SYNC-DL数据(及其附近数据)后，进行频偏估计和有关频率控制。通过本发明所述的粗略频率校正方法及装置，在各种信道传播条件的工作点附近，采用参数N_AFC1的推荐取值在5到10之间，可使频率偏差被控制在±2kHz(±1ppm)左右以内。该目标值的确定是由第二步骤Step 2的有关操作所决定的：如果在Step 2中进行Midamble码字相关时采用全相关(FullCorrelation)的方法，则其要求的最大频偏在1ppm左右；否则，第二步骤Step 2必须采用部分相关或类似方法来抵抗大频偏的影响——有关仿真表明，在相同条件下与小频偏情况下采用全相关方法时相比，采用这些方法的恶化在2dB左右，并将进一步影响整个初始小区搜索的性能。因此，当初始 频偏较大时，例如高于1ppm时，在第一步骤Step 1和第二步骤Step 2之间进行粗略频率校正是合理而且是必要的。

完成粗略频率校正过程后，初始小区搜索Step 2开始进行Midamble码的检测。如果第二步骤Step 2检测成功，则当第二步骤Step 2结束后，AFC的第二阶段、即精确频率校正过程立即开始。该精细频率校正过程利用第二步骤Step 2所检测到的Midamble码字作为训练数据序列，通过接收TS0上P-CCPCH信道的Midamble部分数据，逐帧进行频偏估计和有关频率控制过程，使频偏逐渐收敛至规范所要求的范围(例如，±0.1ppm)。虽然此时SYNC-DL码字也用做训练数据序列，但是由于其长度(64码片长度)还不到Midamble码字长度(144码片)的一半，所以基于SYNC-DL得到的频偏估计精度比基于Midamble所得到的频偏估计精度低很多；换言之，即使同时采用了SYNC-DL部分进行频率控制，所得到的额外增益与仅采用Midamble接收部分相比也很小。因此，在这里建议仅采用TS0上的Midamble部分进行精细频率校正。

精细频率校正总共需要处理N_AFC2帧完成基本收敛过程。通过本发明所述的精细频率校正方法及装置，在各种信道传播条件的工作点附近，采用参数N_AFC2取值在10到15之间，就可使预计频率偏差按较大的概率被控制在±200Hz(±0.1ppm)以内。该目标值一方面是由TD-SCDMA有关规范确定的，另一方面，Step 3算法本身所要求的最大频偏也在200～300Hz左右，否则从TS0上的Midamble部分到DwPTS上的SYNC-DL部分会由于频偏的影响产生大的相位旋转，而使SYNC-DL上调制相位的检测不可靠。在精细频率校正过程进行N_AFC2帧之后，初始小区搜索第三步骤Step 3开始工作，即完成SYNC-DL码调制相位图案的检测，并实现控制复帧的同步。在第三步骤Step 3工作期间，精细频率校正过程继续进行，确保频偏被控制在目标范围内，并跟踪由于其它环境因素可能导致的频率漂移。

需要指出的是，如果用户终端采用频率稳定度较好的本地振荡器，例如使初始频偏小于±1ppm，则所述的粗略频率校正过程并不是必须的。可以预见，随着技术的不断发展，本地振荡器的频率稳定度也将不断提高，在这种情况下，仅有所述的精细频率校正过程是必须的。在这种情况下，精细频率校正步骤前的第一步骤Step 1，可采用训练数据序列获取步骤，即接收机通 过进行小区搜索，或者由系统通知等方法，得知一个训练数据序列(trainingdata sequence)模式，该训练数据序列模式在接收信号中是按一定方式出现，例如周期性地出现。

但是，现有可用技术中出于经济性考虑，一般在用户终端使用的本地振荡器的频率稳定度还不是很好，其初始频偏一般在例如2.5ppm左右或者更高。另一方面，如前所述TD-SCDMA系统小区搜索第二步骤Step 2中为了采用全相关方法达到较好性能，也要求最大频率偏差被控制在例如±1ppm左右。此时，仍然推荐采用所述粗略频率校正方法进行一次本地振荡器的频率粗调过程，以使最大频率偏差被控制在例如±1ppm左右，以利于提高整体小区搜索的性能。

图3a示出了根据本发明在TD-SCDMA系统中进行粗略频率校正的方法的流程图。图3b示出了根据本发明在TD-SCDMA系统中实现粗略频率校正的一种装置的结构框图。这里将结合图3a和图3b，说明根据本发明在TD-SCDMA系统中一种实现粗略频率校正的方法及其对应装置。参考图3a和图3b。首先，对应步骤700，帧计数器m被置为1。接着，对应步骤701，用户终端通过信号数据提取器800接收“搜索窗”内的包含训练数据序列例如SYNC-DL及其附近数据。其中，根据初始小区搜索第一步骤Step 1所给出的DwPTS位置，可得到长为例如64码片内的接收SYNC-DL数据采样。但是，由于以下考虑，还需要接收SYNC-DL部分前后的若干码片内的数据采样：

(1)第一步骤Step 1提供的DwPTS位置同步信息可能不十分准确，有可能存在几个码片范围内的同步偏差；此时需要在SYNC-DL同步点附近建立一个所谓的“搜索窗”，来解决可能存在的同步偏差问题；

(2)对于快速多径衰落信道，每一条径的强度变化较快，有一种可能性是，先前第一步骤Step 1所检测到的那条(最强)路径已经减弱，而有其它新的强径在附近出现；此时，也需要建立一个“搜索窗”，来捕捉SYNC-DL同步点附近可能出现的那些强径，确保AFC性能。

一般的，搜索窗应包含SYNC-DL部分以前的L个码片、以及SYNC-DL部分之后R个码片内的采样数据，这样总共包含L+R+64个码片内的数据采样。由于建议采用例如2倍速的过采样来解决采样时间偏差问题，所以共要 接收2×(L+R+64)个数据采样。其中，参数L和R均为大于或者等于零的整数，它们的取值是由系统设计和实际工作环境等因素决定的，推荐取值为L＝R＝16。

接着，对应步骤702，所述的2×(L+R+64)个数据采样被依次送入滑动相关器801，其中相关长度为SYNC-DL码字的长度，即64。这样共得到共2×(L+R+1)批滑动相关输出，其中每批输出包含了64个相乘结果。这2×(L+R+1)批滑动相关输出被依次送入频率偏移估计器802，并得到对应的相位偏移估计序列。

按输出顺序，所有2×(L+R+1)个相位偏移估计值构成了一个含2×(L+R+1)的相位偏移估计序列。为了便于描述，记这个相位偏移估计序列为c^m：{c₁ ^m，c₂ ^m，…，c_2×(L+R+1) ^m}，其中上标表示了该序列是由基于第m帧中的接收数据所得到的。

接着，对应步骤703，将所述的在第m帧中计算得到的相位偏移估计序列被存入一个存储器803。然后，步骤704进行帧计数器m的递增，并由步骤705判断是否已经处理了M帧内的数据：如果条件m＞M为假，则返回步骤701继续处理下一帧内的有关数据；反之，若条件m＞M为真，表明已经处理完了帧内的数据，此时存储器803中已经存储了M批相位偏移估计序列c^m：{c₁ ^m，c₂ ^m，…，c_2×(L+R+1) ^m}，其中m＝1，2，…，M。在图3b所示的对应装置中，该判断用于控制一个开关804：开始时该开关断开，直到处理完M帧数据后该开关闭合，从而使多帧合并器805可从存储器803中读取相位偏移估计序列。

当处理完帧内数据后，对应步骤706，多帧合并器805将从存储器803中读取的M帧内的相位偏移估计序列按某种方式进行合并，得到一个多帧合并后的长为2×(L+R+64)的相位偏移估计序列q：{q₁，q₂，…，q_2×(L+R+1)}。其中，所述的合并方式可以有多种方式，包括：

(1)直接相加。亦即将所有M个相位偏移估计序列中，依次将对应于同一位置的值进行相加，用公式可表示如下：

$q_k=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k^m,$ 对于k＝1，2，…，2×(L+R+1)

(2)按“多数符号准则”进行合并。亦即对应于每个位置k(k＝1，2，…，2×(L+R+1))上共M个相位偏移估计值c_k ^m(m＝1，2，…，M)，丢弃其中那些相位值符号与M个值的大多数符号不一致的相位偏移估计值，而把 余下那些相位偏移估计值进行相加。为达到该目的，首先，对应每个位置k(k＝1，2，…，2×(L+R+1))，得到占多数的相位值符号s_k：

$s_k=\mathrm{sgn}\left(\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{sgn}\right\{\arg \left(c_k^m\right)\left\}\right)$

其中，函数arg表示对复数值取其相位值的操作，其值域为[-π，π)；而函数sgn则代表对实数操作数取符号的操作，亦即：

$\mathrm{sgn}\left(x\right)\left\{\begin{array}{cc}+1,& x>0\\ 0,& x=0\\ -1,& x<0\end{array}\right.$

然后，对应每个位置k得到以下帧序号集合S_k：

$S_k=\left\{m\right|\mathrm{sgn}\left\{\arg \left(c_k^m\right)\right\}=s_k\}$

最后，按以下公式进行多帧合并得到序列q：

$q_k=\underset{{m\&Element;S}_k}{\mathrm{\&Sigma;}}{c}_k^m,$ 对于k＝1，2，…，2×(L+R+1)

(3)按加权方法合并。亦即将每个相位偏移估计值c_k ^m进行加权后再进行累加，例如，可选择相应加权值w_k ^m为c_k ^m的模值，即：

$w_k^m=\left|c_k^m\right|$

然后，按以下公式进行合并得到序列q：

$q_k=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k^m\&times;w_k^m$ ，对于k＝1，2，…，2×(L+R+1)

其中，符号“‖”表示取模操作。

(4)按与某一个门限的比较结果进行合并。首先，计算得到M帧中所有位置上相位偏移估计值的模值的平均值c_avg：

$c_{\mathrm{avg}}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=1}{\overset{2\&times;(L+R+1)}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|c_k^m\right|$

然后，在c_avg基础上乘一个预先设定的参数T_c得到门限值c_avg·T_c，并对应每个位置k得到以下帧序号集合R_k：

$R_k=\left\{m\right|\left|c_k^m\right|>c_{\mathrm{avg}}\&CenterDot;T_c\}$

最后，按以下公式进行多帧合并得到序列q：

$q_k=\underset{m\&Element;R_k}{\mathrm{\&Sigma;}}{c}_k^m$ ，对于k＝1，2，…，2×(L+R+1)

这里的参数T_c为一个正实数，例如可取T_c＝2。

上述合并方法(2)～(4)中，所采用的各种特殊方法均是为了加强多 帧合并后的准确性，避免某帧中某些错误的相位偏移估计对多帧合并后估计结果精度所可能产生的不利影响。所述错误的相位偏移估计可能是由于当时SINR过低或者处于深衰落情况下时导致的。当然，即使采用最简单的合并方法(1)，即直接相加的方法，一般也能获得较好的估计性能。

接下去，对应步骤707，根据所述的多帧合并所得相位偏移估计序列，计算搜索窗内的时延包络。该时延包络是由另一个求模值器806通过将输入序列q的各元素依次取模得到的，用另一个长为2×(L+R+1)的序列d：{d₁，d₂，…，d_2×(L+R+1)}表示所述时延包络，则有：

d_k＝|q_k|，对于k＝1，2，…，2×(L+R+1)

然后，对应步骤708，基于所述的时延包络将进行路径选择的过程。首先，时延包络中的最大值P_max和平均值P_mean由最大值和均值计算器807计算得到，其中：

$P_{\max }=\underset{1\&le;k\&le;2\&times;(L+R+1)}{\max }\left\{d_k\right\}$

$P_{\mathrm{mean}}=\frac{1}{2\&times;(L+R+1)}\underset{k=1}{\overset{2\&times;(L+R+1)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_k$

然后，基于P_max和P_mean、以及另两个参数T₁和T₂，路径选择步骤708及其对应路径选择器808将求得一个阈值T_PS，它可表示为：

T_PS＝max{P_max-T₁，P_mean+T₂}

其中两个参数T₁和T₂用于结合P_max和P_mean来确定阈值T_PS，它们均大于0，注意这里它们的单位均为dB。T₁和T₂的优选值应根据设计要求和其它相关参数值的设定来确定。例如，对于L＝R＝16参数设置，并采用所述的多数符号准则进行合并时，推荐的参数T₁和T₂的设置为：T₁＝6dB和T₂＝6dB。

图4是根据本发明在TD-SCDMA系统中进行精细频率校正的结构框图。所述的精细频率校正过程是基于卡尔曼滤波器(Kalman filter)理论通过一个一阶环路来实现的。首先，接收射频信号经过下变频解调器1010并经过ADC、AGC和RRC滤波器后转换成为数字基带信号，接着信号数据提取器1011根据帧同步信息提取TS0上P-CCPCH信道中长为144个码片的Midamble接收部分内的采样数据，对应于2倍过采样情况，共提取了144×2＝288个Midamble数据采样。该段数据采样对于系统同步有重要作用，将被用于信道估计、路径搜索、SINR估计和频率偏移估计模块中。对应的长为144的Midamble训 练数据序列是由Midamble码字生成器1012产生的，其码字索引是由先前的初始小区搜索第二步骤Step 2所检测到的。

接着，该段Midamble数据采样被送入信道估计和路径搜索模块1013。该模块通过将Midamble数据采样与对应的Midamble训练数据序列进行(循环)相关，得到一组信道估计值。注意由于根据本发明实现的粗略频率校正过程已经把频率偏移控制的较小，可保证信道估计中的相关操作按全相关方式(与部分相关方式对应)，这就提高了信道估计模块的估计精度。当前帧内计算得到的信道估计值的功率值，构成了当前帧的时延包络(DelayProfile)，而路径搜索是根据当前帧的时延包络并结合以前若干帧的时延包络，并依据某些预设的阈值，结合当前最大路径功率以及平均噪声功率，来判断哪几条路径为有效路径。注意由于采用了2倍采样，因此路径的分辨精度是1/2个码片宽度。由于信道估计和路径搜索在各中无线通信系统特别是移动通信系统广泛应用，所以本领域内有关技术人员对其相关算法和实现方法很熟悉，所以这里不再赘述。这里信道估计将输出所谓“信道估计窗”内的所有路径的幅度和相位值，例如，信道估计窗宽度可定为16个码片，对应于2倍过采样，该估计窗内共产生16×2＝32条路径的幅度和相位值。其中，所述每条路径代表一个时延抽头(Delay Tap)。同时，信道估计还会输出相关长度内信道估计窗外的所有信道估计值，提供给测量等模块估计SINR等参数时使用。另一方面，路径搜索模块则输出信道估计窗内有效路径的位置信息。这里假设路径搜索模块最多产生L条有效路径位置信息。接收机中其它模块，包括解调(Demodulation)模块、同步(Synchronization)模块和测量(Measurement)模块等，将利用这些有效路径位置信息以及信道估计值进行有关工作。

接着，参考图4，这批经过多径合并后的Midamble接收数据并与本地产生的Midamble码字被送入频率偏移估计器1015，并输出频率偏移估计 

这里可根据具体实现约束和设计要求，选择频率偏移估计器。其中，提取相位器34或者46可按如下方式进行简化。对于输入相位偏移估计值c＝c_real+j*c_imag，传统的方法是按如下公式：

$\mathrm{\&theta;}=\arctan \left(\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\right)$

并按照查表等方法得到相位值。但是，当c_real/c_imag值较小时，可只取上 式Taylor级数展开式中的第一项作为近似，即：

$\mathrm{\&theta;}\&ap;\left(\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\right),$ 如果 $\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\&le;\mathrm{\&lambda;}$

其中，c_real为相位估计值的实部；c_imag为相位估计值的虚部，λ是一个用于判断的门限值。

需要特别指出的是，这里多径合并是在频率偏移估计之前进行的。而在其它许多AFC方法和装置中，上述两者的次序往往是相反的。例如欧洲专利EP1300962，发明名称为“自动频率校正装置和自动频率校正方法”(AutomaticFrequency Control Device and Automatic Frequency Control Method)中，频率偏移估计首先在每条路径上分别进行，然后再按最大比例合并方式进行合并。在本发明中，由于多径合并是在频率偏移估计之前进行的，所以本发明只需要进行一次频率偏移估计即可；而根据上述所引用的发明则需要进行多次频率偏移估计，其次数与路径数相等，因此其复杂度比本发明中的对应结构的复杂度要高出很多。另一方面，有关仿真表明，这两种结构所达到的性能是十分接近的。

参考图4，信道估计和路径搜索模块1013输出的路径信息及信道估计结果被送入SINR估计器模块1016中，产生当前帧SINR估计值。该SINR估计器也是基于TS0上P-CCPCH信道中的Midamble码来得到当前帧的SINR估计值的。

接着，参考图4，卡尔曼增益因子计算器1017利用当前帧的SINR估计，进行所述一阶环路增益因子的更新。所更新的参数包括：测量噪声方差R_k、估计方差P_k和卡尔曼增益因子K_k，其中下标k代表当前帧的序号。图5所示为根据本发明在如图4所示的精细频率校正过程中进行卡尔曼增益因子计算的方法的流程图。初始状态下(即进入精细频率校正过程之前)，在步骤1501中，P₀被赋予一个初始值，一般的，P₀应根据进入精细频率校正之前的频偏的方差来设置。根据本发明，P₀应根据粗略频率校正的输出频偏的方差来确定，推荐值为P₀＝(2000)²；此外，P₀也可以根据当时所测的SINR值来确定。

接下来，精细频率校正装置开始工作，在步骤1502中，帧计数器k的初始值设为1。然后在步骤1503中，当前帧的频偏估计方差R_k将基于当前帧的SINR估计值SINR_k来计算，具体计算公式为：

$R_k=K_R\&times;\frac{1}{{\mathrm{SINR}}_k}$

该公式是按照改进的克莱默-拉奥(Cramer-Rao)界来针对TD-SCDMA系统得到的。其中，根据克莱默-拉奥界，常数K_R的取值应根据有关系统参数来确定：

$K_R=\frac{3}{{2\mathrm{\&pi;}}^2{T_c}^2}\&CenterDot;\frac{1}{N(N^2-1)}$

其中，T_c代表了系统码片宽度，而N代表了所用训练数据序列的长度。对于TD-SCDMA系统，1/T_c＝1.28Mcps，并且所用Midamble码字的长度N＝144，据此可得K_R＝(288.8)²。有关改进的克莱默-拉奥界的具体信息，可参考安杰(A.N.D’Andrea)等人在1994年IEEE Transaction on Communication杂志上发表的，名称为“The Modified Cramer-Rao Bound and Its Applications toSynchronization Parameters”的论文，对本领域的一般技术人员是很容易掌握的。

接着在步骤1504中，卡尔曼增益因子K_k由当前帧计算的R_k和前一帧计算的P_k-1求得，根据卡尔曼滤波理论，计算K_k的公式为：

K_k＝P_k-1(P_k-1+R_k)^-1

接着在步骤1505中，判断所计算的K_k值是否小于一个预设值K_LOW，如果K_k＜K_LOW，则进入步骤1507，改变K_k使其等于K_LOW，同时令P_k＝P_k-1；反之，如果K_k＞＝K_LOW，则进入步骤1506，根据卡尔曼滤波理论，由当前帧计算所得的K_k值、以及前一帧计算得到P_k-1值，来计算P_k值：

P_k＝(1-K_k)P_k-1

这里，对K_k进行下限幅的目的是：当环路增益过小时，难以跟踪较快频率漂移；因此，需要对环路增益K_k进行下限幅以保证能够跟踪上频率偏移。推荐的下限幅值K_LOW为1/64或者1/128——K_LOW的优选取值应由具体实现和工作环境来确定。

然后，在步骤1508中，输出当前帧所计算的卡尔曼增益因子K_k到环路滤波器。接着在步骤1509中，帧计数器k进行加1，准备进行下一帧中有关参数的更新。

接着，参考图4，一阶环路滤波器1018将根据输入 

(当前帧计算的频率偏移估计)以及K_k(当前帧计算的卡尔曼增益因子)，进行一阶滤波，并输出当前帧的累加频率偏移估计值 

另外，根据估计方差P_k的取值，可判断当前AFC调整过程是否收敛。或者，也可以通过对近几帧内频率偏移估计进行平均后，再依据该平均值来判断是否达到收敛。由于本发明中采用了卡尔曼滤波理论来自适应地调整环路滤波器的增益，而不像有些AFC方法采用收敛性判断结果来调整环路滤波器的增益，所以该收敛性判断步骤在本发明中并不是必须的。但是，作为一个可用备选项，可利用所述的收敛性判断方法，来进行辅助判断AFC环路是否收敛——如果在一定时间内发现AFC环路仍未达到收敛，则可以将所述精细频率校正方法重新执行，或者将之前的有关同步步骤重新执行(因为AFC环路不收敛也有可能是因为接收机中其它模块输入的同步信息或者训练数据序列有错误)。

最后，参考图4，一阶环路滤波器1018的输出按照本地振荡器1019的压控特性，被转换成控制电压，并经过DAC来控制本地压控振荡器1019，从而完成了当前帧内的精细频率校正过程。在下一帧中，上述精细频率校正过程将重复进行。这样，随着处理帧数的增加，环路滤波器的输出控制不断得到更新，并使本地振荡器的1019的输出载波频率 

不断逼近输入信号的实际载波频率f_k，并使它们之间的差值，即残留的频率偏移值，达到保证接收机中其它模块正常工作的目标值(例如，规范所规定的0.1ppm或者更低)。

由于本发明采用了一种最优的估计器——卡尔曼滤波器来实现精细频率校正的一阶环路结构，所以可在不同的信道条件下保持优良的性能。本领域的技术人员应能了解，卡尔曼Kalman滤波理论是R.E.Kalman早在1960的“美国机械工程师学会学报”(“Transaction of the ASME”)第82期上发表的一种最优估计理论，在控制、通信等领域中得到了广泛的应用。采用卡尔曼滤波理论设计的方法和装置，将可以获得十分优良的性能。然而，可能是出于以下原因，该理论却很少被利用于实际AFC应用中：

(1)如何在AFC环路中得到卡尔曼滤波器中所需要的有关估计参数，例如估计方差值R_k等；

(2)与其它方法相比，应用卡尔曼滤波结构设计的AFC环路可能显得较为复杂。

但是，本发明通过在AFC环路中加入SINR估计器，并通过MCRB性能界将SINR估计输出转化测量噪声方差值R_k值，并且估计方差P_k的初始值 P₀根据输入频率偏差的均方值预期来确定，从而简单地将卡尔曼滤波器在AFC应用中得以实现。另外，根据本发明，根据卡尔曼滤波理论设计的精细频率校正过程的复杂度也较低，所需的信号处理工作一般可以在软件中简单实现。这是因为：

(1)首先，根据本发明卡尔曼滤波器中有关参数的更新，包括测量噪声方差R_k、估计方差P_k和卡尔曼增益因子K_k等，均是每帧仅更新一次，而且其计算也限于若干乘除运算和加减运算。一般的，无线通信系统中一个帧的长度相对较大，例如TD-SCDMA中一个帧的长度为5ms。因此，所述的卡尔曼滤波器中有关参数的更新频率和每次更新过程中计算复杂度都是很低的；

(2)其次，根据本发明为了计算测量噪声方差R_k所用的SINR估计器，其实现也很简单。另一方面，其它接收机模块，例如测量(measurement)模块可能也要计算该值，此时就无须为AFC模块单独进行一次额外的SINR估计计算了。

特别的，根据本发明，环路增益因子将根据当前帧所估计的SINR值来动态调整对当前帧频率偏移估计值的增益——一般的，SINR值越高，表明当前的频率偏移估计值越可信，其增益也就越高；反之，SINR值越低，表明当前的频率偏移估计值越不可信，其增益也就越低。因此，与其它一些固定环路滤波器增益因子的AFC环路结构相比，本发明提出的精细频率调整方法和装置，能够根据当时的信道条件自适应地调整环路增益，以达到最佳的环路收敛性能，使频率同步工作快速得以完成。这对于缩短TD-SCDMA系统的初始小区搜索时间有着重要意义。

至此，已经结合附图详细地描述了本发明的一种最佳实施方式。本领域的普通技术人员应该可以认识到，这里用于描述本发明的各种逻辑单元、模块、电路以及算法步骤等，可以采用电子硬件(electronic hardware)、计算机软件(computer software)或者它们的组合来付诸实现。这里对各种元件、单元、模块、电路和步骤通常都是按照他们的功能来描述的，实现时究竟采用硬件还是软件，是由整个系统的具体应用和设计约束来决定的。本领域的普通技术人员应该可以认识到在特定情况下硬件和软件的可互换性，并能针对具体应用采用最佳方式来实现本发明所描述的一类自动频率校正方法。

本领域的普通技术人员显然清楚并且理解，本发明所举的最佳实施例仅用以说明本发明，而并不用于限制本发明，本发明所举各实施例中的技术特征，可以任意组合，而并不脱离本发明的思想。根据本发明公开的一种应用于时分无线通信系统中的自动频率校正方法和设备，可以有许多方式修改所公开的发明，并且除了上述的具体给出的优选方式外，本发明还可以有其它许多实施例。因此，凡属依据本发明构思所能得到的方法或改进，均应包含在本发明的权利范围之内。本发明的权利范围由所附权利要求限定。

Claims (2)

1.一种时分无线通信系统接收机的自动频率校正方法，包括如下步骤：

初始小区搜索第一步骤，通过将所有可能的主同步码码字与接收信号序列进行相关处理后，得到粗略的帧同步信息，同时检测出最有可能的主同步码码字；

粗略频率校正步骤，利用所述初始小区搜索第一步骤所检测到的主同步码码字作为粗略频率校正步骤的训练数据序列；粗略频率校正步骤可基于若干连续或者非连续帧逐帧不断进行，直到失同步或者一次新的自动频率校正开始，每一次粗略频率校正步骤包括如下步骤：

信号数据提取步骤，用于提取包含所述训练数据序列的对应搜索窗内的接收数据；

滑动相关以及相位偏移估计计算步骤，用于得到所述搜索窗内的一个相位偏移估计序列；

多帧合并步骤，用于完成将多个帧内得到的相位偏移估计序列按某种方式进行合并；

时延包络生成步骤，根据所述的多帧合并后的相位偏移估计序列进行取模计算后得到搜索窗内的一个时延包络；

路径选择步骤，根据所述的时延包络在所述的搜索窗内进行路径选择；

相位偏移估计合并步骤，用于将所述路径选择步骤选择的路径上的相位偏移估计值进行多径合并；

频率偏移估计计算步骤，根据所述的多径合并后的相位偏移估计来得到频率偏移估计；以及

本地振荡器频率粗调步骤，用于将所得的频率偏移估计来控制本地振荡器的输出频率，从而完成一次粗略频率校正过程；

初始小区搜索第二步骤，根据所述的主同步码码字得到该主同步码所对应的码组；同时根据所述的粗略的帧同步信息以及系统帧结构，得到次同步码接收信号的粗略位置；然后通过将所述码组中所有可能的次同步码码字与接收次同步码信号进行相关处理后，检测出系统采用了其中哪个次同步码码字；

精细频率校正步骤，利用所述初始小区搜索第二步骤所检测到的次同步码码字作为该步骤的训练数据序列；包括在每一接收信号帧内可连续或者非连续帧逐帧不断进行如下步骤，直到失同步或者一次新的自动频率校正开始：

提取对应于所述初始小区搜索第二步骤所检测到的次同步码码字部分的接收数据；

信道估计和路径搜索，得到一批当前帧内对应各个信道时延抽头上的幅度和相位信息，并依据当前帧以及以前若干帧的信道估计结果来选择若干条有效路径；

根据所述的信道估计结果和所选择的有效路径，将若干条所述的有效路径上的对应于训练数据序列部分的接收数据进行最大比例合并，然后与训练数据序列进行相关；

根据所述接收数据的最大比例合并，以及该合并后结果与训练数据序列进行相关得到的输出序列，进行一次频率偏移估计来得到频率偏移估计值；

信干噪比估计，得到当前帧内的信干噪比估计结果；

根据所述的信干噪比估计结果，计算应用于当前帧内频率偏移估计的卡尔曼增益因子；

根据所述的频率偏移估计值和卡尔曼增益因子，进行一阶环路滤波得到累计频率偏移估计值；

将所述的累计频率偏移估计值来控制本地振荡器的输出频率；

所述计算应用于当前帧内频率偏移估计的卡尔曼增益因子采用卡尔曼增益因子计算方法；

所述卡尔曼增益因子计算方法包括如下步骤：

a)根据当时所测的信干噪比值来确定设定初始值P₀；

b)将帧计数器k的初始值设为1；

c)计算当前帧的频偏估计方差R_k；

d)根据下列公式由当前帧计算的R_k和前一帧计算的P_k-1求得卡尔曼增益因子K_k：

K_k＝P_k-1(P_k-1+P_k)^-1

e)判断所计算的K_k值是否小于一个预设值K_LOW，如果K_k<K_LOW，则改变K_k使其等于K_LOW，同时令P_k＝P_k-1；反之，如果K_k＞＝K_LOW，则根据卡尔曼滤波理论，由当前帧计算所得的K_k值、以及前一帧计算得到P_k-1值，来计算P_k值：

P_k＝(1-K_k)P_k-1

f)输出当前帧所计算的卡尔曼增益因子K_k到环路滤波器；

g)帧计数器k进行加1，准备进行下一帧中有关参数的更新。

2.如权利要求1所述的时分无线通信系统接收机的自动频率校正方法，其特征在于，所述频偏估计方差R_k按如下方式计算：

$R_k=K_R\&times;\frac{1}{{\mathrm{SINR}}_k}$

其中，K_R为一个与系统参数有关的常数，SINR_k是第k个帧的SINR的估计值。

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