KR100721499B1 - 디지탈 신호 처리 장치 및 디지탈 신호 처리 방법 - Google Patents

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Abstract

입력 데이터가 각각 선정된 데이타량을 갖는 블럭으로 세크먼트화되고 인접한 블럭과 함께 고효율적으로 엔코딩되는 디지탈 신호가 디코딩되고, 편집되고, 다음에 고효율적으로 엔코딩된다. 이러한 신호 처리에서 발생하는 지연은 보상된다. 그리하여, 고효율적으로 엔코딩된 디지탈 신호의 일부는 편집될 수 있다.
디지탈 신호 처리, 데이타 블럭 분할, 지연 보상, 고효율 엔코딩, 데이타 프레임 중복

Description

디지탈 신호 처리 장치 및 디지탈 신호 처리 방법{DIGITAL SIGNAL PROCESSING APPARATUS AND DIGITAL SIGNAL PROCESSING METHOD}
도 1은 본 발명에 따른 디지탈 신호 기록 장치의 구조의 예를 도시하는 블럭도.
도 2a는 제공된 신호가 반규칙적(semi-regular)인 경우에 직교변환된 블럭 사이즈를 설명하기 위한 개략도.
도 2b는 제공된 신호가 불규칙적인 경우에 단모드의 직교변환된 블럭 사이즈를 설명하기 위한 개략도.
도 2c는 제공된 신호가 불규칙적인 경우에 중간 모드-a의 직교변환된 블럭 사이즈를 설명하기 위한 개략도.
도 2d는 제공된 신호가 불규칙적인 경우에 중간 모드-a의 직교변환된 블럭 사이즈를 설명하기 위한 개략도.
도 3은 본 발명에 따른 엔코딩 데이타 포맷의 예를 도시하는 개략도.
도 4는 도 3의 제1 바이트의 데이타를 상세히 도시하는 개략도.
도 5는 비트 할당 연산 회로의 구조의 예를 도시하는 블럭도.
도 6은 임계 대역, 블럭 변동 등에 대응하여 분할된 주파수 대역 스펙트럼의 예를 도시하는 그래프.
도 7은 마스킹 스펙트럼의 예를 도시하는 그래프.
도 8은 최소 가청 곡선과 마스킹 스펙트럼의 조합을 설명하는 그래프.
도 9는 본 발명에 따른 디지탈 신호 재생 및/또는 기록 장치의 구조의 예를 도시하는 블럭도.
도 10은 정규화 정보의 생성을 설명하기 위한 개략도.
도 11은 정규화 정보를 변경함으로써 레벨 동작을 설명하기 위한 개략도.
도 12는 정규화 정보를 변경함으로써 필터링 동작을 설명하기 위한 개략도.
도 13은 엔코딩된 데이타의 프레임 중복을 설명하기 위한 개략도.
도 14는 본 발명에 따른 편집 처리를 행하기 위한 구조의 예를 도시하는 블럭도.
도 15의 (a)는 기록 매체 상에 기록된 신호 파형과 프레임 간의 관계를 도시하고, (b)는 디코딩 처리와 효과 처리가 행해진 신호 파형과 프레임 간의 관계를 도시하고, (c)는 엔코딩 처리가 행해지는 신호 파형과 프레임 간의 관계를 도시하는 개략도.
도 16은 본 발명에 따른 편집 처리에서 각 프레임의 시간적 관계의 예를 도시하는 개략도.
도 17의 (a)는 입력 PCM 데이타가 윈도우를 통해 필터링되고 각 프레임에 대해 엔코딩된 경우를 도시하고, (b)는 (a)에서 도시된 바와 같이 엔코딩되고 기록 매체 상에 기록된 PCM 데이타의 일부가 편집된 경우를 도시하고, (c)는 윈도우의 필터링 위치가 지연 보상량 만큼 보상되는 경우를 도시하는 개략도.
도 18은 MPEG 오디오 포맷에 대응하는 엔코딩된 데이타 포멧을 도시하는 개략도.
〈도면의 주요부분에 대한 부호의 설명〉
101, 102: 대역 분할 필터
103, 104, 105: MDCT 회로
119, 709: 정규화 정보 변경 회로
120, 121, 122: 연산기
802: 디코딩 회로
804: 데이타 변경 회로
805: 지연 보상 회로
807: 엔코딩 회로
본 발명은 각각이 소정의 데이타량을 갖는 블럭들로 분할된 디지탈 신호의 일부를 편집하여 각 블럭이 인접한 블럭과 함께 고효율적으로 엔코딩될 수 있게 하는 신호 처리 장치 및 신호 처리 방법에 관한 것이다.
오디오 신호를 고효율적으로 엔코딩하기 위한 방법에 관련된 기술로서 변환 엔코딩 방식(transform encoding method)이 공지되어 있다. 변환 엔코딩 방식은 블럭 분할 주파수 대역 분할법의 일 예이다. 변환 엔코딩 방식에서, 시간축의 오디오 신호는 소정의 단위 시간 주기 간격의 블럭들로 분할된다. 각 블럭의 시간축 상의 신호는 (직교변환된) 주파수축 상의 신호로 변환된다. 그리하여, 시간축의 신호는 다수의 주파수 대역들로 분할된다. 각 주파수 대역에서, 블럭들이 엔코딩된다. 다른 관련 기술로서, 논블럭 분할 주파수 대역 분할법의 예로서 서브 대역 엔코딩(SBC)법이 공지되어 있다. SBC법에서, 시간축의 오디오 신호를 다수의 주파수 대역 신호로 분할한 다음 상기 신호를 소정의 단위 시간 주기 간격으로 분할하지 않고 엔코딩한다.
다른 관련 기술로서, 대역 분할 엔코딩 방식과 SCB법을 조합한 고효율 엔코딩 방식이 공지되어 있다. 이 고효율 엔코딩 방식에서, 각 서브대역의 신호는 변환 엔코딩 방식에 대응하는 주파수 축 신호로 직교변환된다. 변환된 신호는 각 서브 대역에서 엔코딩된다.
상술한 서브 대역 엔코딩 방식에서 사용된 대역 분할 필터의 예로서, QMF(Quadrature Mirror Filter)가 공지되어 있다. QMF에 대해서는, R.E. Crochiere에 의한 "서브 대역에서의 디지탈 음성 엔코딩 방식"이 Bell Syst.Tech.J.Vol.55.No.8 (1976)에 기술되어 있다. Joseph H. Rothwiller에 의한 ICASSP 83, BOSTON "다상 직각 필터- 새로운 서브대역 엔코딩 기술"에는 다상 직각 필터에 대한 등대역폭 필터 분할법 및 장치가 기술되어 있다.
직교 변환법의 예로서, 입력 오디오 신호가 (각 프레임에 대한) 소정의 단위 시간 간격의 블럭들로 분할된다. 각 블럭은 예를 들면 고속 퓨리에 변환(FFT)법, 이산적 코사인 변환법(DCT), 또는 수정된 DCT 변환법(MDCT)에 의해 변환된다. 그 결과, 시간축 신호는 주파수 축 신호로 변환된다. MDCT는, 예를 들면, ICASSP 1987, Univ. of Surrey Royal Melbourne Inst. of Tech.의 J.P. Princen and A.B.Bradley에 의한 "시간 영역 얼라이어징 소거에 기초한 필터 뱅크 디자인을 사용하는 서브대역/변환 엔코딩 방식" 에 기술되어 있다.
한편, 각 서브 대역 주파수 성분을 양자화하기 위해 인간의 청각 특성을 고려한 주파수 분할폭을 사용하는 엔코딩 방식이 공지되어 있다. 다시 말해서, 대역폭들이 주파수에 비례하는 소위 임계 대역이 널리 사용되고 있다. 임계 대역으로서, 오디오 신호가 다수의 서브 대역 (예를 들면, 25개의 서브 대역)들로 분할될 수 있다. 이러한 서브 대역 엔코딩 방식에 따르면, 각 서브 대역의 데이타가 엔코딩되면 소정의 비트수가 각 서브 대역에 할당된다. 대안적으로, 각 서브 대역에 대해 적응된 비트수가 할당된다. 예를 들어, 각 서브 대역의 블럭 마다의 MDCT 계수 데이타에 대하여 비트수가 적응적으로 할당된다. 이렇게 할당된 비트에 의해 각 블럭이 엔코딩된다.
이러한 비트 할당법 및 이에 대응하는 장치에 대한 관련 기술 문헌으로서 1997년 8월에 IEEE Transactions of Acoustics, Speech, and Signal Processing, vol. ASSP-25, NO.4에 "각 서브 대역의 신호 강도에 대응하여 비트수를 할당하는 방법"이 개시되어 있다. 다른 관련 기술 문헌으로서, 1980년 ICASP에 "청각을 마스킹함으로써 각 서브 대역에 대한 신호 대 노이즈에 대응하는 비트를 고정적으로 할당하는 방법"이 개시되어 있고, 1980년 ICASP에 M.A. Kransner MIT의 "임계 대역 엔코딩기- 오디오 시스템의 지각적 요건의 디지탈 엔코딩"가 기술되어 있다.
각 블럭이 각 서브 대역에 대해 엔코딩되면, 각 블럭은 각 서브 대역에 대해 정규화되고 양자화된다. 그리하여, 각 블럭이 효율적으로 엔코딩된다. 이러한 처리를 블럭 플로우팅 처리라고 한다. MDCT 처리에 의해 생성된 MDCT 계수 데이타가 엔코딩되면, MDCT 계수의 절대값들 중 최대값이 각 서브대역에 대해 구해진다. 최대값에 대응하여 MDCT 계수 데이타를 정규화한 다음 양자화한다. 그리하여, MDCT 계수 데이타가 좀 더 효율적으로 엔코딩될 수 있다. 다수의 수치로부터, 소정의 연산 처리를 사용하여 각 블럭에서 정규화 처리용으로 사용한 값이 선택된다. 선택된 값에 할당된 번호를 정규화 정보로서 사용한다.
다수 값에 대해 번호를 부가함으로써 오디오 레벨을 2㏈ 만큼 증가시키게 된다.
상술한 고효율적으로 엔코딩된 신호는 다음과 같이 디코딩된다. 각 서브 대역에 대한 비트 할당 정보, 정규화 정보 등에 관련하여서는, 고효율적으로 엔코딩된 신호에 대응하는 MDCT 계수 데이타가 생성된다. 소위 반전된 직각 변환 처리가 MDCT 계수 데이타에 대응하여 실행되기 때문에, 시간축 데이타가 생성된다. 고효율적 엔코딩 처리가 행해지면, 주파수 대역은 대역 분할 필터에 의해 서브 대역으로 분할되고, 시간축 데이타는 서브 대역 조합 필터를 사용하여 조합된다.
정규화 정보가 가산 처리, 감산 처리 등에 의해 변경되면, 공지된 데이타 편집 방법으로서 엔코딩된 데이타의 시간 영역 신호를 디코딩함으로써 재생 레벨 조정 기능, 필터링 기능 등이 달성될 수 있다. 이 방법에 따르면, 가산 처리 또는 감산 처리 등의 연산 처리에 의해 재생 레벨이 조정될 수 있기 때문에, 장치 구조 가 간단해진다. 또한, 디코딩 처리, 엔코딩 처리 등이 과도하게 요구되기 않기 때문에, 신호 질을 열화시키지 않고 재생 레벨이 조정될 수 있다. 또한, 이러한 방법에서, 디코딩에 의해 생성된 신호의 시간 주기를 변경하지 않은 채 엔코딩된 신호를 변경할 수 있고, 디코딩 처리에 의해 생성된 신호의 일부는 나머지 부분들로부터의 영향을 받지 않은 채 변경될 수 있다.
정규 정보를 변화시키지 않는 방법 이외에, 디코딩된 신호와 원래 신호간에 시간 관계 (즉, 위상 지연량)이 구해지면, 디코딩된 신호와 동일한 시간 관계를 갖는 엔코딩 데이타가 생성될 수 있다.
상술한 방법에 의해 엔코딩된 데이타가 변경되면, 레벨 조정과 같은 편집 동작이 예를들어, 2㏈ 등의 정규화 정보의 값 1의 증감에 대응하여 수행될 수 있다. 그리하여, 이러한 레벨 조정은 좀 더 정확하게 수행될 수 있다. 시간 방향에서, 적용된 엔코딩 방식에 관한 엔코딩 데이타 포맷에 대응하는 최소 시간 단위 (예를 들어, 1프레임)를 초과하는 정확도로는, 레벨 조정과 같은 편집 동작이 실행될 수는 없다.
그리하여, 적용된 엔코딩 방식과 엔코딩 데이타 포맷에 의한 이러한 제한 때문에, 재생 레벨 및 주파수 영역에서의 편집 동작과 시간 방향에서의 편집 동작이 좀 더 정확하게 수행될 수 는 없다.
따라서, 본 발명의 목적은 재생 레벨과 같은 편집 처리가 적용된 엔코딩 포맷에 의해 덜 영향을 받도록 행할 수 있도록 하는 디지탈 신호 처리 장치, 디지탈 신호 처리 방법, 디지탈 신호 기록 장치, 및 디지탈 신호 기록 방법을 제공하는 데 있다. 본 발명의 다른 목적은 이러한 데이타가 기록되는 기록 매체를 제공하는 데 있다.
본 발명의 제1 양태는, 소정의 데이타 양을 각각 가진 블럭으로 세그먼트화되고 인접 블럭과 함께 고효율 엔코딩된 입력 디지탈 신호를 처리하기 위한 디지탈 신호 처리 장치로서, 상기 고효율 엔코딩된 디지탈 신호를 인접 블럭과 함께 디코딩하는 디코딩 수단과, 상기 디코딩된 디지탈 신호를 수정하는 수정 프로세스 수단과, 상기 수정된 디지탈 신호를 인접 블럭과 함께 고효율 엔코딩하는 엔코딩 수단과, 상기 디코딩 수단에 의해 디코딩된 디코딩 신호의 지연을 보상하기 위한 지연 보상 수단을 포함한다.
본 발명의 제2 양태는, 소정의 데이타 양을 각각 가진 블럭으로 세그먼트화되고 인접 블럭과 함께 고효율 엔코딩된 입력 디지탈 신호를 처리하기 위한 디지탈 신호 처리 방법으로서, (a) 고효율 엔코딩된 디지탈 신호를 인접 블럭과 함께 디코딩하는 단계와, (b) 상기 디코딩된 디지탈 신호를 수정하는 단계와, (c) 상기 수정된 디지탈 신호를 인접 블럭과 함께 고효율 엔코딩하고, 상기 단계 (a)에서 디코딩된 디코딩 신호의 지연을 보상하는 단계를 포함한다.
본 발명의 상기한 목적, 특성 및 장점은 다음의 상세한 설명의 최적의 실시예 및 첨부된 도면에서 좀 더 명확하게 설명될 것이다.
이하, 도 1을 참조하여, 본 발명의 디지탈 신호 기록 장치의 구조의 일예를 설명하기로 한다. 본 발명의 실시예는, 입력 디지탈 신호로서 서브 대역 엔코딩(SCB) 처리, 적응적 변환 엔코딩(ATC) 처리, 적응적 비트 할당 처리에 대응하여 오디오 PCM(Pulse Code Modulation) 신호를 고능률적으로 엔코딩 처리하기 위한 엔코딩 처리 시스템을 갖는 디지탈 신호 기록 장치이다. 본 예에서, 입력 디지탈 신호로서, 오디오 신호의 디지탈 오디오 데이타 신호 (사람의 음성, 사람의 신호 음성, 악기 소리 등을 디지탈화함), 디지탈 비디오 신호 등을 취급할 수 있다.
샘플 주파수가 44.1 ㎑이면, 주파수 대역이 0 내지 2 ㎑인 오디오 PCM 신호가 입력 단자(100)를 통해 대역 분할 필터(101)로 제공된다. 대역 분할 필터(101)은 제공된 신호를 0 내지 11㎑의 서브 대역을 갖는 신호와 11 내지 22㎑의 서브 대역을 갖는 신호로 분할한다. 11 내지 22㎑의 서브 대역을 갖는 신호가 MDCT (Modified Discrete Cosine Transform) 회로(103) 및 블럭 지정 회로(109, 110 및 111)로 제공된다.
0 내지 11㎑의 서브대역을 갖는 신호가 대역 분할 필터(102)로 제공된다. 대역 분할 필터(102)는 제공된 신호를 5.5㎑ 내지 11㎑의 서브대역을 갖는 신호와 0 내지 5.5 ㎑의 서브대역을 갖는 신호로 분할한다. 5.5㎑ 내지 11㎑의 서브대역을 갖는 신호는 MDCT 회로(104)와 블럭 지정 회로(109, 110 및 111)로 제공된다. 한편, 0 내지 5.5 ㎑의 서브대역을 갖는 신호는 MDCT 회로(105)와 블럭 지정 회로(109, 110 및 111)로 제공된다. 대역 분할 필터(101 및 102) 각각은 QFM 필터 등으로 구성될 수 있다. 블럭 지정 회로(109)는 제공된 신호에 대응하는 블럭 사이즈를 지정한다. 지정된 블럭 사이즈를 나타내는 정보는 MDCT 회로(103)와 출력 단자(113)에 제공된다.
블럭 지정 회로(110)는 제공된 신호에 대응하는 블럭 사이즈를 지정한다. 지정된 블럭 사이즈를 나타내는 정보는 MDCT 회로(104) 및 출력 단자(115)에 제공된다. 블럭 지정 회로(111)는 제공된 신호에 대응하는 블럭 사이즈를 지정한다. 지정된 블럭 사이즈를 나타내는 정보는 MDCT 회로(105) 및 출력 단자(117)에 제공된다. 블럭 지정 회로(109, 110 및 111)는 블럭 사이즈 또는 블럭 길이가 직교 변환 처리가 수행되기 전에 입력 데이타에 대응하여 적응적으로 변화되도록 야기시킨다.
도 2a, 2b, 2c 및 2d는 MDCT 회로(103, 104 및 105)에 제공되는 각 서브 대역의 데이타의 예를 도시한다. 블럭 지정 회로(109, 110 및 111)는 대역 분할 필터(101 및 102)로부터의 출력인 직교변환된 각 서브 대역의 블럭의 크기를 나타낸 다. 또한, MDCT 회로(103, 104 및 105)는 시간 특성과 신호의 주파수 분포에 대응하는 시간 해상도를 변화시킬 수 있다. 입력 신호가 시간적으로 얼마간 안정될 때 각 직교 변환된 블럭의 사이즈 예를 들어 11.6 ms인 장 모드(long mode)가 사용된다.
한편, 입력 신호가 안정되지 않은 상태이면 각 직교변환된 블럭의 사이즈 모드들 중 하나가 사용된 장 모드의 직교변환된 블럭의 사이즈 각각의 1/2 또는 1/4이다. 실제로, 단모드(short mode)에서 각 직교변환된 블럭의 사이즈는 직교변환된 장모드의 블럭의 1/4 사이즈이다. 그리하여, 단모드에서 각 직교변환된 블럭의 사이즈는 도 2b에 도시된 바와 같이 2.9 ms이다. 중간 모드 a 및 중간 모드 b의 두개의 중간 모드가 있다. 중간 모드 a에서, 각 직교변환된 블럭의 사이즈는 장모드의 직교변환된 각 블럭의 사이즈의 1/2이고, 다른 직교변환된 블럭의 사이즈는 장모드의 직교변환된 각 블럭 사이즈의 1/4이다. 그리하여, 중간 모드 a에서, 직교변환된 블럭 중 하나의 사이즈는 5.8 ms이고, 다른 직교변환된 블럭의 사이즈는 도 2c에 도시된 바와 같이 2.9 ms이다. 중간 모드 b에서, 직교변환된 블럭의 사이즈는 장모드의 직교변환된 각 블럭의 사이즈의 1/4이고, 다른 직교변환된 블럭의 사이즈는 장블럭의 각 직교변환된 블럭의 사이즈의 1/2이다. 그리하여, 중간 모드 b에서, 직교 변환된 블럭 중 하나의 사이즈는 2.9 ms이고, 다른 직교변환된 블럭의 사이즈는 도 2d에 도시된 바와 같이 5.8 ms이다. 이렇게 다양한 시간적 해상도로서, 복잡한 입력 신호를 취급할 수 있다.
회로 규모 등에 따른 제약을 고려하기 위해, 각 직교 변환 블럭의 크기의 분할을 더욱 복잡한 방식으로 할 수 있다. 따라서, 실제의 입력 신호를 보다 적절하게 처리할 수 있는 것은 명백하다. 블럭 크기는 블럭 결정 회로(109, 110, 111)에 의해서 결정된다. 결정된 블럭 크기를 나타내는 정보는 MDCT 회로(103, 104, 105)및 비트 할당 산출 회로(118)에 공급됨과 함께, 출력 단자(113, 115, 117)를 통해 출력된다.
도 1을 다시 참조하면, MDCT 회로(103)는, 블럭 결정 회로(109)에 의해서 결정된 블럭 크기에 따라서 MDCT 처리를 행한다. 이러한 처리에 의해서 생성되는 고대역의 MDCT 계수 데이타 또는 주파수축 상의 스펙트럼 데이타는, 임계 대역마다 통합되고 적응 비트 할당 엔코딩 회로(106) 및 비트 할당 산출 회로(118)에 공급된다. MDCT 회로(104)는, 블럭 결정 회로(110)에 의해서 결정된 블럭 크기에 따라서 MDCT 처리를 행한다. 이러한 처리에 의해서 생성되는 중 대역의 MDCT 계수 데이타 또는 주파수축 상의 스펙트럼 데이타는, 블럭 부유(floating) 처리의 유효성을 고려하여 임계 대역 폭을 세분화하는 처리를 실시된 후에 적응 비트 할당 엔코딩 회로(107) 및 비트 할당 산출 회로(118)에 공급된다.
MDCT 회로(105)는, 블럭 결정 회로(111)에 의해서 결정된 블럭 크기에 따라서 MDCT 처리를 행한다. 이러한 처리의 결과로서, 저 대역의 MDCT 계수 데이타 또는 주파수축 상의 스펙트럼 데이타는, 임계 대역마다 통합하는 처리가 실시된 후 적응 비트 할당 엔코딩 회로(108) 및 비트 할당 산출 회로(118)에 공급된다. 임계 대역이란, 인간의 청각 특성을 고려하여 분할된 주파수 대역이다. 어떤 순수한 음의 주파수 근방의 동일 크기의 협대역 노이즈에 의해서 해당 순수한 음이 마스크될 때에, 이 협대역 노이즈의 대역이 임계 대역이 된다. 임계 대역의 대역폭은 자신의 주파수에 비례한다. 0∼22 kHz의 주파수 대역은, 예를 들어 25의 임계 대역으로 분할된다.
비트 할당 산출 회로(118)는, 공급되는 MDCT 계수 데이타 또는 주파수축 상의 스펙트럼 데이타, 및 블럭 크기 정보에 기초하여, 마스킹 효과(후술함)를 위한 전술한 임계 대역 및 블럭 부유를 고려하여 예를 들어 각 분할 대역마다의 마스킹량, 에너지 및 혹은 피크치 등을 계산한다. 이 계산 결과에 기초하여 각 대역마다 스케일 팩터 및 할당 비트수를 계산한다. 계산된 할당 비트수는, 적응 비트 할당 엔코딩 회로(106, 107, 108)에 공급된다. 이하의 설명에 있어서, 비트 할당의 단위로 되는 각 분할 대역을 단위 블럭으로 칭한다.
적응 비트 할당 엔코딩 회로(106)는, 블럭 결정 회로(109)로부터 공급되는 블럭 크기 정보와, 비트 할당 산출 회로(118)로부터 공급되는 할당 비트수 및 스케일 팩터 정보에 따라서, MDCT 회로(103)로부터 공급되는 스펙트럼 데이타 또는 MDCT 계수 데이타를 재 양자화(re-quantize)하는 처리를 행한다. 이러한 처리의 결과로서, 적응 비트 할당 엔코딩 회로(106)는 적용된 엔코딩 포맷에 따라 엔코딩 데이타를 생성한다. 이 엔코딩 데이타는 연산기(120)에 공급된다. 적응 비트 할당 엔코딩 회로(107)는, 블럭 결정 회로(110)로부터 공급되는 블럭 크기 정보와, 비트 할당 산출 회로(118)로부터 공급되는 할당 비트수 및 스케일 팩터 정보에 따라서, MDCT 회로(104)로부터 공급되는 스펙트럼 데이타 또는 MDCT 계수 데이타를 재 양자화하는 처리를 행한다. 이러한 처리의 결과로서, 적용된 엔코딩 포맷에 따른 엔코딩 데이타가 생성된다. 이 엔코딩 데이타가 연산기(121)에 공급된다.
적응 비트 할당 엔코딩 회로(108)는, 블럭 결정 회로(110)로부터 공급되는 블럭 크기 정보와, 비트 할당 산출 회로(118)로부터 공급되는 할당 비트수 및 스케일 팩터 정보에 따라서, MDCT 회로(105)로부터 공급되는 스펙트럼 데이타 또는 MDCT 계수 데이타를 재 양자화한다. 이러한 처리의 결과로서, 적용된 엔코딩 포맷에 따른 엔코딩 데이타가 생성된다. 이 엔코딩 데이타는 연산기(122)에 공급된다.
엔코딩 데이타의 포맷의 일례를 도 3에 도시한다. 도 3에서, 좌측에 도시한 수치 0, 1, 2, ····, 211는 바이트수를 표시한다. 이 예에서 1 프레임은 212 바이트로 구성된다. 0번째 바이트의 위치에는, 도 1에 도시한 블럭 결정 회로(109, 110, 111)에 의해 결정된 각 대역의 블럭 크기 정보를 기록한다. 1 바이트 위치에는, 단위 블럭의 갯수를 나타내는 정보를 기록한다. 고 대역에는, 비트 할당 산출 회로(118)에 의해서 단위 블럭으로 비트 할당이 되지 않아서 기록되지 않을 가능성이 높아진다. 따라서, 이러한 상황에 대응하도록 청감 상의 영향이 큰 중저 영역에 고영역보다 더 많은 비트를 배분하도록 단위 블럭의 갯수를 결정한다. 또한, 이러한 1 바이트 위치에는, 비트 할당 정보가 2중으로 기록되고 있는 단위 블럭의 갯수, 및 스케일 팩터 정보가 2중으로 기록된 단위 블럭의 갯수가 기록된다.
에러를 정정하기 위해, 동일한 정보가 2중으로 기록된다. 즉, 특정 바이트에 기록된 데이타가 다른 바이트에 2중으로 기록된다. 에러에 대한 강도는 2중으로 기록된 데이타량에 비례하지만, 스펙트럼 데이타에 사용되는 데이타량은 감소된다. 이 엔코딩 포맷의 일례에서는, 비트 할당 정보가 2중으로 기록된 단위 블럭의 갯수와, 스케일 팩터 정보가 2중으로 기록된 단위 블럭의 객수가 독립적으로 결정되기 때문에, 에러에 대한 강도와 스펙트럼 데이타에 사용되는 비트 수는 최적화될 수 있다. 소정의 비트 내에서의 부호와 단위 블럭의 갯수 사이의 관계를 포맷으로 규정하였다.
1 바이트의 위치의 8 비트의 내용의 일례를 도 4에 도시한다. 이 예에서는, 최초의 3 비트는 단위 블럭에 포함된 갯수를 나타낸다. 그 다음 2비트는 비트 할당 정보가 2중으로 기록되는 단위 블럭의 갯수를 나타낸다. 마지막 3비트는 스케일 팩터 정보가 2중으로 기록된 단위 블럭의 갯수를 나타낸다.
도 3의 2 바이트 위치에는, 각 단위 블럭의 비트 할당 정보가 기록된다. 하나의 단위 블럭은 예를 들어 4비트로 구성된다. 이에 따라, 0번째의 단위 블럭으로부터 순서대로 기록되는 단위 블럭의 갯수분의 비트할당 정보가 기록된다. 비트할당 정보 뒤에, 각 단위 블럭의 스케일 팩터 정보가 기록된다. 스케일 팩터 정보의 기록를 위해, 단위 블럭 1개당 예를 들면 6 비트가 사용된다. 이에 따라, 0번째의 단위 블럭으로부터 순서대로 기록되는 단위 블럭의 갯수분의 스케일 팩터 정보가 기록된다.
스케일 팩터 정보 뒤에, 각 단위 블럭 내의 스펙트럼 데이타가 기록된다. 실제로 포함되는 단위 블럭의 갯수에 대한 스펙트럼 데이타가 기록된다. 각 단위 블럭 내에 포함되는 스펙트럼 데이타의 데이타량을 비트 할당 정보와 함께 포맷으로 규정하였으므로, 데이타 관계가 획득될 수 있다. 특정 단위 블럭에 할당되는 비트수가 0일때, 단위 블럭은 포함되지 않는다.
이 스펙트럼 정보의 뒤에, 2중으로 기록된 스케일 팩터와 2중으로 기록된 비트 할당 정보가 기록된다. 스케일 팩터 정보와 비트 할당 정보는, 도 4에 도시한 2중 기록 정보에 따라 2중으로 기록된다. 마지막 바이트(211번째 바이트)와 마지막에서 두 번째 바이트(210번째 바이트)에는, 0번째 바이트의 정보와 첫번째 바이트의 정보가 2중으로 기록된다. 이러한 정보가 2중으로 기록된 2바이트를 포맷으로 규정하였다. 그러나, 2중으로 기록된 스케일 팩터 정보와, 2중으로 기록된 비트 할당 정보는 변화될 수 없다.
하나의 프레임은 입력 단자(100)를 통해 공급되는 1024개의 PCM 샘플을 포함한다. 전반의 512 샘플은 선행하는 인접 프레임에서 사용된다. 후반의 512 샘플은 후속하는 인접 프레임에서 사용된다. 이러한 프레임의 배열은 MDCT 처리에서의 오버랩을 감안하여 이용된다.
도 1로 돌아가면, 정규화 정보 변경 회로(119)는, 저영역, 중영역, 고영역에 대응하여 스케일 팩터 정보의 변경에 따른 값을 생성하여, 저영역, 중영역, 고영역에 대응하는 값을 각각, 연산기(120, 121, 122)에 공급한다. 연산기(120)는, 적응 비트 할당 엔코딩 회로(106)로부터 공급되는 엔코딩 데이타 내에 포함된 스케일 팩터 정보에, 정규화 정보 변경 회로(119)로부터 공급되는 값을 가산한다. 정규화 정보 변경 회로(119)로부터 출력되는 값이 마이너스인 경우에는, 연산기(120)는 감산기로서 작용한다. 연산기(121)는, 적응 비트 할당 엔코딩 회로(107)로부터 공급되는 엔코딩 데이타에 포함된 스케일 팩터 정보에, 정규화 정보 변경 회로(119)로부터 공급되는 값을 가산한다. 정규화 정보 변경 회로(119)로부터 출력되는 값이 마이너스인 경우에는, 연산기(121)는 감산기로서 작용한다.
연산기(122)는, 적응 비트 할당 엔코딩 회로(108)로부터 공급되는 엔코딩 데이타에 포함된 스케일 팩터 정보에, 정규화 정보 변경 회로(119)로부터 공급되는 값을 가산한다. 정규화 정보 변경 회로(119)로부터 출력되는 값이 마이너스인 경우에는, 연산기(122)는 감산기로서 작용한다. 정규화 정보 변경 회로(119)는, 예를 들면 조작 패널 등을 통해 사용자의 조작에 따라서 동작한다. 이 경우, 사용자가 원하는 레벨 조정, 필터 처리 등의 기능(이들에 대해서는 후술함)이 실현된다. 연산기(120, 121, 122)의 출력은, 각각 출력 단자(112, 114, 116)를 통해 전형적인 기록 시스템(도시하지 않음)으로 공급된다. 이 기록 시스템은 연산기(120, 121, 122)의 출력 신호를 광자기 디스크 등의 기록 매체에 기록한다.
기록 시스템은, 처리되지 않은 데이타와 함께 기록 매체 상에 형성되는 트랙의 어드레스를 적절하게 제어함으로써 생성되는 1 종류 이상의 엔코딩 데이타를, 처리전의 데이타와는 별개로 기록한다. 이러한 처리에 대해서는 후술한다. 이에 따라, 1종류 이상의 엔코딩 데이타 또는 사전 편집된 데이타가 기록 매체 상에 기록된다. 기록 매체로서는, 광자기 디스크 이외에도, (자기 디스크와 같은) 디스크형 기록 매체, (자기 테이프 또는 광 테이프와 같은) 테이프형 기록 매체, 혹은 (IC 메모리, 카드형 메모리, 메모리 카드, 또는 광 메모리와 같은) 반도체 메모리를 이용할 수 있다.
다음에, 각 처리에 관해서 보다 상세히 설명한다. 도 5는 비트 할당 산출 회로(118)의 구조의 일례를 도시한 도면이다. 입력 단자(301)를 통해, MDCT 회로(103, 104, 105)로부터 공급되는 주파수축 상의 스펙트럼 데이타 또는 MDCT 계수는 에너지 산출 회로(302)에 공급된다. 또한, 입력 단자(301)를 통해 블럭 결정 회로(109, 110, 111)로부터 공급되는 블럭 크기 정보는 에너지 산출 회로(302)로 공급된다. 에너지 산출 회로(302)는, 각 단위 블럭의 에너지를 산출하기 위해 각 단위 블럭의 진폭값의 합을 산출한다.
에너지 산출 회로(302)의 출력의 일례를 도 6에 도시한다. 도 6에서는, 각 대역마다의 총합의 스펙트럼 SB를, 서클을 갖는 수직 라인으로 표시한다. 도 6에서, 횡축이 주파수, 종축이 신호 강도를 각각 나타낸다. 간략하게 도시하기 위해, 도 6에서, 스펙트럼 B12에만 "SB"로 나타낸다. 분할 대역(단위 블럭)의 수를 12(B1-B12)로 한다. 에너지 산출 회로(302) 대신에, 진폭치의 피크치, 평균치 등을 계산하는 구성을 설치하여, 진폭치의 피크치, 평균치 등의 계산치에 기초하여 비트 할당 처리를 행하도록 하여도 된다
또한, 에너지 산출 회로(302)는, 스케일 팩터값을 결정한다. 실제적으로는, 스케일 팩터값의 후보로서 몇 개의 플러스의 값을 준비한다. 이들중, 각 단위 블럭의 스펙트럼 데이타 또는 MDCT 계수의 절대치의 최대값 이상을 선택한다. 선택된 값중 최소값을 단위 블럭의 스케일 팩터 값으로서 사용한다. 예를 들어 몇몇 비트를 사용하여 스케일 팩터값의 후보에 번호를 할당한다. 할당된 번호는 예를 들어 ROM(Read Only Memory)(도시하지 않음)에 저장된다. 이 때, 스케일 팩터값의 후보는 예를 들면 2 dB의 간격으로 증가한다. 특정 단위 블럭에 대해 선택된 스케일 팩터값에 할당된 번호를 특정 단위 블럭의 스케일 팩터 정보로서 규정한다.
에너지 산출 회로(302)의 출력 신호(즉, 스펙트럼 SB의 각 값)는 컨볼루션 필터 회로(303)에 전송된다. 컨볼루션 필터 회로(303)는, 스펙트럼 SB의 마스킹의 영향을 고려하기 위해서, 스펙트럼 SB에 소정의 가중화 함수를 곱하여 가산하는 컨볼루션 처리를 실시한다. 다음에, 도 6을 참조하여 컨볼루션 처리에 관해 상세히 설명한다. 전술한 바와 같이, 도 6에는 블럭 마다의 스펙트럼 SB의 일례가 도시되어 있다. 컨볼루션 필터 회로(303)의 컨볼루션 처리에 의해, 점선으로 도시하는 부분의 총합이 계산된다. 컨볼루션 필터 회로(303)는, 복수의 지연 소자와, 복수의 승산기와, 합 가산기로 구성될 수 있다. 지연 소자 각각은 입력 데이타를 순차적으로 지연시킨다. 승산기 각각은 관련 지연 소자의 출력 데이타와 필터 계수(가중화 함수)를 승산한다. 합 가산 소자는 승산기의 출력 데이타를 가산한다.
도 5를 다시 참조하면, 컨볼루션 필터 회로(303)의 출력 신호는 연산기(304)에 공급된다. 연산기(304)에는, 허용 함수(마스킹 레벨을 표시하는 함수)가 (n-ai) 함수 발생 회로(305)로부터 공급된다. 연산기(304)는, 허용 함수에 따라서, 컨볼루션 필터 회로(303)에 의해서 처리된 영역에서의 허용가능한 노이즈 레벨에 대응하는 레벨 α를 계산한다. 후술하는 바와 같이, 허용가능한 노이즈 레벨에 대응하는 레벨 α는 역 컨볼루션 처리된 결과로서 각 임계 대역의 허용가능한 레벨이다. 레벨 α의 산출치는, 허용 함수를 증감시킴으로써 제어된다.
즉, 허용 노이즈 레벨에 대응하는 레벨 α는, 최하위의 임계 대역으로부터 할당된 번호가 I로 표시될 때 이하의 수학식 1로부터 얻을 수 있다.
α = S - (n- ai)
여기서, n과 α는 상수이며, a ＞O, S는 컨볼루션 처리된 스펙트럼의 강도이다. 수학식 1에서 (n-ai)는 허용 함수이다. 이 예에서, n=38, a=1로 주어진다.
연산기(304)에 의해서 계산되는 레벨 α는 나눗셈기(306)에 제공된다. 나눗셈기(306)는, 레벨 α을 역 컨볼루션 처리한다. 그 결과로서 나눗셈기(306)는 레벨 α에 대응하는 마스킹 스펙트럼을 생성한다. 마스킹 스펙트럼은 허용 노이즈 스펙트럼이다. 역 컨볼루션 처리를 행할 때에는, 복잡한 연산이 필요하다. 그러나, 본 발명의 제1 실시예에 따르면, 간략화된 나눗셈기(306)를 이용하여 역 컨볼류션 처리가 수행된다. 마스킹 스펙트럼은 합성 회로(307)에 공급된다. 또한, 합성 회로(307)에는, 최소 가청력 곡선 RC(후술함)를 나타내는 데이타가 최소 가청력 곡선 발생 회로(312)로부터 공급된다.
합성 회로(307)는, 나눗셈기(306)의 출력인 마스킹 스펙트럼과, 최소 가청력 곡선 RC의 데이타를 합성함으로써 마스킹 스펙트럼을 생성한다. 생성되는 마스킹 스펙트럼은 감산기(308)에 공급된다. 에너지 산출 회로(302)의 출력 신호(즉, 대역마다의 스펙트럼 SB)의 타이밍은 지연 회로(309)에 의해서 조정된다. 그 후 신호는 감산기(308)에 공급된다. 감산기(308)는, 마스킹 스펙트럼과 스펙트럼 SB에 대응하는 감산 처리를 행한다.
이러한 처리의 결과로서, 블럭마다의 스펙트럼 SB의, 마스킹 스펙트럼의 레벨 이하의 부분이 마스킹된다. 마스킹의 일례를 도 7에 도시한다. 도 7을 참조하면, 스펙트럼 SB의, 마스킹 스펙트럼의 레벨 이하의 부분이 마스킹된다. 간략하게 도시하기 위해, 도 7에서는 스펙트럼 B12만을 "SB"로 표시하고 마스킹 스펙트럼의 레벨만을 "MS"로 표시한다.
노이즈 절대 레벨이 최소 가청력 곡선 RC 이하이면 그 노이즈는 인간에게는 들리지 않는다. 최소 가청력 곡선은 엔코딩 방법이 동일하더라도 재생시의 재생 볼륨에 따라 다르다. 그러나, 실제의 디지탈 시스템에서는, 예를 들면 16 비트 다이내믹 범위 내의 음악 데이타는 대체적으로 변하지 않는다. 따라서, 4 kHz 부근의 가장 귀에 들리기 쉬운 주파수 대역의 양자화 노이즈가 들리지 않는다고 한다면, 다른 주파수 대역에서는 이 최소 가청력 곡선의 레벨 이하의 양자화 잡음은 들리지 않는 것으로 생각된다.
따라서, 시스템의 워드 길이의 4 kHz 부근의 노이즈가 들리는 것이 방지될 때, 최소 가청력 곡선 RC와 마스킹 스펙트럼 MS를 합성함으로써 허용 노이즈 레벨이 획득될 경우, 허용 노이즈 레벨은 도 8에 도시된 해치 부분(hatched portion)으로 표시도리 수 있다. 이 예에서, 최소 가정력 곡선의 4 kHz 부근에서의 레벨은 예를 들어 20비트와 동일한 최소 레벨로 설정된다. 도 8에서, 각 블럭의 SB는 실선으로 표시되며, 각 블럭의 MS는 점선으로 표시된다. 그러나, 도 8에서는 간략하게 나타내기 위해, 스펙트럼 B12만이 "SB", "MS", 및 "RC"로 표시된다. 도 8에서 신호 스펙트럼 SS는 일점 쇄선(dash)으로 표시한다.
다시 도 5를 참조하면, 가산기(308)의 출력 신호는 허용 노이즈 보상 회로(310)로 공급된다. 허용 노이즈 보상 회로(310)는 예를 들어 동일한 곡선 정도의 곡선의 데이타에 대응하는 감산기(308)의 출력 신호의 허용 노이즈 레벨을 보상한다. 즉, 허용 노이즈 보상 회로(310)는 전술한 마스킹 및 청각 특성과 같은 여러 변수에 대응하는 각 단위 블럭에 대해 할당된 비트를 산출한다. 허용 노이즈 보상 회로(310)의 출력 신호는 출력 단자(311)를 통해 비트 할당 산출 회로(118)의 최종 출력 데이타로서 획득된다. 이 예에서, 동일한 둥글기의 곡선은 인간의 청각 특성을 나타내는 특성 곡선이다. 예를 들면, 1 kHz의 순음과 동일 크기로 들리는 각 주파수에서의 음의 음압이 도시된다. 도시된 포인트는 연결되며 곡선으로 표현된다. 이 곡선은 등감도 곡선으로 칭한다.
동일한 둥글기의 곡선은 도 8에 도시된 최소 가청 곡선과 일치한다. 동일한 둥글기의 곡선 상에서, 4kHz 부근의 음압은 8-10dB 만큼 1kHz에서보다 작지만, 4kHz에서의 강도는 1kHz와 동일하다. 이와는 반대로, 50kHz에서의 음압이 1kHz에서의 음압보다 15dB 정도 크지 않다면, 50kHz에서의 강도는 1kHz에서의 강도와 동일하지 않다. 따라서, 최소 가청 곡선 RC의 수준(즉, 허용 잡음 수준)을 초과하는 잡음이 등가 라운드니스 곡선(equal roundness curve)에 대응하는 주파수 특성을 가질 때, 이 잡음이 인간에게 들리는 것이 방지될 수 있다. 따라서, 등가 라운드니스 곡선을 고려할 때 허용 잡음 수준이 인간의 청취 특성에 따라 보상된다는 것이 명확하다.
다음에, 스케일 팩터 정보가 상세히 설명된다. 스케일 팩터값의 후보로서, 복수의 양수값(예컨데, 63개의 양수값)이 예를 들어 비트 할당 계산 회로(118)의 메모리에 저장된다. 특정 단위 블럭 내의 스펙트럼 데이타 또는 MDCT 계수들의 절대값들 중 최대값을 초과하는 값이 이 후보들로부터 선택된다. 이 선택값들 중 최 소값은 특정 유닛 블럭의 스케일 팩터값으로 사용된다. 선택된 스케일 팩터값에 할당된 수는 이 특정 유닛 블럭의 스케일 팩터 정보로서 정의된다. 이 스케일 팩터 정보는 엔코딩된 데이타에 포함되어 있다. 스케일 팩터값의 후보들로서의 양수값들은 6 비트 수들로 할당된다. 이 양수들은 2 dB씩 증가된다.
스케일 팩터 정보가 가산 및 감산으로 제어될 때, 재생된 오디오 데이타의 레벨은 2dB의 증분으로 조정될 수 있다. 예컨데, 정규화 정보 변경 회로(119)로부터 출력된 동일한 값들이 모든 단위 블럭들의 스케일 팩터 정보에 가산 또는 이로부터 감산될 때, 모든 단위 블럭들의 레벨은 2 dB씩 조정될 수 있다. 가산/감산 연산의 결과로 생성된 스케일 팩터 정보는 적용된 포맷에 정의된 범위에 한정된다.
대안으로, 정규화 정보 변경 회로(119)로부터 출력된 서로 다른 값들이 각 단위 블럭들의 스케일 팩터 정보에 가산 또는 이로부터 감산될 때, 단위 블럭들의 레벨은 분리 조정될 수 있다. 그 결과로, 필터링 기능이 달성된다. 보다 구체적으로, 정규화 정보 변경 회로(119)가 단위 블럭 번호와 단위 블럭의 스케일 팩터 정보에 가산 또는 이로부터 감산될 값의 쌍을 출력할 때, 단위 블럭들과 단위 블럭들의 스케일 팩터 정보에 가산 또는 이로부터 감산될 값들은 상관된다.
전술한 방식으로 스케일 팩터 정보를 변경함에 의해, 도 10, 11 및 12를 참조하여 설명될 기능들이 달성될 수 있다. 또한, 서브 대역 코딩 방법 및 엔코딩 방법으로서 QMF 및 MDCT 이외의 프로세스를 행하는 디지탈 신호 기록 장치가 공지되어 있다. 예를 들어, 정규화 정보 및 비트 할당 정보를 사용하여 양자화 연산을 행하는 방법(예컨데, 필터 뱅크 등을 사용하는 서브 밴드 코딩 방법에 대응하는 방 법)이 사용될 때, 정규화 정보를 변경하는 편집 프로세스가 수행될 수 있다.
다음에, 도 9를 참조하여, 본 발명에 따른 디지탈 신호 재생 및/또는 기록 장치의 구조의 일례가 설명될 것이다. 광 자기 디스크 등의 기록 매체로부터 재생된 엔코딩 데이타가 인력 단자(707)로 공급된다. 또한, 엔코딩 프로세스에서 사용되는 블럭 크기 정보(즉, 도 1의 출력 단자 113, 115 및 117의 출력 신호들과 등가인 데이타)가 입력 단자(708)로 공급된다. 부가적으로, 정규화 정보 변경 회로(709)는 가령 조작 패널을 통해 입력되는 사용자의 명령에 대응하는 편집 프로세스에 사용되는 파라미터(파라미터는 가령 각 단위 블럭의 스케일 팩터 정보에 가산되거나 이로부터 감산될 값임)를 생성한다.
엔코딩된 데이타는 입력 단자(707)로부터 연산 장치(710)로 공급된다. 또한 연산 장치(710)는 정규화 정보 변경 회로(709)로부터 수치 데이타를 수신한다. 연산 장치는 엔코딩된 데이타의 스케일 팩터 정보에 대응하여 정규화 정보 변경 회로(119)로부터 공급된 수치 데이타를 가산한다. 정규화 정보 변경 회로(709)로부터 출력된 수치값이 음수값일 때, 연산 장치(710)는 감산 장치로 작동한다. 연산 장치(710)의 출력 신호는 적응 비트 할당 디코딩 회로(706) 및 출력 단자(711)로 공급된다.
적응 비트 할당 디코딩 회로(706)는 적응 비트 할당 정보를 참조하고, 할당된 정보를 재할당한다. 적응 비트 할당 디코딩 회로(706)의 출력 신호는 역 직교 변환 회로(703, 704, 705)에 공급된다. 역 직교 변환 회로(703, 704, 705)는 주파수축 상의 신호를 시간축 상의 신호로 변환한다. 역 직교 변환 회로(703)의 출력 신호는 대역 합성 필터(701)에 공급된다. 역 직교 변환 회로(704, 705)의 출력 신호들은 대역 합성 필터(702)로 공급된다. 역 직교 변환 회로(703, 704, 705) 각각은 역 수정 DCT 변환 회로(inversely modified DCT transforming circuit; IMDCT)로 구성될 수 있다.
대역 합성 필터(702)는 공급된 신호들을 합성하고, 합성된 결과를 대역 합성 필터(701)에 공급한다. 대역 합성 필터(701)는 공급된 신호들을 합성하고 합성된 결과를 출력 단자(700)에 공급한다. 이러한 방식에서, 역 직교 변환 회로(703, 704, 705)로부터 출력된 부분 대역들의 시간 축 상의 신호들은 전 대역의 신호로 디코딩된다. 대역 합성 필터(701, 702) 각각은 가령 IQMF(Inverse Quadrature Mirror Filter)로 이루어질 수 있다. 전 대역의 디코딩된 신호들은, 출력 단자(700)를 개재하여 D/A/변환기, 스피커 등을 포함하며 재생음을 출력하는 일반적 구성(도시생략)에 공급된다.
연산기(710)의 가산 및 감산으로 스케일 팩터 정보를 조작함에 의해, 재생 데이타의 레벨 조정이 가령 2 dB 마다 실행될 수 있다. 정규화 정보 변경 회로(709)는 동일값을 출력하고 각 단위 블럭의 스케일 팩터 정보에 이 값을 가산 또는 감산한다. 따라서, 각 단위 블럭 레벨 조정이 2 dB에 대해 실행될 수 있다. 이러한 공정에서, 가산/감산의 결과로 생성된 스케일 팩터 정보는 적용된 포맷에 따라 정의된 스케일 팩터값의 범위 내로 제한된다.
대안으로, 정규화 정보 변경 회로(709)가 각 단위 블럭에 대해 서로 다른 값을 출력하고 이 값을 각 단위 블럭의 스케일 팩터 정보에 가산 또는 감산할 때, 각 단위 블럭의 레벨 조정이 실행될 수 있다. 결과적으로, 필터 기능이 달성될 수 있다. 구체적으로, 정규화 정보 변경 회로(709)는 각 단위 블럭 번호와 스케일 팩터 정보에 가산 또는 감산될 값의 한 세트를 출력한다. 따라서, 각 단위 블럭은 스케일 팩터 정보에 가산 또는 이로부터 감산될 값에 상관될 수 있다.
다음에, 스케일 팩터 정보를 변경함으로써 수행되는 편집 프로세스가 자세히 설명될 것이다. 도 10은, 적응 비트 할당 엔코딩 회로(706)로부터 출력된 엔코딩 데이타에 반영된 정규화 프로세스로서의 블럭 플로팅 프로세스(block floating process)의 일례를 나타낸다. 도 10에서, 10 개의 정규화 레벨 0 내지 9가 마련되는 것으로 가정한다. 각 단위 블럭 내의 최대 스펙트럼 데이타 또는 MDCT 계수 보다 큰 최소 정규화 레벨에 대응하는 정규화 레벨 번호는 현재의 단위 블럭의 스케일 팩터 정보로서 취급된다. 따라서, 도 10에서, 블럭 번호 0에 대응하는 스케일 팩터 정보는 5이고, 블럭 번호 1에 대응하는 스케일 팩터 정보는 7이다. 이는 다른 블럭 들에도 적용된다. 도 3을 참조하여 전술한 바와 같이, 스케일 팩터 정보는 엔코딩된 데이타에 기입된다. 일반적으로, 정규화 정보에 대응하여, 데이타가 디코딩된다.
도 11은 도 10의 스케일 팩터 정보의 조작의 일례를 나타낸다. 정규화 정보 변경 회로(119)가 모든 단위 블럭에 대해 "-1" 값을 출력하고, 도 10에서와 같이 연산기(120, 121, 122)가 "-1" 값을 스케일 팩터 정보에 가산할 때, 스케일 팩터 정보는 초기값 보다 "1" 만큼 적은 값이 된다. 이러한 프로세스에서, 각 단위 블럭의 스펙트럼 데이타 또는 MDCT 계수는 초기값 보다 2 dB 만큼 적은 값으로서 디 코딩된다. 달리 말하면, 레벨 조정이 수행되어 가령 2 dB 만큼 신호 레벨이 낮아진다.
도 12는 엔코딩된 데이타에 포함된 스케일 팩터 정보에 대해 정규화 정보 변경 회로(709)에 의해 수행되는 프로세스의 다른 예를 도시한다. 도 10에 도시된 바와 같이, 정규화 정보 변경 회로(119)가 블럭 번호 3의 블럭에 대해 "-6" 값을 출력하고 블럭 번호 4의 블럭에 대해 "-4"값을 출력하고 이 값들이 블럭 번호 3 및 4의 블럭들의 스케일 팩터 정보에 가산될 때, 블럭 번호 3 및 4의 블럭들의 스케일 팩터 값들은 도 12에 도시된 바와 같이 "0"이 된다. 그 결과로, 필터링 수행된다. 도 12의 예에서, 스케일 팩터값에 음수값을 가산(또는 양수값을 감산)함으로써, 이 값들은 "0이 된다. 그 대안으로, 원하는 블럭의 스케일 팩터값은 강제로 "0"으로 설정된다.
도 10 내지 12에 도시된 예들에서, 단위 블럭의 수는 5(단위 블럭 0 내지 4)이고 정규화 후보들의 수는 10(정규화 후보 0 내지 9)이다. 그런데, 광자기 디스크 MD(Mini Disc) 등의 실제의 기록 매체의 포맷에서, 단위 블럭의 수는 52(단위 블럭 0 내지 51)이고 정규화 후보들의 수는 64(정규화 후보 0 내지 63)이다. 이러한 범위에서, 스케일 팩터 정보 등을 변경하기 위해 단위 블럭들 및 파라미터들을 명확하게 지정함으로써, 레벨 조정 프로세스, 필터링 프로세스, 등이 보다 정확하게 수행될 수 있다.
기록 시스템이 도 9의 구조에 부가될 때, 기록 매체에 기록되는 데이타는 편집 결과에 따라 재기입될 수 있다. 기록 내체는 가령 디스크형 기록 매체(광 자기 디스크 또는 자기 디스크 등), 테이프형 기록 매체(자기 테이프, 광 테이프 등), 또는 반도체 메모리(IC 메모리, 메모리 스틱, 또는 메모리 카드 등)이다. 편집된 결과는 도 9의 출력 단자(711)를 통해 출력되고 기록 매체에 기록될 때, 스케일 팩터 정보는 이러한 단순 구조를 사용하여 기록 매체에 기입될 수 있다. 따라서, 재생된 결과를 참고하여(즉, 재생음을 청취할 때), 사용자 등은 편집 프로세스를 실행할 수 있고, 편집된 결과에 따라 기록 시스템이 기록 매체 상에 기록된 데이타를 재기입하도록 할 수 있다. 따라서, 정규화 정보 등의 변경으로 인한 편집 프로세스의 결과가 저장될 수 있다. 부가적으로, 편집 프로세스의 결과가 기록된 기록 매체가 제공될 수 있다.
도 10 내지 12를 참조하여 기술된 스케일 팩터 정보의 변경으로 인한 편집 프로세스의 결과로서, 재생 레벨 조절 기능, 페이드 인 기능, 페이드 아웃 기능, 필터링 기능 및 와잉(Wowing) 기능과 같은 다양한 기능이 달성될 수 있다. 그런데, 레벨 조절은 기껏해야 정규화 정보의 한 값(가령, 2dB)을 증감함에 따라 수행된다. 달리 말하면, 레벨 조절은 2 dB 이하의 정확도로 수행될 수 없다. 마찬가지로, 시간 방향으로, 적용된 포맷에 대응하여 데이타 포맷을 엔코딩 하면서 레벨 조절이 수행된다(가령, 기껏해야 한 프레임 등이 정밀도로).
이러한 문제를 해결하기 위해, 본 발명에 따라, 엔코딩된 데이타는 PCM 샘플로 일시적으로 디코딩된다. 그후에, PCM 샘플들은 원하는 방식으로 편집된다. 그 후에 편집된 PCM 샘플들은 다시 한번 엔코딩된다. 그 결과로, 엔코딩된 데이타를 얻는다. 그런데, 엔코딩된 데이타의 각 프레임이 인근 프레임과 오버랩되는 데이 타를 포함하기 때문에, 오버랩된 부분을 고려한 프로세스가 필요하다. 이 프로세스가 다음에 설명될 것이다. 전술한 바와 같이, 한 프레임은 가령 1024 PCM 샘플들로 구성된다. MDCT(103, 104, 105)에 의해 수행된 프로세스들에서, 연속적으로 처리된 각 프레임은 샘플들의 오버랩 부분을 갖는다. 이러한 프로세스의 일례가 도 13에 예시된다. 샘플 n에서 샘플 n+1023까지의 1024개의 샘플들은 프레임 N에서 처리되고, 샘플 n+512에서 샘플 n+1535까지의 1024개의 샘플들은 프레임 N+1에서 처리되며, 샘플 n+1024에서 샘플 n+2047까지의 1024개의 샘플들은 프레임 N+2에서 처리된다.
그런데, 제1 프레임에서, 샘플 열이 시자되기 전에, 가상 프레임으로서 512개의 제로 데이타 PCM 샘플들이 있다고 가정한다. 제1 프레임이 처리되어 가상 프레임과 오버랩된다. 마찬가지로, 최종 프레임에서, 샘플 열이 끝난 후에, 가상 프레임으로서 512개의 제로 데이타 PCM 샘플들이 있다고 가정한다. 최종 프레임이 처리되어 가상 프레임과 오버랩된다. 이러한 프로세스에서, 실질적으로 처리되는 샘플들의 수는 512개이다.
전술한 바와 같이, 스케일 팩터 정보를 변경함으로써, 매 프레임마다 편집 프로세스가 수행될 수 있다. 그런데, 각 프레임에 대한 MDCT 프로세스에서, 오버랩 부분이 고려되어야 하는 것이 명백하다. 이러한 점은 도 13을 참조하여 자세히 설명될 것이다. 도 13에서, PCM 샘플들은 시간 순서로 배치된 포인트들의 한 세트로 표시된다. 프레임 N 및 프레임 N+1에 대한 스케일 팩터 정보를 변경하기 위한 편집 프로세스 중에, 편집 프로세스로서의 레벨 조절 기능 등이 PCM 샘플 n+512에 서 PCM 샘플 n+1023에 대해 달성된다. 그런데, PCM 샘플 n에서 PCM 샘플 n+511 및 PCM 샘플 n+1024에서 PCM 샘플 n+1535는 편집되지 않은 인근 프레임들과 오버랩되기 때문에, 편집 프로세스의 기능은 이러한 PCM 샘플에 대해서는 달성되지 않는다.
부가적으로, 레벨 조절이 정규화 정보의 한 값(예를 들어 2 dB)의 증감에 따라 수행된다. 또한, 필터 기능 등이 한 프레임의 단위 블럭의 수 및 각 단위 블럭에 대응하는 주파수 분할 폭에 따라 제한된다. 달리 말하면, 편집 프로세스는 적용된 엔코딩 방법 및 엔코딩 데이타 포맷에 따라 제한된다.
도 14는, 본 발명에 따라, 엔코딩된 데이타를 일시적으로 디코딩하고, 디코딩된 PCM 샘플들을 위한 편집 프로세스을 행하고, 편집된 PCM 샘플들을 다시 한번 엔코딩하기 위한 구조의 일례를 도시한다. 엔코딩된 데이타는 단자(801)를 통해 디코딩 회로(802)로 공급된다. 디코딩 회로(802)는 공급된 엔코딩된 데이타를 부분적으로 디코딩하고 PCM 샘플들을 생성한다. 디코딩 회로(802)는, 가령 조작 패널을 통해 사용자 등의 명령에 따라, 엔코딩된 데이타를 부분적으로 디코딩한다. 달리 말하면, 사용자는 디코딩 회로(802)에 의해 디코딩된 엔코딩 데이타의 일부를 지정할 수 있다. 디코딩 회로(802)는 PCM 샘플들을 생성하고 이들을 메모리(803)에 공급한다. 메모리(803)는 PCM 샘플들을 일시적으로 저장한다.
데이타 변경 회로(804)는 메로리(803)에 저장된 PCM 샘플들에 대한 편집 프로세스로서 다양한 수정 프로세스들 중 하나를 행한다. 수정 프로세스들의 예들로, 리버브 프로세스(reverb process), 에코 프로세스, 필터링 프로세스, 압축 프로세스 및 이퀄라이징 프로세스가 있다. 데이타 변경 회로(804)는 수정된 PCM 샘 플들을 지연 보상 회로(805)에 공급한다. 지연 보상 회로(805)는 수정된 PCM 샘플들에 대해 지연 보상 프로세스를 행한다. 보상된 PCM 샘플들은 메모리(806)에 일시적으로 저장된다. 엔코딩 회로(807)는 메모리(806)에 저장된 PCM 샘플들에 대해 엔코딩 프로세스를 행한다. 엔코딩 회로(807)는 생성된 엔코딩 데이타를 출력 단자(808)에 공급한다. 따라서, 편집된 엔코딩 데이타는 출력 단자(808)를 통해 기록 매체에 기록될 수 있다.
다음에, 지연 보상 회로(805)의 프로세스들이 상세히 설명될 것이다. 지연 보상 프로세스는 디코딩 회로(802) 및 엔코딩 회로(807)의 조작 시간에 따라 단자(801)로부터 입력되는 엔코딩 데이타에 대해, 엔코딩 회로(807)의 출력 데이타의 시간 지연을 보상하기 위한 위상 조정 프로세스이다. 따라서, 지연 보상 회로(805)는 엔코딩 회로(807)로부터 출력되는 프레임과 단자(801)로부터 입력되는 프레임 간의 시간 순서 관계를 보증한다. 지연량은 대역 분할 필터 또는 대역 합성 필터의 구조(예를 들어 뱅크의 수, 이러한 필터의 입력 타이밍, 제로 데이타 PCM 샘플들, 및 MDCT 프로세스 내에서 윈도우를 사용하는 버퍼링)에 따른다.
예를 들어, 도 1의 대역 분할 필터(101, 102) 각각의 뱅크의 수는 48이다. 마찬가지로, 도 9의 대역 합성 필터(702, 701) 각각의 뱅크의 수도 48이다. 512개의 제로 데이타 PCM 샘플들이 제1 프레임과 오버랩되는 가상 프레임에 대해 사용될 때, 엔코딩 프로세스 및 디코딩 프로세스에 기인하는 지연량은 653개의 PCM 샘플이 된다. 지연 보상 회로(805)는 디코딩 회로(802)의 출력과 엔코딩 회로(807)의 출력 사이의 임의의 위치에 놓일 수 있다. 지연 보상 회로(805)는 지연량을 보상하기 위한 버퍼 메모리 등을 가질 수 있다. 대안으로서, 지연 보상 회로(805)는 메모리(803, 806)를 제어하여 지연량을 고려한 타이밍에서 액세스되도록 하는 타이밍 제어 회로일 수 있다.
도 14의 디코딩 회로(802)는 도 9의 구조를 갖는다. 다른 한편으로, 도 14의 엔코딩 회로(807)는 도 1의 구조를 갖는다. 도 14의 구조 일부는 엔코딩된 데이타를 일시적으로 디코딩하고, 디코딩된 PCM 샘플들에 대한 편집 프로세스를 행하고, 편집된 PCM 샘플들을 엔코딩하고, 생성된 엔코딩 데이타를 기록 매체에 기록한다. 광 자기 디스크 외에, 기록 매체의 일례는 디스크형 기록 매체(자기 디스크 등), 테이프형 기록 매체(자기 테이프 또는 광 테이프 등), 또는 반도체 메모리(IC 메모리, 메모리 스틱, 또는 메모리 카드 등)일 수 있다.
다음에, 도 16을 참조하여, 입력 단자(801)를 통해 공급된 엔코딩 데이타와 출력 단자(808)를 통해 출력되는 엔코딩 데이타 간의 시간 순서 관계가 설명된다. 조 16에서, 프레임 N-1, N, N+1, N+2, N+3은 입력 단자(801)를 통해 입력되는 엔코딩 데이타 내의 프레임들을 나타낸다. 이들 샘플에 의해 디코딩된 PCM 샘플들은 시간 순서로 배치된 포인트들의 한 세트로 표시된다. 디코딩된 PCM 샘플들 간의 시간 관계는, 도 12이 신호의 진폭값이 편집되더라도 변하지 않는다. 그런데, 엔코딩 회로(807)에 의해 생성된 엔코딩 데이타의 프레임들과 편집되지 않은 엔코딩 데이타의 프레임 간의 시간 관계를 유지하기 위해, 653개 포인트들에 대한 지연은 보상되어야 한다.
지연 보상된 엔코딩 PCM 샘플의 제1 프레임이 프레임 M-1로 표시될 때, 프레 임 M-1의 최종 512 PCM 샘플은 디코딩 PCM 샘플이 653 샘플만큼 지연된 위치로부터 시작하는 512 PCM 샘플이다. 이때, 프레임 M-1은 제1 엔코딩 샘플이므로, 프레임 M-1의 첫 번째 512 PCM 샘플은 제로 데이타 PCM 샘플이다. 이후, 프레임 M+1, M+2 및 M+3이 연속적으로 엔코딩되어 출력단(808)을 통해 출력된다. 이 경우, 프레임 M+1은 프레임 N-1에, 프레임 M은 프레임 N에, 프레임 M+1은 프레임 N+1에, 프레임 M+2는 프레임 N+2에, 그리고 프레임 M+3은 프레임 N+3에 각각 대응한다.
이러한 관계에서, 예컨대 프레임 M의 PCM 샘플을 생성하기 위해서는 프레임 N-1을 N+1로 디코딩해야 한다. 즉, 원하는 프레임을 편집하고 엔코딩하기 위해서는 적어도 하나의 선행 프레임과 이에 따르는 현재 프레임의 프레임이 요구된다.
그러나, 출력단(808)에서 출력되는 프레임 M-1, M 및 M+1에 있어서, 오버랩의 관계가 고려되어야 한다. 즉, 도 16에 도시된 부분 e가 편집되는 경우에, 프레임 N이 편집된 후 프레임 M으로 교체되는 경우, 프레임 M+1과의 오버랩 부분으로 인하여 원하는 편집 결과가 얻어질 수 없게 된다. 이 경우, 원하는 편집 결과를 얻기 위해서는 프레임 N+1을 편집한 후 그 결과를 프레임 M+1로 교체하여야 한다. 이 경우, 전술한 바와 같이 프레임 N을 N+3으로 디코딩해야 한다.
즉, 부분 e를 편집하여 원하는 결과를 얻기 위해서 프레임 N-1 내지 N+3이 추출되고 편집된다. 따라서, PCM 샘플이 생성되고 편집된다. 결과적으로, 프레임 M 및 M+1이 얻어져 프레임 N 및 N+1 대신 사용된다. 또한, 원하는 편집 결과를 얻기 위해 생성된 데이타와 PCM 샘플을 생성하기 위해 디코딩될 프레임 사이의 시간 관계를 고려함으로써 비교적 긴 기간에 대한 데이타가 편집될 수 있다. 또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 직교 변환에서의 윈도우의 영향이 고려되지 않는다. 그러나, 이를 고려하기 위해서는 편집 과정이 미세하게 수행될 수 있다.
이 점은 도 15a, 15b 및 15c를 참조하여 설명된다.
도 15a는 기록 매체에 기록된 신호를 나타낸다. 도 15a에서, F1, F2, F3, F4, 5 및 F6은 기록 매체에 형성된 프레임을 나타낸다. 각 프레임은 데이타 기록 유닛이다. 각 프레임은 신호 파형으로 표시된 바와 같이 디지탈 엔코딩된 신호를 포함한다. 그 다음, 도 15a에 도시된 프레임 F3 및 F4에 대해 효과 프로세스가 수행되는 경우가 설명된다.
효과 프로세스가 수행되는 프레임 F3 및 F4가 도 14에 도시된 단자(801)로 입력된다. 이후, 프레임 F3 및 F4는 디코딩 회로(802)로 공급된다. 디코딩 회로(802)는 프레임 F3 및 F4를 디코딩하여 디코딩된 프레임을 메모리(803)에 공급한다. 메모리(803)에 저장된 프레임 F3 및 F4의 디지탈 디코딩 신호는 데이타 변경 회로(804)로 공급된다. 데이타 변경 회로(804)는 프레임 F3 및 F4의 디지탈 디코딩 신호에 대한 효과 프로세스를 수행한다. 디코딩 프로세스 및 효과 프로세스는 도 15b에 도시된 바와 같이 지연 D2를 생성한다. 즉, 전술한 바와 같이, 제1 프레임인 프레임 F3에 대해 512 제로 데이타 PCM 샘플이 제1 프레임 F3에 선행하는 가상 프레임으로 사용된다. 프레임 F3는 가상 프레임과 오버랩되도록 처리된다. 프레임 F3 및 F4에 대한 처리 결과가 프레임 DF3 및 DF4로 각각 표시될 때, 이들은 지연 D2를 가진 파형의 일부로서 표시될 수 있다. 즉, 프레임 F3 및 F4는 도 15a에 도시된 신호 파형이 시작되기 전에 제로 데이타 신호를 충전하는 신호 파형의 일부로서 생성된다.
디코딩 프로세스의 경우와 같이, 지연 D1을 가진 신호가 엔코딩 회로(807)에 의해 엔코딩될 때, 지연 D2가 발생한다. 도 15a에 도시된 신호 파형에 지연 D1 및 D2가 추가된 신호의 일부로서, 프레임 DDF3 및 DDF4가 생성된다. 즉, 프레임 DDF3 및 DDF4는 기록 매체의 프레임 1의 시작으로부터 지연 D1 및 D2의 기간 내에 제로 데이타 신호를 충전하는 신호 파형의 일부로서 생성된다.
프레임 DDF3 및 DDF4가 자신의 시간 정보에 대응하는 기록 매체 상의 위치에 재기록될 때, 지연 보상 회로(805)의 지연 보상 프로세스가 프레임 DDF3 및 DDF4에 대해 수행되지 않는 경우, 프레임 DDF3는 기록 매체 상의 프레임 F5 및 F6의 위치에 덮어 쓰여진다. 반면, 프레임 DDF4는 기록 매체 상의 프레임 F6 및 F7의 위치에 덮어 쓰여진다.
따라서, 프레임 F1, F2, F3 및 F4, 프레임 F5의 일부, 효과 처리된 프레임 DDF3 및 DDF4, 및 프레임 F7의 일부가 기록 매체에 기록되었다. 결과적으로 신호의 연속성이 없어진다.
이러한 문제를 해결하기 위하여 생성 프레임 DDF3 및 DDF4의 시간 정보가 지연량 D1 및 D2의 총 기간만큼 오프셋된다. 따라서, 프레임 DDF3 및 DDF4는 각각 기록 매체 상의 프레임 F3 및 F4의 위치에 덮어 쓰여질 수 있다. 결과적으로, 신호의 연속성이 보장된다. 또한, 효과 처리된 프레임을 포함하는 기록 매체가 제공될 수 있다.
그 다음, 기록 매체에 기록된 엔코딩 PCM 데이타의 일부가 디코딩되고 편집 된 후 기록 매체에 재기록되는 경우가 도 17a, 17b 및 17c를 참조하여 설명된다.
도 17a는 입력 PCM 데이타가 윈도우로 필터링되고 각 프레임에 대해 엔코딩되는 경우를 나타낸다. 이 예에서, 각 윈도우의 크기는 각 프레임의 크기와 동일하다. 이 예에서, 각 윈도우의 크기는 1024 샘플이다.
예컨대, 입력 PCM 데이타의 프레임 N이 3개의 윈도우 W2, W3 및 W4로 필터링된 후 결합된다.
도 17a에 도시된 PCM 데이타의 일부 A가 엔코딩될 때, 부분 A는 프레임 N-2 및 N-1로 생성된다. 또한, 윈도우 W1 및 W2로 필터링된 PCM 데이타가 사용된다.
부분 A가 PCM 데이타의 시작부이므로, 프레임 N의 일측인 단 하나의 인접 프레임이 존재한다. 따라서, 윈도우 W1의 제1 절반에 대응하는 프레임에 공백 데이타가 추가되어야 한다. 결과적으로, 부분 A의 두 인접 프레임 중 하나는 공백 프레임이다.
도 17a에 도시된 PCM 데이타가 엔코딩될 때, 프레임 N-1, N, N+1, N+2, . . . , 및 N+5는 기록 매체에 기록된다. 그러나, 공백 프레임은 기록 매체에 기록되지 않는다. 따라서, 입력 PCM 데이타를 구성하는 최소 수의 프레임만이 기록 매체에 기록된다. 즉, 엔코딩 프로세스에 필요한 프레임이 기록 매체에 기록되지 않는다.
그 다음, 도 17b를 참조하여, 도 17a에 도시된 바와 같이 PCM 데이타의 일부가 엔코딩되어 기록 매체에 기록되는 경우가 설명된다.
이 예에서, 도 17a에 도시된 바와 같이 편집되어 기록 매체에 기록된 PCM 데 이타의 도 17b에 도시된 부분 EDIT가 편집된다. 이 경우, 프레임 N, N+1, N+2 및 N+3이 디코딩되어야 한다. 도 17b에 도시된 예에서, 이해를 쉽게 하기 위하여 프레임 N-1도 디코딩된다.
5개의 프레임이 디코딩될 때, 제1 프레임 N-1 및 최종 프레임 N+3은 각각 하나의 인접 프레임을 갖기 때문에, 이들은 디코딩될 수 없다. 따라서, 프레임 N-1 및 N+3을 디코딩하기 위하여 이들의 인접 프레임으로서 공백 프레임이 사용된다. 디코딩된 PCM 데이타는 편집된다. 전술한 바와 같이, 프레임 N-1의 시작 위치는 공백 프레임의 위상 지연 및 필터의 뱅크 수로 인하여 653 프레임만큼 시간적으로 편차가 생긴다.
디코딩된 PCM 데이타의 일부 EDIT가 편집될 때, 기록 매체에 기록된 데이타에 대응하는 파형이 편집된 부분의 파형과 다르다는 것이 명백하다.
프레임 N+3의 제2 절반의 파형이 기록 매체 상에 기록된 데이타에 대응하는 파형과 다른 이유는 프레임 N+3의 제2 절반이 디코딩될 때 프레임 N+4의 제1 절반 대신에 공백 프레임이 사용된다는 것이다.
한편, 프레임 N-1이 공백 프레임을 사용하여 엔코딩되기 때문에, 프레임 N-1이 디코딩될 때, 공백 프레임을 사용하여 디코딩되는 PCM 신호의 파형은 입력 PCM 신호의 파형과 동일하다.
기록 매체 상의 관련 프레임 위치에 편집된 PCM 신호를 재기록하는 것이 필요하다.
이때, PCM 신호가 도 17a에 도시된 동일한 윈도우(즉, 윈도우 W1, W2, W3 등)로 엔코딩될 때, 이들 윈도우는 디코딩 프로세스에서 지연만큼 편이된다.
이러한 문제를 해결하기 위하여, 도 17b에 도시된 바와 같이 신호가 새로운 윈도우 W11, W12, W13 내지 W16으로 필터링될 때, 도 17a에 도시된 것과 동일한 시간 관계를 가진 신호가 얻어질 수 있다.
따라서, 도 17b에 도시된 윈도우 W11은 도 17a에 도시된 윈도우 W1에 대응하고, 도 17b에 도시된 윈도우 W12는 도 17a에 도시된 윈도우 W2에 대응하며, 도 17b에 도시된 윈도우 W13은 도 17a에 도시된 윈도우 W3에 대응한다.
결과적으로, 윈도우를 사용한 필터링 위치가 도 17c에 도시된 바와 같이 지연 보상량에 대응하여 이동할 때, 엔코딩된 프레임 N, N+1 및 N+2는 기록 매체 상에 대응하는 프레임 위치에 재기록될 수 있다.
첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 특정 실시예가 설명되었지만, 본 발명은 상기 특정 실시예에 국한되는 것이 아니라 첨부된 청구범위에 정의된 발명의 범위 또는 사상으로부터 벗어나지 않고 당업자에 의해 다양한 변형 및 수정이 이루어질 수 있다는 것을 이해해야 한다.
본 발명의 제1 실시예 및 제2 실시예에 따르면, MDCT의 조합에 있어서, 인간의 청취 특성을 고려한 대역 분할, 및 개별 부대역의 비트 할당, 정규화 프로세스 및 양자화 프로세스가 매우 효율적인 엔코딩 방법에 대응하는 엔코딩 데이타에 대해 각 부대역에서 수행된다. 대안으로, 본 발명은 MPEG 오디오 표준에 대응하는 엔코딩 데이타 포맷과 같은 다른 엔코딩 방법에 적용될 수 있다. 도 18은 MPEG 오 디오 표준에 대응하는 엔코딩 데이타 포맷을 나타낸다.
헤더는 32 비트(고정 길이)로 구성된다. 헤더는 동기 워드, ID, 계층, 보호 비트, 비트율 인덱스, 샘플링 주파수, 패딩 비트, 비밀 비트, 모드, 저작권 보호 상태 코드, 원본/사본 표현 코드, 강조 등의 정보를 포함한다. 헤더에는 선택적인 에러 검사 데이타가 뒤따른다. 에러 검사 데이타에는 오디오 데이타가 뒤따른다. 오디오 데이타는 샘플 데이타와 함께 링 할당 정보 및 스케일 인자 정보를 포함하므로, 본 발명은 이러한 데이타 포맷에 적용될 수 있다.
정규화 정보로서 엔코딩 방법에 따라 스케일 인자 정보와 다른 정보가 사용될 수 있다. 이 경우, 본 발명이 적용될 수 있다.
본 발명에 따르면, 예컨대 디지탈 오디오 신호에 대응하여 일시적으로 형성된 엔코딩 데이타가 부분적으로 디코딩되고 편집된 후 다시 한번 엔코딩된다. 따라서, 레벨 조정 폭, 필터 기능 및 시간 프로세스에 기인한 제한이 편집 프로세스에서 억제될 수 있다. 따라서, 데이타가 더 미세하게 편집될 수 있다.

Claims (12)

  1. 소정의 데이타 양을 각각 가진 블럭으로 세그먼트화되고 인접 블럭과 함께 엔코딩된 입력 디지탈 신호를 처리하는 디지탈 신호 처리 장치에 있어서,
    상기 엔코딩된 디지탈 신호를 인접 블럭과 함께 디코딩하는 디코딩 수단;
    상기 디코딩된 디지탈 신호를 수정하는 수정 프로세스 수단;
    상기 수정된 디지탈 신호를 인접 블럭과 함께 엔코딩하는 엔코딩 수단; 및
    상기 디코딩 수단에 의해 디코딩된 디코딩 신호의 지연을 보상하기 위한 지연 보상 수단
    을 포함하고, 상기 엔코딩 수단은,
    상기 입력 디지탈 신호를 복수의 주파수 대역 성분으로 분할하는 대역 분할 수단;
    상기 복수의 주파수 대역 성분이 시간 방향 및/또는 주파수 방향으로 배열된 샘플 열을 블럭으로 세그먼트화하고, 상기 블럭을 엔코딩하는 블럭 세그먼트화 및 엔코딩 수단;
    상기 엔코딩 수단에 의해 엔코딩된 각 블럭을 정규화하여 정규화 정보를 생성하는 정규화 처리 수단;
    상기 각 신호 성분 블럭의 특성을 나타내는 양자화 계수를 계산하는 양자화 계수 계산 수단;
    상기 양자화 계수 계산 수단에 의해 계산된 상기 양자화 계수에 대응하는 각 블럭의 비트 할당량을 결정하는 비트 할당 수단; 및
    상기 양자화 처리 수단에 의해 생성된 정규화 정보 및 상기 비트 할당 수단에 의해 할당된 비트 할당량에 대응하는 각 블럭을 재양자화하여 소정의 포맷에 대응하는 엔코딩 데이타를 생성하는 엔코딩 데이타 생성 수단
    을 포함하는 디지탈 신호 처리 장치.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서, 상기 디코딩 수단은 각 블럭에 대한 정보 압축 파라미터에 대응하는 디지탈 신호를 디코딩하는 디지탈 신호 처리 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    사용자로 하여금 상기 엔코딩된 디지탈 신호가 편집될 것으로 표시하도록 하는 조작 수단
    을 더 포함하는 디지탈 신호 처리 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 엔코딩된 입력 신호가 기록 매체로부터 판독되는 디지탈 신호 처리 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 엔코딩 수단에 의해 엔코딩된 상기 디지탈 신호의 지연이 상기 지연 보상 수단에 의해 보상된 다음, 상기 보상된 신호의 위상이 상기 기록 매체로부터 판독된 디지탈 신호의 위상과 일치하도록, 상기 보상된 신호가 기록 매체에 기록되는 디지탈 신호 처리 장치.
  7. 소정의 데이타 양을 각각 가진 블럭으로 세그먼트화되고 인접 블럭과 함께 엔코딩된 입력 디지탈 신호를 처리하기 위한 디지탈 신호 처리 방법에 있어서,
    (a) 상기 엔코딩된 디지탈 신호를 인접 블럭과 함께 디코딩하는 단계;
    (b) 상기 디코딩된 디지탈 신호를 수정하는 단계;
    (c) 상기 수정된 디지탈 신호를 인접 블럭과 함께 엔코딩하고, 상기 단계 (a)에서 디코딩된 디코딩 신호의 지연을 보상하는 단계
    를 포함하고, 상기 단계 (a)는,
    (d) 상기 입력 디지탈 신호를 복수의 주파수 대역 성분으로 분할하는 단계;
    (e) 상기 복수의 주파수 대역 성분이 시간 방향 및/또는 주파수 방향으로 배열된 샘플 열을 블럭으로 세그먼트화하고 상기 블럭을 엔코딩하는 단계;
    (f) 상기 엔코딩 수단에 의해 엔코딩된 각 블럭을 정규화하여 정규화 정보를 생성하는 단계;
    (g) 상기 각 신호 성분 블럭의 특성을 나타내는 양자화 계수를 계산하는 단계;
    (h) 상기 단계 (g)에서 계산된 양자화 계수에 대응하는 각 블럭의 비트 할당량을 결정하는 단계; 및
    (i) 상기 단계 (f)에서 생성된 정규화 정보 및 상기 단계 (h)에서 할당된 비트 할당량에 대응하는 각 블럭을 재양자화하여 소정의 포맷에 대응하는 엔코딩 데이타를 생성하는 단계를 포함하는 디지탈 신호 처리 방법.
  8. 삭제
  9. 제7항에 있어서,
    상기 단계 (a)는 각 블럭에 대한 정보 압축 파라미터에 대응하는 디지탈 신호를 디코딩함으로써 수행되는 디지탈 신호 처리 방법.
  10. 제7항에 있어서,
    (j) 사용자가 상기 엔코딩된 디지탈 신호를 편집될 것으로 표시하는 것을 허용하는 단계를 더 포함하는 디지탈 신호 처리 방법.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 엔코딩된 입력 신호가 기록 매체로부터 판독되는 디지탈 신호 처리 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 단계 (a)에서 상기 엔코딩된 디지탈 신호의 지연이 상기 단계 (c)에서 보상된 다음, 상기 보상된 신호가 기록 매체에 기록됨으로써 상기 보상된 신호의 위상이 상기 기록 매체로부터 판독된 디지탈 신호의 위상과 일치하는 디지탈 신호 처리 방법.
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