KR100718827B1

KR100718827B1 - 다중모드 전환방식 전력 공급기

Info

Publication number: KR100718827B1
Application number: KR1020017006081A
Authority: KR
Inventors: 피터 제이. 엠 스미드트; 토마스 뒤르바움
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 1999-09-17
Filing date: 2000-08-31
Publication date: 2007-05-17
Also published as: EP1142089A1; TW459438B; WO2001022562A1; KR20010081008A; US6356466B1; CN1211905C; CN1337084A; JP2003510999A

Abstract

다중모드 전환방식 전력 공급기는 공급된 출력 전력이 미리 결정된 값보다 낮을 때 제 1 제어 모드에서 동작하고, 상기 출력 전력이 미리 결정된 값보다 높을 때 제 2 제어 모드에서 동작한다. 상기 전환방식 전력 공급기는 DC 입력 전압(Vin)을 수신하도록 연결되는, 스위치(S1)와 인덕터(L;Lp)의 직렬 배열을 포함한다. 제어 회로(CC)는 인덕터(L;Lp)에서 주기적인 인덕터 전류(Ip)를 발생시키기 위해 스위치(S1)의 온 및/또는 오프 시간들을 제어한다. 제 1 제어 모드에서, 인덕터 전류(Ip)의 피크값은 실질적으로 일정하며, 공급된 전력과 무관하다. 상기 실질적으로 일정한 피크값은 제 2 제어 모드가 제 1 제어 모드로 바뀌는 순간의 인덕터 전류(Ip)의 피크값과 실질적으로 동일하다.

다중모드 전환방식 전력 공급기, 오차 증폭기, 기준값, 셋-리셋 플립플롭, 제어 회로

Description

다중모드 전환방식 전력 공급기 {Multimode switched-mode power supply}

본 발명은 공급된 출력 전력이 미리 결정된 값보다 낮을 때 제 1 제어 모드에서 동작하고, 공급된 출력 전력이 미리 결정된 값보다 높을 때 제 2 제어 모드에서 동작하기 위한 다중모드 전환방식 전력 공급기에 관한 것이다.

제 9201428 호 네덜란드 특허 출원에서는 1차 권선과 2차 권선을 가진 변압기를 포함하는 이중모드 전환방식 전력 공급기를 개시하고 있다. 1차 권선과 스위치의 직렬 배열은 주요 전압을 수신한다. 제어 펄스들은 2차 권선에 의해 부하로 공급되는 출력 전력을 안정화시키기 위해 스위치를 제어한다. 제 1 제어 모드에서, 공급된 상기 전력이 미리 결정된 값보다 낮은 것으로 검출될 때, 상기 제어 펄스들은 제 1 고정 반복 주파수를 갖는다. 제 2 제어 모드에서, 공급된 전력이 미리 결정된 값보다 큰 것으로 검출될 때, 상기 제어 펄스들은 제 1 고정 반복 주파수보다 높은 제 2 고정 반복 주파수를 갖는다. 알려진 이중모드 전환방식 전력 공급기의 결점은 모드 전환들이 출력 전압 상의 바람직하지않는 리플(ripple)을 초래하는 것이다.

본 발명의 목적은 특히, 낮은 출력 전력에서 높은 효율을 유지하면서 모드 전환들에 의해 발생하는 출력 전압을 안정화하도록 개선하는 것이다.

상기 목적을 위해, 본 발명의 제 1 양태는 청구항 1에서 청구한 것과 같은 다중모드 전환방식 전력 공급기를 제공하는 것이다. 본 발명의 제 2 양태는 청구항 5에서 청구한 것과 같이 다중 모드 전환방식 전력 공급기에서 사용하기 위한 제어 회로를 제공하는 것이다. 유리한 실시예들은 종속항들에서 정의된다.

본 발명과 일치하는 다중모드 전환방식 전력 공급기는, 다중 모드 전환방식 전력 공급기에 의해 (하나 이상의 부하들로) 공급되는 출력 전력이 미리 결정된 값보다 낮은 때 제 1 제어 모드에서 작동하며, 공급된 출력 전력이 상기 미리 결정된 값보다 높을 때는 제 2 제어 모드에서 작동한다. 제 1 제어 모드에서, 제어 회로는 공급된 출력 전력에 상관없이 인덕터 전류의 실질적으로 일정한 피크값(peak value)을 얻도록 다중모드 전환방식 전력 공급기의 주파수를 제어할 수 있다. 제 1 제어 모드에서 인덕터 전류의 실질적으로 일정한 피크값은 제 2 제어 모드가 제 1 제어 모드로 바뀌는 순간의 인덕터 전류의 피크값과 실질적으로 같다. 제 2 제어 모드가 제 1 제어 모드로 바뀌는 순간은 미리 결정된 값 이하로 감소하는 출력 전력에 의해 결정된다. 인덕터 전류의 피크값이 제어 모드들 사이의 전환들 동안 실질적으로 일정해지기 때문에, 전환방식 전력 공급기의 상기 제어 작동상태는 장애가 발생하지 않고 출력 전압은 이러한 전환들이 있더라도 매우 안정화될 것이다. 종래 기술에 있어서, 모드 전환 동안 제어 펄스들의 반복 주파수가 바뀔 때 1차 권선의 전류 피크값은 현저하게 점프한다(왜냐하면, 모드 전환동안, 공급되는 출력 전력은 실질적으로 일정하기 때문이다.). 상기 피크 전류값 점프는 전환방식 전력 공급기의 제어 루프(loop)에서 안정도의 장애들과 출력 전압 상의 과도 효과를(transient effect) 발생시킨다. 상기 제어 루프는 새로운 피크 전류값에 적응하기 위하여 다소의 시간을 요구할 것이며, 결국, 출력 전압의 안정화는 최적화되지 않을 것이다.

본 발명의 상기 및 다른 양태들은 이후 서술될 실시예를 참조하면 명백해질 것이며 또한 설명되어질 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 다중 모드 전환방식 전력 공급기의 기본 회로도.

도 2는 본 발명에 따른 다중 모드 전환방식 전력 공급기에서 이용을 위한 제어 회로의 실시예의 블록도.

도 3은 본 발명에 따른 다중 모드 전환방식 전력 공급기의 실시예의 좀더 상세한 회로도.

도 4a 내지 도 4l은 도 3에서 도시한 다중 모드 전환방식 전력 공급기의 실시예의 작동을 설명하는 파형들을 도시한 도면.

도 5는 도 3에서 도시한 다중 모드 전환방식 전력 공급기의 실시예에 이용을 위한 피드백 회로의 다른 실시예를 도시한 도면.

도 6은 본 발명에 따른 다중 모드 전환방식 전력 공급기의 다른 실시예를 도시한 도면.

도 1은 본 발명에 따른 다중모드 전환방식 전력 공급기를 도시한 기본 회로도이다. 상기 다중 모드 전환방식 전력 공급기는 직렬 배열의 스위치(S1)와 인덕터(L)를 포함한다. 상기 직렬 배열은 DC 입력 전압(Vin)을 수신할 수 있도록 연결된다. 정류기(D)는 부하(Zo)에 출력 전압(Vo)를 공급하도록 인덕터(L)에 연결되어 있다. 제어 회로(CC)는 출력 전압(Vo) 안정화를 위하여 스위치(S1)의 온 및/또는 오프 시간들을 제어하는 스위치(S1)의 제어전극에 제어신호(Cs)를 공급하는 출력 전압(Vo)을 수신한다. 전류 측정 회로(CM)는 인덕터(L)를 통해 흐르는 인덕터 전류(Ip)의 값(Mv)을 측정한다.

전환방식 전력 공급기는 부하(Zo)에 공급된 출력 전력이 미리 결정된 값보다 낮을 때 제 1 제어 모드에서 작동하며, 공급된 출력 전력이 미리 결정된 상기 소정의 값보다 높을 때 제 2 제어 모드에서 작동한다.

제 2 제어 모드에서, 상기 전환방식 전력 공급기는 자기 진동 모드(Self Oscillating Mode)(SOPS 모드로 더 많이 참조되는)에서 동작할 수 있다. 상기 인덕터 전류(Ip)는 스위치(S1)가 닫혀지는 순간 인덕터(L)를 통해 흐르기 시작한다. 상기 인덕터 전류(Ip)가 기준값에 도달하면, 상기 스위치(S1)는 열리고, 인덕터(L)와 스위치(S1)의 접합부(N1)에서 전압은 상승하며, 정류기(D)는 도통을 시작하고 전력은 부하(Zo)에 공급된다. 인덕터(L)에 자기가 소거되는 것(demagnetized)이 검출될 때(인덕터에서의 전류가 실질적으로 0이 될 때), 상기 스위치(S1)는 다시 닫힌다. 상기 기준값은, 높은 출력 전력에서 부하(Zo)에 공급된 출력 전력에 의존하여 큰 인덕터 전류(Ip)의 피크값은 낮은 출력 전력에서보다 크다. 상기 SOPS모드는 도 4a 내지 도 4f와 관련하여 자세히 설명될 것이다. 상기 제어 회로(CC)는 SOPS 모드와 다른 제 2 제어 모드를 얻기 위해 구성되어질 수 있다. 예를 들어, 고정된 주파수 모드가 제공될 수 있다.

제 1 제어 모드에서, 상기 제어 회로 (CC)는 인덕터 전류(Ip)의 피크값은 실질적으로 일정하고, 출력 전력에 무관하도록 제어한다. 제 1 제어 모드 동안 실질적으로 일정한 인덕터 전류(Ip)의 피크값은 제 2 제어 모드가 제 1 제어 모드로 바뀌는 순간의 인덕터 전류(Ip)의 피크값과 실질적으로 같다. 이러한 방법으로, 두가지 제어 모드들 사이의 전환은 매우 유연해서 전환 순간 전후의 상기 인덕터 전류(Ip)는 실질적으로 같다. 제 1 제어 모드에서의 제어 회로(CC)의 작동은 도 4g 내지 도 4l에 관련하여 설명될 것이다. 제 2 제어 모드가 제 1 제어 모드로 바뀌는 순간은 미리 결정된 값 이하로 감소하는 출력 전력에 의해 결정된다. 실시예에서, 상기 순간은 특정 값 이하로 감소하는 인덕터 전류(Ip)의 피크값에 의해 결정된다.

도 2는 본 발명에 따른 다중모드 전환방식 전력 공급기에서 이용을 위한 제어 회로의 실시예를 도시한 블록도이다. 도 1에서 참조된 것과 동일하게 표시된 기능 블록들과 신호들은 도 1에 관해 설명하는 바와 같은 의미를 갖는다. 제어 회로(CC)는 비교기(CP), 피드백 회로(MC), 및 구동 회로(drive circuit)(DC)를 포함한다. 상기 비교기(CP)는 인덕터(L)에 흐르는 인덕터 전류(Ip)의 측정값(Mv)과 기준값(Vref)을 비교한다. 상기 피드백 회로(MC)는 제 2 제어 모드 동안 출력 전압(Vo)과 따라 기준값(Vref)을 바꾸고, 제 1 제어 모드 동안 실질적으로 고정된 기준값(Vref)을 발생시키기 위해 출력 전압(Vo)을 수신한다. 고정된 기준값(Vref)은 제 2 제어 모드에서 제 1 제어 모드로 바뀌는 순간의 기준 레벨의 값(Vref)과 실질적으로 같다. 상기 구동 회로(DC)는 측정값(Mv)이 기준값(Vref)과 교차할 때 스위치(S1)를 스위칭 오프로 하기 위해 제어신호(Cs)를 스위치(S1)의 제어 단자에 공급한다.

도 3은 본 발명에 따른 다중 모드 전환방식 전력 공급기의 실시예를 좀더 상세하게 도시한 회로도이다. 도 1 또는 도 2와 동일하게 표시된 기능 블록들과 신호들은 도 1 또는 도 2 각각에 관하여 같은 의미로 설명된다.

인덕터(L)는 현재 1차 권선(LP)과, 2차 권선(LS)과, 보조 권선(LA)을 가지는 변압기(TR)이다. 1차 권선(LP)은 스위치(S1)와 저항(RF)과 직렬로 배열되어 있다. 상기 직렬 배열은 DC 입력 전압(Vin)을 수신하게 된다. 상기 스위치(S1)는 다른 적절한 제어가능한 전자 스위치가 사용될 수도 있으나, FET인 것으로 도시한다. 상기 저항(RF)은 전류 측정 회로(CM)를 구성한다. 스위치(S1)와 저항(RF)의 접합부는 N4에 의해 표시되고 상기 접합부는 측정값(Mv)을 전송한다.

정류기 다이오드(D1)는 출력 전압(Vo)을 공급하기 위해 2차 권선(LS)에 연결되어 있다. 캐패시터(C)는 상기 출력 전압(Vo)을 유연하게 한다.

보조 권선(LA)은 변압기(TR)의 자기 소거 여부를 검출하기 위한 전압(V1)을 공급한다.

상기 1차 권선(LP)과, 제 2차 권선(LS), 및 보조 권선(LA)의 극성은 대응하는 점에 의해 표시된다. 상기 다이오드(D1)는 포지티브 출력 전압(Vo)을 얻기 위해 극성 배치가 되어있다. 1차 권선(LP), 제 2차 권선(LS), 보조 권선(LA), 및 다이오드(D1)의 극성은 다르게 선택될 수도 있음에 유의해야 한다.

피드백 회로(Mc)는 (OP앰프로 더 많이 언급되는) 연산 증폭기(OA1), 비교기(CP1), 및 스위치(S2)를 포함하고 있다. 상기 OP앰프(OA1)는 노드(N5)에서 출력 전압(Vo)에 연결된 전압 분배기(R1,R2)를 거쳐 피드백 전압(Vfb)을 수신하는 반전 입력부와, 기준 전압(Vref1)을 수신하기 위한 비반전 입력부, 및 전압(Vop)을 공급하기 위한 노드(N2)에 연결된 출력부를 갖는다. 상기 전압(Vop)은 전력 공급기에서 공급된 출력 전력에 따라 바뀐다(문헌에서, OP앰프(OA1)는 종종 오차 증폭기(error amplifier)로 언급된다.). 스위치(S2)는 노드(N2)에 연결된 제 1 단자(Ta), 기준 전압(Vref2)을 수신하는 제 2 단자(Tb), 및 상기 기준 전압(Vref)을 노드(N6)에 공급하는 제 3 단자(Tc)를 갖는다. 상기 비교기(CP1)은 전압(Vop)을 수신하기 위한 반전 입력부, 기준 전압(Vref2)을 수신하기 위한 비반전 입력부, 및 스위치(S2)의 제어 단자에 연결된 출력부를 갖는다. 상기 기준 전압(Vref2)은 기준전압(Vref1)의 일부 비율이며, 예를 들어 Vref2=Vref1/4 와 같다. 상기 스위치(S2)는 전압(Vop)이 기준 전압(Vref2)보다 높을 때 단자(Ta)와 단자(Tc)를 연결하고, 전압(Vop)이 기준 전압(Vref2)보다 낮을 때 단자(Tb)와 단자(Tc)를 연결한다. 기준 발생기(RG)는 기준 전압(Vref1, Vref2)을 발생시킨다.

상기 구동 회로(DC)는 증폭기(DR)를 지나 스위치(S1)의 제어 단자에 연결된 비반전 출력(Q), 리셋 입력(R), 및 셋 입력(S)을 가지는 셋-리셋 플립플롭(set-reset flip-flop)(또한 SRFF로 칭함)(SR)을 포함한다. 논리회로 AND(A1)는 OP앰프(OA2)의 출력부에 연결된 제 1 입력부, 비교기(CP2)의 출력부에 연결된 제 2 입력부, 및 SRFF(SR)의 셋 입력(S)에 연결된 출력부를 갖는다. 상기 비교기(CP2)는 저항(R3)을 거쳐 보조 권선(LA)에서 전압(Vl)을 수신하기 위해 연결된 비반전 입력부, 및 기준 전압(Vref4)를 수신하는 반전 입력부를 갖는다. 상기 기준전압(Vref4)은 상기 다이오드(D1)가 도통하고 변압기(TR)가 출력 전압(Vo)에 연결된 부하(Zo)에 전류를 공급하는 한 비교기(CP2)의 출력 전압(Vdo)이 로우(low)값이 되도록 하기 위해, 상기 기준전압(Vref4)은 0 V에 가깝다. 상기 변압기(TR)는 상기 다이오드(D1)가 도통을 중지하는 순간 자기 소거된다. 상기 OP앰프(OA2)는 전압(Vc)을 수신하기 위한 노드(N3)에 연결된 비반전 입력부와, 캐패시터(C1)를 통과한 톱니파 전압이 기준 레벨(Vref3)과 교차할 때 (Vc1)으로 표시된 출력 신호에 공급하기 위한 기준 전압(Vref3)을 수신하는 반전 입력부를 갖는다. 캐패시터(C1)는 노드(N3)와 접지사이에 연결되어 있다. 전류원(I1)은 캐패시터(C1)에 전류를 공급하기 위해 연결되어 있고, 전류의 값은 OP앰프(OA1)의 출력에서의 전압(Vop)에 따라 변하게 된다. 스위치(S3)는 캐패시터(C1)에 병렬로 연결되어 있고, 스위치(S3)의 제어 단자는 SRFF(SR2)의 출력부(Q2)에 연결되게 된다. 상기 SRFF(SR2)는 비교기(CP2)의 출력에 연결된 셋 입력(S2)부, 및 SRFF(SR)의 출력(Q)에 연결된 리셋 입력(R2)을 갖는다.

제어 회로 (CC)는 노드(N6)에서 가용한 기준전압(Vref)을 수신하는 반전 입력을 갖는 비교기(CP), 측정치(Mv)를 수신하는 비반전 입력, 및 SRFF(SR)의 리셋 입력(R)에 연결된 출력을 더 포함한다.

도 3에 도시한 회로의 작동은 도 4와 관련하여 설명될 것이다.

도 4a 내지 도 4l은 도 3에서 도시한 다중 모드 전환방식 전력 공급기의 실시예의 작동을 설명하는 파형들을 도시한 도면이다. 도 4a 내지 도 4f는 전환방식 전력 공급기가 SOPS 모드인 제 2 제어 모드에서 작동시의 파형을 도시한 것이다. 도 4g 내지 도 4l은 전환방식 전력 공급기가 인덕터 전류의 일정 피크값에서 제 1모드에서 작동시 파형을 도시한 것이다.

도 4a와 도 4g는 1차 권선(LP)의 양단의 전압(Vp)을 도시한다. 도 4b와 도 4h는 1차 권선(LP)을 지나는 전류(Ip)를 나타내는 측정치(Mv)를 도시하고 있다. 도 4c와 4i는 보조 권선(LA)을 지나는 전압(Vl)을 도시하고 있다. 도 4d와 도 4j는 변압기가 자기소거될 때를 표시하는 전압(Vdo)을 도시하고 있다. 도 4e와 도 4k는 캐패시터(C1)를 지나는 전압(Vc)을 도시하고 있다. 도 4f와 도 4l은 캐패시터(C1)를 지나는 톱니파 전압(Vc)이 기준 전압(Vref3)과 교차할 때를 표시하는 전압(Vc1)을 도시하고 있다.

우선, 제 2 제어 모드(SOPS)에서 전환방식 전력 공급기의 작동을 도 4a 내지 도 4f를 참조하여 논할 것이다. 제 2 제어 모드에서, 출력 전력은 Vref2에 의해 정해진 미리 결정된 레벨 위에 있기 때문에, 비교기(CP1)는 OP앰프(OA1)의 출력 전력(Vop)이 기준값(Vref2)보다 높다는 것을 검출한다. 스위치(S2)는 단자(Ta)와 단자(Tc)를 상호접속하는 위치에 있게된다.

시점(t1)에 있어, 1차 권선(Lp)에서 1차 전류(Ip)를 나타내는 측정치(Mv)는 가변 기준 레벨(Vref)에 도달하고 비교기(CP)는 SRFF(SR)을 리셋시킨다. 스위치(S1)는 열리고, 1차 전압(Vp)이 증가하며, 다이오드(D1)는 도통하기 시작한다. 보조 권선(LA)의 양단의 전압(Vl)은 네거티브가 되며, 비교기(CP2)의 출력 전압(Vdo)은 로우(low)값을 갖는다. 시점(t2)에 있어서, 다이오드(D1)는 도통을 중단하고, 전압(Vl)은 기준 레벨(Vref4)을 지나고, 상기 전압(Vdo)은 하이(High)값을 가지며, 변압기(TR)가 자기 소거되고 스위치(S1)에서 스위칭할 수 있는 것을 표시하게 된다. 또한, 시점(t2)에서, 전압(Vdo)의 하이(high) 값은 스위치(S3)를 열리게 한다. 캐패시터(C1)의 양단의 톱니파 전압(Vc)은 상승하기 시작한다. 시점(t3)에서, 톱니파 전압(Vc)은 기준 레벨(Vref3)에 도달하고, OP앰프(OA2)의 출력 전압(Vc1)은 하이(high)값을 갖는다. 이 시점에서, 전압(Vc1)과 전압(Vdo)은 둘다 하이값을 가지며, SRFF(SR)은 셋(set)되며 스위치(S1)는 닫힌다. 시점(t1')에서, 측정치(Mv)는 다시 기준값(Vref)에 도달하며 스위치(S1)는 열리게 되고, 시점(t1)에서 출발되는 동일한 사이클이 수행되게 된다.

기준전압(Vref)이 부하(Zo)에 공급된 출력 전력에 따라 바뀌게 되므로 출력 전압(Vo)은 안정화된다. 비교기(CP)는 1차 전류(Ip)가 기준 전압(Vref)의 실제값과 일치하는 값과 교차할 때 스위치(S1)를 오프시키기 위해 1차 권선(LP)을 지나는 실제 전류(Ip)와 상기 가변 기준 전압(Vref)을 비교한다. 예를 들어, 출력 전압(Vout)이 매우 높을 때, 기준 전압(Vref)은 감소할 것이며, 스위치(S1)는 더 낮은 1차 전류(Ip)의 피크값에서 열릴 것이다. 이와 같이, 1차 전류(Ip)의 피크값은 출력 전압(Vo)이 안정화되도록 제어된다.

전류(I1)를 스위치(S1)의 스위치(S1)를 지나는 전압의 최소값에 가까운 순간에 스위치-온(switch-on)을 발생시키는 방법으로 조정할 수 있다.

둘째, 제 1 모드에서의 전환방식 전력 공급기의 작동을 도 4g 내지 도 4l을 참조하여 논할 것이다. 일반적으로 인지하고 있는 바와 같이, 도 4g 내지 도 4i에서 도시되는 진동(oscillation)은 1차 권선(Lp)의 인덕턴스의 공진과 FET(S1)의 드레인 소스 용량(drain source capacitance)때문이다. 간략화하여, 상기 진동은 도 4h에서 도시하지 않으며, 진동의 진폭은 기준 레벨(Vref)을 넘기에는 너무 낮을 것이다. 제 1 모드에서, 출력 전력은 Vref2로 정해진 미리 결정된 레벨보다 낮기 때문에, 비교기(CP1)는 OP앰프(OA1)의 출력 전압(Vop)이 기준 전압(Vref2)보다 낮은 것과 스위치(S2)가 단자(Tb,Tc)를 상호접속하는 것을 검출한다.

시점(t1)에서, 1차 권선(Lp)에서의 1차 전류(Ip)로 대표되는 측정값(Mv)은 고정된 기준 레벨(Vref)에 도달하며 비교기(CP)는 SRFF(SR)을 리셋시킨다. 스위치(S1)는 열리고 1차 전압(Vp)은 증가하기 시작한다. 이로 인해, 스위치(S1)은 고정된 1차 전류의 피크값에서 열린다. 또한, 다이오드(D1)는 도통하기 시작한다. 보조권선(LA)의 양단의 전압(Vl)은 네거티브가 되고 비교기(CP2)의 출력 전압(Vdo)은 로우값이 된다. 시점(t2)에서, 다이오드(D1)는 도통이 중지되고, 변압기(TR)는 자기소거되고 스위치(S1)가 다시 온 상태로 될 수 있는 것을 표시한다. 시점(t2)에서, 전압(Vdo)의 하이 값은 SRFF(SR2)를 스위치(S3)가 열리게 셋팅한다. 캐패시터(C1)의 양단의 톱니파 전압(Vc)은 상승하기 시작한다. 시점(t3)에서, 톱니파 전압(Vc)은 기준 레벨(Vref3)에 도달하고, OP앰프(OA1)의 출력 전압(Vc1)은 하이값이 된다. 이 시점에서, 전압(Vc1)과 전압(Vdo)은 하이값이 되며,SRFF(SR)은 셋 상태가 되며, 스위치(S1)는 닫힌다. SRFF(SR)의 상기 셋은 SRFF(SR2)를 리셋시키고, 스위치(S3)는 닫힌다. 전압(Vdo)이 로우 값인 순간 전압(Vc)도 역시 기준 레벨(Vref3)에 도달할 수 있다. 그러면, 전압(Vdo)이 하이값이 되는 순간 스위치(S1)는 온 상태가 될 것이다.

전류 전원(I1)이 출력 전력으로 측정치인 전압(Vop)에 의존하는 캐패시터(C1)에 전류를 공급하기 때문에 출력 전압(Vo)은 안정화된다. 전류 전원(I1)은 제 2 제어 모드보다 제 1 제어 모드에서 더 적은 전류를 공급하고(출력 전력이 낮기 때문에) 이로 인해 톱니파 전압(Vc)이 더 늦게 상승하는 것을 주의해야 한다. 그러므로, 톱니파 전압이 기준 레벨(Vref3)에 도달 전까지 더 오랜시간이 걸리며, 이로 인해 더 긴 시간주기 동안 스위치(S1)는 오프될 것이다. 또한, 제 1 제어 모드에서 기준 전압(Vref)의 고정된 레벨은 제 2 제어 모드에서 기준 레벨의 가변 레벨보다 낮기 때문에, 상기 스위치는 더 짧은 시간동안 오프될 것 이다. 결과적으로, 이러한 두가지 효과들에 기인하여, 부하(Zo)에 공급된 상기 전력은 제 2 제어 모드에서 보다 제 1 제어 모드에서가 더 낮다.

노드(N2)와 노드(N3)사이에 저항 연결에 의해 제어되는 전류 전원(I1)을 대체할 수 있다. 이 방법에 있어서도 역시, 노드(N2)에서 전압(Vop)은 출력 전력에 따라 변하기 때문에 캐패시터(C1)의 충전 전류는 부하(Zo)에 공급되는 출력 전력에 의존한다.

도 5는 도 3에서 도시한 다중 모드 전환방식 전력 공급기의 실시예의 사용을 위한 피드백 회로의 또 다른 실시예를 도시하고 있다. 상기 피드백 회로(MC)는 도 3에 도시한 바와 동일한 노드들(N2, N5, N6)과 접촉부를 이룬다. 상기 피드백 회로(MC)는 출력 전압(Vo)에 전압분배기(R1, R2)를 통해 연결된 반전 입력부, 기준 전압(Vref1)을 수신하는 비반전 입력부, 및 도 3에서 도시된 것과 동일한 노드(N2)에 연결된 출력부를 가지는 OP앰프(OA1')을 포함한다. 상기 피드백 회로는 제 1 기준 전압(Vref1')과 제 1 기준 전압(Vref1')의 일부 비율인 제 2 기준 전압(Vref2')를 발생시키는 기준 전압 발생기(RG')를 더 포함한다. 다이오드(D2)는 노드(N2)에 연결된 양극(anode)과 노드(N6)에 연결된 음극(cathod)을 가진다. 저항(R4)은 노드(N6)와 기준 전압(Vref2') 사이에 연결되어져 있다. 도 3에서 도시된 것과 같은 기준 전압(Vref)은 다시 노드(N6)에 공급된다.

피드백 회로(MC)의 실시예는 이하와 같이 동작한다. 낮은 출력 전력에서, 이와 같은 제 1 제어 모드에서, 오차 증폭기(OA1')는 노드(N2)에 다이오드(D2)가 도통하지 않는 정도의 레벨의 전압을 공급한다. 결과적으로, 기준값(Vref)은 고정된 값(Vref2')을 가지며, 1차 권선(LP)을 지나는 전류(Ip)의 피크값은 일정하다. 높은 출력 전력에서, 이와 같은 제 2 제어 모드에서, 오차 증폭기(OA1')는 노드(N2)에 다이오드(D2)가 도통하는 정도의 전압을 공급한다. 결과적으로, 기준값(Vref)은 출력 전력에 따라 변하고, 1차 전류(Ip)의 피크 값은 공급된 출력 전력에 의존하게 될 것이다.

도 6은 본 발명에 따른 다중모드 전환방식 전력 공급기의 다른 실시예를 도시한다. 도 3에 도시된 동일한 신호들 및 기능 블록들은 동일한 참조 번호들을 갖는다.

변압기(TR)는 1차 권선(LP), 2차 권선(LS), 및 보조 권선(LA)을 갖는다. 1차 권선(LP)과 스위치(S1)의 직렬 배열은 DC 입력 전압(Vin)과 연결된다. 측정 회로(CM)는 1차 권선(LP)을 지나는 1차 전류(Ip)를 나타내는 측정치(Mv)를 공급하기 위한 스위치(S1)의 주 전류 경로와 직렬로 배열된다. 2차 권선(LS)은 정류기(D1)를 통해 출력 전압(Vo)을 공급한다. 캐패시터(C)는 출력 전압(Vo)을 유연화한다.

구동 회로(DC)는 변압기(TR)의 자기소거 여부 표시를 제공하는 전압(Vl)을 수신하기 위한 보조 권선(LA)에 연결된 자기소거 검출 회로(DMG)를 포함한다. 자기소거 검출 회로(DMG)는 도 3에 도시된 것과 동일한 방법으로, 저항(R3) 및 비교기(CP2)를 포함하여 구성될 수 있다. 논리회로 AND(A1)는 자기소거 검출 회로(DMG)의 출력에 연결된 제 1 입력부, 전압 제어 오실레이터(VCO)의 출력에 연결된 제 2 입력부, 및 SRFF(SR)의 셋 입력(S)에 연결된 출력부를 포함한다. SRFF(SR)의 출력(Q)은 구동 회로(DR)를 거쳐 스위치(S1)의 제어 전극에 연결된다.

피드백 회로(MC)는 출력 전압(Vo)의 값을 나타내는 피드백 전압(Vfb)을 공급하기 위한 출력 전압(Vo)을 수신하는 회로(FBC)를 포함한다. 상기 회로(FBC)는 광커플러(optocoupler)나 전력 공급기의 1차 및 2차측 사이의 차이를 브릿징하기(bridge) 위한 펄스 변압기(pulse transformer)와 같은 소자를 포함할 수 있다. OP앰프 또는 오차 증폭기(OA1)는 피드백 전압(Vfb)과 출력에서 전력 공급기가 공급하는 출력 전력을 나타내는 오차 신호를 공급하기 위한 기준 전압(Vref1)을 수신한다. 스위치(S2)는 OP앰프(OA1)의 출력과 연결된 단자(Ta), 기준 전압(Vref2)을 수신하는 단자(Tb), 및 비교기(CP)의 반전 입력과 연결된 단자(Tc)를 갖는다. 스위치 제어 회로(SC)는 출력 전력이(그리고 이로 인한 1차 전류의 피크값이) 미리 결정된 값보다 높을 때 단자(Ta)와 단자(Tb)를 상호 접속하고, 출력 전력이 Vref2에 의해 결정되는 미리 결정된 값보다 낮을 때 단자(Tb)와 단자(Tc)를 상호 접속하기 위하여 스위치(S2)를 제어하는 측정치(Mv)를 수신한다. 비교기(CP)는 측정치(Mv)를 수신하기 위한 입력부, 및 SSRF(SR)의 리셋 입력과 연결된 출력부를 더 가진다. 전압 제어 오실레이터(voltage-controlled oscillator; VCO)의 출력 주파수는 OP앰프(OA1)에 의해 공급된 오차 신호에 의해 제어된다. 기준값 발생기(RG)는 기준 전압(Vref1, Vref2)를 발생시킨다.

결과적으로, 도 3에 도시된 회로에서와 유사하게, 상기 비교기(CP)는 스위치(S2)를 거쳐 (i)전환방식 전력 공급기가 제 1 제어 모드일 때 고정된 기준 전압(Vref2)과, (ii)전환방식 전력 공급기가 제 2 제어 모드일 때 오차 증폭기(OA1)의 출력과 연결되는 반전 입력을 갖는다.

SRFF(SR)의 리셋은 도 3에서 도시된 전환방식 전력 공급기에 관해 설명한 것과 동일한 방법으로 기능한다. 도 3에 도시한 회로와 주요 차이점은 오차 증폭기(OA1)가 스위치(S1)가 전압 제어 오실레이터(VCO)의 주파수를 제어함에 의해 닫힐 때 SRFF(SR)의 셋 시점을 제어한다는 것이다.

상기 서술한 실시예는 본 발명을 제한하기보다는 예시하고 있으며, 해당 기술의 당업자들은 첨부된 청구항의 범위에서 벗어나지 않고 많은 대체적인 실시예를 설계할수 있음을 유의해야 한다. 예를 들어, 1차 권선에서의 전류(Ip)는 변압기를 가지고 측정될 수도 있으며, 반면에 닫힌 상태에서 스위치(S1)가, 예컨대 상기 스위치(S1)가 전계 효과 트랜지스터이고, 실질적으로 일정한 임피던스를 가지고 있을 때 스위치(S1)에 걸리는 전압을 측정할 수도 있다. 상기 다중모드 전환방식 전력 공급기는 상기 언급된 두 가지 모드보다 많은 모드를, 예컨대 극도로 낮은 또는 높은 출력 전력에 대하여, 더 가질 수도 있다. 청구항에 있어, 괄호안의 어떠한 참조 기호들도 청구 범위의 제한을 구성하지 않는다. 용어 "포함하는(comprising)" 및 이의 활용형은 청구항에 나열된 것과 다른 요소들 및 단계들의 존재를 제외시키는 것이 아니다. 본 발명은 몇 가지 다른 요소를 포함하는 하드웨어의 수단과, 적절히 프로그램된 컴퓨터에 의해 실시될 수 있다. 몇 가지 수단을 나열하는 장치 청구항에 있어서, 이러한 수단의 몇몇은 하나 및 동일한 하드웨어의 아이템에 의해 구현될 수도 있다.

상기 서술한 본 발명에 따른 다중모드 전환방식 전력 공급기는 모드 전환에 있어 인덕터 전류 피크값의 점프 현상이 없도록 제어함에 의해 낮은 출력 전력에서 높은 효율을 유지하면서 모드 전환에 의해 발생하는 출력 전압을 안정화할 수 있다.

Claims

전력 공급기에 의해 공급된 출력 전력이 미리 결정된 값보다 낮을 때 제 1 제어 모드에서 동작하고, 상기 출력 전력이 상기 미리 결정된 값보다 높을 때 제 2 제어 모드에서 동작하기 위한 다중모드 전환방식 전력 공급기(multimode switched-mode power supply)로서,

- 스위치(S1)와 인덕터(L;Lp)의 직렬 배열로서, 상기 직렬 배열은 DC 입력 전압(Vin)을 수신하도록 연결되는, 상기 직렬 배열; 및

- 상기 인덕터(L;Lp) 내에 인덕터 전류(Ip)를 발생시키기 위해 상기 스위치(S1)의 온 또는 오프 시간들을 주기적으로 제어하기 위한 제어 회로(CC)를 포함하는, 상기 다중모드 전환방식 전력 공급기에 있어서,

상기 제어 회로(CC)는 제 1 제어 모드에서, 상기 공급된 출력 전력과 무관하게 상기 인덕터 전류(Ip)의 피크값을 일정하도록 제어하는 수단(CP,MC)을 더 포함하고, 상기 일정한 피크값은 상기 제 2 제어 모드가 상기 제 1 제어 모드로 바뀌는 순간의 상기 인덕터 전류(Ip)의 피크값과 동일한 것을 특징으로 하는, 다중모드 전환방식 전력 공급기.
제 1 항에 있어서,

- 상기 다중모드 전환방식 전력 공급기는 DC 출력 전압(Vo)을 발생시키기 위해 상기 인덕터(L;Lp)에 연결된 정류기(D;D1)를 더 포함하고,

- 상기 제어 회로(CC)는 상기 인덕터 전류(Ip)의 값(Mv)을 측정하기 위한 전류 측정 수단(CM)을 포함하고,

상기 제어 수단(CP,MC)은:

- 상기 측정값(Mv)을 기준값(Vref)과 비교하는 비교기(CP); 및

- 상기 제 2 제어 모드 동안, 상기 기준값(Vref)을 출력 전압(Vo)에 따라 변화시키고, 상기 제 1 제어 모드 동안, 고정된 기준값(Vref)을 발생시키기 위해 상기 출력 전압(Vo)을 수신하는 수단(MC)으로서, 상기 고정된 기준값은 상기 제 2 제어 모드가 상기 제 1 제어 모드로 바뀌는 순간의 상기 기준값(Vref)과 동일한, 상기 수신 수단(MC)을 포함하고,

- 상기 제어 회로(CC)는 상기 측정값(Mv)이 상기 기준값(Vref)과 교차할 때 상기 스위치(S1)를 스위칭 오프시키기 위해 상기 스위치(S1)의 제어 단자에 제어신호(Cs)를 공급하는 수단(DC)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 다중모드 전환방식 전력 공급기.
제 2 항에 있어서,

상기 제어신호(Cs)를 공급하는 수단(DC)은 상기 비교기(CP)의 출력과 연결되는 리셋 입력(R), 및 상기 스위치(S1)의 제어 단자에 연결된 비반전 출력(Q)을 갖는 셋-리셋 플립플롭(SR)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 다중모드 전환방식 전력 공급기.
제 1 항에 있어서,

상기 인덕터(L)는 1차 권선(LP)과 2차 권선(LS)을 포함하는 변압기(TR)이고, 상기 인덕턴스(L)를 통해 흐르는 상기 인덕터 전류(Ip)는 상기 1차 권선(LP)을 통해 흐르는 1차 전류(Ip)인 것을 특징으로 하는, 다중모드 전환방식 전력 공급기.
전력 공급기에 의해 공급된 출력 전력이 미리 결정된 값보다 낮을 때 제 1 제어 모드에서 동작하고, 상기 출력 전력이 상기 미리 결정된 값보다 높을 때 제 2 제어 모드에서 동작하기 위한 다중모드 전환방식 전력 공급기에서의 사용을 위한 제어 회로(CC)로서,

상기 전력 공급기는, 스위치(S1)와 인덕터(L;Lp)의 직렬 배열로서, DC 입력 전압(Vin)을 수신하도록 연결된 상기 직렬 배열과, 출력 전압(Vo)을 공급하기 위해 상기 인덕터(L;Lp)와 연결된 정류기(D;D1)을 포함하고,

상기 제어 회로는(CC)는 상기 인덕터(L;Lp) 내에 인덕터 전류(Ip)를 발생시키기 위해 상기 스위치(S1)의 온 또는 오프 시간들을 주기적으로 제어하도록 구성되는, 상기 제어 회로(CC)에 있어서,

상기 제어 회로(CC)가 제 1 제어 모드에서, 상기 공급된 출력 전력과 무관하게 상기 인덕터 전류(Ip)의 피크값이 일정하도록 제어하는 수단(CP, MC)을 포함하며, 상기 일정한 피크값은 상기 제 2 제어 모드가 상기 제 1 제어 모드로 바뀌는 순간의 상기 인덕터 전류(Ip)의 피크값과 동일한 것을 특징으로 하는, 제어 회로(CC).
제 5 항에 있어서,

상기 제어 수단(CP, MC)은:

- 상기 인덕터 전류(Ip)를 나타내는 측정값(Mv)을 기준값(Vref)과 비교하기 위한 비교기(CP);

- 상기 제 2 제어 모드 동안, 상기 기준값(Vref)을 출력 전압(Vo)에 따라 변화시키고, 상기 제 1 제어 모드 동안, 고정된 기준값(Vref)을 발생시키기 위해 상기 출력 전압(Vo)을 수신하는 수단(MC)으로서, 상기 고정된 기준값(Vref)은 상기 제 2 제어 모드가 상기 제 1 제어 모드로 바뀌는 순간의 상기 기준 레벨값(Vref)과 동일한, 상기 수신 수단(MC); 및

- 상기 측정값(Mv)이 상기 기준값(Vref)과 교차할 때 상기 스위치(S1)를 스위칭 오프시키기 위해 상기 스위치(S1)의 제어 단자에 제어신호(Cs)를 공급하는 수단(DC)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 제어 회로(CC).
제 1 항에 있어서,

상기 제어 회로(CC)는 상기 스위치(S1)의 온 및 오프 시간을 주기적으로 제어하도록 구성되는 것을 특징으로 하는, 다중모드 전환방식 전력 공급기.