KR100564928B1 - 전송선로형 컴포넌트 - Google Patents

Abstract

전도성재료로 만들어진 내부도전체의 표면을 덮기 위해 고유전율절연재를 개재하여 내부도전체보다 직경이 크며 전도성재료로 만들어진 원통형의 외부도전체를 동축으로 배치하는 것에 의해 매우 낮은 특성임피던스를 가지는 동축선로가 형성되는 구성의 전송선로형컴포넌트(1 또는 1')는 인쇄회로기판의 직류전원에 접속된 전원공급선(8) 및 접지선(9)과 LSI(6)의 전원포트 사이에 직렬로 삽입되고, 이에 의해 LSI(6)로부터 발생된 거의 모든 고주파전원전류는 LSI(6)의 전원포트에 의해 반사되고, 컴포넌트(1 또는 1')에 침입한 일부의 고주파전원전류는 유전체손실에 의해 소비되고 외부전원공급선(8)에 도달하지 않는다.

전송선로형 컴포넌트,

Description

전송선로형 컴포넌트{Transmission line type components}

본 발명은 주로 반도체스위칭회로에서의 고주파감결합기(감결합컴포넌트, 즉 소위 감결합기)로서 적절한 전자부품이고 고속ㆍ고주파 회로소자들을 탑재한 디지털인쇄회로기판 또는 반도체패키지의 전원공급선으로서 탑재된 전송선로형 컴포넌트에 관한 것이다.

알려진 바와 같이, 종래 예컨대, LSI(Large-Scale Integrated circuit)에 의해 대표되는 고속ㆍ고주파회로소자들을 탑재한 인쇄회로기판들은 회로기판으로부터 발생된 전자기노이즈가 전자간섭 또는 EMI(Electromagnetic Interference)를 일으키고, 이것이 기판을 탑재한 전자기기 또는 다른 전자기기에서 오동작을 일으킨다는 문제를 가지고 있었다.

전자기노이즈가 발생되는 특히 큰 부분은 공통모드라고 불리며 기준전위로서 소용되는 대지면 또는 접지면을 기초로 발생되는 고주파원에 의해 일어나는 공통모드노이즈라 불리는 전자기노이즈이다. 공통모드노이즈는 많은 추정되는 이유들 때문에 발생된다. 게다가, 공통모드노이즈를 발생시키는 메커니즘이 복잡하고, 발생원인에 가까운 부분에서의 유효한 대책을 세우는 것이 어렵다. 일반적으로 공통모드노이즈의 주전파선로 또는 방사안테나로 소용되는 케이블에 대해 누설방지대책 또는 방사방지대책이 만들어진다.

반면, 최근 연구들은 공통모드노이즈의 주요원인들 중의 하나가 인쇄회로기판에 탑재된 고속ㆍ고주파회로소자의 고주파전원전류라는 것을 밝히고 있다. 또한 이런 고속ㆍ고주파회로소자의 고주파전원전류에 의해 일어나는 EMI를 억제하기 위한 효과를 얻기 위한 기술들이 개발되고 있다. 알려진 기술들의 예들로는 일본공개특허공보 평9-139573호에 개시된 다층인쇄기판과 일본공개특허공보 평11-40915호에 개시된 인쇄배선판이 있다.

이 기술들에서, 인쇄회로기판에 탑재된 고속ㆍ고주파회로소자를 위한 직류전원공급은 중간에 고주파모드에서 고임피던스를 가진 인덕터가 삽입된 선로 또는 중간에 고특성임피던스와 자성체가 삽입된 선로(이하에서는 디커플링인덕터라 함)를 통해 행해지고 따라서, 커패시터(이하에서는 바이패스커패시터라 함)는 고속ㆍ고주파회로소자의 전원공급선 및 접지선 사이에 연결되어 고속ㆍ고주파회로소자에서 고속, 고주파동작을 원활하게 수행하고, 그 사이, 동작에 따라 발생된 고주파전원전류가 회로기판전체에 확산되는 것을 방지한다.

도 10은 EMI억제효과를 가진 종래의 디커플링회로(일본공개특허공보 평9-139573호에 개시된 EMI억제효과의 기술적인 원리를 나타내는 등가회로)의 기본구성을 보여준다.

이 디커플링회로에서, 입력측 및 출력측이 전원공급선(8)과 접지선(9)을 통해 각각 직류전원(10)에 접속된 LSI(6)에 있어서, 코일(L)로 만들어진 디커플링인덕터(22)는 전원공급선(8)에 삽입된다. 더욱이, 정전용량(C)을 가진 바이패스커패 시터(19)는 전원공급선(8)과 접지선(9) 사이에 삽입되어 전원공급회로를 구성한다.

이런 디커플링회로(전원공급회로)를 구비한 고주파전원공급회로에 대한 상술한 대책은 기술적 관점에서 적당하다. 그러나 실용적으로 고속ㆍ고주파회로소자의 고속, 고주파동작에 따라 실질적으로 발생되는 고주파전원전류는 고려되지 않는다(고주파전원전류의 발생 또는 이것을 억제하기 위한 기술은 전혀 개시되지 않았다). 대책을 실시하기 위해서, 디커플링인덕터와 바이패스커패시터의 파라미터들은 각 LSI를 위해 설계되어야 한다. 더욱이, 상업적으로 유용한 커패시터는 LSI의 속도의 증가를 따르는 특성을 가지고 있지 않기 때문에 거의 적용될 수 없다.

한편 많은 문제들이 있음에도 불구하고, 디지털회로들의 동작속도를 증가시키기 위한 필요때문에 이런 전원공급회로들을 위해, 고주파전원전류에 대한 대책들로 당분간 사용될 수 있고, 상술한 디커플링회로(전원회로)를 대신해 상대적으로 쉽게 실행할 수 있는 기술들의 연구 및 개발이 진행되고 있다. 이런 기술과 관련된 것으로 생각되는 알려진 기술의 예는 일본특허출원 평11-229525호에 제안된 직류전원공급선로를 구비하고 고유전율절연재를 내장한 다층인쇄회로기판이다.

이 기술에서, 인쇄회로기판에 탑재된 LSI와 같은 고속ㆍ고주파회로소자를 위한, 이상적인 전원형태인 넓은 주파수대에 대해 내부임피던스가 충분히 작은 값을 가진 직류전원이 각각의 고속ㆍ고주파회로소자를 위해 마련되어 고속ㆍ고주파회로소자의 고속, 고주파동작에 따라 발생된 고주파전원전류가 원활히 흘러 결과적으로, 신호파형의 일그러짐이 억제될 수 있다. 게다가, 전압이 직류전원의 공유에 의해 안정화되어 고속ㆍ고주파회로소자들 사이의 간섭을 제거한다.

도 11은 EMI억제효과를 가진, 고유전율절연재를 내장하고 직류전원공급선을 가진 종래의 다층인쇄회로기판의 요부(일본특허출원 평11-229525호에서 제안된 인쇄회로기판)의 구성에 대한 평면도이다.

고유전율절연재를 내장한 이 다층인쇄회로기판에서는, 7개의 LSI들(6h 내지 6n)이 다른 도전체패턴들에 의해 형성된 7개의 전원공급선들(8o 내지 8u)을 통해 모퉁이 부분에 마련된 하나의 직류전원(10)에 접속된다. 게다가, 표면실장되고 접지된 7개의 바이패스커패시터들(19a 내지 19g)은 LSI들(6h 내지 6n)에 각각 연결된다.

도 12는 고유전율절연재를 내장하는 다층인쇄회로기판의 요부의 기본구조를 보여주는 측단면도이다.

고유전율절연재를 내장한 이 다층인쇄회로기판은 전원공급선(8)을 구성하는 전원공급층이 고유전율절연재들(4)에 의한 고유전율절연층들을 개재하여 접지선들(9)을 구성하는 접지면층들에 의해 양측으로부터 끼워지고 이 부분은 프리프레그(prepreg) 절연층들(21)을 매개하여 신호층들(20)에 의해 양측으로부터 끼워지는 구성을 가진다. 이 구조 때문에, 낮은 임피던스를 가진 선로구조가 구현된다.

고유전율절연재를 내장한 이 다층인쇄회로기판에서도, 고속ㆍ고주파회로소자의 고속, 고주파동작에 따라 발생되는 고주파전원전류 또는 이것을 억제하기 위한 기술은 개시되지 않는다. 게다가, 디커플링인덕터와 바이패스커패시터의 고주파특성은 불충분하다고 여겨진다. 그럼에도 불구하고, 고유전율절연재를 내장한 다층인쇄회로기판은 고주파전원전류의 영향을 피하기 위해 쉽게 실용적으로 사용될 수 있다. 특징적인 특성으로서, 고유전율절연재를 내장한 다층인쇄회로기판은 LSI들(6h 내지 6n)의 형태나 사용조건들에 크게 의존하지 않고 LSI들(6h 내지 6n)의 고속, 고주파동작을 가능하게 하는 전원공급선들(8o 내지 8u)을 가진다.

EMI억제효과를 가진 상술된 디커플링회로 또는 고유전율절연재를 내장한 다층인쇄회로기판에서, 디커플링회로에 도입된 바이패스커패시터는 LSI와 같은 고속ㆍ고주파회로소자의 속도와 주파수의 증가와 비교될 때 재료기술과 구조기술의 향상이 상당히 지연되기 때문에 특성에 문제를 가진다. 고유전율절연재를 내장한 다층인쇄회로기판에 사용되는 고유전율절연재료는 주로 글래스에폭시수지를 포함하는 기존의 인쇄회로기판의 프리프레그절연재료와 달리 부분적으로 사용되어야 한다. 현재의 인쇄회로기판제조공정은 크게 변해야만 하고 실용화를 위해 상당히 오랜 시간이 필요하다. 즉, 어떠한 기술도 고속ㆍ고주파회로소자의 고속, 고주파동작모드에서 발생되는 고주파전원전류의 영향을 쉽고 적절하게 피할 수 없다.

바이패스커패시터의 특성적인 문제는 상세하게 설명될 것이다. 예를 들어, 최근 개인용 컴퓨터에서 사용되는 CPU의 스위칭주파수는 1㎓ 이상으로 높다. 이런 고속스위칭을 가능하게 하는 LSI의 전원전류는 수 ㎓ 이상의 고차고조파를 포함한다. 그러나, 현재 커패시터기술에서 바이패스커패시터로서 종종 사용되는 0.1㎌ 정도의 커패시터의 공진주파수는 수십 ㎒이하이다. 게다가, 커패시터의 전극패턴 또는 리드선에 의한 인덕턴스성분들은 용량성분에 직렬로 존재한다(커패시터가 등가직렬인덕턴스 ESL을 가짐). 이런 이유들 때문에, 커패시턴스와 관계를 기초로 결정되는 직렬공진주파수 이상의 주파수 즉, 수십 ㎒이상의 주파수에서 인덕터로 행동 하여 기본성능이 손상된다. 장래 디지털회로들의 속도향상을 가능하게 하기 위해 주파수를 향상시키고 넓은 주파수대의 임피던스를 감소시키는 것이 바이패스커패시터를 위해 필수적이다. 그러나, 공진주파수가 ㎓를 초과하고 낮은 임피던스가 넓은 주파수대역에서 나타나는 것을 특징으로 하는 고용량 소형바이패스커패시터가 실용제품으로 개발될 것이고 매우 낮은 가능성에서 상업적으로 이용될 수 있을 것이다.

본 발명은 이런 문제들을 해결하기 위해 만들어지고 고속ㆍ고주파회로소자의 고속, 고주파동작에 의해 발생되는 고주파전원전류의 영향을 쉽고 믿을 수 있게 회피할 수 있는 전송선로형컴포넌트를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.

반도체 LSI의 고주파수전원전류에 의한 공통모드노이즈의 발생을 억제할 수 있는 EMI억제효과를 가지는 직류전원공급선로구조를 가지는 전송선로형컴포넌트를 제공하는 것이 본 발명의 다른 기술적 과제이다.

본 발명에 따르면, 전도성 재료로부터 형성되고 한 축방향으로 연장되는 내부도전체의 표면을 덮기 위해 절연재를 매개하여 원주 또는 원통형의 내부도전체의 직경 보다 큰 직경을 가지고 전도성재료로 형성되는 원통형의 외부도전체를 동축으로 배선하는 것에 의해 동축선로가 구성되고 동축선로의 특성임피던스가 100mΩ이하의 작은 값을 가지는 전송선로형컴포넌트가 제공된다.

본 발명에 따르면, 상기 전송선로형컴포넌트에서, 내부도전체는 절연재로 덮이는 부분인 제1부분, 절연재의 단부를 덮는 제2부분 및 외부도전체의 직경과 동일한 직경을 가지면서 제2부분으로부터 외부도전체의 측면에 가깝게 되도록 연장되는 제3부분을 일체적으로 형성하는 것에 의해 구성된다.

본 발명에 따르면, 상기 전송선로형컴포넌트들 중의 어느 하나에서, 외부도전체의 표면에 대향하는 국소부분들은, 표면적을 크게 하기 위해서 전류전파의 일정한 연속성을 유지하는 모양으로 요철화처리(凹凸化處理)(3차원 패턴형성공정)가 실행된 전송선로형컴포넌트가 얻어진다.

본 발명에 따르면, 상기 전송선로형컴포넌트에서, 외부도전체의 표면에 대향하는 국소부분들은, 요철화처리(3차원의 패턴형성공정)에 의해 형성된 오목부에 절연재가 노출되는 전송선로형컴포넌트가 얻어진다.

본 발명에 따르면, 상기 전송선로형컴포넌트에서, 외부도전체의 표면에 대향하는 국소부분들은 전극단자들로 제공된다.

본 발명에 따르면, 상기 전송선로형컴포넌트들 중의 어느 하나에서 절연재가 얇은 중간층으로 구성된다. 이런 전송선로형컴포넌트에서, 바람직하게는 절연재는 넓은 주파수대역에서 고유전률을 나타내고 1㎒의 주파수에서 100이상의 비유전률을 가진다.

본 발명에 따르면, 상기 전송선로형컴포넌트들 중의 어느 하나에서, 절연재는 넓은 주파수대역에서 큰 유전체손실을 나타낸다. 이 전송선로형컴포넌트에서, 절연재를 위해 바람직하게는 사용주파수에 대한 전송손실의 특성의 구배를 표시하는 tanδ가 1%이상이 된다.

본 발명에 따르면, 상기 전송선로형컴포넌트들 중 어느 하나에 있어서, 동축에 배선된 내부도전체 및 외부도전체의 유전체에 의해 파장압축효과를 고려한 등가 길이는 인가된 전자파의 파장의 1/4 보다 충분히 크다.

본 발명에 따르면, 상기 전송선로형컴포넌트 중의 어느 하나에 있어서, 동축에 배선된 내부도전체 및 외부도전체의 전기저항값은 반도체스위칭회로에 공급되는 직류전원전류가 충분히 공급될 수 있는 100mΩ이하이다.

본 발명에 따르면, 상기 전송선로형컴포넌트 중의 어느 하나에 있어서, 전송선로형컴포넌트는 반도체스위칭회로의 직류전원분배회로에 결합된 고주파감결합기로 사용된다.

본 발명에 따르면, 상기 전송선로형컴포넌트 중의 어느 하나에 있어서, 전송선로형컴포넌트는 인쇄회로기판의 전원공급선에 직렬로 삽입된다.

도 1은 본 발명의 일실시예 따른 전송선로형컴포넌트의 기본구성을 도시하고 도 1a는 외관의 사시도에 관한 것이고, 도 1b는 측단면도에 관한 것이며, 도 1c는 도 1b의 선 A-A'에 따른 단면에 평행한 단면도에 관한 것이다.

도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 전송선로형컴포넌트의 기본구성을 도시하고, 도 2a는 외관의 사시도에 관한 것이며, 도 2b는 측면도에 관한 것이고, 도 2c는 도 2b의 선 A-A'에 따른 단면에 평행한 단면도에 관한 것이다.

도 3은 도 1 또는 도 2에 도시된 전송선로형컴포넌트를 제작하기 위해 적용되는 종래의 원통형 커패시터의 외관을 도시하고, 도 3a는 측면도에 관한 것이며, 도 3b는 단면방향에서의 평면도에 관한 것이다.

도 4는 도 1 또는 도 2에 도시된 전송선로형컴포넌트를 인쇄회로기판에 탑재 하여 구성된 EMI억제효과를 가진 디커플링회로의 등가회로도이다.

도 5는 도 1 및 도 2에 도시된 전송선로형컴포넌트들 중의 어느 하나가 선택되어 LSI들이 탑재된 다층인쇄회로기판에 탑재되고 전원공급선들을 사용하여 배선접속이 행해진 경우 전원층부분의 배선구조요부의 예를 도시하는 평면도이다.

도 6은 도 1 및 도 2에 도시된 전송선로형컴포넌트들 중의 어느 하나가 선택되어 LSI들이 탑재된 다층인쇄회로기판에 탑재되고 전원공급선들을 사용하여 배선접속이 행해진 경우 전원층부분의 배선구조요부의 다른 예를 도시하는 평면도이다.

도 7은 도 2에 도시된 전송선로형컴포넌트가 반도체패키지에 탑재된 상태를 도시하고, 도 7a는 상부측으로부터의 평면도에 관한 것이며, 도 7b는 발췌된 부분(요부)를 도시하기 위해 도 7a의 선 A-A'에 따른 측면도에 관한 것이다.

도 8은 다른 비유전률을 가진 재료들을 사용하여 마련된 도 2에 도시된 전송선로형컴포넌트의 3개의 시작품들의 전송특성을 다른 정전용량을 가지고 종래의 바이패스커패시터들로 사용되는 2개의 적층칩커패시터들의 전송특성들과 비교해 얻어지는 주파수와 전송손실 사이의 관계를 도시한다.

도 9는 전체 길이를 감소시켜 마련된 도 2에 도시된 전송선로형컴포넌트의 시작품의 전송특성을 상기 시작품의 비유전률과 동일한 비유전률과 도 8에 도시된 전 길이와 동일한 길이를 가진 시작품의 전송특성 및 100,000pF의 정전용량을 가지고 종래 바이패스커패시터로 사용되는 적층칩커패시터의 전송특성과 비교하여 얻어진 주파수와 전송손실 사이의 관계를 도시하는 그래프이다.

도 10은 EMI억제효과를 가지는 종래의 디커플링회로의 기본구성을 도시하는 회로도이다.

도 11은 EMI억제효과를 가진 직류전원공급선로를 가지고 고유전율절연재를 내장한 종래의 다층인쇄회로기판의 요부의 구성을 도시하는 평면도이다.

도 12는 도 11에 도시된 고유전율절연재를 내장한 다층인쇄회로기판의 요부의 기본구조를 도시하는 측단면도이다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여, 본원발명에 의한 전송선로형 컴포넌트(transmission line type component)을 실시예들을 기초로해서 아래에 구체적으로 설명한다.

도 1은, 본원발명의 실시예에 따른 전송선로형 컴포넌트(1)의 기본구조를 나타낸 것으로서, 도 1a는 외관의 사시도, 도 1b는 측면도 및 도 1c는 도 1b에서 A - A'선방향에 따른 단면과 평행한 단면도에 관한 것이다.

인쇄회로기판위에 탑재된 전송선로형 컴포넌트(1)은 반도체스위칭회로의 직류전원분배회로에 결합되는 고주파감결합기(high-frequency decouling device), 즉 디커플러(decoupler)로서 사용되는데 적합하다. 동축선로는, 전도성재료로 이루어지고 한 축방향으로 연장되어 원통형의 내부도전체로서 역할을 하는 신호도전체(2)와, 전도성재료로 이루어지고 고유전율 절연재(4)를 그 사이에 끼워서 신호도전체(2)의 표면을 덮도록 그 직경이 신호도전체(2)의 직경보다 큰, 원통형의 외부도전체로서 역할을 하는 동축방향으로 배치된 접지도전체(3)를 형성함으로써 형성된다. 동축선로의 특성임피던스는 100mΩ 또는 그 이하의 작은 값을 갖는다.

신호도전체(2)는, 고유전율 절연재(4)에 의해 덮여지는 제1부분과, 고유전율 절연재(4)의 끝부분을 덮으면서 제1부분으로부터 연장된 제2부분, 및 제2부분으로부터 접지도전체(3)근처까지 연장되며 접지도전체(3)의 직경과 같은 크기의 직경을 가진 제3부분들을 일체로 형성함으로써 구성된다. 외부에 노출되어 있는 신호도전체(2)와 접지도전체(3)의 도전체부분들이 외관구조의 관점에서 외부도전체로 간주되면, 세부분들, 즉 접지도전체(3) 및 신호도전체(2)의 제2 및 제3부분들이 외부도전체로 간주된다. 이 경우, 전송선로형 컴포넌트는 외부도전체들 중 신호도전체(2)의 제2부분은 내부도전체로서 역할을 하는 제1부분에 전기적으로 접속된 구조로 설명될 수도 있다.

전술한 바와 같이, 외부도전체가 인쇄회로기판에 탑재되는 전극을 형성하도록 세 부분들로 분리되고, 외부도전체들의 양끝부분들은 내부도전체와 전기적으로 연결되는 경우, 이 구조는 고주파감결합기(디커플러)로서 인쇄회로기판의 반도체스위칭회로의 직류전원분배회로에 직렬연결하는 것이 쉬워진다.

아무튼, 전송선로형 컴포넌트(1)에서, 접지도전체(3)의 표면에 대향하는 국소부분에는 표면적을 증가시키기 위해 전류전파의 일정한 연속성이 유지되는 형상으로 요철화처리(3차원패턴형성방법)가 실시되어 형성된 오목부에 고유전율 절연재(4)가 노출되어 있고, 이에 의해, 인쇄회로기판상에 탑재되기 위한 전극인 전극단자들(5)이 형성된다.

전술한 바와 같이, 접지도전체(3)의 표면적을 증가시키면 그 결과로 동축선로의 길이도 늘어난다. 그러므로, 전송선로형 컴포넌트에서의 전류전파의 균일한 연속성은 유지된다. 요철화처리(3차원패턴형성방법)는 에칭(etching) 또는 기타 방법으로 실행된다. 여기서, 전류전파의 균일한 연속성이란, 요철화처리(3차원패턴형성방법)에 의해 전파경로에서의 반사를 막을 수 있기 때문에, 정해진 모드로 전류가 전파된다는 것을 의미한다.

또한, 고유전율 절연재(4)은 충분히 얇은 중간층으로서 형성되어, 넓은 주파수대역에서 높은 유전율과 큰 유전체손실(dielectric loss)을 나타낸다. 1Mhz 주파수에서의 비유전율은 100이상이 되고, 사용주파수에 대한 전송손실특성에서의 경사도(구배)를 나타내는 tanδ는 1% 이상이 된다.

이러한 방법으로, 넓은 주파수대역에서 높은 유전율과 큰 유전체손실을 나타내도록 고유전율 절연재(4)을 얇게 만들어 전원공급선의 특성임피던스를 줄이면, 전송선로의 특성임피던스는 더 작아질 수 있다. 따라서, 전송선로형 컴포넌트의 유전체손실에 의해 반도체스위칭회로부터의 고주파전원전류가 외부로 누설되는 것을 막을 수 있다. 이 경우, 선로사용에 대한 특유의 종단공정이 생략될 수 있다. 게다가, 인쇄회로기판의 직류전원에 대한 전원선의 임피던스가 전송선로형 컴포넌트(1)의 특성임피던스값보다 훨씬 큰 값을 가지도록 설계되는 경우, 고주파전원전류의 투과율이 임피던스의 차이만큼 줄어들 수 있다. 그 결과, 고주파전원전류가 인쇄회로기판상의 다른 회로(LSI) 또는 외부커넥터와 연결되어 연결케이블에 공통모드(common mode)전류로서 누설되는 것을 막을 수가 있다.

동축으로 배치된 신호도전체(2) 및 접지도전체(3)의 유전체에 의한 파장압축효과를 고려한 등가길이는 가해진 전자기파의 파장의 1/4보다 훨씬 크다. 또한, 신호도전체(2) 및 접지도전체(3)에서의 전기저항값은 100mΩ이하이므로, 반도체스위칭회로에 직류전원전류가 충분히 공급될수 있다.

전술한 바와 같이, 신호도전체(2) 및 접지도전체(3)의 유전체에 의한 파장압축효과를 고려한 등가길이는 가해진 전자기파의 파장의 1/4보다 훨씬 크며, 특성임피던스를 넓은 주파수대역에서 100mΩ이하의 충분히 작은 값을 가지도록 설계 되면, 이것은 인쇄회로기판상에 탑재되는 LSI와 같은 고속ㆍ고주파회로소자를 위한 직류전원공급기의 이상적인 형태가 된다.

상기 구조를 갖는 전송선로형 컴포넌트(1)를 인쇄회로기판의 전원선에 직렬로 삽입하는 것이 효과적이다. 그 이유는, 고속ㆍ고주파회로소자인 LSI측의 배선길이가 집중상수(lumped constant)로서 취급되도록 이 배선길이를 고주파전원전류의 파장보다 훨신 적게 설계되지 않을 경우에 전송선로형 컴포넌트(1)가 병렬로 삽입된다면, 여기원(excitation source)으로서의 LSI로부터 발생되는 고주파전원전류의 대부분이 충분히 작은 특성임피던스를 갖는 전송선로 컴포넌트의 LSI측 연결단부에 의해 반사되기 때문이다. 이런 이유로, 고주파전원전류의 대부분이 더 높은 특성임피던스를 갖는 전원선에 흐르게 된다. 한편, 직렬삽입이 전제되는 경우, 전술한 바와 같이, 반도체스위칭회로에 공급되는 직류전원전류가 충분히 공급될 수 있는 신호도전체(2) 및 접지도전체(3)의 전기저항값은 100mΩ이하의 충분히 작은 값을 가져야 한다. 더구나, 전송선로형 컴포넌트(1)가 탑재되는 인쇄회로기판의 전원공급회로는, LSI로부터 전송선로형 컴포넌트(1)의 LSI측 포트까지가 집중상수가 되도록 충분히 짧은 배선에 의해 연결된다. 전송선로형 컴포넌트(1)의 반대측(직류전원공급측)에 있는 포트는 완전 평면구조를 갖고 있다.

이러한 구조는, LSI로부터의 고주파전원전류가 전송선로형 컴포넌트(1)의 LSI측 포트에 의해 반사되지 못하도록 하여 반사된 어떤 성분도 전송선로형 컴포넌트(1)에 들어가지 못하도록 한다는 점에서 의미가 있다. 이 구조는, 전송선로형 컴포넌트(1)에 들어가는 작은 성분이라도 유전체손실에 의해 제거시키는 것과, 전송선로형 컴포넌트(1)의 밖으로 전류가 누설되는 것을 방지하는 것을 목표로 하고 있다. 만약, 전송선로형 컴포넌트(1)의 유전체손실이 불충분하다면, 작은 직류전압강하가 일어나며 직류전원의 수전부로부터 충분히 떨어진 독립된 선로구조를 적당한 규모를 갖는 회로단위 마다 형성하는 것이 바람직하다.

전송선로형 컴포넌트(1)가 낮은 임피던스선로 구조를 가지도록 설계되어야 하는 이유는 다음과 같다. 즉, 인쇄회로기판에 탑재되는 LSI와 같은 고속ㆍ고주파회로소자의 경우, 이상적으로는, 직류전원은 넓은 주파수대역에서 충분히 작은 값의 내부임피던스를 가지며, 이러한 전원공급기는 각각의 고속ㆍ고주파회로소자를 위해 배치된다. 이 구조에서, 고속ㆍ고주파회로소자의 고속ㆍ고주파동작에 의해 발생되는 고주파전원전류는 원할히 공급될 수 있고 그 결과 신호파형의 왜곡은 억제된다. 게다가, 전압은 직류전원의 공유(공용)에 의해 안정화될 수 있어, 고속ㆍ고주파회로소자들간의 간섭을 제거할 수 있다.

독립전원공급기들을 설치하는 것은 실용적이지 못한데, 그 이유는 비용과 장비의 크기 및 고장율 또한 커지기 때문이다. 그래서, 상황이 허락되는 한, 동일한 전압을 인가하기 위한 하나의 전원공급기가 비교적 작은 크기를 갖는 전자기기에서 사용된다. 예를 들면, 인쇄회로기판을 위한 직류전원은 보통 인쇄회로기판과는 별개인 유닛에 의해 발생되어, 고주파수의 고려없이 전선을 통해 공급된다.

전송선로형 컴포넌트(1)가 인쇄회로기판의 전원선에서 직렬로 삽입될 때, 인쇄회로기판에 공급되는 직류전원은 인쇄회로기판에서 거의 이상적인 형태로 고속ㆍ고주파회로소자에 공급될 수 있다.

전술한 전송선로형 컴포넌트(1)에서, 내부도전체 역할을 하는 신호도전체(제1부분)(2)는 원통형 구조를 갖는다고 설명했다. 또한, 제1부분은 원주형(columnar shape)을 가질 수 있다. 위의 설명에서, 전송선로형 컴포넌트(1)는 인쇄회로기판상에 탑재된다. 또는, 더 최소화되어 반도체패키지에서 전원분배회로의 리드위에 탑재될 수도 있다. 이 경우, 고주파전원전류원에 근접한 위치에 컴포넌트를 탑재하여, 더 큰 효과를 기대할 수 있다. 기존의 다층구조가 인쇄회로기판의 전원공급층의 구조에 적용된다면, 위에서 설명했던 인쇄회로기판에 탑재되는 전극구조는 더 간단하게 제조할 수 있게 된다.

도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 전송선로형 컴포넌트(1')의 기본구성을 나타내며, 도 2a는 외관투시도, 도 2b는 측면단면도 그리고, 도 2c는 도 2b에서 A-A'선방향으로 자른 단면에 평행한 단면도에 관한 것이다.

전송선로형 컴포넌트(1')도 반도체패키지상에 탑재될 수 있다. 전송선로형 컴포넌트(1')는 (LSI 등의 전원선 또는 접지선에 직접 연결된) 반도체스위칭회로의 직류전원분배회로에 결합되는 고주파감결합장치(디커플러)로서도 충분히 사용될 수 있다. 동축선로는, 전도성재료로 이루어지고 한 축방향으로 연장되어 원통형의 내부도전체로서 역할을 하는 신호도전체(2')와, 전도성재료로 이루어지고 고유전율 절연재(4')을 개재하여 신호도전체(2')의 표면을 덮도록 그 직경이 상기 신호도전체(2')의 직경보다 큰, 원통형의 외부도전체로서 역할을 하는 동축방향으로 배치된 접지도전체(3')를 형성함으로써 형성된다. 동축선로의 특성임피던스는 100mΩ 이하의 작은 값을 갖는다.

도 1a 내지 도 1c를 참조하여 설명된 전송선로형 컴포넌트(1)의 실시예와 비교해볼 때, 전송선로형 컴포넌트(1')는 외부도전체에 대해 요철화처리(3차원패턴형성방법)을 실행하여 형성되는 전극단자(5)가 없다. 게다가, 외부도전체를 분리하는 대신, 각각의 부분들을 동축선로상에 연속적으로 배치함으로써 간단한 구조가 형성된다.

전송선로형 컴포넌트(1')에서도, 고유전율 절연재(4)는 충분히 얇은 중간층으로 형성되어, 넓은 주파수대역에서 높은 유전율과 큰 유전체손실을 갖고 있다. 1㎒의 주파수에서의 비유전율은 100이상이며, 사용주파수에 대한 전송손실특성에서의 경사도를 나타내는 tanδ은 1%이상이다. 동축으로 배치된 신호도전체(2) 및 접지도전체(3)의 유전체에 의한 파장압축효과를 고려한 등가길이는 가해진 전자기파의 파장의 1/4보다 훨씬 크다. 또한, 반도체스위칭회로에 공급되는 직류전원전류가 충분히 공급될 수 있는 신호도전체(2') 및 접지도전체(3')에서의 전기저항값은 100mΩ이하이다. 전송선로형 컴포넌트(1')에서도 내부도전체로서 역할을 하는 신호도전체(2')는 원통형으로서 설명되어 있다. 이 부분은 원추형으로 형성될 수도 있다.

전술한 전송선로형 컴포넌트(1 또는 1')는 텔레비젼, 튜너들, 샐룰러폰들 등과 같은 고주파응용예들을 위해 사용되는 원통형 커패시터를 만드는 기존의 제조방 법기술로부터 쉽게 제조될 수 있다.

도 3은, 전송선로형 컴포넌트(1 또는 1')의 제작에 적용되는 기존의 원통형 커패시터의 외관을 나타내는 것으로서, 도 3a는 측면도, 도 3b는 단면방향에서 바라본 평면도에 관한 것이다.

이 원통형 커패시터는 전도성재료로 형성되어 한 축방향으로 연장된 원통형 전극단자(18)를 형성하고, 전극단자(18)의 표면의 양단부 및 이 양단부 근방의 외측표면의 국소부분들을 제외한 전체바깥표면에서의 직경보다 큰 직경을 가진 원통형의 수지코트(17)를 동축방향으로 배치함으로써 구성된다. 이 예의 경우, 한 축방향에서의 전극단자의 길이(L)은 약 2.0mm이고, 한 축방향으로 각각의 양측면에 노출되어 있는 전극단자의 폭(W)은 약 0.3mm이며, 수지코드(17)의 직경(φD)은 약 1.25mm이다.

어느 경우에나, 전송선로형 컴포넌트(1 또는 1')는, 도 1a 내지 도 1c 또는 도 2a 내지 도 2c에서 보는 바와 같이, 마이크로파기기와 같은 통신기기에서 사용되는 동축선로구조를 갖고 있다. 따라서, 전송선로로부터의 전기자기장누설은 억제된다.

도 4는, 인쇄회로기판상에 전술한 전송선로형 컴포넌트(1 또는 1')를 탑재하여 구성된 EMI억제효과를 갖는 감결합회로의 등가회로도이다.

이 감결합회로에서, 전송선로형 컴포넌트(1 또는 1')는 인쇄회로기판상에서, LSI(6)의 전원공급포트들과 직류전원공급기(직류원)에 연결된 전원공급선(8) 및 접지선(9)사이에 직렬로 연결된다. 이 구조에서, 고속스위칭동작시에 LSI(6)에 의해 발생되는 대부분의 고주파전원전류는 LSI(6)의 전원공급포트들쪽에서 반사되고, 전송선로형 컴포넌트(1 또는 1')에 들어가는 일부의 고주파전원전류는 유전체손실에 의해 소모되어, 고주파전원전류가 단자커패시터(7)밖의 인쇄회로기판의 전원공급선(8)에 도달하는 것을 방지하는 작용을 수행하게 된다. 하지만, 직류전원공급기(직류원)로부터의 직류전류는 직접 통과하여 LSI(6)에 공급된다.

도 10을 참조하여 설명된, 종래의 감결합기회로에 바이패스커패시터(19)를 탑재할 때, 상기 바이패스커패시터(19)는 전원공급선(8)과 접지선(9)사이에 연결하여 전원공급선(8)과 평행하도록 삽입된다. 전송선로형 컴포넌트(1 또는 1')를 인쇄회로기판상에 탑재할 때에는, 상기 전송선로형 컴포넌트(1 또는 1')는 전원공급선(8)과 접지선(9) 및 LSI(6)의 전원공급포트들사이에 직렬로 삽입된다. 상기 구성에서는, LSI(6) 및 전송선로형 컴포넌트(1)에서의 입력단자의 선로길이를 고주파전류의 파장보다 훨씬 적게하여 선로길이가 집중상수로 다루어지도록 설계되지 않게된 경우라도, 여기원으로서 역할을 하는 LSI(6)로부터의 고주파전원전류의 대부분이 충분히 작은 특성임피던스를 갖는 전송선로형 컴포넌트(1 또는 1')의 LSI(6)측 연결단자에 의해 반사되고, 고주파전원전류의 대부분이 더 큰 특성임피던스를 갖는 전원공급분배선에 흐르는 문제점을 해결할 수 있다.

도 5는, 위에서 설명한 전송선로형 컴포넌트들(1 및 1') 중 하나가 복수개(총 7개)의 전송선로형 컴포넌트들(1a 내지 1g)의 각각으로 선택되어, 복수개(총 7개)의 LSI들(6a 내지 6g)이 탑재된 다층인쇄회로기판상에 탑재되고, 복수개(총 7개)의 전원공급선들(8a 내지 8g)을 사용하여 배선이 이루워질 때, 전원공급층부분 에서의 배선구조의 예를 보여주는 평면도이다.

이 다층인쇄회로기판의 전원공급층에서는, LSI들(6a 내지 6g)의 전원공급원단자들로부터 LSI들(6a 내지 6g)측에 있는 전송선로형 컴포넌트들(1a 내지 1g)의 포트들까지의 부분들은 전원공급선들(8a 내지 8g)을 배치하도록 전선들로서 형성된다. 전송선로형 컴포넌트들(1a 내지 1g)의 반대측인 직류전원(10)측 포트들로부터 직류전원(10)까지는 전원평판(플레인)(8')으로 형성된다.

이 다층인쇄회로기판상에서, LSI들(6a 내지 6g)로부터의 고주파전원전류는, 전송선로형 컴포넌트(1a 내지 1g)에서의 유전체손실에 의해 전적으로 제거되므로, 외부로 누설되지 않게된다.

그러나, 이 구성에서도, 전송선로형 컴포넌트(1a 내지 1g)에서의 유전체손실이 불충분하다면, 작은 고주파전원전류가 전송선로형 컴포넌트들(1a 내지 1g)로부터 누설될 수 있다.

도 6은, 위에서 설명한 전송선로형 컴포넌트들(1 및 1') 중 하나가 복수개(총 7개)의 전송선로형 컴포넌트들(1a 내지 1g)의 각각으로 선택되어 복수개(총 7개)의 LSI들(6a 내지 6g)이 탑재된 다층인쇄회로기판상에 탑재되고, 복수개(총 7개)의 전원공급선들(8a 내지 8g)을 사용하여 배선이 이루어질 때의, 전원공급층부분에서의 배선구조의 다른 예를 보여주는 평면도이다.

다층인쇄회로기판상에서의 전원공급층에서는, 직류전원(10)으로부터 LSI들(6a 내지 6g)측에 있는 전송선로형 컴포넌트들(1a 내지 1g)의 포트들까지의 부분들은 전원공급선들(8a 내지 8g)을 일대일 대응으로 배치하는 배선들로서 형성 된다. 따라서, 분명히, 이상적인 직류전원들(10)이 개별적으로 제공되면서도, 누설되는 고주파전원전류가 다른 회로들(LSIs; 6a 내지 6g)로 전달되는 것을 방지할 수 있게 된다.

도 7은, 위에서 설명한 전송선로형 컴포넌트(1')가 복수개(총 8개)의 전송선로형 컴포넌트들(1h 내지 1o)의 각각으로서 선택되어 반도체패키지에 탑재된 상태를 나타내는 것으로서, 도 7a는 윗쪽으로부터의 평면도, 도 7b는 도 7a에서 A - A'선방향에 따라 요부만을 발췌한 측면단면도에 관한 것이다.

이 반도체패키지에서, 전체 8개의 전송선로형 컴포넌트들(1h 내지 1o)은, 패키지본체의 주변부에 근접하거나 거의 근접하는 총 8개의 부분들에 배치되며 쌍을 이루는 전원단자들(16a)과 접지단자들(16b)에 각각 연결된 전원리드선들과 접지리드선들에 직접 연결된다. 전원리드선들 및 접지리드선들의 끝단부분들에 연결된 복수개의 리드들(15)과, 패키지본체 주변부의 다른부분단자들에 연결된 복수개의 신호리드선들의 끝단부분들은, 복수개의 결합전선(13)을 통해서, 다이패드(14)상에 탑재된 펠릿(11)의 주변부에 배치된 복수개의 결합패드들(12)에 연결된다. 전송선로형 컴포넌트들(1h 내지 1o)은, 고주파전원전류에 대한 대책으로, 고주파전원전류원들에 가까운 위치들에 배치된다.

도 8은, 위에서 상술된 전송선로형 컴포넌트(1')의 전체길이(선로길이)를 약 100mm로 설정하고, 각기 다른 상대유전율들(εr)인 150, 3,500 및 10,000을 갖는 물질들을 사용하여 준비된 3개의 시제품들(prototypes)과 1,000pF 및 100,000pF의 다른 정전용량을 가지며 기존의 바이패스커패시터들로서 사용한 두 개의 적층칩(laminated chip)커패시터들의 전송특성들(소위, S21특성)을 서로 비교해서 얻은, 주파수(㎒)와 전송손실(㏈)간의 관계를 나타낸다. 여기서의 전송특성들은 네트워크분석기(HP8753D)를 사용하여 측정된다.

도 8에서 분명히 나타나듯이, 각 시제품은 각 적층칩커패시터와 비교해서 넓은 주파수대역에서 매우 큰 전송손실을 갖고 있다. 다시 말하면, 저주파수에서 고주파까지의 임피던스가 매우 낮다. 더욱이, 시제품들에서는 상대유전율( εr)이 커질수록 전송손실은 눈에 띄게 커진다. 특히, 상대유전율( εr)이 10,000인 경우, 약 100㎒에서는 임피던스가 3제곱승의 크기만큼 감소한다.

상기 모든 시제품들은 전체길이가 100mm인데, 이들을 인쇄회로기판상에 직접 탑재하는 것은 어렵다. 하지만, 고유전율 절연재(4')의 두께가 감소거나 또는 만족할만한 주파수특성을 갖는 고유전율물질이 전송선로형 컴포넌트(1')의 캐패시턴스를 감소시키기 위해 사용된다면, 동일한 전송특성을 유지하면서 전체길이는 줄어들 수 있다. 여기서의 전송특성은 저주파수에서의 특성을 나타낸다. 전송선로형 컴포넌트(1')이 100㎒이상(적용 주파수의 하한은 수㎒ 내지 100㎒가 된다)의 고속LSI에 양립가능한 컴포넌트로서 정의되고, 고유전율 절연물질의 파장압축효과를 고려하는 경우, 전체길이는 실용적인 길이로 감소될 수 있다.

이런 관점에서, 전체길이가 인쇄회로기판상에 탑재될 수 있는 응용수준에까지 줄여든, 전체길이 5.4mm의 시제품이 준비되었다.

도 9는, 위에서 상술된 전송선로형 컴포넌트(1')의 전체길이(선로길이)를 5.4mm까지 줄이고 상대유전율(εr)을 10,000으로 설정해서 준비된 시제품의 전송특 성(소위, S21특성)을, 100mm의 전체길이(선로길이)와 동일한 상대유전율(εr) 10000을 갖는 도 8에서 나타낸 시제품의 전송특성 및 100000pF의 정전용량을 가지며 기존의 바이패스커패시터들로서 사용한 적층칩(laminated chip)커패시터의 전송특성과 비교해서 얻은, 주파수(㎒)와 전송손실(㏈)사이에서의 관계를 나타낸다. 여기서의 전송특성들도 또한 네트워크분석기(HP8753D)를 사용하여 측정된다.

도 9에서 분명히 나타나듯이, 더 작은 전체길이를 갖는 시제품을 소정의 길이(변하지않는 전체길이)를 가진 시제품과 비교하면, 전체길이(선로길이)가 줄어들수록 유전체손실이 감소하기 때문에 작은 전송손실을 갖는 선로가 형성된다. 하한주파수가 100㎒로 정해진다면, 선로의 특성임피던스는 2제곱승정도의 크기만큼 줄어든다.

여하튼, 위에서 상술된 전송선로형 컴포넌트들(1 및 1')과, 이 전송선로형 컴포넌트가 탑재되는 인쇄회로기판 또는 반도체패키지가 위에서 설명한 구성들을 갖고 있다면, 이상적인 직류전원들은 분명히 LSI와 같은 고속ㆍ고주파회로소자에 개별적으로 제공되어질 수 있다. 이런 이유로, 고속스위칭동작시에 고속ㆍ고주파회로소자로부터 발생되는 고주파전원전류가 전송선로형 컴포넌트(1 또는 1')에서의 유전체손실에 의해 제거될 수 있고, 그래서 전원선(8)과 신호선 사이의 전자기결합을 억제하고, 인쇄회로기판의 전원선(8)으로부터 장치(device)의 전원케이블로 고주파전원전류가 누설되는 것을 억제할 수 있다. 따라서, 인쇄회로기판상에 탑재된 고속ㆍ고주파회로소자의 고속ㆍ고주파동작을 촉진하면서, 디지털장치를 대표하는 고속ㆍ고주파전자장치로부터 전기전자방사를 억누름으로써, 충분한 EMI억제효과가 확실히 보장된다. 게다가, 외부 전기 또는 전기전자방해에 대한 내구성을 증가시킬 수 있다.

이상 설명한 바와 같이 위에서 설명한 실시예들에 따르면, 전도성재료로 이루워지고 그 직경은 내부연결부의 직경보다 큰 원통형의 외부도전체가 고유전율 절연물질을 개재하여 전도성재료로 이루워진 내부도전체의 표면을 덮으면서 동축방향으로 배치되면 매우 낮은 특성임피던스를 갖는 동축선로가 만들어진다. 이 선로를 인쇄회로기판의 전원공급선과 LSI같은 고속ㆍ고주파회로소자의 전원포트사이에 직렬로 삽입하면, 직류전원은 낮은 임피던스를 갖는 독립전원들처럼, 인쇄회로기판상에 탑재된 각각의 고속ㆍ고주파회로소자에 개별적으로 제공할 수 있게 된다. 게다가, 고속스위칭동작에 의해 고속ㆍ고주파회로소자로부터 발생되는 고주파전원전류는 전송선로형 컴포넌트에서의 유전체손실에 의해 제거될 수 있으므로, 전원공급선과 신호선 사이의 전기전자결합을 억제하고, 인쇄회로기판의 전원선(8)으로부터 장치의 전원케이블로 고주파전원전류가 누설되는 것을 억제할 수 있다. 그 결과, 인쇄회로기판상에 탑재된 고속ㆍ고주파회로소자의 고속ㆍ고주파동작을 촉진하면서, 디지털기기로 대표되는 고속ㆍ고주파전자기기로부터 전기전자방사를 억누름으로써, 충분한 EMI억제효과를 확실히 보장한다. 게다가, 외부 전기 또는 전기전자방해에 대한 내구성을 증가시킬 수 있다. 즉, 본 발명에 의한 전송선로형 컴포넌트는 낮은 임피던스를 갖고 있으므로 고속ㆍ고주파회로소자의 고속스위칭동작에 의해 발생되는 고주파전원전류의 영향을 안정적이면서 쉽게 피할 수 있다. 특히, 전송선로형 컴포넌트가 고속주파수전원전류원으로서 역할을 하는 반도체패키지내에 탑재될때, 보다 큰 효과가 얻어진다.

전술한 바와같이, 본원발명에 따른 전송선로형 컴포넌트(1 또는 1')는, 인쇄반도체스위칭회로와 같은 직류전원분배회로에 결합되는 고주파감결합기로서 적합하게 사용될 수 있다.

Claims (14)

1. 전송선로형컴포넌트에 있어서, 전도성재료로 형성되고 한 축방향으로 연장되는 내부도전체와, 상기 내부도전체의 표면을 덮기 위해 절연재를 그 사이에 끼워서 원주 또는 원통형의 내부도전체의 직경보다 큰 직경을 가지고 전도성재료로 형성되는 원통형의 외부도전체를 동축으로 배치하는 것에 의해 동축선로가 구성되고, 상기 내부도전체는 절연재로 덮이는 부분인 제1부분, 절연재의 단부를 덮는 제2부분 및 외부도전체의 직경과 동일한 직경을 가지면서 제2부분으로부터 외부도전체의 측면에 가깝게 되도록 연장되는 제3부분을 일체로 형성하여 구성되는 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
2. 삭제
3. 제1항에 있어서, 상기 외부도전체의 내측 표면, 및 상기 내부도전체의 외측 표면 중 상기 외부도전체의 내측 표면과 대향하는 부분에 요철화처리가 실시된 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
4. 제3항에 있어서, 상기 외부도전체의 표면에 대향하는 국소부분들은 요철화처리에 의해 형성된 오목부에 절연재가 노출되는 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
5. 제3항에 있어서, 상기 외부도전체의 표면에 대향하는 국소부분들이 전극단자들로 제공되는 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
6. 제1항에 있어서, 상기 절연재는 얇은 중간층으로 구성되는 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
7. 제1항에 있어서, 상기 절연재는 넓은 주파수대역에서, 고유전률을 나타내는 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
8. 제1항에 있어서, 상기 절연재는 1㎒의 주파수에서 100이상의 비유전률을 가지는 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
9. 제1항에 있어서, 상기 절연재는 넓은 주파수대역에서 큰 유전체손실을 나타내는 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
10. 제1항에 있어서, 상기 절연재를 위해 사용주파수에 대한 전송손실의 특성의 구배를 표시하는 tanδ는 1%이상인 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
11. 제1항에 있어서, 동축으로 배치된 내부도전체 및 외부도전체의 유전체에 의한 파장압축효과를 포함하는 등가길이는 인가된 전자파의 파장의 1/4보다 충분히 큰 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
12. 제1항에 있어서, 동축으로 배치된 내부도전체 및 외부도전체의 전기저항값은 반도체스위칭회로에 공급되는 직류전원전류가 충분히 공급될 수 있는 100mΩ이하인 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
13. 제1항에 있어서, 전송선로형컴포넌트는 반도체스위칭회로의 직류전원분배회로에 결합된 고주파감결합기로 사용되는 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.
14. 제1항에 있어서, 상기 전송선로형컴포넌트는 인쇄회로기판의 전원공급선에 직렬로 삽입되는 것을 특징으로 하는 전송선로형컴포넌트.

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