KR100323190B1 - 코드분할 다중접속 시스템 - Google Patents

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KR100323190B1
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사토오타꾸로
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사와무라 시코
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Abstract

부호분할 다원접속 시스템의 가입자용량을, 올림, 내림, 양회선에 있어서, 주파수 대역을 넓히지 않고 증가한다.
기지국로 부터 휴대국에의 내림채널의 송신측에 설치된 확산변조부(113)은, 송신신호와 1심벌분의 확산부호를 2분할 하므로서 얻어진 2계통의 부호와 승산한 후, 각 승산출력과 서로 직행한 2개의 반송파를 각각 승산하고, 각 승산출력을 합성하여 송신한다.
내림채널의 수신측에 설치한 확산복조부(214)는, 수신신호와 상기 2계통의 반송파를 승산한 후, 각 승산출력과 상기 2계통의 확산부호를 승산하여, 복조신호를 얻는다.
올림채널의 수신측에 설치된 간섭제거부(115)는, 각국의 각 심벌마다, 그 값을 추정하고, 이 추정치에 의거해서 타국에의 간섭량을 계산하고, 그 계산치에 의거, 각국의 수신신호에서 타국로 부터의 간섭성분을 제거한다.

Description

코드분할 다중접속 시스템
본 발명은, 예를 들어 퍼스널 통신 시스템(PCS) 등의 이동통신 시스템과 같이, 기지국과 복수의 휴대국을 코드분할 다중접속 방식으로 접속하는 통신 시스템, 즉 코드분할 다중접속 시스템(이하, 「CDMA 시스템」이라 칭한다)에 관한 것이다.
CDMA 시스템에서 사용되는 변복조장치로서는, 예를 들어 다음의 문헌 1에 기재된 것이 있다.
문헌 1 : BERNARD SKLAR 저, "DIGITAL COMMUNICATIONS Fundamentals and Applications" pp. 571∼573, 1988년, Prentice Hall 발행.
이 문헌 1에 기재된 변조장치는, 송신 데이터에 확산부호를 곱하는 것에 의해, 스펙트럼을 확산하도록 되어 있다. 이 스펙트럼 확산신호는, 무선기에 의해 무선주파수 대역의 신호로 변환된 후, 안테나로부터 송신된다. 각 휴대국은, 주파수에 대해서는 동일한 것을 사용하고, 확산부호에 대해서는 틀린 것을 사용한다.
한편, 복조장치는 안테나로부터의 수신신호를 베이스 밴드 대역의 신호로 변환하고, 이것에 송신국과 동기된 확산부호를 곱한 후, 1 심볼 분을 가산하여 복조신호를 끄집어 내도록 되어 있다. 복조신호에는 목적으로 하는 신호 이외에, 타국으로부터의 간섭신호가 포함하고 있지만, 이 간섭신호는 목적신호보다 작으므로 문제가 되지 않는다.
그러나, 전술한 종래의 CDMA 시스템에 있어서는, 휴대국의 수가 많아지면, 다음과 같은 문제가 있었다.
즉, 기지국에서 휴대국으로 데이터를 전송하기 위한 하향채널(포워드 ·채널)에 있어서는, 에러가 적은 전송방식을 구축하기 위해서는 1 심볼 분의 확산부호의 길이를 길게 할 필요가 있다. 이 때문에, 이 채널에 있어서는, 휴대국 수가 많아지면, 사용하는 주파수 대역이 넓어진다는 문제가 생긴다.
또한, 휴대국으로부터 기지국에 데이터를 전송하기 위한 상향채널(리버스 ·채널)에 있어서는, 각 휴대국이 확산부호로서 의사랜덤 부호화 같은 비직교 부호를 비동기로 사용한 경우, 어떤 국의 송신신호가 다른 국의 송신신호에 간섭파로서 가산된다. 이 때문에, 이 채널에 있어서는, 휴대국 수가 많아지면 간섭량이 많아져, 수신 데이터에 에러가 많이 발생한다는 문제점이 있었다.
본 발명은, 하향채널의 송신측에는, 한 개의 확산부호를 2분할함으로써 얻어진 2계통의 부분 확산부호와 송신 데이터를 승산하는 것에 의해 2계통의 피확산 신호를 생성하는 피확산 신호 생성수단과, 이 피확산 신호 생성수단에 의해 생성된 2 계통의 피확산 신호와 서로 직교한 2계통의 반송파를 각각 승산함으로써, 2계통의 무선주파수 대역의 송신신호를 생성하는 무선주파수 대역신호 생성수단과, 이 무선주파수 대역신호 생성수단에 의해 생성된 2계통의 무선주파수 대역신호를 합성하여 송신하는 신호송신수단을 구비한 확산변조장치를 설치하고,
하향채널의 수신측에는, 수신신호와 2계통의 반송파를 승산함으로써, 2계통의 베이스밴드 대역의 신호를 생성하는 베이스밴드 대역신호 생성수단과, 이 베이스밴드 대역신호 생성수단에 의해 생성된 2계통의 베이스밴드 대역신호와 상기 2계통의 부분확산 부호를 각각 승산함으로써, 2계통의 부분 상관값 신호를 생성하는 부분 상관값 신호 생성수단과, 이 부분 상관값 신호 생성수단에 의해 생성된 2계통의 부분 상관값 신호를 가산함으로써, 상기 송신 데이터를 복조하는 데이터 복조수단을 구비한 확산복조장치를 설치하고,
상기 이동국으로부터 기지국으로 데이터를 송신하기 위한 상향채널의 수신측에는, 각 이동국의 심볼 추정값이 얻어질 때마다, 이 심볼 추정값으로부터 각 이동국의 송신신호를 추정하고, 이 추정신호를 다른 이동국이 사용하는 수신신호로부터 제거하는 처리를 반복함으로써, 각 이동국의 수신신호로부터 다른 이동국의 간섭신호를 제거하도록 구성된 간섭제거장치를 설치한 것을 특징으로 한다.
(1) 우선, 휴대국수가 많아져도, 하향채널의 사용 주파수대역의 확대를 방지하기 위한 작용을 설명한다.
이하, 하향채널에 있어서는, 전송 수신국은 완전히 동기하고 있는 것으로 한다. 또한, 송신 데이터는, 확산부호에 의해 직접 확산변조되는 것으로 한다.
확산부호로서, 송신 데이터의 1심볼(플러스 1 또는 마이너스 1의 심볼) 당의 길이가 일정한 부호를 사용하는 경우, 일반적 경향으로서, 이 확산부호가 비직교의 부호이면, 사용자 수가 많을수록 에러율이 증가한다. 이에 대해, 직교 부호이면, 사용자 수가 이 부호의 수보다 많아질수록 에러율이 증가한다. 따라서, 사용자 수와 송신 데이터 1 심볼당 사용하는 확산부호의 길이 사이에는 밀접한 관계가 있다.
본 발명은, 1심볼분의 확산부호 sk(t)를 2개로 분할한 것을 사용하여, 그 2계통의 부분 확산부호 ck1(t), ck2(t)로 송신 데이터를 확산하고, 이 확산에 의해 얻어진 2계통의 피확산신호와 서로 직교한 2계통의 반송파를 각각 승산하여 무선주파수 대역(이하, 「RF 대역」이라 한다)의 송신신호를 생성함으로써, 주파수 대역이 동일하여도, 2배의 전송량을 확보할 수 있도록 한 것이다.
본 발명에 있어서 RF 대역의 송신신호 sk(t)는 다음 수학식과 같이 표시된다.
이때, ak(t)는 시각 t에 있어서, k국이 송신한 송신 데이터(정보 데이터)로서, 플러스 1 또는 마이너스 1로 표시된다, 이 송신 데이터 ak(t)는 심볼길이 시간 Ta 사이에는 변화하지 않는다,
ck1(t), ck2(t)는, 시각 t에 있어서, k국이 사용하고 있는 2계통의 부분 확산부호로서, k국의 1심볼볼 길이에 대해 N/2(N/2=2Ta·Tc : 단, Tc는 부분 확산부호의 칩 시간 길이)배의 속도를 갖는다.
ø1(t), ø2(t)는 서로 직교하는 반송파이다.
스펙트럼 확산통신에 있어서, 서로 직교하는 2개의 반송파로 전송된 RF 대역의 수신신호 R(t)는, 송신국이 M국일 때 다음 수학식 (2)와 같이 표시된다.
1 심볼구간에 있어서, k국의 신호를 검출하는 경우에는, RF 대역의 수신신호R(t)와 반송파 ø1(t), ø2(t)를 승산함으로써, 이 수신신호 R(t)로부터, 각 반송파 ø1(t), ø2(t)에 곱해진 베이스밴드의 성분 E1(t), E2(t)를 추출한다. 또한, E1(t), E2(t)는 각각 상기 수학식 (1)에 있어서의 ak(t)ck1(t), ak(t)ck2(t)에 대응한다.
그리고, 송신국 k국에서 사용하고, 또한 송신국 k국과 동기된 확산부호 ck1(t), ck2(t)와의 상관값 bk1, bk2를 각각 계산하고, 그것들의 합 bk를 계산한다(역확산).
상관연산에 의해 얻어진 합 bk, 즉 2개의 직교한 반송파 ø1(t), ø2(t)에 곱해진 송신 데이터 성분의 출력의 합는 다음 수학식 (3)과 같이 표시된다.
수학식 (3)에 있어서, E1(t), E2(t)는 상기한 것 같이, 각각 식 (1)에 있어서 ak(t)ck1(t), ak(t)ck1(t)에 대응하는 것이다. 따라서, 상관값의 합 bk는, 확산부호 ck(t)를 사용하여 1 심볼의 N배의 속도로 확산하여 송신된 것을 복조한 경우의 상관값과 같으며, 수신 데이터 추정값이 된다.
(2) 다음에, 상향채널의 데이터 에러의 증가방지 작용을 설명한다.
스펙트럼 확산통신에 있어서의 베이스밴드의 송신국 j의 송신신호는 일반적으로 다음 수학식 (4)로 표시할 수 있다.
여기에서, aj(t)는 시각 t에 있어서, j국이 송신한 송신 데이터(심볼 정보의 데이터)로서, 플러스 1 또는 마이너스 1로 표시된다. 또한, 심볼 데이터 aj(t)는 심볼길이 시간 Ta의 사이에는 변화하지 않는다. cj(t)는 j국이 사용하고 있는 확산부호이다.
또한, 베이스밴드에서의 수신신호 R(t)는, 각 송신국 1∼M의 송신신호의 합으로 볼 수 있어, 다음 수학식 (5)로 표시할 수 있다.
상관검파에 의해 j국의 신호를 검출하는데에는, 베이스밴드의 수신신호 R(t)와 j국의 확산코드 cj(t)와의 상관연산을 1심볼의 구간(t=1∼N, 단 N는 칩수)에서 행함으로써 검출할 수 있다. 1개의 심볼의 상관검파 출력(심볼 상관값) bj는 다음 수학식 (6)으로 표시할 수 있다.
수학식 (6)에 있어서, 우변의 제 1항의 가산범위는 t=1∼N이고, 우변의 제 2항의 가산범위는, t=1∼N 및 i=1∼M(단 i≠j)이며, 우변의 제 1항은 송신 데이터이고, 우변의 제 2항은 간섭신호가 된다.
확산부호 cj, ci가 서로 직교하고 있는 경우, 상관검파 출력 bj는 송신 데이터 aj와 같아진다. 이에 대해, 확산부호 cj, ci가 비직교의 부호인 경우, 확산부호 cj, ci 사이의 상관에 대응한 간섭신호가 존재하게 되어, 복조 데이터의 비트 에러율는 커진다.
또한, 각 국이 비동기인 경우에는 수학식 (6)의 우변의 제 2항을 직접 계산하는 것은 곤란하다.
따라서, 본 발명에서는 어떤 국 i의 심볼 추정값이 얻어질 때마다, i국의 송신신호, 즉 수학식 (6)의 우변 제 2항의 신호 ai(t) ·ck(t)를 추정 작성하고, 이것을 다른 국이 사용하는 수신신호 R(t)로부터 제거한다. 이와 같은 조작을 반복함으로써, 각 국의 송신신호를 추정하고, 결과로서 수학식 (6)의 우변 제 2항의 간섭량을 저감하는 것이다.
[실시예]
이하, 도면을 참조하면서 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다.
1. 제 1 실시예
먼저, 본 발명의 제 1 실시예를 설명한다.
1-1. CDMA 시스템의 전체구성
제 1도는 본 발명의 제 1 실시예에 대한 전체적인 구성을 나타낸 블록도이다.
도시된 시스템은, 기지국측의 송수신 장치(100)과, 이동국측의 송수신 장치(200)로 이루어진다. 또한, 도면에는 교환국의 교환기(300)도 도시하였다.
기지국의 송수신 장치(100)는, 송신 처리부(101), 수신 처리부(102), 다중부(103), 다중 분배부(104), 무선부(105)와 안테나(106)을 갖는다. 여기에서, 송신 처리부(101)는, 각 국마다 설치되어 있다. 다중부(103)는, 이들 복수의 송신처리부(101)의 송신출력을 다중화하여 무선부(105)에 공급한다. 마찬가지로, 수신처리부(102)도 각 국마다 설치되어 있다. 다중분배부(104)는 무선부(105)의 수신출력을 각 국의 수신 처리부(102)에 분배한다.
각 송신처리부(101)는, 음성부호화부(111), 채널부호화부(112)와 확산변조부(113)를 갖는다. 각 수신처리부(102)는, 확산복조부(114), 간섭제거부(115), 채널 복호화부(116)와 음성 복호화부(117)를 갖는다.
이동국의 송수신장치(200)는, 송화부(201), 수화부(202), 송신 처리부(203), 수신처리부(204), 무선부(205)와 안테나(206)을 갖는다.
송신처리부(203)는, 음성부호화부(211), 채널부호화부(212)와 확산변조부(213)을 갖는다. 수신처리부(203)는, 확산복조부(214), 채널 복호화부(215)와 음성 복호화부(216)를 갖는다.
음성부호화부 111, 211과, 음성 복호화부 117, 216은 음성신호의 압축, 복원을 행하여 효율이 우수하게 음성신호를 전송하는 기능을 갖는다. 채널부호화부112, 212와, 채널 복호화부 116, 215는 압축된 음성 등의 데이터를 틀림없이 무선전송하기 위해, 에러 정정부호의 부가 및 정정, 분리 등을 행하는 기능을 갖는다.
확산변조부 113, 213과, 확산 복조부 114, 214는 디지탈화된 음성 데이터 등의 부호확산과, 부호확산으로부터의 분리 등을 행하는 기능을 갖는다. 간섭제거부(115)는, 휴대국으로부터 기지국으로의 상향채널의 수신신호에 포함된 휴대국 상호간의 간섭파의 소거를 행하여, 다른 국의 간섭파에 의한 수신 데이터의 에러를 저감하는 기능을 갖는다.
이러한 구성에 있어서, 본 실시예는, 하향채널의 송신측에 설치된 확산변조부(113)의 구성과, 수신측에 설치된 확산복조부(214)의 구성과, 상향채널의 수신측에 설치된 간섭제거부(115)의 구성과, 하향채널과 상향채널의 송신측에 설치된 음성부호화부(111, 211)의 구성과, 하향채널과 상향채널의 수신측에 설치된 음성 복호화부(117, 216)의 구성에 특징을 갖는다. 이하, 이것들의 구성 및 동작을 설명한다.
1-2. 확산변조부(113)의 구성 및 동작
제 2도는 확산변조부(113)의 구성을 나타낸 블록도이다.
도시된 확산변조부(113)는, 확산부호 발생부(121), 확산연산부(122-1, 122-2), 반송파 발생부(123), 승산 변조부(124-1, 124-2)와 파형합성부(125)를 갖는다. 확연산부 122-1과 122-2는 동일한 구성을 갖는다. 마찬가지로, 승산변조부 124-1와 124-2도 동일한 구성을 갖는다.
송신 데이터 ak(t)는 확산연산부(122-1, 122-2)에 입력되고, 또한, 이 확산연산부(122-1, 122-2)에는 확산부호 발생부(121)의 출력이 입력된다.
확산부호 발생부(121)는, 송신국에서 사용하는 확산부호 ck(t)를 발생하고, 그것을 2개의 부분으로 분할하여, 한쪽의 부분 확산부호 ck1(t)를 확산연산부 122-1로 공급하고, 다른 쪽의 부분 확산부호 ck2(t)를 확산연산부 122-2로 공급한다.
또한, 확산부호로서는 월쉬 아다마르(Walsh Hadamard) 부호와 같은 직교부호를 사용할 수가 있다.
확산연산부 122-1은, 송신 데이터 ak(t)를 부분 확산부호 ck1(t)와의 승산에의해 확산하고, 이것에 의해 얻어진 피확산 신호 dk1(t)를 승산변조부(124-1)에 입력한다. 마찬가지로, 확산연산부 122-2도, 송신 데이터 ak(t)를 부분 확산부호 ck2(t)와의 승산에 의해 확산하고, 이것에 의해 얻어지는 피확산 신호 ak2(t)를 승산변조부(124-2)에 입력한다.
피확산 신호 ak1(t), ak2(t)는 각각 다음 수학식 (7), (8)에 의해 표시된다.
반송파 발생부(123)는, 서로 직교한 2개의 반송과 cos(2πfct), sin(2πfct)를 생성하여, 각각 승산변조부 (124-1, 승산변조부 124-2에 입력한다.
승산변조부 124-1은, 확산연산부 122-1로부터 출력된 피확산 신호 dk1(t)와 반송파 발생부(123)로부터 출력된 반송파 cos(2πfct)를 승산하고, 이것에 의해 얻어진 RF 대역의 신호를 파형 합성부(15)에 입력한다. 마찬가지로 승산변조부 124-2는, 확산연산부 122-2로부터 출력된 피확산 신호 dk2(t)와 반송파 발생부(123)로부터 출력된 반송파 sin(2πfct)를 승산하고, 이것에 의해 얻어진 RF 대역의 신호를 파형 합성부(125)에 입력한다.
파형합성부(125)는, 승산변조부 124-1의 출력과 승산변조부 124-2의 출력을 파형합성하여 RF 대역의 송신신호 sk(t)를 생성하고, 다중부(103)로 공급한다. 이 송신신호 sk(t)는, 타국의 송신신호와 다중화된 후, 무선부(105)로 공급되어 안테나(106)에서 방사된다.
RF 대역의 송신신호 sk(t)는 다음 수학식 (9)와 같이 표시된다.
1-3. 확산복조부(214)의 구성 및 동작
제 3도는 확산복조부(214)의 구성을 나타낸 블록도이다.
도시된 확산복조부(214)는, 반송파 발생부(221), 승산복조부(222-1, 222-2), 로우패스 필터부(223-1, 223-2), 확산부호 발생부(224), 상관연산부(225-1, 225-2)와 가산부(226)로 구성된다. 승산복조부 222-1과 222-2은 동일한 구성을 갖고, 로우패스 필터부 223-1과 223-2는 동일한 구성을 가지며, 상관연산부 225-1, 225-2는 동일한 구성을 갖는다.
여기서, 전체 송신국은 완전히 동기되고, 또한 전체 수신국과도 완전히 동기되어 있는 것으로 한다.
무선부(205)로부터 승산복조부(222-1, 222-2)로 상기 수학식 (2)로 표시되는 RF 대역의 수신신호 R(t)가 입력된다.
반송파 발생부(221)는, 송신국과 동기하고, 또한 서로 직교한 2개의 반송파 cos(2πfct), sin(2πfct)를 발생하여, 각각 승산복조부(222-2, 222-2)로 입력한다.
승산복조부 222-1는, 무선부(205)로부터 출력된 수신신호 R(t)와 반송파 발생부(221)에서 출력된 반송파 cos(2πfct)를 승산하고, 그 승산신호 U1(t)를 로우패스 필터부 223-1에 입력한다. 마찬가지로, 승산복조부 222-2는, 무선부(205)로부터 출력된 수신신호 R(t)와 반송파 발생부(221)에서 출력된 반송파 sin(2πfct)를 승산하고, 그 승산신호 U2(t)를 로우패스 필터부 223-2에 입력한다.
승산신호 U1(t), U2(t)는 다음 수학식 (10), (11)과 같이 표시된다.
로우패스 필터부 223-1은, 승산복조부(222-1)에서 출력된 수신신호 U1(t)에 포함되어 있는 반송파의 cos(2πfct) 성분을 곱한 베이스밴드 신호 E1(t)를 추출하여, 상관연산부 225-1에 입력한다. 마찬가지로, 로우패스 필터부 225-2는, 승산복조부(223-2)에서 출력된 수신신호 U2(t)에 포함되어 있는 반송파 sin(2πfct) 성분에 곱해진 베이스밴드 신호 E2(t)를 추출하여, 상관연산부 225-2에 입력한다.
확산부호 발생부(224)는, 송신국 k국에서 사용하고, 또한 송신국 k국과 동기된 확산부호 ck(t)를 발생하고, 이것을 2개의 부분 확산부호 ck1(t), ck2(t)로 분할하여, 한쪽의 부분 확산부호 ck1(t)를 상관연산부 225-1에, 다른 쪽의 부분 확산부호 ck2(t)를 상관연산부 225-2에 각각 입력한다.
상관연산부 225-1은, 로우패스 필터부(223-1)에서 출력된 베이스밴드 신호 E1(t)와 확산부호 발생부(224)에서 출력된 확산부호 ck1(t)와의 상관연산을 행하고, 이것에 의해 얻어진 상관값 bk1(t)를 가산부(226)에 입력한다. 마찬가지로, 상관연산부 225-2에서는, 로우패스 필터부(223-2)에서 출력된 베이스밴드 신호 E2(t)와 확산부호 발생부(224)에서 출력된 확산부호 ck2(t)와의 상관연산을 행하여, 이것에 의해 얻어진 상관값 bk2(t)를 가산부(226)에 입력한다.
상관값 bk1(t), bk2(t)는 각각 수학식 (12), (13)과 같이 표시된다.
가산부(226)는, 상관연산부(225-1, 225-2)에서 출력된 상관값 bk1, bk2를 가산하고, 이 가산값 bk를 수신 데이터 추정값으로서 채널 복호화부(215)로 공급한다.
상기 수학식 (12), (13)의 확산부호 ck(t)로서, 월쉬 ·아다마르 행렬을 사용한 부호와 같은 직교부호를 사용한 경우, 상호 상관값는 0으로 무시할 수 있다. 따라서, 가산값 bk는 하기 수학식 (14)와 같이 되고, 이것은 수신추정 데이터가 된다.
1-4. 간섭제거부(115)의 구성 및 동작
제 4도는 간섭제거부(115)의 구성을 나타낸 블록도이다.
도시된 간섭제거부(115)는 수신 시프트 레지스터부(131), 확산부호 발생부(132), 상관계산부(133), 보정 계산부(134), 간섭량 계산부(135), 제거량 계산부(136)와 제어부(137)를 갖는다.
또한, 수신 시프트 레지스터부(131)은, 예상되는 최대 접속국 수에 대응하는 개수의 수신 시프트 레지스터로 이루어진다. 도면에는, M개의 이동국이 접속되어 있는 경우를 나타내었다. 131-1, 131-2, …, 13-M는 각각 제 1 송신국, 제 2 송신국, …, 제 M 송신국에 대응한다. 각 수신 시프트 레지스터 13-1∼13-M의 용량은 각각 K 심볼길이 분(본 실시예에서는 K=9)이다.
여기에서, 제 5도의 흐름도를 참조하면서 제 4도의 간섭제거부(115)의 동작을 설명한다.
이 간섭제거부(115)에는 베이스밴드 대역의 수신신호 R(t)가 공급된다. 이 경우의 간섭제거부(115)와 확산복조부(114)의 관계를 구체예를 사용하여 설명한다.
이하, 확산복조부(114)가 제 3도에 도시된 확산복조부(214)와 동일한 구성을 갖는 것으로 한다. 이 경우에, 간섭제거부(115)는 각 상 [I상(cos 2πfct), Q상(sin 2πfct)] 마다 설치된다. 그리고, 각 상의 간섭제거부(115)에는, 대응하는 상의 로우패스 필터부(223-1, 223-2)에서 출력된 베이스밴드 대역의 수신신호 R(t)가 공급된다.
이와 같이, 로우패스 필터부(223-1, 223-2)에서 간섭제거부(115)로 공급된 베이스밴드 대역의 수신신호 R(t)는, 미도시된 샘플링 회로에 의해 칩주기 마다 샘플링되어, 모든 수신 시프트 레지스터(131-1∼131-M)에 입력된다(제 5도의 스텝 STP1).
어떤 국의 수신 데이터가 심볼의 단락에 달했을 때, 즉 한 개의 심볼의 수신이 완료하였을 때(제 5도의 스텝 STP2), 그 국을 지정국 i로서 지정한다(제 5도의 스텝 STP3) 국 i의 지정은, 심볼의 단락에 도달한 국을 순차 순환적으로 지정하도록 하여 행해진다. 또한, 이 지정은 어떤 국의 최신의 1개의 심볼에 중점을 두었을 경우, 그것이 수신 시프트 레지스트(13-i)의 최종부에 도달할 때까지, 9회(레지스터 길이) 행해진다.
i국이 지정되면, 그것의 9심볼분의 추정 데이터 계열 Gi(t)가 수신 시프트 레지스터(131-i)로부터 상관 계산부(133)에 공급된다.
상관계산부(133)는, 제 i번째의 수신 시프트 레지스터(131-i)에서 공급된 심볼에 관한 추정 데이터 계열 Gi(t)와, 확산코드 발생부(132)에서 출력된 제 i국의 확산부호 ci(t)와의 상관을 내적 계산에 의해 1심볼분씩 계산한다(제 5도의 스텝 STP4).
1개의 심볼의 상관값를 fi(k)로 하면, 이것은 다음 식(15)와 같이 표시된다.
여기에서, 가산범위는 t=1∼N이고, k는 심볼번호(0∼8)이며, N는 칩 수(본 실시예에서는 N=10)이다. 이 결과, 각 심볼 ai(k)의 상관값인 fi(k)가 보정계산부(134)로 공급된다.
보정 계산부(134)는, 이하에 나타낸 연산을 사용하여 각 심볼 상관값 fi(k)를 심볼 추정값 gi(k)로 변환한다(제 5도의 스텝 STP5)
보정계산으로서는, 각 심볼 상관값 fi(k)를 제한하는 다음 식 (16)의 계산과, 루트를 사용하는 다음 식 (17)의 계산과, 정수배한 다음 제한하는 다음 식(18)의 계산 등, 몇가지가 고려되고 있다.
여기에서, | |는 절대값을 나타내고, sign( )는 부호이며, ±1를 표시한다. α는 정수이다. 이것들의 보정은, 수신 시프트 레지스터(13-i)의 용량에 대응하는 회수의 반복계산에 있어서, 보다 좋은 추정값을 제공한다. 여기에서, 어떠한 보정도 가하지 않는 것도 가능하다.
보정 계산부(134)에서 계산된 각 심볼추정값 gi(k)는, 일시적으로 기억되는 동시에, 간섭량 계산부(135)로 입력된다.
이러한 각 심볼추정값 gi(k)는, 지정국 i에 있어서는 심볼 데이터의 추정값인 동시에, 다른 국에 있어서는 간섭량의 추정값이다.
간섭량 계산부(17)에서는, 이번회에 계산된 제 i국의 각 심볼 추정값 gi(k)와, 전회에 계산된 제 i국의 각 심볼추정값 gi(k)의 차이 hi(k)를 1심볼분씩 계산한다(제 4도의 스텝 STP6).
이어서, 각 심볼의 이 심볼추정 차이값 hi(k)와 확산부호 발생부(15)에서 출력된 제 i국의 확산부호 ci(k)의 각 곱을 계산하고(제 5도의 스텝 STP7), 그 계산결과를 제거량 계산부(136)에 공급한다.
이때, 이 곱을 간섭 수정 데이터 계열 Hi(t)로 이름을 붙이고 식으로 나타내면, 다음 식 (19)와 같이 된다.
제거량 계산부(136)의 동작(제 5도의 스텝 STP8)을 제 6도를 참조하여 설명한다. 또한, 제 6도는 제 1국과 제 j국에 대해서만, 추정 데이터 게열을 표시하고있다.
제 6도에 있어서, Hi(0)∼Hi(8)은 지정국 i의 심볼 대응으로 표시된 간섭수정 데이터 계열, Hi00∼Hi99는 기억단 대응(칩 대응)으로 표시된 간섭수정 데이터계열, G1(0)∼G1(9) 및 Gi(0)∼Gj(9)는 수신 시프트 레지스터부(131)에 기억되어 있던 심볼 대응으로 표시된 추정 데이터 계열을 표시하고 있다. 또한, 추정 데이터 계열 Gj00∼Gj99는, 최초의 10칩 데이터와 최후의 10칩 데이터 부분을 나타내고 있다.
제거량 계산부(18)는, 지정국 i에 관한 간섭수정 데이터 계열 Hi00∼Hi99를 간섭 수정량으로서 수신 시프트 레지스터부(131) 내부의 수신 시프트 레지스터(131-i)를 제외한 수신 시프트 레지스터의 추정 데이터 계열 Gj00∼Gj99 (j=1∼M : 단, j≠i)로부터 시간축 대응으로 제거하고, 수신 시프트 레지스터의 값을 고쳐쓴다(제 5도의 스텝 STP8).
이것을 식으로 나타내면 다음 수학식 (20)과 같이 된다.
이때, t는 시간족을 표시하며, t = 00∼99다.
고쳐쓰여진 데이터 계열은, 이번회에 추정된 간섭량이 제거된 후의 값이 된다. 다시 말하면, 각 국의 심볼구간은 각각이므로, 제 6도의 제 1국에서는, 데이터 계열 G1(0)와 G1(1)의 일부가 데이터 계열 Hi(0)로 수정되고, 데이터 계열 G1(0)의 일부와 G(1)의 일부가 데이터 계열 Hi(1)으로 수정된다.
이하, 마찬가지로 하여, 최후의 데이터 계열 G1(8)의 일부와 G1(9)가 데이터 계열 Hi(8)로 수정된다. 다른 임의의 국 j도 마찬가지로, 지정국 i의 9개의 심볼에 관한 간섭 데이터 계열 Hi(0)∼Hi(8)에 의해, 다른 국에 있어서의 심볼의 위치에 관계없이, 시간대응으로 수정된다.
이러한 일련의 동작은, 수신 시프트 레지스터부(131)에 입력된 수신신호가 심볼의 단락에 도달했을 때마다 반복된다. 즉, 제 1국의 심볼의 단락에서는, 제 1국의 송신신호가 재생되고, 제 2국 내지 제 m국의 수신 시프트 레지스터로부터 제거된다. 제 2국의 심볼의 단락에서는, 제 2국의 송신신호가 재생되고, 제 l국 및 제 3국 내지 제 m국의 수신 시프트 레지스터로부터 제거된다. 이하, 마찬가지로 국을 순차 순환적으로 지정하여 전술한 것과 같은 처리가 반복된다.
결과적으로, 임의의 국의 임의의 칩 데이터는, 그 수신 시프트 레지스터의 입력단에 입력되어, 최종단 부분에 이를 때까지 (M-1)·K회의 반복적 간섭수정 제거작용을 다른 국으로부터 받아, 각 국의 송신 심볼이 추정된다.
수신 시프트 레지스터(131-i)의 최종단부에 존재하는 지정국 i의 최선행 심볼의 추정 데이터 계열 Gi(8)은, (M-1)·K회의 반복적 간섭 수정 제거작용을 받음으로써, 그 심볼의 베이스밴드의 송신신호를 근사하는 것으로 된다.
이와같은 구성에 있어서는, 수신 시프트 레지스터(131-i)로부터 출력된 정데이터 계열 Gi(t)는, 확산된 상태의 송신 데이터라 볼 수 있다. 이에 대해, 상관 계산부(133)에서 출력된 심볼 상관값 fi(k)와 보정 계산부(134)에서 출력된 심볼 추정값 gi(k)는, 추정 데이터 계열 Gi(t)를 확산 복조한 것으로 볼 수가 있다.
간섭제거부(115)로부터 그 출력을 꺼낸 경우, 추정 데이터 계열 Gi(t)를 까내도록 하여도 좋고, 심볼 상관값 fi(k)과 심볼 추정값 gi(k)를 꺼내도록 하여도 좋다.
단, 어떤 것을 끄집어내는가에 의해, 그 출력단자에 접속된 회로가 변화한다. 이하, 이것을 확산복조부(114)가, 예를 들면, 제 3도에 도시된 확산복조부(214)와 동일한 구성을 가진 것으로 하여 설명한다.
확산복조부(114)가 이와 같은 구성을 가졌다고 했을 경우, 간섭제거부(115)의 출력으로서, 추정 데이터 계열 Gi(t)를 끄집어낸 경우에는, 이 출력은 대응하는 상의 상관연산부(225-1, 225-2)에 공급된다. 이것은, 이 추정 데이터 계열 Gi(t)는 상기한 것 같이, 확산된 상태에 있기 때문이다.
이에 대해, 간섭제거부(115)의 출력으로서, 심볼 상관값 fi(k)과 심볼추정값 gi(k)를 끄집어내는 경우에는, 이 출력은 상관연산부(225-1, 225-2)가 아니고, 가산부(226)에 공급된다. 이것은, 심볼상관값 fi(k)와 심볼추정값 gi(k)는 이미 확산복조된 상태에 있기 때문에, 재차 상관연산할 필요가 없기 때문이다. 따라서, 이 경우에는, 상관연산부(225-1, 225-2)와 확산부호 발생부(224)가 불필요하게 된다.
제 7도는, 확산부호로서 의사랜덤(PN 부호)를 사용한 경우의, 송신국 간의 간섭에 의한 에러를 평가한 계산기 시뮬레이션 결과를 나타낸 특성도이다.
도면에서, 가로축은 송신국 수를 나타내고, 세로축은 복조 후의 비트 에러율을 표시한다. 또한, △표는 간섭제거부(115)를 사용한 경우의 에러율를 나타내고, ×표는 종래기술(확산부호와의 상관만에 의한 복조)에 의한 에러율를 표시한다.
제 7도에 도시된 것 같이, 간섭제거부(115)를 사용한 경우에는, 종래기술보다 에러율가 작아지므로, 보다 많은 송신국 수를 취할 수가 있다.
또한, 이 시뮬레이션에 있어서는, 확산부호 : 42차의 PN 부호(주기는 2의 42승-1), 확산도 : 64도, 송신 데이터 : 9차의 PN 부호(주기는 511), 제한값 n : 1, 잡음 : 타국으로부터의 간섭 만으로 하였다.
이상의 설명에서는, 수신 시프트 레지스터(131-1∼131-M)에 동일한 수신신호를 입력하는 것으로서 설명하였지만, 각 국마다 중간 주파수 각각의 확산부호를 사용하여 베이스밴드의 수신신호로 복조하고, 각각의 베이스밴드 신호를 입력하도록 하여도 좋다.
1-5. 음성 부호화부(111, 112)와 음성 복호화부(117, 216)의 구성
제 8도는 음성 부호화부(111, 211)의 구성을 나타낸 블록도이고, 제 9도는 음성 복호화부(117, 216)의 구성을 나타낸 블록도이다.
여기에서, 먼저, 제 8도, 제 9도의 구성을 설명하기 전에, 본 실시예의 음성 부호화부(111, 211)와 음성 복호화부(117, 216)의 개요를 설명한다.
일반적으로, 음성 부호화 ·복호화 장치로서는, 적응형 차이 펄스부호 변조방식(이하, 「ADPCM 방식」이라 한다)의 장치를 이용할 수가 있다.
종래의 ADPCM 방식에서는, 입력신호와 예측신호의 차이인 예측 차이신호를 스케일 인자로 정규화하고, 이 정규화 출력을 양자화함으로써, 양자화 시의 오버플로우와 언더플로우의 발생을 방지하고 있다.
이와 같은 구성에 있어서는, 스케일 인자가 예측 차이신호의 파워를 적절히 반영하고 있으면, 양자화 오차를 줄일 수가 있으므로, 복호측의 재생신호의 품질을 향상시킬 수 있다.
그런데, 전송에러에 대한 내성을 고려한 스케일 인자의 결정방법으로서는 다음의 문헌 2에 기재된 것이 있다.
문헌 2: "A robust adaptive quantizer", IEEE Transactions on Communications, COM-23, 1975년 11월, P. 1362-1365, D. J Goodman and R, M. Wilkinson
이 문헌 2에 기재된 방법은 다음과 같이 되어 있다.
즉, 이하, 현재(시각 (n))의 예측 차이신호 D(n)에 대한 스케일 인자를 u(n), 그갓의 양자화 결과를 I(n)으로 한다.
이 경우, 다음(미래)의 샘플(시각 (n+1))의 예측 차이신호 D(n+1)에 대한 양자화 폭(스케일 인자) u(n+1)은 다음 수학식 (21), (22)에 의해 결정된다.
여기에서, y(n)(=log(u(n))은 대수 스케일 인자이고, δ는 리크계수이며, W는 갱신함수이다. 리크계수 δ는 1보다 작은 양의 정수이다. 갱신함수 W는 신호의 성질에 따라 이론적 또는 실험적으로 결정된 값이다. 이 갱신함수 W는, ADPCM 부호 I(n)의 식 또는 표의 형태로 주어져, 송수신에 공통으로 갖는 기지의 정보이다.
상기한 방법에서는, 현재의 ACPCM 부호 I(n)를 갱신함수 W에 의해 대수 스케일 인자 y의 갱신정보로 변환하고, 이 변환출력을 1차의 순회형 로우패스 필터로 여파함으로써 다음의 대수 스케일 인자 y를 얻도록 되어 있다.
여기에서, 리크계수 δ가 정수이기 때문에, 이 필터의 특성은 변하지 않는다. 즉, 상기한 방법은 고정예측에 의해 과거의 신호로부터 현재의 스케일 인자 u를 대수영역에서 y로서 얻고 있다고 해석할 수 있다.
또한, y(n)의 계수 (1-δ)에 의한 적응화의 과정에 있어서 과거의 영향이 유한하므로, 전송부호 에러가 있어도 부호기와 복호기의 내부 상태는 양자가 일치하도록 수렴한다.
상기한 것과 같은 순서에 의해 스케일 인자를 산출하는 방법을 사용하면, 어느 정도까지의 전송에러에 대해 내성을 갖는 고품질의 음성을 전송할 수 있는 ADPCM 부호화 ·복호화 장치를 실현할 수 있다.
예를 들면, 64k 비트/s의 속도를 갖는 μ법칙 PCM에 의한 음성정보를 절반의 속도 32k비트/s로 전송하도록 부호화 ·복호화 장치를 실현한 경우, 비트 에러율 0.01% 정도까지는, MOS 3.5 정도의 주관 평가값을 유지할 수가 있다.
그러나, 이러한 방법으로 스케일 인자를 산출하는 ADPCM 부호화 ·복호화 장치를 전송에러가 비교적 높은 율에서 생기는 계에 이용하면, 수신측의 재생신호에 침상의 파형 일그러짐이 생긴다.
이 침 형태의 잡음은, SN비가 약간 변화한 경우에도, 주관평가에 큰 영향을 미쳐, 지각되기 쉽다는 것이 보고되어 있고, 통화품질을 열화시킨다. 그 때문에, 예를 들면, 무선 환경하에 있는 것과 같이 전송 에러율이 높은 계에서, 종래의 ADPCM 부호화 ·복호화 장치를 그대로 적용하는 것은 곤란하다.
따라서, 본 실시예에서는, 전송로의 부호 에러율의 열화에 대해 강한 내성을 갖고, 또한 부호 에러율의 양호한 환경하에서는, 양호한 음성품질을 얻을 수 있는 ADPCM 부호화 ·복호화 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
이러한 목적을 달성하기 위해, 본 실시예에서는, 리크계수를 현재의 스케일 인자의 크기에 근거하여 제어하도록 한 것이다.
이러한 구성에 따르면, 다음과 같은 동작이 얻어진다.
먼저, ADPCM 부호화 장치로의 입력신호의 파워가 비교적 큰 경우를 생각한다. 이 경우에, 예측 차이신호는 큰 값을 취해 스케일 인자도 큰 값을 표시한다. 이것에 의해, 로우패스 필터의 계수는, 통과대역이 좁아지도록 제어된다. 그 결과, 스케일 인자의 변동은 완만하게 되어, 입력신호 파워가 빠른 변동을 반영하기 어렵게 된다.
빠른 변동이 억제된 스케일 인자를 사용함으로써, 전송로에 부호에러가 있을때에도 큰 오차가 억제되어, 통화품질을 열화시키는 침 형태의 파형 일그러짐을 저감시킬 수 있다.
다음에, ADPCM 부호화 장치로의 입력신호의 파워가 비교적 작은 경우를 생각한다. 이 경우, 예측 차이신호는 작은 값을 취하고, 스케일 인자도 작은 값을 표시한다. 이때, 스케일 인자의 변동을 억제하면, 양자화 오차에 의한 잡음(오버로드 잡음)이 많이 생긴다. 따라서, 스케일 인자의 값에 대응하여, 로우패스 필터는 통과대역이 넓어지도록 계수가 제어된다. 이것에 의해, 스케일 인자는 예민하게 변동하여, 양자화에 의한 잡음을 감소시킨다.
여기에서, 스케일 인자가 작은 값을 취할 때에는 전송로의 에러에 의한 잡음은 통화품질의 열화에는 전혀 기여하지 않는다.
이상의 동작을 종합하면, 본 실시예에서는, 스케일 인자가 클 때, 스케일 인자의 변동을 억제함으로써, 전송로의 부호에러에 의해 재생신호에 생기는 침 형태의 파형 일그러짐을 저감시키고, 또한 스케일 인자가 작을 때에는, 스케일 인자의 변동을 예민하게 함으로써, 오버로드 잡음을 저감시키고 있다.
이상이, 본 실시예의 음성 부호화부(111, 211)와 음성 복호화부(117, 216)의 개요이다. 다음에, 제 8도 및 제 9도를 참조하면서, 음성 부호화부(111, 211)와 음성 복호화부(117, 216)의 구성을 설명한다.
먼저, 제 8도를 참조하면서 음성 부호화부(111, 211)의 구성을 설명한다.
도면에 있어서, 401은 송신용의 음성신호 S가 공급되는 입력단자이다. 이 음성신호 S는, 예를 들면 주파수 8KHz로 샘플링된 후, 16비트로 동일하게 양자화된 이산적인 디지탈 신호이다.
이 디지탈 신호 S는, 차분기(402)로 공급되어, 차례로 후술하는 적응 예측기(407)에서 공급되는 예측신호 Se와의 차이를 산출한다. 이 산출출력은, 예측 차이신호 D로서 적응 양자화기(403)에 공급된다.
적응 양자화기(403)에 공급된 예측 차이신호 D는, 스케일 인자 u에 의해 나눗셈되는 것에 의해 정규화된다. 또한, 스케일 인자 u는 후술하는 양자화 스케일 적응부(408)에서 출력된 대수 스케일 인자 y로부터 u = 2＾(y)로서 구해진다.
정규화된 예측 차이신호 D는, 다시, 사전에 정해진 테이블에 따라 15 레벨로 양자화된 후, 4 비트의 ADPCM 부호 I로 변환된다. 이 ADPCM 부호 I는, 출력단자(404)로부터 제 1도에 도시된 채널 부호화부(112, 212)로 공급된다. 이와 동시에, 이 ADPCM 부호는 다음 시각의 예측신호 Se와 대수 스케일 인자 y를 만들기 위해, 적응 역양자화기(405)와 양자화 스케일 적응부(408)로 공급된다.
적응 역양자화기(405)로 공급된 ADPCM 부호 I는, 사전에 설정된 테이블에 따라서 역양자화된 후, 스케일 인자 u와 승산된다. 이 스케일 인자 u도, 양자화 스케일 적응부(408)에서 출력된 대수 스케일 인자 y로부터 u = 2＾(y)로서 구해진다.
역양자화 출력과 스케일 인자 u와의 승산출력은, 재생예측 차이신호 Dq로서 가산기(406)로 공급되고, 적응예측기(407)로부터 공급된 예측신호 Se와 가산된다. 이 가산신호는, 재생신호 Sq로서 적응예측기(407)로 공급되어, 다음의 디지털 신호 S의 진폭값의 예측에 사용된다.
이 적응예측기(407)는 적응 디지털 필터로 구성되어 있다. 이 필터의 계수는 재생신호 Sq의 상관에 따라 순차적으로 제어된다. 이와같은 필터를 구성하는 방법과 그 계수값을 제어하는 방법으로서는, 여러가지가 있다.
본 실시예에서는, 필터의 구성방법으로서, 예를 들면 적응영점 10차, 적응극 4차, 고정국 16차의 트랜스버셜형으로 구성하는 방법을 채용하고, 계수의 제어방법으로서 간이 그래디언트법에 의해 갱신하는 방법을 채용하고 있다. 또한, 이 적응디지털 필터의 극을 항상 감시하고, 안정영역(z평면 상의 단위원 내부)를 벗어낫다고 판정된 경우에는 계수를 갱신하지 않도록 되어 있다.
양자화 스케일 적응부(408)에 공급된 ADPCM 부호 I는, 갱신함수 변환기(411)에 의해 사전에 설정된 테이블에 따라 갱신함수 W로 변환된다. 이 갱신함수 W는, 대수 스케일 인자 산출기(412)에 공급된다. 이것에 의해, 대수 스케일 인자 y가 얻어진다.
대수 스케일 인자 산출기(412)는 1차 순회형의 로우패스 필터로 구성되어 있다. 이 경우, 다음의 샘플시각(n+1)에 대한 스케일 인자 y(n+1)은, 다음 수학식(23)에 따라 산출된다.
여기에서, δ(n)(0< δ<1)은 계수적응기(413)에 의해 차례로 제어되는 리크계수이다.
계수적응기(413)는, 대수 스케일 인자 y의 크기에 근거하여, 계수 δ(n)를 이것이 대수 스케일 인자 y의 단조감소 함수가 되도록 제어한다. 이 경우의 함수의일례를 표시하면 다음 수학식 (24)와 같이 된다.
여기에서, a, b는 사전에 설정된 양의 정수, ymin, ymax는 대수 스케일 인자 y의 최소값, 최대값이다. 또한, 본 실시예에서는 a를 4, b를 6로 하고 있다.
상기 식에 따른 방법에서는, y가 최소값 ymin으로부터 최대값 ymax으로 증가함에 따라, 리크계수 δ는 2＾-6으로부터 2＾-10으로 감소한다. 이와 같이, 리크계수 δ를 제어함으로써, 1차 순회형 로우패스 필터의 통과대역은 대수 스케일 인자 y에 대응하여 제어된다.
이상은, 음성부호화기(111, 211)의 구성이다. 다음에, 제 9도를 참조하면서 음성 복호화부(117, 216)의 구성을 설명한다.
제 9도에 있어서, 431은 채널 복호화부(116, 215)로부터 ADPCM부호 I가 공급되는 입력단자이다. 이 입력단자(431)에 공급된 ADPCM 부호 I는, 전술한 음성 부호화부(111, 121)에 있어서, 재생신호 Se를 얻기 위한 구성과 동일한 구성으로 복호된다.
즉, 입력단자(431)에 공급된 ADPCM 부호 I는, 적응 역양자화기(432)와 양자화 스케일 적응부(436)로 공급된다. 적응 역양자화기(432)에 공급된 ADPCM 부호 I는 사전에 설정된 테이블에 따라 역양자화된 후, 스케일 인자 u와 승산된다. 이스케일 인자 u는, 양자화 스케일 적응부(436)에서 출력된 대수 스케일 인자신호 y로부터 u = 2＾(y)로서 구해진다.
역양자화 출력과 스케일 인자 u와의 승산출력은, 재생예측 차이신호 Dq로서 가산기(433)에 공급되어, 적응예측기(435)로부터 공급된 예측신호 Se와 가산된다. 이 가산신호는, 재생신호 Sq로서 출력단자(434)로 공급되는 동시에, 적응예측기(435)에 공급되어, 다음의 예측신호 Se의 생성에 사용된다.
이 적응예측기(435)는, 전술한 적응예측기(407)와 마찬가지로, 적응 디지털필터로 구성되고, 그 필터의 계수는 재생신호 Sq의 상관에 따라 순차 제어된다.
양자화 스케일 적응부(436)에 공급 ADPCM 부호 I는, 갱신함수 변환기(441)에의해 예정된 테이블에 따라 갱신함수 W로 변환된다. 이 갱신함수 W는 대수 스케일 인자 산출기(442)로 공급되어, 대수 스케일 인자 y의 산출에 제공된다.
대수 스케일 인자 산출기(442)는, 음성 부호화부(111, 211)측의 대수 스케일 인자 산출기(412)와 마찬가지로 1차 순회형의 로우패스 필터로 구성되어 있다.
계수 적응기(443)는, 음성 부호화부(111, 211)측의 계수적응기(413)와 마찬가지로, 대수 스케일 인자 y의 크기에 근거하여 리크계수 δ(n)를 이것이 대수 스케일 인자 y의 단조감소 함수가 되도록 제어한다.
제 10도는, 본 실시예에 따른 재생신호 파형(501)과, 그 때의 송수신 사이의 대수 스케일 인자 y의 오차(502)와, 리크계수 δ를 고정한 종래의 방법에 따른 재생신호 파형(503)과, 그 때의 송수신 사이의 대수 스케일 인자 y의 오차(504)와, 사용한 비트에러의 패턴(505)를 나타내고 있다.
전송로의 비트 에러율는 0.3% 정도이다. 종래의 방법에서는, 리크계수 δ를 2＾-6으로 고정하였다. 종래의 재생신호 파형(503)에서는, 침 형태의 파형 일그러짐이 생기고 있지만, 본 실시예의 재생신호 파형에서는, 대수 스케일 인자 y의 오차가 억제되어, 침 형태의 파형 일그러짐이 억제되어 있는 것이 확인된다.
이것에 의해, 전송로의 부호 에러율의 열화에 대해 강한 내성을 갖고, 또한 부호 에러율이 양호한 환경하에서는, 양호한 음성품질을 얻을 수 있는 ADPCM 부호화 ·복호화 장치를 제공할 수 있다.
또한, 이상의 설명에서는, 로우패스 필터로서, 1차 순회형 필터를 사용하는 경우를 설명하였지만, 비순회형 필터나 고차의 순회형 필터, 더구나 양자를 조합한 필터를 사용하도록 하여도 좋다.
2. 제 2 실시예
이하, 본 발명의 제 2 실시예를 설명한다. 본 실시예는, 간섭제거부(114)의 구성을 전술한 실시예와 틀린 구성으로 한 것이다.
즉, 전술한 실시예에서는, 한 개의 메모리(시프트 레지스터부(131))를 M(국수)×K(심볼수)회 액세스함으로써, 간섭제거 처리를 M×K회 실행하는 경우를 설명하였다. 이에 대해, 본 실시예는, 간섭제거 처리를 실행하는 부분을 M×K개 종속접속함으로써, 간섭제거 처리를 M×K회 실행하도록 한 것이다.
2-1. 간섭제거부(114)의 구성 및 동작
제 11도는, 본 실시예의 간섭제거부(114)의 구성을 나타낸 블록도이다.
도면에 있어서, 141은 모든 국 1∼M가 있는 심볼의 간섭제거 처리를 행하는 심볼단위 간섭제거부이다. 이 심볼단위 간섭제거부(141)는 1국당의 심볼수 K개만이 설치되어 있다. 이 K개의 심볼단위 간섭제거부(141-1, 141-2, …, 141-K)는 종속접속되어 있다.
심볼단위 간섭제거부(141-1, 141-2, …, 141-K)는 각각 각 국의 심볼의 간섭 제거 처리를 행하는 M개의 국단위 간섭제거부(142)를 갖는다. 이 M개의 국단위 간섭제거부(142)는 종속 접속되어 있다.
예를 들면, 제 1단째의 심볼단위 간섭제거부(141-1)는, M개의 국단위 간섭제거부 142-(1,1), 142-(2,1), …, 142-(M,1)을 갖는다. 이들 M개의 국단위 간섭제거부 142-(1,1), 142-(2,1), …, 142-(M,1)는 종속접속되어 있다.
143은 각 국의 간섭제거 결과를 수정하는 국단위 간섭 수정부이다. 이 국단위 간섭수정부(143)는, 2단째 이후의 심볼단위 간섭제거부(141)에 있어서, 각 국단위 간섭제거부(142)마다 설치되어 있다. 예를 들면, 2단째의 심볼단위 간섭제거부(141-2)에 있어서는, 각 국단위 간섭제거부 142-(1,2), 142-(2,2), …, 142(M,2)마다 국단위 간섭수정부 143(1,2), 143(2,2), …, 143(M,2)가 설치되어 있다.
제 12도는 국단위 간섭제거부(142)의 구성을 나타낸 블록도이다.
도시된 것 같이, 국단위 간섭제거부(142)는, 채널신호 추정부(151)와 가산부(152)로 이루어져 있다.
채널신호 추정부(151)는 심볼추정부(161)와 간섭량 계산부(162)로 이루어진다. 심볼추정부(161)는, 확산부호 발생부(171), 승산부(172), 누적가산부(173)와 정규화부(174)로 이루어진다. 간섭량 계산부(162)는 확산신호 발생부(181)와 승산부(182)로 이루어진다.
또한, V-(1,1)∼V(M,K)는 각 국, 각 단의 심볼추정값, S-(1,1)∼S-(M,K)는 각국 각 단의 간섭량 추정 데이터 계열, dI-(1,1)∼dI-(M,K), dO-(1,1)∼dO-(M, K)는 각각 국단위 간섭제거부(142)로의 입력과 출력, R(t)는 간섭제거부(115)로의 입력 베이스밴드 대역신호, e-1∼e-K는 각 단의 간섭제거 오차 및 다음 단으로의 입력, t-1∼t-M는 각 극의 간섭제거 후의 심볼데이터 출력이다.
상기 구성에 있어서, 동작을 설명한다.
베이스밴드 대역의 수신신호 R(t), 결국 dI-(1,1)은 초단의 심볼단위 간섭제거부 141-1의 1국째의 국단위 간섭제거부 142-(1,1)에 공급된다. 이 국단위 간섭 제거부 142-(1,1)로 공급된 입력 데이터 dI-(1,1)은, 그 채널신호 추정부151-(1,1)의 심볼추정부 161-(1,1)로 공급된다.
입력 데이터 dI-(1,1)이 심볼의 단락에 도달했을 때, 즉 한 개의 심볼의 입력이 완료했을 때, 심볼 추정부 161-(1,1)에서, 입력 데이터 dI-(1,1)와 이 1국째의 확산부호와의 상관을 계산하여 심볼을 추정한다.
본 실시예에서의 상관은 곱셈 및 덧셈과 정규화에 의해 구해진다. 입력되는 곳의 N칩으로 확산된 각 심볼의 각 칩은, 확산부호 발생부 175-(1, 1)로부터 발생되어, 확산에 사용된 N개의 확산부호와 각각 승산부 172-(1,1)에서 곱을 취하게 된다. 각 칩의 승산출력은, 누적가산부 173-(1,1)에서 N개분 누적가산된다. 이 누적가산부 173-(1,1)은 심볼마다 클리어된다.
입력심볼의 a번째의 칩은, 그 심볼에 대응하는 확산부호의 a번째의 확산부호와 곱을 취한다. 전체 N칩분의 곱셈과 덧셈을 정규화 회로 174-(1,1)에 있어서 확산수 N로 정규화하여, 심볼 추정값 V-(1,1)를 구한다. 이 심볼추정값 V-(1,1)은, 국 1에 있어서는, 심볼데이터의 추정값인 동시에, 다른 국에 있어서는 간섭량의 추정값이다.
간섭량 계산부 162-(1,1)은, 확산부호 발생부 181-(1,1)에서 출력되는 위치에 앞서 심볼추정부 161-(1,1)에서 상관을 취하는데 이용된 것과 동일한 확산부호로, 심볼추정값 V-(1,1)을 승산회로 182-(1,1)로 재차 확산한다. 이 재확산된 간섭량 추정 데이터 계열 S-(1,1)은 가산부 152-(1,1)에 입력되는 동시에, 이 국의 1단째의 값으로서 다음 단의 국단위 간섭수정부 143(1,2)에 공급된다.
가산부 152-(1,1)은, 채널신호 추정부 151-(1,1)에 입력된 데이터 계열로부터 간섭량 추정 데이터 계열 S-(1,1)를 감산함으로써, 간섭을 제거한다.
본 실시예에서는, dI-(1,1)과 S-(1,1)의 차이을 취한다. 앞의 a번째의 확산부호에서 재확산된 데이터는, 앞의 입력심볼의 a번째의 칩과의 차이가 취해진다. 이 결과가 국단위 간섭제거부 142-(1,1)의 출력 dO-(1,1)으로, 이것은 다음 국의 국단위 간섭제거부 142-(2,1)로의 입력 데이터 dI-(2,1)이 된다. 이 입력은 1단, 1국째에서 추정된 간섭량이 제거된 후의 값이 된다.
다음의 1단, 2국째의 심볼추정부 161-(2,1)에서도, 1국째와 마찬가지로, 입력 데이터 dI-(2,1)이 심볼의 단락에 도달했을 때, 즉 1개의 심볼의 입력이 완료했을 때, 입력데이터 dI-(2,1)과, 이 2국째의 확산부호의 상관을 계산하여 심볼을 추정한다. 그 이후도 1국째와 마찬가지로 재확산, 간섭제거를 행하여, 국단위 간섭제거부 142-(2,1)의 출력 dO-(2,1)를 다음의 3국제의 국단위 간섭제거부 142-(3, 1)로 보낸다.
이들 동작을 M 만큼 반복하는 것으로, 전체 국분의 간섭이, 결국, 전체 국분의 간섭량 추정 데이터 계열 S-(1,1), S-(2,1), …, S-(M-1)이 간섭제거부 141-1의 입력 베이스밴드 신호 R(t)로부터 제거되게 된다. 이것에 의해, 1단, M국째의 간섭 제거부 142-(M,1)의 출력 dO-(M,1), 결국 심볼단위 간섭제거부 141-1의 출력인 간섭제거 오차 e-1은, 1단째에 있어서 심볼의 추정오차라고 말할 수 있다.
다음의 2단째의 심볼단위 간섭제거부 141-2에 있어서도, 1단째의 심볼단위 간섭제거부 141-2와 동일한 동작을 하게 된다. 이 경우, 각 국 m의 간섭량 추정데이터 계열 S-(m,2)는, 대응하는 국단위 간섭수정부 143-(m,2)로 공급되어, 전단으로부터 보내져 온 간섭량 추정데이터 계열 S-(m,1)의 수정에 제공된다.
예를 들면, 1국째의 간섭량 추정 데이터 계열 S-(1,2)는, 국단위 간섭 수정부 143-(1,2)로 공급되어, 전단으로부터 보내져 온 간섭량 추정 데이터 계열 S-(1,1)의 수정에 제공된다. 마찬가지로, 2국째의 간섭량 추정 데이터 계열 s-(2,2)는, 국단위 간섭 수정부 143-(2,2)로 공급되어, 전단에서 보내져 온 간섭량 추정 데이터 계열 S-(2,1)의 수정에 제공된다.
또한, 이 수정처리로서는, 여러가지의 처리가 고려되지만, 본 실시예에서는 예를 들어 단순히 가산처리가 사용된다.
이상의 처리가 각 단마다 순차 실행되는 것에 의해, k단, i국째의 V-(i,k),S-(i,k) 및 e-k는 다음 식 (25), (26), (27)로 표시할 수 있다.
K단 종료 후의 간섭제거 출력 t-i는 다음 식 (28)로 표시할 수 있다.
여기에서, 다음 식 (29)에 나타낸 ui를 생각한다.
이것은, 간섭제거부(115)의 입력신호 R(t)로부터, 자국 이외의 모든 국의 간섭량 추정 데이터 계열을 전단에 걸쳐 제거하여, 자국의 신호만을 남기는 것을 의미한다. 결국, 간섭 제거오차 e-k를 충분히 작은 것으로 무시했을 때, t-i에 간섭제거 후의 복조에 사용되는 데이터 계열을 각 i국의 송신신호에 의해 근사한 것으로 얻을 수 있다.
또한, t-i을 각 국의 확산부호로 상관을 취한 값 t'-i는 다음 식 (30)으로표시된다.
이것은, 우변 제 1항을 제외하면, 수학식 (30)의 t-i의 상관을 취한 것이다. 여기에서, 그 우변 제 1항을 (결국, e-k를) 충분히 작은 것으로 보고(K단 캔슬된 후의 추정오차이기 때문에), t'-i를 간섭제거부(115)의 출력으로 할 수 있다. 이들 일련의 조작에 의해 에러가 적은 복조가 가능하게 된다.
또한, 이 경우에도, 간섭제거부(115)의 출력으로서 t-i를 취하든가, t'-i를 취하든가에 의해, 간섭제거부(115)의 출력단자에 접속되는 회로가 변화한다.
즉, 이 경우에도, 확산복조부(114)가 제 3도에 도시된 확산복조부(214)와 동일한 구성을 갖도록 하면, 간섭제거부(115)의 출력으로서 t-i를 끄집어내는 경우에는 이 t-i는 상관연산부(225-1, 225-2)가 아니라, 가산부(226)에 공급된다. 이것은, t-i는 이미 확산복조된 상태에 있기 때문이다. 따라서, 이 경우에는 상관연산부(225-1, 225-2)와 확산부호 발생부(225)는 불필요하게 된다.
이에 대해, 간섭제거부(115)의 출력으로서 t'-i를 끄집어내는 경우에는, 이 t'-i는 상관연산부(225-1, 225-2)로 공급된다. 이것은, t'-i은 확산된 상태에 있기 때문이다.
이상의 처리절차를 정리하면 다음과 같이 된다.
처리절차
1. 1국째의 국단위 간섭제거부 142(1,1)에 데이터가 입력된다. 1국째의 송신신호가 1심볼분 입력된 위치에서, 수학식 (21)로부터 심볼 추정값 V-(1,1)를 구하고, 수학식 (22)로부터 재확산 출력 S-(1,1)을 구한다.
2. 국단위 간섭제거부 142(1,1)로의 입력과 S-(1,1)과의 차이을 취하는 것으로 1국째가 제공하고 있는 간섭의 제거를 행한다.
3. 그 결과를 다음 국의 국단위 간섭제거부 142(2,1)에 입력한다.
4. 각 국의 국단위 간섭제거부 142(j,1)에 그 국의 1심볼분의 데이터가 입력될 때마다, 수학식 (21), (22)에 의해 V-(j,1)와 S-(j,1)을 구한다.
5. S-(j,1)에 의해 그 국이 타국에 제공하는 간섭을 제거한다.
6. 1단째로부터 수학식 (23)에 의해 e-1이 구해지고, 이것을 2단째에 입력한다.
7. 2단째에 있어서도, 1단째와 마찬가지로 수학식 (21), (22)으로 V-(j,k)와 S-(j,k)를 구하고, 3단째로의 입력 e-2가 구해진다.
8. 3단째 이후에 있어서도, 2단째와 마찬가지로 수학식 (21), (22)로 V-(j,k)와 S-(j,k)를 구하여, 다음 단으로의 입력 e-(k+1)이 구해진다.
9. 간섭제거부(115)에 입력된 어떤 심볼구간의 데이터가 각 단을 통과할 때마다 각 국의 국단위 간섭제거부 142-(j,k)는 간섭량 추정 데이터 계열 S-(j,k) 또는 심볼추정값 V-(j, k)를 출력한다.
수학식 (24)에 의해, 그 심볼에 대응하는 심볼 추정값 V-(j,k)가 구해진다.
각 국의 심볼구간은 서로 다르므로, 다른 국에 있어서의 심볼의 위치에 관계없이, 시간대응으로 각 국 독립적으로 병렬로 간섭제거가 행해진다. 그 결과, 입력된 수신 데이터는 최종단 부분에 이를 때까지, M ·K회의 반복간섭 수정제거 작용을 받아, 각 국의 간섭량, 송신심볼이 추정된다. 그 심볼의 베이스밴드의 송신신호를 근사하는 것이 되어, 그의 상관값 또는 심보 추정값을 복조 데이터로서 출력하도록 하면, 비트 에러율을 감소시킬 수 있다.
또한, 본 실시예에 있어서도, 전술한 실시예에 있어서 설명한 것과 같이 보정계산을 사용하여 접속성을 좋게 하여, 예러율을 낮출 수 있다. 각 심볼 추정값 V-(i,j)에 있어서, 이하에 나타낸 것과 같은 값을 제한하는 수학식 (31)의 연산, 루트를 사용하는 수학식 (32)의 연산, 정수배한 후 제한하는 수학식 (33)의 연산등, 몇가지가 고려된다.
여기에서, | |은 절대값이고, sign( )는 부호로, ±1을 표시한다. n는 제한하는 값이고, α는 정수이다.
이들의 보정은 보다 좋은 추정값을 제공한다. 여기에서, 어떠한 보정을 가하지 않는 것도 가능하다.
3. 제 3 실시예
다음에, 본 발명의 제 3 실시예를 설명한다.
본 실시예는, 하향채널의 수신신호의 검파방식에 특징을 갖는 것이다. 즉, 제 1 실시예에서는, 이 하향채널의 수신신호의 검파방식으로서, 동기검파 방식을 사용한 경우를 설명하였다. 다시 말하면, 제 3도에 나타낸 확산복조부(214)의 반송파 발생부(221)가 제 2도에 도시된 확산변조부(113)의 반송파 발생부(123)에 동기되어 있는 경우를 설명하였다. 이에 대해, 본 실시예에서는, 수신신호의 검파방식으로서, 비동기 검파방식을 사용하도록 한 것이다.
이러한 비동기 검파방식을 실현하기 위해, 본 실시예에서는 확산변조부(113)에, 채널의 위상천이량을 추정하기 위한 제어신호를 송신신호에 부가하여 송신하는 기능을 설치하는 동시에, 확산복조부(214)에, 상기 제어신호에 근거하여, 전송로의 위상천이량을 추정하고, 추정된 위상천이량을 수신신호로부터 제거하는 기능을 설치하도록 되어 있다.
이와같은 구성에 따르면, 확산복조부(214)의 반송파 발생부(221)가 확산변조부(113)의 반송파 발생부(123)와 동기되어 있지 않은 경우에도, 결국, 위상의 회전이 있어도, 수신신호를 검파할 수가 있다.
이하, 본 실시예의 확산변조부(113)과 확산복조부(214)의 구성 및 동작을 설명한다.
3-1. 확산변조부(113)의 구성 및 동작
제 13도는, 본 실시예의 확산변조부(113)의 구성을 나타낸 블록도이다.
제 13도에 나타낸 확산변조부(113)에 있어서, 앞의 제 2도에 나타낸 확산변조부(113)과 다른 점은, 먼저, 상기한 것 같이, 채널의 위상천이량을 추정하기 위한 제어신호를 송신신호에 부가하는 기능이 설치되어 있다는 점에 있다.
다음에, 전술한 실시예에서는, 각 국의 송신신호를 RF 대역의 신호로 변환한 후에, 이들의 다중으로 하도록 되어 있는 것에 대해, 본 실시예에서는, 다중한 후에 RF 대역의 신호로 변환하도록 되어 있는 점이다.
그러면, 제 13도에 도시된 확산변조부(113)의 구성을 구체적으로 설명한다.
또한, 본 실시예에 있어서도, 전술한 실시예와 마찬가지로, 송신신호는 I상과 Q상으로 나누어 송신된다. 즉, 송신신호는, 서로 직교하는 2개의 반송파 cos2πfct, sin2πfct를 사용하여 송신된다. 따라서, 이하의 설명에서는, I상에 관계하는 것에는, 부호 I를 붙이고, Q상에 관계하는 것에도, 부호 Q를 붙인다.
도시한 확산변조부(113)은, 확산연산부(601k-I, 601k-Q, 603k-I, 603k-I, 605-Q)와, 확산부호 발생부(602K, 504)와, 다중부(606-I, 606-Q)와, 승산변조부(607-I, 607-Q)와, 반송파 발생부(608)와, 파형합성부(609)를 갖는다.
여기에서, k는 국(1,2,…)을 표시한다. 또한, 확산연산부 601k-I, 601k-Q는, 제 2도의 확산연산부 122-1, 122-2에 해당하고, 확산부호 발생부 602K는 제 2도의 확산부호 발생부 121에 해당하며, 다중부 606-I, 606-Q는, 제 2도의 다중부 103에 해당하고, 승산변조부 607-I, 607-Q는 제 2도의 승산변조부 124-1, 124-2에 해당하며, 파형합성부(609)는 제 2도의 파형합성 125에 해당한다.
이에 대해, 확산연산부 603K-I, 603K-Q, 605-I, 605-Q와, 확산부호 발생부 604는, 송신신호에 제어신호를 부가하는 것에 따라 새롭게 삽입된 것이다.
상기 구성에 있어서, 동작을 설명한다.
k국의 송신 데이터 xk는, k국의 확산연산부 601k-I, 601k-Q에 공급되어, k국의 확산부호 발생부 602k로부터 공급되는 부분 확산부호 wkI, wkQ에 의해 확산연산된다. 이것에 의해, 송신데이터 xk는 부분착산 부호 wk1, wk0에 의해 확산된다.
각 상의 확산출력은, 각각 k국의 확산연산부 603k-I, 603k-Q에 공급되어, 확산부호 발생부(604)에서 공급된 부분확산 부호 aI, aQ와 확산 연산된다. 이것에 의해, 부분 확산부호 wkI, wkQ에 의해 확산된 송신 데이터 xk는, 다시 부분 확산부호 aI, aQ에 의해 확산된다.
한편, 전송로의 위상천이량을 추정하기 위한 제어신호 Z(도면에서는, 예를들면 값이 "1"인 신호를 대표적으로 표시한다)는, 확산연산부 605-I, 605-Q에 공급되어, 확산부호 발생부(604)에서 공급된 부분확산 부호 aI, aQ와 확산연산된다. 이것에 의해, 제어신호 Z는 부분확산부호 aI, aQ와 확산된다.
확산면산부 603k-I, 603k-Q의 확산출력과 확산연산부 605-I, 605-Q의 확산출력은, 각각 다중부 606-I, 606-Q에 공급되어, 각 상 I, Q마다 다중화된다. 이것에의해, 모든 극의 송신 데이터 x1, x2, …와 제어신호 Z가 각 상 I,Q마다 다중화된다.
각 상 I, Q의 다중출력은, 각각 승산변조부 607-I, 607-Q로 공급되어, 반송파 발생부(608)에서 공급된 반송파 cos(2πfct), sin(2πfct)와 승산된다. 이것에의해, RF 대역의 신호가 얻어진다. 이들 2개의 신호는, 파형합성부(609)에 의해 합성된다. 이 합성신호는, 무선부(105)에 공급되어, 안테나(106)로부터 방사된다.
이것에 의해, 다음 식 (34)로 나타낸 것 같이, 모든 국의 송신 데이터 x1, X2, …에, 제어신호 Z(= 1)가 부가된 신호 S가 송신된다. 또한, 이 식에서는 송신신호 S를 베이스밴드 대역으로 표시하고 있다.
3-2. 확산복조부 214의 구성 및 동작
제 14도는 확산복조부(214)의 구성을 나타낸 블록도이다. 또한, 이하의 설명에서는, 설명의 편의상 제 1국의 확산복조부(214)를 대표적으로 설명한다.
도시된 확산복조부(214)는, 승산복조부(611-I, 611-Q)와 반송파 발생부(612)와, 로우패스 필터부(613-I, 613-Q)와, 위상조정부(614)와, 상관연산부(615-I, 615-Q)와, 확산부호 발생부(616)와 가산부(617)를 갖는다.
여기에서, 승산복조부 611-I, 611-Q는 제 3도의 승산복조부 222-2, 222-2에 해당하고, 로우패스 필터부 613-I, 613-Q는 제 3도의 로우패스 필터 223-1, 223-2에 해당하며, 확산연산부 615-I, 615-Q는, 제 3도의 상관연산부 225-1, 225-2에 해당하고, 제 3도의 확산부호 발생부 616은 확산부호 발생부 224에 해당하며, 가산부 617은 제 3도의 가산부 226에 해당한다.
이에 대해, 반송파 발생부(612)는, 제 3도의 반송파 발생부(221)와는 다르며, 송신측의 반송파 발생부(608)와 반드시 동기되어 있지 않다. 또한, 위상조정부(614)는, 비동기 검파를 실현하기 위해 새롭게 부가된 것이다. 이 위상조정부(614)는 수신신호에 포함된 제어신호 Z에 근거하여 채널의 위상천이량을 추정하고, 이것을 수신신호에서 제거하도록 되어 있다.
상기 구성에 있어서 동작을 설명한다. 우선, 확산복조부(114)의 전체적인 동작을 설명한다.
우선부(205)로부터 출력된 수신신호는 각 상 I, Q의 승산복조부 611-I, 611-Q에 공급되어, 반송파 발생부(612)로부터 공급된 반송파 cos(2πfct), sin(2πfct)와 승산된다. 이것에 의해, I상, Q상의 베이스밴드 대역의 수신신호가 얻어진다.
각 상 I, Q의 수신신호는 로우패스 필터부 613-I, 613-Q에 의해 불요성분이 제거된 후, 위상조정부(614)로 공급된다. 위상조정부(614)에 입력된 신호 R는, 다음 수학식 (35)로 표시된다.
여기에서, β는 채널의 이득이고, ø는 같은 위상천이량이다.
이 신호 R를 받은 위상조정부(614)는, 이 신호 R에 포함된 제어신호 Z에 근거하여, 이 신호 R에 대한 채널의 위상천이량 ø를 추정하고, 이 추정된 위상천이량 ø를 신호 R로부터 제거한다.
추정 위상천이량 ø가 제거된 각 상 I, Q 신호는, 각각 상관연산부 615-I,615-Q로 공급되어, 확산부호 발생부(616)에서 출력된 부분확산 부호 w1I, w1Q와 상관연산된다. 이것에 의해, 제 1국의 송신신호가 역확산된다. 이 역확산 출력은, 가산부분(617)에서 가산되어, 제 1국의 송신 데이터 x1으로서 채널 복호화부(215)로 공급된다.
이상이 확산복조부(214)의 전체적인 동작이다. 다음에, 위상조정부(614)의 동작을 더욱 상세히 설명한다.
제 15도는, 위상조정부(614)의 구성을 개념적으로 나타낸 블록도이다. 또한, 제 15도는 I상과 Q상을 정리한 상태를 나타낸다.
도시된 것과 같이, 위상조정부(614)는, 채널의 위상량 ø와 이득 β를 추정하는 전송로 추정부(621)와, 이 전송로 추정부(621)의 추정결과에, 입력신호 R로 승산을 행하는 승산부(622)를 갖는다.
제 16도는 전송로 추정부(621)의 구성을 개념적으로 나타낸 블록도이다.
도시한 것 같이, 전송로 추정부(621)은, 승산부(631), 적분부(632)와, 정규 화부(633)를 갖는다. 승산부(631)에 입력된 신호 R은 aI-jaQ와 승산된다. 이 승산결과는, 다음 식 (36)과 같이 표시된다.
이 승산결과는, 적분부(632)에서 적분된 후, 정규화부(633)에서 정규화된다. 이 적분처리 및 정규화 처리는 다음과 같이 표시된다.
여기에서, Tb는 1심볼길이며, N는 전송로가 일정하게 근사할 수 있는 가능한한 큰 수이다.
이 경우, 다음 수학식 (37), (38)이 성립한다.
또한, 확산이득에 의해 [ ] 중의 허수부는 0이 된다(퀄컴(Qualcomm) 방식인 경우에는, w1I=w1Q에 의해, [ ] 중의 허수부는 정확하게 0이 된다). 이것에 의해,정규화부(633)의 출력은 βe jø가 된다.
이러한 βe jø는, 승산부(622)로 공급되어, βe jø로 변환된 후, 입력신호 R과 승산된다. 이것에 의해, 다음 수학식 (39)에 나타낸 것 같이, 신호 R로부터 전송로의 위상천이량 ø가 제거된다.
제 17도는 위상조정부(614)의 구체적 구성의 일례를 나타낸 블록도이다.
도시한 예에서, 전송로 추정부(621)는, 승산기(641, 642, 643, 644)와, 가산기(645, 646)로 구성되고, 승산부(622)는 승산기(651, 652, 653, 654)와 가산기(655, 656)로 구성된다.
이상이 위상조정부(614)의 동작이다. 다음에, 상관연산부 615-I, 615-Q의 동작을 설명한다.
위상조정부(614)에서, 전송로의 위상량이 제거된 신호 R는, 각 상 I, Q마다 대응하는 상관연산부(615-I, 615-Q)로 공급된다. 제 18도는 이러한 상관연산부 615-I, 615-Q의 구성을 개념적으로 나타낸 블록도이다. 또한, 이 제 18도는 I상과 Q상을 함께 표시한다.
상관연산부(615-I, 615-Q)는, 승산부(661), 실수부 추출부(662), 적분부(663)와 정규화부(664)를 갖는다. 승산부(661)에서는, 입력신호 Rβe jø와aIw1I-jaQw1Q와의 승산이 이루어진다.
이 승산출력은, 실수부 추출부(662)에 공급되어, 실수부 Re[ ]가 추출된다. 이 실수부는, 다음 식 (40)으로 표시된다.
이 추출출력은, 적분부(663)에서 적분된 후, 정규화부(664)에서 정규화된다. 이 적분처리와 정규화 처리는 다음과 같이 표시된다.
이 경우, 다음 식 (41)∼(44)가 성립한다.
여기에서, wkI', wkQ'는 제 1국 이외의 부분 착산부호 wkI, wkQ이다. 이것에의해, 제 1국의 송신 데이터가 β2x1로서 얻어진다. 이상이 상관연산부(615-I, 615-Q)의 동작이다.
이상에서, 본 발명의 실시예를 몇가지 설명했지만, 본 발명은 전술한 것과같은 실시예에 한정되는 것은 아니고, 이 이외에도, 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위에서 다양한 변형 실시가능한 것은 물론이다.
이상에서 상세히 설명한 것과 같이 본 발명에 따르면, 1심볼을 2계통으로 하고, 각각 1심볼분의 확산코드를 2분할한 것을 사용하여 신호를 직교하는 2개의 반송파로 전송 및 병렬 처리하도록 하였기 때문에로, 동일한 주파수 대역을 사용하는 경우일지라도, 전송량을 증가시킬 수 있다. 이것에 의해, 송신국수가 많아져도, 사용하는 주파수 대역의 광대역화를 방지할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면, 목적하는 신호에 사용되는 확산부호와 타국에서 사용되고 있는 확산부호의 간섭량을 계산함으로써, 타국으로부터의 간섭신호를 제거하도록 하였기 때문에, 송신국이 많아져도, 에러가 적은 통신을 행하는 것이 가능하다.
제 1도는 제 1 실시예의 전체적인 구성을 나타낸 블록도.
제 2도는 제 1 실시예에 있어서의 확산변조부(113)의 구성을 나타낸 블록도.
제 3도는 제 1 실시예에 있어서의 확산복조부(214)의 구성을 나타낸 블록도.
제 4도는 제 1 실시예에 있어서의 간섭제거부(115)의 구성을 나타낸 블록도.
제 5도는 제 4도의 동작을 설명하기 위한 흐름도.
제 6도는 제 4도의 동작을 설명하기 위한 데이터 배열도.
제 7도는 제 1 실시예의 간섭제거부(115)의 효과를 설명하기 위한 특성도.
제 8도는 제 1 실시예에 있어서 음성부호화부(111, 211)의 구성을 나타낸 블록도.
제 9도는 제 1 실시예에 있어서 음성 복호화부(117, 216)의 구성을 나타낸 블록도.
제 10도는 제 1 실시예에 있어서 음성부호화부(111, 211) 및 음성 복호화부(117, 216)의 효과를 설명하기 위한 신호 파형도.
제 11도는 제 2 실시예에 있어서 간섭제거부(115)의 구성을 나타낸 블록도.
제 12도는 제 11도에 나타낸 국단위 간섭제거부(142)의 구성을 나타낸 블록도.
제 13도는 제 3 실시예에 있어서 확산변조부(113)의 구성을 나타낸 블록도.
제 14도는 제 3 실시예에 있어서 확산복조부(214)의 구성을 나타낸 블록도.
제 15도는 제 14도에 나타낸 위상조정부(614)의 개념적인 구성을 나타낸 블록도.
제 16도는 제 15도에 나타낸 채널 추정부(621)의 개념적인 구성을 나타낸 블록도.
제 17도는 제 14도에 나타낸 위상조정부(614)의 구체적 구성의 일례를 나타낸 블록도.
제 18도는 제 14도에 나타낸 상관연산부(615-I, 615-Q)의 개념적인 구성을 나타낸 블록도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
100 : 기지국 송수신 장치 200 : 휴대국 송수신 장치
101, 203 : 송신 처리부 102, 204 : 수신 처리부
103, 506-I, 506-Q : 다중부 104 : 다중분배부
105, 205 : 무선부 106, 206 : 안테나
201 : 송화부 202 : 수화부
111, 211 : 음성 부호화부 112, 212 : 채널 부호화부
113, 213 : 확산변조부 114, 214 : 확산복조부
115 : 간섭제거부 116, 215 : 채널 복호화부
117, 216 : 음성 복호화부 121, 132 : 확산부호 발생부
122 : 확산연산부 123, 221, 508, 612 : 반송파 발생부
124, 507-I, 507-Q : 승산 변조부 125, 509 : 파형 합성부
222, 611-I, 611-Q : 승산 복조부 223, 613-I, 613-Q : 로우패스 필터부
224, 171, 181, 502K, 504, 616 : 확산부호 발생부
225 : 상관연산부 152, 226, 617 : 가산부
131 : 시프트 레지스터부 133 : 상관연산부
134 : 보정 계산부 135 : 간섭량 계산부
136 : 제거량 계산부 141 : 심벌단위 간섭제거부
142 : 국단위 간섭제거부 143 : 국단위 간섭수정부
151 : 채널신호 추정부 161 : 심벌 추정부
162 : 간섭량 제거부 172, 182 : 승산부
173 : 누적 가산부 174 : 정규화부
401, 431 : 입력단자 402 : 차분기
403 : 적응 양자화기 404, 434 : 출력단자
405, 432 : 적응 역양자화기 406, 433 : 가산기
407, 434 : 적응 예측기 408 : 양자화 스케일 적응부
411, 441 : 갱신 함수 변환기 412, 442 : 대수 스케일 인자 산출기
413, 443 : 계수 적응기 614 : 위상조정부
641, 642, 643, 644, 651, 652, 653, 654 : 승산기
654, 646, 655, 656 : 가산기
601K-I, 601K-Q, 603K-I, 603K-Q, 605-I, 605-Q : 확산연산부
615-I, 615-Q : 상관연산부

Claims (6)

  1. 기지국과 복수의 이동국을 코드분할 다중접속 방식으로 접속하는 코드분할 다중접속 시스템에 있어서,
    상기 기지국으로부터 상기 이동국으로 데이터를 전송하기 위한 하향채널의 송신측에,
    1개의 확산부호를 2분할함으로써 얻어진 2계통의 부분확산 부호와 송신 데이터를 승산함으로써, 2계통의 피확산 신호를 생성하는 피확산 신호 생성수단과,
    이 피확산 신호 생성수단에 의해 생성된 2계통의 피확산 신호와 서로 직교하는 2계통의 반송파를 각각 승산함으로써, 2계통의 무선주파수 대역의 송신신호를 생성하는 무선주파수 대역신호 생성수단과,
    이 무선주파수 대역신호 생성수단에 의해 생성된 2계통의 무선주파수 대역신호를 합성하여 송신하는 신호 송신수단을 구비한 확산변조장치를 설치하고,
    상기 하향채널의 수신측에,
    수신신호와 상기 2계통의 반송파를 승산함으로써, 2계통의 베이스밴드 대역의 신호를 생성하는 베이스밴드 대역신호 생성수단과,
    이 베이스밴드 대역신호 생성수단에 의해 생성된 2계통의 베이스밴드 대역신호와 상기 2계통의 부분확산 부호를 각각 승산함으로써, 2계통의 부분 상관값 신호를 생성하는 부분 상관값 신호 생성수단과,
    이 부분 상관값 신호 생성수단에 의해 생성된 2계통의 부분 상관값 신호를가산함으로써, 상기 송신 데이터를 복조하는 데이터 복조수단을 구비한 확산복조 장치를 설치하고,
    상기 이동국으로부터 상기 기지국으로 데이터를 송신하기 위한 상향채널의 수신측에,
    각 이동국의 심볼추정값이 얻어질 때마다, 이 심볼 추정값로부터 각 이동국의 송신신호를 추정하고, 이 추정신호를 다른 이동국이 사용하는 수신신호로부터 제거하는 처리를 반복함으로써, 각 이동국의 수신신호로부터 다른 이동국의 간섭신호를 제거하도록 구성된 간섭제거장치를 설치한 것을 특징으로 하는 코드분할 다중접속 시스템.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 베이스밴드 대역신호 생성수단은, 상기 무선주파수 대역신호 생성수단에서 사용되는 반송파와 동기된 반송파를 사용하여, 상기 베이스밴드 대역신호를 생성하도록 구성된 것을 특징으로 하는 코드분할 다중접속 시스템.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 확산변조장치는, 송신신호의 전송로의 위상천이량을 추정하기 위한 제어신호를 송신신호와 함께 송신하도록 구성되고,
    상기 확산복조장치는, 수신신호에 포함된 상기 제어신호에 근거하여, 상기 전송로의 위상천이량을 추정하고, 이것을 수신신호로부터 제거하도록 구성된 것을특징으로 하는 코드분할 다중접속 시스템.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 간섭제거장치는,
    각 이동국에 대응하는 복수의 기억영역을 갖고, 각 기억영역에 베이스밴드 대역의 수신신호가 기록되는 동시에, 그 기억내용이 각 이동국의 송신신호의 추정 데이터 계열로 고쳐쓰여지는 메모리 수단과,
    지정된 이동국의 상기 추정 데이터 계열과 이 지정국의 확산부호의 상관값를 산출하고, 이 상관값에 근거하여, 복수 심볼분의 심볼 추정값을 생성하는 심볼 추정값 생성수단과,
    이 심볼추정값 생성수단에 의해 생성된 전회의 심볼추정값과 금회의 심볼추정값의 차이를 산출하고, 이 차이값과 상기 지정국의 확산부호의 곱에 대응한 간섭 데이터계열을 생성하는 간섭 데이터 생성수단과,
    상기 메모리 수단에 기억되어 있는 추정 데이터 계열 중에서, 상기 지정국을 제외한 각 이동국의 추정 데이터 계열과 상기 간섭 데이터 계열의 차이를 계산하고, 이 차이 데이터 계열에 대응하는 이동국의 추정 데이터 계열을 고쳐쓰는 데이터 고쳐쓰기 수단과,
    심볼의 단락을 검출하고, 그 국을 상기 지정국으로서 지정하는 기능과, 해당 지정국에 관한 재선행 심볼의 상관값 또는 심볼추정값을 복조 데이터로서 출력하는 기능을 포함하며, 장치 전체의 동작을 제어하는 제어수단을 구비하도록 구성된 것을 특징으로 하는 코드분할 다중접속 시스템.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 간섭제거장치는,
    종속 접속된 복수의 간섭제거수단과,
    이 간섭제거수단으로부터 각 이동국마다 간섭이 제거된 신호를 끄집어내는 신호 취출수단을 구비하도록 구성되고,
    상기 간섭제거수단은, 종속접속된 이동국 수 만큼의 국단위 간섭제거 수단을 구비하도록 구성되고,
    상기 국단위 간섭제거수단은,
    입력신호와 대응하는 이동국의 확산부호를 상관연산함으로써, 이 이동국의 심볼 추정값을 생성하는 심볼추정값을 생성하는 심볼추정값 생성수단과,
    이 심볼추정값 생성수단에 의해 생성된 심볼추정값과 대응하는 이동국의 확산부호를 확산연산함으로써, 이 이동국의 다른 이동국에 대한 간섭량을 산출하는 간섭량 산출수단과,
    이 간섭량 산출수단에 의해 산출된 간섭량을 상기 입력신호로부터 제거하는 간섭량제거수단을 구비하도록 구성되고,
    상기 신호 취출수단은 각 이동국마다, 상기 심볼추정값 생성수단 또는 상기 간섭량 산출수단의 출력에 근거하여, 간섭이 제거된 신호를 끄집어내도록 구성된 것을 특징으로 하는 코드분할 다중접속 시스템.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 하향채널과 상기 상향채널의 송신측에,
    이산적인 송신신호의 각 점마다, 순차적으로 그 값과 그 예측치의 차이를 산출하는 차이 산출수단과,
    이 차이 산출수단의 산출출력을 스케일 인자로 정규화하는 정규화 수단과,
    이 정규화 수단의 정규화 출력을 양자화하여 부호화하는 부호화 수단과,
    이 부호화 수단의 부호화 출력에 근거하여, 다음 점에 있어서의 스케일 인자를 생성하는 스케일 인자 생성수단과,
    상기 스케일 인자가 큰 경우에는 그 변동이 억제되고, 작은 경우는 예민하게 되도록, 상기 스케일 인자 생성수단의 스케일 인자 생성동작을 제어하는 제어수단을 구비한 ADPCM 부호화 장치를 설치하고,
    상기 하향채널과 상향채널의 수신측에,
    수신신호의 각 점마다, 순차적으로 그 값을 역양자화하는 역양자화 수단과,
    이 역양자화 수단의 역양자화 출력과 스케일 인자를 승산하는 승산수단과,
    이 승산수단의 승산출력과 원래 신호의 예측값을 가산하여, 원래 신호를 재생하는 가산수단과,
    상기 수신신호의 각 점마다, 이 수신신호에 근거하여, 다음 점에 있어서의 스케일 인자를 생성하는 스케일 인자 생성수단과,
    상기 스케일 인자가 큰 경우에는 그 변동이 억제되고, 작은 경우는 예민하게되도록, 상기 스케일 인자 생성수단의 스케일 인자 생성동작을 제어하는 제어수단을 구비한 ADPCM 복호화 장치를 설치한 것을 특징으로 하는 코드분할 다중접속 시스템.
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