JPH07250379A - 符号分割多元接続システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 符号分割多元接続システムの加入者容量を、
上り、下り両回線において、周波数帯域を広げずに増加
する。 【構成】 基地局から携帯局への下りチャネルの送信側
に設けられた拡散変調部１１３は、送信信号と１シンボ
ル分の拡散符号を２分割することにより得られた２系統
の符号と乗算した後、各乗算出力と互いに直行した２つ
の搬送波をそれぞれ乗算し、各乗算出力を合成して送信
する。下りチャネルの受信側に設けられた拡散復調部２
１４は、受信信号と上記２系統の搬送波を乗算した後、
各乗算出力と上記２系統の拡散符号を乗算して、復調信
号を得る。上りチャネルの受信側に設けられた干渉除去
部１１５は、各局の各シンボルごとに、その値を推定
し、この推定値に基づいて、他局への干渉量を計算し、
この計算値に基づいて、各局の受信信号から他局からの
干渉成分を除去する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば、パーソナル通
信システム（ＰＣＳ）等の移動通信システムのように、
基地局と複数の携帯局を符号分割多元接続方式で接続す
る通信システム、すなわち、符号分割多元接続システム
（以下、「ＣＤＭＡシステム」という。）に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＣＤＭＡシステムで用いられる変復調装
置としては、例えば、次の文献１に記載されるものがあ
る。 文献１：ＢＥＲＮＡＲＤ ＳＫＬＡＲ著、”ＤＩＧＩＴ
ＡＬＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ Ｆｕｎｄａｍｅｎ
ｔａｌｓ ａｎｄＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ” ｐｐ．
５７１−５７３、１９８８年、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａ
ｌｌ発行。

【０００３】この文献１に記載された変調装置は、送信
データに拡散符号を乗じることにより、スペクトラムを
拡散するようになっている。このスペクトラム拡散信号
は、無線機によって無線周波数帯域の信号に変換された
後、アンテナから送信される。各携帯局は、周波数につ
いては、同じものを用い、拡散符号については、異なる
ものを用いる。

【０００４】一方、復調装置は、アンテナからの受信信
号をベースバンド帯域の信号に変換し、これに送信局と
同期した拡散符号を乗じた後、１シンボル分を加算して
復調信号を取り出すようになっている。復調信号には目
的とする信号の他に、他局からの干渉信号が含まれてい
るが、この干渉信号は目的信号より小さいので問題はな
い。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来のＣＤＭＡシステムにおいては、携帯局の数が多
くなると、次のような問題があった。

【０００６】すなわち、基地局から携帯局にデータを伝
送するための下りチャネル（フォワード・チャネル）に
おいては、誤りの少ない伝送方式を構築するためには、
１シンボル分の拡散符号の長さを長くする必要がある。
このため、このチャネルにおいては、携帯局数が多くな
ると、使用する周波数帯域が広がるという問題が生じ
る。

【０００７】また、携帯局から基地局にデータを伝送す
るための上りチャネル（リバース・チャネル）において
は、各携帯局が拡散符号として擬似ランダム符号のよう
な非直交符号を非同期で用いた場合、ある局の送信信号
が他の局の送信信号に干渉波として加算される。このた
め、このチャネルにおいては、携帯局数が多くなると、
干渉量が多くなり、受信データに誤りが多く発生すると
いう問題があった。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は、下りチャネル
の送信側に、１つの拡散符号を２分割することにより得
られた２系統の部分拡散符号と送信データとを乗算する
ことにより、２系統の被拡散信号を生成する被拡散信号
生成手段と、この被拡散信号生成手段により生成された
２系統の被拡散信号と互いに直交した２系統の搬送波と
をそれぞれ乗算することにより、２系統の無線周波数帯
域の送信信号を生成する無線周波数帯域信号生成手段
と、この無線周波数帯域信号生成手段により生成された
２系統の無線周波数帯域信号を合成して送信する信号送
信手段とを具備した拡散変調装置を設け、下りチャネル
の受信側に、受信信号と２系統の搬送波とを乗算するこ
とにより、２系統のベースバンド帯域の信号を生成する
ベースバンド帯域信号生成手段と、このベースバンド帯
域信号生成手段により生成された２系統のベースバンド
帯域信号と前記２系統の部分拡散符号をそれぞれ乗算す
ることにより、２系統の部分相関値信号を生成する部分
相関値信号生成手段と、この部分相関値信号生成手段に
より生成された２系統の部分相関値信号を加算すること
により、前記送信データを復調するデータ復調手段とを
具備した拡散復調装置を設け、前記移動局から基地局に
データを送信するための上りチャネルの受信側に、各移
動局のシンボル推定値が得られるたびに、このシンボル
推定値から各移動局の送信信号を推定し、この推定信号
を他の移動局が使う受信信号から除去するという処理を
繰り返すことにより、各移動局の受信信号から他の移動
局の干渉信号を除去するように構成された干渉除去装置
を設けたことを特徴とする。

【０００９】

【作用】

（１） まず、携帯局数が多くなっても、下りチャネル
の使用周波数帯域の拡大を防止するための作用を説明す
る。

【００１０】今、下りチャネルにおいては、全送受信局
は完全に同期しているものとする。また、送信データ
は、拡散符号によって直接拡散変調されるものとする。

【００１１】拡散符号として、送信データの１シンボル
（プラス１又はマイナス１のシンボル）当たりの長さが
一定である符号を用いる場合、一般的傾向として、この
拡散符号が非直交の符号であると、ユーザ数が多いほど
誤り率が増加する。これに対し、直交の符号であると、
ユーザ数がこの符号の数より多くなるほど誤り率が増加
する。従って、ユーザ数と送信データ１シンボル当たり
に使用する拡散符号の長さとの間には密接な関係があ
る。

【００１２】本発明は、１シンボル分の拡散符号ｓｋ
（ｔ）を２つに分割したものを用い、その２系統の部分
拡散符号ｃｋ１（ｔ）、ｃｋ２（ｔ）で送信データを拡
散し、この拡散により得られた２系統の被拡散信号と互
いに直交した２系統の搬送波をそれぞれ乗算して無線周
波数帯域（以下、「ＲＦ帯域」という。）の送信信号を
生成することにより、周波数帯域が同じでも、２倍の伝
送量を確保できるようにしたものである。

【００１３】本発明におけるＲＦ帯域の送信信号ｓｋ
（ｔ）は、次式のように表される。

【００１４】 ｓｋ（ｔ）＝ａｋ（ｔ）ｃｋ１（ｔ）ψ１（ｔ） ＋ａｋ（ｔ）ｃｋ２（ｔ）ψ２（ｔ） 式（１） ここで、ａｋ（ｔ）は、時刻ｔにおいて、ｋ局が送信し
た送信データ（情報データ）であり、プラス１あるいは
マイナス１で表される。この送信データａｋ（ｔ）は、
シンボル長時間Ｔａの間は変化しない。ｃｋ１（ｔ）、
ｃｋ２（ｔ）は、時刻ｔにおいて、ｋ局が用いている２
系統の部分拡散符号であり、ｋ局の１シンボル長に対し
てＮ／２（Ｎ／２＝２Ｔａ・Ｔｃ：但し、Ｔｃは部分拡
散符号のチップ時間長）倍の速度をもつ。ψ１（ｔ）、
ψ２（ｔ）は互いに直交した搬送波である。

【００１５】スペクトル拡散通信において、互いに直交
した２つの搬送波で伝送されたＲＦ帯域の受信信号Ｒ
（ｔ）は、送信局がＭ局あるとき次式（２）のように表
される。

【００１６】

【数１】 １シンボル区間において、ｋ局の信号を検出する場合
は、ＲＦ帯域の受信信号Ｒ（ｔ）と搬送波ψ１（ｔ）、
ψ２（ｔ）を乗算することにより、この受信信号Ｒ
（ｔ）から、各搬送波ψ１（ｔ），ψ２（ｔ）に乗せた
ベースバンドの成分Ｅ１（ｔ）、Ｅ２（ｔ）を抽出す
る。なお、Ｅ１（ｔ）、Ｅ２（ｔ）は、それぞれ、式
（１）におけるａｋ（ｔ）ｃｋ１（ｔ）、ａｋ（ｔ）ｃ
ｋ２（ｔ）に対応する。

【００１７】そして、送信局ｋ局において使用し、且
つ、送信局ｋ局と同期した拡散符号ｃｋ１（ｔ）、ｃｋ
２（ｔ）との相関値ｂｋ１、ｂｋ２をそれぞれ計算し、
それらの和ｂｋを計算する（逆拡散）。

【００１８】相関演算により得られた和ｂｋ、すなわ
ち、２つの直交した搬送波ψ１（ｔ），ψ２（ｔ）に乗
せた送信データ成分の出力の和は次式（３）のように表
される。

【００１９】

【数２】 式（３）において、Ｅ１（ｔ）、Ｅ２（ｔ）は、上記の
ごとく、それぞれ、式（１）におけるａｋ（ｔ）ｃｋ１
（ｔ）、ａｋ（ｔ）ｃｋ１（ｔ）に対応するものであ
る。したがって、相関値の和ｂｋは、拡散符号ｃｋ
（ｔ）を用いて１シンボルのＮ倍の速度で拡散して送信
したものを復調した場合の相関値と同じであり、受信デ
ータ推定値となる。

【００２０】（２） 次に、上りチャネルのデータ誤り
の増加防止作用を説明する。

【００２１】スペクトル拡散通信におけるベースバンド
での送信局ｊの送信信号は、一般的に次式（１）で表す
ことができる。 ｓｊ（ｔ）＝ａｊ（ｔ）・ｃｊ（ｔ） 式（４） ここで、ａｊ（ｔ）は、時刻ｔにおいて、ｊ局が送信し
た送信データ（シンボル情報のデータ）であり、プラス
１あるいはマイナス１で表される。また、シンボルデー
タａｊ（ｔ）はシンボル長時間Ｔａの間は変化しない。
ｃｊ（ｔ）はｊ局が用いている拡散符号である。

【００２２】また、ベースバンドでの受信信号Ｒ（ｔ）
は、各送信局１〜Ｍの送信信号の和と見ることができ、
次式（５）で表すことができる。

【００２３】 Ｒ（ｔ）＝ａ１（ｔ）・ｃ１（ｔ）＋ａ２（ｔ）・ｃ２（ｔ）＋…＋ａＭ （ｔ）・ｃＭ（ｔ） 式（５） 相関検波によってｊ局の信号を検出するには、ベースバ
ンドの受信信号Ｒ（ｔ）とｊ局の拡散コードｃｊ（ｔ）
との相関演算を１シンボルの区間（ｔ＝１〜Ｎ、ただし
Ｎはチップ数）で行うことにより検出することができ
る。１つのシンボルの相関検波出力（シンボル相関値）
ｂｊは、次式（６）で表すことができる。

【００２４】

【数３】 式（６）において、右辺の第１項の加算範囲はｔ＝１〜
Ｎであり、右辺の第２項の加算範囲は、ｔ＝１〜Ｎ及び
ｉ＝１〜Ｍ（但し、ｉ≠ｊ）であり、右辺の第１項は送
信データであり、右辺の第２項は干渉信号となる。

【００２５】拡散符号ｃｊ，ｃｉが互いに直交している
場合、相関検波出力ｂｊは送信データａｊと等しくな
る。これに対し、拡散符号ｃｊ，ｃｉが非直交の符号で
ある場合、拡散符号ｃｊ，ｃｉ間の相関に対応した干渉
信号が存在することになり、復調データのビット誤り率
は大きくなる。

【００２６】また、各局が非同期である場合は、式
（６）の右辺の第２項を直接計算することは困難であ
る。

【００２７】従って、本発明では、ある局ｉのシンボル
推定値が得られる毎に、ｉ局の送信信号、すなわち、式
（６）の右辺第２項の信号ａｉ（ｔ）・ｃｉ（ｔ）を推
定作成し、これを他の局が使う受信信号Ｒ（ｔ）から除
去する。このような操作を繰り返すことにより、各局の
送信信号を推定し、結果として式（６）の右辺第２項の
干渉量を低減するものである。

【００２８】

【実施例】以下、図面を参照しながら、この発明の実施
例の詳細に説明する。

【００２９】１．第１の実施例 まず、この発明の第１の実施例を説明する。１−１．ＣＤＭＡシステムの全体構成 図１は、この発明の第１の実施例の全体的な構成を示す
ブロック図である。図示のシステムは、基地局側の送受
信装置１００と、移動局側の送受信装置２００とからな
る。なお、図には、交換局の交換機３００も示す。

【００３０】基地局の送受信装置１００は、送信処理部
１０１と、受信処理部１０２と、多重部１０３と、多重
分配部１０４と、無線部１０５と、アンテナ１０６を有
する。 ここで、送信処理部１０１は、各局ごとに設け
られている。多重部１０３は、これら複数の送信処理部
１０１の送信出力を多重して無線部１０５に供給する。
同様に、受信処理部１０２も、各局ごとに設けられてい
る。多重分配部１０４は、無線部１０５の受信出力を各
局の受信処理部１０２に分配する。

【００３１】各送信処理部１０１は、音声符号化部１１
１と、チャネル符号化部１１２と、拡散変調部１１３を
有する。各受信処理部１０２は、拡散復調部１１４と、
干渉除去部１１５と、チャネル復号化部１１６と、音声
復号化部１１７を有する。

【００３２】移動局の送受信装置２００は、送話部２０
１と、受話部２０２と、送信処理部２０３と、受信処理
部２０４と、無線部２０５と、アンテナ２０６を有す
る。

【００３３】送信処理部２０３は、音声符号化部２１１
と、チャネル符号化部２１２と、拡散変調部２１３を有
する。受信処理部２０３は、拡散復調部２１４と、チャ
ネル復号化部２１５と、音声復号化部２１６を有する。

【００３４】音声符号化部１１１，２１１と、音声復号
化部１１７，２１６は、音声信号の圧縮、伸長を行い、
効率よく音声信号を伝送する機能を有する。チャネル符
号化部１１２，２１２と、チャネル復号化部１１６，２
１５は、圧縮された音声等のデータを間違いなく無線伝
送するために、エラー訂正符号の付加、及び訂正、分離
等を行う機能を有する。

【００３５】拡散変調部１１３，２１３と、拡散復調部
１１４，２１４は、ディジタル化された音声データ等の
符号拡散、及び符号拡散からの分離等を行う機能を有す
る。干渉除去部１１５は、携帯局から基地局への上りチ
ャネルの受信信号に含まれる携帯局相互間の干渉波の打
ち消しを行い、他の局の干渉波による受信データの誤り
を低減する機能を有する。

【００３６】このような構成において、この実施例は、
下りチャネルの送信側に設けられた拡散変調部１１３の
構成と、受信側に設けられた拡散復調部２１４の構成
と、上りチャネルの受信側に設けられた干渉除去部１１
５の構成と、下りチャネルと上りチャネルの送信側に設
けられる音声符号化部１１１，２１１の構成と、下りチ
ャネルと上りチャネルの受信側に設けられる音声復号化
部１１７，２１６の構成に特徴を有する。以下、これら
の構成及び動作を説明する。

【００３７】１−２．拡散変調部１１３の構成及び動作 図２は、拡散変調部１１３の構成を示すブロック図であ
る。

【００３８】図示の拡散変調部１１３は、拡散符号発生
部１２１と、拡散演算部１２２−１、１２２−２と、搬
送波発生部１２３と、乗積変調部１２４−１、１２４−
２と、波形合成部１２５を有する。拡散演算部１２２−
１，１２２−２は同じ構成を有する。同様に、乗積変調
部１２４−１，１２４−２も同じ構成を有する。

【００３９】送信データａｋ（ｔ）は、拡散演算部１２
２−１、１２２−２に入力され、また、この拡散演算部
１２２−１、１２２−２には、拡散符号発生部１２１の
出力が入力される。

【００４０】拡散符号発生部１２１は、送信局で使用す
る拡散符号ｃｋ（ｔ）を発生し、それを２つの部分に分
割して、一方の部分拡散符号ｃｋ１（ｔ）を拡散演算部
１２２−１に供給し、他方の部分拡散符号ｃｋ２（ｔ）
を拡散演算部１２２−２に供給する。

【００４１】なお、拡散符号としては、ウォルシュ・ア
ダマール（Ｗａｌｓｈ Ｈａｄａｍａｒｄ）符号のよう
な直交符号を用いることができる。

【００４２】拡散演算部１２２−１は、送信データａｋ
（ｔ）を部分拡散符号ｃｋ１（ｔ）との乗算によって拡
散し、これによって得られる被拡散信号ｄｋ１（ｔ）を
乗積変調部１２４−１へ入力する。同様に、拡散演算部
１２２−２も、送信データａｋ（ｔ）を部分拡散符号ｃ
ｋ２（ｔ）との乗算によって拡散し、これによって得ら
れる被拡散信号ｄｋ２（ｔ）を乗積変調部１２４−２へ
入力する。

【００４３】被拡散信号ｄｋ１（ｔ）、ｄｋ２（ｔ）は
それぞれ式（７），（８）により示される。 ｄｋ１（ｔ）＝ａｋ（ｔ）・ｃｋ１（ｔ） 式（７） ｄｋ２（ｔ）＝ａｋ（ｔ）・ｃｋ２（ｔ） 式（８） 搬送波発生部１２３は、互いに直交した２つの搬送波ｃ
ｏｓ（２πｆｃｔ）、ｓｉｎ（２πｆｃｔ）を生成し、
それぞれ乗積変調部１２４−１、乗積変調部１２４−２
へ入力する。

【００４４】乗積変調部１２４−１は、拡散演算部１２
２−１から出力される被拡散信号ｄｋ１（ｔ）と搬送波
発生部１３から出力される搬送波ｃｏｓ（２πｆｃｔ）
とを乗算し、これによって得られるＲＦ帯域の信号を波
形合成部１５へ入力する。同様に、乗積変調部１２４−
２は、拡散演算部１２２−２から出力される被拡散信号
ｄｋ２（ｔ）と搬送波発生部１３から出力される搬送波
ｓｉｎ（２πｆｃｔ）とを乗算し、これによって得られ
るＲＦ帯域の信号を波形合成部１２５へ入力する。

【００４５】波形合成部１２５は、乗積変調部１２４−
１の出力と乗積変調部１２４−２の出力とを波形合成し
てＲＦ帯域の送信信号ｓｋ（ｔ）を生成し、多重部１０
３に供給する。この送信信号ｓｋ（ｔ）は、他局の送信
信号と多重された後、無線部１０５に供給され、アンテ
ナ１０６から放射される。

【００４６】ＲＦ帯域の送信信号ｓｋ（ｔ）は次式
（９）のように表される。 ｓｋ（ｔ）＝ｄｋ１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｃｔ） ＋ｄｋ２（ｔ）ｓｉｎ（２πｆｃｔ） 式（９）１−３．拡散復調部２１４の構成及び動作 図２は、拡散復調部２１４の構成を示すブロック図であ
る。

【００４７】図示の拡散復調部２１４は、搬送波発生部
２２１と、乗積復調部２２２−１，２２２−２と、ロー
パスフィルタ部２２３−１，２２３−２と、拡散符号発
生部２２４と、相関演算部２２５−１，２２５−２と、
加算部２２６により構成される。乗積復調部２２２−
１、２２２−２は同じ構成を有し、ローパスフィルタ部
２２３−１、２２３−２は同じ構成を有し、相関演算部
２２５−１，２２５−２は同じ構成を有する。

【００４８】ここで、全送信局は完全に同期し、且つ、
全受信局とも完全に同期しているものとする。

【００４９】無線部２０５から乗積復調部２２２−１，
２２２−２に、式（２）で表されるＲＦ帯域の受信信号
Ｒ（ｔ）が入力される。

【００５０】搬送波発生部２２１は、送信局と同期し、
且つ、互いに直交した２つの搬送波ｃｏｓ（２πｆｃ
ｔ）、ｓｉｎ（２πｆｃｔ）を発生し、それぞれ乗積復
調部２２２−１、２２２−２に入力する。

【００５１】乗積復調部２２２−１は、無線部２０５か
ら出力される受信信号Ｒ（ｔ）と搬送波発生部２２１か
ら出力される搬送波ｃｏｓ（２πｆｃｔ）とを乗算し、
その乗積信号Ｕ１（ｔ）をローパスフィルタ部２２３−
１へ入力する。同様に、乗積復調部２４−２は、無線部
２０５から出力される受信信号Ｒ（ｔ）と搬送波発生部
２２１から出力される搬送波ｓｉｎ（２πｆｃｔ）とを
乗算し、その乗積信号Ｕ２（ｔ）を、ローパスフィルタ
部２２３−２へ入力する。

【００５２】 乗積信号Ｕ１（ｔ）、Ｕ２（ｔ）は次式（１０），（１１）のように表される 。 Ｕ１（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｃｔ） 式（１０） Ｕ２（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（２πｆｃｔ） 式（１１） ローパスフィルタ部２２３−１は、乗積復調部２３−１
から出力される受信信号Ｕ１（ｔ）に含まれている搬送
波のｃｏｓ（２πｆｃｔ）成分を乗せたベースバンド信
号Ｅ１（ｔ）を抽出し、相関演算部２２５−１へ入力す
る。同様に、ローパスフィルタ部２２５−２は、乗積復
調部２２３−２から出力される受信信号Ｕ２（ｔ）に含
まれている搬送波のｓｉｎ（２πｆｃｔ）成分に乗せた
ベースバンド信号Ｅ２（ｔ）を抽出し、相関演算部２２
５−２へ入力する。

【００５３】拡散符号発生部２２４は、送信局ｋ局で使
用し、且つ、送信局ｋ局と同期した拡散符号ｃｋ（ｔ）
を発生し、これを２つの部分拡散符合ｃｋ１（ｔ），ｃ
ｋ２（ｔ）に分割し、一方の部分拡散符号ｃｋ１（ｔ）
を相関演算部２２５−１へ、他方の部分拡散符号ｃｋ２
（ｔ）を相関演算部２２５−２へそれぞれ入力する。

【００５４】相関演算部２２５−１は、ローパスフィル
タ部２２３−１から出力されるベースバンド信号Ｅ１
（ｔ）と拡散符号発生部２２４から出力される拡散符号
ｃｋ１（ｔ）との相関演算を行い、これによって得られ
る相関値ｂｋ１（ｔ）を加算部２２６へ入力する。同様
に、相関演算部２２５−２では、ローパスフィルタ部２
２３４−２から出力されるベースバンド信号Ｅ２（ｔ）
と拡散符号発生部２２４から出力される拡散符号ｃｋ２
（ｔ）との相関演算を行い、これによって得られる相関
値ｂｋ２（ｔ）を加算部２２６へ入力する。

【００５５】相関値ｂｋ１（ｔ），ｂｋ２（ｔ）はそれ
ぞれ式（１２），（１３）のように表される。

【数４】 加算部２２６は、相関演算部２２５−１、２２５−２か
ら出力される相関値ｂｋ１、ｂｋ２を加算し、この加算
値ｂｋを受信データ推定値としてチャネル復号化部２１
５に供給する。

【００５６】式（１２），（１３）の拡散符合ｃｋ
（ｔ）として、ウォルシュ・アダマール行列を用いた符
号のような直交符号を用いた場合、相互相関値は０であ
り、無視できる。したがって、加算値ｂｋは式（１４）
のようになり、これは受信推定データとなる。

【００５７】

【数５】 １−４．干渉除去部１１５の構成及び動作 図４は、干渉除去部１１５の構成を示すブロック図であ
る。

【００５８】図示の干渉除去部１１５は、受信シフトレ
ジスタ部１３１と、拡散符号発生部１３２と、相関計算
部１３３と、補正計算部１３４と、干渉量計算部１３５
と、除去量計算部１３６と、制御部１３７を有する。

【００５９】また、受信シフトレジスタ部１３１は、想
定される最大接続局数に対応した個数の受信シフトレジ
スタからなる。図には、Ｍ個の移動局が接続されている
場合を示す。１３１−１，１３１−２，…，１３−Ｍは
それぞれ第１送信局、第２送信局、…、第Ｍ送信局に対
応する。各受信シフトレジスタ１３−１〜１３−Ｍの容
量はそれぞれＫシンボル長分（この実施例ではＫ＝９）
である。

【００６０】ここで、図５のフローチャートを参照しな
がら、図４の干渉除去部１１５の動作を説明する。

【００６１】この干渉除去部１１５には、ベースバンド
帯域の受信信号Ｒ（ｔ）が供給される。この場合の干渉
除去部１１５と拡散復調部１１４の関係を具体例を使っ
て説明する。

【００６２】今、拡散復調部１１４が図３に示す拡散復
調部２１４と同じような構成を有するものとする。この
場合、干渉除去部１１５は、各相（Ｉ相（ｃｏｓ２πｆ
ｃｔ），Ｑ相（ｓｉｎ２πｆｃｔ））ごとに設けられ
る。そして、各相の干渉除去部１１５には、対応する相
のローパスフィルタ部２２３−１，２２３−２から出力
されるベースバンド帯域の受信信号Ｒ（ｔ）が供給され
る。

【００６３】このように、ローパスフィルタ部２２３−
１，２２３−２から干渉除去部１１５に供給されるベー
スバンド帯域の受信信号Ｒ（ｔ）は、図示しないサンプ
リング回路によりチップ周期毎にサンプリングされ、全
ての受信シフトレジスタ１３１−１〜１３１−Ｍに入力
される（図５のステップＳＴＰ１）。

【００６４】ある局の受信データがシンボルの区切りに
達したとき、すなわち、１つのシンボルの受信が完了し
たとき（図５のステップＳＴＰ２）、その局を指定局ｉ
として指定する（図５のステップＳＴＰ３）。局ｉの指
定は、シンボルの区切りに達した局を順次循環的に指定
するようにして行われる。また、この指定は、ある局の
最新の１つのシンボルに着目した場合、それが受信シフ
トレジスト１３−ｉの最終部に達するまで、９回（レジ
スタ長）行われる。

【００６５】ｉ局が指定されると、その９シンボル分の
推定データ系列Ｇｉ（ｔ）が受信シフトレジスタ１３１
−ｉから相関計算部１３３に供給される。

【００６６】相関計算部１３３は、第ｉ番目の受信シフ
トレジスタ１３１−ｉから供給される各シンボルに関す
る推定データ系列Ｇｉ（ｔ）と、拡散コード発生部１３
２から出力される第ｉ局の拡散符号ｃｉ（ｔ）との相関
を、内積計算によって１シンボル分づつ計算する（図５
のステップＳＴＰ４）。

【００６７】１つのシンボルの相関値をｆｉ（ｋ）とす
ると、これは、次式（１５）のように表される。

【数６】 ここで、加算範囲はｔ＝１〜Ｎであり、ｋはシンボル番
号（０〜８）であり、Ｎはチップ数（この実施例ではＮ
＝１０）である。この結果、各シンボルａｉ（ｋ）の相
関値であるｆｉ（ｋ）が補正計算部１３４に供給され
る。

【００６８】補正計算部１３４は、以下に示す演算を用
いて、各シンボル相関値ｆｉ（ｋ）をシンボル推定値ｇ
ｉ（ｋ）に変換する（図５のステップＳＴＰ５）。

【００６９】補正計算としては、各シンボル相関値ｆｉ
（ｋ）を制限する次式（１６）の計算と、ルートを用い
る次式（１７）の計算と、定数倍したあと制限する次式
（１８）の計算等、いくつか考えられる。

【００７０】

【数７】 ここで、｜ ｜は絶対値を、ｓｉｇｎ（ ）は符号であ
り、±１を表す。αは、定数である。これらの補正は、
受信シフトレジスタ１３−ｉの容量に対応した回数の反
復計算において、より良い推定値を与える。ここで、何
も補正を加えないことも可能である。

【００７１】補正計算部１３４で計算された各シンボル
推定値ｇｉ（ｋ）は、一時的に記憶されるとともに、干
渉量計算部１３５に入力される。この各シンボル推定値
ｇｉ（ｋ）は、指定局ｉにとってはシンボルデータの推
定値であるとともに、他の局にとっては干渉量の推定値
である。

【００７２】干渉量計算部１７では、今回計算された第
ｉ局の各シンボル推定値ｇｉ（ｋ）と、前回計算された
第ｉ局の各シンボル推定値ｇｉ（ｋ）との差分ｈｉ
（ｋ）を、１シンボル分ずつ計算する（図４のステップ
ＳＴＰ６）。

【００７３】ついで、各シンボルのこのシンボル推定差
分値ｈｉ（ｋ）と拡散符号発生部１５から出力される第
ｉ局の拡散符号ｃｉ（ｔ）との各積を計算し（図４のス
テップＳＴＰ７）、その計算結果を除去量計算部１３６
に供給する。

【００７４】今、この積を干渉修正データ系列Ｈｉ
（ｔ）と名付け、式で示すと、次式（１９）のようにな
る。 Ｈｉ（ｔ）＝ｈｉ（ｋ）・ｃｉ（ｔ） 式（１９） 除去量計算部１３６の動作（図４のステップＳＴＰ８）
を図６を参照して説明する。なお、図６は第１局と第ｊ
局についてのみ、推定データ系列を示している。

【００７５】図５において、Ｈｉ（０）〜Ｈｉ（８）は
指定局ｉのシンボル対応で表示した干渉修正データ系
列、Ｈｉ００〜Ｈｉ９９は記憶段対応（チップ対応）で
表示した干渉修正データ系列、Ｇ１（０）〜Ｇ１（９）
及びＧｊ（０）〜Ｇｊ（９）は受信シフトレジスタ部１
３１に記憶されていたシンボル対応で表示した推定デー
タ系列、Ｇｊ００〜Ｇｊ９９は記憶段対応（チップ対
応）で表示した推定データ系列を示している。なお、推
定データ系列Ｇｊ００〜Ｇｊ９９は、最初の１０チップ
データと最後の１０チップデータの部分を示している。

【００７６】除去量計算部１８は、指定局ｉに関する干
渉修正データ系列Ｈｉ００〜Ｈｉ９９を、干渉修正量と
して、受信シフトレジスタ部１３１の中の受信シフトレ
ジスタ１３１−ｉを除く受信シフトレジスタの推定デー
タ系列Ｇｊ００〜Ｇｊ９９（ｊ＝１〜Ｍ：但し、ｊ≠
ｉ）から時間軸対応で除去し、受信シフトレジスタの値
を書き換える（図４のステップＳＴＰ８）。

【００７７】これを式で表すと、次式（２０）のように
なる。 Ｇｊ（ｔ）←Ｇｊ（ｔ）−Ｈｉ（ｔ） 式（２０） ここで、ｔは時間軸を表し、ｔ＝００〜９９である。

【００７８】書き換えられたデータ系列は、今回推定し
た干渉量が除去された後の値となる。換言するに、各局
のシンボル区間はまちまちなので、図６の第１局では、
データ系列Ｇ１（０）とＧ１（１）の一部がデータ系列
Ｈｉ（０）で修正され、データ系列Ｇ１（０）の一部と
Ｇ１（１）の一部がデータ系列Ｈｉ（１）で修正され
る。

【００７９】以下、同様にして、最後のデータ系列Ｇ１
（８）の一部とＧ１（９）がデータ系列Ｈｉ（８）で修
正される。他の任意の局ｊも同様に、指定局ｉの９個の
シンボルに関する干渉データ系列Ｈｉ（０）〜Ｈｉ
（８）によって、他の局におけるシンボルの位置に関係
なく、時間対応で修正される。

【００８０】この一連の動作は、受信シフトレジスタ部
１３１に入力される受信信号がシンボルの区切りに達す
る度に繰り返される。すなわち、第１局のシンボルの区
切りでは、第１局の送信信号が再生され、第２局から第
ｍ局の受信シフトレジスタから除去される。第２局のシ
ンボルの区切りでは、第２局の送信信号が再生され、第
１局及び第３局から第ｍ局の受信シフトレジスタから除
去される。以下、同様に、局を順次循環的に指定して上
述したような処理が繰り返される。

【００８１】結果として、任意の局の任意のチップデー
タは、その受信シフトレジスタの入力端に入力され、最
終段部に至るまでに、（Ｍ−１）・Ｋ回の反復的干渉修
正除去作用を他の局から受け、各局の送信シンボルが推
定される。

【００８２】受信シフトレジスタ１３１−ｉの最終段部
に存在する指定局ｉの最先行シンボルの推定データ系列
Ｇｉ（８）は、（Ｍ−１）・Ｋ回の反復的干渉修正除去
作用を受けることによって、そのシンボルのベースバン
ドの送信信号を近似するものとなる。

【００８３】このような構成においては、受信シフトレ
ジスタ１３１−ｉから出力される推定データ系列Ｇｉ
（ｔ）は、拡散された状態の送信データとみることがで
きる。これに対し、相関計算部１３３から出力されるシ
ンボル相関値ｆｉ（ｋ）や補正計算部１３４から出力さ
れるシンボル推定値ｇｉ（ｋ）は、推定データ系列Ｇｉ
（ｔ）を拡散復調したものとみることができる。

【００８４】干渉除去部１１５からその出力の取り出す
場合、推定データ系列Ｇｉ（ｔ）を取り出すようにして
もよいし、シンボル相関値ｆｉ（ｋ）やシンボル推定値
ｇｉ（ｋ）を取り出すようにしてもよい。

【００８５】但し、いずれを取り出すかにより、その出
力端子に接続される回路が変わる。以下、これを、拡散
復調部１１４が、例えば、図３に示す拡散復調部２１４
と同じような構成を有するものとして説明する。

【００８６】拡散復調部１１４がこのような構成を有す
るとした場合、干渉除去部１１５の出力として、推定デ
ータ系列Ｇｉ（ｔ）を取り出す場合は、この出力は対応
する相の相関演算部２２５−１，２２５−２に供給され
る。これは、この推定データ系列Ｇｉ（ｔ）は、上記の
如く、拡散された状態にあるからである。

【００８７】これに対し、干渉除去部１１５の出力とし
て、シンボル相関値ｆｉ（ｋ）やシンボル推定値ｇｉ
（ｋ）を取り出す場合は、この出力は、相関演算部２２
５−１，２２５−２ではなく、加算部２２６に供給され
る。これは、シンボル相関値ｆｉ（ｋ）やシンボル推定
値ｇｉ（ｋ）は、すでに拡散復調された状態にあるた
め、再度相関演算する必要がないからである。したがっ
て、この場合は、相関演算部２２５−１，２２５−２や
拡散符号発生部２２４が不要となる。

【００８８】図７は、拡散符号として擬似ランダム符号
（ＰＮ符号）を用いた場合の、送信局間の干渉による誤
りを評価した計算機シュミレーション結果を示す特性図
である。

【００８９】図において、横軸は送信局数を示し、縦軸
は復調後のビット誤り率を示す。また、△印は干渉除去
部１１５を使用した場合の誤り率を示し、×印は従来技
術（拡散符号との相関のみによる復調）による誤り率を
示す。

【００９０】図６に示すように、干渉除去部１１５を用
いた場合は、従来技術より誤り率が小さくなるため、よ
り多くの送信局数をとることができる。

【００９１】なお、このシュミレーションにおいては、
拡散符号：４２次のＰＮ符号（周期は２の４２乗−
１）、拡散度：６４度、送信データ：９次のＰＮ符号
（周期は５１１）、制限値ｎ：１、雑音：他局からの干
渉のみとした。

【００９２】以上の説明では、受信シフトレジスタ１３
１−１〜１３１−Ｍに同一の受信信号を入力するものと
して説明したが、各局毎に中間周波のそれぞれの拡散符
号を用いてベースバンドの受信信号に復調し、それぞれ
のベースバンド信号を入力するようにしてもよい。

【００９３】１−５．音声符号化部１１１，２１１と音
声復号化部１１７，２１６の構成 図８は、音声符号化部１１１，２１１の構成を示すブロ
ック図であり、図９は、音声復号化部１１７，２１６の
構成を示すブロック図である。

【００９４】ここで、まず、図８，図９の構成を説明す
る前に、この実施例の音声符号化部１１１，２１１と音
声復号化部１１７，２１６の概要を説明する。一般に、
音声符号化・復号化装置としては、適応型差分パルス符
号変調方式（以下、「ＡＤＰＣＭ方式」という）の装置
を用いることができる。

【００９５】従来のＡＤＰＣＭ方式では、入力信号と予
測信号の差である予測残差信号をスケールファクタで正
規化し、この正規化出力を量子化することにより、量子
化の際のオーバーフローやアンダーフローの発生を防止
している。

【００９６】このような構成においては、スケールファ
クタが予測残差信号のパワーを適切に反映していれば、
量子化誤差を少なくすることができるので、復号側の再
生信号の品質を向上させることができる。

【００９７】ところで、伝送誤りに対する耐性を考慮し
たスケールファクタの決定方法としては、次の文献２に
記載されたものがある。 文献２：“Ａ ｒｏｂｕｓｔ ａｄａｐｔｉｖｅ ｑｕ
ａｎｔｉｚｅｒ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ
ｓ ｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＣＯＭ−２
３，１９７５年、１１月、Ｐ，１３６２−１３６５，
Ｄ．Ｊ．Ｇｏｏｄｍａｎ ａｎｄＲ．Ｍ．Ｗｉｌｋｉｎ
ｓｏｎ この文献２に記載された方法は、次のようなものとなっ
ている。すなわち、今、現在（時刻（ｎ））の予測残差
信号Ｄ（ｎ）に対するスケールファクタをｕ（ｎ）、そ
の量子化結果をＩ（ｎ）とする。

【００９８】この場合、次（未来）のサンプル（時刻
（ｎ＋１））の予測残差信号Ｄ（ｎ＋１）に対する量子
化の幅（スケールファクタ）ｕ（ｎ＋１）は次式（２
１），（２２）によって決定される。 ｙ（ｎ＋１）＝（１−δ）＊ｙ（ｎ）＋δ＊Ｗ（Ｉ（ｎ）） 式（２１） ｕ（ｎ＋１）＝ｅｘｐ（ｙ（ｎ＋１）） 式（２２） ここで、ｙ（ｎ）（＝ｌｏｇ（ｕ（ｎ）））は対数スケ
ールファクタであり、δはリーク係数であり、Ｗは更新
関数である。リーク係数δは１より小さい正の定数であ
る。更新関数Ｗは信号の性質によって理論的または実験
的に決められた値である。この更新関数Ｗは、ＡＤＰＣ
Ｍ符号Ｉ（ｎ）の式または表の形で与えられ、送受で共
通にもつ既知の情報である。

【００９９】上記の方法では、現在のＡＤＰＣＭ符号Ｉ
（ｎ）を更新関数Ｗによって対数スケールファクタｙの
更新情報に変換し、この変換出力を１次の巡回形ローパ
スフィルタでろ波することにより、次の対数スケールフ
ァクタｙを得るようになっている。

【０１００】ここで、リーク係数δが定数であるため、
このフィルタの特性は不変である。すなわち、上記の方
法は固定予測により過去の信号から現在のスケールファ
クタｕを対数領域でｙとして得ていると解釈することが
できる。

【０１０１】また、ｙ（ｎ）の係数（１−δ）により適
応化の過程において過去の影響が有限となるため、伝送
符号誤りがあっても符号器と復号器の内部状態は両者が
一致するように収束する。

【０１０２】上記のような手順によりスケールファクタ
を算出する方法を用いれば、ある程度までの伝送誤りに
対して耐性を有し、高品質な音声を伝送することができ
るＡＤＰＣＭ符号化・復号化装置を実現することができ
る。

【０１０３】例えば、６４ｋｂｉｔ／ｓの速度を持つμ
則ＰＣＭによる音声情報を半分の速度３２ｋｂｉｔ／ｓ
で伝送するような符号化・復号化装置を実現した場合、
ビット誤り率０．０１％程度までは、ＭＯＳ ３．５程
度の主観評価値を維持することができる。

【０１０４】しかしながら、このような方法でスケール
ファクタを算出するＡＤＰＣＭ符号化・復号化装置を、
伝送誤りが比較的高い率で生ずる系で用いると、受信側
の再生信号に針状の波形歪が生じる。

【０１０５】この針状の雑音は、ＳＮ比がわずかなに変
化した場合でも、主観評価に大きな影響を与え、知覚さ
れ易いことが報告されており、通話品質を劣化させる。
そのため、例えば、無線環境下のような伝送誤り率の高
い系に、従来のＡＤＰＣＭ符号化・復号化装置をそのま
ま適用することは困難である。

【０１０６】そこで、この実施例では、伝送路の符号誤
り率の劣化に対し強い耐性を持ち、かつ、符号誤り率の
良好な環境下では、良好な音声品質を得ることができる
ＡＤＰＣＭ符号化・復号化装置を提供することを目的と
する。

【０１０７】この目的を達成するために、この実施例で
は、リーク係数を現在のスケールファクタの大きさに基
づいて制御するようにしたものである。

【０１０８】このような構成によれば、次のような動作
が得られる。まず、ＡＤＰＣＭ符号化装置への入力信号
のパワーが比較的大きい場合を考える。この場合、予測
残差信号は大きな値をとり、スケールファクタも大きな
値を示す。これにより、ローパスフィルタの係数は、通
過帯域が狭くなるように制御される。その結果、スケー
ルファクタの変動は緩やかなものとなり、入力信号パワ
ーの早い変動を反映しにくくなる。

【０１０９】早い変動が抑制されたスケールファクタを
用いることにより、伝送路に符号誤りがあったときでも
大きな誤差が抑制され、通話品質を劣化させる針状の波
形歪を低減させることができる。

【０１１０】次に、ＡＤＰＣＭ符号化装置への入力信号
のパワーが比較的小さい場合を考える。この場合、予測
残差信号は小さな値をとり、スケールファクタも小さな
値を示す。このとき、スケールファクタの変動を抑制す
ると、量子化誤差による雑音（オーバーロード雑音）が
多く生じる。したがって、スケールファクタの値に対応
して、ローパスフィルタは通過帯域が広くなるよう係数
が制御される。これにより、スケールファクタは鋭敏に
変動し、量子化による雑音を減少させる。

【０１１１】ここで、スケールファクタが小さい値をと
るときは伝送路の誤りによる雑音は、通話品質の劣化に
はほとんど寄与しない。

【０１１２】以上の動作をまとめれば、この実施例で
は、スケールファクタが大きいとき、スケールファクタ
の変動を抑制することにより、伝送路の符号誤りにより
再生信号に生ずる針状の波形歪を低減させ、また、スケ
ールファクタが小さいとき、スケールファクタの変動を
鋭敏にすることにより、オーバーロード雑音を低減させ
ている。

【０１１３】以上が、この実施例の音声符号化部１１
１，２１１と音声復号化部１１７，２１６の概要であ
る。次に、図８と図９を参照しながら、音声符号化部１
１１，２１１と音声復号化部１１７，２１６の構成を説
明する。

【０１１４】まず、図８を参照しながら、音声符号化部
１１１，２１１の構成を説明する。図において、４０１
は、送信用の音声信号Ｓが供給される入力端子である。
この音声信号Ｓは、例えば、周波数８ｋＨｚでサンプリ
ンされた後、１６ビットで一様に量子化された離散的な
デジタル信号である。

【０１１５】このデジタル信号Ｓは、差分器４０２に供
給され、逐次後述する適応予測器４０７から供給される
予測信号Ｓｅとの差を算出される。この算出出力は、予
測残差信号Ｄとして適応量子化器４０３に供給される。

【０１１６】適応量子化器４０３に供給された予測残差
信号Ｄは、スケールファクタｕによって除算されること
により、正規化される。なお、スケールファクタｕは、
後述する量子化スケール適応部４０８から出力される対
数スケールファクタｙからｕ＝２＾（ｙ）として求めら
れる。

【０１１７】正規化された予測残差信号Ｄは、さらに、
予め決められたテーブルに従って１５レベルに量子化さ
れた後、４ビットのＡＤＰＣＭ符号Ｉに変換される。こ
のＡＤＰＣＭ符号Ｉは、出力端子４０４から図１に示す
チャネル符号化部１１２，２１２に供給される。これと
同時に、このＡＤＰＣＭ符号は、次の時刻の予測信号Ｓ
ｅと対数スケールファクタｙを作るために、適応逆量子
化器４０５と量子化スケール適応部４０８に供給され
る。

【０１１８】適応逆量子化器４０５に供給されたＡＤＰ
ＣＭ符号Ｉは、予め決められたテーブルに従って逆量子
化された後、スケールファクタｕと乗算される。このス
ケールファクタｕも、量子化スケール適応部４０８から
出力される対数スケールファクタｙからｕ＝２＾（ｙ）
として求められる。

【０１１９】逆量子化出力とスケールファクタｕとの乗
算出力は、再生予測残差信号Ｄｑとして加算器４０６に
供給され、適応予測器４０７から供給される予測信号Ｓ
ｅと加算される。この加算信号は、再生信号Ｓｑとし
て、適応予測器４０７に供給され、次のデジタル信号Ｓ
の振幅値の予測に使用される。

【０１２０】この適応予測器４０７は適応ディジタルフ
ィルタで構成されている。このフィルタの係数は再生信
号Ｓｑの相関に従って逐次制御される。このようなフィ
ルタを構成する方法やその係数を制御する方法として
は、様々なものがある。

【０１２１】この実施例では、フィルタの構成方法とし
て、例えば、適応零点１０次、適応極４次、固定極１６
次のトランスバーサル形で構成する方法を採用し、係数
の制御方法として、簡易グラジェント法により更新する
方法を採用している。また、この適応ディジタルフィル
タの極を常に監視し、安定領域（ｚ平面上単位円内）を
逸脱したと判定された場合は係数を更新しないようにな
っている。

【０１２２】量子化スケール適応部４０８に供給された
ＡＤＰＣＭ符号Ｉは、更新関数変換器４１１により、予
め定められたテーブルに従って更新関数Ｗに変換され
る。この更新関数Ｗは、対数スケールファクタ算出器４
１２に供給される。これにより、対数スケールファクタ
ｙが得られる。

【０１２３】対数スケールファクタ算出器４１２は、１
次の巡回形のローパスフィルタで構成されている。この
場合、次のサンプル時刻（ｎ＋１）に対する対数スケー
ルファクタｙ（ｎ＋１）は、次の式（２３）に従って算
出される。 ｙ（ｎ＋１）＝［１−δ（ｎ）］＊ｙ（ｎ） ＋δ（ｎ）＊Ｗ（Ｉ（ｎ）） 式（２３） ここで、δ（ｎ）（０＜δ＜１）は係数適応器４１３に
より逐次制御されるリーク係数である。

【０１２４】係数適応器４１３は、対数スケールファク
タｙの大きさに基づいて、係数δ（ｎ）をこれが対数ス
ケールファクタｙの単調減少関数となるように制御す
る。この場合の関数の一例を示すと、次式（２４）のよ
うになる。

【数８】 ここで、ａ，ｂは予め決められた正の定数、ｙｍｉｎ、
ｙｍａｘは、対数スケールファクタｙの最小値、最大値
である。なお、この実施例では、ａを４、ｂを６として
いる。

【０１２５】上式による方法では、ｙが最小値ｙｍｉｎ
から最大値ｙｍａｘに増加するにつれて、リーク係数δ
は２＾−６から２＾−１０へと減少する。このように、
リーク係数δを制御することにより、１次の巡回形ロー
パスフィルタの通過帯域は対数スケールファクタｙに対
応して制御される。

【０１２６】以上が音声符号化器１１１，２１１の構成
である。次に、図９を参照しながら、音声復号化部１１
７，２１６の構成を説明する。

【０１２７】図９において、４３１は、チャネル復号化
部１１６，２１５からＡＤＰＣＭ符号Ｉが供給される入
力端子である。この入力端子４３１に供給されたＡＤＰ
ＣＭ符号Ｉは、上述した音声符号化部１１１，１２１に
おいて、再生信号Ｓｅを得るための構成と同じ構成で復
号される。

【０１２８】すなわち、入力端子４３１に供給されたＡ
ＤＰＣＭ符号Ｉは、適応逆量子化器４３２と量子化スケ
ール適応部４３６に供給される。適応逆量子化器４３２
に供給されたＡＤＰＣＭ符号Ｉは、予め決められたテー
ブルに従って逆量子化された後、スケールファクタｕと
乗算される。このスケールファクタｕは、量子化スケー
ル適応部４３６から出力される対数スケールファクタ信
号ｙからｕ＝２＾（ｙ）として求められる。

【０１２９】逆量子化出力とスケールファクタｕとの乗
算出力は、再生予測残差信号Ｄｑとして加算器４３３に
供給され、適応予測器４３５から供給される予測信号Ｓ
ｅと加算される。この加算信号は、再生信号Ｓｑとし
て、出力端子４３５に供給されるとともに、適応予測器
４３５に供給され、次の予測信号Ｓｅの生成に使用され
る。

【０１３０】この適応予測器４３５は、上述した適応予
測器４０７と同様に、適応ディジタルフィルタで構成さ
れ、そのフィルタの係数は再生信号Ｓｑの相関に従って
逐次制御される。

【０１３１】量子化スケール適応部４３６に供給された
ＡＤＰＣＭ符号Ｉは、更新関数変換器４４１により、予
め定められたテーブルに従って更新関数Ｗに変換され
る。この更新関数Ｗは、対数スケールファクタ算出器４
４２に供給され、対数スケールファクタｙの算出に供さ
れる。

【０１３２】対数スケールファクタ算出器４４２は、音
声符号化部１１１，２１１側の対数スケールファクタ算
出器４１２と同様に、１次の巡回形のローパスフィルタ
で構成されている。

【０１３３】係数適応器４４３は、音声符号化部１１
１，２１１側の係数適応器４１３と同様に、対数スケー
ルファクタｙの大きさに基づいて、リーク係数δ（ｎ）
をこれが対数スケールファクタｙの単調減少関数となる
ように制御する。

【０１３４】図１０は、この実施例による再生信号波形
５０１と、そのときの送受信間の対数スケールファクタ
ｙの誤差５０２と、リーク係数δを固定した従来の方法
による再生信号波形５０３と、そのときの送受信間の対
数スケールファクタｙの誤差５０４と、使用したビット
誤りのパターン５０５を示している。

【０１３５】伝送路のビット誤り率は０．３％程度であ
る。従来の方法では、リーク係数δを２＾−６に固定し
た。従来の再生信号波形５０３では、針状の波形歪が生
じているが、この実施例の再生信号波形では、対数スケ
ールファクタｙの誤差が抑制され、針状の波形歪が抑制
されていることが確認される。

【０１３６】これにより、伝送路の符号誤り率の劣化に
対し強い耐性を持ち、かつ、符号誤り率の良好な環境下
では、良好な音声品質を得ることができるＡＤＰＣＭ符
号化・復号化装置を提供することができる。

【０１３７】なお、以上の説明では、ローパスフィルタ
として、１次の巡回形フィルタを用いる場合を説明した
が、非巡回形のフィルタや高次の巡回形フィルタ、さら
には、両者を組み合わせたフィルタを用いるようにして
もよい。

【０１３８】２．第２の実施例 次に、この発明の第２の実施例を説明する。この実施例
は、干渉除去部１１４の構成を先の実施例とは異なる構
成にしたものである。

【０１３９】すなわち、先の実施例では、１つのメモリ
（シフトレジスタ部１３１）をＭ（局数）×Ｋ（シンボ
ル数）回アクセスすることにより、干渉除去処理をＭ×
Ｋ回実行する場合を説明した。これに対し、この実施例
は、干渉除去処理を実行する部分をＭ×Ｋ個縦属接続す
ることにより、干渉除去処理をＭ×Ｋ回実行するように
したものである。

【０１４０】２−１．干渉除去部１１４の構成及び動作 図１１は、この実施例の干渉除去部１１４の構成を示す
ブロック図である。図において、１４１は、すべての局
１〜Ｍのあるシンボルの干渉除去処理を行うシシンボル
単位干渉除去部である。このシンボル単位干渉除去部１
４１は１局当りのシンボル数Ｋ個だけ設けられている。
このＫ個のシンボル単位干渉除去部１４１−１，１４１
−２，…，１４１−Ｋは縦属接続されている。

【０１４１】シンボル単位干渉除去部１４１−１，１４
１−２，…，１４１−Ｋは、それぞれ各局のシンボルの
干渉除去処理を行うＭ個の局単位干渉除去部１４２を有
する。このＭ個の局単位干渉除去部１４２は縦属接続さ
れている。

【０１４２】例えば、第１段目のシンボル単位干渉除去
部１４１−１は、Ｍ個の局単位干渉除去部１４２−
（１，１），１４２−（２，１），…，１４２−（Ｍ，
１）を有する。これらＭ個の局単位干渉除去部１４２−
（１，１），１４２−（２，１），…，１４２−（Ｍ，
１）は縦属接続されている。

【０１４３】１４３は、各局の干渉除去結果を修正する
局単位干渉修正部である。この局単位干渉修正部１４３
は、２段目以降のシンボル単位干渉除去部１４１におい
て、各局単位干渉除去部１４２ごとに設けられている。
例えば、２段目のシンボル単位干渉除去部１４１−２に
おいては、各局単位干渉除去部１４２−（１，２），１
４２−（２，２），…，１４２（Ｍ，２）ごとに、局単
位干渉修正部１４３（１，２），１４３（２，２），
…，１４３（Ｍ，２）が設けられている。

【０１４４】図９は、局単位干渉除去部１４２の構成を
示すブロック図である。図示の如く、局単位干渉除去部
１４２は、チャネル信号推定部１５１と、加算部１５２
とからなる。

【０１４５】チャネル信号推定部１５１は、シンボル推
定部１６１と干渉量計算部１６２とからなる。シンボル
推定部１６１は、拡散符号発生部１７１と、乗算部１７
２と、累積加算部１７３と、正規化部１７４とからな
る。干渉量計算部１６２は、拡散符号発生部１８１と、
乗算部１８２とからなる。

【０１４６】なお、Ｖ−（１，１）〜Ｖ−（Ｍ，Ｋ）
は、各局、各段のシンボル推定値、Ｓ−（１，１）〜Ｓ
−（Ｍ，Ｋ）は、各局、各段の干渉量推定データ系列、
ｄＩ−（１，１）〜ｄＩ−（Ｍ，Ｋ）、ｄＯ−（１，
１）〜ｄＯ−（Ｍ，Ｋ）はそれぞれ局単位干渉除去部１
４２への入力と出力、Ｒ（ｔ）は干渉除去部１１５への
入力ベースバンド帯域信号、ｅ−１〜ｅ−Ｋは各段の干
渉除去誤差及び次段への入力、ｔ−１〜ｔ−Ｍは各局の
干渉除去後のシンボルデータ出力である。

【０１４７】上記構成において、動作を説明する。

【０１４８】ベースバンド帯域の受信信号Ｒ（ｔ）、つ
まり、ｄＩ−（１，１）は初段のシンボル単位干渉除去
部１４１−１の１局目の局単位干渉除去部１４２−
（１，１）に供給される。この局単位干渉除去部１４２
−（１，１）に供給された入力データｄＩ−（１，１）
は、そのチャネル信号推定部１５１−（１，１）のシン
ボル推定部１６１−（１，１）に供給される。

【０１４９】入力データｄＩ−（１，１）がシンボルの
区切りに達したとき、すなわち１つのシンボルの入力が
完了したとき、シンボル推定部１６１−（１，１）で、
入力データｄＩ−（１，１）とこの１局目の拡散符号と
の相関を計算してシンボルを推定する。

【０１５０】この実施例での相関は、積和と正規化によ
って求められる。入力されるところのＮチップに拡散さ
れた各シンボルの各チップは、拡散符号発生部１７１−
（１，１）から発生され、拡散に用いられたＮ個の拡散
符号とそれぞれ乗算部１７２−（１，１）で積をとられ
る。各チップの乗算出力は、累積加算部１７３−（１，
１）で、Ｎ個分累積加算される。この累積加算部１７３
−（１，１）はシンボルごとにクリアされる。

【０１５１】入力シンボルのａ番目のチップは、そのシ
ンボルに対応する拡散符号のａ番目の拡散符号と積をと
られる。全Ｎチップ分の積の和を正規化回路１７４−
（１，１）において拡散数Ｎで正規化し、シンボル推定
値Ｖ−（１，１）を求める。このシンボル推定値Ｖ−
（１，１）は、干渉量計算部１６２−（１，１）に入力
される。このシンボル推定値Ｖ−（１，１）は、局１に
とっては、シンボルデータの推定値であるとともに、他
の局にとっては干渉量の推定値である。

【０１５２】干渉量計算部１６２−（１，１）は、拡散
符号発生部１８１−（１，１）から出力されるところの
先にシンボル推定部１６１−（１，１）で相関をとるの
に用いられたものと同一の拡散符号で、シンボル推定値
Ｖ−（１，１）を乗算回路１８２−（１，１）で再度拡
散する。この再拡散された干渉量推定データ系列Ｓ−
（１，１）は加算部１５２−（１，１）に入力されると
ともに、この局の１段目の値として、次段の局単位干渉
修正部１４３（１，２）に供給される。

【０１５３】加算部１５２−（１，１）は、チャネル信
号推定部１５１−（１，１）へ入力されたデータ系列か
ら干渉量推定データ系列Ｓ−（１、１）を減算すること
により、干渉を除去する。

【０１５４】この実施例では、ｄＩ−（１，１）とＳ−
（１，１）との差分をとる。先のａ番目の拡散符号で再
拡散されたデータは、先の入力シンボルのａ番目のチッ
プとの差分がとられる。この結果が局単位干渉除去部１
４２−（１、１）の出力ｄＯ−（１，１）であり、これ
は、次局の局単位干渉除去部１４２−（２，１）への入
力データｄＩ−（２，１）となる。この入力は１段、１
局目で推定した干渉量が除去された後の値となる。

【０１５５】次の１段、２局目のシンボル推定部１６１
−（２，１）でも、１局目と同様に、入力データｄＩ−
（２，１）がシンボルの区切りに達したとき、すなわち
１つのシンボルの入力が完了したとき、入力データｄＩ
−（２，１）と、この２局目の拡散符号との相関を計算
してシンボルを推定する。それ以降も１局目と同様に再
拡散、干渉除去を行い、局単位干渉除去部１４２−
（２，１）の出力ｄＯ−（２，１）を、次の３局目の局
単位干渉除去部１４２−（３，１）へ送る。

【０１５６】これらの動作をＭ局分繰り返すことで、全
局分の干渉が、つまり、全局分の干渉量推定データ系列
Ｓ−（１，１），Ｓ−（２，１），…，Ｓ−（Ｍ，１）
が干渉除去部１４１−１の入力ベースバンド信号Ｒ
（ｔ）から除去されることになる。これにより、１段、
Ｍ局目の局単位干渉除去部１４２−（Ｍ，１）の出力ｄ
Ｏ−（Ｍ，１）、つまり、シンボル単位干渉除去部１４
１−１の出力である干渉除去誤差ｅ−１は、１段目にお
けるシンボルの推定誤差と言える。

【０１５７】次の２段目のシンボル単位干渉除去部１４
１−２においても、１段目のシンボル単位干渉除去部１
４１−２と同様の動作がなされる。この場合、各局ｍの
干渉量推定データ系列Ｓ−（ｍ，２）は、対応する局単
位干渉修正部１４３−（ｍ，２）に供給され、前段から
送られてくる干渉量推定データ系列Ｓ−（ｍ，１）の修
正に供される。

【０１５８】例えば、１局目の干渉量推定データ系列Ｓ
−（１，２）は、局単位干渉修正部１４３−（１，２）
に供給され、前段から送られてくる干渉量推定データ系
列Ｓ−（１，１）の修正に供される。同様に、２局目の
干渉量推定データ系列Ｓ−（２，２）は、局単位干渉修
正部１４３−（２，２）に供給され、前段から送られて
くる干渉量推定データ系列Ｓ−（２，１）の修正に供さ
れる。

【０１５９】なお、この修正処理としては、種々の処理
が考えられるが、この実施例では、例えば、単に、加算
処理が用いられる。

【０１６０】以上の処理が各段ごとに順次実行されるこ
とにより、ｋ段、ｉ局目のＶ−（ｉ，ｋ）、Ｓ−（ｉ，
ｋ）およびｅ−ｋは次式（２５），（２６），（２７）
で表せる。

【０１６１】

【数９】 Ｋ段終了したあとの干渉除去出力ｔ−ｉは次の式（２
８）で表せる。

【０１６２】

【数１０】 ここで、次式（２９）に示すｕｉを考える。

【０１６３】

【数１１】 これは、干渉除去部１１５の入力信号Ｒ（ｔ）から、自
局以外のすべての局の干渉量推定データ系列を全段にわ
たって除去し、自局の信号のみを残すことを意味する。
つまり、干渉除去誤差ｅ−ｋを十分小さいものとして無
視したとき、ｔ−ｉに干渉除去後の復調に用いるデータ
系列を各ｉ局の送信信号により近いものとして得ること
ができる。

【０１６４】また、ｔ−ｉを各局の拡散符号で相関を取
った値ｔ’−ｉは次の式（３０）で表せる。

【０１６５】

【数１２】 これは、右辺第１項を除けば、式（３０）のｔ−ｉの相
関をとったものである。。そこで、その右辺第１項を
（つまり、ｅ−Ｋを）十分に小さいものと見なして（Ｋ
段キャンセルされたあとの推定誤差なので）、ｔ’−ｉ
を干渉除去部１１５の出力とすることもできる。これら
一連の操作により、誤りの少ない復調が可能となる。

【０１６６】なお、この場合も、干渉除去部１１５の出
力としてｔ−ｉをとるか、ｔ’−ｉをとるかにより、干
渉除去部１１５の出力端子に接続される回路が変わる。

【０１６７】すなわち、この場合も、拡散復調部１１４
が図３に示す拡散復調部２１４と同じような構成を有す
るとすれば、干渉除去部１１５の出力としてｔ−ｉを取
り出す場合は、このｔ−ｉは、相関演算部２２５−１，
２２５−２ではなく、加算部２２６に供給される。これ
は、ｔ−ｉはすでに、拡散復調された状態にあるからで
ある。したがって、この場合は、相関演算部２２５−
１，２２５−２や拡散符号発生部２２４は不要となる。

【０１６８】これに対し、干渉除去部１１５の出力とし
てｔ’−ｉを取り出す場合は、このｔ’−ｉは、相関演
算部２２５−１，２２５−２に供給される。これは、
ｔ’−ｉは拡散された状態にあるからである。

【０１６９】以上の処理手順をまとめると、次のように
なる。 処理手順 １． １局目の局単位干渉除去部１４２（１，１）にデ
ータが入力される。１局目の送信信号が１シンボル分入
力されたところで、式（２１）よりシンボル推定値Ｖ−
（１，１）を求め、式（２２）より再拡散出力Ｓ−
（１，１）を求める。 ２． 局単位干渉除去部１４２
（１，１）への入力とＳ−（１，１）との差分を取るこ
とで１局目が与えている干渉の除去を行う。 ３． その結果を次の局の局単位干渉除去部１４２
（２，１）へ入力する。 ４． 各局の局単位干渉除去部１４２（ｊ，１）にその
局の１シンボル分のデータが入力されるごとに、式（２
１）、（２２）によってＶ−（ｊ，１）とＳ−（ｊ，
１）を求める。 ５． Ｓ−（ｊ，１）によってその局が他局に与える干
渉を除去する。 ６． １段目から式（２３）によってｅ−１が求まり、
これを２段目へ入力する。 ７． ２段目においても、１段目と同様に式（２１）、
（２２）でＶ−（ｊ，ｋ）とＳ−（ｊ，ｋ）を求め、３
段目への入力ｅ−２が求まる。 ８． ３段目以降においても、２段目と同様に式（２
１），（２２）でＶ−（ｊ，ｋ）とＳ−（ｊ，ｋ）を求
め、次段への入力ｅ−（ｋ＋１）が求まる。 ９． 干渉除去部１１５にに入力されたあるシンボル区
間のデータが各段を通過するごとに各局の局単位干渉除
去部１４２−（ｊ，ｋ）は干渉量推定データ系列Ｓ−
（ｊ，ｋ）あるいはシンボル推定値Ｖ−（ｊ，ｋ）を出
力する。 式（２４）によって、そのシンボルに対応したシンボル
推定値Ｖ−（ｊ，ｋ）が求まる。

【０１７０】各局のシンボル区間はまちまちなので、他
の局におけるシンボルの位置に関係なく、時間対応で各
局独立して、並列に干渉除去が行われる。結果として、
入力された受信データは最終段部に至るまでに、Ｍ・Ｋ
回の反復干渉修正除去作用を受け、各局の干渉量、送信
シンボルが推定される。そのシンボルのベースバンドの
送信信号を近似するものとなり、その相関値またはシン
ボル推定値を復調データとして出力するようにすれば、
ビット誤り率を減少させることができる。

【０１７１】また、この実施例においても、先の実施例
において説明したような補正計算を用いて集束性を良く
し、誤り率を下げることができる。各シンボル推定値Ｖ
−（ｉ，ｊ）に、以下に示すような値を制限する式（３
１）の演算、ルートを用いる式（３２）の演算、定数倍
したあと制限する式（３３）の演算など、いくつか考え
られる。

【０１７２】

【数１３】 ここで、｜ ｜は絶対値であり、ｓｉｇｎ（ ）は符号
であり、±１を表す。ｎは制限する値であり、αは定数
である。

【０１７３】これらの補正は、よりよい推定値を与え
る。ここで、何も補正を加えないことも可能である。

【０１７４】３．第３の実施例 次に、この発明の第３の実施例を説明する。この実施例
は、下りチャネルの受信信号の検波方式に特徴を有する
ものである。 すなわち、第１の実施例では、この下り
チャネルの受信信号の検波方式として、同期検波方式を
用いる場合を説明した。言い換えれば、図３に示す拡散
復調部２１４の搬送波発生部２２１が図２に示す拡散変
調部１１３の搬送波発生部１２３に同期している場合を
説明した。これに対し、この実施例では、受信信号の検
波方式として、非同期検波方式を用いるようにしたもの
である。

【０１７５】この非同期検波方式を実現するために、こ
の実施例では、拡散変調部１１３に、伝搬路の移相量を
推定するための制御信号を送信信号に付加して送信する
機能を設けるとともに、拡散復調部２１４に、上記制御
信号に基づいて、伝搬路の移相量を推定し、推定された
移相量を受信信号から除去する機能を設けるようになっ
ている。

【０１７６】このような構成によれば、拡散復調部２１
４の搬送波発生部２２１が拡散変調部１１３の搬送波発
生部１２３と同期していない場合でも、つまり、位相の
回転があっても、受信信号を検波することができる。

【０１７７】以下、この実施例の拡散変調部１１３と拡
散復調部２１４の構成及び動作を説明する。

【０１７８】３−１．拡散復調部１１３の構成及び動作 図１３は、この実施例の拡散変調部１１３の構成を示す
ブロック図である。図１３に示す拡散変調部１１３にお
いて、先の図２に示す拡散変調部１１３と異なる点は、
まず、上記の如く、伝搬路の移相量を推定するための制
御信号を送信信号に付加する機能が設けられている点が
ある。

【０１７９】次に、先の実施例では、各局の送信信号を
ＲＦ帯域の信号に変換した後に、これらを多重するよう
になっているのに対し、この実施例では、多重した後
に、ＲＦ帯域の信号に変換するようになっている点であ
る。

【０１８０】では、図１３に示す拡散変調部１１３の構
成を具体的に説明する。なお、この実施例においても、
先の実施例と同様に、送信信号は、Ｉ相とＱ相に分けて
送信される。すなわち、送信信号は、互いに直交する２
つの搬送波ｃｏｓ２πｆｃｔ，ｓｉｎ２πｆｃｔを使っ
て送信される。したがって、以下の説明では、Ｉ相に関
係するものには、符号Ｉを付し、Ｑ相に関係するものに
は、符号Ｑを付す。

【０１８１】図示の拡散変調部１１３は、拡散演算部６
０１ｋ−Ｉ，６０１ｋ−Ｑ，６０３ｋ−Ｉ，６０３ｋ−
Ｑ、６０５−Ｉ，６０５−Ｑと、拡散符号発生部６０２
Ｋ，５０４と、多重部６０６−Ｉ，６０６−Ｑと、乗積
変調部６０７−Ｉ，６０７−Ｑと、搬送波発生部６０８
と、波形合成部６０９を有する。

【０１８２】ここで、ｋは局（１，２，…）を表す。ま
た、拡散演算部６０１ｋ−Ｉ，６０１ｋ−Ｑは、図２の
拡散演算部１２２−１，１２２−２に相当し、拡散符号
発生部６０２ｋは、図２の拡散符号発生部１２１に相当
し、多重部６０６−Ｉ，６０６−Ｑは、図２の多重部１
０３に相当し、乗積変調部６０７−Ｉ，６０７−Ｑは、
図２の乗積変調部１２４−１，１２４−２に相当し、搬
送波発生部６０８は、図２の搬送波発生部１２３に相当
し、波形合成部６０９は、図２の波形合成部１２５に相
当する。

【０１８３】これに対し、拡散演算部６０３ｋ−Ｉ，６
０３ｋ−Ｑ、６０５−Ｉ，６０５−Ｑと、拡散符号発生
部６０４は、送信信号に制御信号を付加することに伴っ
て新たに挿入されたものである。

【０１８４】上記構成において、動作を説明する。ｋ局
の送信データｘｋは、ｋ局の拡散演算部６０１ｋ−Ｉ，
６０１ｋ−Ｑに供給され、ｋ局の拡散符号発生部６０２
ｋから供給される部分拡散符号ｗｋ_I ，ｗｋ_Q と拡散演
算される。これにより、送信データｘｋは、部分拡散符
号ｗｋ_I ，ｗｋ_Q によって拡散される。

【０１８５】各相の拡散出力は、それぞれｋ局の拡散演
算部６０３ｋ−Ｉ，６０３ｋ−Ｑに供給され、拡散符号
発生部６０４から供給される部分拡散符号ａ_I ，ａ_Q と
拡散演算される。これにより、部分拡散符号ｗｋ_I ，ｗ
ｋ_Q によって拡散された送信データｘｋは、さらに、部
分拡散符号ａ_I ，ａ_Q によって拡散される。

【０１８６】一方、伝搬路の移相量を推定するための制
御信号Ｚ（図では、例えば、値が“１”である信号を代
表として示す）は、拡散演算部６０５−Ｉ，６０５−Ｑ
に供給され、拡散符号発生部６０４から供給される部分
拡散符号ａ_I ，ａ_Q と拡散演算される。これにより、制
御信号Ｚは、部分拡散符号ａ_I ，ａ_Q と拡散される。

【０１８７】拡散演算部６０３ｋ−Ｉ，６０３ｋ−Ｑの
拡散出力と拡散演算部６０５−Ｉ，６０５−Ｑの拡散出
力は、それぞれ多重部６０６−Ｉ，６０６−Ｑに供給さ
れ、各相Ｉ，Ｑごとに多重される。これにより、すべて
の局の送信データｘ１，ｘ２，…と制御信号Ｚが各相
Ｉ，Ｑごとに多重される。

【０１８８】各相Ｉ，Ｑの多重出力は、それぞれ乗積変
調部６０７−Ｉ，６０７−Ｑに供給され、搬送波発生部
６０８から供給される搬送波ｃｏｓ（２πｆｃｔ），ｓ
ｉｎ（２πｆｃｔ）と乗算される。これにより、ＲＦ帯
域の信号が得られる。これら２つの信号は、波形合成部
６０９により合成される。この合成信号は、無線部１０
５に供給され、アンテナ１０６から放射される。

【０１８９】これにより、次式（３４）で示すように、
すべての局の送信データｘ１，ｘ２，…に、制御信号Ｚ
（＝１）が付加された信号Ｓが送信される。なお、この
式では、送信信号Ｓをベースバンド帯域で表している。

【０１９０】 Ｓ＝ＳI ＋ｊＳQ ＝ａ_I （１＋ｘ１ｗ１_I ＋…） ＋ｊａ_Q （１＋ｘ１ｗ１_Q ＋…） （３４） ３−２．拡散復調部２１４の構成及び動作 図１４は、拡散復調部２１４の構成を示すブロック図で
ある。なお、以下の説明では、説明の便宜上、第１局の
拡散復調部２１４を代表として説明する。

【０１９１】図示の拡散復調部２１４は、乗積復調部６
１１−Ｉ，６１１−Ｑと、搬送波発生部６１２と、ロ−
パスフィルタ部６１３−Ｉ，６１３−Ｑと、位相調整部
６１４と、相関演算部６１５−Ｉ，６１５−Ｑと、拡散
符号発生部６１６と、加算部６１７を有する。

【０１９２】ここで、乗積復調部６１１−Ｉ，６１１−
Ｑは、図３の乗積復調部２２２−１，２２２−２に相当
し、ロ−パスフィルタ部６１３−Ｉ，６１３−Ｑは、図
３のロ−パスフィルタ部２２３−１，２２３−２に相当
し、拡散演算部６１５−Ｉ，６１５−Ｑは、図３の相関
演算部２２５−１，２２５−２に相当し、図３の拡散符
号発生部６１６は、拡散符号発生部２２４に相当し、加
算部６１７は、図３の加算部２２６に相当する。

【０１９３】これに対し、搬送波発生部６１２は、図３
の搬送波発生部２２１とは異なり、送信側の搬送波発生
部６０８とは必ずしも同期していない。また、位相調整
部６１４は、非同期検波を実現するために、新たに付加
されたものである。この位相調整部６１４は、受信信号
に含まれる制御信号Ｚに基づいて伝搬路の移相量を推定
し、これをを受信信号から除去するようになっている。

【０１９４】上記構成において、動作を説明する。ま
ず、拡散復調部１１４の全体的な動作を説明する。

【０１９５】無線部２０５から出力される受信信号は、
各相Ｉ，Ｑの乗積復調部６１１−Ｉ，６１１−Ｑに供給
され、搬送波発生部６１２から供給される搬送波ｃｏｓ
（２πｆｃｔ），ｓｉｎ（２πｆｃｔ）と乗算される。
これにより、Ｉ相、Ｑ相のベースバンド帯域の受信信号
が得られる。

【０１９６】各相Ｉ，Ｑの受信信号は、ローパスフィル
タ部６１３−Ｉ，６１３−Ｑにより不要成分を除去され
た後、位相調整部６１４に供給される。位相調整部６１
４に入力される信号Ｒは、次式（３５）で表される。 Ｒ＝Ｒ_I ＋ｊＲ_Q ＝｛ａ_I （１＋ｘ１ｗ１_I ＋…） ＋ｊａ_Q （１＋ｘ１ｗ１_Q ＋…）｝βｅ^ｊφ 式（３５） ここで、βは、伝搬路の利得であり、φは、同じく移相
量である。

【０１９７】この信号Ｒを受けた位相調整部６１４は、
この信号Ｒに含まれる制御信号Ｚに基づいて、この信号
Ｒに対する伝搬路の移相量φを推定し、この推定した移
相量φを信号Ｒから除去する。

【０１９８】推定移相量φを除去された各相Ｉ，Ｑの信
号は、それぞれ相関演算部６１５−Ｉ，６１５−Ｑに供
給され、拡散符号発生部６１６から出力される部分拡散
符号ｗ１I ，ｗ１Q と相関演算される。これにより、第
１局の送信信号が逆拡散される。この逆拡散出力は、加
算部６１７で加算され、第１局の送信データｘ１として
チャネル復号化部２１５に供給される。

【０１９９】以上が拡散復調部２１４の全体的な動作で
ある。次に、位相調整部６１４の動作をさらに詳細に説
明する。

【０２００】図１５は、位相調整部６１４の構成を概念
的に示すブロック図である。なお、図１５は、Ｉ相とＱ
相をまとめた状態で示す。図示の如く、位相調整部６１
４は、伝搬路の移相量φと利得βを推定する伝搬路推定
部６２１と、この伝搬路推定部６２１の推定結果で、入
力信号Ｒに重付けを行う重付け部６２２を有する。

【０２０１】図１６は、伝搬路推定部６２１の構成を概
念的に示すブロック図である。図示の如く、伝搬路推定
部６２１は、乗算部６３１と、積分部６３２と、正規化
部６３３を有する。乗算部６３１に入力された信号Ｒは
ａ_I −ｊａ_Q と乗算される。この乗算結果は、次式（３
６）のように表される。 Ｒ・（ａ_I −ｊａ_Q ）＝｛ａ_I （１＋ｘ１ｗ１_I ＋…） ＋ｊａ_Q （１＋ｘ１ｗ１_Q ＋…）｝ ×βｅ^ｊφ（ａ_I −ｊａ_Q ） ＝βｅ^ｊφ［｛ａ_I ² （１＋ｘ１ｗ１_I ＋…） ＋ａ_Q ² （１＋ｘ１ｗ１_Q ＋…）｝ ＋ｊ｛ａ_I ａ_Q （１＋ｘ１ｗ１_Q ＋…） −ａ_I ａ_Q （１＋ｘ１ｗ１_I ＋…）｝］ 式（３６） この乗算結果は、積分部６３２で積分された後、正規化
部６３３で正規化される。この積分処理及び正規化処理
は、次のように表される。

【数１４】 ここで、Ｔｂは１シンボル長であり、Ｎは、伝搬路が一
定と近似することができるできるだけ大きい数である。

【０２０２】この場合、次式（３７），（３８）が成立
する。

【数１５】 また、拡散利得により、［ ］の中の虚数部は０となる
（クアルカム方式の場合、ｗ１_I ＝ｗ１_Q より、［ ］
の中の虚数部は正確に０となる）。これにより、正規化
部６３３の出力は、βｅ^ｊφとなる。

【０２０３】このβｅ^ｊφは、重付け部６２２に供給さ
れ、βｅ^−ｊφに変換された後、入力信号Ｒと乗算され
る。これにより、次式（３９）に示すように、信号Ｒか
ら伝搬路の移相量φが除去される。 Ｒβｅ^−ｊφ＝β² ｛ａ_I （１＋ｘ１ｗ１_I ＋…） ＋ｊａ_Q （１＋ｘ１ｗ１_Q ＋…）｝ 式（３９） 図１７は、位相調整部６１４の具体的構成の一例を示す
ブロック図である。図示の例では、伝搬路推定部６２１
は、乗算器６４１，６４２，６４３，６４４と、加算器
６４５，６４６により構成され、重付け部６２２は、乗
算器６５１，６５２，６５３，６５４と、加算器６５
５，６５６により構成される。

【０２０４】以上が位相調整部６１４の動作である。次
に、相関演算部６１５−Ｉ，６１５−Ｑの動作を説明す
る。

【０２０５】位相調整部６１４で、伝搬路の位相量を除
去された信号Ｒは、各相Ｉ，Ｑごとに、対応する相関演
算部６１５−Ｉ，６１５−Ｑに供給される。図１８は、
この相関演算部６１５−Ｉ，６１５−Ｑの構成を概念的
に示すブロック図である。なお、この図１８も、Ｉ相と
Ｑ相を一緒に示す。

【０２０６】相関演算部６１５−Ｉ，６１５−Ｑは、乗
算部６６１と、実数部抽出部６６２と、積分部６６３
と、正規化部６６４を有する。乗算部６６１では、入力
信号Ｒβｅ^−ｊφとａ_I ｗ１_I −ｊａ_Q ｗ１_Q との乗算
がなされる。

【０２０７】この乗算出力は、実数部抽出部６６２に供
給され、実数部Ｒｅ［ ］を抽出される。この実数部
は、次式（４０）で表される。

【０２０８】 Ｒｅ［Ｒβｅ^−ｊφ（ａ_I ｗ１_I −ｊａ_Q ｗ１_Q ）］ ＝β2 ｛ａ_I ² ｗ１_I （１＋ｘ１ｗ１_I ＋…） ＋ａ_Q ² ｗ１_Q （１＋ｘ１ｗ１_Q Q ＋…）｝ 式（４０） この抽出出力は、積分部６６３で積分された後、正規化
部６６４で正規化される。この積分処理と正規化処理は
次のように表される。

【０２０９】

【数１６】 この場合、次式（４１）〜（４４）が成立する。

【数１７】 ここで、ｗｋ_I ’，ｗｋ_Q ’は、第１局以外の部分拡散
符号ｗｋ_I ，ｗｋ_Q である。これにより、第１局の送信
データがβ2 ｘ１として得られる。以上が相関演算部６
１５−Ｉ，６１５−Ｑの動作である。

【０２１０】以上、この発明の実施例をいくつか説明し
たが、この発明は、上述したような実施例に限定される
ものではなく、ほかにも、発明の要旨を逸脱しない範囲
で種々様々変形実施可能なことは勿論である。

【０２１１】

【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明によれ
ば、１シンボルを２系統にし、それぞれ１シンボル分の
拡散コードを２分割したものを用いて拡散した信号を直
交した２つの搬送波で伝送及び並列処理するようにした
ので、同じ周波数帯域を使用する場合であっても、伝送
量を増やすことができる。これにより、送信局数が多く
なっても、使用する周波数帯域の広帯域化を防止するこ
とができる。

【０２１２】また、本発明によれば、目的とする信号に
用いられる拡散符号と他局で用いている拡散符号の干渉
量を計算することにより、他局からの干渉信号を除去す
るようにしたので、送信局が多くなっても、誤りが少な
い通信を行うことが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の全体的な構成を示すブ
ロック図である。

【図２】第１の実施例における拡散変調部１１３の構成
を示すブロック図である。

【図３】第１の実施例における拡散復調部２１４の構成
を示すブロック図である。

【図４】第１の実施例における干渉除去部１１５の構成
を示すブロック図である。

【図５】図４の動作を説明するためのフローチャートで
ある。

【図６】図４の動作を説明するためのデータ配列図であ
る。

【図７】第１の実施例の干渉除去部１１５の効果を説明
するための特性図である。

【図８】第１の実施例における音声符号化部１１１，２
１１の構成を示すブロック図である。

【図９】第１の実施例における音声復号化部１１７，２
１６の構成を示すブロック図である。

【図１０】第１の実施例における音声符号化部１１１，
２１１及び音声復号化部１１７，２１６の効果を説明す
るための信号波形図である。

【図１１】第２の実施例における干渉除去部１１５の構
成を示すブロック図である。

【図１２】図１１に示す局単位干渉除去部１４２の構成
を示すブロック図である。

【図１３】第３の実施例における拡散変調部１１３の構
成を示すブロック図である。

【図１４】第３の実施例における拡散復調部２１４の構
成を示すブロック図である。

【図１５】図１４に示す位相調整部６１４の概念的な構
成を示すブロック図である。

【図１６】図１５に示す伝搬路推定部６２１の概念的な
構成を示すブロック図である。

【図１７】図１４に示す位相調整部６１４の具体的構成
の一例を示すブロック図である。

【図１８】図１４に示す相関演算部６１５−Ｉ，６１５
−Ｑの概念的な構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１００…基地局送受信装置 ２００…携帯局送受信装置 １０１，２０３…送信処理部 １０２，２０４…受信処理部 １０３，５０６−Ｉ，５０６−Ｑ…多重部 １０４…多重分配部 １０５，２０５…無線部 １０６，２０６…アンテナ ２０１…送話部 ２０２…受話部 １１１，２１１…音声符号化部 １１２，２１２…チャネル符号化部 １１３，２１３…拡散変調部 １１４，２１４…拡散復調部 １１５…干渉除去部 １１６，２１５…チャネル復号化部 １１７，２１６…音声復号化部 １２１，１３２…拡散符号発生部 １２２…拡散演算部 １２３，２２１，５０８，６１２…搬送波発生部 １２４，５０７−Ｉ，５０７−Ｑ…乗積変調部 １２５，５０９…波形合成部 ２２２，６１１−Ｉ，６１１−Ｑ…乗積復調部 ２２３，６１３−Ｉ，６１３−Ｑ…ローパスフィルタ部 ２２４，１７１，１８１，５０２ｋ，５０４，６１６…
拡散符号発生部 ２２５…相関演算部 １５２，２２６，６１７…加算部 １３１…シフトレジスタ部 １３３，…相関演算部 １３４…補正計算部 １３５…干渉量計算部 １３６…除去量計算部 １４１…シンボル単位干渉除去部 １４２…局単位干渉除去部 １４３…局単位干渉修正部 １５１…チャネル信号推定部 １６１…シンボル推定部 １６２…干渉量除去部 １７２，１８２…乗算部 １７３…累積加算部 １７４…正規化部 ４０１，４３１…入力端子 ４０２…差分器 ４０３…適応量子化器 ４０４，４３４…出力端子 ４０５，４３２…適応逆量子化器 ４０６，４３３…加算器 ４０７，４３４…適応予測器 ４０８…量子化スケール適応部 ４１１，４４１…更新関数変換器 ４１２，４４２…対数スケールファクタ算出器 ４１３，４４３…係数適応器 ６１４…位相調整部 ６４１，６４２，６４３，６４４，６５１，６５２，６
５３，６５４…乗算器 ６４５，６４６，６５５，６５６…加算器 ６０１ｋ−Ｉ，６０１ｋ−Ｑ，６０３ｋ−Ｉ，６０３ｋ
−Ｑ，６０５−Ｉ，６０５−Ｑ…拡散演算部 ６１５−Ｉ，６１５−Ｑ…相関演算部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 杉本 大樹 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気 工業株式会社内 (72)発明者 ▲滝▼澤 由美 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気 工業株式会社内

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 基地局と複数の移動局を符号分割多元接
   続方式で接続する符号分割多元接続システムにおいて、 前記基地局から前記移動局にデータを伝送するための下
   りチャネルの送信側に、 １つの拡散符号を２分割することにより得られた２系統
   の部分拡散符号と送信データとを乗算することにより、
   ２系統の被拡散信号を生成する被拡散信号生成手段と、 この被拡散信号生成手段により生成された２系統の被拡
   散信号と互いに直交した２系統の搬送波とをそれぞれ乗
   算することにより、２系統の無線周波数帯域の送信信号
   を生成する無線周波数帯域信号生成手段と、 この無線周波数帯域信号生成手段により生成された２系
   統の無線周波数帯域信号を合成して送信する信号送信手
   段とを具備した拡散変調装置を設け、 前記下りチャネルの受信側に、 受信信号と前記２系統の搬送波とを乗算することによ
   り、２系統のベースバンド帯域の信号を生成するベース
   バンド帯域信号生成手段と、 このベースバンド帯域信号生成手段により生成された２
   系統のベースバンド帯域信号と前記２系統の部分拡散符
   号とをそれぞれ乗算することにより、２系統の部分相関
   値信号を生成する部分相関値信号生成手段と、 この部分相関値信号生成手段により生成された２系統の
   部分相関値信号を加算することにより、前記送信データ
   を復調するデータ復調手段とを具備した拡散復調装置を
   設け、 前記移動局から前記基地局にデータを送信するための上
   りチャネルの受信側に、 各移動局のシンボル推定値が得られるたびに、このシン
   ボル推定値から各移動局の送信信号を推定し、この推定
   信号を他の移動局が使う受信信号から除去するという処
   理を繰り返すことにより、各移動局の受信信号から他の
   移動局の干渉信号を除去するように構成された干渉除去
   装置を設けたことを特徴とする符号分割多元接続システ
   ム。
2. 【請求項２】 前記ベースバンド帯域信号生成手段は、
   前記無線周波数帯域信号生成手段で用いられる搬送波と
   同期した搬送波を用いて、前記ベースバンド帯域信号を
   生成するように構成されていることを特徴とする請求項
   １記載の符号分割多元接続システム。
3. 【請求項３】 前記拡散変調装置は、送信信号の伝搬路
   の移相量を推定するための制御信号を送信信号とともに
   送信するように構成され、 前記拡散復調装置は、受信信号に含まれる前記制御信号
   に基づいて、前記伝搬路の移相量を推定し、これを受信
   信号から除去するように構成されていることを特徴とす
   る請求項１記載の符号分割多元接続システム。
4. 【請求項４】 前記干渉除去装置は、 各移動局に対応した複数の記憶領域を有し、各記憶領域
   にベースバンド帯域の受信信号が書き込まれるととも
   に、その記憶内容が各移動局の送信信号の推定データ系
   列で書き換えられるメモリ手段と、 指定された移動局の前記推定データ系列とこの指定局の
   拡散符号との相関値を算出し、この相関値に基づいて、
   複数シンボル分のシンボル推定値を生成するシンボル推
   定値生成手段と、 このシンボル推定値生成手段により生成された前回のシ
   ンボル推定値と今回のシンボル推定値との差分を算出
   し、この差分値と前記指定局の拡散符号との積に対応し
   た干渉データ系列を生成する干渉データ生成手段と、 前記メモリ手段に記憶されている推定データ系列のう
   ち、前記指定局を除く各移動局の推定データ系列と前記
   干渉データ系列との差分を計算し、この差分データ系列
   で対応する移動局の推定データ系列を書き換えるデータ
   書換え手段と、 シンボルの区切りを検出し、その局を前記指定局として
   指定する機能と、当該指定局に関する再先行シンボルの
   相関値もしくはシンボル推定値を復調データとして出力
   させる機能とを含み、装置全体の動作を制御する制御手
   段とを具備するように構成されていることを特徴とする
   請求項１記載の符号分割多元接続システム。
5. 【請求項５】 前記干渉除去装置は、 縦属接続された複数の干渉除去手段と、 この干渉除去手段から各移動局ごとに干渉の除去された
   信号を取り出す信号取出し手段とを具備するように構成
   され、 前記干渉除去手段は、縦属接続された移動局数分の局単
   位干渉除去手段を具備するように構成され、 前記局単位干渉除去手段は、 入力信号と対応する移動局の拡散符号とを相関演算する
   ことにより、この移動局のシンボル推定値を生成するシ
   ンボル推定値生成手段と、 このシンボル推定値生成手段により生成されたシンボル
   推定値と対応する移動局の拡散符号とを拡散演算するこ
   とにより、この移動局の他の移動局に対する干渉量を算
   出する干渉量算出手段と、 この干渉量算出手段により算出された干渉量を前記入力
   信号から除去する干渉量除去手段とを具備するように構
   成され、 前記信号取出し手段は、各移動局ごとに、前記シンボル
   推定値生成手段あるいは前記干渉量算出手段の出力に基
   づいて、干渉の除去された信号を取り出すように構成さ
   れていることを特徴とする請求項１記載の符号分割多元
   接続システム。
6. 【請求項６】 前記下りチャネルと前記上りチャネルの
   送信側に、 離散的な送信信号の各点ごとに、逐次その値とその予測
   値との差を算出する差算出手段と、 この差算出手段の算出出力をスケールファクタで正規化
   する正規化手段と、 この正規化手段の正規化出力を量子化して符号化する符
   号化手段と、 この符号化手段の符号化出力に基づいて、次の点におけ
   るスケールファクタを生成するスケールファクタ生成手
   段と、 前記スケールファクタが大きい場合は、その変動が抑制
   され、小さい場合は、鋭敏になるように、前記スケール
   ファクタ生成手段のスケールファクタ生成動作を制御す
   る制御手段とを具備したＡＤＰＣＭ符号化装置を設け、 前記下りチャネルと上りチャネルの受信側に、 受信信号の各点ごとに、逐次その値を逆量子化する逆量
   子化手段と、 この逆量子化手段の逆量子化出力とスケールファクタと
   を乗算する乗算手段と、 この乗算手段の乗算出力と原信号の予測値とを加算し、
   原信号を再生する加算手段と、 前記受信信号の各点ごとに、この受信信号に基づいて、
   次の点におけるスケールファクタを生成するスケールフ
   ァクタ生成手段と、 前記スケールファクタが大きい場合は、その変動が抑制
   され、小さい場合は、鋭敏になるように、前記スケール
   ファクタ生成手段のスケールファクタ生成動作を制御す
   る制御手段とを具備したＡＤＰＣＭ復号化装置を設けた
   ことを特徴とする請求項１記載の符合分割多元接続シス
   テム。