KR100235785B1 - 2측파대-진폭 변조시스템내에서 인접 채널 간섭을 보상하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 수개의 2측파대 진도의 혼합물로 부터 엑세스되는 2측파대 진동이 하부 측파대 또는 상부 측파대를 필터링 하는 방법에 관한 것으로, 인접한 2측파대 진동의 상부 또는 하부 측파대로 부터 간섭을 받는 상부 및/또는 하부 측파대는 라이오, 특히 다중-채널 라디오 및 단파 텔레코뮤니케이션 장치에서 간섭에 접하고, 적어도 부분적으로 그에 겹쳐진다. 2측파대 진동의 간섭 측파대는 반대편 위치로, 전환하기 위한 상향으로, 하향으로 및/또는 다중 혼합되어 방해를 받는 측파대의 주파수 위치로 되어 반대 부호의 첨가에 의해 제거된다. 한 태양이 주파수-이중 캐리어 진동이 반대편 위치로의 전환을 위해 사용된 제6도의 회로 배열에 나타나 있다.

Description

[발명의 명칭]

2측파대-진폭 변조시스템내에서 인접 채널 간섭을 보상하기 위한 방법 및 장치

[발명의 상세한 설명]

다수채널의 저주파 원격 통신신호를 반송파 주파수에 의해 고주파 신호로 변환시켜 이 고주파 신호를 과대역 전송라인이 형태인 또는 라디오 전송의 주파수 대역인 공통의 전송통로를 통해 유선으로 또는 무선으로 방송하는 것은 공지되어 있다. 이 경우 전송통로에서 고주파 신호의 혼합이 발생하므로, 그것에 관련된 반송파 주파수에 의해 다시 관련 저주파 원격 통신 신호로 변환되기 전에, 그것의 명료함이 방해받거나 각 채널의 크로스토크가 생기지 않으면서, 전송통로의 끝에서 상기 혼합된 고주파 신호로부터 각각의 개별적 고주파 신호가 필터링되어야 한다.

이때, 반송파 주파수 폭 전환장치에서와 같이 원격 전송 통로의 처음에 놓인 공통의 출력 수단내에서 각각의 채널이 미리 주어진 전송 주파수 래스터내로 배열되는지 또는, 임으로 분포된 경우에 따라 이동 출력장소를 가진 다국 장치에서 그리고 규정된 파장 플랜내에서 서로 무관하게 동작하는 송신기에서와 같이, 그것들이 개별적으로 그것에 관련된 전송 주파수로 상기 원격 전송통로로 접속되는지의 여부는 중요하지 않다.

각각의 변환시에는 관련 반송판 주파수 양측에는 항상 동일한 채널의 2개의 측파대가 생기며, 그것들중 하부 측파대 또는 상부 측파대 또는 2개의 측파대가 방송될 수 있다; 이 경우 반송파 자체가 전송되거나 또는 송식측에서 억압될 수 있으므로, 저주파 원격 통신신호로 관련 채널의 재변환이 이루어지기 위해서는 동일한 주파수의 새로운 반송파가 수신측에서 재생되어야 한다.

가급적 많은 채널에 대해 채널 간격을 가급적 적게 유지하면서 공통의 전송 통로의 이용될 수 있는 전송 대역이 완전히 이용될 수 있도록 하기 위해, 전술한 일측파대 전송이 보장되어야 하지만, 단일 측파대를 필터링하고 원래의 원격 통신신호를 정보의 손실없이 회수하기 위해서는, 이것이 전송통로 끝에 있는 고가의 필터 회로에 대한 많은 비용을 필요로 한다; 또한, 일 측파대의 수신시에는 신호의 복조가 2측파대 진동의 수신시와 같은 그것이 간단한 정류에 의해 이루어지지 않고 그것의 주파수가 반송파의 주파수와 정확히 동일한 진동을 가진 고주파 또는 중간 주파수 신호의 증배에 의해 복조가 이루어져야 한다.

특히, 단판, 중간파 및 장파 무선 방송 범위에서 1측파대 기술이 국제적으로 유효한 파장 플랜에 들어갈 수 없기 때문에 이것보다 간단한 2측파대 수신기 기술이 사용된다. 게다가, 2측파대 전송은 1측파대 수신기의 소유자에게 종종 유리하다. 상기 2측파대 전송은 하나의 측파대가 인접한 송신기에 의해 간섭받으면, 간섭받지 않는 다른 측파대로 이루어질 수 있다(다이버시티-수신).

따라서, 1측파대 전송에 비해 2측파대 전송에서는 전송통로의 주파수 대역에서 채널의 수를 절반으로 줄이거나 그것의 저주파 대역 폭에 관련해서 각 채널을 상기 절반화에 상응하게 좁힐 필요가 있다.

이에 비해 가급적 동일한 대역폭으로 1측파대 전송과 가급적 동일한 채널수가 전송되면, 동일한 채널 간격에서 그리고 동시 송신시 2개의 인접한 2측파대 진동 및 그에 따라 상이한 출처의 2채널의 서로를 향한 측파대의 중첩이 불가피하게 생기므로, 수신측에서 한 측파대가 1측파대 수신의 원리에 따른 관련 반송파의 부가에 따라 관련 원격 통신 신호로 재변환 되기 위해, 적어도 측파대 중 하나가 2측파대 진동의 복합체로부터 필터링 됨으로써 간섭 없이 수신되는 것이 블가능하다.

본 발명의 목적은 공지된 원격 통신장치의 단점을 없애고 간단한 방법으로, 수신 측에서 채널의 평가가 방해받지 않으면서 2개의 인접한 채널의 서로를 향한 측파대가 작은 반송파 간격에도 불구하고 적어도 부분적으로 중첩될 수 있는 2측파대 전송을 가능하게 하는 것이다.

상기 목적은 본 발명에 따라 간섭하는 인접한 송신가의 간섭 측파대를 그것의 다른 측파대로 소거시키는 특허 청구범위 제1항 및 제2항에 제시된 특징에 의해 달성된다. 이때 상기 방법을 필요에 따라 여러번 적용이 된다. 청구범위 제1항에 따른 방법은 첨부된 제2도에 나타나 있고 청구범위 제2항에 따른 방법은 첨부된 제3도에 나타나 있다. 또한, 상기 방법의 세부사항 및 그것의 실시를 위한 회로는 특허청구범위 종속항에 제시되어 있다.

따라서, 방송되는 측파대 중 적어도 하나가 간섭 없이 수신되므로, 원격 통신신호의 극히 양호한 평가가 가능해지는 장점이 있다. 간섭 신호의 제거와 관련한 선행기술은 다음과 같다.

독일 특허출원 제22 33 614 A1 호에는 코드 다중 전송 장치에서 시스템에 기인한 간섭을 줄이기 위한 회로가 공지되어 있으며, 여기서는 코드 다중 신호용 수신기에서 다른 송신국의 간섭하는, 비직교 신호가 ＂원하는 송신기의 코드 패턴 아님＂ 특징을 이용해서 선택되고 복합신호로부터 감산된다.

독일 특허출원 제 28 52 127 A1 호에는 원하지 않는 신호를 억압하기 위한 수단이 공지되어 있으며, 여기서는 잔여 측파대 변조신호용 수신기(예컨대, 텔레비젼 수상기)에서 동일한 형태의 간섭하는, 시간적으로 변위된 신호(예컨대, 에코 신호)가 시간적으로 ＂첫번째 신호 아님＂의 특징을 이용해서 선택되고 복합 신호로부터 감산된다.

독일 특허출원 제 26 22 058 A1 호에는 FM-FDM에 의해 정보의 전송시 진폭 변조로부터 주파수 변조로의 변환에 의해 야기되는 크로스 토크를 없애기 위한 방법이 공지되어 있다. 여기에서, 주파수 변조신호용 수신기에서(FM-FDM 전송 시스템의 범주에서; FM-FDM=frequency modulation-frequency division multiplex : 주파수 변조-주파수 분할 다중) 주파수 복조기에 따라 시스템에 기인해서 출현하는 간섭신호 ＂명료한 크로스토크＂가 수신기측에서 2번째로 발생(주파수 복조기와 병렬 접속된 특수한 진폭 복조기에서)된 다음 주파수 복조기의 출력신호로부터 감산된다.

상기 3가지 간행물에서는 선택된 또는 재형성된 간섭 신호의 감산에 의해 간섭 신호가 제거되기는 하지만, 주파수가 인접한 송신기의 중첩된 측파대는 다루어지지 않는다. 상기 3간행물에 기재된 방법은 간섭하는 중첩된 측파대의 제거에 적합하지 않으며 본 발명의 사상과 일치하지 않는다. 본 발명의 원리를 다시 말하면 다음과 같다 : 간섭 송신기의 간섭 측파대가 그것의 다른 측파대로 소거되는 것이다. 이 경우, 이것도 동일한 방법으로 간섭제거될 수 있기 때문에 이것도 마찬가지로 간섭받을 수 있고 이때 소거하는 측파대가 간섭받으면, 다시 이것이 마찬가지 방식으로 소거된다.

본 발명의 사상의 핵심은 간섭받은 측파대에 대해 대칭으로 놓인, 다른 측파대의 간섭 소거 중첩의 원리 및 성공할 때까지 이러한 원리를 여러번 사용하는 것이다. 간섭 신호 제거에 관련한 또다른 간행물은 문헌[Wireless World, 83권, 1499호, 1977년 7월, 55 내지 57페이지]에 기재된 ＂인접한-채널 간섭 제거＂ 제하의 P.L.Taylor의 논문이다.

여기서는 하기 경우가 다루어진다 : 2측파대 진동으로서 원하는 신호와 2측파대 진동으로서 간섭신호가 있다. 2개의 2측파대 진동의 반송파 진동은 중첩되는 측파대가 다른 2측파대의 진동의 반송파의 제2측파대 위에 놓일 정도로 그 주파수가 서로 인접해 있다. 이때 상기 제2측파대의 간섭이 제거되어야 한다; 상기 측파대는 중첩하는 신호에 의해 상부 또는 하부에서 간섭을 받아서는 안된다. 상기 논문은 간섭신호를 제거하기 위한 2가지 방법을 제시한다.

제1방법에서는, 원하는 신호와 간섭신호의 합이 원하는 신호의 반송파 진동의 주파수 및 위상과 동일한 주파수 및 위상을 가진 진동으로 적복조된다. 결과적으로, 원하는 송신기의 복조된 기저대가 간섭하는 2측파대 진동에 중첩되며, 그것의 주파수 변환된 반송파 진동은 2개의 측파대와 함께 원하는 송신기의 복조된 기저대내로 놓이게 된다. 간섭의 주파수 변조된 반송파 주파수는 간섭신호의 반송파 주파수로부터 원하는 신호의 반송파 주파수를 뺀 차와 동일하다. 복조시 수학적으로 음이 되는 간섭진동의 하부 측파대 부분은-주파수 0에 대칭되어-0으로부터 위로 나타난다. 명확하게 하기 위해, 이에 비해 원하는 송신기의 복조된 기저대는-각 동기 복조시와 같이-원하는 송신기의, 동일한 크기의, 양으로 가산되는 2개의 측파대의 동일 위상의 합이라는 것을 밝혀둔다. 상기 기저대는 이제 대칭 부분을 가진 전술한 2측파대 진동에 의해 중첩된다. 복조된 기저대가 후자로부터 벗어나는 것이 Taylor의 제1방법에 과제이다.

상기 과제는 먼저 제2신호 통로에서 원하는 신호와 간섭신호의 원래의 합이 90° 위상 이동된 원하는 송신기의 반송파로 역복조 되고 이로 인해-직각 변조 시스템에 의해 공지된 바와 같이-원하는 신호는 소거되고 간섭 신호는 남아있게 되며, 그 다음에 간섭신호가 대칭 부분을 가진 소위 2측파대 진동이 얻어지도록 재차 특수한 직사각형 진동과 승산 되고, 그리고 나서 상기 2측파대 진동이 제1신호 통로의 간섭받은 복조된 기저대로 부터 감산됨으로써 해결된다.

Taylor 방법의 특수성은 특수한 직사각형 함수를 형성하여 발생시키는데 있으며, 이로 인해 대칭 부분이 알맞은 위상 및 부호로 얻어진다. 사인진동 또는 정상의 직사각형 함수와의 순수한 승산에서는 그렇지 않을 것이다. 공지된 바와 같이, 이 방법은 완전한 2측파대 진동에 의해 이루어진다. 그 결과 전술한 바와 같이 Taylor의 제1방법에서는 완전한 2측파대 진동이어야 하며, 그 측면에서 그것의 측파대 상의 또다른 간섭 신호에 의해 간섭받아서는 안된다. Taylor의 제2방법에서는 원하는 신호와 간섭 신호의 합이 90°위상 이동된 간섭 신호의 반송파 진동으로 적복조된다. 따라서, 간섭 신호가 제거된다; 왜냐하면 상부 및 하부 측파대의 복조적이 상대적으로 소거되는-직각 변조 시스템에서 공지된 사실-반대 부호의 2기저대이기 때문이다. 주파수 변조된 원하는 신호는 남아 있다-이 신호는, 간섭신호의 반송파 주파수로부터 원하는 신호의 반송파 주파수를 뺀 차와 동일한 반송파 주파수를 갖는다. 상기 2측파대 진동은 대칭 부분을 포함한다. 즉, 한번의 정상 복조가 불가능하다. 이 방법에서도 복조 목적을 위해 승산되는 특수한 직사각형 진동이 요구되는데, 상기 직사각형 진동은 원리적으로 제1방법과 동일하지만 여기서는 0점에 대해 대칭인 함수가 다루어지는 반면, 제1방법의 직사각형 함수는 0점에 대해 비스듬한 대칭이었다. Taylor의 제2방법에서도 간섭신호가 그것의 측파대상에서 또다른 신호에 의해 간섭받아서는 안된다.

그러나, 본 발명에 따르면 이러한 과제를 해결할 수 있다. 본 발명의 사상의 핵심은 하나의 완전한 ＂앙상블＂이 중첩되는 2측파대 진동의 경우에도 원하는 신호의 간섭제거가 이루어지는 방법을 제시하는 것이다.

Taylor의 방법은 단 하나의 간섭 신호 경우만을 고려한다. 전송통로에 따라 송신기측에서 동일한 2측파대 진동의 동일한 2개의 측파대는 파장 확대시 상이한 위상 속도로 인해 수신기 측에서 항상 완전히 동일하지 않으므로 각각의 경우에 변환된 측파대가 간섭 측파대를 완전히 소거할 수 없고, 따라서 관련된 간섭의 완전한 보상이 이루어질 수 없다 : 따라서, 하기에서는 보상의 종료시 간섭받지 않은 측파대만이 다루어진다. 그러나, 이것은 관련된 2측파대 진동의 평가에 충분하며, 원하지 않는 인접 송신기의 측파대가 평가할 2측파대 진동의 한 측파대 또는 다른 측파대내로 삽입되어 그것을 간섭하지 않을 정도의 좁은 폭으로 평가할 주파수 범위를 좁히는 지금까지 공지된 모든 방법에 고려된다.

이렇게 복조하는데 적합해진 주파수 범위는-간섭은 적으나 협대역임-특히 신호정보의 손실, 예컨대 신호의 양에 관련해서 큰 단점을 갖는다.

하기와 같은 것이 본 발명에 바람직한 것으로 나타났다 : 예컨대, 유선 전송 또는 무선 전송시 공간적 또는 대기의 방해없이, 즉 파의 굴절 또는 반사없이 완전한 보상을 가능하게 하는 수신기에서 동일한 위상속도로 가진 측파대들이 나타나는 전송통로가 있다.

기본적으로, 2측파대 수신 원리에 따라 상이한 잔여 간섭을 가진 측파대를 평가는 것이, 2개의 측파대 평가의 장점에 문제가 되는 평가 에러를 야기시킬 수 있기 때문에, 1측파대의 수신 원리에 따라 보다 적은 잔여 간섭을 가진 측파대를 평가하는 것이 중요할 수 있다.

또한, 본 발명의 방법에 관한 하기의 설명으로부터, 중첩이 인접한 2측파대 진동의 중심까지 이루어질 수 있으나 그 이상은 이루어질 수 없다는 것을 쉽게 알수 있는데, 그 이유는 음의 부호를 가지며 동일한 주파수 위치로 변환된 동일한 2측파대 진동의 다른 측파대를 이용해서 일정 측파대를 보상할 수 없기 때문이다.

본 발명에서도 2측파대 변조된 단파 송신기의 수신기 송신기의 주파수 반송파가 누차 서로 측파대가 중첩될 정도로 가까이 놓인다는 공지의 단점이 나타난다. 이것은 간섭이 적은 수신을 위해 협대역으로 수신해야 한다는 결과를 낳으며, 이것은 수신할 음성 주파수 스펙트럼의 고주파수가 차단되는 단점을 갖는다. 제네바 파장 플랜을 도입하기 전에 중간파 및 장파 범위에서도 동일한 단점이 생겼으며, 경우에 따라 각각의 송신국이 규정되지 않은 상태로 있고 국제적으로 통합된 9kHz 대역폭보다 넓은 변조대역이 방송되면 최근에도 그것이 생긴다.

본 발명은 진폭 변조에 뿐만 아니라 다른 형태의 변조에도 사용될 수 있다. 보다 상세히 말하면, 상부 및 하부 측파대가 있고 두 측파대가 서로 대칭일 때 그것의 변조 대역이 서로 대칭으로 놓여 동일한 형태로 구성된 2개의 측파대로 표시될 수 있으면 작은 변조 인덱스의 주파수 변조를 수행하는 송신기 및 디지털 변조를 수행하는 송신기에도 사용될 수 있다.

또한, 본 발명은 무선 전송뿐만 아니라 유선 전송에도 적용된다. 서로 분리된 측파대로 1측파대 변조를 하는 대신에 중첩된 측파대로 2측파대 변조를 하는 반송파 주파수 기술에도 본 발명이 사용될 수 있으며, 본 발명은 반송파의 물리적 특성과 무관하다. 이러한 본 발명의 높은 보편성 때문에 특허청구 범위에서는 ＂진동＂이라는 표현을 사용한다.

이하에서는 도면에 도시된 실시예를 참고로 본 발명을 상세히 설명한다.

[발명의 상세한 설명]

[도면의 간단한 설명]

제1도는 고주파 전송대역내에 놓인, 반송파 주파수가 서로 인접된 소위 앙상블의 구성을 나타내며, 여기서 서로를 향한 측파대는 적어도 부분적으로 중첩되는 한편 앙상블의 상단 및 하단에서의 측파대-앙상블로부터 먼 측파대-는 간섭받지 않고,

제2도는 청구범위 제1항의 방법에 따라 제1도에 따른 앙상블의 내부에 놓인 2측파대 진동의 상부 및 하부 측파대를 필터링할 때 차례로 이루어지는 개별보상 단계를 나타내며; 제2a도에서는 제2b도 내지 제2f도에 따른 단계에서 간섭제거 보상의 2개의 상이한 방법을 나타내기 위해, 2측파대 진동 A 내지 G가 우측의 한 그룹과 좌측의 한 그룹에 부분적으로 반복되어 표시되어 있으며, 제3도는 청구범위 제2항의 방법에 따라 제1도의 앙상블 내부에 놓인 2측파대 진동의 상부 및 하부 측파대를 필터링 할 때 동시에 이루어지는 개별 보상 단계를 나타내고; 제3a도에는 제3b도 내지 제3f도에 따른 단계에서 간섭 제거 보상의 2개의 상이한 방법을 나타내기 위해, 2측파대 진동 A 내지 G가 우측의 한 그룹과 좌측의 한 그룹에 부분적으로 반복되어 표시되어 있으며,

제4도는 청구범위 제1항에 따른 방법을 실시하기 위한 회로도이고,

제5도는 제4도에 다른 회로의 믹서를 통과한 후 간섭받은 2측파대 진동을 보상하기 위한 방법을 나타내며,

제6도는 잡을을 없애는, 청구범위 제1항에 다른 방법을 실시하기 위한 또다른 회로도이고,

제7도는 잡음을 없을 때 보다 양호한 간섭제거 보상을 하기 위해 조절기를 갖는, 청구범위 제1항에 따른 방법을 실시하기 위한 또다른 회로도이며,

제8도는 제7도에 따른 회로에서 사용될 수 있는 조절기의 구성을 나타낸 도면이다.

＂앙상블＂은 본 발명에서 특별한 역할을 한다. 따라서, 앙상블은 정확히 규정되어야 한다. ＂앙상블＂은 하기의 두 특허을 갖는 주파수가 인접되어 중첩된 2측파대 진도의 시퀀스이다 :

1. 앙상블의 양 끝에 있는 최외곽의 측파대는 간섭받지 않는다.

2. 앙상블내의 측파대의 중첩이 최대로 인접한 2측파대 진동의 반송파 주파수까지 이룰 수 있고, 또는-반송파가 없는 경우에는-측파대와 대칭으로 배열된 주파수까지 이를 수 있다.

본 발명에 의한 개선은 다음과 같다 : 반대편으로 중첩되는-지금까지의 수단에 의해 협대역으로만 간섭없이 수신되는-2측파대 진동을 전송하는 송신기는 이 송신기의 2측파대 진동이 함께 하나의 상기 앙상블을 형성하면, 본 발명의 수단에 의해 가급적 간섭없이 그것의 전체 주파수 대역으로 수신될 수 있다. ＂그것의 전체 주파수 대역으로 수신된다＂는 것은 원하는 송신기의 반송파 주파수를 원래 변조시켰던 기저대가 수신기의 복조기에 좁혀짐없이 공급된다는 것을 의미한다.

오해를 피하기 위해, 다음과 같은 것이 설명되어야 한다 : ＂앙상블＂은 대략 하나의 완전한 ＂공적＂ 대역, 대략 49㎝ 대역이 아니라, 앙상블은-주파수가 커지는 방향으로 볼 때-하부 측파대가 하부로 간섭받지 않는 제1송신기로 시작해서 상부 측파대가 상부로 간섭받지 않는 송신기로 끝난다.

제1도에 도시된 앙상블은 2측파대 진동 A 내지 G를 포함하며, 그것의 서로를 향한 측파대 Ao 및 Bu 내지 Fo 내지 Gu가 쌍으로 중첩되므로, 평가된 2측파대 진동 B 내지 F 중 하나의 측파대 중 어떤 것도 간섭없이 수신될 수 없다; 외부 측파대 Au 및 Go만이 간섭받지 않으며 측파대 진동 A 또는 G의 평가를 위해 유도될 수 있다. 도시된 앙상블과 더불어 도시되지 않은 또다른 2측파대 진동이 존재하지만 그것의 측파대가 측파대 Au 및/또는 Go와 중첩되지 않기 때문에 본 발명에 중요하지 않다. 여기서는 중첩이 보다 나은 이해를 위해 부분적 중첩으로만 표시되어 있지만 2측파대 진동의 중심에 까지 그리고 그에 따라 그것의 반송파 주파수에 까지 이를 수 있다; 물론, 중첩이 상기 중심을 초과하면 안되는데 그 이유는 하기 설명에 나타나는 바와 같이, 본 발명이 적용될 수 없기 때문이다. 편의상, 제1도에는 균일한 반송파 주파수 간격이 도시되어 있으나, 하기 실시예는 균일하지 않은 반송파 주파수 간격에도 적용된다.

본 발명에 따른 방법에 이용되는, 하나의 간섭받지 않은 측파대를 가진 송신기는-원하는, 수신될 송신기로부터 볼 때-원하는 수신될 송신기 보다 낮게 인접채널에 놓인다; 그것이 보다 높게 인접채널에 놓일 수도 있다. 여기에는 선택의 가능성이 있다. 일반적으로 이것으로부터 원하는 송신기까지 가장 적은 수의 변환이 필요한 간섭받지 않은 측파대가 앙상블의 시작으로 선택된다.

하기 설명에서는 원하는 송신기, 즉 수신을 원하는 2측파대 진동이 W로 표시된다. Wu는 그것의 하부 측파대이고, Wo는 그것의 상부 측파대이다.

제2도에는 양측으로 간섭받는 2측파대 진동 W, 여기서는 제1도의 2측파대 진동 W의 하부 측파대 Wu 또는 상부 측파대 Wo가, 간섭받지 않은 하부 측파대 Au와 간섭받은 하부 측파대 Wu=Co 사이의 앙상블에서 또는 간섭받지 않은 상부 측파대 Go와 간섭받은 상부 측파대 Wo=Co사이의 앙상블에서 가급적 간섭없이 필터링될 수 있는 제1방법이 나타나 있다. 간섭받지 않은 측파대-앙상블의 하단에 또는 상단에 있을 수 있는-를 가진 송신기가 본 발명에 따른 방법에서 중요한 역할을 한다.

수신을 원하는 2측파대 진도 W=C인 본 실시예에는 주파수가 작아지는 방향으로 2번째 다음 것의 간섭받지 않은 하부 측파대를 가진 송신기가 있고, 주파수가 커지는 방향으로 4번째 다음것의 간섭받지 않은 상부 측파대를 가진 송신기가 있다. 따라서, 하부측파대 Wu 또는 상부 측파대 Wo를 필터링하는 2가지 방법이 있다.

a) 하부 측파대 Wu의 필터링

(제2도의 좌측부분 참조)

이것을 위해 제2a도의 간섭받지 않은 하부 측파대 Au가 부호반전하에 하나의 적합한 캐리어를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 상부 측파대 Ao의 주파수 위치로 변환되어 제2b도의 측파대-Au*로서 서로 간섭하는 측파대 Bu+Ao로부터 감산된다. 제2c도의 간섭받지 않은 하부 측파대 Bu가 얻어진다(제1보상). 간섭받은 하부 측파대 Cu가 필터링된 하부 측파대 Wu로서 얻어지기 위해서, 간섭받지 않은 하부 측파대 Bu가 재차 부호 반전하에 다른 적합한 반송파를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 측파대 Cu+Bo로부터 감산된다. 제2d도의 간섭받지 않은 하부 측파대 Cu가 얻어진다 (제2보상). 이것은 평가될 2측파대 진동 W의 필터링될 하부 측파대 Wu이며, 1측파대 수신 원리에 따라 평가될 수 있다(복조).

b) 상부 측파대 Wo의 필터링

(제2도의 우측 부분 참조)

이것을 위해 제2a도의 간섭받지 않은 상부 측파대 Go가 부호반전하에 하나의 적합한 캐리어를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 하부 측파대 Gu의 주파수 위치로 변환되어 제2b도의 측파대-Go*로서 서로 간섭하는 측파대 Fo+Gu로부터 감산된다. 제2c도의 간섭받지 않은 상부 측파대 Fo가 얻어진다(제1보상).

상기 간섭받지 않은 상부 측파대 Fo는 부호 반전하에 다른 적합한 반송파를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 하부 측파대 Fu의 주파수 위치로 변환되어 제2c도의 측파대-Fo*로서 서로 간섭하는 측파대 Eo-Fu로부터 감산된다. 제2d도의 간섭받지 않은 상부 측파대 Eo가 얻어진다(제2보상).

상기 간섭받지 않은 상부 측파대 Eo는 부호의 반전하에 다른 적합한 반송파를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 하부 측파대 Eu의 주파수 위치로 변환되어 제2d도의 측파대-Eo*로서 서로 간섭하는 측파대 Do+Eu로부터 감산된다. 제2e도의 간섭없는 상부 측파대 Do가 얻어진다(제3보상).

간섭받은 상부 측파대 Co가 필터링된 상부 측파대 Wo로서 얻어지기 위해서, 간섭받지 않은 상부 측파대 Do가 부호의 반전하에 다른 적합한 반송파를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 하부 측파대 Du의 주파수 위치로 변환되어 제2e도의 측파대-Do*로서 서로 간섭하는 측파대 Co+Du로부터 감산된다. 제2f도의 간섭받지 않은 상부 측파대 Co가 얻어진다(제4보상). 이것은 평가될 2측파대 진동 W의 필터링될 상부 측파대 Wo이며 1측파대 수신원리에 따라 평가될 수 있다(복조).

평가될 2측파대 진동 W의 두 측파대 Wu 및 Wo를 동시에 필터링할 때 이것은 2측파대 수신 원리에 따라 평가될 수 있다(복조). 제3도에는 양측으로 간섭받은 2측파대 진동 W, 여기서는 제1도의 2측파대 진동 W의 하부 측파대 Wu 또는 상부 측파대 Wo가, (제3도의 좌측부분에 도시된) 간섭받지 않은 하부측파대 Au의 하단과 간섭받은 하부 측파대 Wu-Cu의 반송파 시작사이의 앙상블 부분에서 또는(제3도의 우측 부분에 도시된) 간섭받지 않은 상부 측파대 Go의 상단과 간섭받은 상부 측파대 Wo=Co의 반송파 시작 사이의 앙상블 부분에서 가급적 간섭없이 필터링될 수 있는 제2방법이 나타나 있다.

상기 제2방법을 설명하기전에, 먼저 그것의 각 단계가 명확히 시험되어야 한다.

자동화되지 않은 단파 수신기를 조작하는 것으로 가정한다. 먼저 동조 회전 버튼에서 원하는 송신기를 세팅한다. 그러나, 이것은 주파수가 커지는 방향으로 다음 송신기의 상부 측파대에 의해서 뿐만 아니라 주파수가 작아지는 방향으로 다음 송신기의 상부 측파대에 의해서도 간섭받는 것으로 나타났다. 동조 버튼을 우측으로 그리고 좌측으로 회전시키는 것은 주파수가 인접한, 즉 보다 높은 그리고 보다 낮은 주파수의 송신기의 측파대가 상대편에 다소간 중첩된다는 것을 의미한다. 원하는 송신기를 간섭하는, 주파수가 커지는 방향으로 다음 송신기의 하부 측파대를 그것의 상부 측파대로 소거시킨다. 동조 버튼을 좌측으로 그리고 우측으로 회전시키는 제1시험에서 나타난 바와 같이, 소거에 이용되는 간섭 송신기의 상기 상부 측파대가 간섭을 받는다; 본 실시예에서는 주파수가 커지는 방향으로 2번째 다음 송신기의 하부 측파대에 의해 간섭을 받는다. 이것으로 소거하면, 제1간섭 송신기를 제거하기는 하지만 동시에 간섭받는 제2인접 송신기의 간섭을 초래한다.

그러나, 포기하지 않고 상기 초래된 간섭하는 측파대도 그것의 관련 상부 측파대로 소거시킨다. 그런, 이 측파대도 여기서는 주파수가 커지는 방향으로 3번째 다음 송신기에 의해 간섭을 받는다. 이 측파대를 주파수가 커지는 방향으로 3번째 다음 송신기의 상부 측파대로 소거한다. 이 측파대도 간섭을 받는 것으로 나타났다. 즉, 4번째 다음 송신기의 하부 측파대에 의해 간섭을 받는다. 이 간섭받은 측파대를 4번째 다음 송신기의 상부 측파대로 소거한다. 이것은 간섭을 받지 않는 것으로 나타났다. 간섭 소거가 이루어진다. 앙상블의 끝에 놓인다.

이제는 만족할 수 있을 것이다. 그러나, 잔여 간섭이 불완전하게 소거된다는 것을 알 수 있을 것이다. 따라서, 다른 측면에서, 즉 원하는 송신기의 반송파 주파수보다 낮은 주파수 대역에서 해결책을 찾아야 한다. 이론적으로-제1시험으로부터 알 수 없다면-원하는 송신기의 하부 측파대의 순수한 1측파대 수신이 유리할 것이다. 그러나, 그렇지 않다; 왜냐하면, 주파수가 낮아지는 방향으로 다음 송신기의 상부 측파대를 간섭하기 때문이다. 상기 측파대를 그것의 다른 측파대, 즉 그것의 하부 측파대로 소거한다. 본 실시예에서 상기 하부 측파대는 간섭받지 않았다 : 이러한 측면으로부터 앙상블이 고려된다. 단 한번의 소거에 의해 목적이 이루어지고 원하는 송신기의 주파수가 낮은 측면에 놓인다. 따라서, 이 방법에서도 하부 측파대 Wu도는 상부 측파대 Wo를 필터링하는 2가지 방법이 제공된다.

제2방법이 제3도를 참고로 하기에 설명되며, 여기서는-시험과는 달리-간단한 경우에서 시작된다.

a) 하부 측파대 Wu의 필터링

(제3도의 좌측부분 참조)

이것을 위해 제3a도의 간섭하는 상부 측파대 Ao를 포함해서 I측면에서 스스로 간섭받은 하부 측파대 Bu는 부호의 반전하에 적합한 반송파를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 상부 측파대 Bo의 주파수 위치로 변환되어 측파대 -Ao*-Bu로서 제3b도의 측파대 Cu+Bo로부터 감산된다. 측파대 -Ao*에 의해 간섭받은 제3c도의 하부 측파대 Cu가 얻어진다(제1보상).

그러나, 동시에 제3도의 간섭받지 않은 하부 측파대 Au가 부호 반전없이 다른 적합한 반송파를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 측파대 -Ao*의 주파수 위치로 변환된다. 제3c도의 양의 측파대 Au**가 음의 부호를 가진 측파대 -Ao*와 중첩됨으로써 Au** 및 -Ao가 제거된다. 제3d도의 간섭받지 않은 하부 측파대 Cu가 얻어진다(제2보상). 이것은 평가될 2측파대 진동 W의 필터링될 하부 측파대 Wu이며, 1측파대 수신 원리에 따라 평가될 수 있다(복조).

b) 상부 측파대 Wo의 필터링

(제3도의 우측 부분 참조)

이것을 위해 그 측면에서 스스로 간섭받은 상부 측파대 Do가 이것을 간섭하는 제3a도의 측파대 Eu와 함께 부호의 반전하에 적합한 반송파를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 하부 측파대 Eu의 주파수 위치로 변환되어 측파대 -Do*-Eu*로서 제3b도의 측파대 Co 및 Du로부터 감산된다. 측파대 -Eu*에 의해 간섭받은 제3c도의 측파대 Co가 얻어진다(제1보상).

그러나, 동시에 그 측면에서 스스로 간섭받은 제3a도의 상부 측파대 Eo가 부호 반전없이 다른 적합한 반송파를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 측파대 -Eu*의 주파수 위치로 변환된다. 제3c도의 상기 양의 측파대 Eo**-Fu**가 음의 부호를 가진 측파대 -Eu*와 중첩된다. 측파대 Fu**에 의해 간섭받은 제3d도의 상부 측파대 Co가 얻어진다(제2보상).

그러나, 동시에 그 측면에서 스스로 간섭받은 제3a도의 상부 측파대 Fo가 이번에는 다시 부호의 반전하에 다른 적합한 반송파를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 측파대 Fu**의 주파수 위치로 변환된다. 상기 음의 측파대 -Fo***-Gu***가 제3d도의 양의 측파대 Fu**에 중첩된다. 측파대 -Gu***에 의해 간섭받은 제3e도의 상부 측파대 Co가 얻어진다(제3보상).

그러나, 동시에 제3a도의 간섭받지 않은 상부 측파대 Go가 이번에는 다시 부호의 반전없이 또다른 접합한 반송파를 이용한 혼합에 의해 간섭하는 측파대 -Gu***의 주파수 위치로 변환도니다. 제3e도의 상기 양의 측파대 Go***가 음의 부호를 가진 측파대 -Gu***에 중첩된다. 제3f도의 간섭받지 않은 상부 측파대 Co가 얻어진다(제4보상).

이것은 평가될 2측파대 진동 W의 평가될 상부 측파대 Wo이고 1측파대 수신 원리에 따라 평가될 수 있다(복조).

평가될 2측파대 진동 W의 두 측파대 Wu 및 Wo를 동시에 필터링하면 이것들이 2측파대 수신 원리에 따라 평가될 수 있다(복조).

제4도에 도시된 회로는 청구범위 제2항에 따라 제2도를 참조로 설명된 간섭하는 측파대의 차례로 이루어지는 보상 방법을 실시하는데 사용된다.

회로는 믹서 Mil 내지 Mi4를 포함한다. 제차, 앙상블이 최대7개의 2측파대 진동 A, B, C, D, E, F, G로 이루어지는 것으로 가정한다. 회로는 4번의 보상을 위해 설계된다. 원하는 송신기가 정확히 앙상블의 중심에 놓이면, 양 측면으로 3번의 보상이 필요하다.; 원하는 송신기가 중심 옆의 한 채널(예컨대 C와 같은)에 놓이면, 한 측면으로 2번, 다른 측면으로 4번의 보상이 필요하다, 원하는 송신기가 중심 옆의 2채널에 놓이면, 한 측면으로 한번의 보상이 다른 측면으로 5번의 보상이 필요하다; 그러나, 이 경우에는 간섭 제거를 위해 단 한번의 보상을 갖는 측면이 확실하게 선택될 것이다. 즉, 5번의 보상은 고려되지 않을 것이다. 결과적으로, (한 앙상블의 2측파대 진동을 7로 가정할 때) 4번의 최대 보상 횟수가 회로설계를 위한 정확한 수이다.

앙상블이 믹서 Mil내로 들어가기 전에, 저역 필터 TP1를 통과해야 하며, 상기 필터내에서 앙상블 상단에 있는 주파수 대역이 차단된다. 이 경우, 2측파대 진동 G의 상부 측파대가 절단되거나 부분적으로 감쇄되거나 그것의 상부 가장자리 진동의 위상위치로 변동되거나 하지 않는다; 그렇지 않으면 제1보상이 불완전하게 이루어지고 그 에러가 다른 보상으로 전달된다.

다른 한편으로는, 상기 저역필터는-1측파대 수신에서는 그밖에도 2개의 필터(저역필터 및 고역필터 또는 조합된 대역필터)가 필요한 것에 비추어볼 때-많은 비용을 필요로 하지 않는다. 결국, 회로의 외부에서 그밖에 필요했던 1측파대 저역필터가 생략될 수 있다.

원하는 송신기의 간섭받은 2측파대 진동을 포함하는 2측파대 진동의 혼합체, 즉 앙상블이 믹서 Mil에 공급된다.

부호 및 위상에 대한 모든 이론이 정확하고 보상이 실제로 이루어지게 하기 위해서, 하기에서는 혼합과정을 측파대의 고려대신에 진폭 표기법으로 식에 따라 나타내었다. a 내지 g는 A 내지 G의 진폭을 의미한다.

앙상블 M=A+B+C+D+E+F+G은 다음과 같다 :

반송파 진동은 다음과 같다.

2측파대 진동 C가 간섭없이 수신되어야 하면-앙상블 끝에서부터 계수되어-이전에 얻어진 반송파 진동

또는 반송파 진동

이 회로에 공급된다. 반송파 진동의 정확한 주파수 및 정확한 위상을 얻는 것은 선행기술에 의해 문제가 없으며 많지 않은 비용으로 가능하다.

제4도에는 복잡한 최대 경우, 즉 G 내지 D의 보상이 도시되어 있다.

적합한 주파수 변환의 스위치 온에 의해-도면에 도시되어 있지 않음-동일한 회로로 다른 측면으로부터 간섭 제거 보상이 A 및 B를 통해 이루어지며, 이 경우, 반송파 진동

이 공급된다.

반송파 진동은 먼저 위상 쉬프터 P1 내지 P4에서 90°만큼 앞으로도 이동된다(또는 모두 90°만큼 뒤로 이동된다). 이러한 위상 이동은, Mil에서의 혼합 과정시 반대 부호를 가진 혼합체가 발생되어 보상되도록 하기 위해 필요하다.

위상이동된 반송파 진동

은 그 다음에 2제곱기 Q1 내지 Q4내로 들어가며, 그것으로부터 하기 진동이 얻어진다 :

즉, 직류성분

에 의해 수반되는 2배의 반송파 주파수 및 2배화된 반송파-위상각의 코사인 진동이다. 상기 직류성분은 믹서 Mil 내지 Mi4내에서의 혼합 과정시 특별한 역할을 한다.

분리기 W1 내지 W4에서 직류성분이 그것의 진동으로부터 분리되며 세팅 가능한 저감기(reducer)(A1) 내지 (A4), 예컨대 세팅가능한 포텐소미터에서 그 값의 절반으로 줄어든다.

따라서, 관련 직류성분과 혼합되는 하기 진동이 믹서 Mil 내지 Mi4내로 들어간다 :

저감기는 하기 이유 때문에 필요하다 :

한편으로는 직류성분 그리고 다른 한편으로는 2배 반송파 주파수의 진동은, 믹서내에서 약분되는 승산의 적(producr)을 유도해야 하는 과제를 갖는다. 그러나, 후자는 그것이 반대부호를 가질 때 그리고 동일한 크기일 때만 적을 유도할 수 있다. 진동과 진동을 곱할 때는 삼각식에 따라 각각 인자 1/2을 가진 주파수 상부 및 주파수 하부 혼합적이 형성된다. 이에 비해, 진동과 직류 성분을 곱할 때는 상기 절반화가 이루어지지 않는다. 따라서, 보상의 견지에서 볼 때 직류성분은 미리 1/2로 감소되어야 한다. 본 발명에 따른 방법의 간소화를 위해 그 응력은 표시하지 않았다 : 왜냐하면, 분리기 및 저감기는 간단한 회로이기 때문이다.

제곱기 Q1 내지 Q4에도 높은 정확도가 요구되지 않는다; 상기 제곱기로부터 얻어진 직류성분이 발생된 2배의 반송파 주파수 진동의 진폭과 차이나면, 이러한 편차는 세팅가능한 저감기에 의해 보상될 수 있다. 제곱기로서 승산기가 사용될 수 있고, 그것의 두 입력에 반송파 주파수 진동이 입력될 수 있다. 그러나, 아날로그 계산 기술의 제곱기, 즉 대략 포물선형태의 특성 곡선을 가진 통상의 다이오드 회로망이 사용될 수 있다. 이 경우에는 수학적으로 정확한 제곱화의 편차가 직류성분과 진동의 비례인자에 관련되기 때문에 적은 비용의 실시예가 가능하다; 이러한 편차는 보상시 제거된다.

믹서 Mil 내지 Mi4는 실제로 승산기이다. 즉, 이것은 그것의 한 입력에 대한 상기 직류성분으로 인해 주파수 0까지 동작해야 한다. 그러나, 뜻밖의 주파수 응답으로 인해 혼합 직류 성분이 약간 분리해지거나 유리해지는 것은 중요하지 않다. 이것은, 제조시 단 한번의 세팅을 필요로 하는 세팅가능한 저감기에 의해 보상 될 수 있다.

믹서 Mil로부터 혼합적(Mixing product) M**이 얻어지면, 상기 혼합적은 삼각식 sinαcosβ=1/2sin(α+β)+1/2sin(α+β)을 기초로 하여 하기 부분적(partial product)으로 이루어진다 :

소거되어야 할 2측파대 진동 G의 시퀀스 적

및 최후로 수신되어야 할 2측파대 진동 C의 시퀀스 적

및 A, B, D, E, F의 시퀀스 적(이때, 인덱스 TC는 인덱스 TA, TB, TD, TE, TF로 대체됨)으로 아날로그 C로 이루어진다.

모든 부분적의 조합후에 알 수 있는 바와 같이, 모든 경우에 3배 또는 대략 3배의 반송파 주파수를 가진 혼합 적이 얻어지기 때문에, 제1의 일련의 식이 삭제되어야 한다. 상향 혼합된 2측파대 진동은 복조되기 전에, 회로에 접속되는 1측파대-고역필터의 측면에 완전히 놓인다.

제2의 일련의 식에서 변수는 음으로 나타낸다. 이것을 식 sin(-α)=-sinα에 따라 양으로 만들면, 제2의 일련의 식이-그것의 진폭이 물리적으로-음의 부호를 갖게된다. 이것은 재차 측파대 표시에서 음의 부호를 가진 측파대가 얻어진다는 것을 의미한다.

제3의, 일련의 식은 직류성분에 의해 A, B, C, D, E, F 또는 G의 재싱을 야기시킨다.

G는 시퀀스 적에서 G의 원하는 소거가 이루어진다 : 제2 및 제3의, 일련의 식은 동일하며, 이때 제2의, 일련의 식은 원하는 음의 부호를 갖는 한편 제3의 일련의 식은 앙상블로부터 G의 양의 재생이며, 상기 앙상블에는 상기 저감기에 의해 동일한 비례인자가 전달된다.

제5도는 2측파대 표시내에서 스펙트럼으로 혼합적 M*을 나타낸다. 어떤 방법으로

1. 앙상블의 혼합이 앙상블을-전술한 혼합 직류성분의 결과로서-재차 재생하는지,

2. 앙상블의 혼합이 제2의, 주파수 변환된 앙상블을 즉 ＂음으로 바뀐＂ 앙상블을-전술한 혼합에 사용하는 G의 2배 반송파 주파수를 가진 코사인 진동의 결과로서-보다 정확히 야기시키는지,

3. 두 부분적이 혼합과정시 원하는 대로 알맞는 부호를 갖는지, 즉 소거되고 중첩되는지를 알 수 있다.

＂음으로 바뀐＂은 다음과 같은 의미이다 : f_TG이하의 주파수를 가진 각 진동이 f_TG이상의 음의 반사 대칭상으로 나타나는 것이다. 이때, 2측파대 진동 G 및 G*가 소거된다.

제5도에 나타나는 바와 같이, F와 F*사이에는 G*에 의한 G의 소거로 인해 2배의 채널간격(예컨대 2×9kHz=18kHz)이 생기기 때문에, 혼합 적 M*이 믹서 Mi2로 가기전에, 반사대칭된 앙상블이 2측파대 진동 F 및 F* 사이에 놓인 저역필터에 의해 분리되어야 한다. 그러나, 상기 저역 필터는 에지 기울기가 적기 때문에 간단히 구성될 수 있다. 이러한 2배의 채널 간격은 후속하는 혼합시에도 E 및 E*사이에 그리고 D 및 D* 사이에 나타난다.

상기 2배의 채널 간격의 결과로서 하기 장점이 얻어진다 : 앙상블의 2측파대 진동의 반송파 주파수 간격이 균일하지 않으면 그리고 다른 앙상블의 수신시 달리 분포되면, 제조시 나타난 반송파 주파수 간격이 제어 폭으로 한번 조정된 저역필터가 여전히 동작한다. 믹서 Mi3 및 Mi4 앞에는 TP3 및 TP4로 표시된 저역필터가 배열된다.

이제, 혼합적 M*이 믹서 Mi2 내로 입력된다. 거기서, Mi1에서와 동일한 혼합과정이 이루어지고 Mi13 및 Mi14에서도 마찬가지이다. 믹서 Mi4에서 나온 진동 혼합체 M****는 2측파대 진동 A, B 및 C로 이루어지며, C의 상부 측파대는 이제간섭이 제거되고 1측파대 수신시 평가될 수 있다. 이경우, 이러한 수신 방식에서 통상적인 바와 같이, 2측파대 진동 A 및 B가 차단 주파수 f_TC를 가진 고역필터(EB-고역필터)에 의해 분리된다.

상기 회로의 특별한 장점은 다음과 같다 : 이 회로는 2측파대 진동이 불균일한 반송파 주파수 간격을 가질 때도 동작한다. 이러한 불균일한 반송파 주파수 간격은 단파 범위에서 매우 빈번히 생긴다.

혼합 과정 및 간섭제거 중첩에 의한 간섭 제거를 주파수가 보다 큰 그리고 주파수가 보다 작은 인접 송신기에 적용할 수 있다는 것이 전술되었다. 또 통로를 동시에 통과하면, 원하는 송신기를 2측파대 진동으로 복조시킬 수 있다. 이러한 가능성은 특허 청구범위에 제시되어 있다.

그럼에도 불구하고 최근의 인식에 따르면 이것이 제한적으로만 추천되는데, 그 이유는 이때에는 간섭제거 보상을 필요로 하는 에러가 양측면에 나타나는 반면 1측파대 수신시에는 간섭 제거 보상을 보다 적게 필요로 하는 에러를 가진 측면이 발탁될 수 있기 때문이다.

원래 1측파대 수신에 대해 설계된 방법이 일반화될 수 있다; 많은 가능성이 있다; 간섭을 소거하는 중첩은 고주파수 부분, 중간 주파수 부분 또는 저주파수 부분에서 이루어질 수 있다; 처리 과정은 여러 수신기 부품 사이에 분포되어 수행될 수 있고 상향 및 하향 변환, 복조가 이루어질 수 있다.

＂동시 간섭소거＂ 및 ＂차례로 간섭소거＂의 식 및 혼합형이 가능하다. 제시된 회로에서 1측파대 수신을 위해 필요한 밀터외에 저역필터, 고역필터 또는 대역필터가 없는 해결책이 있으며, 필터 또는 보다 많은 수의 혼합을 필요로 하는 다른 해결책이 있다.

본 발명의 핵심은 간섭을 받은 측파대에 대칭으로 놓인 다른 측파대의 간섭 소거 중첩의 원리이며 성공할 때까지 이 원리를 여러번 적용하는 것이다.

제4도에 따른 회로는 하기의 특별한 장점을 갖는다 : 보상의 정확도가 P1 내지 P4에 공급된 반송파 진동의 진폭 변동에 의존하지 않는다는 것이다.

이러한 독립성은 본 발명에 따라 보상이 믹서뒤의 가산단에서 이루어지는 것이 아니라 믹서내에서 승산 과정시 이루어짐으로써 달성되며, 이때 직류성분은 이전에 정확히 보상되어졌다.

어떤 이유 때문에 반송파 진동의 진폭이 변동되면, 믹서내로 입력된 직류성분 뿐만 아니라 교류성분도 변동된다. 두 성분은 서로 비례적으로 변동된다. 이것은 간섭제거 보상이 변동이 없을 때와 동일한 정확도로 이루어지는 결과를 낳는다. 매우 높게 요구되는 이러한 정확도는 제조시 저감기 A1 내지 A4에서 한번 세팅된 다음 향후에도 그대로 유지되는데, 그 이유는 저감기가 정상 조건하에서 온도 및 에이징에 의존하지 않게(예컨대, 고정 세팅된, 고정 포텐소미터) 선택될 수 있기 때문이다.

그러나, 제4도에 따른 회로는 2측파대 진동의 간섭 제거시 약간의 잡음을 야기시킨다. 이것을 위해, 먼저 각각의 믹서로 부터 잔여 앙상블이 재차 재생되게 해야 한다. 이러한 재생은 혼합 과정의 원하는 결과이다. 그러나, 각각의 믹서내에서는 재생으로 들어가는 약간의 잡음이 발생한다. 따라서, 믹서로 부터 나온 잔여 앙상블은 의도된 바와 같이 간섭하는 2측파대 진동으로 부터 벗어날 뿐만 아니라 재생될 때 믹서의 잡음을 약간 수반한다. 이것은 작은 단점이며, 상기 잡음은 재생된 잔여 앙상블의 전체 주파수 범위에 걸쳐 있다. 즉, 중첩된 다음 간섭 제거된 측파대위에는 걸쳐있지 않다. 잡음 성부는 각각의 또다른 혼합과정으로 가산된다. 이것이 매우 크지는 않지만 수신기의 설계시 그것을 고려해야 한다. 보상이 많을 수록, 즉 혼합 과정이 많을 수록 그 합이 더 커진다. 상기 합은 Mi1 뒤에서는 최소이고 Mi4 뒤에서는 그것의 4배이다.

재생을 생략하고 그대신에 앙상블 또는 잔여 앙상블을 유지시키며 그것이 승산과 같은 전자 동작을 통과하지 않게 함으로써, 간섭받지 않은, 중첩되지 않는 대역부분의 잡음 발생을 방지할 수 있다. 이 경우에는 앙상블 또는 잔여 앙상블로부터 간섭하는 2측파대 진동이 순차적으로 감산된다.

이러한 방법은 제6도에 도시되어 있다. 도시된 회로는 수신기의 나머지 회로로 인해 반송파 진동 진폭이 변동되지 않거나 변동이 그 작용과 관련해서 중요하지 않은 경우에 중요하다. 상기 진폭을 자동 진폭 유지기에 의해 고정값으로 유지시킬 수 있다. 이것에 대한 간단한 가능성들은 선행기술로 공지되어 있다.

그러나, 하기와 같은 다른 방법이 있다 :

진폭 변동을 허용하지만 조절 루프를 통해 간섭소거에 이용되는 2측파대 진동을 감산한다. 이러한 실시예는 제7도에 도시되어 있다. 이 회로는 제6도의 회로에서와 같이 잡음이 적으며 조절될 때 매우 정확한 간섭 제거 보상외에 부가의 장점을 갖는다.

제6도 및 제7도에 도시된 회로의 작용을 설명하면 다음과 같다.

제6도의 회로

제4도에 따른 회로에서와 같이, 앙상블 M이 먼저 저역필터 TPI내로 입력된다. 믹서 Mi1, Mi2 및 Mi3에 후속하는 가산단 S1 내지 S4뒤에서는 간섭이 제거된 잔여 앙상블 M*, M** 및 M***이 얻어지며 Mi4뒤에서는 원하는 송신기의, 간섭 제거된 1측파대 진동 M****이 얻어진다. 앙상블 및 후속하는 잔여 앙상블이 능동소자, 즉 저역 필터 및 가산단을 어떻게 통과하는지는 공지되어 있다.

주파수가 2배로된 혼합 반송파 진동의 발생은 제4도에 따른 회로에서와 같은 제곱기에 의해 이루어진다. 분리기 W1 내지 W4는 주파수 0을, 즉 직류성분을 분리해내는 고역 필터이다. 따라서 직류 성분이 없으므로 직류성분에 대한 저감기가 생략된다. 위상 쉬프터 P1 내지 P4도 마찬가지로 생략될 수 있는데, 그 이유는 삼각식이, 직류 성분의 분리 후 사인 진동이 제곱이 코사인 진동의 제곱과 부호에 있어서만 구별된다는 것을 의미하므로, 위상이 이동되지 않은 반송파 진동이 제곱되어 반대 극성으로 믹서에 공급되는 것만으로 충분하기 때문이다. 주파수가 2배로된 혼합 반송파 진동을 발생시키기 위한 전술한 서부 사항은 제6도에 도시되어 있지 않은데, 그 이유는 제6도에서는 간섭제거 보상의 원리를 나타내는 것이 주목적이기 때문이다. 이에비해, 회로의 구현시 존재하거나 생략될 수 있는, 주파수가 2배로된 반송파 진동용 진폭 유지기 K1 내지 K4는 도시되어 있다. 이것은 제6도에 따른 회로의 동작에 있어 상기 반송파 진도의 확실한 진폭 유지가 필수적이라는 것을 의미한다.

간섭 제거 보상은 가산단 S1 내지 S4에서 이루어진다. 여기에도 보상이 필요하다. 따라서, 믹서 Mi1 내지 Mi4 앞에-주파수가 2배로 된 반송파 진동(제6도의 하부에 나타난)이 상기 믹서내로 들어가기전에-저감기 A1 A4(예컨대, 포텐쇼미터)가 배열되는데, 상기 저감기는 제조시 고정 세팅되거나 장치의 사용자에 의해 추후에 세팅될 수 있다.

제7도의 회로

여기서는 제6도에 따른 회로의 저감기 A1 내지 A4가 조절되는 증폭기로 대체되어 있으며, 그것의 조절 전압은 자동 조절기 Rel 내지 Re4에 의해 변경된다. 조절기 Rel 내지 Re4내로, 가산단 S1 내지 S4뒤에 있는 바와 같은 보상결과, 즉 간섭 제거된 잔여 앙상블이 들어간다. 조절기 Rel 내지 Re4의 제2입력내로 가산단 앞에 있는, 즉 보상전 앙상블이 입력된다. 조절기 Rel 내지 Re4는 요구되는 완전한 보상으로 부턴의 편차를 검출하여 결과에 따라 알맞는 어부호의 신호를 제어값으로 조절 증폭기 RV1 내지 RV4로 보낸다. 예컨대, 보상의 에러가 정확히 0이 되도록 증폭기의 이득을 조절하는 양의 또는 음의 직류 전압을 보낸다. 이 경우, 조절기에서 잡음을 피할 수 없기 때문에 가산단을 가진 통로에 있을 수 없는 전자적 및 회로 기술적 가능성이 있다-이것은 중요하다.

조절기에 대한 비용은 작다. 제8도의 회로는 이런 조절기를 나타낸다.

제8도의 회로

이 회로는 작용 원리는 한편으로는 가산단 앞에 있는 앙상블 또는 잔여 앙상블이 그리고 다른 한편으로는 가산단 뒤에 있는 잔여 앙상블이 별도의 승산기에서 복조된 다음 두 저주파 진동 혼합체가 또다른 승산기의 두 입력으로 전달된다는 것이며, 이때 상기 복조에는 소거될 2측파대 진동의 반송파 진동이 사용된다. 상기 승산기로부터 나온 적은 직류 성분을 가진 진동 혼합체이며, 소거하는 2측파대 진동이 소거될 2측파대 진동보다 크다는 데서 보상에러가 생기면, 상기 직류성분이 음이고, 소거하는 2측파대 진동이 소거될 2측파대 진동보다 작다는데서 보상에러가 생기면, 상기 직류 성분이 양이며, 보상에러가 0이면, 상기 직류 성분이 0이다.

저역 필터를 이용해서 상기 진동 혼합체로 부터 필터링된 상기 직류 성분은 시간 소자를 통해 조절 증폭기에 그것의 조절 전압으로서 공급된다.

조절기가 3개의 승산기로 이루어지는 것은 가장 간단한 구성이며 선형성에 대한 요구를 충족시킬 필요가 없다.

조절기가 개별적으로 어떻게 동작하는지가 하기에 기술된다. 여기서는, 하기에 규정된 ＂대체-조절 편차＂ 개념외에 독일 공업 규격 DIN 19 226(＂조절 및 제어기술, 개념 및 명칭＂)의 개념 및 명칭이 설명을 위해 사용된다.

제어값(제어될 값)은 소거될 측파대 진동과 소거하는 측파대 진동의 차이다. 이러한 제어값의 목표치는 0이다. 목표치가 0인 것은 본 조절 과제의 특수성이다; 따라서, 조절 회로내에서 필요한 비교기, 즉 통상적으로 조절 편차를 형성하는 비교기가 생략될 수 있다. 조절 편차는(제어값과 마찬가지로) 소거될 측파대 진동과 소거하는 측파대 진동의 차에서 생긴다; 이러한 조절 편차가 0이 되는 것이 조절의 목적이다. 조절편차는 가산단 뒤에서 인출된 다음-가산단 뒤에있는 바와 같은 나머지 진동 혼합체에 수반되어-조절기내로 입력된다.

그러나, 이러한 형태의 조절편차가 쓸모없다는 것을 제5도에 도시된, 반송파 주파수 f_TC를 가진 측파대 진동이 보상되는 경우로 부터 미루어 짐작할 수 있다. 보상되는 측파대 진동이 F의 상부 측파대에 중첩된다. 즉, 조절편차 자체가 간섭을 받는다 : 여기서는 F의 측파대에 의해 따라서, 실제 조절편차가 0일때 정확히 0이며, 소거될 측파대가 소거하는 측파대보다 크면 일정부호를 갖고, 소거될 측파대가 소거하는 측파대보다 작으면, 반대부호를 갖는, 조절편차에 대한 보상값을 찾아야 한다.

상기 보상값은, 가산단 뒤에 있는 전체 진동 스펙트럼을 반송파 주파수에 의한 적(product) 복조에 의해 복조함으로써 형성된다. 이러한 적복조는 후속하는 저역필터늘 포함하는(그러나, 상기 저역 필터는 적복조시 발생하는 주파수 상부 혼합 저글 차단하는 통상의 목적을 갖는다) 제8도의 승산기 Mul에서 이루어진다.

상기 진동 스펙트럼은 Mul에서 복조되기 전에, 그것이 대응하는 반송파 주파수에 점대칭되는 특성을 갖는다. 제5도의 실시예에서 f_TG하부의 진동이 f_TG상부에 대칭으로 반복된다 : 즉, 동일한 크기이지만 반대 부호를 갖는다. 이러한 점 대칭은 가산단에서 가산단 앞에서 발생한 앙상블 또는 잔여 앙상블에 전한된 형태의 동일한 앙상블, 즉 동일한 크기이며 반대 부호를 갖는 앙상블을 부가함으로써 생긴다. 본 경우에는 원하는 송신기의 반송파 주파수의 스펙트럼이 앙상블 끝 또는 앙상블 끝까지 연장된 다음 원하는 송신기의 반사된 반송파 주파수까지 반사된다. 점 대칭 스펙트럼은, 대칭이 생기는 반송파 진동으로 동일한 위상으로 복조 시킬 때 그것의 복조적이 정확히 0이 되는 특성을 갖으며, 간섭시 대칭이-반사상이 상보다 크지 또는 그 반대인지에 따라-반대 부호의 복조 적을 발생시키는 특성을 갖는다. 이러한 복조는 제8도의 승산기 Mul에서 이루어진다. 따라서, Mul 다음의 저역필터 뒤에서 조절 편차에 대한 보상값이 나온다.

이러한 사실로 부터 제어값을 형성시킬 수 있다. 보상-조절 편차는 주파수 0에서 시작하는 진동 혼합체이다. 이제, 상기 진동 혼합체를 정류해야 한다. 피크 정류는 사용될 수 없는데, 그 이유는 그때 부호는 읽어버리기 때문이다. 이러한 이유때문에, 제8도에서 상기 진동 혼합체가 승산기 Mu3으로 입력되며, 상기 승산기의 제2입력에는 변조기 Mu2에서 복조된, 가산단 앞에 있는 바와 같은 앙상블 또는 잔여 앙상블이 입력된다. 이러한 새로운 혼합의 결과를 직류성분이 Mu3에 후속하는 저역필터에서 필터링되는 진동 혼합체이다. 상기 직류 성분은 시간소자, 예컨대 PI-소자에 입력된다. 상기 소자의 출력 전압은 조절 증폭기 RV를 조절하는 알맞는 부호의 제어값이다.

[발명의 요약 및 평가]

제6도의 회로는 잡음이 적으며 가장 적은 비용을 필요로 한다. 원하는 간섭제거가 중첩되는 인접 송신기의 간섭에 의해 충분히 이루어지는지의 여부가 수신기의 나머지 회로에 의존한다.

모든 경우에 주파수가 2배로된 반송파 진동용 진폭 유지기로 중질의 잡음제거가 이루어질 수 있다.

제4도의 회로는 높고 확실한 간섭제거를 제공하지만 약간 더 많은 잡음을 수반한다.

제7도의 회로는 잡음이 매우 적으며-조절된 간섭 제거-보상이 제공되기 때문에-높고 확실한 간섭 제거를 제공한다.

이제, 특허청구 범위 제2항에 따라 제3도를 참고로 상기에 설명된 간섭제거를 평가해보자. 이로인해 간단한 회로를 생략할 수 있음에도 불구하고 이것에 대한 회로를 제시하지 않았다.

그 이유는 상기 방법이 하기와 같은 2가지 단점을 갖기 때문이다.

1. 간섭제거에 사용되는 모든 혼합 과정이 중첩하는 간섭 제거 측파대 부분-이것은 방법에 기인한 불가피한 것이다 -뿐만 아니라, 제4도에 따른 회로에서와 같이, 원하는 송신기의 수신되는 1 측파대 주파수 범위 전체에서 잡음을 일으킨다. 잡음이 생기는 형태 및 방식은 처음에 보다 적게 추정했던 것과 다르다. 모든 혼합 과정을 보다 정확히 관찰한 결과 제4도의 회로에서보다 높은 잡음 레벨을 예측할 수 있다.

2. 정확한 간섭제거-보상의 과제가 여기서는 더욱 어려워지는데, 그 이유는 기수번의 인접 채널의 간섭 제거에 사용되어야 하는 혼합 과정에서(원하는 송신기로 부터 앙상블 끝으로 채널의 번호를 매김. 여기서 원하는 송신기는 채널 번호 1을 가짐), 위로 다음번 채널의 2 측파대 진동의 1 측파대 전체가 방법에 기인해서 수반되기 때문이다. 이러한 이유로 다음번 채널의 수반된 전체 측파대는 그 다음에 소거되기는 하지만, 정확한 소거의 노력은 간섭하는 인접 측파대의 부분만을 제거할 때 보다 더 커야 한다.

이상에서는 본 발명을 구체적으로 설명하였으나, 본 발명의 사상 특허청구범위 이내에서 본 발명의 다양한 변형이 이루어질 수 있다는 것을 당업자라면 용이하게 인식할 수 있을 것이다.

Claims (10)

1. 여러 가지 2측파대 진동을 혼합한 혼합물로부터 이용된 2측파대의 간섭제거를 위한 방법에 있어서, 이용된 2측파대 진동의 하부측파대는 그 자신으로부터 직접적으로 저주파수의 인접한 2측파대진동의 상부 측파대를 향하여 완전히 또는 부분적으로 간섭하면서 중첩되며, 또는 이용된 2측파대 진동의 상부 측파대는 그 자신으로부터 직접적으로 고주파수의 인접한 2측파대 진동의 하부 측파대를 향하여 완전히 또는 부분적으로 간섭하면서 중첩되고, 이용된 2측파대진동의 양쪽 측파대는 그들자신으로부터 직접적으로 인접한 2측파대 진동의 측파대를 향하여 완전히 또는 부분적으로 간섭하면서 중첩되며, 이때 간섭제거는 혼합물의 각 2측파대 진동의 하부 측파대 및 그의 상부 측파대가 직접 인접한 2측파대 진동의 하부 측파대를 간섭하면서 중첩되며, 그리고/또는 혼합물의 각 2측파대 진동의 상부 측파대 및 그의 하부 n측파대는 직접 인접한 2측파대 진동의 상부 측파대를 간섭하면서 중첩되고 혼합 또는 반복 혼합을 통하여 간섭된 상부 내지 하부 주파수층에서 각각의 2측파대 진동이 변환되며, 동일한 진폭으로, 그러나 간섭된 상부 내지 하부 측파대의 부호와 상반되는 부호로 각각의 혼합물에 보태어 가산되며, 이때 간섭제거-보상, 즉 상반되는 부호의 덧셈은 각각 다른 측파대에서 계속해서 이루어지며, 그와 같은 2측파대 진동에서는 하나 또는 그 이상의 통신 간격을 제거할 수 있으며, 그의 하부 또는 상부의 측파대는 직접적으로 어떤 인접한 2측파대 진동으로부터도 간섭을 받지 않고 중첩되며, 이 간섭받지 않은 측파대는 제1의 간섭제거-보상을 위해 이용되며, 모든 그밖의 간섭제거-보상은 각각의 선행된 간섭제거-보상 결과에 따라 그에 상응한 주파수전환을 이용하며, 선행된 간섭제거-보상을 통하여 항상 간섭에서 자재로운 측파대를 얻을 수 있는 것을 특징으로 하는 간섭 제조방법.
2. 여러 가지 2측파대 진동의 혼합물로부터 이용된 2측파대 진동의 간섭을 제거하기 위한 방법에 있어서, 이용된 2측파대 진동의 하부 측파대는 그자신으로부터 직접적으로 저주파수의 인접한 2측파대 진동의 상부 측파대를 향하여 완전히 또는 부분적으로 간섭하면서 중첩되며, 또는 이용된 2측파대 진동의 상부측파대는 그 자신으로부터 직접적으로 고주파수의 인접한 2측파대 진동의 하부측파대를 향하여 완전히 또는 부분적으로 간섭하면서 중첩되며, 또는 이용된 2측파대 진도의 양쪽 측파대는 그 자신으로부터 직접적으로 인접한 2측파대 진동의 측파대를 향하여 완전히 또는 부분적으로 간섭하면서 중첩되며, 혼합물의 각 2측파대 진동의 하부 측파대와 그의 상부 측파대는 직접적으로 각각의 인접한 2측파대 진동의 하부 측파대를 간섭하면서 중첩되고, 그리고/또는 혼합물의 2측파대 진동의 상부 측파대와 그의 하부 측파대는 직접적으로 각각의 인접한 2측파대 진도의 상부 측파대를 간섭하면서 중첩되고, 혼합 또는 반복 혼합을 거쳐 간섭된 상부 내지 하부 측파대의 주파수층에는 각각의 2측파대 진동이 변환되며, 동일한 진폭으로, 그러나 간섭받은 상부 내지 하부 측파대의 부호와 상반되는 부호로 각각의 혼합무레 덧붙여 가산되게 되며, 이대 간섭제거-보상, 즉 각각의 다른 측파대의 상반되는 부호의 덧셈이 모두 동시에 이루어지게 되며 간섭제거-보상을 위하여 이용된 다른 측파대는 주파수전환을 통하여 최초의혼합물로부터 얻어지는 것을 특징으로 하는 간섭제거장치.
3. 제1항에 있어서, 4개의 믹서(Mi1-Mi4)는 각각 저역(TP1-TP4)과 직렬로 접속되며, 4개의 믹서는 이용된 2측파대 진동에 보다 높은 주파수로 놓인 각각의 중첩된 2측파대 진동(D-G)을 마련하고, 이용된 2측파대 진동을 포함하는 여러 2측파대 진동(A-G)의 혼합물은 제1저역(TP1)으로 운반되며, 제4믹서(M14)의 출력부에는 이용된 2측파대 진동의 그이상 간섭되지 않은 상부 측파대(Co)가 수용될 수 있고, 제1저역(TP1)의 차단주파수는 이용된 2측파대 진동의 상부에 놓인 제42측파대 진동(G)의 상부 측파대(Co)에 직접 접속되고, 제2저역(TP2)의 차단주파수는 제3고주파 이웃-2측파대 진동의 반송파주파수(f_TF)와, 제3저역(TP3)의 차단주파수는 제2고주파 이웃-2측파대 진동의 반송파주파수(f_TF)와, 제4저역(TP4)의 차단주파수는 제1고주파 이웃-2측파대 진동의 반송파주파수(f_TD)와 동일하며, 정확한 허용오차를 나타내고, 모든 믹서(Mi1-Mi4)는 90°전위된 각각의 위상쉬프터(P1-P4), 제곱기 (Q1-Q4), 분리기(W1-W4)와 직렬접속하며, 이때 위상쉬프터는 각각 4개의 측파대진동(G, F, E, D)의 하나에 내림차순으로 위상에 알맞게 운반되며, 이때 그밖의 모든 분리기는 분리된 가공을 위하여 동일값으로 병렬된 2측파대 진동에 배분되며, 2측파대 진동에 제시된 각각의 분리기의 출력부에는 병렬된 믹서의 제2입력부와 접속되고, 그리고, 모든 믹서(Mi1-Mi4)에는 상기 동일값을 절반으로 하는 저감기(A1-A4)가 병렬되며, 그의 입력부는 동일값으로 병렬된 분리기의출력부와 그리고 그의 출력부는 병렬된 믹서의 제2입력부와 접속되는 것을 특징으로 하는 접속장치.
4. 제3항에 있어서, 곱셈기(Multiplizerer)는 믹서(Mi1-Mi4)로 이용되는 것을 특징으로 하는 접속장치.
5. 제3항 또는 제4항에 있어서, 곱셈기는 승산기(Q1-Q4)로 이용되며, 그의 2개의 입력부에는 위상변조된 반송파주파수 진동이 공급되는 것을 특징으로 하는 접속장치.
6. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 저감기(A1-A4)는 조절가능하게 형성되는 것을 특징으로 하는 접속장치.
7. 제3항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 위상쉬프터(P1-P4)에 공급된 보다 높은 고주파수의 2측파대 진동(G-D)의 반송진동대신에 이용된 위상쉬프터에는 2측파대 진동(C)보다 낮은 주파수에 놓인 2측파대 진동(A, B)의 반송진동이 공급되며, 제4믹서(Mi4)의 출력부에는 이용된 2측파대 진동의 그이상 간섭되지 않은 하부측파대(Cu)가 수용될 수 있는 것을 특징으로 하는 접속장치.
8. 제1항에 따른 방법을 실시하기 위한 접속장치에 있어서, 4개의 저역(TP1-TP4), 4개의 믹서(Mi1-Mi4) 및 4개의 가산단(S1-S4)를 포함하며, 저역(TP1-TP4)의 각각의 출력부에는 믹서(Mi1-Mi4)의 입력부와 가산단(S1-S4)의 입력부가 접속되고, 가산단(S1-S4)의 제2의 입력부는 각각 믹서(Mi1-Mi4)의 출력부와, 첫번째 3개의 가산단(S1-S3)의 출력부는 각각 제2 내지 제4 저역(TP1-TP4)의 입력부와 접속되고, 믹서(Mi1-Mi4)는 이용된 2측파대 진동(W)에 각각 중첩되어 보다 높은 주파수로 배치된 2측파대 진동(D-G)과 접속되고, 이용된 2측파대 진동을 포함하는 다수개의 2측파대 진동(A-G)의 혼합물은 제1저역(TP1)으로 운반되고, 최후의 승산기(S4)의 출력부에는 이용된 2측파대 진동의 간섭되지 않은 상부측파대(Wo)가 수용될 수 있고, 제1저역(TP1)의 차단주파수는 이용된 2측파대 진동의 상부에 놓인 제4의 2측파대 진동(G)의 상부측파대(Go)에 직접 접속되고, 제2저역(TP2)의 차단주파수는 제3고주파수의 이웃-2측파대 진동의 반송파주파수(f_TF)와, 제3저역(TP3)의 차단주파수는 제2고주파수의 이웃-2측파대 진동의 반송파주파수(f_TF)와, 제4저역(TP4)의 차단주파수는 제1고주파수의 이웃-양면 주파대진동의 반송파주파수(f_TD)와 동일하며 정확한 허용오차를 나타내고, 그리고, 모든 믹서(Mi1-Mi4)에는 각각 제곱기(Q1-Q4)는 각각 내림차순으로 2측파대 진동(G, F, E, D)중의 하나에 운반되는 것을 특징으로 하는 접속장치.
9. 제1항에 따른 방법을 실시하기 위한 접속장치는, 4개의 저역(TP1-TP4), 4개의 삽입된 믹서(Mi1-Mi4)의 입력부, 가산단(S1-S4)의 입력부 및 조절기(Re1-Re4)의 입력부가 접속되고, 가산단(S1-S4)의 제2입력부는 각각 믹서(Mi1-Mi4)의 출력부와, 가산단(S1-S4)의 출력부는 각각 조절기(Re1-Re4)의 제2입력부와, 또한 첫번째 3개의 가산단(S1-S4)의 출력부는 각각 제2 내지 제4 저역(TP1-TP4)의 입력부와 접속되고, 조절기(Re1-Re4)의 출력부는 각각 병렬된 조절증폭기(RV1-RV4)의 입력부에 접속되며, 그의 출력부는 연결고리를 접속하기 위하여 믹서(Mi1-Mi4)의 일부를 이루는 제2입력부와 접속되고, 믹서(Mi1-Mi4)는 이용된 2측파대 진동(W)에 각각 중첩된 보다 높은 주파수로 배치된 2측파대 진동(D-G)과 접속되고, 이용된 2측파대 진동을 포함하는 다수개의 2측파대 진동(A-G)의 혼합물은 제1저역(TP1)으로 운반되며 최후의 가산단(S1-S4)(S4)의 출력부에는 평가된 2측파대 진동의 간섭되지 않은 상부 측파대(Wo)가 수용될 수 있고,제1저역(TP1)의 차단 주파수는 이용된 2측파대 진동의 상부에 놓인 제4의 2측파대 진동(G)의 상부 측파대(Go)에 접속되고,제2저역(TP2)의 차단주파수는 제3고주파수의 이웃-2측파대 진동의 반송파주파수(f_TF)와, 제3저역(TP3)의 차단주파수는 제2고주파수의 이웃-2측파대 진동의 반송파주파수(f_TF)와, 제4저역(TP4)의 차단주파수는 제1고주파수의 이웃-2측파대 진동의 반송파주파수(f_TD)와 동일하며 정확한 허용오차를 나타내고, 조절기(Re1-Re4)는 각각 완전한 보상의 오차를 조사하며, 부호에 따른 신호의 조정수를 조절증폭기(RV1-RV4)에 제공하며, 각각의 조절증폭기(RV1-RV4)의 증폭요소는 보상의 오류를 0이 되도록 조절하고, 믹서(Mi1-Mi4)에 접속된 조절증폭기(RV1-RV4)는 제2입력부를 경유해 제곱기(Q1-Q4)와 접속되고 그의 각각은 내림차순으로 2측파대진동(G, F, D, D)D의 하나에 운반되는 것을 특징으로 하는 접속장치.
10. 제9항에 있어서, 조절기(Re1-Re4)는 2개의 분리된 승산기(Mu1, Mu2)를 포함하며, 승산기는 각각의 가산단(S1-S4)의 전후 신호를 수용하여 따로따로 복조하며, 적복조를 위하여 각각의 반송진동은 파기되어야할 2측파대 진동에 이용되고, 그밖에 양승산기(Mu1, Mu2)로 부터 제공된 진동혼합물을 받아들여 서로 곱하는 승산기(Mu3)가 마련되며, 승산기(Mu3)로부터 공급된 진동혼합물로서 동일값을 선별할 수 있으며, 동일값은 시간고리(PI)의 경로를 따라 조절수로 이용될 수 있는 저역으로 구성된 것을 특징으로 하는 접속장치.