JPH06500444A - 両側波帯振幅変調システムにおける隣接チャネル障害を補償する方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 両側波帯振幅変調システムにおける隣接チャネル障害を補償する方法および装置 複数個のチャネルの低周波数通信信号を搬送波周波数を用いて高周波信号に変換 し、これらの高周波信号を、広帯域伝送線路の形式で、あるいは無線伝送の周波 数帯域として、１つの共通の伝送路を介して有線または無線で送信することは、 基本的に知られている。

この場合、伝送路上には高周波信号の混合生成波が発生し、伝送路の終端におい てこの混合生成波から個々の各高周波信号を濾波する必要があり、その後、各高 周波信号は、その了解度が損なわれることなく、あるいはそれに加えて個々のチ ャネルのクロストークが生じることなく、その信号に割り当てられた搬送波周波 数を用いて再び、該当する低周波通信信号に変換することができる。

この場合、搬送波周波数の長距離通信装置におけるように、個々のチャネルが通 信伝送路の始端に位置する共通の端末装置において、互いに隣り合って所定の伝 送周波数配列パターンで配列されているかは重要ではない、あるいは、任意に分 散され場合によっては移動も可能な端末ステーションを備えた多重ステーション が該当するように、また互いに独立しており規定の電波周波数割り当て計画内で 作動する送信機におけるように、個々のチャネルが個別にそれらのチャネルに割 り当てられた伝送周波数で上記の通信伝送路に挿入ないし付加接続されているか は重要ではない。

変換するたびに、該当する搬送波周波数の両側では常に、同じチャネルの２つの 側波帯が発生し、これら２つの側波帯のうち、下側波帯または上側波帯を、ある いは両側波帯でさえも送信可能であるやこの場合、搬送波自体をいっしょに伝送 することができるし、あるいは送信側で抑圧することもできるので、該当するチ ャネルを低周波通信信号に再変換するためには、同じ周波数の新たな搬送波を再 生する必要がある。

共通の伝送路の使用可能な伝送帯域を、できるだけわずかなチャネル間隔ででき るだけ多くのチャネルに対し完全に利用できるようにするために、上述の単側波 帯伝送が有効であることが実証されている。しかし単側波帯伝送のためには、個 々の単側波帯を濾波し情報が損失することなく元の通信信号を再生する目的で、 伝送路の終端における高価なフィルタ回路のための著しく高いコストが必要とさ れる。しかも単側波帯受信の場合、両側波帯振動の受信の場合のように例えば簡 単な整流装置では信号の復調を行うことはできず、高周波信号ないし中間周波信 号を、周波数が搬送波周波数と正確に等しくなければならない振動と乗算するこ とにより、単側波帯の復調が行われる。

これと比較して両側波帯受信機の技術が簡単であることが−殊に短波、中波およ び長波無線の範囲では−単側波帯技術はまだ国際的に有効な電波周波数割割り当 て計画には導入されていないことの理由である。しかも両側波帯伝送は単側波帯 受信機の使用者にとって利点となることも多い、すなわち、一方の側波帯が隣接 送信機によって妨害を受けた場合、両側波帯伝送であれば他方の側波帯へ−これ が障害を受けていないかぎり一切り換えることができる（ダイバーシチ受信）し たがって両側波帯伝送装置もさらに存在し続けるが、この場合には単側波帯伝送 における状況に対して伝送路の周波数帯域におけるチャネル数を半減することが 必要であるし、あるいはこの半減に相応するように個々のチャネルをそれらの低 周波帯域幅を考慮して狭めることが必要である。これに対して単側波帯伝送にお けるのとそのまま同じチャネル数をそのまま同じ帯域幅で伝送すると、同じチャ ネル間隔で同時に送信した場合には必然的に、２つの隣接する両側波帯振幅の、 つまりは異なる出所の２つのチャネルの、互いに面するないし対向する側波帯が 重畳してしまう。したがって、割り当てられた搬送波を加えた後に単側波帯受信 方式により該当する通信信号に再変換する目的で、側波帯の少なくとも一方を両 側波帯振幅の混合生成波から濾波して障害なく受信することは不可能である。

したがって本発明の課題は、公知の通信装置の欠点を回避し、受信側でチャネル の評価が妨害されることなく、両側波帯伝送を簡単な手段により実現することに ある。この場合、２つの隣接するチャネルの互いに対向する側波帯は搬送波の間 隔が小さいにもかかわらず少なくとも部分的に重畳していてもかまわない。

本発明によればこの課題は、請求項１に記載の特徴により解決される。この特徴 の基本原理は、障害を及ぼす隣接送信機の障害を及ぼす側波帯を、その送信機の 他方の側波帯により消去することである。

請求項２以下には、上記の解決手段の詳細な点ならびにそれを実施する回路装置 が示されている。

このことによりもたらされる利点とは、送信された側波帯の少なくとも１つが、 通信信号をきわめて良好に評価できるほど僅かな障害を伴うだけで受信されるこ とである。

障害信号の除去に関する善来技術については以下を参照する。

ドイツ連邦共和国特許出願第２２３３６１４号公開公報により、符号多重化伝送 装置におけるシステムに起因する障害出力を回避する回路装置が公知である。

この場合、符号多重化信号用の受信機において、他の送信ステーションの障害を 及ぼす非矩形の信号を、′所望の送信機の符号パターンではない”という特徴を 利用することにより上位の位置付けにしたがって選択し、信号混合成分から減算 する。

ドイツ連邦共和国特許出願第２８５２１２７号公開公報により、不所望な信号を 抑圧する装置が公知である。この場合、残留側波帯変調された信号用の受信機（ 例えばテレビジョン受信機）において、同じ形式の障害を及ぼす時間的にずれた 信号（例えばエコー信号）を、７時間的に最初の信号ではない”という特徴を利 用して選択し、信号混合成分から減算する。

ドイツ連邦共和国特許出願第２６２２０５８号公開公報により、振幅および周波 数変調の変換により情報伝送時にＦＭ−ＦＤＭにより生じる可聴の漏話を除去す る方法が公知である。この場合（ＦＭ−ＦＤＭ伝送システム内の；　ＦＭ−ＦＤ Ｍ＝　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｉ ｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ　）周波数変調された信号用の受信機におい て、周波数変調器の出力側でシステムに起因して発生する障害信号”可聴の漏話 ”を、受信側で（本来の周波数変調器と並列接続された専用の振幅変調器におい て）２度目に発生させて、周波数変調器の出力信号から減算する。

これら３つの刊行物すべてにおいて、選択されたまたはシミュレートされた障害 信号を減算することにより障害信号を除去しているが、周波数の隣接する送信機 の重畳した側波帯を対象としていない。これら３つの刊行物に記載された方法は 、障害を及ぼす重畳した側波帯を解消するには適しておらず、本発明の技術思想 との共通点はない、つまりもう１度繰り返すと、本発明の基本原理は、障害を及 ぼす送信機の障害を及ぼす側波帯をその送信機の別の側波帯で消去することであ る。

ここで言及してお（と、それぞれ等しい両側波帯振動の送信側では等しい両方の 側波帯は、伝送路ごとに電波の伝播の際の種々異なる位相遅延時間に起因して、 受信側では常に完全に等しくはない、このことにより、個々の事例においてそれ ぞれ変換された側波帯は、障害を及ぼす側波帯を完全には消去できず、したがっ て該当する障害の完全な補償を達成することはできない。

それゆえ以下でも、補償の終了時には十分に障害の除かれた側波帯だけを対象と する。しかしこのことは該当する両側波帯振動の評価のためには十分であり、こ れまで公知のいかなる方法よりも優れたものである。

それらの公知の方法においては評価すべき周波数範囲を、望まない隣接送信機の いかなる側波帯も評価すべき両側波帯振幅の一方のまたは他方の側波帯に障害を 及ぼして入り込むことのないような僅かな幅に狭めている。復調されたこの種の 狭められた周波数範囲は確かに障害を僅かにしか受けないが狭帯域であり、この ような周波数範囲は、例えば高品質の信号成分のような信号情報の損失を考慮し たときに殊に、著しい欠点となる。

本発明の技術思想のために、さらに以下のことを言及してお（。すなわち側波帯 が実質的に等しい位相遅延（走行伝搬）時間で受信機に到達するような伝送路も 存在する。したがってそのような伝送路においては完全な障害補償が可能であり 、例えばこれはケーブル伝送の場合であり、あるいは空間的妨害または大気の妨 害のない、つまり電波の回折または反射のない無線伝送の場合である。

基本的に、比較的僅かにしか残留障害を受けていない側波帯だけを単側波帯受信 方式にしたがって評価することは意味のあることである。それというのは、さま ざまに残留障害を受けた側波帯を両側波帯受信方式により評価することにより、 評価エラーが生じるおそれがあるからであり、そのような評価エラーは、存在す る２つの側波帯を評価することの利点が損なわれるおそれがある。

さらに、本発明の以下の記載から次のことを容易に理解できる。すなわち、前述 の重畳は隣り合う両側波帯振幅の中央部まで達してもよいが、中央部を越えては ならない。それというのは中央部を越えてしまうと、負の極性符号を有し同じ周 波数位置関係へ変換された、同じ両側波帯振動の他方の側波帯を用いては所定の 側波帯の補償を行なえないからである。

本発明の基礎を成す背景技術となったのは、まず既知のそして現在もなお存在す る以下のような困難な状況である。すなわち、両側波帯変調の行なわれた複数個 の短波送信機から受信する際、それらの送信機の搬送波周波数は、側波帯が重な り合うほど互いに著しく近づいて位置していることである。この結果、障害の僅 かな受信を行なうためには狭帯域で受信するのもやむをえないとみなされている 。そしてこのことは、受信すべき音声周波数スペクトルの比較的高い周波数がカ ットされてしまうという欠点を有する。ジュネーブ電波周波数割り当て計画が導 入される前は、同じような困難な状況が中波および長波領域でも存在していた。

そして現在でもなおこれらの周波数領域において、個々の送信ステーションが規 定どおりには実施せず、国際的に協定された９ｋＨｚの帯域幅よりも広い変調帯 域を送信した場合には、ときおり困難な状況が生じる。

本発明は、振幅変調のためだけでなく、他の変調方式にも使用可能であり、下側 波帯と下側波帯とが存在し両方の側波帯が互いに対称であれば常に使用可能であ る。したがって、互いに対称に位置し同じ形式で構成された２つの側波帯により 変調帯域を表わすことができるかぎり、小さな変調指数の周波数変調を行なう送 信機に対しても、ディジタル変調を行なう送信機に対しても使用可能である。

さらに本発明は、無線伝送だけでなく有線伝送に対しても適用される。また、互 いに分離された側波帯を用いた単側波帯変調の代わりに、互いに重なり合った側 波帯を用いた両側波帯変調により動作するであろう搬送波技術にも、本発明を使 用することができ、さらに本発明は搬送波の物理的な特性に依存しない。このよ うに本発明は汎用性の程度が高いので、請求の範囲では非制限に”振動”という 用語を用いている。

次に、図面に示された実施例に基づき本発明の詳細な説明する。

第１図は、高周波伝送帯域内に位置しており、搬送波周波数が互いに隣接してい る複数個の両側波帯振動から成る、いわゆるアンサンプルの構成を示す図である 。この場合、互いに対向する側波帯は少なくとも部分的に重畳しており、他方、 アンサンプルの上端部および下端部における側波帯−アンサンプルとは逆方向に 向いた側波帯のこと−は障害を受けていない。

ｊＩ２図は、請求項１および２に記載の方法にしたがって第１図のアンサンプル 内に位置する両側波帯振動の下側波帯ならびに上側波帯を濾波する際に相前後し て行われる個々の補償ステップを示す図である。この場合、第２ｂ図〜第２ｆ図 によるステップでは障害除去補償の２つの異なる手法を説明できるようにする目 的で、第２ａ図では両側波帯振動Ａ−Ｇが右側の群と左側の群に部分的に反復し て示されている。

第３図は、請求項１および３に記載の方法による、第１図のアンサンプル内に位 置する両側波帯振動の下側波帯ならびに上側波帯を濾波する際に同時に行われる 個々の補償ステップを示す図である。この場合、第３ｂ図〜第３ｆ図によるステ ップでは障害除去補償の２つの異なる手法を説明できるようにする目的で、第３ ａ図では両側波帯振動Ａ−Ｇが右側の群と左側の群に部分的に反復して示されて いる。

第４図は、請求項１および２の方法を実施する回路装置を示す図である。

第５図は、第４図の回路装置による混合器の通過後に、障害を及ぼす両側波帯振 動を補償する形式および手法を示す図である。

第６図は、請求項１および２に記載の方法を実施する別の回路装置を示す図であ って、この回路装置により雑音が十分に回避される。

第７図は、請求項１および２に記載の方法を実施する別の回路装置を示す図であ って、この回路装置は、十分に雑音を回避してもいっそう良好に障害除去補償を 達成するために制御装置を有している。

第８図は、第７図による回路装置で用いられる制御装置の構成を示す図である。

本発明では、′アンサンプル（Ｅｎｓｅｍｂｌｅ）　’という用語がきわめて重 要な役割を果たす、したがってこの用語についてまずはじめに正確に定義してお く。′アンサンプル７とは、周波数が隣り合い互いに重なり合った両側波帯振動 の列のことであり、これは２つの特性を有する。すなわち、 ■、アンサンプルの両端における最も外側の側波帯は障害を受けていない。

２、アンサンプル内における側波帯の重畳は、そのつと最大限隣り合う両側波帯 振動の搬送波周波数までに達すればよく、ないしは搬送波が存在しない場合には 、次の周波数すなわちその周波数に対して側波帯が対称に配置されている周波数 まで達していればよい。

ここでもう一度、本発明によりもたらされる改善点について言及してお（、送信 された両側波帯振動が互いに重なり合っている一従来の手段を用いると狭帯域だ けでしか障害を受けずに受信を行なえない一送信機は、これらの送信機の両側波 帯振動がいっしょになってこの種のアンサンプルを形成する場合、本発明の手段 を用いたならば十分に障害が除去されてそれらの完全な周波数帯域で受信するこ とができる。しかし“その完全な周波数帯域で受信する“ということは、所望の 送信機の搬送波周波数をはじめに変調した基底帯域が狭められずに受信機の復調 器へ供給されることを意味する。

誤解を避けるために、以下のことをはつきりさせておく。すなわち”アンサンプ ル”は例えば、４９ｍ帯域のような”公式の“全帯域ではな（，１つのアンサン プルは一周波数が増加する方向でみれば一周波数の低い方へ向かう下側波帯が障 害を受けていない第１の送信機で始まり１周波数の高い方へ向かう上側波帯が障 害を受けていない送信機で終了する。

第１図に示されているアンサンプルは両側波帯振動Ａ−Ｇを含んでおり、互いに 対向するそれらの側波帯ＡｏおよびＢ　ｕ　−Ｆ　ｏおよびＧｕは対になって重 畳している。したがって、評価すべき両側波帯振動Ｂ−Ｆのうちのいずれの両側 波帯振動の側波帯のいずれをも、障害なく受信することはできない。最も外側の 側波帯ＡｕとＧＯは障害を受けておらず、側波帯振動ＡまたはＧの評価に利用で きる。図示されたアンサンプルのほかにも、図示されていない別の両側波帯振動 が存在するかもしれないが、それらの側波帯は側波帯Ａｕおよび／またはＧＯと は重畳しておらず、したがって本発明にとっては重要でない、よりよ（理解でき るようにする目的で、重畳はここでは部分的な重畳としてしか示されていないが 、さらには両側波帯振動の中央部まで、したがってそ６搬送波周波数まで達して いてもかまわない、しかしこの中央部を越えてはならい、なぜならば越えてしま っては本発明を適用できないからである。これについては後述の考察で明らかに する。

見やすくするために、第１図では搬送波周波数の間隔を均一に示している。しか し以下の実施例は、搬送波周波数の間隔が均一でない場合にも適用される。

本発明による方法のために使用されるべき、障害のない側波帯を有する送信機は 一受信されるべき所望の送信機からみれば一受信されるべき所望の送信機よすも い（つかの隣接チャネルだけ低く位置している。つまり受信されるべき送信機は 、やはりいくつかの隣接チャネルだけ高く位置している。この場合、選択の可能 性がある。一般的に、所望の送信機まで最小の変換数の移動しか必要とされない 障害のない側波帯を、アンサンプルの始点として選択する。

以下の考察において、所望の送信機は、つまり受信するために望まれる両側波帯 振動は、全般的にＷで示す。Ｗｕはその下側波帯であり、ＷＯはその上側波帯で ある。

第２図には第１の方法が示されている。この場合、両側で障害を受けている両側 波帯振動Ｗの、ここでは第１図の両側波帯振動Ｃの、下側波帯Ｗｕと上側波帯Ｗ ｏを、障害を受けていない下側波帯Ａｕと障害を受けている下側波帯Ｗ　ｕ　＝ 　Ｃｕの間のアンサンプルにおいて、ないしは障害を受けていない上側波帯ＧＯ と障害を受けている上側波帯Ｗ　ｏ　＝　Ｃｏの間のアンサンプルにおいて、ど のようにして少なくとも十分に障害を除去して濾波できるかが示されている。障 害のない側波帯を有する送信機は−これはアンサンプルの下端部におけるもので もあってもアンサンプルの上端部におけるものでもあっても一本発明による方法 において決定的な役割を果たす。

受信のために望まれる両側波帯振動はＷ＝Ｃであるとするこの実施例の場合、障 害を受けていない下側波帯を有する送信機は、より低くなる周波数の方向で２番 目に近い送信機であり、障害を受けていない上側波帯を有する送信機は、より高 くなる周波数の方向で４番目に近い送信機である。したがって、下側波帯Ｗｕを 濾波するかまたは上側波帯ＷＯを濾波するかの２つの可能性がある。

（ａ）下側波帯Ｗｕの濾波 （第２図の左の部分参照） この目的で、障害を受けていない第２ａ図における下側波帯Ａｕは、適切な搬送 波を用いて混合し極性符号を変えることにより、障害を及ぼしている上側波帯Ａ Ｏの周波数位置へ変換され、第２ｂ図の側波帯−ＡＵ＊として、互いに障害を及 ぼしている側波帯Ｂｕ＋Ａｏから減算される。この結果、十分に障害の除去され た第２ｃ図における下側波帯Ｂｕが得られる（第１の補償）、依然として障害を 受けている下側波帯Ｃｕを濾波された下側波帯Ｗｕとして得るために、十分に障 害の除去された下側波帯Ｂｕを別の適切な搬送波を用いて混合しやはり極性符号 を変えることにより、障害を及ぼしている上側波帯Ｂｏの周波数位置へ変換され 、第２Ｃ図における側波帯−Ｂｕ＋ｌｃとして、互いに障害を及ぼしている側波 帯Ｃｕ＋Ｂｏから減算される。

この結果、十分に障害の除去された第２ｄ図の下側波帯Ｃｕが得られる（第２の 補償）、この側波帯はすでに、評価されるべき両側波帯振動Ｗの濾波されるべき 下側波帯Ｗｕであり、これは単側波帯受信方式により評価可能である（復調）。

（ｂ）下側波帯ＷＯの濾波 （第２図の右の部分参照） この目的で、第２ａ図における障害を受けていない上側波帯ＧＯは、適切な搬送 波を用いて混合し極性符号を変えることにより、障害を及ぼしている下側波帯Ｇ ｕの周波数位置へ変換され、第２ｂ図の側波帯−ＧＯ＊として、互いに障害を及 ぼしている側波帯Ｆｏ＋Ｇｕから減算される。この結果、十分に障害の除去され た第２ｃ図の上側波帯Ｆｏが得られる（第１の補償）。

十分に障害の除去されたこの上側波帯ＦＯは、別の適切な搬送波を用いて混合し 極性符号を変えることにより、障害を及ぼしている下側波帯Ｆｕの周波数位置へ 変換され、第２ｃ図の側波帯−Ｆｏ＊とじて、互いに障害を及ぼす側波帯Ｅｏ＋ Ｆｕから減算される。この結果、十分に障害の除去された第２ｄ図の上側波帯Ｅ Ｏが得られる（第２の補償）。

十分に障害の除去されたこの上側波帯Ｅｏは、別の適切な搬送波を用いて混合し 極性符号を変えることにより、障害を及ぼしている下側波帯Ｅｕの周波数位置へ 変換され、第２ｄ図の側波帯−Ｅｏ＊とじて、互いに障害を及ぼしている側波帯 Ｄｏ＋Ｅｕから減算される。この結果、十分に障害の除去された第２ｅ図の上側 波帯Ｄｏが得られる（第３の補償）。

依然として障害を受けている上側波帯Ｃｏを浦波される上側波帯Ｗｏとして得る ために、十分に障害の除去された上側波帯Ｄｏは、別の適切な周波数を用いて混 合し極性符号を変えることにより、障害を及ぼしている下側波帯Ｄｕの周波数位 置へ変換され、第２ｅ図の側波帯−ＤＯ＊とじて、互いに障害を及ぼしている側 波帯Ｃｏ＋Ｄｕから減算される。この結果、十分に障害の除去された第２ｆ図の 上側波帯Ｃｏが得られる（第４の補償）、この側波帯は、評価されるべき両側波 帯振動の浦波されるべき側波帯Ｗｏであり、これは単側波帯受信方式にしたがっ て評価可能である（復調）、評価すべき両側波帯振動Ｗの両方の側波帯ＷｕとＷ Ｏを同時に浦波すれば、それらを両側波帯受信方式によって評価することもでき る（復調）。

第３図には第２の方法が示されている。この場合、両側で障害を受けている両側 波帯振動Ｗの、ここでは第１図の両側波帯振動Ｃの下側波帯Ｗｕまたは上側波帯 Ｗｏを、アンサンプル内でいかにして少なくとも十分に障害を除去して浦波でき るかが示されており、障害を受けていない下側波帯Ａｕの下端部と、障害を受け ている下側波帯Ｗ　ｕ　＝　Ｃｕの搬送波側の始点との間のアンサンプル部分内 において（第３図の左の部分）、または障害を受けていない上側波帯Ｇｏの上端 部と、障害を受けている上側波帯ＷＯＩＣｏの間のアンサンプル部分内において （第３図の右の部分）、いかにして浦波できるかが示されている。

この第２の方法を説明する前に、まずこの方法の技術思想を実験的に展開する個 々のステップを、具体的に始めから終わりまで行ってみる。

自動化されていない短波受信機を操作すると仮定する。まず始めにチューニング 用旋回ヘッドで所望の送信機に合わせる。しかしこの送信機は、次に高い周波数 の送信機の下側波帯によっても、次に低い周波数の送信機の上側波帯によっても 、障害を受けていると判明した。チューニングヘッドを右ないし左へ旋回させる ことは、高い方のおよび低い方の周波数の、周波数の隣り合うさらに別の送信機 も、それらの側波帯で多かれ少なかれ互いに重なり合うことを表す、その後、所 望の送信機に障害を及ぼしている次に高い周波数の送信機の下側波帯をその上側 波帯により消去する。最初のサーチですでに明らかになったように、チューニン グヘッドを左右に旋回させた後でも、消去に利用すべき障害を及ぼす送信機のこ の上側波帯は障害を受けている。つまりこの実施例では、２番目に近い周波数の 高い方の送信機の下側波帯により障害を受けている。

したがって消去する場合、それとともに第１の障害を及ぼす送信機を除去するが 同時に、障害を受けている集２の隣接送信機の干渉もいっしょに引き込まれる。

しかしここでやめないで、引き込まれた干渉するこの側波帯を対応するその上側 波帯で消去する。しかしながらこの側波帯も障害を受けていることになり、つま りここでは３番目に高い周波数の送信機の下側波帯により障害を受けているので ある。この側波帯も消去し、しかもこれは３番目に高い周波数の送信機の上側波 帯により行なう、しかしこの側波帯も障害を受けていることが判明する。つまり ４番目に近い送信機の下側波帯により障害を受けているのである。障害を受けて いるこの側波帯を消去する。すなわち４番目に近い送信機の上側波帯で消去する 。これは障害を受けていないと判明する。これにより干渉除去がうま（行なわれ る。そしてこのときにはアンサンプルの終端に位置していることになる。

ここにおいて満足が得られる。しかし、不完全な消去により残留障害が検出され る可能性がある。したがって他方の側での消去を、つまり周波数が所望の送信機 の搬送波周波数よりも小さい周波数帯域での消去を試みる。理論的には一最初の 所見からそれ以外のことがわからなければ−もちろん、所望の送信機の下側波帯 の単側波帯受信だけでうまく行なうこともできる。

しかしこのことはあてはまらない、それというのは最も近い低い周波数の方の送 信機の上側波帯が干渉するからである。そこでこの送信機の他方の側波帯つまり その下側波帯を消去する。そしてこれはこの実施例では障害を受けていない。つ まりその側からみなせば、アンサンプルはそこにおいて始まっている。このよう にただ１つしか消去が必要とされないことがら、目的に達したことがわかり、所 望の送信機の低い周波数の側にとどまる。

したがってこの方法の場合においても、下側波帯ＷＵを浦波するか、あるいは上 側波帯Ｗｏを浦波するかの２つの可能性がある。

次に、第３図を用いてこれら２つの方法を説明する。

この場合−上記の技術思想の実験に反して一簡単な事例から始める。

（ａ）下側波帯Ｗｕの濾波 （第３図の左の部分参照） この目的で、それ自体が障害を受けている下側波帯Ｂｕは、第３ａ図の障害を及 ぼす上側波帯Ａｏといっしょに、適切な搬送波を用いて混合し極性符号を変える ことにより、障害を及ぼしている上側波帯Ｂｏの周波数位置へ変換され、側波帯 −ＡＯ＊、−Ｂｕ＊として、第３ｂ図の側波帯Ｃｕ＋Ｂｏから減算される。その 結果、側波帯−ＡＯ＊により障害を受けている第３Ｃ図の下側波帯Ｃｕが生じる （第１の補償）。

しかしこれと同時に、第３ａ図の障害を受けていない下側波帯Ａｕも、別の適切 な搬送波を用いた混合により、障害を及ぼす側波帯−ＡＯ＊の周波数位置へ極性 符号が変えられることなく変換される０次に、第３Ｃ図におけるこの正の側波帯 Ａｕ＊＊は、負の極性符号を有する側波帯−ＡＯ本と重畳され、これによりＡｕ ＊＊と−ＡＯ＊が相殺される。その結果、十分に障害の除去された第３ｄ図の下 側波帯が得られる（第２の補償）、これはすでに、評価されるべき両側波帯振動 Ｗの濾波されるべき下側波帯Ｗｕであり、これは単側波帯受信方式にしたがって 評価可能である（復調）（ｂ）上側波帯Ｗｏの濾波 （第３図の右の部分参照） この目的で、それ自体が障害を受けている上側波帯Ｄｏは、第３ａ図の障害を及 ぼしている下側波帯Ｅｕといっしょに、適切な搬送波を用いて混合し極性符号を 変えることにより、障害を及ぼしている下側波帯ＥＵの周波数位置へ変換され、 側波帯−ＤＯ率、−Ｅｕ率として、第３ｂ図の側波帯ＧｏおよびＤｕから減算さ れる。その結果、側波帯−Ｅｕ率により障害を受けている第３ｃ図の上側波帯Ｇ ｏが生じる（第１の補償）しかし同時に、それ自体が障害を受けている第３ａ図 の上側波帯ＥＯも、別の適切な搬送波を用いた混合により、障害を及ぼす側波帯 −Ｅｕ率の周波数位置へ極性符号が変えられずに変換される。第３ｃ図のこの正 の側波帯Ｅｏ＊本十Ｆｕ＊＊は、負の極性符号を有する側波帯−Ｅｕ率と重畳さ れる。その結果、側波帯Ｆｕ＊＊により障害を受けている第３ｄ図の上側波帯Ｇ ｏが生じる（第２の補償）。

しかしさらにこれと同時に、それ自体が障害を受けている第３ａ図の上側波帯Ｆ ｏも、別の適切な搬送波を用いて混合を行ないここではやはり極性符号を変える ことにより、障害を及ぼしている側波帯Ｆｕ＋１ｃ＊の周波数位置へ変換される にの負の側波帯−Ｆｏ＊＊＊　−Ｇｕ＊＊＊は、第３ｄ図の正の側波帯Ｆｕ＊＊ と重畳される。その結果、側波帯−Ｇｕ＊＊＊により障害を受けている第３ｅ図 の上側波帯ＣＯが生じる（第３の補償）。

しかしさらにこれと同時に、障害を受けていない第３ａ図の上側波帯Ｇｏも、別 の適切な搬送波を用いた混合により障害を及ぼしている側波帯−Ｇｕ＊＊＊の周 波数位置へ、ここでもやはり極性符号が変えられずに変換される。第３ｅ図のこ の正の側波帯ａＯ＊＊＊は、負の極性符号を有する側波帯−Ｇｕ＊＊＊と重畳さ れる。その結果、十分に障害の除去された第３ｆ図の上側波帯Ｃｏが得られる（ 第４の補償）。

これは、評価されるべき両側波帯振動Ｗの評価されるべき上側波帯Ｗｏであって 、これは単側波帯受信方式にしたがって評価することができる（復調）。

評価されるべき両側波帯振動Ｗの両方の側波帯ＷｕとＷＯを同時に濾波すれば、 両側波帯受信方式により評価することもできる（復調）。

第４図に示された回路装置は、請求項２に記載されており第２図を用いて説明し た、障害を及ぼす側波帯の相前後し“Ｃ行なわれる補償方法を実施するために用 いられる。

この装置は混合器Ｍｉｌ〜Ｍｉ４を有している。ここでもやはり、１つのアンサ ンプルは最大で７つの両側波帯振動Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇから成るものと 仮定する。そしてこの回路装置は、４つの補償を行なうように構成されている。

つまり所望の送信機がアンサンプル中央に正確に位置していれば、両方の側に対 して３つの補償が必要である。所望の送信機が（例えばＣのように）１つのチャ ネルだけ中央部の隣りに位置していれば、一方の側に対して２つの補償が必要と なり、他方の側に対して４つの補償が必要となり得る。所望の送信機が２つのチ ャネルだけ中央部の隣りに位置するならば、一方の側に対して１つの補償に着目 することになり、他方の側に対して５つの補償に着目することになり得る。しか しこの場合、確実に障害を除去するためには、１つの補償しか行なわない側を選 択することになる。つまり５つの補償を考慮することはない、したがって（１つ のアンサンプルが７つの両側波帯振動であると仮定した場合）、最大で４つの補 償が行なわれると仮定した回数は、この回路装置の構成に対して適切な数である 。

アンサンプルが混合器Ｍｉｌへ供給される前に、これは低域通過フィルタＴＰ１ を通過する必要があり、このフィルタにおいてアンサンプル上端部の周波数帯域 がシャープにカットされる。この場合、両側波帯振動Ｇの上側波帯自体をカット してはならず、部分的に減衰してもいけないし、またその上方の周辺振動の位相 位置が変化してもいけない、さもないと、すでに第１の補償すら完全には動作し なくなり、そのエラーは以降の補償に伝播する。

他方、この低域通過フィルタは一単側波帯受信の場合ならば必要とされる両方の フィルタ（低域通過フィルタおよび高域通過フィルタないしは統合して帯域通過 フィルタ）と比較して一余計なコストがかからない。

したがって、さもなくばこの回路装置外に必要とされた単個波帯低域通過フィル タを省略できる。

そして混合器Ｍｉｌへ両側波帯振動の混合生成波つまりアンサンプルが導かれる 。このアンサンプルには、所望の送信機の障害を受けた両側波帯振動が含まれて いる。

次に、側波帯を視覚的に考察する代わりに、式にしたがって振幅で表記すること により混合過程を論じる。

このことの目的は、極性符号および位相に関するあらゆる考察が正しく、補償が 実際に行なわれることを保証するためである。ａ”〜ｇ°はＡ〜Ｇの振幅を意味 する。

アンサンプルＭ＝Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄ＋Ｅ＋Ｆ＋Ｇは以下のとおりである。

３　ｓ　’　ｎ　（２ｔｆ　Ｔ　Ａ　ｔ　”　’　ｖ　＾）搬送波振動は以下の とおりである。

両側波帯振動Ｃを十分に障害除去して受信すべき場合、この回路装置ヘーアンサ ンブル終端部の側から列挙すれば一搬送波振動 または搬送波振動 ｇ　ｓ　１ｎ　（２ＷｆＴ　Ｇｔ　”　”　Ｔ　Ｇ）が供給される。これらはま えもフて得られるべきものである。搬送波振動の周波数を正確にかつ正しい位相 で得ることは、従来技術にしたがって今日ではもはや問題なく、かつ過度に大き なコストをかけることなく可能である。

第４図では、より複雑で最大構成の事例つまりＧ〜Ｄの補償を想定している。

相応の周波数変換器を投入することにより−この図には書き込まれていない−同 じ回路装置を用いて他方の側からの障害除去補償も、つまりＡおよびＢに関して も行なえる。この場合、搬送波振動 が供給されるべきである。

これらの搬送波振動は、まず移相器Ｐ１〜Ｐ４において９０°だけ前ヘシフトさ れる（あるいはこれらすべては９０＠たけ後ヘシフトされる）、この位相シフト は、Ｍ　＋　１〜Ｍ　ｉ　４における混合過程において逆の極性符号を有する相 応の混合生成波を発生させ、互いに相殺させるために必要である。

次に、位相シフトされた搬送波振動 は、自乗器Ｑ１〜Ｑ４へ供給され、それらから以下の振動が生じる。すなわち、 つまりそれぞれ搬送波周波数の２倍の周波数の、およびそれぞれ２倍にされた搬 送波位相角のコサイン振動が生じ、これらは直流成分 Ｍ　ｉ　４における混合過程においてとりわけ重要な役割を果たす。

分波器Ｗ１〜Ｗ４において、上記の直流成分はそれぞれそその振動から分離され 、可調整の減衰器Ａ１〜Ａ４において、例えば可調整のポテンショメータにおい て、その値の半分の値に低減される。

次に、所属の直流成分を有する混合された以下の振動が混合器Ｍ　ｉ　１−　Ｍ 　ｉ　４へ供給される。すなわち、減衰器は次の理由から必要である。すなわち 、一方では上記の直流成分は、他方では搬送波周波数の２倍の周波数の振動は、 混合器において互いに相殺される乗算の積を導出する役割を有する。しかし搬送 波周波数の２倍の周波数の振動は、それらが逆の極性符号を有するときだけなく 、同じ大きさであフても積となり得る。１つの振動を別の１つの振動と乗算する と、三角法の公式により上方の周波数および下方の周波数の混合積が形成され、 それらの各々は係数１／２を有する。これに対して１つの振動を１つの直流成分 と乗算すると、この種の半減は行なわれない、したがって補償に関しては、上記 の直流成分をまえもって半分に減衰する必要があるが、このことは本発明よる方 法の容易さに対する負担とはならない、それというのは前述の分波器も減衰器も 簡亀な回路素子だからである。

自乗器Ｑｌ−Ｑ４に対しても同様に、精度に関する高い要求はなされない、つま りそれらから生じる直流成分が搬送波周波数の２倍の周波数である生じた振動か ら隔たっていれば、可調整の減衰器を用いてその偏差を補償調整できる。自乗器 として乗算器を用いることができ、それらの乗算器の両方の入力側に搬送波周波 数振動が入力される。しかしながらアナログ技術による自乗器を採用することも 可能であり、つまりこの技術において通常用いられており、はぼ放物線の特性を 有するダイオード回路網を利用することもできる。

この場合、僅かなコストの実施形態で十分である。それというのは数学的に正確 に２乗することによる偏差は、直流成分についても振動の比例係数についても同 じように生じるからである。したがってそれらの偏差は補償により相殺される。

混合器Ｍｉｌ〜Ｍ　ｉ　４は実際には乗算器であり、つまりこれらの混合器は、 前述の直流成分のためにそれらの入力に関して周波数ゼロになるまで動作する必 要がある。しかし混合する直流成分が場合によっては起こり得る周波数応答特性 のためにいくらか不利であるか有利であるかは重要ではない。そしてこのことも 可調整の減衰器により補償調整可能であり、付言すればこれらの減衰器は一製造 時に一１度だけ調整すればよい。

混合器Ｍｉｌからは混合生成波Ｍ本が生じ、これは三角法の公式 ％式％） に基づき、以下の部分成分から成る。すなわち、消去すべき両側波帯振動Ｇの導 出成分からが生じ、さらに最終的に受信すべき両側波帯振動Ｃの以下の成分から が生じる。さらにＡ％Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆの導出成分からＣと同様に生じるが、 この場合には指標ＴＣを指標ＴＡ、ＴＢ、ＴＤ、’ＴＥ、ＴＦと置き換える必要 がある。

それぞれ式の第１列は削除することができる。なぜならば−すべでの部分成分を 統合することかられかるように−すぺでの事例において搬送波周波数の３倍ない し約３倍の周波数の混合生成波が生じるからである。

しかし上方に向かって混合された両側波帯振動は復調される前は完全に、この回 路装置に接続される単側波帯高域通過フィルタの帯域外にある。

それぞれ式の第２列において、引数が負であることがわかる。式ｓｉｎ　（〜α ）　＝　−５ｉｎα　によりこの引数を正にすれば、第２の式の列−物理的には その振幅−は負の極性符号を得る。このことは視覚的に次のことを意味する。す なわち側波帯を図示した場合、これらの側波帯は負の極性符号を有することを意 味する。

それぞれ式の第３列は、直流成分ｇ２／４により生じたＡ、Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ またはＧの再生成分である。

Ｇの導出成分においてＧの所望の消去を確定する。

式の第２列および第３列は式に関してみれば同じであり、その際、第２列は所望 の負の極性符号を有しているのに対し、第３列はアンサンプルからのＧの正の再 生成分を成している。これに対しては、前述の減衰器により等しい比例係数ｇ２ ／４があらかじめ与えられている。

第５図には、両側波帯を図示した場合のスペクトルとして混合生成波Ｍ本が示さ れている。ここでは以下のことが示されている。すなわち、 １、アンサンプルの混合により一混合を行なう既述の直流成分の列として−アン サンプルが新たに再生される。

２、アンサンプルの混合により周波数のずらされた第２のアンサンプルが生じる 。詳細には一混合に用いられＧの搬送波周波数の２倍の周波数を有するコサイン 振動の列とじて−“負に反転された“アンサンプルである。

３、両方の部分成分は、混合過程において所望のように正しい極性符号で、つま り互いに消去し合うように、重畳される。

”負に反転された”ということが意味するのは、ｆ？。よりも下の周波数を有す る各振動は、ｆ？ｏの上方の負の影像として現われることである。この場合、両 側波帯ＧとＧ＊は互いに消去し合う。

混合生成波Ｍ＊が混合器Ｍｉ２へ入力される前に、両側波帯振動Ｆと７本の間に 位置する低域通過フィルタＴＰ２により、影像化されたアンサンプルを分離する 必要がある。しかしこの低域通過フィルタは、所要の側縁急峻度がわずかである ことから簡単に構成できる。それというのは、第５図に示されているように、Ｇ をＧ＊で消去するためＦとＦ＊の間には２倍のチャネル間隔（例えば２ｘ９ｋＨ ｚ＝１８ｋＨｚ）が存在するからである。このような２倍のチャネル間隔は、Ｅ とＥ＊の間ならびにＤと０本の間の後続の混合においても生じる。

この２倍のチャネル間隔が生じる結果として、以下の有利な状況が生じる。すな わち、アンサンプルの両側波帯振動の搬送波周波数の間隔が均一ではなく、他の アンサンプルを受信する際には異なるように分布している場合でも、製造時に１ 度、生じる搬送波周波数間隔の分散幅（ばらつき幅）に設定調整された低域通過 フィルタは、そのまま動作する。混合器Ｍｉ３およびＭｉ４の前にも、この種の 問題のない低域通過フィルタが設けられており、これらのフィルタはＴＰ３およ びＴＰ４として示されている。

そして混合生成波Ｍ本は混合器Ｍ　ｉ　２へ入力される。

そこではＭ　ｉ　ｌにおけるのと同じ混合過程が行なわれ、これはＭ　ｉ　３や Ｍ　ｉ　４においても同様である。混合器Ｍ　ｉ　４から生じた振動混合生成波 Ｍ＊＊＊＊は、両側波帯振動Ａ、Ｂ、Ｃにより構成されているだけであり、この 場合、Ｃの上側波帯はもはや障害が除去されており、これは単側波帯受信で評価 可能である。さらにこの場合、この受信形式では通常行なわれているように、両 側波帯振動ＡおよびＢは、遮断周波数ｆ？。を有する高域通過フィルタ（ＥＢ− 高域通過フィルタ）により分離される。

二こで、提案した回路装置の著しい利点についてはっきりと言及しておく。すな わちこの回路装置は、両側波帯振動が非均−の搬送波周波数間隔を有している場 合でも動作する。そしてこのことは短波領域において非常に頻繁に生じるのであ る。

上記のことが示しているのは、混合過程および干渉を消去する重畳による干渉の 除去は、周波数の高い方の隣接送信機に対しても周波数の低い方の隣接送信機に 対しても利用できる０両方の過程を同時に行なえば、所望の送信機を両側波帯振 動としても復調できる。この構成は請求の範囲にも記載されている。

しかしこれは目下の認識状況によれば条件付きでしか推奨できない、なぜならば 障害除去補償のエラーは両方の側に含まれるのに対し、単側波帯受信では障害除 去補償のエラーの僅かな側を優先して用いることができるからである。

単側波帯受信に合わせられた本来の方法は一般化可能であって、考えられ得る多 くの可能性がある。すなわち、干渉を消去する重畳は、高周波生成波や中間周波 数生成波において、あるいは低周波生成波において行なうことができる。これら の過程は、種々異なる受信機構成部間で分割して実施でき、上方への混合も下方 への混合も行なえ、さらには復調すら可能である。

また、“同時に行なう干渉消去”や”相前後して行なう干渉消去”の簡単な形式 や種々の混合形式も考えられる。この場合、既述の回路装置において単側波帯受 信用のフィルタや所要のフィルタ以外には低域通過フィルタ、高域通過フィルタ または帯域通過フィルタを不要とした洗練された解決手段があるし、複数個のフ ィルタや多数の混合器が必要とされる別の解決手段もある。

本発明の本質は、障害を受けた側波帯に対し対称に位置するそれぞれの他方の側 波帯の、干渉消去を行なう重畳方式であり、この方式を何度も用いることにより うまく行なうことができる。

第４図の回路装置はとりわけ強調すべき利点を有している。すなわち、補償の精 度は、場合によっては起こり得る、ＰＬ−Ｐ４へ供給される搬送波振動の振幅変 動に依存しない。

本発明によればこの非依存性は、混合器の後の加算部で補償が行なわれるのでは な（、混合器自体において乗算過程の際に補償が行なわれることにより達成され る。この場合、直流成分はまえもって精確に補償調整されている。

何らかの理由で搬送波振動の振幅が変動すると、そのつと混合器に入力される直 流成分もそのつど入力される交流成分も変動する９両方の成分は互いに比例して 変動する。その結果、変動がないときと同じ精度で、障害除去補償が行なわれる 。極めて高度に望まれるこの精度は、製造時に１度、減衰器Ａｌ−Ａ４において 設定調整され、これはその後のいかなる場合でも保持される。それというのはこ れらの減衰器は、通常の条件下では温度にも経年変化にも依存しないように選定 できるからである（例えば確実に設定調整され固定されたポテンショメータ）。

それでもやはり第４図の回路装置は、両側波帯振動を除去する際にいくらか雑音 を発生させる。このについてはまず、各混合器から残留アンサンプルが再生され て生じることを明らかにしておかなければならない。

上記の再生は混合過程の意図的な結果である。しかし残念ながら各混合器におい ても多少の雑音が発生し、これが再生に作用を及ぼす。したがって混合器から生 じる残留アンサンプルは、障害を及ぼす両側波帯振動から意図的に除かれている だけでなく一再生ゆえに一混合器の雑音をいくらか伴っている。この場合−そし てこれは小さな欠点の実体であるのだがｍ；の雑音は、そのつど再生される残留 アンサンプルの周波数範囲全体にわたって広がっており、つまり例えば互いに重 畳していたものであり障害の除去された側波帯の一部に広がっているだけではな い、これらの雑音成分は、さらに次の混合過程が行なわれるたびに累積していく 。

これらの雑音はたしかにそれほど大きなものではないが、受信機を設計する際に は考慮する必要がある。これらの雑音の累積は補償の回数が多くなればなるほど 大きくなり、つまり相次いで行なわれる混合過程が多くなるにつれて大きくなる 。これらの雑音は、Ｍ　ｉ　１の後では最小であり、Ｍ　ｉ　４の後ではこれよ りも４倍大きい。

障害を受けておらず互いに重なり合っていない帯域部分の雑音発生は、次のよう にして回避できる。すなわち再生を行なわないようにし、そのがわりにアンサン プルないし残留アンサンプルを例外なく生じさせ、乗算のようなアクティブな電 子的操作を行なわないようにする二゛とによって除去できる。そしてこれらのア ンサンプルないし残留アンサンプルからは単に順番に、障害を及ぼしている両側 波帯振動を減算する。

第６図にはこのプロセスが示されている０図示された回路装置は次の場合に意味 をもつ、すなわち受信機のその他の回路ゆえに搬送波振動振幅が変動しないとい える場合や、ないしはこの変動がその作用からすれば重大にはならないといえる 場合に意味をもつ、自動的に振幅を一定に保持する装置によりそれらを固定値に 保持できる。従来技術によれば、これについては簡単な構成が知られている。

しかし別の手法を用いることもできる。すなわち、振幅変動を許容するが、閉ル ープ制御回路を用いてそれぞれ干渉消去に利用する両側波帯振動を減算する。

第７図にはこの実施例が示されている。この回路装置は、第６図の回路装置のよ うに雑音が少なく、閉ループ制御されているので、著しく精確な障害除去補償が 行なわれるという付加的な利点を有する。

次に、第６図および第７図の回路装置についてその作用に関して説明する。

第６図の回路装置について 第４図の回路装置の場合のように、アンサンプルＭはまず最初に低域通過フィル タＴＰＩへ入力される。

混合器Ｍ　ｉ　１　、　Ｍ　ｉ　２およびＭ　ｉ　３に続く加算部８１〜Ｓ４の 後で、障害の除去された残留アンサンプルＭ＊、Ｍ＊＊およびＭ＊＊本が生じ、 さらに混合器Ｍｉ４の後に、所望の送信機の障害の除去された単側波帯振動Ｍ＊ ＊＊＊が生じる。アンサンプルおよび後続の残留アンサンプルは、受動素子つま り低域通過フィルタと加算部しか通過しないことがわかる。

周波数の２倍にされた、混合を行なう搬送波振動の形成は、第４図の回路装置に おけるような自乗器により行なわれる０分波器Ｗｌ〜Ｗ４は、周波数ゼロつまり 直流成分をカットする高域通過フィルタになる。これにより直流成分はもはやな くなり、したがフて直流成分のための減衰器も省略される。移相器Ｐ１〜Ｐ４も 同様に省略できる。なぜならば三角法の公式ｓｉｎ”αｇ　１／２−１／２　ｃ ｏｓ　２αおよびｃｏｓ”　α−１／２　＋１／２ｃｏｓ　２αの意味するとこ ろは、直流成分のカット後はサイン振動の２乗はコサイン振動の２乗とは極性符 号だけしか異ならないことであり、したがって位相のシフトされていない搬送波 振動を２乗し、互いに逆の極性符号を有するそれらの振動を混合器へ供給すれば 十分である。第６図には、周波数の２倍にされた混合を行なう搬送波振動を発生 させるための既述の詳細な点は示されていない。なぜならばここでは、障害を除 去する補償の基本方式を示すことを対象としてるからである。これに対して、周 波数の２倍にされた搬送波振動のための振幅−足保持装置に１〜に４が示されて おり、これらは、この回路装置を機器として実現させる際に設けることができる し、あるいは設けなくてもよい。これによって、第６図の回路装置の動作方式に 必要である、周波数の２倍にされた搬送波振動の振幅の許容される不変性を表わ すものである。

障害を除去する補償は加算部８１〜Ｓ４で行なわれる。ここにおいても整合調整 が必要である。したがって、混合器Ｍｉｌ−Ｍｉ４の前に−（第６図の下側から 到来する）周波数の２倍にされた搬送波振動が混合器へ入力される前に一減衰器 Ａ１〜Ａ４（例えばポテンショメータ）が配置されており、これらは製造時に固 定的に設定調整することができるし、あるいは機器の使用者により後から設定調 整することもできる。

第７図の回路装置について この場合、第６図の回路装置に示されているような減衰器Ａ１〜Ａ４は、制御増 幅器に置き換えられており、この増幅器の制御電圧は、自動制御装置Ｒｅｌ〜Ｒ ｅ４により補正される。

制御装置Ｒｅ１−Ｒｅ４へは、加算部Ｓｌ〜Ｓ４の後に生じるような得られた補 償結果が入力される。つまり障害の除去されたそのつどの残留アンサンプルが入 力される。制御装置Ｒｅｌ〜Ｒｅ４の第２の入力側へは、各加算部の前につまり 補償の前に生じたようなアンサンプルが入力される。制御装置Ｒｅｌ〜Ｒｅ４は 、それぞれ所望の完全な補償からの偏差を検出し、結果に応じて正しい極性符号 の信号を制御量として制御増幅器ＲＶ１−ＲＶ４へ送出する。これはたとえば正 または負の直流電圧であり、補償のエラーがゼロになるようにこの直流電圧によ り各増幅器の増幅率が調整される。この場合−このことは重要であるが一電子的 回路技術的な構成は制御装置内にあり、それらは加算部との信号経路中にはない 、なぜならば、これらの制御装置においては雑音回避に対して考慮する必要がな いからである。

これらの制御装置のためのコストは僅かである。第８図にはこの種の制御装置の 構成が示されている。

第８図の動作原理は次の点にある。すなわち、一方では加算部の前に存在するア ンサンプルないし残留アンサンプルが、他方では加算部の後に生じる残留アンサ ンプルが、別個の乗算器において復調され、その際、これらの成分の復調のため にそれぞれ、消去すべき両側波帯振動の搬送波振動が用いられる。さらにこれに 続いて、周波数の低い方の両方の振動混合生成波が別の乗算器の両方の入力側へ 供給される。この乗算器から生じた積は直流成分を有する振動混合生成波であり 、これは、 一補償エラーが、消去を行なう両側波帯振動が消去されるべきものよりも大きい 点にあれば、負であり、−補償エラーが、消去を行なう両側波帯振動が消去され るべきものよりも小さい点にあれば、正であり、−補償エラーがゼロであれば、 ゼロである。

低域通過フィルタにより上述の振動混合生成波から濾波されたこの直流成分は、 時限素子を介して制御増幅器へその制御電圧として導かれる。

制御装置の３つの乗算器は最も簡単な構造形式ものとすることができ、線形性へ の要求を満たす必要はない。

次に、制御装置の詳細な動作について説明する。この場合、説明のために、以下 で定義される用語”補正−制御偏差”は例外として、ドイツ連邦共和国の規格Ｄ 　Ｔ　Ｎ　１９２２６　（”　Ｒｅｇｅｌｕｎｇｓ−ｕｎｄ　Ｓｔｅｕｒｕｎｇ ｓｔｅｃｈｎｉｋ、　Ｂｅｇｒｉｆｆｅ　ｕｎｄ　Ｂｅｎｎｅｕｎｇｅｎ”　） の用語および呼称を使用する。

制御量（制御されるべき量）は、消去されるべき側波帯振動と消去を行なう側波 帯振動の偏差である。この制御量の目標値はゼロである。目標値をゼロとすると ころが、この制御の役割の特殊性である。つまりこのことにより、さもなければ 制御回路中で必要とされ通常は制御偏差を形成する比較器を省略することができ る。制御偏差は（制御量のように）消去すべき側波帯振動と消去を行なう側波帯 振動との偏差である。したがってこの制御偏差をゼロにすることが、この制御の 役割である。この制御偏差は加算部の後で直接取り出され、次に一加算部の後で 生じるようなその他の振動混合生成波を伴って一制御装置へ入力される。

しかしこの形式の場合、制御偏差は不要である。このことは、第５図で示した、 搬送波周波数ｆア。を有し互いに補償し合う側波帯振動の事例かられかる。互い に補償し合う側波帯振動はＦの上側波帯と重なり合フでおり−またそうでな（で はならない、つまり制御偏差自体は障害を受けている。つまりこの場合にはＦの 上側波帯によって障害を受けている。

したがって制御偏差のための補正量を得る必要がある。これは、 −もとの制御偏差がゼロであれば、正確にゼロである一消去されるべき側波帯が 消去を行なうものよりも大きければ、所定の極性符号を有する。

−消去されるべき側波帯が消去を行なうものよりも小さければ、これとは逆の極 性符号を有する。

この補正量は、加算部の後で生じるような全振動スペクトルを、それぞれの搬送 周波数による乗積復調で復調することにより形成される。この乗積復調は、第８ 図の乗算器Ｍ　ｕ　１で行なわれる。この乗算器には、後置接続された低域通過 フィルタも属する（しがしこのフィルタは、乗積復調において生じた周波数の高 い方の混合生成波を締め出すという通常の役割を有しているだけである）。

Ｍｕｌで復調される前には前述の振動スペクトルは、相応の搬送波に対し点対称 であるという特性を有している。第５図の実施例の場合、ｆＴＱよりも下方の各 振動は、ｆＴＱよりも上方で影像的に再現される。つまりこれは同じ大きさであ るが逆の極性符号を有する。この点対称性は以下のことにより生じたものである 。すなわち、加算部の前に存在するアンサンプルないし残留アンサンプルに、向 きの変えられた形であり同じ大きさの、かつ逆の極性符号を有する同じアンサン プルないし残留アンサンプルが、加算部において加えられたことにより生じる。

そのつと生じる事例においてこのスペクトルは、所望の送信機の搬送波周波数か らアンサンプル終端部のまたは残留アンサンプル終端部の各搬送波周波数まで広 がっており、さらには所望の送信機の影像化された搬送波周波数まで影像化され て広がっている。点対称のスペクトルは、搬送波振動−これに対して対称性が存 在している−を用いて同じ位相で復調する場合にはその復調成分は正確にゼロに 等しい、という特性を有しており、しかも対称性の障害の場合−影像がその像よ りも大きいかまたはその逆であるかに応じて一逆の極性符号の復調成分が生じる 、という望ましい特性を有している。第８図の乗算器Ｍｕ１ではこのような復調 が行われる。したがってＭｕｌの後の低域通過フィルタの出力側には、制御偏差 のための補正量が生じる。

この補正量から調整量を形成することが必要である。

補正制御偏差は、周波数がゼロのときに始まる振動混合生成波である。そしてこ れを整流する必要がある。

この場合、極性符号が失われてしまっているのでピーク整流は問題にはならない 。この理由から、第８図において前述の振動混合生成波は乗算器Ｍ　ｕ　３へ送 られる。この乗算器の第２の入力側へは、復調器Ｍ　ｕ　２で復調された、加算 部の前に存在しているようなアンサンプルないし残留アンサンプルが入力される 。この新たな混合の結果は１つの振動混合生成波であり、この混合生成波の直流 成分は、Ｍｕ３に後置接続された低域通過フィルタで濾波される１次に、上記の 直流成分は時限素子たとえばＰＩ素子へ入力される。この素子の出力電圧は正し い極性符号で所望の調整量を表しており、これが制御増幅器ＲＶを調整する。

要約的評価 第６図の回路装置は、雑音が僅かであり僅かなコストしか必要としない、側波帯 の重畳した隣接送信機の障害に対して達成されるべき障害除去が十分であるか否 かは、受信機の他の回路に依存する。いずれにせよ平均的品質の障害除去は、周 波数の２倍にされた搬送波振動のための振幅−足保持装置により達成可能である 。

４図の回路装置により信頼性のある高度な障害除去が得られるが、いくらか大き な雑音が生じる。

第７図の回路装置により、雑音が著しく僅かであリー調整された障害除去補償が 行われるので一信頼性のある高度な障害除去が得られる。

次に、第３図を用いて説明した請求項１および３による障害除去についても振り 返ってみる。これについては洗練された簡単な回路を設計可能であるにもかかわ らず、回路装置を示さなかった。

その理由は、この方法の有する２つの欠点にある。

すなわち、 １、障害除去に用いられるすべての混合過程はここでも、障害を除去すべき重畳 した側波帯成分に雑音を生じさせるだけでなく−これはこの方法ゆえに不可避で ある一第４図の回路装置の場合のように、所望の送信機の受信すべき単側波帯の 周波数範囲全体にも雑音を生じさせる。雑音が生じるような形式および方式は、 ここでは詳細な点では別としても一見すると比較的好都合であるように思われる 。しかしすべての混合過程をより詳細に考察してみると、第４図の回路装置の場 合よりもさらに高い雑音レベルが予測されるようになる。

２、十分に精確な障害除去補償を行なうという課題は、ここでは困難である。そ れというのは奇数番号の隣接チャネルの障害除去に用いられるべき混合過程にお いて（所望の送信機がチャネル番号１を有するようにした所望のチャネルからア ンサンプル終端部へのチャネル番号付け）、この方法ゆえに次の次のチャネルの 両側波帯振動の一方の側波帯全体が引き込まれるからである。それぞれ引き込ま れた次の次のチャネルの側波帯全体は引き続いて消去されるけれども、精確に消 去をするための手間は、障害を受けた隣接側波帯の一部分だけを消去すればよい 場合よりも大きい。

しかし本発明の技術思想を体系的に完全なものにするために、ならびにその特許 権保護を得るために、この出願ではこの方法をそのまま残しておいた。

特表千６−５００４４４　（１７） ↓ 制御増幅器へ 手続補正書（自発） 平成　５年　６月　１日

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. １．通信装置内で、たとえば多数チャネル無線通信装置および短波通信装置内で 、下側波帯および／または上側波帯がその側波帯に対向し少なくとも部分的に重 畳している隣接する両側波帯振動の上側波帯ないし下側波帯により障害を受けて いる複数個の両側波帯振動の混合生成波から、評価すべき１つの両側波帯振動の 下側波帯または上側波帯または（特別な条件ゆえに望まれる場合には）両方の側 波帯を濾波する方法において、 上側波帯ないし下側波帯（ＢｏまたはＡｏないしＤｕまたはＥｕまたはＦｕまた はＧｕ）がそれぞれ隣接する両側波帯振動（ＣまたはＢないしＣまたはＤまたは ＥまたはＦ）の下側波帯ないし上側波帯（ＣｕまたはＢｕないしＣｏまたはＤｏ またはＥｏまたはＦｏ）に障害を及ぼして重畳されている、各両側波帯振動（Ｂ またはＡないしＤまたはＥまたはＦまたはＧ）の下側波帯ないし上側波帯（Ｂｕ またはＡｕないしＤｏまたはＥｏまたはＦｏまたはＧｏ）を、各両側波帯振動（ ＢまたはＡないしＤまたはＥまたはＦまたはＧ）の、障害を及ぼして重畳されて いる上側波帯ないし下側波帯（ＢｏまたはＡｏないしＤｕまたはＥｕまたはＦｕ またはＧｕ）の周波数位置へ、単一混合または多重混合により変換し、同じ振幅 で、かつ重畳されている上側波帯ないし下側波帯（ＢｏまたはＡｏないしＤｕま たはＥｕまたはＦｕまたはＧｕ）の極性符号（＋）とは逆の極性符号（−）で、 両側波帯振動の混合生成波へ加え、評価すべき両側波帯振動（Ｗ）の濾波された 下側波帯ないし上側波帯（ＷｕないしＷｏ）を単側波帯受信方式で、または評価 すべき両側波帯振動（Ｗ）の両方の側波帯（ＷｕおよびＷｏ）を両側波帯受信方 式で評価することを特徴とする、下側波帯または上側波帯または両方の側波帯を 濾波する方法。
2. ２．隣接する両側波帯振動（ＢないしＦ）の下側波帯ないし上側波帯（Ｂｕない しＦｏ）に対し上側波帯ないし下側波帯（ＡｏないしＧｕ）で障害を及ぼしてい る両側波帯振動（ＡないしＧ）の、隣接する両側波帯振動（ＢないしＦ）の下側 波帯ないし上側波帯（ＢｕないしＦｏ）により重畳されておらず障害を受けてい ない下側波帯ないし上側波帯（ＡｕないしＧｏ）を、それぞれ同じ振幅で、かつ 上側波帯ないし下側波帯（ＡｏないしＧｕ）の極性符号（＋）とは逆の極性符号 （−）でその周波数位置へ変換し次に、変換された側波帯（−Ａｕ＊ないし−Ｇ ｏ＊）を、障害を及ぼしている両側波帯振動（ＡないしＧ）の上側波帯ないし下 側波帯（ＡｏないしＧｕ）および該側波帯により障害を受けている両側波帯振動 （ＢないしＦ）の下側波帯ないし上側波帯（ＢｕないしＦｏ）から成る和［（Ｂ ｕ＋Ａｏ）ないし（Ｆｏ＋Ｇｕ）］にそのままの極性符号で加算し、該側波帯を 少なくとも十分に補償し、 次に、場合によっては隣接する両側波帯振動（ＣないしＥ）の下側波帯ないし上 側波帯（ＣｕないしＥｏ）に対し上側波帯ないし下側波帯（ＢｏないしＦｕ）で 障害を及ぼしている両側波帯振動（ＢないしＦ）の、少なくとも十分に障害の除 かれた下側波帯ないし上側波帯（ＢｕないしＦｏ）としての加算結果［（Ｂｕ＋ Ａｏ）−Ａｕ＊ないし（Ｆｏ＋Ｇｕ）−Ｇｏ＊］を、すでに単側波帯受信により 評価可能な評価すべき両側波帯振動（Ｗ）の濾波された側波帯（Ｗｕ〕として用 いるか、またはさらに、隣接する両側波帯振動（ＣないしＥ）の下側波帯ないし 上側波帯（ＣｕないしＥｏ）に対し上側波帯ないし下側波帯（ＢｕないしＦｏ） で障害を及ぼしている両側波帯振動（ＢないしＦ）の、隣接する両側波帯振動（ ＣないしＥ）に重畳されておらず障害を受けていない下側波帯ないし上側波帯（ ＢｕないしＦｏ）として、障害を及ぼしている両側波帯振動（ＢないしＦ）の上 側波帯ないし下側波帯（ＢｏないしＦｕ）の補償に用いられる周波数位置への新 たな変換のために用い、 場合によってはさらに別の上記の形式の変換後に前記加算結果を、単側波帯受信 方式で評価可能な評価すべき両側波帯振動（Ｗ）の濾波された側波帯（Ｗｏない しＷｕ）として用いる、請求項１記載の方法。
3. ３．評価されるべき両側波帯振動（Ｃ）の濾波されるべき側波帯（ＣｕないしＣ ｏ）に対し上側波帯ないし下側波帯（ＢｏないしＤｕ）で障害を及ぼしながら重 畳している両側波帯振動（ＢないしＤ）の、場合によっては別の両側波帯振動（ ＡないしＥ）の上側波帯ないし下側波帯（ＡｏないしＥｕ）により重畳されてい る下側波帯ないし上側波帯（ＢｕないしＤｏ）を、別の両側波帯振動（Ａないし Ｅ）の場合によっては前記側波帯に重畳されている側波帯（ＡｏないしＥｕ）を 含めて、同じ振幅で、かつ上側波帯ないし下側波帯（ＢｏないしＤｕ）の極性符 号（＋）とは逆の極性符号（−）で該側波帯の周波数位置へ変換し、 同時に、別の両側波帯振動（ＢないしＤ）の下側波帯ないし上側波帯（Ｂｕない しＤｏ）に対し上側波帯ないし下側波帯（ＡｏないしＥｕ）で重畳している両側 波帯振動（ＡないしＥ）の、場合によってはさらに別の両側波帯振動（図示せず ないしＦ）の上側波帯ないし下側波帯（図示せずないしＦｕ）により重畳されて いる下側波帯ないし上側波帯（ＡｕないしＥｏ）を、さらに別の両側波帯振動（ 図示せずないしＦ）の前記側波帯に場合によっては重畳されている上側波帯ない し下側波帯（図示せずないしＦｕ）を含めて、同じ振幅で、かつ変換された上側 波帯ないし下側波帯（Ａｏ＊ないしＥｕ＊）の極性符号（−）と逆の極性符号（ ＋）で、その周波数位置へ変換し、 障害を受けていない下側波帯ないし上側波帯（ＡｕないしＦｏ）の変換後、変換 され重畳されている、ないし重畳されていない側波帯［（Ｂｕ＊＋Ａｏ＊）なら びにＡｕ＊＊ないし（Ｄｏ＊＋Ｅｕ＊）ならびに（Ｅｏ＊＊＋Ｆｕ＊＊）ならび に（Ｆｏ＊＊＊＋Ｇｕ＊＊＊）］を、濾波すべき重畳された側波帯（Ｃｕ＋Ｂｏ ないしＣｏ＋Ｄｕ）にそのままの極性符号で加算し、重畳された該側波帯（Ｂｏ ならびにＡｏ＊ないしＤｕないしＥｕ＊ならびにＦｕ＊＊ならびにＧｕ＊＊＊） を少なくとも十分に補償し、次に、加算結果［（Ｃｕ＋Ｂｏ）−（Ｂｕ＊＋Ａｏ ＊）＋Ａｕ＊＊ないし（Ｃｏ＋Ｄｕ）−（Ｄｏ＊＋Ｅｕ＊）−（Ｅｏ＊＊＋Ｆｕ ＊＊）＋（Ｆｏ＊＊＊＋Ｇｕ＊＊＊）−Ｇｏ＊＊＊］を、単側波帯受信方式によ り評価可能である評価すべき両側波帯振動（Ｗ）の、少なくとも十分に障害の除 かれた下側波帯ないし上側波帯（ＷｕないしＷｏ）として用いる、請求項１記載 の方法。
4. ４．請求項１または２記載の方法を実施する回路装置において、 それぞれ１つの低域通過フィルタ（ＴＰ１〜ＴＰ４）の前置接続された４つの混 合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）が、前記低域通過フィルタとともに直列接続されており 、前記混合器は、評価すべき両側波帯振動よりも周波数の高い、それぞれ重畳さ れた４つの両側波帯振動（Ｄ〜Ｇ）のために設けられており、複数個の両側波帯 振動（Ａ〜Ｇ）の、評価すべき両側波帯振動（Ｗ）を含む混合生成波が、第１の 低域通過フィルタ（ＴＰ１）へ導かれ、第４の混合器（Ｍｉ４）の出力側におい て、評価すべき両側波帯振動の、十分に障害の除去された上側波帯（Ｃｏ）を取 り出し可能であり、 第１の低域通過フィルタ（ＴＰ１）の遮断周波数は、評価すべき両側波帯振動よ りも上方に位置する（高い周波数への計数方向で）４番目の両側波帯振動（Ｇ） の上側波帯（Ｇｏ）に直接続いており、第２の低域通過フィルタ（ＴＰ２）の遮 断周波数は搬送波周波数（ｆＴＦ）と、第３の低域通過フィルタ（ＴＰ３）の遮 断周波数は搬送波周波数（ｆＴＥ）と、第４の低域通過フィルタ（ＴＰ４）の遮 断周波数は搬送波周波数（ｆＴＤ）と等しく、ここにおいて所定の許容偏差は許 されるものであり、各混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）にそれぞれ、９０°だけシフト する移相器（Ｐ１〜Ｐ４）、自乗器（Ｑ１〜Ｑ４）および分波器（Ｗ１〜Ｗ４） から成る直列回路が配属されており、前記移相器へ、４つの側波帯振動（Ｇ，Ｇ ，Ｅ，Ｄ）のそれぞれ１つが下降する順序でそのままの位相で供給され、さらに 各分波器は、配属された両側波帯振動の直流成分を別個に処理するために分離し 、両側波帯振動を送出する各分波器の出力側は、配属された混合器の第２の入力 側と接続されており、 各混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）ヘそれぞれ、前記直流成分を半分の値に減衰する減 衰器（Ａ１〜Ａ４）が配属されており、該減衰器の入力側は、前記直流成分を送 出する配属された分波器の出力側と接続されており、該減衰器の出力側は、配属 された混合器の第２の入力側と接続されていることを特徴とする回路装置。
5. ５．混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）として乗算器が用いられている、請求項４記載の 回路装置。
6. ６．自乗器（Ｑ１〜Ｑ４）として乗算器が用いられており、該乗算器の２つの入 力側へ、位相のずらされた搬送波周波数振動が供給される、請求項４または５記 載の回路装置。
7. ７．前記減衰器（Ａ１〜Ａ４）は可調整に構成されている、請求項４から６まで のいずれか１項記載の回路装置。
8. ８．前記移相器（Ｐ１〜Ｐ４）へ供給される、周波数の高い方の両側波帯振動（ Ｇ〜Ｄ）の搬送波振動の代わりに、評価すべき両側波帯振動（Ｃ）よりも周波数 の低い両側波帯振動（Ａ，Ｂ）の搬送波振動を前記移相器へ供給し、第４の混合 器（Ｍｉ４）の出力側で、評価すべき両側波帯振動の十分に障害の除かれた下側 波帯（Ｃｕ）を取り出し可能である、請求項４から７までのいずれか１項記載の 回路装置。
9. ９．請求項１または２記載の方法を実施する回路装置において、 ４つの低域通過フィルタ（ＴＰ１〜ＴＰ４）、４つの混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４） および４つの加算装置（Ｓ１〜Ｓ４）が設けられており、前記低域通過フィルタ （ＴＰ１〜ＴＰ４）の各出力側に、混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）の一方の入力側と 、加算装置（Ｓ１〜Ｓ４）の一方の入力側が接続されており、前記加算装置（Ｓ １〜Ｓ４）の第２の入力側はそれぞれ、混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）の出力側と接 続されており、最初の３つの加算装置（Ｓ１〜Ｓ３）の出力側はそれぞれ、第２ 〜第４の低域通過フィルタ（ＴＰ２〜ＴＰ４）の各入力側と接続されており前記 混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）は、評価すべき両側波帯振動（Ｗ）よりも周波数が高 くそれぞれ重畳されている両側波帯振動（Ｄ〜Ｇ）のために設けられており、 複数個の両側波帯振動（Ａ〜Ｇ）の、評価すべき両側波帯振動（Ｗ）を含む混合 生成波は、第１の低域通過フィルタ（ＴＰｌ）へ供給され、最後の加算装置（Ｓ ４）の出力側において、評価すべき両側波帯振動の、十分に障害の除かれた上側 波帯（Ｗｏ）を取り出し可能であり、 第１の低域通過フィルタ（ＴＰ１）の遮断周波数は、評価すべき両側波帯振動の 上方に位置する（高い方の周波数へ向かう計数方向で）４番目の両側波帯振動（ Ｇ）の上側波帯（Ｇｏ）に直接続いており第２の低域通過フィルタ（ＴＰ２）の 遮断周波数は搬送波周波数（ｆＴＦ）と、第３の低域通過フィルタ（ＴＰ３）の 遮断周波数は搬送波周波数（ｆＴＥ）と、第４の低域通過フィルタ（ＴＰ４）の 遮断周波数は搬送波周波数（ｆＴＤ）と等しく、ここにおいて所定の許容偏差は 許されるものであり、各混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）にそれぞれ、自乗器（Ｑ１〜 Ｑ４）、振幅一定保持装置（Ｋ１〜Ｋ４）および減衰器（Ａ１〜Ａ４）から成る 直列回路が配属されており、前記自乗器（Ｑ１〜Ｑ４）ヘそれぞれ、両側波帯振 動（Ｇ，Ｆ，Ｅ，Ｄ）の１つが下降する順序で供給されることを特徴とする回路 装置。
10. １０．請求項１または２記載の方法を実施する回路装置において、 ４つの低域通過フィルタ（ＴＰ１〜ＴＰ４）およびそれらの間に配置された混合 器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）と、４つの加算装置（Ｓ１〜Ｓ４）ならびに４つの制御装 置（Ｒｅ１〜Ｒｅ４）が設けられており、前記低域通過フィルタ（ＴＰ１〜ＴＰ ４）のそれぞれ１つの出力側に、混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）の一方の入力側と加 算装置（Ｓ１〜Ｓ４）の一方の入力側と制御装置（Ｒｅ１〜Ｒｅ４）の一方の入 力側が接続されており、 前記加算装置（Ｓ１〜Ｓ４）の第２の入力側はそれぞれ混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４ 〕の出力側と接続されており、前記加算装置（Ｓ１〜Ｓ４）のそれぞれ１つの出 力側は前記制御装置（Ｒｅ１〜Ｒｅ４）の第２の入力側と接続されており、最初 の３つの加算装置（Ｓ１〜Ｓ３）の各出力側は第２〜第４の低域通過フィルタ（ ＴＰ２〜ＴＰ４）の各入力側と接続されており、 各制御装置（Ｒｅ１〜Ｒｅ４）の出力側は、それぞれ配属された制御増幅器（Ｒ Ｖ１〜ＲＶ４）の入力側と接続されており、前記制御増幅器の出力側は、閉ルー プ制御回路を形成するために所属の混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）の第２の入力側と 接続されており、 前記混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）は、評価すべき両側波帯振動（Ｗ）よりも周波数 が高くそれぞれ重畳されている両側波帯振動（Ｄ〜Ｇ）のために設けられており 、 複数個の両側波帯振動（Ａ〜Ｇ）の評価すべき両側波帯振動（Ｗ）を含む混合生 成波は、第１の低域通過フィルタ（ＴＰｌ）へ供給され、最後の加算装置（Ｓ４ ）の出力側において、評価すべき両側波帯振動の、十分に障害の除かれた上側波 帯（Ｗｏ）を取り出し可能であり、 第１の低域通過フィルタ（ＴＰ１）の遮断周波数は、評価すべき両側波帯振動よ りも上方に位置する（高い方の周波数へ向かう計数方向で）４番目の両側波帯振 動（Ｇ）の上側波帯（Ｇｏ）に直接続いており、 第２の低域通過フィルタ（ＴＰ２）の遮断周波数は搬送波周波数（ｆＴＦ）と、 第３の低域通過フィルタ（ＴＰ３）の遮断周波数は搬送波周波数（ｆＴＥ）と、 第４の低域通過フィルタ（ＴＰ４）の遮断周波数は搬送波周波数（ｆＴＤ）と等 しく、ここにおいて所定の許容偏差は許されるものであり、前記制御装置（Ｒｅ １〜Ｒｅ４）はそれぞれ、完全な補償からの偏差を検出し、該検査に依存して極 性符号の正しい信号を調整量として前記制御増幅器（ＲＶ１〜ＲＶ４）へ送出し 、これにより各制御増幅器（ＲＶ１〜ＲＶ４）の増幅率は、補償エラーがゼロに なるように調整され、 前記混合器（Ｍｉ１〜Ｍｉ４）に前置接続されている制御増幅器（ＲＶ１〜ＲＶ ４）は、第２の入力側を介して自乗器（Ｑ１〜Ｑ４）と接続されており、該自乗 器へ両側波帯振動（Ｇ，Ｆ，Ｅ，Ｄ）のそれぞれ１つが下降する順序で供給され ることを特徴とする回路装置。
11. １１．前記制御装置（Ｒｅ１〜Ｒｅ４）は２つの別個の乗算装置（Ｍｕ１，Ｍｕ ２）を有しており、該乗算器は、各加算装置（Ｓ１〜Ｓ４）の前および後の信号 を受信して別個に復調し、乗積復調のためにそれぞれ消去されるべき両側波帯振 動の搬送波振動を用い、 別の乗算装置（Ｍｕ３）が設けられており、該乗算装置は、前記の両方の乗算装 置（Ｍｕ１，Ｍｕ２）から送出された振動混合生成波を受信して互いに乗算し、 低域通過フィルタが設けられており、該低域通過フィルタにより、前記の別の乗 算装置（Ｍｕ３）から送出された振動混合生成波から直流成分が濾波され、該直 流成分は、時限素子（Ｐ１）の通過後に調整量として用いられる、請求項１０記 載の回路装置発明の詳細な説明