JPWO2020100268A1 - 電動車両の制御方法、及び、制御装置 - Google Patents

Abstract

電動車両の制御方法は、回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータ４を駆動源とする電動車両において、固定子巻線に流れる固定子電流と回転子巻線に流れる回転子電流とを制御する電動車両の制御方法である。当該制御方法は、車両情報に基づいて基本トルク指令値を設定し、基本トルク指令値と車両情報とに基づいて、固定子電流に対するｄ軸電流指令値および第１のｑ軸電流指令値と、回転子電流に対するｆ軸電流指令値とを算出し、ｄ軸電流指令値とｆ軸電流指令値とに基づいて回転子に生じる磁束の推定値である磁束推定値を算出し、第１のｑ軸電流指令値と磁束推定値とに基づいて最終トルク指令値を算出し、磁束推定値と最終トルク指令値とに基づいて第２のｑ軸電流指令値を算出する。そして、第２のｑ軸電流指令値とｄ軸電流指令値とｆ軸電流指令値とに基づいて、固定子電流と回転子電流とを制御する。

Description

本発明は、電動車両の制御方法、及び、制御装置に関する。

従来、ロータに永久磁石を用いる同期モータを動力源とする電動車両の制御方法として、モータと駆動輪との間を接続する駆動軸のねじり振動を低減する制振制御が用いられている。

しかしながら、モータに生じるロータ磁束が一定となる上記の同期モータに対して、ロータに永久磁石を用いない界磁巻線型同期モータでは、モータに生じるロータ磁束が変動するために上記の制振制御をそのまま適用することは困難である。

一方で、ＪＰ５９３９３１６Ｂでは、ロータ磁束が変動する誘導モータに上記の制振制御を適用する方法が開示されている。しかしながら、ＪＰ５９３９３１６Ｂに開示されているのは、励磁電流（γ軸電流）に基づいてトルク電流を補正することで上記の制振制御を誘導モータに適用する制御方法であるため、当該制御方法を、ｄ軸電流やロータの界磁巻線に流れる電流（ｆ軸電流）をも考慮する必要がある界磁巻線型同期モータに適用することはできない。

本発明は、モータと駆動輪との間を接続する駆動軸のねじり振動を低減する制振制御を、界磁巻線型同期モータに適用する技術を提供することを目的とする。

本発明の一態様における電動車両の制御方法は、回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータを駆動源とする電動車両において、固定子巻線に流れる固定子電流と回転子巻線に流れる回転子電流とを制御する電動車両の制御方法である。当該制御方法は、車両情報に基づいて基本トルク指令値を設定し、基本トルク指令値と車両情報とに基づいて、固定子電流に対するｄ軸電流指令値および第１のｑ軸電流指令値と、回転子電流に対するｆ軸電流指令値とを算出し、ｄ軸電流指令値とｆ軸電流指令値とに基づいて回転子に生じる磁束の推定値である磁束推定値を算出し、第１のｑ軸電流指令値と磁束推定値とに基づいて最終トルク指令値を算出し、磁束推定値と最終トルク指令値とに基づいて第２のｑ軸電流指令値を算出する。そして、第２のｑ軸電流指令値とｄ軸電流指令値とｆ軸電流指令値とに基づいて、固定子電流と回転子電流とを制御する。

本発明の実施形態については、添付された図面とともに以下に詳細に説明する。

図１は、第１実施形態の電動車両の制御方法が適用される車両システムの概略構成図である。 図２は、電動モータコントローラによって行われる処理の流れを示すフローチャートである。 図３は、アクセル開度−トルクテーブルの一例を示す図である。 図４は、第１実施形態のモータ制御システムのブロック図である。 図５は、ｑ軸電流制御部のブロック図である。 図６は、ｄ軸電流制御部のブロック図である。 図７は、ｆ軸電流制御部のブロック図である。 図８は、制振制御演算処理部のブロック図である。 図９は、磁束推定器のブロック図である。 図１０は、第１実施形態のリラクタンストルク等価磁束推定器のブロック図である。 図１１は、第１実施形態の界磁磁束推定器のブロック図である。 図１２は、電動車両の運動方程式を説明する図である。 図１３は、第１実施形態の電動車両の制御方法による制御結果を示すタイムチャートである。 図１４は、第２実施形態のモータ制御システムのブロック図である。 図１５は、ｆ軸電流制御部のブロック図である。 図１６は、ｆ軸Ｆ／Ｆ補償器のブロック図である。 図１７は、ｆ軸電流モデルのブロック図である。 図１８は、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルのブロック図である。 図１９は、ｆ軸リミット処理部のブロック図である。 図２０は、ｆ軸リミット処理部のブロック図の他の一例である。 図２１は、ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器のブロック図である。 図２２は、ｆ軸ロバスト補償器のブロック図である。 図２３は、モータの制御処理を示すフローチャートである。 図２４は、第２実施形態の界磁磁束推定器のブロック図である。 図２５は、第２実施形態のリラクタンストルク等価磁束推定器のブロック図である。 図２６は、第２実施形態の電動車両の制御方法による制御結果を示すタイムチャートである。

＜第１実施形態＞
図１は、本発明の一実施形態に係る電動車両の制御方法が適用されるモータ制御システム１００の構成例を示すブロック図である。なお、電動車両とは、車両の駆動源の一部または全部として、少なくとも一つの巻線界磁型の同期モータ（以下単にモータともいう）を備え、モータの駆動力により走行可能な自動車のことであり、電気自動車や、ハイブリッド自動車が含まれる。

バッテリ１は、巻線界磁型同期モータ４の駆動電力の放電、および、モータ４の回生電力の充電を行う。

電動モータコントローラ２（以下単にコントローラともいう）は、例えば、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および、入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）から構成される。コントローラ２には、車速Ｖ、アクセル開度θ、モータ４の電気角θｒｅ、モータ４の固定子電流（三相交流の場合は、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）、モータ４の回転子電流（ｉｆ）等の車両状態を示す各種車両変数の信号がデジタル信号として入力される。コントローラ２は、入力された信号に基づいてモータ４を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。また、コントローラ２は、生成したＰＷＭ信号に応じてインバータ３の駆動信号を生成する。

インバータ３は、固定子電流を制御するために相ごとに備えられた２個のスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴ等のパワー半導体素子）をオン／オフすることにより、バッテリ１から供給される直流の電流を交流に変換あるいは逆変換し、モータ４に所望の電流を流す。また、インバータ３は、回転子電流を制御するために回転子巻線の両端にそれぞれ２対（計４個）のスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴ等のパワー半導体素子）を接続し、これらを駆動信号に応じてオン／オフすることにより、回転子巻線に所望の電流を流す。ただし、回転子へ流す電流の方向が一方向のみの場合には、２対のスイッチング素子のうち、対角に位置するスイッチング素子２つをダイオードに置き換えてもよい。

巻線界磁型同期モータ４（以下、単に「モータ４」という）は、回転子巻線（界磁巻線）を有する回転子と、固定子巻線（電機子巻線）を有する固定子とを備える巻線界磁型の同期モータである。本実施形態のモータ制御システム１００が車両に搭載される場合、モータ４は車両の駆動源となる。詳細は後述するが、モータ４は、回転子巻線を流れる回転子電流と、固定子巻線を流れる固定子電流とが制御されることによって制御される。モータ４は、インバータ３から供給される電流により駆動トルクを発生し、減速機５および駆動軸８を介して、左右の駆動輪９に駆動力を伝達する。また、モータ４は、車両の走行時に駆動輪９に連れ回されて回転するときに、回生駆動力を発生させることで、車両の運動エネルギーを電気エネルギーとして回収する。この場合、インバータ３は、モータ４の回生運転時に発生する交流電流を直流電流に変換して、バッテリ１に供給する。

電流センサ７は、モータ４の固定子巻線に流れる３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（固定子電流）を検出するとともに、モータ４の回転子巻線に流れる電流ｉｆ（回転子電流）を検出する。ただし、固定子電流については、３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの和は０であるため、任意の２相の電流を検出して、残りの１相の電流は演算により求めてもよい。

回転センサ６は、例えば、レゾルバやエンコーダであり、モータ４の回転子位相αを検出する。

図２は、コントローラ２によって行われる処理の流れを示すフローチャートである。ステップＳ２０１からステップＳ２０４に係る処理は、車両システムが起動している間、一定の間隔で常時実行されるようにコントローラ２にプログラムされている。

ステップＳ２０１では、車両状態を示す信号がコントローラ２に入力される。ここでは、車速Ｖ（ｋｍ／ｈ）、アクセル開度θ（%）、モータ４の電気角θｒｅ、モータ４のモータ回転数Ｎｍ（ｒｐｍ）、モータ４に流れる電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、ｉｆ、及び、バッテリ１の直流電圧値Ｖ_dc（Ｖ）が入力される。

車速Ｖ（ｋｍ／ｈ）は、図示しないメータや、車速センサ、または、ブレーキコントローラ等の他のコントローラより通信にて取得される。あるいは、コントローラ２は、回転子機械角速度ωｍにタイヤ動半径ｒを乗算し、ファイナルギヤのギヤ比で除算することにより車両速度ｖ（ｍ／ｓ）を求め、ｍ／ｓからｋｍ／ｓへの単位変換係数（３６００／１０００）を乗算することにより、車速Ｖ（ｋｍ／ｈ）を求める。

アクセル開度θ（%）は、図示しないアクセル開度センサから取得する。なお、アクセル開度θ（%）は、図示しない車両コントローラ等の他のコントローラから取得するようにしても良い。

モータ４の電気角θ_re（ｒａｄ）は、回転センサ６から取得される。モータ４の回転数Ｎ_m（ｒｐｍ）は、電気角速度ω_reを電動モータの極対数ｐで除算して、モータ４の機械的な角速度であるモータ回転数検出値ω_m（ｒａｄ／ｓ）を求め、求めたモータ回転数検出値ω_mに、ｒａｄ／ｓからｒｐｍへの単位変換係数（６０／（２π））を乗算することによって求められる。

モータ４に流れる電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、およびｉｆ（Ａ）は、電流センサ７から取得される。

直流電流値Ｖ_dc（Ｖ）は、バッテリ１とインバータ３間の直流電源ラインに設けられた電圧センサ（不図示）により検出する。なお、直流電圧値Ｖ_dc（Ｖ）は、バッテリコントローラ（不図示）から送信される信号により検出するようにしてもよい。

ステップＳ２０２では、モータトルク指令値算出処理が実行される。モータトルク指令値算出処理では、ステップＳ２０１で入力されたアクセル開度θ及び車速Ｖに基づいて、図３に示すアクセル開度−トルクテーブルを参照することにより、モータトルク指令値（基本トルク指令値）Ｔ_m ^*が設定される。

ステップＳ２０３では、制振制御演算処理が実行される。具体的には、コントローラ２は、ステップＳ２０２で設定されたモータトルク指令値Ｔ_m ^*に基づいて、駆動軸トルクの応答を無駄にすることなく駆動力伝達系振動（駆動軸８のねじり振動など）を抑制するｑ軸電流指令値Ｉ_q2 ^*、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*、及び、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*を算出する。制振制御演算処理の詳細については後述する。

ステップＳ２０４では、電流制御演算処理が実行される。電流制御演算処理では、ｄ軸電流ｉ_d、ｑ軸電流ｉ_q及びｆ軸電流ｉ_fを、ステップＳ２０３で求めたｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*及びｆ軸電流指令値Ｉ_f1 ^*とそれぞれ一致させるための電流制御が行われる。電流制御演算処理の詳細について、以下図４を用いて説明する。

図４は、モータ制御システム１００の構成例を示す図であって、コントローラ２が一機能部として備える電流制御演算処理部２ａの制御ブロック図である。コントローラ２は、電流制御演算処理部２ａを用いてステップＳ２０４に係る電流制御演算処理を実行する。

電流制御演算処理部２ａは、固定子ＰＷＭ変換部４０１と、回転子ＰＷＭ変換部４０２と、先読み補償部４０３と、座標変換部４０４、４１０と、非干渉制御部４０５と、ｑ軸電流制御部４０６と、ｄ軸電流制御部４０７と、ｆ軸電流制御部４０８と、電圧指令値演算部４０９と、Ａ／Ｄ変換部４１１と、を備える。

固定子ＰＷＭ変換部４０１は、後述の座標変換部４１０から出力される三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*に基づいて、インバータ３が備える固定子用スイッチング素子へのＰＷＭ_Ｄｕｔｙ駆動信号（強電素子駆動信号）Ｄ_uu ^*、Ｄ_ul ^*、Ｄ_vu ^*、Ｄ_vl ^*、Ｄ_wu ^*、Ｄ_wl ^*を生成し、インバータ３に出力する。

回転子ＰＷＭ変換部４０２は、後述のｆ軸電圧指令値ｖ_f ^*に基づいて、インバータ３が備える回転子用スイッチング素子へのＰＷＭ_Ｄｕｔｙ駆動信号Ｄ_fu ^*、Ｄ_fl ^*を生成し、インバータ３に出力する。

インバータ３は、固定子ＰＷＭ変換部４０１が生成するＰＷＭ_Ｄｕｔｙ駆動信号に基づいて、モータ４の固定子巻線に流れるｄｑ軸電流ｉ_d、ｉ_qを制御するための交流電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wを生成し、モータ４に供給する。また、インバータ３は、回転子ＰＷＭ変換部４０２が生成するＰＷＭ_Ｄｕｔｙ駆動信号に基づいて、モータ４の回転子巻線に流れるｆ軸電流ｉ_fを制御するためのｆ軸電圧ｖ_fを生成し、モータ４に供給する。

電流センサ７は、インバータ３からモータ４に供給される三相交流電流のうち、少なくとも２相の電流、例えば、ｕ相電流ｉ_u、ｖ相電流ｉ_vを検出する。検出された２相の電流ｉ_u、ｉ_vは、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部４１０でデジタル信号に変換され、座標変換部４０４に入力される。また、電流センサ７は、インバータ３からモータ４に供給されるｆ軸電流ｉ_fを検出する。検出されたｆ軸電流ｉ_fは、Ａ／Ｄ変換部４１１でデジタル信号に変換され、ｆ軸電流制御部４０８に出力される。

先読み補償部４０３は、電気角度θ_reと電気角速度ω_reとを入力して、電気角速度ω_reと制御系が持つむだ時間との乗算値を電気角θ_reに加算することにより、先読み補償後電気角θ_re'を算出する。先読み補償後電気角θ_re'は、座標変換部４１０に出力される。

座標変換部４０４は、３相交流座標系（ｕｖｗ軸）から直交２軸直流座標系（ｄ−ｑ軸）への変換を行う。具体的には、座標変換部４０４は、ｕ相電流ｉ_u、ｖ相電流ｉ_v、ｗ相電流ｉ_w、及び電気角θ_reとから、以下式（１）を用いて座標変換処理を行うことによって、ｄ軸電流ｉ_dとｑ軸電流ｉ_qを算出する。

非干渉制御部４０５は、電気角速度ω_reと、ｑ軸、ｄ軸、ｆ軸電流制御部４０６、４０７、４０８から出力されるｄ軸電流規範応答ｉｄ＿ｒｅｆ、ｑ軸電流規範応答ｉ_{q_ref}、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}、ｄ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}、およびｆ軸電流規範応答の部分値ｓ・ｉ_{f_ref}とを入力して、ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、及びｖ_{f_dcpl}を以下式（２）で示す電圧方程式を用いて算出する。以下式（２）は、本発明の制御対象である巻線界磁型同期モータ４の電圧方程式である。

ただし、上記式（２）の各パラメータは以下のとおりである。なお、式中のｓはラプラス演算子である。
ｉ_d ： ｄ軸電流
ｉ_q ： ｑ軸電流
ｉ_f ： ｆ軸電流
ｖ_d ： ｄ軸電圧
ｖ_q ： ｑ軸電圧
ｖ_f ： ｆ軸電圧
Ｌ_d ： ｄ軸インダクタンス
Ｌ_q ： ｑ軸インダクタンス
Ｌ_f ： ｆ軸インダクタンス
Ｍ ： 固定子／回転子間の相互インダクタンス
Ｌ_d' ： ｄ軸動的インダクタンス
Ｌ_q' ： ｑ軸動的インダクタンス
Ｌ_f' ： ｆ軸動的インダクタンス
Ｍ' ： 固定子／回転子間の動的相互インダクタンス
Ｒ_a ： 固定子巻線抵抗
Ｒ_f ： 回転子巻線抵抗
ω_re ： 電気角速度

ここで、非干渉制御部４０５による非干渉制御が理想的に機能すれば、上記式（２）の電圧方程式は、以下式（３）に示すように対角化することができる。

上記式（３）によれば、ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸の電圧から電流までの特性は、それぞれ以下式（４）、（５）、及び（６）に示すとおりの一次遅れとなる。

ｑ軸電流制御部４０６は、実際の電流（実電流）の計測値であるｑ軸電流ｉ_qをｑ軸電流指令値（第２のｑ軸電流指令値）ｉ_q2 ^*に定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第１のｑ軸電圧指令値ｖ_{q_dsh}を算出して、電圧指令値演算部４０９に出力する。ｑ軸電流制御部４０６の詳細は、図５を用いて後述する。

ｄ軸電流制御部４０７は、実際の電流（実電流）の計測値であるｄ軸電流ｉ_dをｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*に定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第１のｄ軸電圧指令値ｖ_{d_dsh}を算出して、電圧指令値演算部４０９に出力する。ｄ軸電流制御部４０７の詳細は、図６を用いて後述する。

ｆ軸電流制御部４０８は、実際の電流（実電流）の計測値であるｆ軸電流ｉ_fをｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*に定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}を算出して、電圧指令値演算部４０９に出力する。ｆ軸電流制御部４０８の詳細は、図７を用いて後述する。

図５は、本実施形態のｑ軸電流制御部４０６の詳細を説明する図である。ｑ軸電流制御部４０６は、制御ブロック５０１と、ゲイン５０２、５０３と、積分器５０４と、減算器５０５と、加算器５０６とを含んで構成される。

制御ブロック５０１は、ｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*に対する実電流ｉ_qの応答遅れを模擬した一次遅れの伝達特性１／（τ_qs＋１）である。制御ブロック５０１は、ｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*を入力とし、ｑ軸電流規範応答ｉ_{q_ref}を出力する。なお、伝達特性１／（τ_qs＋１）にかかるτ_qは、ｑ軸電流規範応答時定数である。

ゲイン５０２は、比例ゲインＫ_pqであって、以下式（７）で表される。ゲイン５０２は、ｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*とｑ軸電流ｉ_qとの偏差を入力とし、入力値に比例ゲインＫ_pqを乗算して得た値を加算器５０６に出力する。

ゲイン５０３は、積分ゲインＫ_iqであって、以下式（８）で表される。ゲイン５０３は、ｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*とｑ軸電流ｉ_qとの偏差を入力とし、入力値に比例ゲインＫ_iqを乗算して得た値を積分器５０４に出力する。積分器５０４の出力は、加算器５０６に入力される。

そして、加算器５０６は、ゲイン５０２の出力と積分器５０４の出力とを加算することにより第１のｑ軸電圧指令値Ｖ_{q_dsh}を算出する。以上の通り、ｑ軸電流制御部４０６は、ゲイン５０２、５０３の各ゲインを上記式（７）、（８）のように設定することにより、ｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*からｑ軸電流ｉ_qまでの伝達特性を下記式（９）で示す規範応答に一致させることができる。

図６は、本実施形態のｄ軸電流制御部４０７の詳細を説明する図である。ｄ軸電流制御部４０７は、制御ブロック６０１、６０２と、ゲイン６０３、６０４と、積分器６０５と、減算器６０６と、加算器６０７とを含んで構成される。

制御ブロック６０１は、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*に対する実電流（ｄ軸電流ｉ_d）の応答遅れを模擬した一次遅れの伝達特性（ｄ軸電流伝達特性）１／（τ_ds＋１）である。制御ブロック６０１は、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*を入力とし、ｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}を出力する。なお、伝達特性１／（τ_ds＋１）にかかるτ_dは、ｄ軸電流規範応答時定数である。

制御ブロック６０２は、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*に対するｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}の微分値を算出する伝達特性ｓ／（τ_ds＋１）である。制御ブロック６０２は、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*を入力とし、ｄ軸電流規範応答微分値ｓ・ｉ_{d_ref}を出力する。

ゲイン６０３は、比例ゲインＫ_pdであって、以下式（１０）で表される。ゲイン６０３は、ｄ軸電流指令値ｉ_d1＊とｄ軸電流ｉ_dとの偏差を入力とし、入力値に比例ゲインＫ_pdを乗算して得た値を加算器６０７に出力する。

ゲイン６０４は、積分ゲインＫ_idであって、以下式（１１）で表される。ゲイン６０４は、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*とｄ軸電流ｉ_dとの偏差を入力とし、入力値に比例ゲインＫ_idを乗算して得た値を積分器６０５に出力する。積分器６０５の出力は、加算器６０７に入力される。

そして、加算器６０７は、ゲイン６０３の出力と積分器６０５の出力とを加算することにより第１のｄ軸電圧指令値ｖ_{d_dsh}を算出する。以上の通り、ｄ軸電流制御部４０７は、ゲイン６０３、６０４の各ゲインを上記式（１０）、（１１）のように設定することにより、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*からｄ軸電流ｉ_dまでの伝達特性を下記式（１２）で示す規範応答に一致させることができる。

図７は、本実施形態のｆ軸電流制御部４０８の詳細を説明する図である。ｆ軸電流制御部４０８は、制御ブロック７０１、７０２と、ゲイン７０３、７０４と、積分器７０５と、減算器７０６と、加算器７０７とを含んで構成される。

制御ブロック７０１は、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*に対する実電流ｉ_fの応答遅れを模擬した一次遅れの伝達特性１／（τ_fs＋１）である。制御ブロック７０１は、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*を入力とし、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}を出力する。なお、伝達特性１／（τ_fs＋１）にかかるτ_fは、ｆ軸電流規範応答時定数である。

制御ブロック７０２は、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*に対するｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}の微分値を算出する伝達特性ｓ／（τ_fs＋１）である。制御ブロック７０２は、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*を入力とし、ｆ軸電流規範応答微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を出力する。

ゲイン７０３は、比例ゲインＫ_pfであって、以下式（１３）で表される。ゲイン７０３は、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*とｆ軸電流ｉ_fとの偏差を入力とし、入力値に比例ゲインＫ_pfを乗算して得た値を加算器７０７に出力する。

ゲイン７０４は、積分ゲインＫ_ifであって、以下式（１４）で表される。ゲイン７０４は、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*とｆ軸電流ｉ_fとの偏差を入力とし、入力値に比例ゲインＫ_ifを乗算して得た値を積分器７０５に出力する。積分器７０５の出力は、加算器７０７に入力される。

そして、加算器７０７は、ゲイン７０３の出力と積分器７０５の出力とを加算することにより第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}を算出する。以上の通り、ｆ軸電流制御部４０８は、ゲイン７０３、７０４の各ゲインを上記式（１３）、（１４）のように設定することにより、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*からｆ軸電流ｉ_fまでの伝達特性を下記式（１５）で示す規範応答に一致させることができる。

図４に戻って説明を続ける。電圧指令値演算部４０９は、ｑ軸電流制御部４０６、ｄ軸電流制御部４０７、及び、ｆ軸電流制御部４０８の各出力である第１のｑ軸電圧指令値ｖ_{q_dsh}、第１のｄ軸電圧指令値ｖ_{d_dsh}、及び、第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}を、非干渉制御部４０５の出力である非干渉電圧ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を用いて補正（本実施形態では加算）する。そして、電圧指令値演算部４０９は、当該補正により得た、第２のｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*、及び、第２のｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を座標変換部４１０に出力するとともに、第２のｆ軸電圧指令値ｖ_f ^*を回転子ＰＷＭ変換部４０２に出力する。

座標変換部４１０は、電気角速度ω_reで回転する直交２軸直流座標系（ｄ‐ｑ軸）から３相交流座標系（ｕｖｗ相）への変換を行う。具体的には、座標変換部４１０は、入力される第２のｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*、第２のｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*、及び、先読み補償後電気角θ_re'から、以下式（１６）を用いて座標変換処理を行うことによって、ｕｖｗ各相の電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出する。

続いて、ステップＳ２０３（図２参照）で実行される制振制御処理の詳細について説明する。

図８は、コントローラ２が一機能部として備える制振制御演算処理部２ｂの制御ブロック図である。コントローラ２は、制振制御演算処理部２ｂを用いてステップＳ２０３に係る制振制御処理を実行する。

制振制御演算処理部２ｂは、第１の電流指令値演算器８０１と、磁束推定器８０２と、第１のトルク指令値演算器８０３と、第２のトルク指令値演算器８０４と、第２のｑ軸電流指令値演算器８０５とを含んで構成される。

第１の電流指令値演算器８０１は、モータトルク指令値Ｔ_m ^*と、モータ回転数（機械角速度）ω_rmと、直流電圧Ｖ_dcとを入力とし、ｑ軸電流指令値ｉ_q1 ^*、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*、及びｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*を算出する。第１の電流指令値演算器８０１は、ｑ軸電流指令値ｉ_q1 ^*、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*、及びｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*の各々と、モータトルク指令値（基本トルク指令値）Ｔ_m ^*、モータ回転数（機械角速度）ω_rm、及び直流電圧Ｖ_dcとの関係を定めたマップデータを予め記憶しており、当該マップデータを参照することにより各値を算出する。算出されたｑ軸電流指令値ｉ_q1 ^*は、第１のトルク指令値演算器８０３に出力され、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*、及びｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*は、磁束推定器８０２に出力される。

図９は、磁束推定器８０２の制御ブロック図である。磁束推定器８０２は、リラクタンストルク等価磁束推定器９０１と、界磁磁束推定器９０２と、加算器９０３とを含んで構成される。

リラクタンストルク等価磁束推定器９０１は、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*を入力とし、リラクタンス等価磁束推定値φｒ＾を算出する。界磁磁束推定器９０２は、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*を入力とし、界磁磁束推定値φｆ＾を算出する。そして、加算器９０３は、リラクタンス等価磁束推定値φｒ＾と、界磁磁束推定値φｆ＾とを足し合わせて磁束推定値φ＾を算出する。

図１０は、リラクタンストルク等価磁束推定器９０１の制御ブロック図である。リラクタンストルク等価磁束推定器９０１は、位相進み補償器１００１と、乗算器１００２とを含んで構成される。

位相進み補償器１００１は、ｄ軸電流応答遅れを模擬した１次遅れの伝達特性（ｄ軸電流伝達特性（制御ブロック６０１参照））に対して、ｑ軸電流応答を位相進み補償した伝達特性（τ_qs＋１）／（τ_ds＋１）である。位相進み補償器１００１は、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*に伝達特性（τ_qs＋１）／（τ_ds＋１）を用いた位相進み補償を施すことにより得た値を乗算器１００２に出力する。

乗算器１００２は、位相進み補償器１００１の出力に対して、ｄ軸インダクタンスＬ_dとｑ軸インダクタンスＬ_qとの差分Ｌ_d−Ｌ_qを乗算して、リラクタンストルク等価磁束推定値φｒ＾を算出する。ｄ軸インダクタンスＬ_dとｑ軸インダクタンスＬ_qとは、モータ４の任意の動作点（代表動作点）における値を使用しても良いし、予め記憶したマップデータを参照して求めてもよい。なお、ｄｑ軸電流ｉ_d、ｉ_qによって回転子に発生するリラクタンストルクは、下記式（１７）で表される。従って、下記式（１７）中の（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_dの項をリラクタンストルク等価磁束と定義することができる。ただし、ｐ_nは、モータ４の極対数である。

制振制御演算処理部２ｂは、位相進み補償器１００１によってｑ軸電流応答の位相進み補償を行ったリラクタンストルク等価磁束推定値φｒ＾を用いることにより、ｑ軸電流応答遅れが考慮されたｑ軸電流指令値（第２のｑ軸電流指令値）ｉ_q2 ^*を算出することができる。

図１１は、界磁磁束推定器９０２の制御ブロック図である。界磁磁束推定器９０２は、位相進み補償器１１０１と、乗算器１１０２とを含んで構成される。

位相進み補償器１１０１は、ｆ軸電流応答遅れを模擬した１次遅れの伝達特性（制御ブロック７０１参照）に対して、ｑ軸電流応答を進み補償した伝達特性（τ_qs＋１）／（τ_fs＋１）である。位相進み補償器１１０１は、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*に伝達特性（τ_qs＋１）／（τ_fs＋１）を用いて位相進み補償を施すことにより得た値を乗算器１１０２に出力する。

乗算器１１０２は、位相進み補償器１１０１の出力に対して、固定子と回転子との間の相互インダクタンスＭ_fを乗算して、界磁磁束推定値φｆ＾を算出する。相互インダクタンスＭ_fは，モータ４の任意の動作点（代表動作点）における値を使用しても良いし、予め記憶したマップデータを参照して求めてもよい。

制振制御演算処理部２ｂは、位相進み補償器１１０１によってｑ軸電流応答の進み補償を行った界磁磁束推定値φｆ＾を用いることにより、ｑ軸電流応答遅れが考慮されたｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*を算出することができる。以下、図８に戻って説明を続ける。

第１のトルク指令値演算器８０３は、ｑ軸電流指令値ｉ_q1 ^*と、磁束推定値φ＾と、モータ４の極対数ｐ_nとを乗算することにより第１のトルク指令値（制振制御前トルク指令値）Ｔ_m1 ^*を算出する。算出した第１のトルク指令値Ｔ_m1 ^*は、第２のトルク指令値演算器８０４に出力される。

第２のトルク指令値演算器８０４は、第１のトルク指令値Ｔ_m1 ^*に対して、以下式（１８）に基づいて、車両の駆動軸トルク伝達系の固有振動周波数成分を除去するフィルタ処理を行ういわゆる制振制御を行うことにより第２のトルク指令値（最終トルク指令値）Ｔ_m2 ^*を算出する。

ここで、車両の駆動軸トルク伝達系の固有振動周波数成分を除去するフィルタ（伝達関数）Ｇ_inv（ｓ）の導出について説明する。まず、図１２を参照して、車両の運動方程式について説明する。

図１２は、車両の駆動力伝達系を制御ブロック６０１化した図であり、同図における各パラメータは以下に示す通りである。
Ｊ_m：モータイナーシャ
Ｊ_w：駆動輪イナーシャ（１軸分）
Ｍ：車両の質量
Ｋ_d：駆動軸（ドライブシャフト）のねじり剛性
Ｋ_t：タイヤと路面の摩擦に関する係数
Ｎ_al：オーバーオールギヤ比
ｒ：タイヤ荷重半径
ω_m：モータ角速度
ω_w：駆動輪角速度
Ｔ_m：モータトルク
Ｔ_d：駆動軸トルク
Ｆ：駆動力（２軸分）
Ｖ：車体速度

図１２より以下の運動方程式（１９）〜（２３）を導くことができる。

上記式（１９）〜（２３）をラプラス変換して、モータトルクＴ_mからモータ角速度ω_mまでの伝達特性を求めると、次式（２４）、（２５）で表せる。

ただし、式（２４）、（２５）中のａ₃、ａ₂、ａ₁、ａ₀、ｂ₃、ｂ₂、ｂ₁、ｂ₀はそれぞれ次式（２６）で表される。

式（２５）を整理すると、Ｇ_p（ｓ）は、次式（２７）のように表すことができる。ただし、式（２７）中のζ_pとω_pはそれぞれ、駆動軸ねじり振動系の減衰係数と固有振動周波数である。

そして、車両へのトルク入力に対するモータ回転速度の応答目標を示す理想モデルＧ_m（ｓ）を以下式（２８）とすると、伝達関数Ｇ_inv（ｓ）は、以下式（２９）で表すことができる。ただし、式（２８）、（２９）中のζ_mとω_mはそれぞれ、駆動軸ねじり振動系の減衰係数と固有振動周波数である。

なお、車両がコーストや原則から加速するような場面において、ギヤのバックラッシュの影響を加味して車両の駆動軸トルク伝達系の固有振動周波数成分を除去する方法として、ＪＰ５９００６０９Ｂに開示された公知の方法を本実施形態の制振制御処理に適用することも可能である。

そして、図８で示す第２のｑ軸電流指令値演算器８０５は、第２のトルク指令値演算器８０４から出力される第２のトルク指令値Ｔ_m2 ^*と、磁束推定器８０２から出力される磁束推定値φ＾とを入力とし、以下式（３０）を用いてｑ軸電流指令値（第２のｑ軸電流指令値）ｉ_q2 ^*を算出する。算出されたｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*は、図４で示す電流制御演算処理部２ａのｑ軸電流制御部４０６に入力される。なお、上述した通り、磁束推定値φ＾は、車両情報に基づいて設定されるトルク指令値Ｔ_m ^*に応じて設定されたｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*とｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*とに基づいて算出される。すなわち、本実施形態のｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*は、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*およびｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*を考慮して、トルク指令値Ｔ_m ^*に応じて設定されたｑ軸電流指令値ｉ_q1 ^*を補正することにより算出される。これにより、制振制御演算処理部２ｂは、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*によって発生するリラクタンストルクと、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*によって発生する界磁磁束との影響を考慮して、駆動軸トルク伝達系のねじり振動が発生することを抑制することができる。

以下では、図１３を参照して、上述した第１実施形態の電動車両の制御方法（制振制御処理）による作用効果について説明する。

図１３は、本実施形態の制御結果を示すタイムチャートである。横軸は時間を表し、縦軸は、左側の上から順に、モータトルク指令値［Ｎｍ］、車両前後加速度［ｍ／ｓ２］、及びｆ軸電圧［Ｖ］を表し、右側の上から順に、ｑ軸電流指令値［Ａ］、ｄ軸電流指令値［Ａ］、及びｆ軸電流指令値［Ａ］を表している。図中の実線は本実施形態を示し、点線は従来技術による制御（従来例）を示している。

図１３で表されるのは、車両が停止した状態から、時刻ｔ１のタイミングでモータトルク指令値をステップ状に変化させて（立ち上げて）加速した場面である。

本タイムチャートにおける本実施形態の制御では、ｆ軸電流規範応答時定数（制御ブロック７０１（τ_f）参照）をｆ軸電圧飽和が発生しない値に設定している。本実施形態が適用された場合には、ｄ軸電流ｉ_dとｆ軸電流ｉ_fを考慮して算出されるｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*によって駆動軸ねじり振動を抑制するモータトルクが実現されるので（図８参照）、図中の実線で示されるとおり車両前後加速度振動が抑制される。

一方、従来制御では、ｑ軸電流指令値を算出される際にｆ軸電流が考慮されていないので、駆動軸ねじり振動が発生し、点線で示されるように車両前後加速度振動が発生してしまう。

以上、第１実施形態の電動車両の制御方法は、回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータ４を駆動源とする電動車両において、固定子巻線に流れる固定子電流と回転子巻線に流れる回転子電流とを制御する電動車両の制御方法である。当該制御方法は、車両情報に基づいて基本トルク指令値Ｔ_m＊を設定し、基本トルク指令値と車両情報とに基づいて、固定子電流に対するｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*および第１のｑ軸電流指令値ｉ_q1 ^*と、回転子電流に対するｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*とを算出し、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*とｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*とに基づいて回転子に生じる磁束の推定値である磁束推定値φ＾を算出し、第１のｑ軸電流指令値ｉ_q1 ^*と磁束推定値φ＾とに基づいて最終トルク指令値Ｔ_m2 ^*を算出し、磁束推定値φ＾と最終トルク指令値Ｔ_m2 ^*とに基づいて第２のｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*を算出する。そして、第２のｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*とｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*とｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*とに基づいて、固定子電流と回転子電流とを制御する。これにより、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*およびｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*を考慮して第２のｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*を算出することができるので、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*によって発生するリラクタンストルクと、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*によって発生する界磁磁束との影響を考慮して、巻線界磁型同期モータ４を駆動源とする電動車両の駆動軸トルク伝達系のねじり振動を抑制する制振制御を適用することができる。

また、第１実施形態の電動車両の制御方法によれば、最終トルク指令値Ｔ_m2 ^*は、第１のｑ軸電流指令値ｉ_q1 ^*と磁束推定値φ＾とに基づいて算出される制振制御前トルク指令値Ｔ_m1 ^*に対して、電動車両の駆動軸トルク伝達系の固有振動周波数成分を除去するフィルタＧ_inv（ｓ）を用いて当該駆動軸トルク伝達系のねじり振動を抑制する制振制御を施すことにより算出される。これにより、電動車両の駆動軸トルク伝達系のねじり振動を抑制する制振制御を適用して、巻線界磁型同期モータ４を駆動源とする電動車両の駆動軸トルク伝達系のねじり振動が発生することを抑制することができる。

また、第１実施形態の電動車両の制御方法によれば、第２のｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*は、最終トルク指令値Ｔ_m2 ^*を磁束推定値φ＾で除算することにより算出される。これにより、制振制御が施された最終トルク指令値Ｔ_m2 ^*を実現するｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*を算出することができる。

また、第１実施形態の電動車両の制御方法によれば、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*に基づいて回転子の界磁磁束の推定値である界磁磁束推定値φｆ＾を算出し、ｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*に基づいて、回転子に生じるリラクタンストルクの等価磁束推定値φｒ＾を算出し、磁束推定値φ＾は、界磁磁束推定値φｆ＾と等価磁束推定値φｒ＾とを加算することにより算出される。これにより、ｄ軸電流ｉ_dおよびｆ軸電流ｉ_fの影響を考慮しつつ、制振制御が施された最終トルク指令値Ｔ_m2 ^*を実現するｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*を算出することができる。

また、第１実施形態の電動車両の制御方法によれば、界磁磁束推定値φ＾は、回転子電流を構成するｆ軸電流ｉ_fのｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*に対する応答遅れを模擬したｆ軸電流伝達特性に対してｑ軸電流応答を位相進み補償するように構成された伝達特性（制御ブロック１１０１）を用いて算出される。これにより、ｄ軸電流ｉ_dに対するｑ軸電流応答遅れが考慮されたｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*を算出することができる。

また、第１実施形態の電動車両の制御方法によれば、ｆ軸電流伝達特性は、一次遅れの伝達関数である。これにより、ｆ軸電圧飽和が発生しない場合のｆ軸電流応答を適切に模擬することができる。

また、第１実施形態の電動車両の制御方法によれば、等価磁束推定値φｒ＾は、固定子電流を構成するｄ軸電流ｉｄのｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*に対する応答遅れを模擬したｄ軸電流伝達特性に対してｑ軸電流応答を位相進み補償するように構成された伝達特性（制御ブロック１００１）を用いて算出される。これにより、ｆ軸電流ｉ_fに対するｑ軸電流応答遅れが考慮されたｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*を算出することができる。

＜第２実施形態＞
以下では、第２実施形態の電動車両の制御方法について説明する。第１実施形態では、非干渉制御部４０５による非干渉制御が理想的に機能した場合には、ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸の電圧から電流までの特性がそれぞれ上記式（４）、（５）、及び（６）に示すとおりの一次遅れとなることを説明した。しかしながら、ｆ軸電圧が飽和する場合には、ｆ軸電流応答が一次遅れの規範応答に一致しなくなる。本実施形態の電動車両の制御方法は、ｆ軸電圧飽和を考慮してｆ軸電流ｉ_fを制御することを前提に適用される制御方法であって、特に、制振制御演算処理部２ｂが備える磁束推定器８０２の構成が第１実施形態と相違する。

本実施形態の磁束推定器８０２の説明に先立って、ｆ軸電圧飽和を考慮してｆ軸電流ｉ_fを制御する方法について説明する。なお、ｄ軸、ｑ軸における制御についてはｆ軸と同様であるため、説明を割愛し、以下ではｆ軸に関しての制御のみ説明する。

図１４は、第２実施形態のモータ制御システム２００の構成例を示す図である。本実施形態のモータ制御システム２００は、ｆ軸電流制御部４０８に、バッテリ１の電源電圧Ｖ_dcと、非干渉制御部４０５の出力である非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}が入力されている点が、第１実施形態と相違する。

ｆ軸電流制御部４０８の詳細について図１５を用いて説明する。図１５は、ｆ軸電流制御部４０８の制御ブロック図である。

ｆ軸電流制御部４０８においては、Ａ／Ｄ変換部４１１から入力されるｆ軸電流ｉ_fがｆ軸電流指令値ｉ_f ^*に定常偏差なく所望の応答性で追従するように第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}を算出する。さらに、ｆ軸電流制御部４０８は、後の処理にて用いられる、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}、及び、ｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を算出する。ｆ軸電流制御部４０８は、ｆ軸Ｆ／Ｆ（フィードフォワード）補償器２０１、ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２、ｆ軸ロバスト補償器２０３、及び、ｆ軸リミット処理部２０４により構成されており、以下ではそれぞれの詳細について説明する。

ｆ軸Ｆ／Ｆ補償器２０１は、ｆ軸電流指令値ｉ_f ^*を入力として、ｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}に加えて、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}、及び、その微分値であるｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を算出する。ｆ軸Ｆ／Ｆ補償器２０１は、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}、及び、その微分値であるｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を非干渉制御部４０５へと出力するとともに、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}をｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２へと出力する。ｆ軸Ｆ／Ｆ補償器２０１の詳細については、図３を用いて後述する。なお、図示されていないが、ｆ軸Ｆ／Ｆ補償器２０１には、バッテリ１から出力される電源電圧Ｖ_dc、及び、非干渉制御部４０５から出力される非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}が入力される。

ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２は、一般的なフィードバック補償を行う補償器である。ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２は、ｆ軸Ｆ／Ｆ補償器２０１において算出されるｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}に対して、電流センサ７によって測定されたｆ軸電流ｉ_fを負帰還させるＦ／Ｂ処理を行うことで、ｆ軸電流ｉ_fがｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}に追従するように、ｆ軸Ｆ／Ｂ補償電圧ｖ_{f_fb}を算出する。ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２は、ｆ軸Ｆ／Ｂ補償電圧ｖ_{f_fb}を加算器２０５へと出力する。ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２の詳細については、図２１を用いて後述する。なお、ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２は、Ｆ／Ｂ補償ステップを実行するブロックの一例である。

ｆ軸ロバスト補償器２０３は、後述のｆ軸リミット処理部２０４において算出され最終的にｆ軸電流制御部４０８から出力される第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}と、ｆ軸電流ｉ_fとに基づいて、システムの堅牢性を確保するためのｆ軸ロバスト補償電圧ｖ_{f_rbst}を算出する。ｆ軸ロバスト補償器２０３は、ｆ軸ロバスト補償電圧ｖ_{f_rbst}を加算器２０６へと出力する。ｆ軸ロバスト補償器２０３の詳細については、図２２を用いて後述する。

ｆ軸リミット処理部２０４の前段には２つの加算器２０５、２０６が設けられている。ｆ軸Ｆ／Ｆ補償器２０１において算出されたｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}に対して、加算器２０５によりｆ軸Ｆ／Ｂ補償電圧ｖ_{f_fb}が加算され、さらに、加算器２０６によりｆ軸ロバスト補償電圧ｖ_{f_rbst}が加算される。そして、最終的な加算値が、ｆ軸リミット処理部２０４へと入力される。従って、ｆ軸リミット処理部２０４には、Ｆ／Ｆ指令値であるｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}に対して、Ｆ／Ｂ補償値であるｆ軸Ｆ／Ｂ補償電圧ｖ_{f_fb}、及び、ｆ軸ロバスト補償値であるｆ軸ロバスト補償電圧ｖ_{f_rbst}が加算されたものが入力される。

そして、ｆ軸リミット処理部２０４は、入力される電圧指令値を制限して第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}を算出する。ｆ軸リミット処理部２０４は、ｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}を電圧指令値演算部４０９、及び、ｆ軸ロバスト補償器２０３へと出力する。なお、ｆ軸リミット処理部２０４においては、図１９及び２０を用いて説明される後述のｆ軸リミット処理部３０３と同じ処理が行われる。

次に、ｆ軸Ｆ／Ｆ補償器２０１の詳細な構成について図１６を用いて説明する。図１６は、ｆ軸Ｆ／Ｆ補償器２０１の詳細なブロック図である。ｆ軸Ｆ／Ｆ補償器２０１は、ｆ軸電流モデル３０１と、ｆ軸電流擬似Ｆ／Ｂモデル３０２と、ｆ軸リミット処理部３０３とを有する。

ｆ軸電流モデル３０１は、ｆ軸電圧からｆ軸電流までの規範応答特性をモデル化したフィルタである。ｆ軸電流モデル３０１は、後述のｆ軸リミット処理部３０３から出力されるf軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}に対して、ｆ軸における電圧から電流までの規範応答モデルを用いたフィルタリング処理することで、規範応答であるｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}を算出し、非干渉制御部４０５、及び、ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２へと出力する。また、ｆ軸電流モデル３０１は、後の処理で用いるために、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}の微分値であるｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を非干渉制御部４０５へと出力する。ｆ軸電流モデル３０１の詳細については、図１７を用いて後述する。

ｆ軸電流擬似Ｆ／Ｂモデル３０２においては、電流指令値演算器１１３にて算出されるｆ軸電流指令値ｉ_f ^*に対して、ｆ軸電流モデル３０１から出力されるｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}が負帰還される。ｆ軸電流擬似Ｆ／Ｂモデル３０２は、ｆ軸電流指令値ｉ_f ^*に対してｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}を定常偏差なく所望の応答性で追従させるために、疑似ＦＢ電圧指令値ｖ_{f_pse_fb}を算出し、ｆ軸リミット処理部３０３へと出力する。ｆ軸電流擬似Ｆ／Ｂモデル３０２の詳細については、図１８を用いて後述する。

ｆ軸リミット処理部３０３は、ｆ軸電流疑似Ｆ／Ｂモデル３０２から出力される疑似ＦＢ電圧指令値ｖ_{f_pse_fb}に対して制限を行い、ｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}を算出し、加算器２０５、及び、ｆ軸電流モデル３０１へと出力する。ｆ軸リミット処理部３０３の詳細については、図１９、２０を用いて後述する。

なお、図示されていないが、ｆ軸リミット処理部３０３には、バッテリ１から出力される電源電圧Ｖ_dc、及び、非干渉制御部４０５から出力される非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}が入力される。図１５に示されるように、ｆ軸リミット処理部３０３から出力されるｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}は、加算器２０５、加算器２０６、及び、ｆ軸リミット処理部２０４を経て、第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}が算出される。すなわち、加算器２０５、加算器２０６、及び、ｆ軸リミット処理部２０４は、第１のｆ軸電圧指令値算出ステップを実行するブロックの構成の一例である。

このようにｆ軸Ｆ／Ｆ補償器２０１において、ｆ軸電流擬似Ｆ／Ｂモデル３０２に対して、測定されたｆ軸電流ｉ_fが負帰還されるＦ／Ｂ系ではなく、ｆ軸電流モデル３０１にて算出されるｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}が負帰還される疑似的なＦ／Ｂ系が構成される。このように擬似的なＦ／Ｂ系を実現することにより、応答性が悪いＦ／Ｂ制御を回避できるため、応答性の向上を図ることができる。

さらに、図１４に示されるように、ｆ軸電圧ｖ_fはバッテリ１により生成されるので、そのｆ軸電圧ｖ_fノ上限はバッテリ１の電源電圧Ｖ_dcにより制限されて飽和する。そこで、電源電圧Ｖ_dcでの飽和をモデル化したｆ軸リミット処理部３０３を設けて、第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}を制限してｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}を算出する。電圧飽和が考慮されたｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}がｆ軸電流疑似Ｆ／Ｂモデル３０２に帰還されることにより、回転制御の精度の向上を図ることができる。

次に、ｆ軸電流モデル３０１の詳細な構成について図１７を用いて説明する。図１７は、ｆ軸電流モデル３０１の詳細なブロック図である。ｆ軸電流モデル３０１は、乗算器１４０１、減算器１４０２、除算器１４０３、及び、積分器１４０４を有する。

乗算器１４０１は、ｆ軸電流モデル３０１の最終的な出力の１つであり後述の積分器１４０４から出力されるｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}に対して、回転子巻線抵抗Ｒ_fを乗算し、乗算結果を減算器１４０２へと出力する。この乗算結果は、規範応答の電圧値に相当する。

減算器１４０２は、ｆ軸リミット処理部３０３から出力されるｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}から、乗算器１４０１から出力される規範応答の電圧値を差し引き、その減算値を除算器１４０３に出力する。

除算器１４０３は、減算器１４０２にて算出される差分に対してｆ軸動的インダクタンスＬ_f ^'で除算し、除算結果を非干渉制御部４０５、及び、積分器１４０４へと出力する。このようにして、ｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}が算出される。

積分器１４０４は、除算器１４０３から出力されるｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を積分処理してｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}を算出し、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}を非干渉制御部４０５、ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２、及び、乗算器１４０１へと出力する。

このように、ｆ軸電流モデル３０１においては、最終的な出力の１つであるｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}が乗算器１４０１により回転子巻線抵抗Ｒ_fが乗算されて、入力であるｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}に対して負帰還させる。この負帰還の結果値を除算器１４０３によりｆ軸動的インダクタンスＬ_f ^'で除算することで、ｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}に基づくｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}、及び、その微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を求めることができる。

次に、ｆ軸電流疑似Ｆ／Ｂモデル３０２の詳細な構成について図１８を用いて説明する。図１８は、ｆ軸電流疑似Ｆ／Ｂモデル３０２の詳細なブロック図である。ｆ軸電流疑似Ｆ／Ｂモデル３０２は、フィルタ１５０１、フィルタ１５０２、及び、減算器１５０３を有する。

フィルタ１５０１は、電流指令値演算器１１３から出力されるｆ軸電流指令値ｉ_f ^*にゲインＧ_afを乗算し、そのフィルタ処理後の値を減算器１５０３へと出力する。

フィルタ１５０２は、ｆ軸電流モデル３０１から出力されるｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}にゲインＧ_bfを乗算し、そのフィルタ処理後の値を減算器１５０３へと出力する。

そして、減算器１５０３は、フィルタ１５０１の出力値からフィルタ１５０２の出力値を差し引くことで疑似Ｆ／Ｂ電圧指令値ｖ_{f_pse_fb}を算出し、疑似ＦＢ電圧指令値ｖ_{f_pse_fb}をｆ軸リミット処理部３０３へと出力する。すなわち、測定値ではないｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}が負帰還されることにより、擬似的なＦ／Ｂ制御が構成されることになる。

ただし、ゲインＧ_af及びゲインＧ_bfは、次式（３１）のように示すことができる。ただし、τ_fは、ｆ軸の電流制御規範応答時定数（ｆ軸電流規範応答時定数）である。

このように構成されることで、ｆ軸電流疑似Ｆ／Ｂモデル３０２においては、ｆ軸電流指令値ｉ_f ^*に対して、実際に測定されるｆ軸電流ｉ_fでなくｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}をＦ／Ｂ成分として用いて疑似的なＦ／Ｂ制御を実現することができる。

次に、ｆ軸リミット処理部３０３の詳細な構成について図１９を用いて説明する。図１９は、ｆ軸リミット処理部３０３の詳細なブロック図である。ｆ軸リミット処理部３０３は、比較器１６０１、反転器１６０２、比較器１６０３、及び、減算器１６０４、１６０５を有する。

比較器１６０１の前段に設けられる減算器１６０４においては、バッテリ１の電源電圧Ｖ_dcから非干渉制御部４０５から出力されるｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}を差し引いた減算値が求められる。そして、比較器１６０１は、ｆ軸電流疑似Ｆ／Ｂモデル３０２からの出力値である疑似ＦＢ電圧指令値ｖ_{f_pse_fb}と、減算器１６０４における減算値とを比較し、より小さな値を比較器１６０３へと出力する。

反転器１６０２は、電源電圧Ｖ_dcの符号を反転させる。

比較器１６０３の前段には減算器１６０５が設けられており、減算器１６０５においては、反転器１６０２の出力から、非干渉制御部４０５から出力されるｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}を差し引いた減算値が求められる。そして、比較器１６０３は、比較器１６０１の出力値と、減算器１６０５における減算値とを比較し、より大きな値をｆ軸電流モデル３０１、及び、加算器２０５へと出力する。

このような構成により、ｆ軸リミット処理部３０３においては、ｆ軸電流疑似Ｆ／Ｂモデル３０２の出力値である疑似ＦＢ電圧指令値ｖ_{f_pse_fb}に対して、ｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}を加算するだけの余裕を得るために、ｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}だけマイナスにオフセットされた電源電圧Ｖ_dcに基づく制限処理、具体的には、上限値が「Ｖ_dc−ｖ_{f_dcpl}」、下限値が「−Ｖ_dc−ｖ_{f_dcpl}」となる制限処理が行われる。

また、ｆ軸リミット処理部３０３を図２０に示されるように構成してもよい。図２０は、ｆ軸リミット処理部３０３の詳細なブロック図の他の一例である。この一例においては、ｆ軸リミット処理部３０３は、比較器１７０１、反転器１７０２、比較器１７０３、減算器１７０４、及び、加算器１７０５を有する。

比較器１７０１の前段には加算器１７０５が設けられており、加算器１７０５において、非干渉制御部４０５から出力されるｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}と、ｆ軸電流疑似Ｆ／Ｂモデル３０２から出力される疑似ＦＢ電圧指令値_{vf_pse_fb}とが加算される。そして、比較器１７０１は、バッテリ１の電源電圧Ｖ_dcと、加算器１７０５における加算結果とを比較し、より小さな値を比較器１７０３へと出力する。

反転器１７０２は、電源電圧Ｖ_dcの符号を反転させる。

比較器１７０３は、比較器１７０１からの出力と、反転器１７０２からの出力とを比較して、大きな値を減算器１７０４へと出力する。

減算器１７０４は、比較器１７０３の出力値から非干渉制御部４０５から出力されるｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}を差し引くことによりｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}を算出する。減算器１７０４は、ｆ軸Ｆ／Ｆ補償電圧ｖ_{f_ff}を、ｆ軸電流モデル３０１、及び、ｆ軸電流制御部４０８を構成する加算器２０５へ出力する。

このような構成としても、ｆ軸リミット処理部３０３においては、ｆ軸電流疑似Ｆ／Ｂモデル３０２の出力値である疑似ＦＢ電圧指令値ｖ_{f_pse_fb}に対して、ｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}を加算する余裕を得るために、ｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}だけマイナスにオフセットされた電源電圧Ｖ_dcに基づく制限処理、具体的には、上限値が「Ｖ_dc−ｖ_{f_dcpl}」、下限値が「−Ｖ_dc−ｖ_{f_dcpl}」となる制限処理が行われる。

次に、ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２の詳細について説明する。図２１は、ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２の詳細なブロック図である。ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２は、ブロック１８０１、乗算器１８０２、及び、減算器１８０３を有する。

ブロック１８０１は、遅延フィルタであって、制御系が持つむだ時間Ｌだけの遅延処理を行う。ブロック１８０１は、ｆ軸Ｆ／Ｆ補償器２０１から出力されるｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}の入力に対してｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}を遅延させ、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}とｆ軸電流ｉ_fの位相を合わせるためにむだ時間処理後ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref} ^'を算出し、乗算器１８０２の前段に設けられる減算器１８０３へ出力する。ここで、制御系が持つむだ時間Ｌとは制御演算遅れに相当するものとする。ブロック１８０１は、遅延ステップを実行するブロックの一例である。

減算器１８０３は、ブロック１８０１から出力されるむだ時間処理後ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref} ^'から、Ａ／Ｄ変換器１０７から出力されるｆ軸電流ｉ_fを差し引いて減算結果を算出する。

乗算器１８０２は、減算器１８０３における減算結果を入力として、ｆ軸Ｆ／ＢゲインＫ_fを乗算することによりｆ軸Ｆ／Ｂ補償電圧ｖ_{f_fb}を算出し、ｆ軸Ｆ／Ｂ補償電圧ｖ_{f_fb}を加算器２０５へ出力する。なお、ｆ軸Ｆ／ＢゲインＫ_fは、ゲイン余裕や位相余裕などの安定性が所定の基準を満足するように実験にて調整して値を決定する。

このように構成されることで、ｆ軸Ｆ／Ｂ補償器２０２において、ｆ軸電流ｉ_fに基づくｆ軸Ｆ／Ｂ補償電圧ｖ_{f_fb}が算出される。

図２２は、ｆ軸ロバスト補償器２０３の詳細なブロック図である。ｆ軸ロバスト補償器２０３は、ブロック１９０１、ブロック１９０２、ブロック１９０３、及び、減算器１９０４により構成される。

ブロック１９０１は、Ａ／Ｄ変換器１０７から出力されるｆ軸電流ｉ_fを入力に対してフィルタリング処理して第１のｆ軸電圧推定値ｖ_{f_est1}を算出し、ｆ軸電圧推定値ｖ_{f_est1}を減算器１９０４へ出力する。ブロック１９０１は、後述のブロック１９０３のローパスフィルタ１／（τ_{h_f}・ｓ＋１）を含む、（Ｌ_f ^'・ｓ＋Ｒ_f）／（τ_{h_f}・ｓ＋１）の特性を有する遅延フィルタである。

ブロック１９０２は、ブロック１８０１と同じ遅延フィルタである。ブロック１９０２は、ｆ軸リミット処理部２０４から出力される第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}に対して、制御系が持つむだ時間Ｌだけ遅延させて、第２のｆ軸電圧推定値ｖ_{f_est2}を算出する。そして、ブロック１９０２は、第２のｆ軸電圧推定値ｖ_{f_est2}をブロック１９０３へと出力する。

ブロック１９０３は、１／（τ_{h_f}・ｓ＋１）の特性を有するローパスフィルタである。ブロック１９０３は、ブロック１９０２から出力される第２のｆ軸電圧推定値ｖ_{f_est2}に対して、ローパスフィルタ処理を行い、第３のｆ軸電圧推定値ｖ_{f_est3}を算出する。そして、ブロック１９０３は、第３のｆ軸電圧推定値ｖ_{f_est3}を減算器１９０４へと出力する。

減算器１９０４は、第３のｆ軸電圧推定値ｖ_{f_est3}から第１のｆ軸電圧推定値ｖ_{f_est1}を差し引くことにより、ｆ軸ロバスト補償電圧ｖ_{f_rbst}を加算器２０６へと算出する。

このように、第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}に対して、遅延フィルタであるブロック１９０１、及び、ローパスフィルタであるブロック１９０３の処理を行う処理を行い、測定値に基づく第１のｆ軸電圧推定値ｖ_{f_est1}を減じることで、安定性をさらに向上させるためのｆ軸ロバスト補償電圧ｖ_{f_rbst}が算出される。

図２３は、上述の図１４乃至２２を用いて説明したモータ４の制御処理を示すフローチャートである。これらの制御は、コントローラ２が予め定められたプログラムを実行することにより、行われる。

ステップＳ１において、Ａ／Ｄ変換部４１１によって電流値（ｕ相電流ｉ_us、ｖ相電流ｉ_vs、及び、ｆ軸電流ｉ_f）、及びモータ４の電気角θ_reが取得される。

ステップＳ２において、ステップＳ１で取得された電気角θ_reに基づいて、機械角速度であるモータ回転数ω_rm、及び、電気角速度ω_reを算出する。

ステップＳ３において、先読み補償部４０３は、ステップＳ２にて算出される電気角度θ_reに基づいて、先読み補償後電気角θ_re ^'を算出する。

ステップＳ４において、座標変換部４０４は、ステップＳ１において算出されるｕ相電流ｉ_u、ｖ相電流ｉ_vに基づいてｄ軸電流ｉ_d、及び、ｑ軸電流ｉ_qを算出する。

ステップＳ５において、モータ回転数ω_rm、トルク指令値Ｔ^*、及び、電源電圧Ｖ_dcに基づいて、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*、及び、ｆ軸電流指令値ｉ_f ^*が算出される。

ステップＳ６において、ｑ軸電流制御部４０６、ｄ軸電流制御部４０７、及び、ｆ軸電流制御部４０８によって、第１のｄ軸電圧指令値ｖ_{d_dsh}、ｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}、ｄ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}、第１のｑ軸電圧指令値ｖ_{q_dsh}、ｑ軸電流規範応答ｉ_{q_ref}、第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}、及び、ｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}が算出される。

ステップＳ７において、非干渉制御部４０５は、ステップＳ２で算出される電気角速度ω_reと、ステップＳ６で算出されるｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}、ｄ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}、ｑ軸電流規範応答ｉ_{q_ref}、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}、及び、ｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}に応じて、非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を算出する。

ステップＳ８において、電圧指令値演算部４０９は、ステップＳ６にて算出される第１のｄ軸電圧指令値ｖ_{d_dsh}、第１のｑ軸電圧指令値ｖ_{q_dsh}、及び、第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}のそれぞれに対して、ステップＳ７算出される非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、及び、ｖ_{f_dcpl}を加算することで、第２のｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*、第２のｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*、及び、第２のｆ軸電圧指令値ｖ_f ^*を算出する。

ステップＳ９において、座標変換器４１０は、ステップＳ８にて算出される第２のｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*、第２のｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*、及び、第２のｆ軸電圧指令値ｖ_f ^*に対して座標変化処理を行うことにより、ｕｖｗ各相の電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出する。

このようにして、コントローラ２はステップＳ１〜Ｓ９の処理を実行することにより、モータ４を制御するための指令値が生成される。生成される指令値のうち、ステップＳ９にて算出される電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*は、ＰＷＭ変換器１０２、及び、インバータ１０３を介して、モータ４の固定子側の巻線に印加される。ステップＳ８にて算出される第２のｆ軸電圧指令値ｖ_f ^*は、ｆ軸電流出力部１０５を介して、モータ４の回転子側の巻線に印加される。このようにして、モータ１０１の回転制御が行われる。

以上がｆ軸電圧飽和を考慮してｆ軸電流ｉ_fを制御するモータ制御方法である。このようなモータ制御に制振制御処理を施す場合には、制振制御演算処理部２ｂが備える磁束推定器８０２を構成する界磁磁束推定器９０２に対して、ｆ軸電圧飽和を考慮した処理を施す必要がある。

図２４は、第２実施形態の界磁磁束推定器９０２の制御ブロック図である。本実施形態の界磁磁束推定器９０２は、制御ブロック２４０１、２４０４と、乗算器２４０２と、制御ブロック２４０３と、リミッタ２４０５と、加算器２４０６とを含んで構成される。

制御ブロック２４０１は、ｆ軸電圧ｖ_fからｆ軸電流ｉ_fまでの伝達特性をモデル化したｆ軸モデルである。当該ｆ軸モデルは、（τ_qs＋１）／（Ｌ_fｓ＋Ｒ_f）なる特性を有する。制御ブロック２４０１は、リミッタ２４０５から出力されるｆ軸電圧飽和特性を考慮したｆ軸電流規範応答ｖ_{fc_lim}を入力して、ｆ軸電圧ｖ_fからｆ軸電流ｉ_fまでの伝達特性を加味したｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}を算出し、乗算器２４０２と制御ブロック２４０４とに出力する。

乗算器２４０２は、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}に対して、固定子と回転子との間の相互インダクタンスＭ_fを乗算して、界磁磁束推定値φｆ＾を算出する。相互インダクタンスＭｆは，モータ４の任意の動作点（代表動作点）における値を使用しても良いし、予め記憶したマップデータを参照して求めてもよい。

制御ブロック２４０３は、ゲインＧ_afで構成される。ゲインＧ_afは、上記式（３０）で示す。制御ブロック２４０３は、入力されるｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*にゲインＧ_afを乗算して得た値を加算器２４０６に出力する。

制御ブロック２４０４は、ゲインＧ_bfと、１／（τ_qs＋１）とで構成されるフィルタである。ゲインＧ_bfは、上記式（３０）に示す。制御ブロック２４０４は、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}に対してフィルタリング処理して得た値を加算器２４０６に出力する。

加算器２４０６は、制御ブロック２４０３、２４０４の各出力値を足し合わせることによりｆ軸電圧指令値ｖ_fcを算出する。算出されたｆ軸電圧指令値ｖ_fcは、ｆ軸リミッタ２４０５に出力される。

このように、本実施形態の界磁磁束推定器９０２は制御ブロック２４０３と制御ブロック２４０４とを備えており、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*にゲインＧ_afが乗算するとともにｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}にゲインＧ_bfを乗算して電流Ｆ／Ｂ系（ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル）を構成する。これにより、ｆ軸電圧飽和がない場合にｆ軸電流応答を一次遅れの伝達特性（式（６）参照）に一致させることができる。

ｆ軸リミッタ２４０５は、ｆ軸電流指令値ｖ_fcを電源電圧Ｖ_dcに応じてリミット処理することによりｆ軸電圧飽和特性を模擬する。これにより、界磁磁束推定器９０２は、後段に配置された制御ブロック２４０１においてｆ軸電圧飽和特性を考慮したｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}を算出することができる。

また、本実施形態の制振制御演算処理部２ｂ（図８参照）は、磁束推定器８０２が備える制御ブロック２４０１、２４０４にｑ軸電流応答の位相進み補償（τ_qs＋１）が施されていることにより、ｑ軸電流応答遅れを考慮したｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*を算出することができる。すなわち、本実施形態の界磁磁束推定値φｆ＾は、ｆ軸電圧ｖｆから回転子電流を構成するｆ軸電流ｉｆまでの特性をモデル化したｆ軸モデルと、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*とｆ軸モデルの出力とが入力されるｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルと、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルの出力をリミット処理するｆ軸リミッタ２４０５と、により構成される疑似的なＦ／Ｂ系において、ｆ軸モデルとｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルとに対してｑ軸電流応答を位相進み補償することにより算出される。これにより、制振制御演算処理部２ｂにおいて、ｆ軸電圧飽和が有る場合のｆ軸電流応答を適切に模擬することができる。

続いて、本実施形態のリラクタンストルク等価磁束推定器９０１について説明する。ｄ軸電流応答時定数とｑ軸電流応答時定数が一致するように電流を制御した場合には、リラクタンストルク等価磁束推定器９０１の構成を第１実施形態で示した構成（図１０参照）に比べて簡素化することができる。図２５は、簡素化されたリラクタンストルク等価磁束推定器９０１の制御ブロック図を示す。本実施形態のリラクタンストルク等価磁束推定器９０１は、乗算器２３０１により構成される。

乗算器２３０１は、第１の電流指令値演算器８０１から出力されるｄ軸電流指令値ｉ_d1 ^*に対して、ｄ軸インダクタンスＬ_dとｑ軸インダクタンスＬ_qとの差分Ｌ_d−Ｌ_qを乗算して、リラクタンストルク等価磁束推定値φｒ＾を算出する。ｄ軸インダクタンスＬ_dとｑ軸インダクタンスＬ_qとは、モータ４の任意の動作点（代表動作点）における値を使用しても良いし、予め記憶したマップデータを参照して求めてもよい。なお、ｄ軸電流応答時定数とｑ軸電流応答時定数が一致するように電流を制御した場合には、ｄ軸電流応答遅れを模擬した一次遅れの伝達特性に対してｑ軸電流応答を位相進み補償すると、当該伝達特性が１になる。このため、本実施形態で示すリラクタンストルク等価磁束推定器９０１の構成を第１実施形態で示した構成（図１０参照）に比べて簡素化することができる。

制振制御演算処理部２ｂに上述の磁束推定器８０２を適用することにより、界磁磁束の応答遅れとリラクタンストルクの影響を考慮して駆動軸ねじり振動を抑制することができる。

以下では、図２６を参照して、第２実施形態の電動車両の制御方法（制振制御処理）による作用効果について説明する。

図２６は、本実施形態の制御結果を示すタイムチャートである。横軸は時間を表し、縦軸は、左側の上から順に、モータトルク指令値［Ｎｍ］、車両前後加速度［ｍ／ｓ２］、及びｆ軸電圧［Ｖ］を表し、右側の上から順に、ｑ軸電流指令値［Ａ］、ｄ軸電流指令値［Ａ］、及びｆ軸電流指令値［Ａ］を表している。図中の実線は本実施形態を示し、点線は従来技術による制御（従来例）を示している。

図２６で表されるのは、車両がモータ４の回生トルクによって減速している際に、時刻ｔ１のタイミングでモータトルク指令値をステップ状に変化させて（立ち上げて）加速した場面である。なお、本タイムチャートで表される制御（本実施形態及び従来制御）では、ギヤのバックラッシュの影響を加味して駆動軸ねじり振動を抑制するモータトルク指令値（最終トルク指令値）をＪＰ５９００６０９Ｂに開示された方法を適用して算出している。

本タイムチャートにおける本実施形態の制御では、ｆ軸電流規範応答時定数（制御ブロック７０１（τ_f）参照）がｆ軸電圧飽和が発生する値に設定されている。実線で示されるとおり、本実施形態が適用された場合には、ｄ軸電流ｉ_dとｆ軸電流ｉ_fを考慮して算出されるｑ軸電流指令値ｉ_q2 ^*によって駆動軸ねじり振動を抑制するモータトルクが実現されることにより（図８参照）、車両前後加速度振動が抑制されていることが分かる。

一方、点線で示されるように、従来制御では、ｑ軸電流指令値を算出される際にｄ軸電流およびｆ軸電流が考慮されていないので、ギヤのバックラッシュの影響により車両前後加速度振動が発生してしまう。

以上、第２実施形態の電動車両の制御方法によれば、本実施形態の界磁磁束推定値φｆ＾は、ｆ軸電圧ｖｆから回転子電流を構成するｆ軸電流ｉｆまでの特性をモデル化したｆ軸モデルと、ｆ軸電流指令値ｉ_f1 ^*とｆ軸モデルの出力とが入力されるｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルと、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルの出力をリミット処理するｆ軸リミッタ２４０５と、により構成される疑似的なＦ／Ｂ系において、ｆ軸モデルとｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルとに対してｑ軸電流応答を位相進み補償することにより算出される。これにより、制振制御演算処理部２ｂにおいて、ｆ軸電圧飽和が有る場合のｆ軸電流応答を適切に模擬することができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

Claims (9)

1. 回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータを駆動源とする電動車両において、前記固定子巻線に流れる固定子電流と前記回転子巻線に流れる回転子電流とを制御する電動車両の制御方法であって、
   車両情報に基づいて基本トルク指令値を設定し、
   前記基本トルク指令値と前記車両情報とに基づいて、前記固定子電流に対するｄ軸電流指令値および第１のｑ軸電流指令値と、前記回転子電流に対するｆ軸電流指令値とを算出し、
   前記ｄ軸電流指令値と前記ｆ軸電流指令値とに基づいて前記回転子に生じる磁束の推定値である磁束推定値を算出し、
   前記第１のｑ軸電流指令値と前記磁束推定値とに基づいて最終トルク指令値を算出し、
   前記磁束推定値と前記最終トルク指令値とに基づいて第２のｑ軸電流指令値を算出し、
   前記第２のｑ軸電流指令値と前記ｄ軸電流指令値と前記ｆ軸電流指令値とに基づいて、前記固定子電流と前記回転子電流とを制御する、電動車両の制御方法。
2. 請求項１に記載の電動車両の制御方法において、
   前記最終トルク指令値は、前記第１のｑ軸電流指令値と前記磁束推定値とに基づいて算出される制振制御前トルク指令値に対して、前記電動車両の駆動軸トルク伝達系の固有振動周波数成分を除去するフィルタを用いて当該駆動軸トルク伝達系のねじり振動を抑制する制振制御を施すことにより算出される、電動車両の制御方法。
3. 請求項１または２に記載の電動車両の制御方法において、
   前記第２のｑ軸電流指令値は、前記最終トルク指令値を前記磁束推定値で除算することにより算出される、電動車両の制御方法。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載の電動車両の制御方法において、
   前記ｆ軸電流指令値に基づいて前記回転子の界磁磁束の推定値である界磁磁束推定値を算出し、
   前記ｄ軸電流指令値に基づいて、前記回転子に生じるリラクタンストルクの等価磁束推定値を算出し、
   前記磁束推定値は、前記界磁磁束推定値と前記等価磁束推定値とを加算することにより算出される、電動車両の制御方法。
5. 請求項４に記載の電動車両の制御方法において、
   前記界磁磁束推定値は、
   前記回転子電流を構成するｆ軸電流の前記ｆ軸電流指令値に対する応答遅れを模擬したｆ軸電流伝達特性に対してｑ軸電流応答を位相進み補償するように構成された伝達特性を用いて算出される、電動車両の制御方法。
6. 請求項５に記載の電動車両の制御方法において、
   前記ｆ軸電流伝達特性は、一次遅れの伝達関数である、電動車両の制御方法。
7. 請求項４に記載の電動車両の制御方法において、
   前記界磁磁束推定値は、
   ｆ軸電圧から前記回転子電流を構成するｆ軸電流までの特性をモデル化したｆ軸モデルと、
   前記ｆ軸電流指令値と前記ｆ軸モデルの出力とが入力されるｆ軸電流フィードバック（Ｆ／Ｂ）モデルと、
   前記ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルの出力をリミット処理するｆ軸リミッタと、により構成される疑似的なＦ／Ｂ系において、前記ｆ軸モデルとｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルとに対してｑ軸電流応答を位相進み補償することにより算出される、電動車両の制御方法。
8. 請求項４に記載の電動車両の制御方法において、
   前記等価磁束推定値は、
   前記固定子電流を構成するｄ軸電流の前記ｄ軸電流指令値に対する応答遅れを模擬したｄ軸電流伝達特性に対してｑ軸電流応答を位相進み補償するように構成された伝達特性を用いて算出される、電動車両の制御方法。
9. 回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータと、前記固定子巻線に流れる固定子電流と前記回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するコントローラとを備える電動車両の制御装置であって、
   前記コントローラは、
   車両情報に基づいて基本トルク指令値を設定し、
   前記基本トルク指令値と前記車両情報とに基づいて、前記固定子電流に対するｄ軸電流指令値および第１のｑ軸電流指令値と、前記回転子電流に対するｆ軸電流指令値とを算出し、
   前記ｄ軸電流指令値と前記ｆ軸電流指令値とに基づいて前記回転子に生じる磁束の推定値である磁束推定値を算出し、
   前記第１のｑ軸電流指令値と前記磁束推定値とに基づいて最終トルク指令値を算出し、
   前記磁束推定値と前記最終トルク指令値とに基づいて第２のｑ軸電流指令値を算出し、
   前記第２のｑ軸電流指令値と前記ｄ軸電流指令値と前記ｆ軸電流指令値とに基づいて、前記固定子電流と前記回転子電流とを制御する、電動車両の制御装置。

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