JPWO2019026145A1 - 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置 - Google Patents

Abstract

本発明に係る交流回転機の制御装置は、直流電源と、インバータと、磁束発生器と、角度検出器と、制御演算部とを備え、制御演算部は、直流電源とインバータとの間を流れる直流電流、およびインバータと電機子巻線との間を流れる多相交流電流、の少なくとも一方によるノイズ磁束成分によって余弦信号および正弦信号に生じる信号誤差を補正するための補正信号を、電流経路と角度検出器との位置関係から算出し、補正信号により補正した後の値から求めた角度情報を用いて、インバータを制御する。

Description

この発明は、回転角の検出精度の向上を図るための交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置に関するものである。

トルクリップルを低減した交流回転機を提供するためには、ロータの回転位置の検出精度を向上することが求められている。従来のモータ駆動装置は、主回路配線に流れる直流電流または交流電流によって発生する磁束成分を検出あるいは演算する磁束誤差補正部が設けられている。この磁束誤差補正部を設けることで、位置情報から外乱磁束ベクトルの影響を取り除くことができる（例えば、特許文献１参照）。

特開２００８−２７３４７８号公報 特開２０１７−１７８６０号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
特許文献１による方法を用いれば、正弦信号と余弦信号に含まれるオフセット誤差によって生じる回転１次の角度誤差、あるいは振幅比によって生じる回転２次の角度誤差を低減することができる。しかしながら、この特許文献１は、直流電流あるいは交流電流による外乱磁束で発生する信号誤差を起因とする角度誤差を低減することはできない。

このような問題に対して、直流電流あるいは交流電流によって発生する外乱磁束ベクトルＢｄを演算して、磁気センサにより得られる検出ベクトルＢｃから外乱磁束ベクトルＢｄを減算する従来技術がある（例えば、特許文献２参照）。

磁束ベクトルそのものを検出できる磁気センサを用いれば、磁石磁束ベクトルＢｓが得られることになる。ここで、図１２は、磁気抵抗素子を用いた磁気センサにおける、主成分磁束と抵抗の関係を示した図である。図１２に示すように、主成分磁束が−ＢｔｈからＢｔｈまでの領域では、抵抗が変化する。このため、磁気センサによる検出信号の変動が大きくなり、検出角の精度が低下する結果となる。

一方、主成分磁束が−Ｂｔｈ以下あるいはＢｔｈ以上の領域では、抵抗がほぼ一定である。従って、これらの領域であれば、検出信号の変動を抑制できるため、検出角の精度は良好である。従って、検出角の精度を確保するために、主成分磁束に対して抵抗がほとんど変化しない領域、つまり、磁石磁束ベクトルの主成分方向に対して飽和状態となる領域で、磁気センサを使用することが多い。

このような磁気センサを用いて、直流電流によって回転０次の外乱磁束ベクトルが生じる場合を考える。この場合、主成分方向は、飽和状態であるため、検出信号には主成分方向と垂直な成分が誤差成分として重畳される。このとき、検出信号に含まれるノイズ成分は、回転０次と２次となる。このため、外乱磁束ベクトルの成分に従って補正しても、回転２次のノイズ成分を除去できないこととなる。

また、交流回転機の極対数が５で、多相交流電流によって回転５次の外乱磁束ベクトルが生じる場合を考える。この場合、主成分方向は、飽和状態であるため、検出信号には主成分方向と垂直な成分が誤差成分として重畳される。このとき、検出信号に含まれるノイズ成分は、回転３次、５次または７次となる。このため、外乱磁束ベクトルの成分に従って補正しても、回転３次または７次のノイズ成分を除去できないこととなる。

つまり、磁石磁束ベクトルの主成分方向に対して飽和状態で磁気センサを使用する場合には、検出ベクトルに含まれる外乱磁束によるノイズ成分は、Ｂｄとは次数成分が異なるものになる。このため、外乱磁束に着目して補正しても、位置情報から外乱磁束ベクトルの影響を取り除くことができないという問題がある。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、回転角の検出精度の向上を実現する交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置を得ることを目的とする。

本発明に係る交流回転機の制御装置は、直流電源と、直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、交流回転機の電機子巻線に交流電圧を印加するインバータと、電機子巻線に流れる多相交流電流が形成する回転磁束によって回転する交流回転機の回転子と同期して回転することにより、交流回転機の回転角を検出するための角度検出用磁束を発生する磁束発生器と、角度検出用磁束の主成分方向に対して飽和状態で使用され、角度検出用磁束を構成する互いに直交する２つの成分である余弦信号および正弦信号を検出する角度検出器と、交流回転機に対する電流指令と、余弦信号および正弦信号から得られる角度情報とに基づいて、インバータを制御する制御演算部とを備え、制御演算部は、直流電源とインバータとの間を流れる直流電流、およびインバータと電機子巻線との間を流れる多相交流電流、の少なくとも一方によるノイズ磁束成分によって余弦信号および正弦信号に生じる信号誤差を補正するための補正信号を、電流経路と角度検出器との位置関係から算出し、補正信号により補正した後の値である補正後余弦信号および補正後正弦信号から求めた角度情報を用いて、インバータを制御するものである。

また、本発明に係る電動パワーステアリングの制御装置は、本発明に係る交流回転機の制御装置を備え、交流回転機の制御装置は、電動パワーステアリングの操舵トルクを補助するトルクを発生するトルク制御を実行するものである。

本発明によれば、角度検出用磁束の主成分方向に対して飽和状態で磁束成分を検出する角度検出器を用いる場合に、直流電流または多相交流電流の少なくとも一方によって生じた、主磁束の法線方向成分のノイズ磁束に基づいた補正信号を算出し、角度検出器で得られた磁束成分である正弦信号および余弦信号を補正する構成を備えている。この結果、回転角の検出精度の向上を実現する交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置を得ることができるといった従来に無い顕著な効果を奏する。

本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成図である。 本発明の実施の形態１における補正信号演算部の構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるＵ相電流の流れる経路と角度検出器の位置関係を示した図である。 本発明の実施の形態１において、回転座標系における電流ベクトルを示した図である。 本発明の実施の形態１における直流電流の流れる経路と角度検出器の位置関係を示した図である。 本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成図である。 本発明の実施の形態２に係る交流回転機の制御装置における変調率と振幅補正定数の関係の一例を示した図である。 本発明の実施の形態３における直流電流の流れる２つの経路と角度検出器の位置関係を示した図である。 本発明の実施の形態４における直流電流の流れる４つの経路と角度検出器の位置関係を示した図である。 本発明の実施の形態５における直流電流の流れる４つの経路と角度検出器の位置関係を示した図である。 本発明の実施の形態６におけるＵ相電流の流れる経路と角度検出器の位置関係を示した図である。 磁気抵抗素子を用いた磁気センサにおける、主成分磁束と抵抗の関係を示した図である。

以下、本発明の交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置の好適な実施の形態につき、図面を用いて説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成図である。交流回転機１は、３相巻線Ｕ、Ｖ、Ｗを有する永久磁石型同期回転機である。交流回転機１は、回転子と固定子を含む構成となっている。

なお、ここでは、交流回転機１が永久磁石型同期回転機である場合について説明するが、交流回転機１は、界磁巻線型同期回転機であってもよい。また、ここでは、３相巻線を有する交流回転機１について説明するが、３相以上の巻線を有する交流回転機であってもよい。

交流回転機１の固定子または回転子の極対数によって、回転子１周期に対する電気的周期の数が変化する。例えば、極対数が２の交流回転機１では、回転子１周期の間に電気的には２周期進む。

回転子の回転角度を機械角、電気的周期の位相を電気角というが、下式（１）のように、電気角θｅは、機械角θｍに極対数Ｐを掛けたものとなる。

直流電源１０は、インバータ２に直流電圧Ｖｄｃを出力する。この直流電源としては、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器を含む。

インバータ２は、制御演算部８から出力されたスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎに基づいて、半導体スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎがオンオフされる。この結果、インバータ２は、直流電源１０から入力した直流電圧Ｖｄｃを電力変換して、インバータ接続部５を介して交流回転機１の３相巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに、交流電圧を印加する。

スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎとしては、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチと、ダイオードとを逆並列に接続したものを用いる。

ここで、スイッチング信号Ｑｕｐ、Ｑｕｎ、Ｑｖｐ、Ｑｖｎ、Ｑｗｐ、Ｑｗｎは、インバータ２において、それぞれの半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎをオンオフするためのスイッチング信号である。

電流検出器６は、インバータ２の下アームと直流電源１０のグランドとの間に挿入されており、３相を流れる電流を検出する。図１に示した電流検出器６は、３相を検出する構成としているが、このような構成に限定されるものではない。電流検出器としては、２相を検出する構成のものを採用し、３相電流和が零であることを使用して残り１相を算出することも可能である。

また、インバータ２のスイッチングタイミングと電流検出のタイミングを、適切に設定して、母線電流で検出する方式の電流検出器を採用してもよい。図１に示した電流検出器６は、３相電流を検出するため、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗを出力する。

交流回転機１とインバータ２は、インバータ接続部５で接続されている。インバータ接続部５は、Ｕ相電流を流すインバータ接続部５ｕ、Ｖ相電流を流すインバータ接続部５ｖ、Ｗ相電流を流すインバータ接続部５ｗからなる。インバータ２から出力される電圧は、インバータ接続部５ｕ、５ｖ、５ｗを経由して交流回転機１の各相巻線に印加され、交流回転機１に所望の電流を流すことで、トルクを発生させる。

磁束発生器３は、交流回転機１の回転子と同期して回転するものであり、例えば、永久磁石を用いるとよい。

角度検出器４は、磁束発生器３と同軸上で、かつ相対応する位置に配置されている。そして、角度検出器４は、磁束発生器３の発生する磁束を検出し、その磁束の成分によって、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓを出力する。ただし、正弦信号Ｖｓｉｎと余弦信号Ｖｃｏｓの基本波振幅比の変動を抑制するために、角度検出器４は、磁束発生器３の主成分磁束に対して飽和状態として使用されるものとする。

磁束発生器３についても、交流回転機１と同様に、極対数という考え方は存在している。従って、角度検出器４は、磁束発生器３の極対数と等しい軸倍角で正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓを出力することになる。磁束発生器３の回転角θｓｍと、角度検出器４により出力された正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓから得られる角度θｓｎｓとの関係は、角度検出器４の軸倍角Ｐｓｎｓを用いて、下式（２）で表すことができる。

交流回転機１の回転子と磁束発生器３は、同期して回転する。このことから、機械角θｍと磁束発生器３の回転角θｓｍとの間では、下式（３）が成立する。

ここでは、機械角θｍと磁束発生器３の回転角θｓｍのゼロ点が一致しているものとして説明するが、ずれている場合には、ずれ分だけオフセットすればよい。したがって、交流回転機１の電気角θｅは、下式（４）のように、角度検出器４により出力された正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓから得られる角度θｓｎｓによって表すことができる。

つまり、角度θｓｎｓに対して、交流回転機１の極対数と角度検出器４の軸倍角の比を掛けることで、交流回転機１の電気角θｅが得られる。

制御演算部８は、角度検出器４から得た正弦信号Ｖｓｉｎと余弦信号Ｖｃｏｓ、電流検出器６から得た３相電流Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗと、電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に基づいて、スイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを出力する。

具体的には、制御演算部８内の補正信号演算部２０は、角度検出器４から出力された正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓを、直流電源１０とインバータ２との間を流れる直流電流、およびインバータ２と交流回転機１の電機子巻線との間を流れる多相交流電流、のそれぞれによるノイズ磁束成分によって生じる信号誤差を、後述する方法で補正する。そして、補正信号演算部２０は、信号誤差が補正された補正後正弦信号Ｖｓｉｎ＿ｈｏｓｅｉおよび補正後余弦信号Ｖｃｏｓ＿ｈｏｓｅｉを出力する。

角度演算部２１は、あるいはＶｓｉｎ＿ｈｏｓｅｉおよび補正後余弦信号Ｖｃｏｓ＿ｈｏｓｅｉに基づいて、補正後回転角を算出する。角度演算部２１で出力された補正後回転角は、電流制御部２２で使用されることになるため、電気角相当に変換するとよい。ここでは、角度演算部２１は、補正後電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉを出力する。

また、角度演算部２１は、補正後回転角の変化量から、交流回転機の回転子の回転数ωｍを算出する。

電流制御部２２は、電流検出器６から得た３相電流Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗを、角度演算部２１より得た電気角θｅ＿ｈｏｓｅｉにより座標変換して検出電流Ｉｄ，Ｉｑを得る。さらに、電流制御部２２は、電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊と、検出電流Ｉｄ，Ｉｑとの偏差に基づいて、その偏差を零とすべく、電流フィードバック制御によって電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算する。

電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ変調）することによって、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じたパルス幅を持つスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを出力する。

なお、電流制御部２２は、交流回転機１の諸元に合わせたフィードフォワード制御により、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算してもよい。従って、電流制御部２２への３相電流Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗの入力は、必須ではない。

図２は、本発明の実施の形態１における補正信号演算部２０の構成を示したブロック図である。直流電流補正信号演算部３０は、直流電源１０とインバータ２との間を流れる直流電流によるノイズ磁束成分によって生じる信号誤差を補正するための直流電流成分補正信号ｈｓｉｎ１、ｈｃｏｓ１を算出する。

本実施の形態１において、直流母線電流Ｉｄｃは、電流検出器６で検出できない。このため、直流電流補正信号演算部３０は、例えば、交流抵抗Ｒａ、直流抵抗Ｒｄｃ、磁束φ、電源電圧Ｖｄｃによって、下式（５）を用いて直流母線電流Ｉｄｃを算出する。

交流電流補正信号演算部３１は、インバータ２と交流回転機１の電機子巻線との間を流れる多相交流電流によるノイズ磁束成分によって生じる信号誤差を補正するための交流電流成分補正信号ｈｓｉｎ２、ｈｃｏｓ２を算出する。なお、図２に示した交流電流補正信号演算部３１は、電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を用いる構成としているが、検出電流Ｉｄ，Ｉｑを使用してもよい。

また、図２に示した交流電流補正信号演算部３１は、角度演算部２１で得られたθｅ＿ｈｏｓｅｉを用いているが、θｅ＿ｈｏｓｅｉの前回値を進角補正した角度、正弦信号Ｖｓｉｎ、余弦信号Ｖｃｏｓから補正せずに算出した角度、などを使用してもよい。

直流電流成分補正信号ｈｓｉｎ１およびｈｃｏｓ１、交流電流成分補正信号ｈｓｉｎ２およびｈｃｏｓ２から、下式（６）に基づいて、補正信号ｈｓｉｎおよびｈｃｏｓが算出される。

さらに、正弦信号Ｖｓｉｎおよび余弦信号Ｖｃｏｓ、補正信号ｈｓｉｎおよびｈｃｏｓから、下式（７）に基づいて、補正後余弦信号Ｖｃｏｓ＿ｈｏｓｅｉ、補正後正弦信号Ｖｓｉｎ＿ｈｏｓｅｉが算出される。

なお、直流母線電流Ｉｄｃを算出する方法としては、半導体スイッチＳｕｐのオン時間比率Ｄｕ、半導体スイッチＳｖｐのオン時間比率Ｄｖ、半導体スイッチＳｗｐのオン時間比率Ｄｗを用いた下式（８）を採用してもよい。

また、直流母線電流Ｉｄｃを算出する方法は、上式（５）あるいは上式（８）に限定されるものでは無い。また、算出に使用するパラメータも、回転数、電流指令、検出電流に限定するものでは無い。

以下では、直流電流および多相交流電流によるノイズ磁束成分によって生じる信号誤差と、それらの信号誤差を補正するための補正信号の算出方法について説明する。ここでは、説明をわかりやすくするために、交流回転機１の極対数を５、角度検出器４の軸倍角を１、角度検出器４のＸ軸方向と交流回転機１の機械角０ｄｅｇの方向（零点位置）が一致しているものとして説明する。ただし、極対数、軸倍角および零点位置が異なる場合についても同様のことがいえる。

ノイズ磁束が無い場合に、角度検出器４での磁束密度

は、磁束発生器３の機械角θｍを用いて、下式（９）で与えられる。

なお、上式（９）は、規格化した式で表現したが、基本波振幅が１では無い場合にも、同様に説明できる。

これに対して、直流電流および多相交流電流によるノイズ磁束成分が重畳された場合には、角度検出器４での磁束密度

は、下式（１０）で与えられる。

図３は、本発明の実施の形態１におけるＵ相電流の流れる経路５ｕと角度検出器４の位置関係を示した図である。図３中、上が断面図、下が側面図である。Ｕ相に流れる電流をＩｕ１とすると、Ｕ相電流により発生する角度検出器４での磁束密度は、下式（１１）で与えられる。

ここで、μ０は、真空の透磁率を表す。ノイズ磁束のＸ軸成分およびＹ軸成分は、Ｕ相電流の流れる経路と角度検出器４の位置関係で定まる係数を、Ｕ相電流に掛けることで得ることができる。

ここでは、Ｕ相電流の経路をＺ軸方向にしたが、この方向に限らず、単一あるいは複数の直線、あるいは３次元的な曲線であっても、同様の考え方が適用できることはいうまでも無い。

図４は、本発明の実施の形態１において、回転座標系における電流ベクトルを示した図である。電流ベクトルの絶対値をＩ、ｑ軸からの位相角をθβとすると、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは、下式（１２）で与えられる。

このとき、各相に流れる電流は、電気角θｅを用いて、下式（１３）で与えられる。

Ｖ相電流およびＷ相電流により発生する角度検出器４での磁束密度は、Ｕ相についての上式（１１）と同様に考えればよい。従って、ノイズ磁束が無い場合に、角度検出器４での磁束密度の大きさをＢｍｇとすると、３相電流によるノイズ磁束のＸ軸成分およびＹ軸成分は、下式（１４）で与えられる。

つまり、上式（１４）中のＢａ５、Ｂｂ５、Ｂｃ５、Ｂｄ５およびθγは、多相交流電流が流れる経路と角度検出器４との位置関係、および電流位相から決定できる。

また、直流電流によるノイズ磁束についても、交流電流の場合と同様に考えればよい。図５は、本発明の実施の形態１における直流電流の流れる経路４０と角度検出器４の位置関係を示した図である。図５中、上が断面図、下が側面図である。直流電流をＩｄｃとすると、直流電流により発生する角度検出器４での磁束密度は、下式（１５）で与えられる。

つまり、Ｂａ０およびＢｃ０は、直流電流が流れる経路４０と角度検出器４の位置関係から決定できる。図５では、一本の直線で表現したが、複数の経路がある場合についても同様に考えればよく、係数ＫｄｃｘおよびＫｄｃｙを、その構成に合わせて決定すればよい。

ノイズ磁束成分は、主磁束に比べて微小であるから、下式（１６）が成り立つ。

このとき、

の法線方向の単位ベクトル

は、下式（１７）で与えられる。

検出されるノイズ磁束成分

は、

を

に投影したものとなるから、下式（１８）およびか式（１９）で与えられる。

このとき、検出信号Ｖｃｏｓ、Ｖｓｉｎは、下式（２０）およびか式（２１）で与えられる。

なお、上式（２０）および上式（２１）は、規格化した式で表現したが、基本波振幅が１では無い場合にも、同様に説明できる。

上式（２０）および上式（２１）より、下式（２２）が成り立つ。

このため、直流電流による回転０次のノイズ磁束は、回転１次の角度誤差になり、多相交流電流による回転５次のノイズ磁束は、回転４次または回転６次の角度誤差になる。

なお、下式（２３）が成り立つ場合には、回転３次の信号誤差は零となる。

このため、多相交流電流による回転５次のノイズ磁束で生じる信号誤差は、回転５次および回転７次になり、回転６次の角度誤差となる。

また、下式（２４）が成り立つ場合には、回転７次の信号誤差は零となる。

このため、多相交流電流による回転５次のノイズ磁束で生じる信号誤差は、回転３次および回転５次になり、回転４次の角度誤差となる。

外乱磁束は、上式（１０）で示したように、直流電流による回転０次、多相交流電流による回転５次だったが、実際に検出する信号は、上式（２０）および上式（２１）のように、回転０次、回転２次、回転３次、回転５次および回転７次となっている。

特許文献２の方法で補正した場合には、補正係数を調整して、回転０次と回転５次の成分を抑制できたとしても、回転２次、回転３次および回転７次のノイズ成分は、残ってしまう。つまり、磁石磁束ベクトルの主成分方向に対して飽和状態で角度検出器を使用する場合には、特許文献２の方法は、直流電流で生じる回転１次、交流電流で生じる回転４次および回転６次の角度誤差が残存することになる。

これに対して、本実施の形態１は、磁石磁束ベクトルの主成分方向に対して飽和状態で角度検出器を使用する場合において、回転１次、回転４次および回転６次の角度誤差を抑制するために、下式（２５）に基づいて信号誤差を低減する。

直流電流による回転０次のノイズ磁束によって生じる信号誤差は、回転０次と回転２次の成分である。そこで、本実施の形態１に係る交流回転機の制御装置は、角度検出器の配置に基づいて決定される補正信号を用いることで、１次の角度誤差を抑制できるという従来に無い効果を得ることができる。

具体的には、この補正信号は、角度検出器の配置により決定できる位相補正定数および振幅補正係数に基づいて、直流電流成分補正信号ｈｃｏｓ１およびｈｓｉｎ１のような位相および振幅を決定する成分を求めることで得られる。

極対数Ｐの交流回転機１において、多相交流電流による回転Ｐ次のノイズ磁束で生じる信号誤差は、回転Ｐ次に加えて、回転（Ｐ−２Ｐｓｎｓ）次、または回転（Ｐ＋２Ｐｓｎｓ）の少なくとも一方の成分である。そこで、本実施の形態１に係る交流回転機の制御装置は、電流ベクトルおよび角度検出器の配置に基づいて決定される補正信号を用いることで、（Ｐ−Ｐｓｎｓ）次または（Ｐ＋Ｐｓｎｓ）次の少なくとも一方の角度誤差を抑制できるという従来に無い効果を得ることができる。

具体的には、この補正信号は、電流ベクトルおよび角度検出器の配置により決定できる位相補正定数および振幅補正係数に基づいて、交流電流成分補正信号ｈｃｏｓ２およびｈｓｉｎ２のような位相および振幅を決定する成分を求めることで得られる。

実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成図である。先の実施の形態１における図１に示した構成と比較すると、本実施の形態２における図６に示した構成は、平滑コンデンサ１１をさらに備えている点が異なっている。そこで、先の実施の形態１と重複する箇所については、説明を省略し、平滑コンデンサ１１に関連する内容を中心に、以下に説明する。

平滑コンデンサ１１は、直流電源１０に並列に接続され、母線電流の変動を抑制して安定した直流電流を実現する。ここでは、細かく図示しないが、平滑コンデンサ１１は、真のコンデンサ容量Ｃ以外に、等価直列抵抗Ｒｃ、リードインダクタンスＬｃが存在する。

先の実施の形態１で述べたように、直流電源１０とインバータ２との間を直流電流が流れることによって、回転０次のノイズ磁束が発生する。同様に、平滑コンデンサ１１とインバータ２との間を直流電流が流れることによっても、回転０次のノイズ磁束が発生する。ただし、流れる経路の違いから、ノイズ磁束の振幅は、変化する。

図７は、本発明の実施の形態２に係る交流回転機の制御装置における変調率と振幅補正定数の関係の一例を示した図である。低変調率である区間Ａでは、必要な電圧が印加電圧に対して余裕があるため、平滑コンデンサ１１への充電が間に合う。そのため、主に、平滑コンデンサ１１から直流電流が供給される。

平滑コンデンサ１１とインバータ２の間を流れる直流電流の経路と、角度検出器４との位置関係で決定する、振幅補正定数および位相補正定数に基づいて、直流電流成分補正信号を決めることができる。

一方、高変調率である区間Ｃでは、電圧が飽和しているため、平滑コンデンサ１１への充電が間に合わない。そのため、主に、直流電源１０から直流電流が供給される。直流電源１０とインバータ２との間を流れる直流電流の経路と、角度検出器４との位置関係で決定する、振幅補正定数および位相補正定数に基づいて、直流電流成分補正信号を決めることができる。

区間Ａと区間Ｃの間の区間Ｂは、直流電源１０から直流電流が供給される場合と、平滑コンデンサ１１から直流電流が供給される場合とが混在する移行区間である。図７では、区間Ｂの特性を直線で表現しているが、変化の仕方に応じて曲線で区間Ａと区間Ｂをつなぐような特性としてもよい。

つまり、直流電流が流れる経路情報として変調率を用いることで、直流成分補正信号を決定する振幅補正定数を得ることができる。ここでは、経路情報として変調率を用いたが、インバータ２への供給電圧と交流回転機１の回転数など、他のパラメータを用いてもよいことはいうまでも無い。

このように、実施の形態２によれば、直流電源とインバータの間に平滑コンデンサを備えている場合には、補正信号演算部が、角度検出器の配置および直流電流が流れる経路情報に基づいて補正信号を決定できる構成を備えている。この結果、このようにして決定された補正信号を用いることで、磁束発生器の極対数がＰｓｎｓのとき、直流電流の経路に拘らず、Ｐｓｎｓ次の角度誤差を抑制することができる。

具体的には、この補正係数は、角度検出器の配置および直流電流が流れる経路情報により決定できる、位相補正定数および振幅補正係数に基づいて、位相および振幅を決定する成分を求めることで得られる。

実施の形態３．
本実施の形態３は、直流電流が流れる２経路の配置を考慮する点で、１経路の配置を考慮していた実施の形態２とは異なっている。なお、説明をわかりやすくするために、角度検出器４の軸倍角を１として説明するが、軸倍角が異なる場合についても同様のことがいえる。

図８は、本発明の実施の形態３における直流電流の流れる経路４０ａおよび経路４０ｂと角度検出器４の位置関係を示した図である。図８中、上が断面図、下が側面図である。さらに、側面図において、上側が直流電源側を示しており、下側がインバータ側を示している。また、直流電流をＩｄｃとして、説明する。

また、２経路を経路４０ａ、４０ｂとし、経路４０ａを流れる電流と、経路４０ｂを流れる電流とは、図８に示すように、互いに逆方向であるとして、説明する。

経路４０ａは、直流電源からインバータに流れる経路であり、経路４０ａを流れる直流電流により発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（２６）で与えられる。

一方、経路４０ｂは、インバータから直流電源に流れる経路であり、経路４０ｂを流れる直流電流により発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（２７）で与えられる。

つまり、経路４０ａおよび経路４０ｂを流れる直流電流によって発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（２８）となる。

このとき、直流電流成分補正信号ｈｓｉｎ１、ｈｃｏｓ１は、下式（２９）で与えられる。

直流電流成分補正信号ｈｓｉｎ１、ｈｃｏｓ１は、上式（２５）では、それぞれ２項の加算（すなわち、全部で４項）から算出されるが、上式（２９）では、ｈｓｉｎ１が１項で表現できることで、３項に減らして算出することができる。このため、直流電源が角度検出器の位置で作り出す磁束のＸＹ平面上での方向が、角度検出器のＸ軸方向またはＹ軸方向とすることで、比較的更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。

換言すると、インバータから直流電源までの主経路と、直流電源からインバータまでの主経路が、角度検出器のＸＺ平面に対して対称であるとき、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。なお、ここでは、主経路をＸＺ平面に対して対称に配置したが、主経路をＹＺ平面に対して対称に配置した場合にも、同様の効果を得ることができる。

また、上式（２３）が成立する場合には、交流電流成分補正信号ｈｓｉｎ２、ｈｃｏｓ２は、下式（３０）で算出できる。

上式（３０）を用いる場合には、５次、７次の項を個別に計算する必要が無く、１次の正弦、１次の余弦、６次の正弦から補正信号を算出することができる。

多くの場合、補正信号を求める際には、あらかじめ準備したテーブルを読み出して、正弦を算出する。上式（２３）が成立しない場合には、上式（２５）で示した交流電流成分補正信号ｈｓｉｎ２およびｈｃｏｓ２では、２種類の位相の３次の正弦、５次の正弦、７次の正弦（すなわち、６つの正弦）を算出する必要があった。

これに対して、上式（２３）が成立する場合には、１次の正弦、１次の余弦、６次の正弦（すなわち、３つの正弦・余弦）を算出することで、交流電流成分補正信号を算出できる。従って、本実施の形態３の方式を採用することで、テーブル引きの回数を減らすことができ、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減することができる。

また、上式（２４）が成立する場合も、同様に、交流電流成分補正信号ｈｓｉｎ２、ｈｃｏｓ２は、下式（３１）で算出できる。

上式（３１）を用いる場合には、３次、５次の項を個別に計算する必要が無く、１次の正弦、１次の余弦、４次の正弦から補正信号を算出することができる。

上式（２４）が成立しない場合には、上式（２５）で示した交流電流成分補正信号ｈｓｉｎ２およびｈｃｏｓ２では、２種類の位相の３次の正弦、５次の正弦、７次の正弦（すなわち、６つの正弦）を算出する必要があった。これに対して、上式（２４）が成立する場合には、１次の正弦、１次の余弦、４次の正弦（すなわち、３つの正弦・余弦）を算出することで、交流電流成分補正信号を算出できる。従って、本実施の形態３の方式を採用することで、テーブル引きの回数を減らすことができ、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減することができる。

つまり、多相交流電流による回転ｎ次のノイズ磁束のＸ軸成分とＹ軸成分が、振幅が等しく、位相差がπ／２であるとき、１次の正弦、余弦、（ｎ±１）次の正弦から交流電流成分補正信号を算出することができる。この結果、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。

また、上式（２３）が成立し、かつ上式（２９）が成立する場合には、下式（３２）で補正信号を算出することができる。下式（３２）を用いる場合には、１次の正弦、１次の余弦、６次の正弦から補正信号を算出することができる。

上式（２５）では、２種類の位相の２次の正弦、３次の正弦、５次の正弦、７次の正弦（すなわち、８つの正弦）を算出する必要があった。これに対して、上式（２３）が成立、かつ上式（２９）が成立する場合には、１次の正弦、１次の余弦、６次の正弦（すなわち、３つの正弦・余弦）を算出することで、補正信号を算出できる。従って、本実施の形態３の方式を採用することで、テーブル引きの回数を減らすことができ、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減することができる。

上式（２４）が成立し、かつ上式（２９）が成立する場合には、下式（３３）で補正信号を算出することができる。下式（３３）を用いる場合には、１次の正弦、１次の余弦、４次の正弦から補正信号を算出することができる。

上式（２５）では、２種類の位相の２次の正弦、３次の正弦、５次の正弦、７次の正弦（すなわち、８つの正弦）を算出する必要があった。これに対して、上式（２３）が成立、かつ上式（２９）が成立する場合には、１次の正弦、１次の余弦、４次の正弦（すなわち、３つの正弦・余弦）を算出することで、補正信号を算出できる。従って、本実施の形態３の方式を採用することで、テーブル引きの回数を減らすことができ、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減することができる。

つまり、インバータから直流電源までの主経路と、直流電源からインバータまでの主経路が、角度検出器のＸＺ平面またはＹＺ平面に対して対称であり、多相交流電流による回転ｎ次のノイズ磁束のＸ軸成分とＹ軸成分が、振幅が等しく、位相差がπ／２であるとき、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。

実施の形態４．
先の実施の形態３では、１組のインバータにおける主経路の配置について説明した。これに対して、本実施の形態４では、第１のインバータと第２のインバータから構成されるインバータにおいて、直流電流が流れる経路４０ｃ、経路４０ｄ、経路４０ｅおよび経路４０ｆの配置について説明する。なお、ここでは、説明をわかりやすくするため、角度検出器４の軸倍角を１として説明するが、軸倍角が異なる場合についても同様のことがいえる。

図９は、本発明の実施の形態４における直流電流の流れる経路４０ｃ、４０ｄ、４０ｅおよび４０ｆと角度検出器４の位置関係を示した図である。図９中、上が断面図、下が側面図である。さらに、側面図において、上側が直流電源側を示しており、下側がインバータ側を示している。また、直流電流をＩｄｃとして説明する。

また、４経路を、第１のインバータ用の経路４０ｃ、４０ｄと、第２のインバータ用の経路４０ｅ、４０ｆとし、経路４０ｃ、４０ｅを流れる電流と、経路４０ｄ、４０ｆを流れる電流とは、図９に示すように、互いに逆方向であるとして、説明する。

経路４０ｃは、直流電源から第１のインバータに流れる経路であり、経路４０ｃを流れる直流電流により発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（３４）で与えられる。

一方、経路４０ｄは、第１のインバータから直流電源に流れる経路であり、経路４０ｄを流れる直流電流により発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（３５）で与えられる。

同様に、経路４０ｅは、直流電源から第２のインバータに流れる経路であり、経路４０ｅを流れる直流電流により発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（３６）で与えられる。

一方、経路４０ｆは、第２のインバータから直流電源に流れる経路であり、経路４０ｆを流れる直流電流により発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（３７）で与えられる。

つまり、経路４０ｃ、経路４０ｄ、経路４０ｅおよび経路４０ｆを流れる直流電流によって発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（３８）となる。

このとき、直流電流成分補正信号ｈｓｉｎ１、ｈｃｏｓ１は、下式（３９）で与えられる。

直流電流成分補正信号ｈｓｉｎ１、ｈｃｏｓ１は、上式（２５）では、それぞれ２項の加算（すなわち、全部で４項）から算出されるが、上式（３９）では、ｈｓｉｎ１が１項で表現できることで、３項に減らして算出することができる。このため、直流電源から第１のインバータまでの主経路と第２のインバータから直流電源までの主経路が角度検出器のＸＺ平面に関して対称であり、第１のインバータから直流電源までの主経路と直流電源から第２のインバータまでの主経路が角度検出器のＸＺ平面に関して対称であるとき、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。

なお、ここでは、主経路をＸＺ平面に対して対称に配置したが、ＹＺ平面に対して対称に配置しても、同様の効果を得ることができる。

実施の形態５．
先の実施の形態４では、第１のインバータと第２のインバータから構成されるインバータにおいて、直流電流が流れる経路４０ｃ、経路４０ｄ、経路４０ｅおよび経路４０ｆの配置について説明した。これに対して、本実施の形態５では、４つの経路を先の実施の形態４手は異ならせる場合について説明する。従って、先の実施の形態４と重複する箇所については、説明を省略する。また、ここでは、説明をわかりやすくするため、角度検出器４の軸倍角を１として説明するが、軸倍角が異なる場合についても同様のことがいえる。

図１０は、本発明の実施の形態５における直流電流の流れる経路４０ｃ、４０ｄ、４０ｇおよび４０ｈと角度検出器４の位置関係を示した図である。図１０中、上が断面図、下が側面図である。さらに、側面図において、上側が直流電源側を示しており、下側がインバータ側を示している。また、直流電流をＩｄｃとして説明する。

本実施の形態５における図１０に示した構成は、先の実施の形態４における図９と比較すると、経路４０ｃ、経路４０ｄの代わりに、経路４０ｇ、経路４０ｈを採用している点が異なっている。より具体的には、経路４０ｃと経路４０ｇは、角度検出器４に対する位置関係は同じであるが、電流の向きが逆となっている。同様に、経路４０ｄと経路４０ｈは、角度検出器４に対する位置関係は同じであるが、電流の向きが逆となっている。

経路４０ｇは、第１のインバータから直流電源に流れる経路であり、経路４０ｇを流れる直流電流により発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（４０）で与えられる。

一方、経路４０ｈは、直流電源から第１のインバータに流れる経路であり、経路４０ｈを流れる直流電流により発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（４１）で与えられる。

つまり、経路４０ｇ、経路４０ｈ、経路４０ｅおよび経路４０ｆを流れる直流電流によって発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（４２）となる。

このとき、直流電流成分補正信号ｈｓｉｎ１、ｈｃｏｓ１は、下式（４３）で与えられる。

直流電流成分補正信号ｈｓｉｎ１、ｈｃｏｓ１は、上式（２５）では、それぞれ２項の加算（すなわち、全部で４項）から算出されるが、上式（４３）では、ｈｃｏｓ１が１項で表現できることで、３項に減らして算出することができる。このため、直流電源から第１のインバータまでの主経路と直流電源から第２のインバータまでの主経路が角度検出器のＸＺ平面に関して対称であり、第１のインバータから直流電源までの主経路と第２のインバータから直流電源までの主経路が角度検出器のＸＺ平面に関して対称であるとき、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。

なお、ここでは、主経路をＸＺ平面に対して対称に配置したが、ＹＺ平面に対して対称に配置しても、同様の効果を得ることができる。

実施の形態６．
本実施の形態６では、角度検出器４に対する、多相交流電流が流れる経路の配置が、先の実施の形態１とは異なる場合について説明する。ここでは、説明をわかりやすくするため、交流回転機１の極対数を５、角度検出器４の軸倍角を１、角度検出器４のＸ軸方向と交流回転機の機械角０ｄｅｇの方向（零点位置）が一致しているものとして説明する。ただし、極対数、軸倍角および零点位置が異なる場合についても、同様のことがいえる。

図１１は、本発明の実施の形態６におけるＵ相電流の流れる経路５ｕａと角度検出器４の位置関係を示した図である。図１１中、上が断面図、下が側面図である。図１１では、図３のθｕを０ｄｅｇとしたものに相当する。このとき、Ｕ相電流によって発生する、角度検出器４での磁束密度は、下式（４４）で与えられる。

図は省略するが、Ｖ相電流の流れる経路５ｖａ、およびＷ相電流の流れる経路５ｗａを、経路ｕａと同様に、ＸＺ平面上のＺ軸に平行な直線上に配置する。ノイズ磁束が無い場合における、角度検出器４での磁束密度の大きさをＢｍｇとすると、３相電流によるノイズ磁束のＸ軸成分およびＹ軸成分は、下式（４５）で与えられる。

ここでは、電流の経路をＺ軸に平行な直線としたが、ＸＺ平面上またはＸＹ平面上であれば、この方向に限らず、同一平面上にある単一あるいは複数の直線、あるいは３次元的な曲線であっても、同様の考え方が適用できることはいうまでも無い。電流の流れる経路をＸＺ平面上またはＹＺ平面上に配置することで、Ｘ軸方向のノイズ磁束を零にできる。このとき、交流電流成分補正信号ｈｓｉｎ２、ｈｃｏｓ２は、下式（４６）で算出できる。

上式（４６）を用いることで、４次、６次の項を個別に計算する必要が無く、１次の正弦、１次の余弦、５次の正弦から交流電流成分補正信号ｈｓｉｎ２、ｈｃｏｓ２を算出することができる。

図３の配置を採用した場合には、上式（２５）で示した交流電流成分補正信号ｈｓｉｎ２およびｈｃｏｓ２では、２種類の位相の３次の正弦、５次の正弦、７次の正弦（すなわち、６つの正弦）を算出する必要があった。これに対して、図１１の配置を使用した場合には、上式（４６）に示すように、１次の正弦、１次の余弦、５次の正弦（すなわち、３つの正弦・余弦）を算出することで、交流電流成分補正信号を算出できる。従って、本実施の形態６の方式を採用することで、テーブル引きの回数を減らすことができ、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減することができる。

つまり、多相交流電流による回転ｎ次のノイズ磁束の方向をＸ軸方向またはＹ軸方向とすることで、１次の正弦、余弦、ｎ次の正弦から交流電流成分補正信号を算出することができる。この結果、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。

なお、上述した実施の形態１〜６に係る交流回転機の制御装置を採用して、操舵トルクを補助するトルクを発生させるようにして、電動パワーステアリングの制御装置を構成するようにしても良い。

電動パワーステアリングの制御装置が発生する出力トルクは、ギヤあるいはチェーンなどを介して、ハンドル軸上に伝達される。ここで、電動パワーステアリングの制御装置におけるトルク制御器は、安定性を確保するために、トルクフィードバックを実施する際に、回転数を入力として用いることは少なくない。

回転ｎ次の角度誤差が存在する場合、検出される回転数も回転ｎ次の誤差を含む。このため、トルク制御器を通して得られる電流指令に、回転ｎ次のリプルを含むことになり、ハンドルを介してユーザに不快感を与える。

また、電動パワーステアリングの制御装置は、定格回転数に到達した以降も、出力を向上させるために、負のｄ軸電流を流すことで、電圧飽和によるｑ軸電流の低下を抑制する弱め界磁制御がよく利用される。ｄ軸電流を多く流す領域では、角度誤差からｑ軸電流リプルまでのゲインが大きくなる。このため、高回転時に回転ｎ次の騒音あるいはトルクリプルが生じ、ユーザに不快感を与える。

この問題に対して、本実施の形態１〜６で述べた交流回転機の制御装置を採用して、電動パワーステアリングの制御装置を構成することによって、電流通電時の角度誤差起因のトルクリプルおよび騒音を抑制できる。この結果、ユーザの不快感を低減できる電動パワーステアリングの制御装置を実現できる、という従来に無い効果を得ることができる。

１ 交流回転機、２ インバータ、３ 磁束発生器、４ 角度検出器、８ 制御演算部、１０ 直流電源、１１ 平滑コンデンサ、２０ 補正信号演算部、２１ 角度演算部、２２ 電流制御部、３０ 直流電流補正信号演算部、３１ 交流電流補正信号演算部。

Claims (12)

1. 直流電源と、
   前記直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、交流回転機の電機子巻線に前記交流電圧を印加するインバータと、
   前記電機子巻線に流れる多相交流電流が形成する回転磁束によって回転する前記交流回転機の回転子と同期して回転することにより、前記交流回転機の回転角を検出するための角度検出用磁束を発生する磁束発生器と、
   前記角度検出用磁束の主成分方向に対して飽和状態で使用され、前記角度検出用磁束を構成する互いに直交する２つの成分である余弦信号および正弦信号を検出する角度検出器と、
   前記交流回転機に対する電流指令と、前記余弦信号および前記正弦信号から得られる角度情報とに基づいて、前記インバータを制御する制御演算部と
   を備え、
   前記制御演算部は、前記直流電源と前記インバータとの間を流れる直流電流、および前記インバータと前記電機子巻線との間を流れる前記多相交流電流、の少なくとも一方によるノイズ磁束成分によって前記余弦信号および前記正弦信号に生じる信号誤差を補正するための補正信号を、電流経路と前記角度検出器との位置関係から算出し、前記補正信号により補正した後の値である補正後余弦信号および補正後正弦信号から求めた前記角度情報を用いて、前記インバータを制御する
   交流回転機の制御装置。
2. 前記制御演算部は、
   前記直流電流および前記多相交流電流の少なくとも一方によるノイズ磁束のうち、前記角度検出用磁束の法線方向のノイズ磁束成分に比例する信号誤差を、前記補正信号を用いて補正することで前記補正後余弦信号および前記補正後正弦信号を生成する補正信号演算部と、
   前記補正後余弦信号および前記補正後正弦信号に基づいて補正後回転角として前記角度情報を生成する角度演算部と、
   前記補正後回転角に基づいて前記インバータを制御する電流制御部と
   を有する請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
3. 前記磁束発生器の極対数をｍ（ｍは自然数）としたとき、前記直流電流による回転０次のノイズ磁束で生じる信号誤差は、回転０次および回転２ｍ次であって、
   前記補正信号演算部は、前記角度検出器の配置により決定する位相補正定数と振幅補正定数によって位相および振幅が決定される、前記直流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を用いて、前記補正後余弦信号および前記補正後正弦信号を生成する
   請求項２に記載の交流回転機の制御装置。
4. 前記角度検出器は、前記直流電流が前記角度検出器の位置で作り出す磁束のＸＹ平面上での方向が、前記角度検出器のＸ軸方向またはＹ軸方向となる設置位置に配置されており、
   前記補正信号演算部は、前記角度検出器が前記設置位置に配置されている条件が成立しているとして、前記直流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を算出する
   請求項３に記載の交流回転機の制御装置。
5. 前記直流電源から前記インバータまでの直流電流の主経路と、前記インバータから前記直流電源までの直流電流の主経路とは、前記角度検出器のＸＺ平面またはＹＺ平面に関して対称となるように配置されている
   請求項４に記載の交流回転機の制御装置。
6. 前記インバータは、第１のインバータと第２のインバータからなり、
   前記直流電源から前記第１のインバータまでの直流電流の主経路と、前記直流電源から前記第２のインバータまでの直流電流の主経路は、前記角度検出器のＸＺ平面またはＹＺ平面に関して対称となり、
   前記第１のインバータから前記直流電源までの主経路と前記第２のインバータから前記直流電源までの主経路は、前記ＸＺ平面または前記ＹＺ平面に関して対称となるように配置されている
   請求項４に記載の交流回転機の制御装置。
7. 前記インバータは、少なくとも第１のインバータと第２のインバータからなり、
   前記直流電源から前記第１のインバータまでの直流電流の主経路と、前記第２のインバータから前記直流電源までの直流電流の主経路は、前記角度検出器のＸＺ平面またはＹＺ平面に関して対称となり、
   前記直流電源から前記第２のインバータまでの主経路と前記第１のインバータから前記直流電源までの主経路は、前記ＸＺ平面または前記ＹＺ平面に関して対称となるように配置されている
   請求項４に記載の交流回転機の制御装置。
8. 前記直流電源と前記インバータの間で、前記直流電源に対して並列に接続された平滑コンデンサをさらに備え、
   前記補正信号演算部は、前記角度検出器の配置および直流電流が流れる電流経路に基づいて、位相補正定数と振幅補正定数によって位相および振幅が決定される、前記直流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を算出する
   請求項２から請求項７のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
9. 前記交流回転機の極対数をｎ（ｎは自然数）としたとき、前記多相交流電流による回転ｎ次のノイズ磁束で生じる信号誤差は、回転ｎ次成分に加えて、回転（ｎ−２ｍ）次成分または回転（ｎ＋２ｍ）次成分の少なくとも一方を有しており、
   前記補正信号演算部は、前記インバータと前記電機子巻線の間を流れる前記多相交流電流の電流経路と、前記角度検出器の配置により決定される位相補正定数および振幅補正定数と、によって位相および振幅が決定される、前記多相交流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を算出する
   請求項２から請求項８のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
10. 前記角度検出器は、前記多相交流電流が前記角度検出器の位置で作り出す磁束のＸ軸成分とＹ軸成分が、振幅が等しく位相差がπ／２となる設置位置に配置されており、
    前記補正信号演算部は、前記角度検出器が前記設置位置に配置されている条件が成立しているとして、前記多相交流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を算出する
    請求項９に記載の交流回転機の制御装置。
11. 前記角度検出器は、前記多相交流電流が前記角度検出器の位置で作り出す磁束のＸＹ平面上での方向が、前記角度検出器のＸ軸方向またはＹ軸方向となる設置位置に配置されており、
    前記補正信号演算部は、前記角度検出器が前記設置位置に配置されている条件が成立しているとして、前記多相交流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を算出する
    請求項９に記載の交流回転機の制御装置。
12. 請求項１から１１のいずれか１項に記載された交流回転機の制御装置を備え、
    前記交流回転機の制御装置は、電動パワーステアリングの操舵トルクを補助するトルクを発生するトルク制御を実行する
    電動パワーステアリングの制御装置。

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