JPWO2017204115A1

JPWO2017204115A1 - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPWO2017204115A1
Application number: JP2018519250A
Authority: JP
Inventors: 貴文野中; 健太朗大島; 輝義佐藤; 規央鈴木
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2016-05-25
Filing date: 2017-05-19
Publication date: 2019-01-24
Anticipated expiration: 2037-05-19
Also published as: US20190207507A1; JP6559343B2; DE112017002638T5; WO2017204115A1; US10615681B2

Abstract

整流素子（１１８）は、補助巻線（１２３）に接続される。停止回路（１３０）は、整流素子（１１８）から出力されるバイアス電圧（ＶＢ）を受ける。停止回路（１３０）は、バイアス電圧（ＶＢ）が設定電圧未満のときには、電源制御ＩＣ（１１４）の電源端子への電力供給を停止する。電源制御ＩＣ（１１４）は、電流検出抵抗（１１１）で発生する電流検出電圧に基づいて、スイッチング素子（１１０）のスイッチング周期に対するオン時間の割合を制御する。電源制御ＩＣ（１１４）は、電源端子の電圧が停止電圧以下となったときに、スイッチング素子（１１０）のスイッチング動作を停止させる。

Description

本発明は、スイッチング電源回路に関する。

従来、スイッチング電源回路は、別途、過電流保護機能あるいはそれに準ずる回路が設けられない場合、その動作トポロジーによって過電流状態および負荷短絡時の特性が異なる。

例えば、フライバック方式では、一般的に「への字」特性（定電力制御電圧垂下型）と呼ばれる、過電流時に出力電流の増加に伴ってなだらかな出力電圧の低下が起こる。「へ」は、日本語の平仮名文字である。また、フォワード方式では、一般的に垂下特性とよばれる、過電流時に出力電流の増加に伴って出力電圧と出力電流の低下が起こる。

スイッチング電源回路が上記のような特性を有する場合、過電流時に半導体素子に過剰な負担が加わり、異常な過熱により破損することもある。そのため、スイッチング電源の基本回路（トポロジーとして必要な部品構成）に加えて、別途、過電流保護および負荷短絡保護のための保護回路を追加することがある。

また、このような保護回路を追加せずに、負荷短絡時および過電流時に、出力電圧が低下することに伴うバイアス電圧の低下を利用した間欠動作により、スイッチング電源回路の構成部品の異常な過熱を防ぐ方法がある。

スイッチング電源回路において、負荷短絡状態または過電流状態になると、一時的にトランスが伝達する電気エネルギーが急激に増加し、補助巻線に発生する電圧が本来の設計値よりも増加する場合もあるが、そのエネルギーの多くは補助巻線のコンデンサに吸収され、バイアス電圧が跳ね上がることは少ない。その後、負荷短絡状態または過電流状態を検出する回路の働きにより、１次側のスイッチ回路のスイッチング周期に対するオン時間の割合（以下、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号のＯＮ−Ｄｕｔｙまたはデューティ比と呼称する）が減少し、２次側の出力電圧が低下するとともに、トランスの補助巻線から得られるバイアス電圧も低下する（動作１）。

バイアス電圧が電源制御ＩＣの停止電圧にまで低下すると、電源制御ＩＣが1次側スイッチ回路の動作を停止させる。その後、電源制御ＩＣの電源端子に接続されたコンデンサが入力電圧から起動抵抗を介して充電され、電源制御ＩＣの開始電圧に達したら、再び１次側スイッチ回路を動作させる（動作２）。

負荷短絡状態または過電流状態が継続されていると、上記の動作１と動作２を繰り返すことになり、スイッチング電源回路および接続される負荷が異常に加熱されることを防止する。

上記のような動作１と動作２を繰り返す動作は、間欠動作と呼ばれ、負荷短絡状態または過電流状態になった場合の保護動作として一般的なものである。このような間欠動作によって、負荷短絡状態または過電流状態になったスイッチング電源回路が異常に加熱されることを防止し安全性を向上させることができる。

また、スイッチング電源回路において、１次側スイッチ回路を駆動する信号を出力する電源制御ＩＣの電源端子には、印加される電圧によってスイッチング動作を開始する電圧（例えば、開始電圧１６Ｖ）、スイッチング動作を停止する電圧（例えば、停止電圧１０Ｖ）、電源制御ＩＣの破壊を防ぐために最大印加電圧（例えば、３０Ｖ）が規定されている。よって、スイッチング電源回路には、電源制御ＩＣの破壊を防ぐ目的で、トランスの補助巻線から出力されるバイアス電圧が一定の電圧以下になるように、定電圧回路（トランジスタ、抵抗器、ダイオード、定電圧ダイオードなど）が設けられる（たとえば、特開２０１５−１７３０４３号公報（特許文献１）、特開平７−２１３０５３号公報（特許文献２）を参照）。

特開２０１５−１７３０４３号公報特開平７−２１３０５３号公報

特許文献１、２に記載された定電圧回路は、上昇したバイアス電圧を減少させて、電源制御ＩＣ（電源制御回路）の電源端子に供給することができる。

しかしながら、特許文献１に記載された定電圧回路は、下降したバイアス電圧を制御して、電源制御ＩＣの電源端子に供給することできない。その結果、負荷短絡状態または過電流状態になった場合に、補助巻線から出力されて整流されたバイアス電圧が電源制御ＩＣ（電源制御回路）の停止電圧まで低下しないと、スイッチング電源回路が間欠動作にならずに、電子部品が過熱され、電源回路が故障する場合がある。

本発明は、交流電源に接続された第１の整流素子と、第１の整流素子によって整流された直流電圧を平滑する第１のコンデンサと、１次巻線と２次巻線と補助巻線とを有するトランスと、第１のコンデンサの一端と、１次巻線の一端の間のノードに接続された起動抵抗と、１次巻線に供給する第１のコンデンサからの直流電圧をスイッチングするスイッチング素子と、スイッチング素子を制御する電源制御回路と、一端が、起動抵抗と、電源制御回路の電源端子とに接続される第２のコンデンサと、１次巻線に流れる１次電流の大きさを検出する電流検出抵抗と、補助巻線に接続された第２の整流素子と、第２の整流素子から出力されるバイアス電圧を受けて、バイアス電圧が設定電圧以上のときには、バイアス電圧に基づく電圧を電源端子へ出力し、バイアス電圧が設定電圧未満のときには、電源端子への電力供給を停止する停止回路とを備える。電源制御回路は、電流検出抵抗で発生する電流検出電圧に基づいて、スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の割合を制御する。電源制御回路は、電源端子の電圧が停止電圧以下となったときに、スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる。

本発明によれば、停止回路は、補助巻線から出力されて整流されたバイアス電圧が設定電圧未満のときには、電源端子への電力供給を停止し、電源制御回路は、電源端子の電圧が停止電圧以下となったときに、スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる。これにより、バイアス電圧が電源制御回路の停止電圧まで低下しなくても、スイッチング素子のスイッチング動作を停止させることができる。

実施の形態１におけるスイッチング電源回路と、商用電源と、負荷の構成を示す図である。定格電力１００％以上で「への字」特性を示す出力電流−出力電圧特性を表わす図である。図１の電力変換回路の詳細な回路構成を表わす図である。特許文献１に記載されている定電圧回路を表わす図である。図３に含まれる停止回路の構成の一例を表わす図である。実施の形態１のスイッチング電源回路を用いたときの、設計上の電力値（＝５０Ｗ）以内でスイッチング電源回路を動作させた場合の各電圧波形を表わす図である。実施の形態１のスイッチング電源回路を用いたときの、設計上の電力値（＝５０Ｗ）以上で、スイッチング電源回路を負荷短絡状態や過電流状態で動作させた場合の各電圧波形を表わす図である。実施の形態２の停止回路の構成を表わす図である。実施の形態３の停止回路の構成を表わす図である。

まず、背景技術の問題点について、より詳細に説明する。
スイッチング電源回路が負荷短絡状態または過電流状態になった場合に、トランスが一時的に伝達する電気エネルギー（正確には電気エネルギー→磁気エネルギー→電気エネルギーの変換が行われている）が増加するため、一時的に補助巻線に発生する両端電圧が増加する。両端電圧が増加すると、バイアス電圧が増加するが、増加する時間は、短時間であるため、コンデンサにより電気エネルギーが吸収されてしまうので、電源制御ＩＣが破壊されるような電圧までバイアス電圧が上昇することはない。

さらに、特許文献１では、定電圧回路によって、電源制御ＩＣに供給する電圧を減少させることができる。

例えば、設計上のバイアス電圧が１８Ｖとし、定電圧回路を通過した後の電圧を１５Ｖとする。負荷短絡状態または過電流状態によって一時的にバイアス電圧が上昇した場合（例えば、３５Ｖ）においても、特許文献１に記載の定電圧回路によって、電源制御ＩＣの電源端子電圧は１５Ｖとなり、電源制御ＩＣが破壊されるような破壊電圧３０Ｖにまでは達しないようにすることができる。

その後、負荷短絡状態または過電流状態が継続すると、スイッチング電源回路において、１次側の電流検出回路が働くことにより、電源制御ＩＣが１次側スイッチング動作のＯＮ−Ｄｕｔｙを小さくする制御を行う。これにより、バイアス電圧が低下する。その後、電源制御ＩＣの電源端子が停止電圧（例えば、１０Ｖ）以下になると、１次側スイッチング動作を停止する。

このような従来の間欠動作モードでは、起動抵抗からの充電電流と、バイアス電圧からの電流供給を受けながら、電源制御ＩＣの電源端子電圧が開始電圧（例えば、１６Ｖ）と停止電圧（例えば、１０Ｖ）の間で、スイッチング電源回路が動作−停止を繰り返す。このような間欠動作モードでは、動作している期間に半導体素子を含めスイッチング電源回路の構成部品が発熱し、停止している期間に温度が下がることになる。そのため、スイッチング電源回路を構成する部品は、発熱と温度低下を繰り返すことになるが、温度低下よりも発熱の割合が多くなるので、徐々に温度が上昇し、やがて一定の温度で飽和状態になる。

従来の間欠動作モードでは、動作−停止の繰り返しサイクルの周期が、入力電圧と起動抵抗値に依存する充電電流と、電源制御ＩＣの開始電圧と停止電圧の差の電圧（ヒステリシス電圧）と、電源制御ＩＣの電源端子に接続されたコンデンサ容量値と、トランスの補助巻線から供給されるバイアス電圧とで決まる。

入力電圧と起動抵抗値により決まる充電電流（≒入力電圧÷起動抵抗値）は0.数ｍＡ〜数ｍＡ程度である。スイッチング電源回路が動作している期間に充電される電圧値により決まるバイアス電圧から電源制御ＩＣに供給される電流は数十ｍＡである。電源制御ＩＣが半導体素子の駆動に使う電流は数十ｍＡである。したがって、補助巻線から生成されるバイアス電圧からの電流供給が無ければ、電源制御ＩＣが半導体素子を駆動し続けることができない。

特許文献１に記載の定電圧回路は、ツェナーダイオードで設定した設定電圧（ツェナー電圧）よりもバイアス電圧が高い場合は定電圧値（＝設定電圧−０．５Ｖ）を出力する。一方、ツェナーダイオードで設定した設定電圧よりもバイアス電圧の方が低い場合は、定電圧回路は、可変電圧値（＝バイアス電圧−０．５Ｖ）を出力し、電源制御ＩＣの電源端子へ印加する。負荷短絡状態または過電流状態であれば、ＰＷＭ信号のＯＮ−Ｄｕｔｙが小さいため、補助巻線から供給されるバイアス電圧も低下する。そのため、電源制御ＩＣの電源端子に接続されているコンデンサに充電されている電圧も徐々に低下していく。

しかしながら、電源制御ＩＣの電源端子の電圧値（＝電源端子に接続されたコンデンサの充電電圧）が電源制御ＩＣの動作停止電圧に低下するまで、スイッチング電源回路は動作し続けてしまうという問題がある。

さらに、トランス内の巻線間の結合度合によっては、負荷短絡状態または過電流状態になった時にでも、補助巻線から供給されるバイアス電圧の低下量が小さく、電源制御ＩＣの動作停止電圧を下回らずに、電源制御ＩＣの動作停止電圧よりも高い電圧で保持されてしまい、間欠動作に入らない場合がある。このような状態では、スイッチング電源回路が動作し続けるため、温度がより高く上がり続けるため、スイッチング電源回路が故障する場合がある。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１におけるスイッチング電源回路１００と、商用電源１０１と、負荷１０４の構成を示す図である。

商用電源１０１は、たとえば、交流商用電源である。あるいは、商用電源１０１は、前段に電源回路を有する直流電圧源、またはバッテリーまたは電池などを用いた直流電圧源でもよい。スイッチング電源回路１００は、商用電源１０１から交流電圧を受け、負荷１０４へ出力電圧を供給する。負荷１０４は、スイッチング電源回路１００の出力に接続され、スイッチング電源回路１００からの電力によって動作する。

スイッチング電源回路１００は、整流素子１０２、コンデンサ１０３、および電力変換回路２００を備える。スイッチング電源回路１００は、たとえば、絶縁型のフライバックコンバータである。

整流素子１０２は、商用電源１０１に接続され、商用電源１０１から供給される交流電圧を整流して直流（脈流）に変換する。整流素子１０２は、ダイオードブリッジによって構成される。

コンデンサ１０３は、整流素子１０２が整流した直流（脈流）を充電することによって、脈流を平滑化して、直流電圧Ｖｉｎを蓄電する。

電力変換回路２００は、コンデンサ１０３が蓄電する直流電圧Ｖｉｎ（直流または直流に脈流が重畳したもの、入力電圧ともいう）を絶縁した状態で所望の直流の出力電圧Ｖｏｕｔに電力変換する。

このように、スイッチング電源回路１００は、商用電源１０１から入力された交流電圧を直流電圧Ｖｉｎに変換し、負荷１０４へ所望の電力（出力電圧Ｖｏｕｔ×出力電流Ｉｏｕｔ）を供給する。

よって、交流の商用電源１０１から負荷１０４へ所望の電力（設計上の最大電力）を供給する場合には、整流素子１０２、コンデンサ１０３、および電力変換回路２００が必要となる。一方、直流電源から負荷１０４へ所望の電力（設計上の最大電力）を供給する場合には、電力変換回路２００のみが必要となる。

従って、スイッチング電源回路１００と電力変換回路２００の取り扱う、設計上の最大電力は同じ電力値となる。

ここで、出力電流Ｉｏｕｔとは、電力変換回路２００及びスイッチング電源回路１００が設計上、出力可能な電流値ＩｏｕｔＲ以下の値とする。過電流状態とは、電力変換回路２００及びスイッチング電源回路１００において設計上の出力可能な電流値ＩｏｕｔＲを超えた電流を出力する状態、言い換えれば、負荷１０４が設計上の出力可能な電流値ＩｏｕｔＲ以上の電流を流そうとする状態のことである。

例えば、電力変換回路２００及びスイッチング電源回路１００の設計上の電力値が最大電力５０Ｗとし、出力電圧Ｖｏｕｔが５Ｖとすると、出力電流Ｉｏｕｔは、０〜１０Ａまでの範囲とする。出力電流Ｉｏｕｔが１０Ａ（＝ＩｏｕｔＲ）を超えると、過電流状態とする。例えば、設計上の出力電流Ｉｏｕｔ（＝５Ａ）の定格電流値を１００％とすると、定格電流値の１０Ａ以上の場合は過電流状態といえる。

負荷短絡状態とは、電力変換回路２００およびスイッチング電源回路１００の出力端子以降の回路または配線、負荷１０４などにおいて短絡（電気的にショート）している状態のことである。この場合、短絡（負荷側のインピーダンスが不定状態なので）しているので出力電流Ｉｏｕｔが定格電流の何倍流れるかはわからない。

出力電圧の過電圧（例えば、５Ｖが６Ｖや２０Ｖになる等）は、Ｆ／Ｂ回路１１９が故障しない限り、通常は起こりえないので、本実施の形態においては説明を省略する。

また、出力電圧Ｖｏｕｔが設計上の出力電圧ＶｏｕｔＲ（＝５Ｖ）よりも低くなる状態、つまり、１次側からの電力供給が制限されて出力電圧の低下が発生している状態を出力電圧Ｖｏｕｔの低下と呼ぶことにする。

出力電圧Ｖｏｕｔの低下は、電力変換回路２００およびスイッチング電源回路１００において設計上の最大電力以上の出力電力を取り出せないので、１次側から供給される電力でフライバック電源回路の仕組みで起こる出力電圧の低下、いわゆる、「への字」特性として現れる。

「への字」特性は、例えば、定格電力５０Ｗつまり出力が５Ｖ／１０Ａから更に電流を取り出す、つまり、過電流状態になると、出力が４．０Ｖ／１２．５Ａ、２．５Ｖ／２０Ａとなるように、なだらかに出力電流の増加に伴い、出力電圧が低下する特性である。「への字」特性は、正確に制御できる特性ではなく、フライバック電源回路の仕組みによるものである。

図２は、定格電力１００％以上で「への字」特性を示す出力電流−出力電圧特性を表わす図である。「への字」特性では、定格電力時の出力電流よりも多くの出力電流を出力しないと出力電圧の低下が始まらないという特性を有する。

図３は、図１の電力変換回路２００の詳細な回路構成を表わす図である。
電力変換回路２００は、コンデンサ１０３が平滑し、蓄電する直流電圧Ｖｉｎ（直流または直流に脈流が重畳したもの）を出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。

電力変換回路２００は、スイッチング素子１１０、電流検出抵抗１１１、電源制御ＩＣ１１４、トランス１２０、整流素子１１５、コンデンサ１１６、Ｆ／Ｂ回路１１９、停止回路１３０、トランス１２０、コンデンサ１１２、コンデンサ１１７、および整流素子１１８とを備える。

トランス１２０は、１次巻線１２１、２次巻線１２２、および補助巻線１２３を有する。１次巻線１２１と２次巻線１２２、１次巻線１２１と補助巻線１２３は磁気結合されているが、電気的には絶縁されている。従って、トランス１２０は、絶縁型のスイッチング電源回路１００において１次側（商用電源側、入力側）と２次側（絶縁される側、出力側）を絶縁する役割を有する。

１次側を構成する部品として、整流素子１０２、コンデンサ１０３、起動抵抗１１３、スイッチング素子１１０、電流検出抵抗１１１、コンデンサ１１２、電源制御ＩＣ１１４、１次巻線１２１、補助巻線１２３、整流素子１１８、コンデンサ１１７、停止回路１３０が備えられる。２次側を構成する部品として、２次巻線１２２、整流素子１１５、コンデンサ１１６、およびＦ／Ｂ回路１１９が備えられる。

スイッチング素子１１０は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。整流素子１０２，１１５，１１８は、ダイオードで構成される。

起動抵抗１１３は、コンデンサ１０３の一端と、１次巻線１２１の一端の間のノードＮＤ１に接続される。

スイッチング素子１１０は、１次巻線１２１に供給するコンデンサ１０３からの直流電圧Ｖｉｎをスイッチングする。

電源制御ＩＣ１１４は、スイッチング素子１１０を制御する。
コンデンサ１１２の一端が、起動抵抗１１３と、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１とに接続される。

電流検出抵抗１１１は、スイッチング素子１１０に接続される。電流検出抵抗１１１は、１次巻線１２１に流れる１次電流Ｉ１の大きさを検出する。

整流素子１１８は、補助巻線１２３に接続される。
整流素子１１５は、２次巻線１２２に接続される。

コンデンサ１１６は、整流素子１１５に接続されて、出力電圧を平滑する。
Ｆ／Ｂ回路１１９は、コンデンサ１１６が平滑する出力電圧と所望の一定の電圧との大小関係を表わす信号を出力する。

電源制御ＩＣ１１４は、電流検出抵抗１１１で発生する電流検出電圧、およびＦ／Ｂ回路１１９からの信号に基づいて、スイッチング素子１１０のスイッチング周期に対するオン時間の割合を制御する。

停止回路１３０は、整流素子１１８から出力されるバイアス電圧ＶＢを受けて、バイアス電圧ＶＢが設定電圧以上のときには、バイアス電圧ＶＢに基づく電圧を電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１へ出力し、バイアス電圧ＶＢが設定電圧未満のときには、電源制御ＩＣの電源端子Ｔ１への電力供給を停止する。

電源制御ＩＣ１１４は、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧が停止電圧以下となったときに、スイッチング素子１１０のスイッチング動作を停止させる。

本実施の形態の電力変換回路２００は、停止回路１３０を備えるが、特許文献１の電力変換回路は、停止回路１３０の代わりに、定電圧回路を備える。まず、この定電圧回路の動作を説明する。

図４は、特許文献１に記載されている定電圧回路を表わす図である。
この定電圧回路は、ＮＰＮトランジスタ３０１、電圧供給用抵抗３０２、およびツェナーダイオード（低電圧ダイオード）３０３によって構成される。

ツェナーダイオード３０３は、定電圧ダイオードであり、ある一定の電圧（これを設定電圧、またはツェナー電圧という）が印加されると、電流が流れ出す素子である。

ツェナーダイオード３０３の設定電圧を１５Ｖとし、ＮＰＮトランジスタ３０１のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥを０．５Ｖとする。

バイアス電圧ＶＢが１５Ｖ以上の場合、ツェナーダイオード３０３がオンし、ＮＰＮトランジスタ３０１がオン状態になる。定電圧回路の出力電圧は、ツェナーダイオード３０３の設定電圧１５ＶからＮＰＮトランジスタ３０１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ（＝０．５Ｖ）を引いた電圧である１５Ｖ−０．５Ｖ＝１４．５Ｖとなる。

バイアス電圧ＶＢが１５Ｖ未満（例えば、１４．４Ｖ）の場合、ツェナーダイオード３０３はオンしないが、バイアス電圧ＶＢが電圧供給用抵抗３０２を介してＮＰＮトランジスタ３０１のベースＢへ供給されるのでＮＰＮトランジスタ３０１がオン状態になる。定電圧回路の出力電圧は、１４．４Ｖから電圧ＶＢＥ（＝０．５Ｖ）を引いた電圧である１４．４Ｖ−０．５Ｖ＝１３．９Ｖとなる。

上記のように、ツェナーダイオード３０３で決まる設定電圧は、定電圧回路の出力電圧の上限値を制限するが、下限を制御しないことがわかる。

図５は、図３に含まれる停止回路１３０の構成の一例を表わす図である。
停止回路１３０は、ＰＮＰトランジスタ１３１、電圧供給用抵抗１３２、調整用抵抗１３３、およびツェナーダイオード１３４を備える。

ＰＮＰトランジスタ１３１は、整流素子１１８の出力と接続されるエミッタＥと、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１に接続されるコレクタＣと、ベースＢとを有する。

調整用抵抗１３３およびツェナーダイオードは、ＰＮＰトランジスタ１３１のベースＢとグランドとの間に直列に接続される。

電圧供給用抵抗１３２は、整流素子１１８の出力とＰＮＰトランジスタ１３１のベースＢとの間に配置される。

定電圧回路と同様に、ツェナーダイオード１３４の設定電圧（ツェナー電圧）を１５Ｖとし、ＰＮＰトランジスタ１３１の電圧ＶＣＥを０．５Ｖとする。

電圧供給用抵抗１３２は、コンデンサ１１７に充電されたバイアス電圧ＶＢをＰＮＰトランジスタ１３１のベースＢへ供給する。調整用抵抗１３３は、ツェナーダイオード１３４に流れる電流を調整するための抵抗器である。

バイアス電圧ＶＢが１５Ｖ（設定電圧）以上の場合、ツェナーダイオード１３４がオンし、それによって、ＰＮＰトランジスタ１３１がオンし、ＰＮＰトランジスタ１３１のコレクタＣへ（バイアス電圧ＶＢ−ＶＣＢ電圧）が出力される。

バイアス電圧ＶＢが１５Ｖ（設定電圧）未満の場合、ツェナーダイオード１３４がオンせず、ＰＮＰトランジスタ１３１もオフとなる。したがって、ＰＮＰトランジスタ１３１のコレクタＣに電圧が出力されない。つまり、ツェナーダイオード３０３で決まる設定電圧は、停止回路１３０の出力電圧の上限値を制御しないが、下限値を制限する。

ＰＮＰトランジスタ１３１がオンすると、コンデンサ１１２は、バイアス電圧ＶＢにより充電されるが、ＰＮＰトランジスタ１３１がオフするとコンデンサ１１２は、バイアス電圧ＶＢでは充電されない。

一方、停止回路１３０の動作に係らず、コンデンサ１０３に蓄電する直流電圧Ｖｉｎから起動抵抗１１３を経由してコンデンサ１１２は充電される。しかし、起動抵抗１１３経由の充電電流は、バイアス電圧ＶＢからの充電電流よりもはるかに小さい。したがって、起動抵抗１１３経由の充電電流のみでは、電源制御ＩＣ１１４がスイッチング素子１１０を駆動し続けることはできない。

電源制御ＩＣ１１４は、電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣが開始電圧１６ＶになるとＰＷＭ信号をスイッチング素子１１０へ出力し、停止電圧１０ＶになるとＰＷＭ信号の出力を停止する。つまり、スイッチング電源回路１００がスイッチング動作を継続して、所望の出力電圧を出力し続ける場合には、以下の処理が継続されていることになる。

コンデンサ１０３に蓄電する直流電圧Ｖｉｎによって、起動抵抗１１３経由でコンデンサ１１２が充電され、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣが開始電圧１６Ｖに達する。これにより、電源制御ＩＣ１１４がＰＷＭ信号を出力し、ＰＷＭ信号によりスイッチング素子１１０がスイッチング動作する。トランス１２０が１次巻線１２１と２次巻線１２２・補助巻線１２３の間で、電磁エネルギーの伝達を行い、補助巻線１２３に発生した電圧を整流素子１１８で整流し、コンデンサ１１７に充電してバイアス電圧ＶＢを生成する。電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣが停止電圧１０Ｖまで低下するよりも先にバイアス電圧ＶＢから停止回路１３０経由で電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１に接続されたコンデンサ１１２を充電し、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣを１０Ｖ以上に保持し続ける。

（最大電力以内での動作）
ここからは、例えば、電力変換回路２００が、設計上の最大電力５０Ｗ以内で、かつ正常な動作をしている場合の説明を行う。

図３を参照して、商用電源１０１から供給される交流電圧は整流素子１０２を通ることによって直流（脈流）に変換される。コンデンサ１０３は、整流素子１０２を通った直流（脈流）を平滑して蓄電する直流電圧Ｖｉｎ（直流または直流に脈流が重畳したもの）を生成し、蓄電する。

スイッチング素子１１０は、電源制御ＩＣ１１４から送られるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング動作をする。設計上のスイッチング周波数は１００ｋＨｚとする。

交流の商用電源１０１から整流素子１０２を通り、直流（脈流）となったコンデンサ１０３に蓄電された直流電圧Ｖｉｎは、起動抵抗１１３を介して、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１に接続されたコンデンサ１１２を充電する。やがて、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣが開始電圧１６Ｖに達すると、電源制御ＩＣ１１４は、スイッチング素子１１０へゲート端子を駆動するためのＰＷＭ信号を周波数１００ＫＨｚで送る。ここで、ＰＷＭ信号は、目標となる定電圧になるように状況に応じてパルス幅を変化させることのできる信号（１００ｋＨｚの周期、１０ｕｓｅｃ毎にオンの割合だけを変化させる信号）である。

コンデンサ１０３に蓄電された直流電圧Ｖｉｎは、トランス１２０の１次巻線１２１の片側に印加される。スイッチング素子１１０がＰＷＭ信号により駆動されると、スイッチング素子１１０は、オン状態となる。その結果、１次巻線１２１に１次電流Ｉ１が流れる。１次電流Ｉ１は、電流検出抵抗１１１を経由してコンデンサ１０３へ戻る。この時、電流検出抵抗１１１には、１次電流Ｉ１が流れることにより電圧（以後、電流検出電圧Ｖｉ１と呼称する）が発生する。この電流検出電圧Ｖｉ１は、電源制御ＩＣ１１４へ送られる。

トランス１２０は、１次巻線１２１に１次電流Ｉ１が流れることにより内部に磁気エネルギーを蓄積する。その後、電源制御ＩＣ１１４からのＰＷＭ信号がオフ、つまりスイッチング素子１１０がオフ状態になると、トランス１２０の内部に蓄積した磁気エネルギーが２次巻線１２２へ２次電流Ｉ２として伝達される。

２次電流Ｉ２は、整流素子１１５を介してコンデンサ１１６を充電する。このようにスイッチング素子１１０がＰＷＭ信号を受けてオン／オフを繰り返すことによって、１次巻線１２１から２次巻線１２２へ電力の伝達が行われる。

コンデンサ１１６に充電された電圧は徐々に上昇していき、出力電圧Ｖｏｕｔは、やがて所望の出力電圧ＶｏｕｔＲへ到達する。

Ｆ／Ｂ回路１１９は、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。Ｆ／Ｂ回路１１９は、出力電圧Ｖｏｕｔが、目標の出力電圧ＶｏｕｔＲになるようにスイッチング素子１１０へ与えられるＰＷＭ信号のオン幅（デューティ比）を制御するためのＦ／Ｂ信号をファトカプラ６０を介して、電源制御ＩＣ１１４へ送る。

例えば、所望の出力電圧ＶｏｕｔＲが５Ｖの場合、現在の出力電圧Ｖｏｕｔが４．９Ｖのときには、Ｆ／Ｂ回路１１９は、電源制御ＩＣ１１４へＰＷＭ信号のオン幅を広げる（（デューティ比を大きくする）ように、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の出力電圧Ｖｏｕｔよりも小さいことを表わすＦ／Ｂ信号を送る。Ｆ／Ｂ回路１１９は、現在の出力電圧Ｖｏｕｔが５．１Ｖのときには、電源制御ＩＣ１１４へＰＷＭ信号のオン幅を狭める（デューティ比を小さくする）ように、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の出力電Ｖｏｕｔよりも大きいことを表わすＦ／Ｂ信号を送る。

このように出力電圧ＶｏｕｔがＶｏｕｔＲ（＝５．０Ｖ）になるようにスイッチング素子１１０の駆動するＰＷＭ信号の幅を制御することによって、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つ。

電源制御ＩＣ１１４は、Ｆ／Ｂ回路１１９から送られてきたＦ／Ｂ信号に基づいて、ＰＷＭ信号のオン幅（デューティ比）を増減させて、出力電圧Ｖｏｕｔが目標の出力電圧ＶｏｕｔＲになるようにスイッチング素子１１０を駆動する。

以上の処理によって、電力変換回路２００は、設計上の電力値（ＶｏｕｔＲ×Ｉｏｕｔ）以内であれば、出力電圧Ｖｏｕｔから流出する電流値Ｉｏｕｔを、目標の電圧値の状態を保持したまま、負荷１０４へ供給することができる。

出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧ＶｏｕｔＲ（＝５Ｖ）の場合には、補助巻線１２３には設計した電圧が発生し、コンデンサ１１７に所望の大きさのバイアス電圧ＶＢ（＝１８Ｖ）が充電される。

このバイアス電圧ＶＢをトランス１２０の補助巻線１２３から供給する時、トランス１２０の巻線構造に依存してバイアス電圧が変動する。トランス１２０の結合度が高い（巻線間の結合が良い）場合は、過電流または負荷短絡による出力電圧の低下に伴いバイアス電圧ＶＢが低下する。一方、トランス１２０の結合度が低い（巻線間の結合が悪い）場合は、過電流または負荷短絡により出力電圧が低下してもあまりバイアス電圧ＶＢが低下しない。本実施の形態は、過電流または負荷短絡によって出力電圧Ｖｏｕｔが低下した場合に、追従してバイアス電圧ＶＢも低下することを前提とする。つまり、トランス１２０の結合度が高い状態を前提とする。

トランス１２０は、１次巻線１２１、２次巻線１２２、補助巻線１２３とを備える。トランス１２０は、フライバックトランスであるため、１次巻線１２１に電流を流すことで磁気エネルギーを溜めて、１次巻線１２１に電流を流し終わった後に、溜まった磁気エネルギーを２次巻線１２２、補助巻線１２３に電流として放出する。

この時、２次巻線１２２に発生する電圧と、補助巻線１２３に発生する電圧は、２次巻線１２２と補助巻線１２３の巻線数に比例する。つまり、２次巻線１２２の出力を５Ｖ設計（ダイオードの順方向電圧分電圧降下を加味した電圧）、補助巻線１２３の出力を１８Ｖ設計（ダイオードの順方向電圧分電圧降下を加味した電圧）とすると、出力電圧Ｖｏｕｔが５Ｖの時に、バイアス電圧ＶＢが１８Ｖになる。

停止回路１３０に、バイアス電圧１８Ｖが入力されると、ＰＮＰトランジスタ１３１のベースＢに調整用抵抗１３３を介して接続されたツェナーダイオード１３４の設定電圧（＝１５Ｖ）を超えるため、ベースＢに電流が流れ、ＰＮＰトランジスタ１３１のコレクタＣ−エミッタＥ間に電流が流れる。これによって、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１に接続されたコンデンサ１１２が充電されて、バイアス電圧ＶＢに近い電圧が電源端子Ｔ１に印加される。厳密には、バイアス電圧ＶＢからＰＮＰトランジスタ１３１のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥの分だけ降下した電圧が、電源端子Ｔ１に印加される。本実施の形態の説明においては、便宜上、電圧ＶＣＥの電圧降下は、省略して説明する。

設計上の電力値（＝５０Ｗ）以内であれば、負荷１０４が変動し出力電流Ｉｏｕｔが変化してもＦ／Ｂ回路１１９からのＦ／Ｂ信号により電源制御ＩＣ１１４がＰＷＭ信号の幅を制御して、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の電圧値になるように１次側から２次側へ伝達する電力を制御するので、出力電圧Ｖｏｕｔは一定の電圧値に保たれる。

図６は、実施の形態１のスイッチング電源回路を用いたときの、設計上の電力値（＝５０Ｗ）以内でスイッチング電源回路１００を動作させた場合の各電圧波形を表わす図である。図６において、横軸が時間経過、縦軸が電圧を表わす。

（１）時刻ｔ０〜ｔ１
商用電源１０１から供給される交流電圧は整流素子１０２を通ることによって直流（脈流）に変換される。コンデンサ１０３は、整流素子１０２を通った直流（脈流）を平滑して直流電圧Ｖｉｎを生成し、蓄電する。直流電圧Ｖｉｎは、時間とともに徐々に上昇する。直流電圧Ｖｉｎの上昇に伴い、起動抵抗１１３経由で充電電流がコンデンサ１１２に流れ、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣが徐々に上昇する。電圧ＶＣＣは、まだ開始電圧１６Ｖに達していない。

電源制御ＩＣ１１４は、電圧ＶＣＣが開始電圧１６Ｖに達していないため、ＰＷＭ信号を出力しない。スイッチング素子１１０は、スイッチング動作していないため、バイアス電圧ＶＢは０Ｖである。バイアス電圧ＶＢが０Ｖであるため、停止回路１３０の出力は０Ｖである。

（２）時刻ｔ１〜ｔ２
コンデンサ１０３で蓄電される電圧Ｖｉｎが一定値を維持する。電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣが開始電圧１６Ｖに達するので、電源制御ＩＣ１１４は、ＰＷＭ信号を出力し、スイッチング素子１１０を駆動する。電源制御ＩＣ１１４がＰＷＭ信号を出力し始めると、起動抵抗１１３からの充電電流の大きさは、ＰＷＭ信号を出力するための消費電流の大きさよりもはるかに小さいため、電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣは低下していく。

ＰＷＭ信号が出力されるとスイッチング素子１１０のスイッチング動作により、トランス１２０の補助巻線１２３から整流素子１１８を通って、コンデンサ１１７に電流が流れ、バイアス電圧ＶＢが上昇する。バイアス電圧ＶＢが１５Ｖ未満のときには、停止回路１３０から出力される電圧ＶＳは、０Ｖであり、バイアス電圧ＶＢが１５Ｖ以上になれば、停止回路１３０から出力される電圧ＶＳは、バイアス電圧ＶＢと同じ大きさとなる。

（３）時刻ｔ２〜ｔ３
コンデンサ１０３で蓄電される電圧Ｖｉｎが一定値を維持する。電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣは、停止回路１３０からの電力供給が始まるので、上昇に転じる。電源制御ＩＣ１１４は、電圧ＶＣＣが停止電圧（＝１０Ｖ）を下回らないので、ＰＷＭ信号の出力を維持する。バイアス電圧ＶＢはさらに上昇し、設計値の１８Ｖに達する。バイアス電圧ＶＢの上昇に伴い、停止回路１３０の出力電圧ＶＳも上昇し、１８Ｖに達する。

（４）時刻ｔ３〜ｔ１０
コンデンサ１０３で蓄電される電圧Ｖｉｎが一定値を維持する。電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣは、停止回路１３０の出力電圧ＶＳ（＝１８Ｖ）で維持される。電源制御ＩＣ１１４は、ＰＷＭ信号の出力を維持する。その結果、バイアス電圧ＶＢが１８Ｖで維持され、停止回路１３０の出力電圧ＶＳも１８Ｖで維持される。

（最大電力を超える場合の動作）
次に、電力変換回路２００の設計上の最大電力（＝５０Ｗ）を超えて負荷１０４が電流を消費しようとする場合の動作を説明する。つまり、過電流状態、または過電流状態よりも多くの電流が流れる負荷短絡状態を想定する。

例えば、出力電流Ｉｏｕｔが１０Ａ以上の過電流状態（例えば、１１Ａ）になったとする。この場合、電力変換回路２００の出力電力は、出力電圧Ｖｏｕｔ×出力電流Ｉｏｕｔが５Ａ×１１Ａ＝５５Ｗとなり、設計上の最大電力５０Ｗを超える電力を供給しなくてはならない。そのためには、最大電力５０Ｗを電力変換する時の１次電流Ｉ１を超える電流を１次側回路に流す必要がある。その際、電流検出抵抗１１１には、最大電力５０Ｗの時よりも大きな電流検出電圧Ｖｉ１が発生する。

電流検出抵抗１１１に発生する電流検出電圧Ｖｉ１が電源制御ＩＣ１１４の規定値よりも大きくなると、電流検出抵抗１１１に流れる１次電流を削減するように、電源制御ＩＣ１１４は、ＰＷＭ信号のＯＮ−Ｄｕｔｙを小さくする。これにより、１次電流が制限される。１次電流が制限されると、１次側から供給される電力が概ね５０Ｗで制限されることにより、所望の出力電圧ＶｏｕｔＲ（＝５Ｖ）を維持できなくなる。

以上のように、出力電流Ｉｏｕｔを１０Ａより大きくしていくと、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧ＶｏｕｔＲ（＝５Ｖ）よりも低くなる。たとえば、スイッチング電源回路１００の出力電圧Ｖｏｕｔが４Ｖに低下すれば、トランス１２０の巻数比に比例するので、バイアス電圧ＶＢは１４．４Ｖまで低下する。

特許文献１では、バイアス電圧ＶＢがツェナーダイオードで決まる設定電圧１５Ｖ以上の場合に、定電圧回路は、電源制御ＩＣ１１４へ入力する電圧を制限する機能を有するが、バイアス電圧ＶＢが設定電圧１５Ｖ未満の場合は、ＮＰＮトランジスタ３０１の電圧ＶＢＥ分の電圧降下分（＝０．５Ｖ）を差し引いた電圧（＝１４．４Ｖ−０．５Ｖ＝１３．９Ｖ）を電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１に供給する。

電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣが１３．９Ｖであれば、停止電圧１０Ｖよりも大きいので、スイッチング電源回路１００は動作し続けるので、間欠動作に入らない。よって、スイッチング電源回路１００のスイッチング動作は継続される。その結果、スイッチング電源回路１００を構成する電子部品は、過負荷状態で連続動作し続けることになり、過熱されていくことで、電子部品が故障する。

つまり、出力電圧Ｖｏｕｔが５Ｖから４Ｖになる負荷短絡状態または過電流状態では、電源制御ＩＣの電源端子Ｔ１に１３．９Ｖが印加され続けるため、スイッチング電源回路１００のスイッチング動作は継続される。よって、スイッチング電源回路１００を構成する電子部品は、過負荷状態で連続動作し続けることになり、過熱されていくことで、故障する。

これに対して、本実施の形態の停止回路１３０の場合には、出力電圧Ｖｏｕｔが５Ｖから４Ｖになる負荷短絡状態または過電流状態になることによって、バイアス電圧ＶＢが１８Ｖから１４．４Ｖに低下すると、バイアス電圧ＶＢがツェナーダイオード１３４の設定電圧（＝１５Ｖ）未満となる。この場合、ＰＮＰトランジスタ１３１がオフとなり、ＰＮＰトランジスタ１３１のコレクタＣにバイアス電圧ＶＢが出力されない。バイアス電圧ＶＢから電流の供給を受けられない電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣは急速に低下し、電源制御ＩＣ１１４の停止電圧１０Ｖを下回るため、スイッチング電源回路１００はスイッチング動作を止める。

その後、コンデンサ１０３に蓄電された直流電圧Ｖｉｎから起動抵抗１１３を介して、コンデンサ１１７を充電する。電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣが開始電圧１６Ｖに達すると、再び電源制御ＩＣ１１４からスイッチング素子１１０を駆動するためのＰＷＭ信号が出力される。ＰＷＭ信号が出力されるとスイッチング動作が再開されるが、負荷短絡状態または過電流状態であるため、すぐにＰＷＭ信号のＯＮ−Ｄｕｔｙが小さくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧ＶｏｕｔＲにまで上がらずに、バイアス電圧ＶＢも所望の電圧にまで上がらないため、やがて電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣが停止電圧１０Ｖを下回る。その結果、スイッチング電源回路１００は、再び、スイッチング動作を停止する。

起動抵抗からの充電電流は、バイアス電圧からの供給電流よりもはるかに小さいため、起動抵抗１１３からの充電電流だけでは、電源制御ＩＣ１１４の電源端子の電圧を保持できないので、一度、開始電圧まで上昇しても、再び停止電圧まで低下してしまう。

上記のようなスイッチング動作の停止および再開が繰り返される間欠動作が行われることになる。

よって、負荷短絡状態や過電流状態になった場合において、特許文献１の定電圧回路を搭載したスイッチング電源回路１００が連続動作し続けるのに比べて、本実施の形態の停止回路１３０を搭載したスイッチング電源回路１００は間欠動作となるため、単位時間あたりの電源制御ＩＣ１１４の動作割合を少なくさせることができる。その結果、スイッチング電源回路１００を構成する電子部品の発熱量を抑えることができるとともに、停止回路１３０を搭載しないスイッチング電源回路１００に比べて、スイッチング電源回路１００の故障を防止できる。

図７は、実施の形態１のスイッチング電源回路を用いたときの、設計上の電力値（＝５０Ｗ）以上で、スイッチング電源回路１００を負荷短絡状態や過電流状態で動作させた場合の各電圧波形を表わす図である。横軸を時間経過、縦軸を電圧とする。

電源制御ＩＣ１１４は、開始電圧１６Ｖに達していないため、ＰＷＭ信号を出力しない。スイッチング素子１１０は、スイッチング動作していないため、バイアス電圧ＶＢは０Ｖである。バイアス電圧ＶＢが０Ｖであるため、停止回路１３０の出力電圧ＶＳは０Ｖである。

（２）時刻ｔ１〜ｔ２
コンデンサ１０３で蓄電される電圧Ｖｉｎが一定値を維持する。電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣが開始電圧１６Ｖに達するので、電源制御ＩＣ１１４は、ＰＷＭ信号を出力し、スイッチング素子１１０を駆動する。電源制御ＩＣ１１４が、ＰＷＭ信号を出力し始めると、起動抵抗１１３からの充電電流の大きさは、ＰＷＭ信号を出力するための消費電流の大きさよりもはるかに小さいため、電圧ＶＣＣが低下していく。

ＰＷＭ信号が出力されるとスイッチング素子１１０のスイッチング動作により、トランス１２０の補助巻線１２３から整流素子１１８を通って、コンデンサ１１７に電流が流れ、バイアス電圧ＶＢが上昇する。しかし、負荷短絡状態であるため、出力電圧Ｖｏｕｔが４Ｖまでしか上昇しない。そのため、バイアス電圧ＶＢが１４．４Ｖまでしか上昇しない。バイアス電圧ＶＢが１５Ｖ未満であるため、停止回路１３０の出力電圧ＶＳは、０Ｖである。時刻ｔ２の時点で、電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣは、停止電圧１０Ｖに達する。

（３）時刻ｔ２〜ｔ３
コンデンサ１０３で蓄電される電圧Ｖｉｎが一定値を維持する。電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣは、起動抵抗１１３経由で充電され、再び上昇する。電圧ＶＣＣは、開始電圧１６Ｖに達していないため、ＰＷＭ信号を出力しない。スイッチング素子１１０は、スイッチング動作していないため、バイアス電圧ＶＢは０Ｖのままである。バイアス電圧ＶＢが０Ｖであるため、停止回路１３０の出力電圧ＶＳは０Ｖである。時刻ｔ３の時点で、電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣは、開始電圧１６Ｖに達する。

以降は、時刻ｔ１〜ｔ２のスイッチン動作と時刻ｔ２〜ｔ３のスイッチング動作の停止とを繰り返す間欠動作となる。

次に、出力電圧Ｖｏｕｔが５Ｖから２．５Ｖになる程度の負荷短絡状態または過電流状態になった場合を考える。この場合、バイアス電圧ＶＢは１８Ｖから９Ｖに低下するので、特許文献１に記載の定電圧回路の出力電圧は、８．５Ｖ（＝９Ｖ−０．５Ｖ）であるのに対して、本実施の形態の停止回路１３０の出力電圧ＶＳが０Ｖとなり、どちらの回路も電源制御ＩＣの停止電圧（＝１０Ｖ）を下回るので、間欠動作に入る。

但し、特許文献１に記載の定電圧回路と本実施の停止回路１３０とでは、スイッチング電源回路１００が停止するバイアス電圧ＶＢが異なる。スイッチング電源回路１００が停止するための条件は、特許文献１に記載の定電圧回路では、バイアス電圧ＶＢが９．５Ｖであるのに対して、本実施の形態の停止回路１３０では、バイアス電圧ＶＢが１５Ｖである。このような相違は、以下の相違につながる。

特許文献１に記載の定電圧回路の場合は、出力が負荷短絡状態または過電流状態になり、バイアス電圧ＶＢが１８Ｖから１０．５Ｖに低下するまでスイッチング電源回路１００がスイッチング動作し続ける。これに対して、本実施の形態の停止回路１３０の場合は、出力が負荷短絡状態または過電流状態になり、バイアス電圧ＶＢが１８Ｖから１５Ｖに低下しただけで、スイッチング電源回路１００がスイッチング動作を停止する。これにより、スイッチング電源回路１００を構成する電子部品が過負荷にさられる時間が短くなり、特許文献１に記載される定電圧回路を搭載するスイッチング電源回路１００よりも、加熱による故障を防ぐことができる。

本実施の形態では、バイアス電圧ＶＢと電源制御ＩＣ１１４の電源端子の間に停止回路１３０（抵抗器、トランジスタ、ダイオード、定電圧ダイオードにより構成）を接続することによって、負荷短絡状態または過電流状態の場合に、出力電圧Ｖｏｕｔの低下に比例して補助巻線１２３を整流して得られるバイアス電圧ＶＢも低下し、バイアス電圧ＶＢが停止回路１３０の設定電圧（定電圧ダイオードで決まる一定の電圧）まで低下した時点で、停止回路１３０の出力電圧ＶＳが０Ｖになる。これにより、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１へのバイアス電圧ＶＢの供給が停止する。

バイアス電圧ＶＢからの電力供給が得られなくなった電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１の電圧ＶＣＣが急激に低下し、電源制御ＩＣ１１４の停止電圧を下回ると、電源制御ＩＣ１１４が1次側スイッチング動作を停止する。これにより、バイアス電圧ＶＢが、電源制御ＩＣ１１４の停止電圧まで低下するよりも早くスイッチング電源回路１００を停止させることができる。停止回路１３０が無ければ、バイアス電圧ＶＢが停止電圧１０Ｖになるまで止まらないが、停止回路１３０があれば、バイアス電圧ＶＢが１５Ｖ以下になった時点で、スイッチング電源回路１００が停止する。

実施の形態２．
図８は、実施の形態２の停止回路の構成を表わす図である。

実施の形態２の停止回路７０は、実施の形態１の停止回路１３０の構成要素に加えて、整流素子１３５を備える。すなわち、この停止回路７０は、ＰＮＰトランジスタ１３１と、調整用抵抗１３３と、ツェナーダイオード１３４と、電圧供給用抵抗１３２と、整流素子（ダイオード）１３５とを備える。

ＰＮＰトランジスタ１３１は、整流素子１１８の出力と接続されるエミッタＥと、ダイオード１３５のアノードに接続されるコレクタＣと、ベースＢとを有する。

ダイオード１３５のアノードが、ＰＮＰトランジスタ１３１のコレクタＣに接続される。ダイオード１３５のカソードが、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１に接続される。

ダイオード１３５を追加することで、ＰＮＰトランジスタ１３１がオフの場合に、ＮＰＮトランジスタ１３５に加わる電圧を阻止することができるようになる。ダイオード１３５を追加することにより、停止回路１３０を保護できる。従って、負荷短絡状態や過電流状態であっても、スイッチング電源回路の故障を防止できる。

実施の形態３．
図９は、実施の形態３の停止回路の構成を表わす図である。

実施の形態３の停止回路８０は、実施の形態２の停止回路７０の構成要素に加えて、抵抗１３６を備える。すなわち、この停止回路８０は、ＰＮＰトランジスタ１３１と、調整用抵抗１３３と、ツェナーダイオード１３４と、電圧供給用抵抗１３２と、整流素子（ダイオード）１３５と、調整用抵抗１３６を備える。

ＰＮＰトランジスタ１３１は、整流素子１１８の出力と接続されるエミッタＥと、調整用抵抗１３６の一端に接続されるコレクタＣと、ベースＢとを有する。

調整用抵抗１３６の一端がＰＮＰトランジスタ１３１のコレクタＣに接続され、調整用抵抗１３６の一端が電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１に接続される。

ダイオード１３５のアノードが、調整用抵抗１３６の他端に接続される。ダイオード１３５のカソードが、電源制御ＩＣ１１４の電源端子Ｔ１に接続される。

調整用抵抗１３６を追加することによって、ＰＮＰトランジスタ１３１がオンの場合に、ＰＮＰトランジスタ１３１のコレクタ−エミッタ間に流れる電流を調整することができるようになる。これによって、負荷短絡状態や過電流状態において、スイッチング電源回路１００が間欠動作する際のスイッチング電源回路１００が動作する時間を調整することができるようになる。その結果、スイッチング電源回路１００としては、負荷短絡状態や過電流状態の際に、異常な過熱を防ぐことができるようになり故障を防止できる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

６０フォトカプラ、１００スイッチング電源回路、１０１商用電源、１０２，１１５，１１８，１３５整流素子、１０３，１１２，１１６，１１７コンデンサ、１０４負荷、１１０スイッチング素子、１１１電流検出抵抗、１１３起動抵抗、１１４電源制御ＩＣ、１１９Ｆ／Ｂ回路、１２０トランス、１２１１次巻線、１２２２次巻線、１２３補助巻線、７０，８０，１３０停止回路、１３１ＰＮＰトランジスタ、１３２，３０２電圧供給用抵抗、１３３，１３６調整用抵抗、１３４，３０３ツェナーダイオード、２００電力変換回路、３０１ＮＰＮトランジスタ。

Claims

交流電源に接続された第１の整流素子と、
前記第１の整流素子によって整流された直流電圧を平滑する第１のコンデンサと、
１次巻線と２次巻線と補助巻線とを有するトランスと、
前記第１のコンデンサの一端と、前記１次巻線の一端の間のノードに接続された起動抵抗と、
前記１次巻線に供給する前記第１のコンデンサからの直流電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を制御する電源制御回路と、
一端が、前記起動抵抗と、前記電源制御回路の電源端子とに接続される第２のコンデンサと、
前記１次巻線に流れる１次電流の大きさを検出する電流検出抵抗と、
前記補助巻線に接続された第２の整流素子と、
前記第２の整流素子から出力されるバイアス電圧を受けて、前記バイアス電圧が設定電圧以上のときには、前記バイアス電圧に基づく電圧を前記電源端子へ出力し、前記バイアス電圧が前記設定電圧未満のときには、前記電源端子への電力供給を停止する停止回路とを備え、
前記電源制御回路は、前記電流検出抵抗で発生する電流検出電圧に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の割合を制御し、
前記電源制御回路は、前記電源端子の電圧が停止電圧以下となったときに、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる、スイッチング電源回路。
前記２次巻線に接続された第３の整流素子と、
前記第３の整流素子に接続されて、出力電圧を平滑する第３のコンデンサと、
前記第３のコンデンサが平滑する出力電圧と一定の電圧との大小関係を表わす信号を出力するフィードバック回路とをさらに備え、
前記電源制御回路は、さらに、前記フィードバック回路からの信号に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の割合を制御する、請求項１記載のスイッチング電源回路。
前記停止回路は、
前記第２の整流素子の出力と接続されるエミッタと、前記電源端子に接続されるコレクタと、ベースとを有するＰＮＰトランジスタと、
前記ベースとグランドとの間に直列に接続された調整用抵抗およびツェナーダイオードと、
前記第２の整流素子の出力と前記エミッタの間に配置された電圧供給用抵抗とを含み、
前記設定電圧は、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧である、請求項１または２記載のスイッチング電源回路。
前記停止回路は、
前記第２の整流素子の出力と接続されるエミッタと、前記電源端子に接続されるコレクタと、ベースとを有するＰＮＰトランジスタと、
前記ベースとグランドとの間に直列に接続された調整用抵抗およびツェナーダイオードと、
前記第２の整流素子の出力と前記ベースとの間に配置された電圧供給用抵抗と、
前記コレクタと、前記電源端子との間に配置された第４の整流素子とを含み、
前記設定電圧は、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧である、請求項１または２記載のスイッチング電源回路。
前記停止回路は、
前記第２の整流素子の出力と接続されるエミッタと、前記電源端子に接続されるコレクタと、ベースとを有するＰＮＰトランジスタと、
前記ベースとグランドとの間に直列に接続された第１の調整用抵抗およびツェナーダイオードと、
前記第２の整流素子の出力と前記ベースとの間に配置された電圧供給用抵抗と、
一端が前記コレクタに接続された第２の調整用抵抗と、
前記第２の調整用抵抗の他端と、前記電源端子との間に配置された第４の整流素子とを含み、
前記設定電圧は、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧である、請求項１または２記載のスイッチング電源回路。
前記電源制御回路は、前記フィードバック回路からの信号に基づいて、前記出力電圧が前記一定の電圧よりも大きいときには、前記スイッチング素子へのＰＷＭ信号のデユーティ比が小さくなるように制御し、前記出力電圧が前記一定の電圧よりも小さいときには、前記スイッチング素子へのＰＷＭ信号のデユーティ比が大きくなるように制御する、請求項２記載のスイッチング電源回路。
前記電源制御回路は、前記電流検出抵抗で発生する電流検出電圧に基づいて、過電流状態であるかどうかを判断し、前記過電流状態の場合に前記スイッチング素子へのＰＷＭ信号のデユーティ比が小さくなるように制御する、請求項１記載のスイッチング電源回路。
前記電源制御回路は、前記電源端子の電圧が開始電圧以上となったときに、前記スイッチング素子のスイッチ動作を開始させる、請求項１または２記載のスイッチング電源回路。