JPWO2016174938A1 - ラダー型フィルタ及びデュプレクサ - Google Patents

Abstract

帯域外減衰が改善され、インピーダンスマッチングを良好にとることができ、挿入損失を小さくすることができる、ラダー型フィルタ及びデュプレクサを提供する。ラダー型フィルタ１は、直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ４と、第１，第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３とにより通過帯域が構成されているラダー型フィルタであって、直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ４と、第１，第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と、第１の並列腕共振子Ｐ１に並列に接続されており、第１の並列腕共振子Ｐ１の静電容量よりも静電容量が小さく、かつ反共振周波数がラダー型フィルタ１の通過帯域の帯域外に位置している第３の並列腕共振子Ｐ４とを備える。第１の並列腕共振子Ｐ１の反共振周波数が、第２の並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３の反共振周波数よりも高域側の周波数域に位置している。

Description

本発明は、ラダー型フィルタ及びデュプレクサに関する。

従来、ラダー型フィルタが携帯電話機などに広く用いられている。

下記の特許文献１には、ラダー型フィルタの一例が開示されている。このラダー型フィルタは、通過帯域を構成している複数の直列腕共振子と複数の第１の並列腕共振子とを有する。ラダー型フィルタは、複数の直列腕共振子の反共振周波数よりも高域側の周波数域に共振周波数が位置する第２の並列腕共振子も有する。第２の並列腕共振子は、複数の第１の並列腕共振子の内の最も入力端側及び最も出力端側に位置していない並列腕共振子に並列に接続されている。

国際公開第２０１３／０８０４６１号

第２の並列腕共振子は、ラダー型フィルタの通過帯域内においては容量性となる。そのため、インピーダンスマッチングが悪化し、挿入損失が増大していた。

さらに、第２の並列腕共振子に並列に接続されている第１の並列腕共振子の反共振周波数が低い場合、通過帯域の帯域内において、容量性の周波数領域が広くなっていた。よって、第２の並列腕共振子の静電容量を小さくしたとしても、なお挿入損失は大きかった。

本発明の目的は、帯域外減衰が改善され、インピーダンスマッチングを良好にとることができ、挿入損失を小さくすることができる、ラダー型フィルタ及びデュプレクサを提供することにある。

本発明に係るラダー型フィルタは、所定の通過帯域を有し、直列腕共振子と、第１，第２の並列腕共振子とを備えているラダー型フィルタであって、前記直列腕共振子の共振周波数と、前記第１，第２の並列腕共振子の反共振周波数とが前記所定の通過帯域の帯域内に位置しており、前記第１の並列腕共振子の前記反共振周波数が、前記第２の並列腕共振子の前記反共振周波数よりも高域側の周波数域に位置しており、前記第１の並列腕共振子に並列に接続されており、前記第１の並列腕共振子の静電容量よりも静電容量が小さく、かつ反共振周波数が前記所定の通過帯域の帯域外に位置している第３の並列腕共振子がさらに備えられている。

本発明に係るラダー型フィルタのある特定の局面では、前記第１の並列腕共振子の前記反共振周波数が、前記第１の並列腕共振子に他の直列腕共振子を介すことなく直接接続されている少なくとも１個の前記直列腕共振子の前記共振周波数よりも高域側の周波数域に位置している。この場合には、第１の並列腕共振子の反共振周波数から直列腕共振子の共振周波数までの周波数域の範囲をより狭くすることができる。それによって、容量性の周波数域を狭くすることができる。従って、インピーダンスマッチングをより一層良好にとることができる。

本発明に係るラダー型フィルタの他の特定の局面では、前記第２の並列腕共振子を複数有し、入力端及び出力端を有し、前記第１〜第３の並列腕共振子において、前記複数の第２の並列腕共振子の内の２個の並列腕共振子が、最も前記入力端側に位置する並列腕共振子及び最も前記出力端側に位置する並列腕共振子である。この場合には、入力端側及び出力端側において、通過帯域の帯域内におけるインピーダンスは容量性への移行が生じ難い。従って、インピーダンスマッチングをより一層良好にとることができる。

本発明に係るラダー型フィルタのさらに他の特定の局面では、前記第１，第２の並列腕共振子の静電容量よりも前記第３の並列腕共振子の静電容量の方が小さい。この場合には、ラダー型フィルタを小型にすることができる。

本発明に係るラダー型フィルタの別の特定の局面では、前記第３の並列腕共振子の前記反共振周波数が、前記直列腕共振子と前記第１，第２の並列腕共振子とにより構成されている通過帯域よりも高域側の周波数域に位置している。この場合には、通過帯域よりも高域側の周波数域における減衰量を大きくすることができる。

本発明に係るラダー型フィルタのさらに別の特定の局面では、前記第３の並列腕共振子の前記反共振周波数が、前記直列腕共振子と前記第１，第２の並列腕共振子とにより構成されている通過帯域よりも低域側の周波数域に位置している。この場合には、通過帯域よりも低域側の周波数域における減衰量を大きくすることができる。

本発明に係るラダー型フィルタのさらに別の特定の局面では、前記第１〜第３の並列腕共振子が、弾性表面波共振子からなり、前記第１，第２の並列腕共振子の静電容量よりも前記第３の並列腕共振子の静電容量の方が小さく、かつ前記第１，第２の並列腕共振子のデューティー比よりも前記第３の並列腕共振子のデューティー比の方が大きい。この場合には、ラダー型フィルタを小型にすることができ、かつ良好な高調波特性を得ることができる。

本発明に係るデュプレクサは、本発明に従って構成されているラダー型フィルタを備える。この場合には、より一層挿入損失を小さくすることができる。

本発明に係るデュプレクサのある特定の局面では、前記ラダー型フィルタが送信フィルタである。この場合には、受信フィルタの通過帯域において、減衰量を大きくすることができる。よって、良好なアイソレーション特性を得ることができる。

本発明によれば、帯域外減衰が改善され、インピーダンスマッチングを良好にとることができ、挿入損失を小さくすることができる、ラダー型フィルタ及びデュプレクサを提供することができる。

図１は、本発明の第１の実施形態に係るラダー型フィルタの回路図である。 図２は、変形例のラダー型フィルタの回路図である。 図３は、第１の比較例のラダー型フィルタの回路図である。 図４は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第１の比較例のラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図５（ａ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第１の比較例のラダー型フィルタの通過帯域の出力端におけるインピーダンスマッチングを示す図であり、図５（ｂ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第１の比較例のラダー型フィルタの通過帯域の入力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。 図６は、第２の比較例のラダー型フィルタの回路図である。 図７は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第２の比較例のラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図８（ａ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第２の比較例のラダー型フィルタの通過帯域の出力端におけるインピーダンスマッチングを示す図であり、図８（ｂ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第２の比較例のラダー型フィルタの通過帯域の入力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。 図９は、第３の比較例のラダー型フィルタの回路図である。 図１０は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第３の比較例のラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図１１（ａ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第３の比較例のラダー型フィルタの通過帯域の出力端におけるインピーダンスマッチングを示す図であり、図１１（ｂ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第３の比較例のラダー型フィルタの通過帯域の入力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。 図１２は、第１，第２の実施形態に係るラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図１３（ａ）は、第１，第２の実施形態に係るラダー型フィルタの通過帯域の出力端におけるインピーダンスマッチングを示す図であり、図１３（ｂ）は、第１，第２の実施形態に係るラダー型フィルタの通過帯域の入力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。 図１４は、第１，第３の実施形態に係るラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図１５（ａ）は、第１，第３の実施形態に係るラダー型フィルタの通過帯域の出力端におけるインピーダンスマッチングを示す図であり、図１５（ｂ）は、第１，第３の実施形態に係るラダー型フィルタの通過帯域の入力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。 図１６は、第１〜第３の実施形態に係るラダー型フィルタの高調波特性を示す図である。 図１７は、第４の実施形態に係るラダー型フィルタの回路図である。 図１８は、第５の実施形態に係るデュプレクサの回路図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。

なお、本明細書に記載の各実施形態は、例示的なものであり、異なる実施形態間において、構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることを指摘しておく。

図１は、本発明の第１の実施形態に係るラダー型フィルタの回路図である。

ラダー型フィルタ１は、入力端としての入力端子２と出力端としての出力端子３との間に接続されている直列腕と、直列腕に設けられた複数の直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ４を有する。さらに、ラダー型フィルタ１は、直列腕とグラウンド電位との間に接続されている並列腕と、並列腕に設けられた第１の並列腕共振子Ｐ１、第２の並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３及び第３の並列腕共振子Ｐ４を有する。より具体的には、直列腕共振子Ｓ２と直列腕共振子Ｓ３との間の接続点と、グラウンド電位との間には、第１の並列腕共振子Ｐ１と第３の並列腕共振子Ｐ４とが互いに並列に接続されている。直列腕共振子Ｓ１と直列腕共振子Ｓ２との間の接続点と、グラウンド電位との間には、第２の並列腕共振子Ｐ２が接続されている。直列腕共振子Ｓ３と直列腕共振子Ｓ４との間の接続点と、グラウンド電位との間には、第２の並列腕共振子Ｐ３が接続されている。

直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ４及び第１〜第３の並列腕共振子Ｐ１〜Ｐ４は、特に限定されないが、圧電基板上に設けられたＩＤＴ電極を含む弾性表面波共振子からなる。弾性表面波共振子は、弾性表面波の伝搬方向においてＩＤＴ電極の両端に配置され、圧電基板上に設けられた反射器を含むことが好ましい。第１〜第３の並列腕共振子Ｐ１〜Ｐ４のデューティー比は、全て０．５３である。ここで、デューティー比とは、弾性表面波共振子に用いられているＩＤＴ電極の電極指幅の電極指間のピッチに対する比である。なお、弾性表面波共振子に代えて、弾性境界波共振子（ＢＡＷ共振子）を部分的に用いることができる。

本実施形態では、第１の並列腕共振子Ｐ１、第２の並列腕共振子Ｐ３及び第３の並列腕共振子Ｐ４のグラウンド電位側が共通接続されており、インダクタＬ１を介してグラウンド電位に接続されている。なお、図２に示す変形例のラダー型フィルタ３１のように、第１の並列腕共振子Ｐ１、第２の並列腕共振子Ｐ３及び第３の並列腕共振子Ｐ４のグラウンド電位側は共通接続されていなくてもよい。第２の並列腕共振子Ｐ３とグラウンド電位との間には、インダクタは接続されていなくともよい。第１の並列腕共振子Ｐ１及び第３の並列腕共振子Ｐ４とグラウンド電位との間についても同様である。

帯域通過型フィルタであるラダー型フィルタ１は所定の通過帯域を有している。通過帯域は、直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ４及び第１，第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３により構成されている。直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ４の共振周波数と、第１，第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の反共振周波数は、通過帯域の帯域内に位置している。第３の並列腕共振子Ｐ４の反共振周波数は、ラダー型フィルタ１の通過帯域よりも高域側の周波数域に位置している。なお、第３の並列腕共振子の反共振周波数は、ラダー型フィルタの通過帯域の帯域外に位置していればよく、該通過帯域よりも低域側の周波数域に位置していてもよい。

本実施形態の特徴は、第３の並列腕共振子Ｐ４の静電容量が第１の並列腕共振子Ｐ１の静電容量よりも小さく、かつ第１の並列腕共振子Ｐ１の反共振周波数が第２の並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３の反共振周波数よりも高域側の周波数域に位置していることにある。それによって、インピーダンスマッチングを良好にとることができ、挿入損失を小さくすることができる。これを以下において、本実施形態と第１〜第３の比較例とを比較することにより説明する。

本実施形態と第１〜第３の比較例とにおける各並列腕共振子の反共振周波数及び静電容量は、下記の表１〜表４の通りである。本実施形態と第１〜第３の比較例とにおける各直列腕共振子の共振周波数は、下記の表５〜表８の通りである。なお、表１〜表８に示されている値は一例であり、各並列腕共振子の反共振周波数及び静電容量並びに各直列腕共振子の共振周波数は、表１〜表８の値には限定されない。第１〜第３の比較例の回路構成の詳細は後述する。

図３は、第１の比較例のラダー型フィルタの回路図である。

第１の比較例のラダー型フィルタ１０１は、第１の並列腕共振子を有しない点において、第１の実施形態と異なる。表１及び表２に示すように、第３の並列腕共振子Ｐ１０４の静電容量も、第１の実施形態と異なる。上記以外の点においては、ラダー型フィルタ１０１は、第１の実施形態のラダー型フィルタ１と同様の構成を有する。

なお、表１に示されているように、本実施形態における各並列腕共振子の反共振周波数は、それぞれ、第１の並列腕共振子Ｐ１は７２２ＭＨｚであり、第２の並列腕共振子Ｐ２は７１５ＭＨｚであり、第２の並列腕共振子Ｐ３は７１７ＭＨｚであり、第３の並列腕共振子Ｐ４は８２５ＭＨｚである。第１の比較例における第２の並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３及び第３の並列腕共振子Ｐ４の各反共振周波数も同様の周波数である。表５に示されているように、本実施形態における各直列腕共振子の共振周波数は、それぞれ、直列腕共振子Ｓ１は７４５ＭＨｚであり、直列腕共振子Ｓ２は７２１ＭＨｚであり、直列腕共振子Ｓ３は７２０ＭＨｚであり、直列腕共振子Ｓ４は７２５ＭＨｚである。第１の比較例における直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ４の各共振周波数も同様の周波数である。

表１に示されているように、本実施形態における各並列腕共振子の静電容量は、それぞれ、第１の並列腕共振子Ｐ１は２．５ｐＦであり、第２の並列腕共振子Ｐ２は５．４ｐＦであり、第２の並列腕共振子Ｐ３は４．９ｐＦであり、第３の並列腕共振子Ｐ４は１．０ｐＦである。このように、第３の並列腕共振子Ｐ４の静電容量は、第１，第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の静電容量よりも小さい。

第１の比較例のラダー型フィルタ１０１は、第１の実施形態と同様に、第３の並列腕共振子Ｐ１０４を有する。第３の並列腕共振子Ｐ１０４のインピーダンスは、第３の並列腕共振子Ｐ１０４の共振周波数から反共振周波数までの周波数域においては、誘導性となる。他方、第３の並列腕共振子Ｐ１０４のインピーダンスは、第３の並列腕共振子Ｐ１０４の共振周波数より低い周波数域、または第３の並列腕共振子Ｐ１０４の反共振周波数より高い周波数域であるラダー型フィルタ１０１の通過帯域においては、容量性となる。第３の並列腕共振子Ｐ１０４の容量性の影響により、ラダー型フィルタ１０１の通過帯域では、ラダー型フィルタ１０１のインピーダンスが、容量性に移行する。そのため、インピーダンスマッチングが悪化し、挿入損失が増大する。

これに対して、本実施形態では、第３の並列腕共振子Ｐ４は、第１の並列腕共振子Ｐ１に並列に接続されており、かつ第３の並列腕共振子Ｐ４の静電容量は、第１の並列腕共振子Ｐ１の静電容量よりも小さい。そのため、ラダー型フィルタ１の通過帯域のインピーダンスマッチングに対する第３の並列腕共振子Ｐ４の容量性の影響は小さい。よって、インピーダンスマッチングを良好にとることができ、挿入損失を小さくすることができる。

さらに、第３の並列腕共振子Ｐ４の反共振周波数はラダー型フィルタ１の通過帯域の帯域外に位置するため、該帯域外に減衰極が生じる。よって、帯域外減衰量を増大させることもできる。

図４は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第１の比較例のラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。実線は本実施形態の減衰量周波数特性を示し、破線は第１の比較例の減衰量周波数特性を示す。

本実施形態のラダー型フィルタ及び第１の比較例のラダー型フィルタの通過帯域は、７０３ＭＨｚ以上、７３３ＭＨｚ以下である。ここで、本明細書においては、挿入損失は、通過帯域において最も損失が大きい部分のロスである。第１の比較例における挿入損失は、２．２２ｄＢであり、本実施形態における挿入損失は、１．９３ｄＢである。このように、本実施形態では、挿入損失を小さくすることができる。

さらに、本実施形態において、ラダー型フィルタの通過帯域の帯域外である７９０ＭＨｚに減衰極が配置されていることがわかる。それによって、例えば、７５８ＭＨｚ以上、７８８ＭＨｚ以下の帯域においては、５０ｄＢ程の減衰量とすることができている。これは、第３の並列腕共振子を有することによる。

図５（ａ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第１の比較例のラダー型フィルタの通過帯域の出力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。図５（ｂ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第１の比較例のラダー型フィルタの通過帯域の入力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。実線は本実施形態の結果を示し、破線は第１の比較例の結果を示す。

図５（ａ）及び図５（ｂ）に示されているように、第１の比較例の結果を示す破線は大きく広がっている。これに対して、本実施形態の結果を示す実線は広がりが小さく、かつ実線の軌道が円形に近い。よって、本実施形態では、インピーダンスマッチングが良好なことがわかる。

図６は、第２の比較例のラダー型フィルタの回路図である。

第２の比較例のラダー型フィルタ１１１においては、第２の並列腕共振子Ｐ１１２及び第３の並列腕共振子Ｐ１１４の配置が第１の実施形態と異なる。表１及び表３並びに表５及び表７に示すように、第１〜第３の並列腕共振子Ｐ１１１〜Ｐ１１４の反共振周波数及び直列腕共振子Ｓ１１１〜Ｓ１１４の共振周波数も、第１の実施形態と異なる。上記の点以外においては、ラダー型フィルタ１１１は、第１の実施形態のラダー型フィルタ１と同様の構成を有する。

ラダー型フィルタ１１１の直列腕共振子Ｓ１１１と直列腕共振子Ｓ１１２との間の接続点と、グラウンド電位との間には、第２の並列腕共振子Ｐ１１２及び第３の並列腕共振子Ｐ１１４が互いに並列に接続されている。

表３に示すように、第２の比較例は本実施形態と同様に、第２の並列腕共振子Ｐ１１２の反共振周波数が、第１の並列腕共振子Ｐ１１１の反共振周波数よりも低域側の周波数域に位置している。そのため、第２の並列腕共振子Ｐ１１２の反共振周波数から直列腕共振子Ｓ１１１〜Ｓ１１４の共振周波数までの周波数域の範囲は広い。第２の比較例では、この第２の並列腕共振子Ｐ１１２に並列に第３の並列腕共振子Ｐ１１４が接続されている。第３の並列腕共振子Ｐ１１４の影響により、第２の並列腕共振子Ｐ１１２の反共振周波数は低域側の周波数域に移行する。よって、通過帯域におけるより広い周波数域において容量性となる。従って、通過帯域のインピーダンスマッチングが悪化する。

さらに、第２の比較例では、通過帯域を構成する並列腕共振子において、最も入力端側に位置する第２の並列腕共振子Ｐ１１２に並列に第３の並列腕共振子Ｐ１１４が接続されている。そのため、第２の比較例のラダー型フィルタ１１１の入力端側において、通過帯域内のインピーダンスが容量性に移行し易い。よって、第２の比較例のラダー型フィルタ１１１の入力端側の通過帯域内のインピーダンスマッチングがより一層悪化する。

これに対して、本実施形態では、図１に示されているように、通過帯域を構成する並列腕共振子において、反共振周波数が最も高い第１の並列腕共振子Ｐ１に並列に第３の並列腕共振子Ｐ４が接続されている。ここで、第１の並列腕共振子Ｐ１は、直列腕共振子Ｓ２及び直列腕共振子Ｓ３に他の直列腕共振子を介すことなく直接接続されている。第１の並列腕共振子Ｐ１の反共振周波数は、直列腕共振子Ｓ２及び直列腕共振子Ｓ３のいずれの共振周波数よりも高域側の周波数域に位置している。このため、第１の並列腕共振子Ｐ１の反共振周波数と直列腕共振子Ｓ２及び直列腕共振子Ｓ３の共振周波数のみを考慮した場合、容量性の周波数域は存在しない。

なお、第１の並列腕共振子Ｐ１の反共振周波数は、第３の並列腕共振子Ｐ４の影響により低域側の周波数域に移行する。この場合においても、第１の並列腕共振子Ｐ１の反共振周波数から直列腕共振子Ｓ２及び直列腕共振子Ｓ３の共振周波数までの周波数域の範囲をより狭くすることができるため、容量性の周波数域を最小限に抑えることができる。

加えて、ラダー型フィルタ１は第２の並列腕共振子を複数有する。第２の並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３が最も入力端側に位置する並列腕共振子及び最も出力端側に位置する並列腕共振子である。第１の並列腕共振子Ｐ１は、入力端側及び出力端側からは、直列腕共振子Ｓ２または直列腕共振子Ｓ３を隔てて位置している。よって、ラダー型フィルタ１の入力端側及び出力端側において、通過帯域の帯域内におけるラダー型フィルタ１のインピーダンスは容量性への移行が生じ難い。従って、ラダー型フィルタ１のインピーダンスマッチングを良好にとることができる。

なお、第１の並列腕共振子の反共振周波数は、複数の直列腕共振子の内の少なくとも１個の直列腕共振子の共振周波数よりも高域側の周波数域に位置していればよい。それによって、第１の並列腕共振子の反共振周波数から各直列腕共振子の共振周波数までの周波数域を狭くすることができる。よって、容量性の周波数域を狭くすることができる。好ましくは、第１の並列腕共振子の反共振周波数は、他の直列腕共振子を介すことなく直接接続されている直列腕共振子の内のいずれか一方の共振周波数よりも高域側に位置していることが望ましい。それによって、容量性の影響を効果的に抑制することができる。もっとも、本実施形態のように、第１の並列腕共振子Ｐ１の反共振周波数が、直列腕共振子Ｓ２及び直列腕共振子Ｓ３のいずれの共振周波数よりも高域側の周波数域に位置していることがより好ましい。

なお、ラダー型フィルタは、第２の並列腕共振子を少なくとも１個有すればよい。この場合においても、挿入損失を小さくすることができる。

図７は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第２の比較例のラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。実線は本実施形態の減衰量周波数特性を示し、破線は第２の比較例の減衰量周波数特性を示す。

図７に示されているように、第２の比較例の挿入損失は２．０１ｄＢである。よって、第２の比較例の挿入損失よりも本実施形態の挿入損失の方が小さいことがわかる。

図８（ａ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第２の比較例のラダー型フィルタの通過帯域の出力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。図８（ｂ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第２の比較例のラダー型フィルタの通過帯域の入力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。実線は本実施形態の結果を示し、破線は第２の比較例の結果を示す。

図８（ａ）に示されているように、第２の比較例の結果を示す破線は大きく広がっている。これに対して、本実施形態の結果を示す実線は広がりが小さく、かつ実線の軌道が円形に近い。図８（ｂ）に示されているように、第２の比較例の結果では、入力端側において５０Ωから離れている。これに対して、本実施形態の結果では、５０Ωにより近づけることができている。よって、本実施形態では、インピーダンスマッチングが良好なことがわかる。

図９は、第３の比較例のラダー型フィルタの回路図である。

第３の比較例のラダー型フィルタ１２１においては、第３の並列腕共振子Ｐ１２４の配置が第１の実施形態と異なる。表４に示すように、第１の並列腕共振子Ｐ１２１及び第２の並列腕共振子Ｐ１２３の反共振周波数も第１の実施形態と異なる。上記の点以外においては、ラダー型フィルタ１２１は第１の実施形態のラダー型フィルタ１と同様の構成を有する。

ラダー型フィルタ１２１の直列腕共振子Ｓ３と直列腕共振子Ｓ４との間の接続点と、グラウンド電位との間には、第３の並列腕共振子Ｐ１２４と第２の並列腕共振子Ｐ１２３とが互いに並列に接続されている。

表４に示されているように、第２の並列腕共振子Ｐ１２３の反共振周波数は、第１の並列腕共振子Ｐ１２１の反共振周波数よりも低域側の周波数域に位置している。第３の比較例では、この第２の並列腕共振子Ｐ１２３に並列に第３の並列腕共振子Ｐ１２４が接続されている。よって第２の比較例と同様に、通過帯域内のインピーダンスマッチングが悪化していた。

さらに、第３の比較例では、通過帯域を構成する並列腕共振子において、最も出力端側に位置する第２の並列腕共振子Ｐ１２３に並列に第３の並列腕共振子Ｐ１２４が接続されている。そのため、出力端側において容量性に移行し易い。よって、出力端側のインピーダンスマッチングがより一層悪化していた。

これに対して、本実施形態では、図１に示されているように、第１の並列腕共振子Ｐ１に並列に第３の並列腕共振子Ｐ４が接続されている。通過帯域を構成する並列腕共振子において、第１の並列腕共振子Ｐ１は最も出力端側には位置していない。加えて、第１の並列腕共振子Ｐ１の反共振周波数は、通過帯域を構成する並列腕共振子において最も高い。よって、インピーダンスマッチングを良好にとることができる。

図１０は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第３の比較例のラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。実線は本実施形態の減衰量周波数特性を示し、破線は第３の比較例の減衰量周波数特性を示す。

図１０に示されているように、第３の比較例の挿入損失は２．０６ｄＢである。よって、第３の比較例の挿入損失よりも本実施形態の挿入損失の方が小さいことがわかる。

図１１（ａ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第３の比較例のラダー型フィルタの通過帯域の出力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。図１１（ｂ）は、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ及び第３の比較例のラダー型フィルタの通過帯域内の入力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。実線は本実施形態の結果を示し、破線は第３の比較例の結果を示す。

図１１（ａ）に示されているように、本実施形態の結果では、出力端側において、第３の比較例よりも５０Ωに近づけることができている。図１１（ｂ）に示されているように、第３の比較例の結果を示す破線は大きく広がっている。これに対して、本実施形態の結果を示す実線は広がりが小さく、かつ実線の軌道が円形に近い。よって、本実施形態では、インピーダンスマッチングが良好なことがわかる。

次に、第２の実施形態について説明する。第２の実施形態では、第３の並列腕共振子の構成が第１の実施形態と異なる。上記の点以外においては、第２の実施形態のラダー型フィルタは、第１の実施形態のラダー型フィルタと同様の構成を有する。

より具体的には、第１の実施形態における第３の並列腕共振子のデューティー比が０．５３であることに対して、第２の実施形態における第３の並列腕共振子のデューティー比は０．６３である。上述したように、デューティー比は、弾性波共振子に用いられているＩＤＴ電極の電極指と、電極指間のピッチとの比である。デューティー比が大きくなるほど、ＩＤＴ電極における電極指の面積比が大きくなる。よって、同じＩＤＴ電極の面積においてデューティー比が大きくなるほど、静電容量は大きくなる。言い換えれば、デューティー比を大きくすることにより、静電容量の大きさに対するＩＤＴ電極の面積を小さくすることができる。

ここで、第２の実施形態における第３の並列腕共振子の静電容量は、第１の実施形態における第３の並列腕共振子の静電容量と等しい。従って、第２の実施形態においては、第３の並列腕共振子の面積をより一層小さくすることができる。より具体的には、例えば、第２の実施形態における第３の並列腕共振子に用いられるＩＤＴ電極の交差幅を、第１の実施形態における第３の並列腕共振子に用いられるＩＤＴ電極の交差幅よりも１５％程狭くすることができる。

図１２は、第１，第２の実施形態に係るラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。図１３（ａ）は、第１，第２の実施形態に係るラダー型フィルタの通過帯域内の出力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。図１３（ｂ）は、第１，第２の実施形態に係るラダー型フィルタの通過帯域内の入力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。なお、図１２並びに図１３（ａ）及び（ｂ）において、実線は第１の実施形態の結果を示し、破線は第２の実施形態の結果を示す。

図１２に示されているように、第２の実施形態における挿入損失は、第１の実施形態における挿入損失とほぼ等しい。図１３（ａ）及び図１３（ｂ）に示すように、第２の実施形態におけるインピーダンスマッチングも、第１の実施形態におけるインピーダンスマッチングとほぼ同様である。このように、本実施形態では、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。加えて、ラダー型フィルタをより一層小型にすることができる。

次に、第３の実施形態について説明する。第３の実施形態では、第１，第２の並列腕共振子の構成が第１の実施形態と異なる。上記の点以外においては、第３の実施形態のラダー型フィルタは、第１の実施形態のラダー型フィルタと同様の構成を有する。

より具体的には、第１の実施形態における第１，第２の並列腕共振子のデューティー比が全て０．５３であることに対して、第３の実施形態における第１，第２の並列腕共振子のデューティー比は全て０．６３である。第３の実施形態における第１，第２の並列腕共振子のそれぞれの静電容量は、第１の実施形態における第１，第２の並列腕共振子のそれぞれの静電容量と等しい。弾性表面波共振子の静電容量は、デューティー比と交差幅と電極指の対数との積に比例する。静電容量が一定で、電極指の周期で決まる波長λが一定である場合、デューティー比を高くすれば、電極指の対数が少なく、または交差幅の距離を短くできる。よって、第１，第２の並列腕共振子の面積をより一層小さくすることができる。

図１４は、第１，第３の実施形態に係るラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。図１５（ａ）は、第１，第３の実施形態に係るラダー型フィルタの通過帯域内の出力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。図１５（ｂ）は、第１，第３の実施形態に係るラダー型フィルタの通過帯域内の入力端におけるインピーダンスマッチングを示す図である。なお、図１４並びに図１５（ａ）及び（ｂ）において、実線は第１の実施形態の結果を示し、破線は第３の実施形態の結果を示す。

図１４に示されているように、第３の実施形態における挿入損失は、第１の実施形態における挿入損失とほぼ等しい。図１５（ａ）及び図１５（ｂ）に示すように、第３の実施形態におけるインピーダンスマッチングも、第１の実施形態におけるインピーダンスマッチングとほぼ同様である。よって、本実施形態では、第１の実施形態の効果に加えて、ラダー型フィルタをより一層小型にすることができる。

図１６は、第１〜第３の実施形態に係るラダー型フィルタの高調波特性を示す図である。なお、実線は第１の実施形態の結果を示し、破線は第２の実施形態の結果を示し、一点鎖線は第３の実施形態の結果を示す。

第１〜第３の実施形態において、２倍波の周波数域は１４０６ＭＨｚ以上、１４６６ＭＨｚ以下であり、３倍波の周波数域は２１０９ＭＨｚ以上、２１９９ＭＨｚ以下である。図１６に示されているように、２倍波の周波数域において、第１〜第３の実施形態に係るラダー型フィルタのいずれも好適な減衰特性を得ることができている。

他方、３倍波の周波数域においては、第１，第２の実施形態に係るラダー型フィルタでは好適な減衰特性を得ることができている。これは、第１，第２の実施形態に係るラダー型フィルタにより、３倍波の周波数域においてスプリアスの発生を抑制できていることによる。

スプリアスは、共振子に用いられているＩＤＴ電極において不要な励振が生ずることにより発生する。スプリアスの大きさは、並列腕共振子に用いられているＩＤＴ電極のデューティー比及び静電容量に依存する。上記ＩＤＴ電極のデューティー比が０．５に近づく程、スプリアスは小さくなる。あるいは、上記ＩＤＴ電極の静電容量が小さい程、スプリアスは小さくなる。

上述したように、デューティー比を大きくすることにより、静電容量の大きさに対するＩＤＴ電極の面積を小さくすることができる。他方、デューティー比が０．５よりも大きくなる程、スプリアスが大きくなる。よって、第２の実施形態のように、スプリアスを小さくすることができる、静電容量が小さい並列腕共振子に用いられるＩＤＴ電極のデューティー比を大きくすることが好ましい。第２の実施形態では、小型にできることに加え、良好な高調波特性を得ることもできる。

図１７は、第４の実施形態に係るラダー型フィルタの回路図である。

ラダー型フィルタ１１は、第１の並列腕共振子Ｐ１、第２の並列腕共振子Ｐ２及び第３の並列腕共振子Ｐ４の配置が第１の実施形態と異なる。上記の点以外においては、ラダー型フィルタ１１は、第１の実施形態のラダー型フィルタ１と同様の構成を有する。

本実施形態では、通過帯域を構成する並列腕共振子において、第１の並列腕共振子Ｐ１が最も入力端側に位置している。第３の並列腕共振子Ｐ４は、第１の実施形態と同様に、第１の並列腕共振子Ｐ１に並列に接続されている。この場合においても、挿入損失を小さくすることができる。

なお、通過帯域を構成する並列腕共振子において、第１の並列腕共振子が最も出力端側に位置しており、かつ第１の並列腕共振子に第３の並列腕共振子が並列に接続されていてもよい。この場合においても、挿入損失を小さくすることができる。

本発明は、ラダー型フィルタに限らず、デュプレクサなどにも好適に適用することができる。

図１８は、第５の実施形態に係るデュプレクサの回路図である。

デュプレクサ２０は、送信フィルタと、送信フィルタの通過帯域とは異なる通過帯域である受信フィルタとを有する。より具体的には、送信フィルタの通過帯域は７０３ＭＨｚ以上、７３３ＭＨｚ以下であり、受信フィルタの通過帯域は７５８ＭＨｚ以上、７８８ＭＨｚ以下である。なお、送信フィルタ及び受信フィルタの通過帯域は、上記には限定されない。

本実施形態の送信フィルタは、第１の実施形態に係るラダー型フィルタ１と同様の構成を有するラダー型フィルタ２１である。なお、ラダー型フィルタ２１の出力端は、端子２４である。端子２４は、アンテナに接続される。端子２４とグラウンド電位との間には、インピーダンス調整用のインダクタＬ２が接続されている。

受信フィルタは、端子２４と出力端子２３との間に接続されている共振子２５、縦結合共振子型弾性波フィルタ２６及び縦結合共振子型弾性波フィルタ２７を有する。共振子２５、縦結合共振子型弾性波フィルタ２６及び縦結合共振子型弾性波フィルタ２７は、互いに直列に接続されている。なお、受信フィルタは上記の構成には特に限定されない。例えば、受信フィルタとして、本発明に係るラダー型フィルタが用いられていてもよい。

本実施形態では、送信フィルタにラダー型フィルタ２１を用いているため、送信フィルタのインピーダンスマッチングを良好にとることができ、挿入損失を小さくすることができる。

ラダー型フィルタ２１は、図４に示した減衰量周波数特性と同様の減衰量周波数特性を有する。ラダー型フィルタ２１は、第３の並列腕共振子Ｐ４を有することにより、７９０ＭＨｚ付近に減衰極を有する。これにより、受信フィルタの通過帯域において、減衰量を大きくすることができる。よって、良好なアイソレーション特性を得ることができる。なお、ラダー型フィルタの直列腕共振子及び並列腕共振子の少なくとも一部にＢＡＷ共振子を用いることができる。

１…ラダー型フィルタ
２…入力端子
３…出力端子
１１…ラダー型フィルタ
２０…デュプレクサ
２１…ラダー型フィルタ
２３…出力端子
２４…端子
２５…共振子
２６，２７…縦結合共振子型弾性波フィルタ
３１，１０１，１１１，１２１…ラダー型フィルタ
Ｓ１〜Ｓ４，Ｓ１１１〜Ｓ１１４…直列腕共振子
Ｐ１，Ｐ１１１，Ｐ１２１…第１の並列腕共振子
Ｐ２，Ｐ３，Ｐ１１２，Ｐ１１３，Ｐ１２３…第２の並列腕共振子
Ｐ４，Ｐ１０４，Ｐ１１４，Ｐ１２４…第３の並列腕共振子
Ｌ１，Ｌ２…インダクタ

Claims (9)

1. 所定の通過帯域を有し、直列腕共振子と、第１，第２の並列腕共振子とを備えているラダー型フィルタであって、
   前記直列腕共振子の共振周波数と、前記第１，第２の並列腕共振子の反共振周波数とが前記所定の通過帯域の帯域内に位置しており、
   前記第１の並列腕共振子の前記反共振周波数が、前記第２の並列腕共振子の前記反共振周波数よりも高域側の周波数域に位置しており、
   前記第１の並列腕共振子に並列に接続されており、前記第１の並列腕共振子の静電容量よりも静電容量が小さく、かつ反共振周波数が前記所定の通過帯域の帯域外に位置している第３の並列腕共振子をさらに備える、ラダー型フィルタ。
2. 前記第１の並列腕共振子の前記反共振周波数が、前記第１の並列腕共振子に他の直列腕共振子を介すことなく直接接続されている少なくとも１個の前記直列腕共振子の前記共振周波数よりも高域側の周波数域に位置している、請求項１に記載のラダー型フィルタ。
3. 前記第２の並列腕共振子を複数有し、入力端及び出力端を有し、
   前記第１〜第３の並列腕共振子において、前記複数の第２の並列腕共振子の内の２個の並列腕共振子が、最も前記入力端側に位置する並列腕共振子及び最も前記出力端側に位置する並列腕共振子である、請求項１または２に記載のラダー型フィルタ。
4. 前記第１，第２の並列腕共振子の静電容量よりも前記第３の並列腕共振子の静電容量の方が小さい、請求項１〜３のいずれか１項に記載のラダー型フィルタ。
5. 前記第３の並列腕共振子の前記反共振周波数が、前記直列腕共振子と前記第１，第２の並列腕共振子とにより構成されている通過帯域よりも高域側の周波数域に位置している、請求項１〜４のいずれか１項に記載のラダー型フィルタ。
6. 前記第３の並列腕共振子の前記反共振周波数が、前記直列腕共振子と前記第１，第２の並列腕共振子とにより構成されている通過帯域よりも低域側の周波数域に位置している、請求項１〜４のいずれか１項に記載のラダー型フィルタ。
7. 前記第１〜第３の並列腕共振子が、弾性表面波共振子からなり、
   前記第１，第２の並列腕共振子の静電容量よりも前記第３の並列腕共振子の静電容量の方が小さく、かつ前記第１，第２の並列腕共振子のデューティー比よりも前記第３の並列腕共振子のデューティー比の方が大きい、請求項１〜６のいずれか１項に記載のラダー型フィルタ。
8. 請求項１〜７のいずれか１項に記載されているラダー型フィルタを備える、デュプレクサ。
9. 前記ラダー型フィルタが送信フィルタである、請求項８に記載のデュプレクサ。

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