JPH09135145A - 弾性表面波フィルタ - Google Patents
弾性表面波フィルタInfo
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- JPH09135145A JPH09135145A JP28944395A JP28944395A JPH09135145A JP H09135145 A JPH09135145 A JP H09135145A JP 28944395 A JP28944395 A JP 28944395A JP 28944395 A JP28944395 A JP 28944395A JP H09135145 A JPH09135145 A JP H09135145A
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- filter
- acoustic wave
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 広い帯域で整合が図れるラダー接続型弾性表
面波フィルタを提供すること。 【解決手段】 圧電基板４上にすだれ状電極トランスジ
ューサからなる１端子対共振子を複数個電気的に直列及
び並列に接続している弾性表面波フィルタにおいて、入
力端子または出力端子と、前記弾性表面波フィルタを構
成する複数の１端子対共振子の中で最も外側に位置する
共振子との間に、各共振子が有する電気容量の平均値の
７５％以下の電気容量を有する１端子対共振子３を、電
気的に並列に付加接続する。
面波フィルタを提供すること。 【解決手段】 圧電基板４上にすだれ状電極トランスジ
ューサからなる１端子対共振子を複数個電気的に直列及
び並列に接続している弾性表面波フィルタにおいて、入
力端子または出力端子と、前記弾性表面波フィルタを構
成する複数の１端子対共振子の中で最も外側に位置する
共振子との間に、各共振子が有する電気容量の平均値の
７５％以下の電気容量を有する１端子対共振子３を、電
気的に並列に付加接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信機器等
に高周波デバイスとして利用される弾性表面波フィルタ
に関する。
に高周波デバイスとして利用される弾性表面波フィルタ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在、通信機器には様々な高周波フィル
タが利用されている。その代表的なものとして、弾性表
面波フィルタ、同軸誘電体フィルタ、水晶フィルタ等が
あり、それぞれの特徴を活かして利用されている。特
に、最近の携帯電話、自動車電話等の移動体通信機器の
普及及び通信利用の増加に伴い、各種フィルタの小型化
及び電気的特性の改善が要求されている。高周波帯域で
利用される弾性表面波フィルタは、圧電基板(４)上にす
だれ状電極トランスジューサ（ＩＤＴ）を配備した共振
子を利用する。弾性表面波フィルタの電極構造には、多
重電極型、多重モード型、ラダー接続型等があり、それ
ぞれ800ＭＨｚ以上の高周波数において帯域通過型フィ
ルタを実現できる。ラダー接続型は、図５及び図６に示
すように、はしご状に、複数の１端子対共振子を直列に
接続し、且つ複数の１端子対共振子を並列に接続したも
のである。最近、該ラダー接続型電極構造が、低損失化
の点から注目されている。以下、ラダー接続型弾性表面
波フィルタについて、説明する。
タが利用されている。その代表的なものとして、弾性表
面波フィルタ、同軸誘電体フィルタ、水晶フィルタ等が
あり、それぞれの特徴を活かして利用されている。特
に、最近の携帯電話、自動車電話等の移動体通信機器の
普及及び通信利用の増加に伴い、各種フィルタの小型化
及び電気的特性の改善が要求されている。高周波帯域で
利用される弾性表面波フィルタは、圧電基板(４)上にす
だれ状電極トランスジューサ（ＩＤＴ）を配備した共振
子を利用する。弾性表面波フィルタの電極構造には、多
重電極型、多重モード型、ラダー接続型等があり、それ
ぞれ800ＭＨｚ以上の高周波数において帯域通過型フィ
ルタを実現できる。ラダー接続型は、図５及び図６に示
すように、はしご状に、複数の１端子対共振子を直列に
接続し、且つ複数の１端子対共振子を並列に接続したも
のである。最近、該ラダー接続型電極構造が、低損失化
の点から注目されている。以下、ラダー接続型弾性表面
波フィルタについて、説明する。
【０００３】１端子対共振子のインピーダンスｊＸは、
共振周波数ｆr付近において、図１４のような周波数特
性を示す。インピーダンスが０となる周波数が共振周波
数ｆrと呼ばれ、インピーダンスが無限大に発散する周
波数を反共振周波数ｆaと呼ばれる。前記共振子が、図
１５（ａ）のように、入力端子と出力端子の間に電気的
に直列に接続されれば、信号の通過特性は、図１５
（ｂ）のように、周波数が共振周波数ｆrsのときに最大
となり、反共振周波数ｆasのときに最小となる。また、
共振子が、図１６（ａ）のように、入力端子と出力端子
の間に電気的に並列に接続されれば、該通過特性は、図
１６（ｂ）のように、周波数が共振周波数ｆrpのときに
最小となり、反共振周波数ｆapのときに最大となる。従
って、図１７（ａ）のように、２個の前記共振子を入力
端子と出力端子の間に直列接続及び並列接続し、且つ該
直列共振子(１)の共振周波数ｆrsと、該並列共振子(２)
の反共振周波数ｆapを略一致させると、前記通過特性
は、図１７（ｂ）のように、周波数ｆrs≒ｆapを中心と
し、周波数ｆrp及び周波数ｆasを減衰極とする帯域通過
型フィルタの特性となる。ラダー接続型フィルタは、図
６のように、前記直列共振子(１)及び並列共振子(２)を
複数個接続したものである。
共振周波数ｆr付近において、図１４のような周波数特
性を示す。インピーダンスが０となる周波数が共振周波
数ｆrと呼ばれ、インピーダンスが無限大に発散する周
波数を反共振周波数ｆaと呼ばれる。前記共振子が、図
１５（ａ）のように、入力端子と出力端子の間に電気的
に直列に接続されれば、信号の通過特性は、図１５
（ｂ）のように、周波数が共振周波数ｆrsのときに最大
となり、反共振周波数ｆasのときに最小となる。また、
共振子が、図１６（ａ）のように、入力端子と出力端子
の間に電気的に並列に接続されれば、該通過特性は、図
１６（ｂ）のように、周波数が共振周波数ｆrpのときに
最小となり、反共振周波数ｆapのときに最大となる。従
って、図１７（ａ）のように、２個の前記共振子を入力
端子と出力端子の間に直列接続及び並列接続し、且つ該
直列共振子(１)の共振周波数ｆrsと、該並列共振子(２)
の反共振周波数ｆapを略一致させると、前記通過特性
は、図１７（ｂ）のように、周波数ｆrs≒ｆapを中心と
し、周波数ｆrp及び周波数ｆasを減衰極とする帯域通過
型フィルタの特性となる。ラダー接続型フィルタは、図
６のように、前記直列共振子(１)及び並列共振子(２)を
複数個接続したものである。
【０００４】帯域通過型フィルタの通過特性は、共振子
による挿入損失が小さく、且つ帯域外での減衰が大きい
ものが望ましい。しかしながら、前記各共振子(１)(２)
の接続個数が増えるにつれて、帯域外減衰量は大きくな
るが、該挿入損失は大きくなる傾向にある。現在まで
に、圧電基板(４)の材料として36度ＹカットＸ方向伝搬
のLiTaO3を用い、図５及び図６のような、直列共振子
(１)及び並列共振子(２)を各３個ずつ交互に接続した構
造のとき、図７の一点鎖線で示す通過特性曲線Ｓ２１の
ように、800ＭＨｚ乃至１ＧＨｚ周波数帯付近におい
て、通過帯域内の挿入損失が３ｄＢ以下であり、通過帯
域外減衰量が25ｄＢ以上である低損失フィルタが得られ
ている。ここで、本願記載のグラフ（図３、図７、図
９、図１１及び図１３）の曲線１１、２２、１２及び２
１においては、１は入力側（ＩＮ）を示し、２は出力側
（ＯＵＴ）を示す。曲線Ｓ１１は、入力側（ＩＮ）から
入射した波と、反射して入力側に戻ってくる波との関係
を電圧定在波比（ＶＳＷＲ：voltage standing wave ra
tio）で表した反射特性を示し、同様に、曲線Ｓ２２
は、出力側（ＯＵＴ）における反射特性を示す。ＶＳＷ
Ｒとは、伝送路上に発生している定在波の大きさを電圧
で示した場合における、最大電圧と最小電圧との比であ
り、この値が１に近いほど整合状態が良いことを示す。
曲線Ｓ１２は、入力側から出力側に通過した波の減衰量
を表す通過特性を示し、同様に、Ｓ２１は、出力側から
入力側への通過特性を示すが、両者は一致する。
による挿入損失が小さく、且つ帯域外での減衰が大きい
ものが望ましい。しかしながら、前記各共振子(１)(２)
の接続個数が増えるにつれて、帯域外減衰量は大きくな
るが、該挿入損失は大きくなる傾向にある。現在まで
に、圧電基板(４)の材料として36度ＹカットＸ方向伝搬
のLiTaO3を用い、図５及び図６のような、直列共振子
(１)及び並列共振子(２)を各３個ずつ交互に接続した構
造のとき、図７の一点鎖線で示す通過特性曲線Ｓ２１の
ように、800ＭＨｚ乃至１ＧＨｚ周波数帯付近におい
て、通過帯域内の挿入損失が３ｄＢ以下であり、通過帯
域外減衰量が25ｄＢ以上である低損失フィルタが得られ
ている。ここで、本願記載のグラフ（図３、図７、図
９、図１１及び図１３）の曲線１１、２２、１２及び２
１においては、１は入力側（ＩＮ）を示し、２は出力側
（ＯＵＴ）を示す。曲線Ｓ１１は、入力側（ＩＮ）から
入射した波と、反射して入力側に戻ってくる波との関係
を電圧定在波比（ＶＳＷＲ：voltage standing wave ra
tio）で表した反射特性を示し、同様に、曲線Ｓ２２
は、出力側（ＯＵＴ）における反射特性を示す。ＶＳＷ
Ｒとは、伝送路上に発生している定在波の大きさを電圧
で示した場合における、最大電圧と最小電圧との比であ
り、この値が１に近いほど整合状態が良いことを示す。
曲線Ｓ１２は、入力側から出力側に通過した波の減衰量
を表す通過特性を示し、同様に、Ｓ２１は、出力側から
入力側への通過特性を示すが、両者は一致する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ラダー接続型弾性表面
波フィルタは、前述のように、１端子対共振子の共振周
波数ｆrと反共振周波数ｆaの周波数差を利用した帯域通
過型フィルタであり、その通過帯域幅は、該周波数差に
依存する。さらに、周波数差は、使用する圧電基板(４)
によりほぼ決定される。そのため、ラダー接続型弾性表
面波フィルタは、通過帯域幅を広げることが困難であ
る。そこで、通過帯域内での整合状態を良くすること
で、帯域通過型フィルタとして利用できる帯域幅を広げ
る試みがなされている。機器に使用されるフィルタのＶ
ＳＷＲの仕様は、一般的に通過帯域内で2.0以下が必要
とされている。しかしながら、前記従来のラダー接続型
弾性表面波フィルタにおける通過帯域内のＶＳＷＲは、
図７の反射特性曲線Ｓ１１及びＳ２２のように、周波数
881.5ＭＨｚを中心とした帯域幅25ＭＨｚにおいて約2.0
以下、また、図１３の反射特性曲線Ｓ１１及びＳ２２の
ように、周波数933.5ＭＨｚを中心とした帯域幅33ＭＨ
ｚにおいて約2.3以下である。このため、前記フィルタ
の生産時における歩留りの低下、或いは機器に使用され
るために要求される性能を満たさない等の問題点があっ
た。
波フィルタは、前述のように、１端子対共振子の共振周
波数ｆrと反共振周波数ｆaの周波数差を利用した帯域通
過型フィルタであり、その通過帯域幅は、該周波数差に
依存する。さらに、周波数差は、使用する圧電基板(４)
によりほぼ決定される。そのため、ラダー接続型弾性表
面波フィルタは、通過帯域幅を広げることが困難であ
る。そこで、通過帯域内での整合状態を良くすること
で、帯域通過型フィルタとして利用できる帯域幅を広げ
る試みがなされている。機器に使用されるフィルタのＶ
ＳＷＲの仕様は、一般的に通過帯域内で2.0以下が必要
とされている。しかしながら、前記従来のラダー接続型
弾性表面波フィルタにおける通過帯域内のＶＳＷＲは、
図７の反射特性曲線Ｓ１１及びＳ２２のように、周波数
881.5ＭＨｚを中心とした帯域幅25ＭＨｚにおいて約2.0
以下、また、図１３の反射特性曲線Ｓ１１及びＳ２２の
ように、周波数933.5ＭＨｚを中心とした帯域幅33ＭＨ
ｚにおいて約2.3以下である。このため、前記フィルタ
の生産時における歩留りの低下、或いは機器に使用され
るために要求される性能を満たさない等の問題点があっ
た。
【０００６】
【発明の目的】本願発明者は、図５乃至図７の特性研究
の過程で、通過帯域内におけるＶＳＷＲに関して、入力
側の反射特性Ｓ１１よりも出力側の反射特性Ｓ２２の方
が幾分小さい現象が生じる点に注目した。図５の回路構
成における入力側と出力側の相違点を鑑みて、以下のよ
うな解決手段を考え出した。図５及び図６に示される同
じ回路構成でありながら、出力側の反射特性Ｓ２２の方
が、入力側の反射特性Ｓ１１よりも低い理由は、必ずし
も明らかでないが、図６では入力側の端子に最も近い共
振子(１)が直列に接続されているのに対し、出力側の端
子に最も近い共振子(２)が並列に接続されている違いが
あり、これがＶＳＷＲの改善に寄与しているものと思わ
れる。そこで、入力側の端子にも第３の共振子(３)を並
列に接続し、その電気容量を変えてＶＳＷＲを調べたと
ころ、従来にはなかった改善が得られた。本発明の目的
は、ラダー接続型弾性表面波フィルタの挿入損失、帯域
内リップル等の他の特性を大きく悪化させることなく、
通過帯域内でのＶＳＷＲの改善を図り、良好な整合状態
を実現することにある。
の過程で、通過帯域内におけるＶＳＷＲに関して、入力
側の反射特性Ｓ１１よりも出力側の反射特性Ｓ２２の方
が幾分小さい現象が生じる点に注目した。図５の回路構
成における入力側と出力側の相違点を鑑みて、以下のよ
うな解決手段を考え出した。図５及び図６に示される同
じ回路構成でありながら、出力側の反射特性Ｓ２２の方
が、入力側の反射特性Ｓ１１よりも低い理由は、必ずし
も明らかでないが、図６では入力側の端子に最も近い共
振子(１)が直列に接続されているのに対し、出力側の端
子に最も近い共振子(２)が並列に接続されている違いが
あり、これがＶＳＷＲの改善に寄与しているものと思わ
れる。そこで、入力側の端子にも第３の共振子(３)を並
列に接続し、その電気容量を変えてＶＳＷＲを調べたと
ころ、従来にはなかった改善が得られた。本発明の目的
は、ラダー接続型弾性表面波フィルタの挿入損失、帯域
内リップル等の他の特性を大きく悪化させることなく、
通過帯域内でのＶＳＷＲの改善を図り、良好な整合状態
を実現することにある。
【０００７】
【課題を解決する為の手段】圧電基板上にすだれ状電極
トランスジューサからなる１端子対共振子を複数個電気
的に直列及び並列に接続している弾性表面波フィルタに
おいて、入力端子または出力端子と、前記弾性表面波フ
ィルタを構成する複数の１端子対共振子の中で最も外側
に位置する共振子との間に、各共振子が有する電気容量
の平均値の７５％以下の電気容量を有する１端子対共振
子を、電気的に並列に付加接続する。
トランスジューサからなる１端子対共振子を複数個電気
的に直列及び並列に接続している弾性表面波フィルタに
おいて、入力端子または出力端子と、前記弾性表面波フ
ィルタを構成する複数の１端子対共振子の中で最も外側
に位置する共振子との間に、各共振子が有する電気容量
の平均値の７５％以下の電気容量を有する１端子対共振
子を、電気的に並列に付加接続する。
【０００８】
【作用及び効果】本発明のフィルタの通過帯域内におけ
るＶＳＷＲは、図３のようになり、従来のフィルタの通
過帯域内におけるＶＳＷＲ（図７）よりも明らかに小さ
くなる。よって、通過帯域内での整合が容易にとれ、従
来では得られなかったフィルタ特性が実現できるととも
に、生産における歩留りを向上できる。
るＶＳＷＲは、図３のようになり、従来のフィルタの通
過帯域内におけるＶＳＷＲ（図７）よりも明らかに小さ
くなる。よって、通過帯域内での整合が容易にとれ、従
来では得られなかったフィルタ特性が実現できるととも
に、生産における歩留りを向上できる。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の各実施形態につい
て、図面に沿って詳述する。 （実施形態１）図１乃至図４は、本発明のラダー接続型
弾性表面波フィルタの第１実施形態を示し、図５乃至図
７は、それに対応する従来のラダー接続型弾性表面波フ
ィルタを示している。これらは、中心周波数881.5ＭＨ
ｚ、通過帯域幅25ＭＨｚのＡＭＰＳ方式の受信用フィル
タである。従来の弾性表面波フィルタは、図５及び図６
のように、圧電基板(４)上に、３個の直列共振子(１)と
３個の並列共振子(２)とを入力側からそれぞれ交互に直
列接続及び並列接続することによって構成される。圧電
基板(４)の材料としては、36度ＹカットＸ方向伝搬のLi
TaO3が用いられる。直列共振子(１)及び並列共振子(２)
は、１端子対共振子と該共振子の両側に配備されたグレ
ーティング反射器(11)(21)によって構成される。直列共
振子(１)の電極指は、開口長が80μｍ、対数（ついす
う）が75対、且つピッチが1.093μｍであり、並列共振
子(２)の電極指は、開口長が170μｍ、対数が40対、且
つピッチが1.139μｍである。本実施形態は、図１及び
図２のように、前記従来の構成に対して、前記共振子
(２)(３)よりも入力端子に最も近い位置に、並列共振子
(３)が付加接続される。並列共振子(３)は、１端子対共
振子と該共振子の両側に配備されたグレーティング反射
器(31)によって構成され、並列共振子(３)の電極指は、
開口長が40μｍ、対数が100対、且つピッチが1.139μｍ
である。１端子対共振子の電気容量Ｃは、本願で利用さ
れる周波数帯（800ＭＨｚ乃至１ＧＨｚ）においては、 Ｃ＝4.0×10-4×ｌ×Ｎ （ｐＦ） で表される。ここで、ｌはＩＤＴの開口長であり、Ｎは
対数である。従って、直列共振子(１)の電気容量は、2.
40ｐＦであり、並列共振子(２)の電気容量は、2.72ｐＦ
である。さらに、付加接続した並列共振子(３)の電気容
量は、1.60ｐＦであり、これは、直列共振子(１)及び並
列共振子(２)の電気容量の平均値の62.5％に相当する。
また、共振子(１)(２)(３)の電極の膜厚は、450ｎｍで
ある。
て、図面に沿って詳述する。 （実施形態１）図１乃至図４は、本発明のラダー接続型
弾性表面波フィルタの第１実施形態を示し、図５乃至図
７は、それに対応する従来のラダー接続型弾性表面波フ
ィルタを示している。これらは、中心周波数881.5ＭＨ
ｚ、通過帯域幅25ＭＨｚのＡＭＰＳ方式の受信用フィル
タである。従来の弾性表面波フィルタは、図５及び図６
のように、圧電基板(４)上に、３個の直列共振子(１)と
３個の並列共振子(２)とを入力側からそれぞれ交互に直
列接続及び並列接続することによって構成される。圧電
基板(４)の材料としては、36度ＹカットＸ方向伝搬のLi
TaO3が用いられる。直列共振子(１)及び並列共振子(２)
は、１端子対共振子と該共振子の両側に配備されたグレ
ーティング反射器(11)(21)によって構成される。直列共
振子(１)の電極指は、開口長が80μｍ、対数（ついす
う）が75対、且つピッチが1.093μｍであり、並列共振
子(２)の電極指は、開口長が170μｍ、対数が40対、且
つピッチが1.139μｍである。本実施形態は、図１及び
図２のように、前記従来の構成に対して、前記共振子
(２)(３)よりも入力端子に最も近い位置に、並列共振子
(３)が付加接続される。並列共振子(３)は、１端子対共
振子と該共振子の両側に配備されたグレーティング反射
器(31)によって構成され、並列共振子(３)の電極指は、
開口長が40μｍ、対数が100対、且つピッチが1.139μｍ
である。１端子対共振子の電気容量Ｃは、本願で利用さ
れる周波数帯（800ＭＨｚ乃至１ＧＨｚ）においては、 Ｃ＝4.0×10-4×ｌ×Ｎ （ｐＦ） で表される。ここで、ｌはＩＤＴの開口長であり、Ｎは
対数である。従って、直列共振子(１)の電気容量は、2.
40ｐＦであり、並列共振子(２)の電気容量は、2.72ｐＦ
である。さらに、付加接続した並列共振子(３)の電気容
量は、1.60ｐＦであり、これは、直列共振子(１)及び並
列共振子(２)の電気容量の平均値の62.5％に相当する。
また、共振子(１)(２)(３)の電極の膜厚は、450ｎｍで
ある。
【００１０】従来のフィルタの通過特性及び反射特性
は、図７のように、帯域内の挿入損失が2.5ｄＢ以下、
帯域内のリップルが0.7ｄＢ、帯域内のＶＳＷＲが2.0以
下であるのに対して、本実施形態のフィルタの通過特性
及び反射特性は、図３のように、帯域内の挿入損失が2.
7ｄＢ以下、帯域内のリップルが0.8ｄＢ、帯域内のＶＳ
ＷＲが1.7以下である。ここで、帯域内のリップルと
は、帯域内における挿入損失の最大値と最小値の差であ
り、この値が小さいのが望ましい。本実施形態のフィル
タ特性は、従来のフィルタ特性よりも、帯域内の挿入損
失及びリップルが若干悪化しているが、帯域内のＶＳＷ
Ｒが良好である。ＡＭＰＳ方式の受信用フィルタは、通
常、通過帯域内において、挿入損失が3.0ｄＢ以下、リ
ップルが1.0ｄＢ以下、且つＶＳＷＲが2.0以下であるこ
とが要求される。従来のフィルタ特性及び本実施形態の
フィルタ特性は、通過帯域内の挿入損失及びリップルに
関しては、共に要求範囲内である。しかしながら、ＶＳ
ＷＲに関しては、従来のフィルタでは要求範囲の最大値
であるのに対して、本実施形態のフィルタでは、要求範
囲の最大値よりも小さい。従って、ＡＭＰＳ方式に対応
して、受信用フィルタを製造するとき、従来のフィルタ
よりも本実施形態のフィルタを製造した方が歩留りが向
上できる。
は、図７のように、帯域内の挿入損失が2.5ｄＢ以下、
帯域内のリップルが0.7ｄＢ、帯域内のＶＳＷＲが2.0以
下であるのに対して、本実施形態のフィルタの通過特性
及び反射特性は、図３のように、帯域内の挿入損失が2.
7ｄＢ以下、帯域内のリップルが0.8ｄＢ、帯域内のＶＳ
ＷＲが1.7以下である。ここで、帯域内のリップルと
は、帯域内における挿入損失の最大値と最小値の差であ
り、この値が小さいのが望ましい。本実施形態のフィル
タ特性は、従来のフィルタ特性よりも、帯域内の挿入損
失及びリップルが若干悪化しているが、帯域内のＶＳＷ
Ｒが良好である。ＡＭＰＳ方式の受信用フィルタは、通
常、通過帯域内において、挿入損失が3.0ｄＢ以下、リ
ップルが1.0ｄＢ以下、且つＶＳＷＲが2.0以下であるこ
とが要求される。従来のフィルタ特性及び本実施形態の
フィルタ特性は、通過帯域内の挿入損失及びリップルに
関しては、共に要求範囲内である。しかしながら、ＶＳ
ＷＲに関しては、従来のフィルタでは要求範囲の最大値
であるのに対して、本実施形態のフィルタでは、要求範
囲の最大値よりも小さい。従って、ＡＭＰＳ方式に対応
して、受信用フィルタを製造するとき、従来のフィルタ
よりも本実施形態のフィルタを製造した方が歩留りが向
上できる。
【００１１】次に、第１実施形態において、付加接続す
る並列共振子(３)の開口長を20μｍから80μｍまで、す
なわち電気容量に換算すると、0.8ｐＦから3.2ｐＦま
で、変化させたときの帯域内における挿入損失及びＶＳ
ＷＲの変化の様子を示したものが図４である。前記挿入
損失及びＶＳＷＲは、小さい方が望ましいが、挿入損失
は、電気容量の増加とともに増加し、特に電気容量が1.
9ｐＦ付近から急激に増加することが、図４の曲線から
わかる。また、ＶＳＷＲは、電気容量が1.5ｐＦ以下で
は、電気容量の増加とともに減少するが、電気容量が1.
5ｐＦ付近から増加に転じる。前記1.9ｐＦ及び1.5ｐＦ
という電気容量の値は、付加接続する並列共振子(３)を
除く、全共振子(１)(２)の電気容量の平均値2.56ｐＦの
それぞれ約75％及び約60％に相当する。従って、図４か
ら、本発明の目的にかなうような、付加接続する並列共
振子(３)は、電気容量の値が、前記並列共振子(３)を除
く全共振子(１)(２)の電気容量の平均値の75％以下であ
ればよいことがわかる。
る並列共振子(３)の開口長を20μｍから80μｍまで、す
なわち電気容量に換算すると、0.8ｐＦから3.2ｐＦま
で、変化させたときの帯域内における挿入損失及びＶＳ
ＷＲの変化の様子を示したものが図４である。前記挿入
損失及びＶＳＷＲは、小さい方が望ましいが、挿入損失
は、電気容量の増加とともに増加し、特に電気容量が1.
9ｐＦ付近から急激に増加することが、図４の曲線から
わかる。また、ＶＳＷＲは、電気容量が1.5ｐＦ以下で
は、電気容量の増加とともに減少するが、電気容量が1.
5ｐＦ付近から増加に転じる。前記1.9ｐＦ及び1.5ｐＦ
という電気容量の値は、付加接続する並列共振子(３)を
除く、全共振子(１)(２)の電気容量の平均値2.56ｐＦの
それぞれ約75％及び約60％に相当する。従って、図４か
ら、本発明の目的にかなうような、付加接続する並列共
振子(３)は、電気容量の値が、前記並列共振子(３)を除
く全共振子(１)(２)の電気容量の平均値の75％以下であ
ればよいことがわかる。
【００１２】（実施形態２）次に、本発明のラダー接続
型弾性表面波フィルタの第２実施形態を説明する。本実
施形態は、図８のように、並列共振子(３)を、他の共振
子(１)(２)よりも出力端子に最も近い位置に、並列に付
加接続したものである。ラダー接続型弾性表面波フィル
タにおいて、入力端子及び出力端子を入れ替えても、フ
ィルタとしての通過特性は変化しない。そこで、本実施
形態と第１実施形態との構成上の相違点は、付加接続す
る並列共振子(３)に隣接する共振子が、並列共振子(２)
であるか、または直列共振子(１)であるかの違いのみで
ある。このときの通過特性及び反射特性を示したものが
図９である。図９から、通過特性を示す帯域内の挿入損
失及びリップルは、第１実施形態（図３）と変らないこ
とがわかる。しかしながら、帯域内のＶＳＷＲが1.9以
下と、従来例（図７）よりは小さいが、第１実施形態よ
りも大きいことがわかる。従って、付加接続する並列共
振子(３)に隣接する共振子は、直列共振子(１)または並
列共振子(２)の何れでも、従来よりも通過特性を大きく
悪化させることなく反射特性を改善することができる
が、並列共振子(２)よりも直列共振子(１)の方が効果が
大きいことがわかる。
型弾性表面波フィルタの第２実施形態を説明する。本実
施形態は、図８のように、並列共振子(３)を、他の共振
子(１)(２)よりも出力端子に最も近い位置に、並列に付
加接続したものである。ラダー接続型弾性表面波フィル
タにおいて、入力端子及び出力端子を入れ替えても、フ
ィルタとしての通過特性は変化しない。そこで、本実施
形態と第１実施形態との構成上の相違点は、付加接続す
る並列共振子(３)に隣接する共振子が、並列共振子(２)
であるか、または直列共振子(１)であるかの違いのみで
ある。このときの通過特性及び反射特性を示したものが
図９である。図９から、通過特性を示す帯域内の挿入損
失及びリップルは、第１実施形態（図３）と変らないこ
とがわかる。しかしながら、帯域内のＶＳＷＲが1.9以
下と、従来例（図７）よりは小さいが、第１実施形態よ
りも大きいことがわかる。従って、付加接続する並列共
振子(３)に隣接する共振子は、直列共振子(１)または並
列共振子(２)の何れでも、従来よりも通過特性を大きく
悪化させることなく反射特性を改善することができる
が、並列共振子(２)よりも直列共振子(１)の方が効果が
大きいことがわかる。
【００１３】（実施形態３）次に、本発明のラダー接続
型弾性表面波フィルタの第３実施形態を説明する。図１
０及び図１１は、本実施形態を示し、図１２及び図１３
は、それに対応する従来のラダー接続型弾性表面波フィ
ルタを示している。第１実施形態とは、各共振子(１)
(２)(３)における電極指のピッチが異なるのみである。
すなわち、電極指のピッチは、直列共振子(１)が1.011
μｍ、並列共振子(２)及び付加接続する並列共振子(３)
が1.055μｍである。１端子対共振子の電極指のピッチ
を変えると、該共振子の共振周波数ｆr及び反共振周波
数ｆaが変わることから、ラダー接続型弾性表面波フィ
ルタの中心周波数及び通過帯域幅が変化する。本実施形
態は、中心周波数933.5ＭＨｚ、通過帯域幅33ＭＨｚの
ＥＴＡＣＳ方式の受信用フィルタである。従来のフィル
タの通過特性及び反射特性は、図１３のように、帯域内
の挿入損失が2.7ｄＢ以下、帯域内のリップルが0.8ｄ
Ｂ、帯域内のＶＳＷＲが2.3以下であるのに対して、本
実施形態のフィルタの通過特性及び反射特性は、図１１
のように、帯域内の挿入損失が2.9ｄＢ以下、帯域内の
リップルが0.9ｄＢ、帯域内のＶＳＷＲが1.9以下であ
る。本実施形態のフィルタ特性も、第１実施形態のフィ
ルタ特性と同様、従来のフィルタ特性よりも、帯域内の
挿入損失及びリップルが若干悪化しているが、帯域内の
ＶＳＷＲが良好である。ＥＴＡＣＳ方式の受信用フィル
タは、通常、通過帯域内において、挿入損失が3.5ｄＢ
以下、リップルが1.0ｄＢ以下、且つＶＳＷＲが2.0以下
であることが要求される。従って、従来のフィルタで
は、通過帯域内のＶＳＷＲの要求範囲を満たさなかった
が、本実施形態では、該要求範囲を満たしていることが
わかる。すなわち、本実施形態のフィルタは、ＥＴＡＣ
Ｓ方式の受信用フィルタとして使用することが可能であ
る。また、第１実施形態及び第３実施形態から、本発明
による効果は、中心周波数が高く、通過帯域幅が広いフ
ィルタの方が、より効果的であることがわかる。
型弾性表面波フィルタの第３実施形態を説明する。図１
０及び図１１は、本実施形態を示し、図１２及び図１３
は、それに対応する従来のラダー接続型弾性表面波フィ
ルタを示している。第１実施形態とは、各共振子(１)
(２)(３)における電極指のピッチが異なるのみである。
すなわち、電極指のピッチは、直列共振子(１)が1.011
μｍ、並列共振子(２)及び付加接続する並列共振子(３)
が1.055μｍである。１端子対共振子の電極指のピッチ
を変えると、該共振子の共振周波数ｆr及び反共振周波
数ｆaが変わることから、ラダー接続型弾性表面波フィ
ルタの中心周波数及び通過帯域幅が変化する。本実施形
態は、中心周波数933.5ＭＨｚ、通過帯域幅33ＭＨｚの
ＥＴＡＣＳ方式の受信用フィルタである。従来のフィル
タの通過特性及び反射特性は、図１３のように、帯域内
の挿入損失が2.7ｄＢ以下、帯域内のリップルが0.8ｄ
Ｂ、帯域内のＶＳＷＲが2.3以下であるのに対して、本
実施形態のフィルタの通過特性及び反射特性は、図１１
のように、帯域内の挿入損失が2.9ｄＢ以下、帯域内の
リップルが0.9ｄＢ、帯域内のＶＳＷＲが1.9以下であ
る。本実施形態のフィルタ特性も、第１実施形態のフィ
ルタ特性と同様、従来のフィルタ特性よりも、帯域内の
挿入損失及びリップルが若干悪化しているが、帯域内の
ＶＳＷＲが良好である。ＥＴＡＣＳ方式の受信用フィル
タは、通常、通過帯域内において、挿入損失が3.5ｄＢ
以下、リップルが1.0ｄＢ以下、且つＶＳＷＲが2.0以下
であることが要求される。従って、従来のフィルタで
は、通過帯域内のＶＳＷＲの要求範囲を満たさなかった
が、本実施形態では、該要求範囲を満たしていることが
わかる。すなわち、本実施形態のフィルタは、ＥＴＡＣ
Ｓ方式の受信用フィルタとして使用することが可能であ
る。また、第１実施形態及び第３実施形態から、本発明
による効果は、中心周波数が高く、通過帯域幅が広いフ
ィルタの方が、より効果的であることがわかる。
【００１４】なお、上記実施形態において、付加接続す
る並列共振子(３)の電極指のピッチは、並列共振子(２)
の電極指のピッチと一致させているが、これを多少変化
しても、フィルタ特性にはそれほど影響がなく、従来の
フィルタよりも、帯域内のＶＳＷＲが改善されることに
変りはなかった。
る並列共振子(３)の電極指のピッチは、並列共振子(２)
の電極指のピッチと一致させているが、これを多少変化
しても、フィルタ特性にはそれほど影響がなく、従来の
フィルタよりも、帯域内のＶＳＷＲが改善されることに
変りはなかった。
【００１５】上記実施形態の説明は、本発明を説明する
ためのものであって、特許請求の範囲に記載の発明を限
定し、或は範囲を減縮する様に解すべきではない。又、
本発明の各部構成は上記実施形態に限らず、特許請求の
範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能であるこ
とは勿論である。
ためのものであって、特許請求の範囲に記載の発明を限
定し、或は範囲を減縮する様に解すべきではない。又、
本発明の各部構成は上記実施形態に限らず、特許請求の
範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能であるこ
とは勿論である。
【図１】本発明による弾性表面波フィルタの第１実施形
態を示す模式図である。
態を示す模式図である。
【図２】第１実施形態の等価回路図である。
【図３】第１実施形態の通過特性及び反射特性を示す図
である。
である。
【図４】第１実施形態において、付加接続する共振子の
電気容量の変化による、挿入損失及びＶＳＷＲの変化を
示す図である。
電気容量の変化による、挿入損失及びＶＳＷＲの変化を
示す図である。
【図５】第１実施形態に対応する従来の弾性表面波フィ
ルタを示す模式図である。
ルタを示す模式図である。
【図６】図５の等価回路図である。
【図７】図５の通過特性及び反射特性を示す図である。
【図８】本発明の第２実施形態を示す等価回路である。
【図９】第２実施形態の通過特性及び反射特性を示す図
である。
である。
【図１０】本発明の第３実施形態を示す模式図である。
【図１１】第３実施形態の通過特性及び反射特性を示す
図である。
図である。
【図１２】第３実施形態に対応する従来の弾性表面波フ
ィルタを示す模式図である。
ィルタを示す模式図である。
【図１３】図１２の通過特性及び反射特性を示す図であ
る。
る。
【図１４】弾性表面波共振子のインピーダンス特性を示
す図である。
す図である。
【図１５】弾性表面波共振子を電気的に直列に接続した
フィルタの等価回路及び通過特性を示す図である。
フィルタの等価回路及び通過特性を示す図である。
【図１６】弾性表面波共振子を電気的に並列に接続した
フィルタの等価回路及び通過特性を示す図である。
フィルタの等価回路及び通過特性を示す図である。
【図１７】ラダー接続型弾性表面波フィルタの基本構成
の等価回路及び通過特性を示す図である。
の等価回路及び通過特性を示す図である。
(１) 直列共振子 (２) 並列共振子 (３) 付加接続する並列共振子 (４) 圧電基板
Claims (2)
- 【請求項１】 圧電基板(４)上にすだれ状電極トランス
ジューサからなる１端子対共振子を複数個電気的に直列
及び並列に接続している弾性表面波フィルタにおいて、 入力端子または出力端子と、前記弾性表面波フィルタを
構成する複数の１端子対共振子の中で最も外側に位置す
る共振子との間に、各共振子が有する電気容量の平均値
の７５％以下の電気容量を有する１端子対共振子(３)
を、電気的に並列に付加接続することを特徴とする弾性
表面波フィルタ。 - 【請求項２】 並列に付加接続される１端子対共振子
(３)に隣接する共振子は、入力端子及び出力端子に対し
電気的に直列に接続される直列共振子(１)である、請求
項１記載の弾性表面波フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28944395A JPH09135145A (ja) | 1995-11-08 | 1995-11-08 | 弾性表面波フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28944395A JPH09135145A (ja) | 1995-11-08 | 1995-11-08 | 弾性表面波フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09135145A true JPH09135145A (ja) | 1997-05-20 |
Family
ID=17743333
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28944395A Pending JPH09135145A (ja) | 1995-11-08 | 1995-11-08 | 弾性表面波フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09135145A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6844795B2 (en) * | 2002-06-06 | 2005-01-18 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | SAW filter with an improved attenuation characteristic at a frequency any multiple of an attenuation pole frequency at one or both sides of a pass band |
| WO2006093063A1 (en) * | 2005-02-28 | 2006-09-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Piezoelectric filter, and duplexer and communications apparatus using the same |
| US7327206B2 (en) * | 2003-06-16 | 2008-02-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Surface acoustic wave duplexer |
| US7733197B2 (en) * | 2006-12-25 | 2010-06-08 | Kyocera Corporation | Duplexer and communications equipment |
| US20180013405A1 (en) * | 2015-04-30 | 2018-01-11 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Ladder filter and duplexer |
| WO2018139598A1 (ja) * | 2017-01-30 | 2018-08-02 | 京セラ株式会社 | 弾性波フィルタ、分波器および通信装置 |
-
1995
- 1995-11-08 JP JP28944395A patent/JPH09135145A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6844795B2 (en) * | 2002-06-06 | 2005-01-18 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | SAW filter with an improved attenuation characteristic at a frequency any multiple of an attenuation pole frequency at one or both sides of a pass band |
| US7327206B2 (en) * | 2003-06-16 | 2008-02-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Surface acoustic wave duplexer |
| WO2006093063A1 (en) * | 2005-02-28 | 2006-09-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Piezoelectric filter, and duplexer and communications apparatus using the same |
| US7733197B2 (en) * | 2006-12-25 | 2010-06-08 | Kyocera Corporation | Duplexer and communications equipment |
| US20180013405A1 (en) * | 2015-04-30 | 2018-01-11 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Ladder filter and duplexer |
| US10236861B2 (en) * | 2015-04-30 | 2019-03-19 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Ladder filter and duplexer |
| WO2018139598A1 (ja) * | 2017-01-30 | 2018-08-02 | 京セラ株式会社 | 弾性波フィルタ、分波器および通信装置 |
| JPWO2018139598A1 (ja) * | 2017-01-30 | 2019-02-07 | 京セラ株式会社 | 弾性波フィルタ、分波器および通信装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020212 |