JPWO2015045709A1 - 信号送信装置、歪補償装置、及び信号送信方法 - Google Patents

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Abstract

信号送信装置（１０）の信号変換部（１２０）は、増幅部（１３０）から出力されるＲＦ信号に含まれる、単一バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号をバンド毎に生成し、該単一バンドに対応するＲＦ信号に搬送させるバンド内歪補償アナログ回路部（１２２）と、増幅部（１３０）に入力される複数バンド間のＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を２つのバンドの組み合わせ毎に生成し、該２つのバンドに対応する各ＲＦ信号に搬送させるバンド間歪補償アナログ回路部（１２４）と、を有する。

Description

本発明は、複数の帯域のＲＦ（Radio Frequency）信号を送信する信号送信装置、歪補償装置、及び信号送信方法に関する。
無線送信装置の内部において、無線通信に用いるＲＦ信号を増幅する電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）の非線形性が、ＲＦ信号を歪ませる大きな要因となっている。このＲＦ信号の歪は、送信に用いられる所望帯域外への漏洩電力を発生させる。したがって、送信するＲＦ信号の歪を抑制する事が、送信装置における重要な技術課題となる。
また、近年では、さらなる高速無線通信の実現に向けて、例えば非特許文献１に記載されるような、断片化された複数の帯域を集めて利用するＣＡ（Carrier Aggregation）技術が用いられることもある。このＣＡ技術においては、複数の帯域を束ねることによって広帯域を確保し、伝送速度を高速化することができる。
また、各キャリア周波数が大きく離れた（各キャリア周波数の差Δｆが各キャリアのＲＦ信号の変調帯域幅ｆＢＢよりも十分に大きい） Inter-band Non-contiguous ＣＡモードでは、伝播特性の異なる複数キャリア周波数で同時に通信することによって、通信の安定性を向上させることができる。
このようなＣＡ技術を用いた通信システムでは、複数の帯域（バンド）のＲＦ信号を送信する信号送信装置が必要になる。そして、このような信号送信装置には、上述したＲＦ信号の歪を抑制する機能が求められる。また、装置の小型化及び低コスト化の観点から、ＣＡ技術に対応した送信装置は、複数のバンドのＲＦ信号を単一の電力増幅器で増幅し、かつ送信できる事が望ましい。
下記特許文献１乃至４には、複数バンドのＲＦ信号を一括して増幅する電力増幅器の非線形を打ち消す信号をディジタル演算回路で算出及び出力することにより、当該増幅器から出力されるＲＦ信号の信号歪を抑制する歪補償回路が開示されている。また、特許文献３及び４には、ルックアップテーブルやべき級数を用いて単一バンド内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償する機能を有するアナログ回路が開示されている。また、特許文献５にも、電力増幅器において単一バンドのＲＦ信号をミキシングすることによって生じる帯域内相互変調歪を打ち消す信号を算出及び出力するアナログ回路（ＲＦ−ＰＤ：Radio Frequency Pre-Distortion）が開示されている。特許文献５では、各周波数に対応する複数のＲＦ−ＰＤが備えられており、各ＲＦ−ＰＤに対応する周波数のＲＦ信号がスイッチによって選択され当該ＲＦ−ＰＤに入力することにより、単一バンド内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償する手法が開示されている。特許文献５に記載されるＲＦ−ＰＤは、例えば、特許文献６〜８に記載されるダイオードリニアライザを用いて実装することができる。また、特許文献５に記載されるＲＦ−ＰＤは、特許文献９に記載される相互変調歪発生回路を用いて実装することもできる。
米国特許出願公開第２０１０／０３１６１５７号明細書 特開２０１２−２２７８１１号公報 特開２００５−２４４９３７号公報 特開２００５−２５３０４５号公報 特開２０１２−１４２８４０号公報 特許第３３３５９０７号公報 特許第３９５１５２１号公報 特許第４３１９６８１号公報 国際公開第２００７／１２３０４０号
三木信彦他、"LTE-Advancedにおける広帯域化を実現するCarrier Aggregation"、NTT DoCoMoテクニカルジャーナル、Vol．18、No．2 安藤繁、"電子回路 基礎からシステムまで"、培風館 S. Yamanouchi et al., "Analysis of Design of a Dynamic Predistorter for WCDMA Handset Power Amplifiers", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.55, No.3, pp.493-503
特許文献１のディジタル演算回路は、帯域内相互変調歪と混変調歪とを同時に補償することが可能である。しかしながら、ディジタル演算回路には、ＣＰＵ（Central Processing Unit）の動作速度やディジタル−アナログ変換器の動作速度によって、送信信号の変調帯域幅が制約されるという問題がある。送信信号の変調帯域幅の制約は、通信速度の制約につながる。この問題を解決するためには、ディジタル演算回路ではなく、アナログ回路で実装することが望ましい。
しかしながら、アナログ回路は、柔軟なプログラム機能を一般的に備えていない。そのため、上述したディジタル演算回路の歪補償機能（帯域内相互変調歪と混変調歪とを同時に補償する機能）を１つのアナログ回路で実装することは困難である。実際に、特許文献３等に開示されているアナログ回路は、帯域内相互変調歪のみを補償しており、混変調歪を補償していない。
本発明の目的は、複数バンドの信号を単一の電力増幅器で増幅した場合に生じる帯域内相互変調歪と混変調歪の両方をアナログ回路により補償する信号送信装置を提供することにある。
本発明によれば、複数バンドのＲＦ信号を一括して増幅器で増幅した場合に生じる帯域内相互変調歪と混変調歪とをアナログ回路で補償することができる。
本発明によれば、
バンド毎に対応する複数のアナログベースバンド信号を出力する信号発生部と、
前記出力された複数のアナログベースバンド信号を対応するバンドのＲＦ（Radio Frequency）信号に変換する信号変換部と、
前記バンド毎に変換されたＲＦ信号を一括して増幅する増幅部と、を備え、
前記信号変換部は、
前記増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、単一バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号をバンド毎に生成し、該単一バンドに対応するＲＦ信号に搬送させるバンド内歪補償アナログ回路部と、
前記増幅部に入力される複数バンド間のＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を２つのバンドの組み合わせ毎に生成し、該２つのバンドに対応する各ＲＦ信号に搬送させるバンド間歪補償アナログ回路部と、を有する、
信号送信装置が提供される。
本発明によれば、
複数バンドのＲＦ（Radio Frequency）信号をまとめて増幅する増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、バンド毎の帯域内相互変調歪及び複数バンド間の混変調歪を補償する歪補償装置であって、
前記増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、単一バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号をバンド毎に生成し、該単一バンドに対応するＲＦ信号に搬送させるバンド内歪補償アナログ回路部と、
前記増幅部に入力される複数バンド間のＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を２つのバンドの組み合わせ毎に生成し、該２つのバンドに対応する各ＲＦ信号に搬送させるバンド間歪補償アナログ回路部と、
を有する歪補償装置が提供される。
本発明によれば、
複数バンドのＲＦ（Radio Frequency）信号をまとめて増幅する増幅部を備える信号送信装置が、
信号発生部においてバンド毎に対応する複数のアナログベースバンド信号を出力し、
信号変換部において、前記出力された複数のアナログベースバンド信号を対応するバンドのＲＦ（Radio Frequency）信号に変換し、
バンド内歪補償アナログ回路部において、前記増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、単一バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号をバンド毎に生成し、該単一バンドに対応するＲＦ信号に搬送させ、
バンド間歪補償アナログ回路部において、前記増幅部に入力される複数バンド間のＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を２つのバンドの組み合わせ毎に生成し、該２つのバンドに対応する各ＲＦ信号に搬送させ、
前記増幅部において、前記バンド内歪補償信号と前記バンド間歪補償信号を含む複数バンドのＲＦ信号をまとめて増幅して送信する、
ことを含む信号送信方法が提供される。
上述した目的、およびその他の目的、特徴および利点は、以下に述べる好適な実施の形態、およびそれに付随する以下の図面によってさらに明らかになる。
本発明の第１実施形態における信号送信装置の処理構成例を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態の変形例における信号送信装置の処理構成例を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態における信号送信装置の処理構成例を示すブロック図である。 アナログベースバンド振幅・位相補正回路の一例を示す図である。 本発明の第２実施形態の変形例における信号送信装置の処理構成例を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態における信号送信装置の処理構成例を示すブロック図である。 特許文献９に開示された相互変調歪発生回路を示す図である。 本発明の第４実施形態における信号送信装置の処理構成例を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態における信号送信装置の処理構成例を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態における信号送信装置の処理構成例を示すブロック図である。 本発明の第７実施形態における信号送信装置の処理構成例を示すブロック図である。 制御部の内部構成の一例を示すブロック図である。
以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。尚、すべての図面において、同様な構成要素には同様の符号を付し、適宜説明を省略する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態における信号送信装置１０の処理構成例を示すブロック図である。図１では、説明を簡略化するため、２バンドのＲＦ信号を同時に送信する例が示されている。なお、以下の説明において、信号送信装置１０に含まれる各処理部をバンド毎に区別する必要がある場合には、各バンドを示す添字が各処理部の符号に付与される。
信号送信装置１０は、信号発生部１１０と、信号変換部１２０と、増幅部１３０とを有しており、複数のバンドのＲＦ信号を同時に送信する。
信号発生部１１０は、バンド毎に対応する複数のアナログベースバンド信号を出力する。図１の例では、信号発生部１１０１は１つ目のバンド（バンド１：キャリア周波数ｆｃ１）のＲＦ信号によって搬送されるアナログベースバンド信号を出力し、信号発生部１１０２は２つ目のバンド（バンド２：キャリア周波数ｆｃ２）のＲＦ信号によって搬送されるアナログベースバンド信号を出力する。
信号変換部１２０は、信号発生部１１０から出力された複数のアナログベースバンド信号を、当該複数のアナログベースバンド信号毎に対応するバンドのＲＦ信号に変換する。また、信号変換部１２０は、増幅部１３０において生じる信号歪を補償する、バンド内歪補償アナログ回路１２２及びバンド間歪補償アナログ回路１２４を有する。
バンド内歪補償アナログ回路１２２はバンド内歪補償信号を生成する。この"バンド内歪補償信号"は、増幅部１３０から出力されるＲＦ信号に含まれる、単一バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングによって生じる帯域内相互変調歪を補償する信号である。バンド内歪補償アナログ回路１２２は、バンド内歪補償信号をバンド毎に生成し、各バンドに対応するＲＦ信号に搬送させる。図１の例では、バンド内歪補償アナログ回路１２２１がバンド１内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号を生成し、信号変換部１２０１から出力されるバンド１のＲＦ信号に搬送させる。また、バンド内歪補償アナログ回路１２２２がバンド２内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号を生成し、信号変換部１２０２から出力されるバンド２のＲＦ信号に搬送させる。
バンド間歪補償アナログ回路１２４はバンド間歪補償信号を生成する。この"バンド間歪補償信号"は、増幅部１３０に入力される複数バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングによって生じる混変調歪を補償する信号であり、２つのバンドの組み合わせ毎に生成される。バンド間歪補償アナログ回路１２４は、２つのバンドの組み合わせ毎に生成されたバンド間歪補償信号を、該２つのバンドに対応する各ＲＦ信号に搬送させる。図１の例では、バンド間歪補償アナログ回路１２４１がバンド１とバンド２間の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を生成し、バンド１のＲＦ信号に搬送させる。また、バンド間歪補償アナログ回路１２４２がバンド２とバンド１間の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を生成し、バンド２のＲＦ信号に搬送させる。
以下、本実施形態の信号送信装置１０について、より詳細に説明する。
信号発生部１１０１は、バンド１のＲＦ信号によって搬送されるアナログベースバンド信号１１２１（複素振幅ｚ１（ｔ））を出力する。同様に、信号発生部１１０２は、バンド２のＲＦ信号によって搬送されるアナログベースバンド信号１１２２（複素振幅ｚ２（ｔ））を出力する。アナログベースバンド信号１１２１は信号変換部１２０１に入力され、アナログベースバンド信号１１２２は、信号変換部１２０２に入力される。
信号変換部１２０１は、増幅部１３０の非線形性を補償する複素振幅ｂｘ１（ｔ）をバンド１のキャリア周波数ｆｃ１に搬送したＲＦ信号１２６１を、合成器１４０に向けて出力する。同様に、信号変換部１２０２は、増幅部１３０の非線形性を補償する複素振幅ｂｘ２（ｔ）をバンド２のキャリア周波数ｆｃ２に搬送したＲＦ信号１２６２を、合成器１４０に向けて出力する。
合成器１４０は、ＲＦ信号１２６１及びＲＦ信号１２６２を合成して増幅部１３０に向けて出力する。
増幅部１３０は、入力されたＲＦ信号１２６１及びＲＦ信号１２６２を増幅し、複数バンドのＲＦ信号１３２１（複素振幅ｂｙ１（ｔ））及びＲＦ信号１３２２（複素振幅ｂｙ２（ｔ））として出力する。出力されたＲＦ信号１３２１及びＲＦ信号１３２２は、アンテナ（不図示）を介して送信される。
ここで、増幅部１３０の非線形性と信号変換部１２０の非線形性との関係について説明する。
増幅部１３０に入力されるバンド１のＲＦ信号をｘ１（ｔ）、バンド２のＲＦ信号をｘ１（ｔ）とする。また、ＲＦ信号ｘ１（ｔ）及びｘ２（ｔ）の複素振幅（ＲＦ信号によって搬送されるベースバンド信号）をそれぞれｂｘ１（ｔ）及びｂｘ２（ｔ）とする。また、増幅部１３０から出力されるバンド１のＲＦ信号をｙ１（ｔ）、バンド２のＲＦ信号をｙ２（ｔ）とし、ＲＦ信号ｙ１（ｔ）及びｙ２（ｔ）の複素振幅をそれぞれｂｙ１（ｔ）及びｂｙ２（ｔ）とする。
増幅部１３０が２つのバンドの信号を同時に増幅する場合、増幅部１３０の入出力信号の関係は、以下の式（１）のように記述される。
Figure 2015045709
ここで、ｇ１及びｇ２は増幅部１３０の非線形性を表す関数である。式（１）で記述されるように、各バンドの出力信号が、同じバンドの入力信号だけでなく、異なるバンドの入力信号にも依存するのは、複数バンド間の周波数ミキシングで所望バンドの近傍に生じる混変調歪(cross-modulation)の為である。また、各バンドの出力信号が同じバンドの入力信号に対し持つ非線形性は、単一バンド内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪（in-band intermodulation）の原因となる。
また、式（１）は以下の式（２）のように、まとめて表記できる。
Figure 2015045709
ここで、ｇはベクトル［ｂｘ１（ｔ），ｂｘ２（ｔ）］を［ｂｙ１（ｔ），ｂｙ２（ｔ）］に変換する写像であり、増幅部１３０の非線形性を表している。
上述したように、複数バンドのＲＦ信号を増幅部１３０に入力した場合、当該増幅部１３０の非線形性により、混変調歪と帯域内相互変調歪が生じる。そのため、信号変換部１２０には、増幅部１３０で生じる歪を打ち消す機能が求められる。
信号変換部１２０に入力されるバンド１及びバンド２のアナログベースバンド信号を、それぞれｚ１（ｔ)及びｚ２（ｔ）とする。これらのアナログベースバンド信号［ｚ１（ｔ），ｚ２（ｔ）］は、信号変換部１２０においてＲＦ信号の複素振幅［ｂｘ１（ｔ），ｂｘ２（ｔ）］に変換され、増幅部１３０に入力される。上記の変換は、以下の式（３）のように表記される。
Figure 2015045709
ここでｈは、ベクトル［ｚ１（ｔ），ｚ２（ｔ）］を［ｂｘ１（ｔ），ｂｘ２（ｔ）］に変換する写像であり、信号変換部１２０の非線形性を表している。
信号変換部１２０の非線形性ｈは、増幅部１３０の非線形性ｇを打ち消すように設定される。すなわち信号変換部１２０の非線形性ｈは、増幅部１３０の非線形性ｇの逆写像に設定されればよい。図１の例では、信号変換部１２０１と信号変換部１２０２とを合わせた非線形性が、増幅部１３０の非線形性の逆写像に設定されればよい。
ここで、式（１）で記述した増幅部１３０の特性を、以下の式（４）のように３次の項まで展開する。
Figure 2015045709
式（４）において、ｋ（１）及びｋ（２）は増幅部１３０の線形利得を表す複素係数である。また、ｌ（１）３及びｌ（２）３は、増幅部１３０における単一バンド内の周波数ミキシングにより生じる３次非線形性歪を表す複素係数である。また、ｍ（１）３及びｍ（２）３は、増幅部１３０における複数バンド間の周波数ミキシングにより生じる３次非線形性歪を表す複素係数である。
次に、式（３）で表される信号変換部１２０の特性を、以下の式（５）のように３次の項まで展開する。
Figure 2015045709
式（５）において、ｐ（１）は信号変換部１２０１の線形利得を表す複素係数であり、ｐ（２）は信号変換部１２０２の線形利得を表す複素係数である。また、ｑ（１）３は信号変換部１２０１における単一バンド内の周波数ミキシングにより生じる３次非線形性歪を表す複素係数であり、ｑ（２）３は信号変換部１２０２における単一バンド内の周波数ミキシングにより生じる３次非線形性歪を表す複素係数である。また、ｒ（１）３は信号変換部１２０１における複数バンド間の周波数ミキシングで生じる３次非線形性歪を表す複素係数であり、ｒ（２）３は信号変換部１２０２における複数バンド間の周波数ミキシングで生じる３次非線形性歪を表す複素係数である。
式（５）を式（４）代入にして整理する事で、信号発生部１１０１及び信号発生部１１０２から増幅部１３０の出力に至るまでの信号送信装置１０全体の特性は、式（６）のように得られる。
Figure 2015045709
式（６）において、非線形を表す項の係数（ｖ（１）３，ｖ（２）３，ｗ（１）３，ｗ（２）３）が全て０であれば、図１の信号送信装置１０は信号歪を伴わないＲＦ信号を送信することができる。非線形を表す項の係数（ｖ（１）３，ｖ（２）３，ｗ（１）３，ｗ（２）３）が全て０となる条件は以下の式（７）のように表される。
Figure 2015045709
上記の式（７）を満たすように、信号変換部１２０１及び信号変換部１２０２の非線形を表す係数（ｑ（１）３，ｑ（２）３，ｒ（１）３，ｒ（２）３）を設定すればよい。上記の式（７）に基づいて、信号変換部１２０１及び信号変換部１２０２の非線形を表す係数（ｑ（１）３，ｑ（２）３，ｒ（１）３，ｒ（２）３）の最適値（ｑｏｐｔ（１）３，ｑｏｐｔ（２）３，ｒｏｐｔ（１）３，ｒｏｐｔ（２）３）は、式（８）のように求められる。
Figure 2015045709
式（８）に示されるように、信号変換部１２０１及び信号変換部１２０２が満たすべき特性係数（ｑｏｐｔ（１）３，ｑｏｐｔ（２）３，ｒｏｐｔ（１）３，ｒｏｐｔ（２）３）は、増幅部１３０の特性を表す係数（ｋ（１），ｋ（２），ｌ（１）３，ｌ（２）３，ｍ（１）３，ｍ（２）３）によって決定される。したがって、増幅部１３０の特性（ｋ（１），ｋ（２），ｌ（１）３，ｌ（２）３，ｍ（１）３，ｍ（２）３）を事前にオフラインで測定し、その測定結果と式（８）とに基づいて信号変換部１２０１及び信号変換部１２０２の特性係数（ｑ（１）３，ｑ（２）３，ｒ（１）３，ｒ（２）３）を設定すればよい。
なお、式（８）で示されるように、信号変換部１２０１及び信号変換部１２０２が満たすべき特性係数（ｑｏｐｔ（１）３，ｑｏｐｔ（２）３，ｒｏｐｔ（１）３，ｒｏｐｔ（２）３）は、信号変換部１２０１及び信号変換部１２０２の線形利得ｐ（１）とｐ（２）にも依存する。信号変換部１２０１及び信号変換部１２０２の線形利得ｐ（１）とｐ（２）は、任意の値に設定してよい。
ここまでの議論で示したように、信号変換部１２０１及び信号変換部１２０２は、単一バンド内の周波数ミキシングで生じる信号歪（｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及び｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ））と、複数バンド間の周波数ミキシングで生じる信号歪（｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及び｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ２（ｔ））とを、式（８）の複素係数で表される所定の振幅及び位相で出力する必要がある。上記の所望機能を単一のアナログ回路で実現する事は困難である。本願では、各図に示されるように、バンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２と、バンド間歪補償アナログ回路１２４１２及びバンド間歪補償アナログ回路１２４２１とを、異なる２つのアナログ回路に分離して構成することにより、上記の所望機能を実現している。
バンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２は単一バンド内のミキシングで生じる帯域内相互変調歪を出力する。ここで出力される帯域内相互変調歪は、増幅部１３０において生じるバンド毎の帯域内相互変調歪を打ち消すため、ここで出力される歪信号はバンド内歪補償信号と呼ぶこともできる。図１の例において、バンド内歪補償アナログ回路１２２１には信号発生部１１０１から出力される単一のアナログベースバンド信号が入力され、バンド内歪補償アナログ回路１２２２には信号発生部１１０２から出力される単一のアナログベースバンド信号が入力される。
バンド間歪補償アナログ回路１２４１２及びバンド間歪補償アナログ回路１２４２１は複数バンド間のミキシングで生じる混変調歪を出力する。ここで出力される混変調歪は、増幅部１３０において生じる複数バンド間の混変調歪を打ち消す。ここで出力される混変調歪は、バンド間歪補償信号と呼ぶこともできる。バンド間歪補償アナログ回路１２４１２及びバンド間歪補償アナログ回路１２４２１は、信号発生部１１０１及び信号発生部１１０２から出力される複数のアナログベースバンド信号が入力される。
図１では、バンド内歪補償アナログ回路１２２１とバンド間歪補償アナログ回路１２４１２から出力されるＲＦ信号を合成したものをＲＦ信号１２６１として表し、バンド内歪補償アナログ回路１２２２とバンド間歪補償アナログ回路１２４２１から出力されるＲＦ信号を合成したものをＲＦ信号１２６２として表している。
上記で示した信号変換部１２０１及び信号変換部１２０２の回路構成及び動作方式により、単一バンド内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償する信号（バンド内歪補償信号）と、複数バンド間の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償する信号（バンド間歪補償信号）の両者を、アナログ回路のみを用いて出力する事が可能となる。これにより、複数バンドのＲＦ信号が一括して増幅部１３０に入力される場合において、増幅部１３０の信号歪をアナログ回路を用いて補償することができる。
なお、上記の所望機能をディジタル演算回路で実現する場合は、上記機能は単一のディジタル演算回路及びその上に実装されるプログラムで実現できる。しかしながら、柔軟なプログラム機能を備えないアナログ回路を用いる場合、単一の回路で上記の所望機能を実現する事は困難である。そこで本発明においては、帯域内相互変調歪を補正する回路と混変調歪補正を補正する回路とを分離して構成するという方法により、上記機能をアナログ回路で実装する事を可能にしている。
以上、本実施形態の信号送信装置１０は、複数バンドのＲＦ信号が一括して増幅部１３０に入力される場合において生じる帯域内相互変調歪及び混変調歪を、アナログ回路を用いて補償することができる。従って、本実施形態の信号送信装置１０では、ディジタル演算回路を用いて実装される歪補償回路（ディジタルプリディストータ）のように送信信号の変調帯域幅が制約されない。具体的には、ディジタルプリディストータでは、変調帯域幅のタイムスケール（数マイクロ秒から数ミリ秒）で歪補償信号を生成する必要がある。このため、変調帯域幅のタイムスケールに対応した歪補償信号を生成するための高速なディジタル演算回路やディジタル−アナログ変換器が必要となる。しかしながら、変調帯域幅のタイムスケールに対応した高速なディジタル演算回路やディジタル−アナログ変換器の実現が困難であるため、送信信号の変調帯域幅が制約されてしまう。一方、本実施形態の信号変換部１２０では、そのようなディジタル演算回路やディジタル−アナログ変換器を必要としないため、送信信号の変調帯域幅が制約されない。すなわち、本実施形態の信号送信装置１０によれば、通信速度が制約されず、高速通信においても複数バンドのＲＦ信号を一括して増幅部１３０に入力する場合に生じる信号歪を補償することができる。
また、本実施形態の信号変換部１２０はディジタルプリディストータよりも小型化することができる。具体的には、ディジタルプリディストータはボード上に実装されたＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、及びディジタル−アナログ変換器が必要であるのに対し、アナログ回路として実装される信号変換部１２０は少数の能動素子と受動素子で実現できる。このように、信号変換部１２０は小面積のＩＣ上に実装できるため、ボード実装が必要なディジタルプリディストータよりも小型化することができる。
また、信号変換部１２０は、高性能で高価なＤＳＰやＦＰＧＡを必要としない分、消費電力や生産コストを低減できる。消費電力については、ディジタルプリディストータは高性能なＤＳＰ及びＦＰＧＡを用いるために数Ｗの消費電力を要するのに対し、信号変換部１２０の消費電力は数ｍＷと低く抑えられる。
（第１実施形態の変形例）
図２は、本発明の第１実施形態の変形例における信号送信装置１０の処理構成例を示すブロック図である。図２で示されるように、バンド間歪補償アナログ回路１２４１２及びバンド間歪補償アナログ回路１２４２１は、一つの回路ブロックとなるバンド間歪補償アナログ回路１２４にまとめることもできる。
バンド間歪補償アナログ回路１２４は、バンド間歪補償アナログ回路１２４１２及びバンド間歪補償アナログ回路１２４２１の両者を合わせた機能を持つ。バンド間歪補償アナログ回路１２４には、信号発生部１１０１及び信号発生部１１０２から出力される複数のアナログベースバンド信号が入力される。さらにバンド間歪補償アナログ回路１２４は、入力された複数のアナログベースバンド信号（ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ））に基づいて、複数バンド間のミキシングで生じる信号歪（｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及び｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ２（ｔ））を、式（８）の複素係数で表される所定の振幅及び位相で出力する機能を備える。
バンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２から出力されるＲＦ信号と、バンド間歪補償アナログ回路１２４から出力されるＲＦ信号とは合成器１４０において合成されて、バンド１のＲＦ信号１２６１とバンド２のＲＦ信号１２６２として増幅部１３０へ出力される。
図２で示す第１実施形態の変形例においても、図１で示す第１実施形態と同じく、単一バンド内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償する信号と、複数バンド間の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償する信号の両者を、アナログ回路のみを用いて出力する事が可能となる。
（第２実施形態）
図３は、本発明の第２実施形態における信号送信装置１０の処理構成例を示すブロック図である。図３では、バンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２と、バンド間歪補償アナログ回路１２４１２及びバンド間歪補償アナログ回路１２４２１の詳細な構成例が示されている。
図３において、二重線はベースバンド信号の同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）を伝達する二本の信号線を表している。また、通常の実線は、単一のベースバンド信号もしくはＲＦ信号を伝達する一本の信号線を表している。
図３に示されるように、バンド内歪補償アナログ回路１２２１は、二乗検波器１２２１１、乗算器１２２２１、ベースバンド振幅・位相補正器１２２３１及び１２２４１、加算器１２２５１、直交変調器１２２６１を有する。バンド内歪補償アナログ回路１２２２も、バンド内歪補償アナログ回路１２２１と同様の構成を備えている。
図３に示されるバンド内歪補償アナログ回路１２２１の動作と機能を説明する。
まず、信号発生部１１０１から出力されたバンド１のアナログベースバンド信号１１２１（複素振幅ｚ１（ｔ））が、バンド内歪補償アナログ回路１２２１に入力される。
ベースバンド振幅・位相補正器１２２３１は、アナログベースバンド信号１１２１の振幅と位相（係数ｐ（１）に相当）を補正し、複素振幅ｐ（１）ｚ１（ｔ）の信号、すなわち式（６）の右辺第一項に対応するアナログベースバンド信号を生成する。ベースバンド振幅・位相補正器１２２３１において生成されたアナログベースバンド信号は、加算器１２２５１へと出力される。すなわち、ベースバンド振幅・位相補正器１２２３１からは、信号歪の無いアナログベース信号が出力される。
二乗検波器１２２１１は、アナログベースバンド信号１１２１の複素振幅の二乗値｜ｚ１（ｔ）｜２を乗算器１２２２１に出力する。乗算器１２２２１は、二乗検波器１２２１１から出力された信号｜ｚ１（ｔ）｜２と、アナログベースバンド信号１１２１の複素振幅ｚ１（ｔ）と乗算し、複素振幅｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）を持つアナログベースバンド信号をベースバンド振幅・位相補正器１２２４１に出力する。ベースバンド振幅・位相補正器１２２４１は入力されたアナログベース信号（｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ））の振幅と位相（係数ｑ（１）３に相当）を補正し、複素振幅ｑｏｐｔ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）の信号、すなわち式（６）の右辺第二項に対応し、歪補償に最適な係数ｑｏｐｔ（１）３を持つアナログベースバンド信号を生成する。ベースバンド振幅・位相補正器１２２４１において生成されたアナログベースバンド信号は、加算器１２２５１へと出力される。すなわち、ベースバンド振幅・位相補正器１２２４１からは、バンド内歪を補正するためのアナログベースバンド信号が出力される。
加算器１２２５１は、複素振幅ｐ（１）ｚ１（ｔ）＋ｑｏｐｔ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）を持つアナログベースバンド信号を直交変調器１２２６１へと出力する。直交変調器１２２６１は、局所（ＬＯ：Local Oscillation）信号発生器１２８１から出力されるキャリア周波数ｆｃ１のＬＯ信号を受けて、加算器１２２５１から出力されたアナログベースバンド信号をキャリア周波数ｆｃ１のＲＦ信号に周波数変換する。そして、直交変調器１２２６１から出力されるＲＦ信号は、合成器１４０へ入力される。上記の処理により、バンド内歪補償アナログ回路１２２１は、増幅部１３０のバンド内歪を補正するキャリア周波数ｆｃ１のＲＦ信号を出力する。
バンド内歪補償アナログ回路１２２２は、バンド２のアナログベースバンド信号１１２２（複素振幅ｚ２（ｔ））に対し、バンド内歪補償アナログ回路１２２１と同様の処理を行い、増幅部１３０のバンド内歪を補正するキャリア周波数ｆｃ２のＲＦ信号を出力する。
次に、バンド間歪補償アナログ回路１２４１２の説明を行う。バンド間歪補償アナログ回路１２４１２は、二乗検波器１２４１１２、乗算器１２４２１２、ベースバンド振幅・位相補正器１２４３１２、直交変調器１２４４１２を有する。バンド間歪補償アナログ回路１２４２１も、バンド間歪補償アナログ回路１２４１２と同様の構成を備えている。
二乗検波器１２４１１２には、バンド２のアナログベースバンド信号１１２２（複素振幅ｚ２（ｔ））が入力され、その振幅二乗値｜ｚ２（ｔ）｜２が乗算器１２４２１２へと出力される。乗算器１２４２１２には、バンド２のアナログベースバンド信号１１２２の振幅二乗値｜ｚ２（ｔ）｜２と、バンド１のアナログベースバンド信号１１２１（複素振幅ｚ１（ｔ））が入力され、その両者の積｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）を複素振幅とするアナログベースバンド信号がベースバンド振幅・位相補正器１２４３１２へ出力される。ベースバンド振幅・位相補正器１２４３１２は、入力されたアナログベースバンド信号（複素振幅｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ１（ｔ））の振幅及び位相（係数ｒ（１）３に相当）を補正し、複素振幅ｒｏｐｔ（１）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）の信号、すなわち式（６）の右辺第三項に対応し、歪補償に最適な係数ｒｏｐｔ（１）３を持つアナログベースバンド信号を生成する。ベースバンド振幅・位相補正器１２４３１２において生成されたアナログベースバンド信号は、直交変調器１２４４１２へと出力される。すなわち、ベースバンド振幅・位相補正器１２４３１２からは、バンド間歪を補正するためのアナログベースバンド信号が出力される。ベースバンド振幅・位相補正器１２４３１２は、補償信号生成部と呼ぶこともできる。
直交変調器１２４４１２は、ＬＯ信号発生器１２８１から出力されるキャリア周波数ｆｃ１のＬＯ信号を受けて、ベースバンド振幅・位相補正器１２４３１２から出力されたアナログベースバンド信号をキャリア周波数ｆｃ１のＲＦ信号に周波数変換する。そして、直交変調器１２４４１２から出力されたＲＦ信号は、合成器１４０へ入力される。上記の処理により、バンド間歪補償アナログ回路１２４１２は、増幅部１３０のバンド間歪を補正するキャリア周波数ｆｃ１のＲＦ信号を出力する。
バンド間歪補償アナログ回路１２４２１では、バンド２のアナログベースバンド信号１１２２ではなく、バンド１のアナログベースバンド信号１１２１が二乗検波器１２４１２１に入力されて、バンド間歪補償アナログ回路１２４１２と同様の処理を行う。この処理によりバンド間歪補償アナログ回路１２４２１は、増幅部１３０のバンド間歪を補正するキャリア周波数ｆｃ２のＲＦ信号を出力する。
なお、図３に示される乗算器及び加算器は、非特許文献２に記載の例のように、オペアンプ回路で構成することができる。図３に示される二乗検波器も、２つの乗算器を用いてアナログベースバンド信号のＩ信号の二乗値とＱ信号の二乗値とをそれぞれ出力し、一つの加算器でＩ信号の二乗値とＱ信号の二乗値を加算及び出力する事で実現することができる。
ベースバンド振幅・位相補正器１２２３、１２２４、及び１２４３は、例えば図４で示されるアナログベースバンド振幅・位相補正回路１０４０により実装可能である。図４は、アナログベースバンド振幅・位相補正回路１０４０の一例を示す図である。図４の例では、アナログベースバンド信号ｚｉｎ（ｚｉｎ＝Ｉｉｎ＋ｊＱｉｎ）のＩ信号ＩｉｎとＱ信号Ｑｉｎが、それぞれ端子１０４１Ｉ及び１０４１Ｑに入力される。アナログベースバンド振幅・位相補正回路１０４０は、入力されたアナログベースバンド信号ｚｉｎの振幅を利得Ｇで定数倍し、位相をθに基づいてシフトさせて出力する機能を備える。アナログベースバンド振幅・位相補正回路１０４０から出力されるアナログベースバンド信号ｚｏｕｔ（ｚｏｕｔ＝Ｉｏｕｔ＋ｊＱｏｕｔ）のＩ信号ＩｏｕｔとＱ信号Ｑｏｕｔは、それぞれ端子１０４２Ｉ及び１０４２Ｑから出力される。端子１０４２Ｉ及び１０４２Ｑから出力される信号Ｉｏｕｔ及びＱｏｕｔは、式（９）で表される。
Figure 2015045709
式（９）で表される信号出力を実現するために、アナログベースバンド振幅・位相補正回路１０４０は、信号発生器１０４３及び１０４４と、乗算器１０４５乃至１０４８と、減算器１０４９と、加算器１０５０とを少なくとも備えている。乗算器１０４５乃至１０４８と、減算器１０４９と、加算器１０５０とは、非特許文献２に記載の例のように、オペアンプ回路で構成することができる。
信号発生器１０４３は、一定値Ｇ・ｃｏｓθの信号を乗算器１０４５及び１０４６に出力する。信号発生器１０４４は、一定値Ｇ・ｓｉｎθの信号を乗算器１０４７及び１０４８に出力する。ここで、パラメータＧ及びθは、アナログベースバンド振幅・位相補正回路１０４０が補償する歪に合わせて、必要な値に設定される。乗算器１０４５及び１０４７には入力Ｉ信号Ｉｉｎが、乗算器１０４６及び１０４８には入力Ｑ信号Ｑｉｎが、それぞれ入力される。乗算器１０４５は、入力Ｉ信号Ｉｉｎと、信号発生器１０４３から出力される信号Ｇ・ｃｏｓθとの積を出力する。乗算器１０４６は、入力Ｑ信号Ｑｉｎと、信号発生器１０４３から出力される信号Ｇ・ｃｏｓθとの積を出力する。乗算器１０４７は、入力Ｉ信号Ｉｉｎと、信号発生器１０４４から出力される信号Ｇ・ｓｉｎθとの積を出力する。乗算器１０４８は、入力Ｑ信号Ｑｉｎと、信号発生器１０４４から出力される信号Ｇ・ｓｉｎθとの積を出力する。乗算器１０４５及び１０４８の出力信号は減算器１０４９に入力され、乗算器１０４６及び１０４７の出力信号は加算器１０５０に入力される。減算器１０４９は入力された二つの信号を合成し、端子１０４２Ｉに出力する。加算器１０５０は、入力された二つの信号を合成し、端子１０４２Ｑに出力する。上記の処理により、式（９）で与えられる信号が端子１０４２Ｉ及び１０４２Ｑから出力される。
以上より、図３で示されるバンド内歪補償アナログ回路１２２１は、増幅部１３０において単一バンドのＲＦ信号を周波数ミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪のうち、バンド１の帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号を生成する。詳細には、バンド内歪補償アナログ回路１２２１は、増幅部１３０においてバンド１のＲＦ信号を周波数ミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪のパラメータを用いて、当該バンド１のバンド内歪補償信号を生成する。そして、バンド内歪補償アナログ回路１２２１は、生成されたバンド内歪補償信号をバンド１（キャリア周波数ｆｃ１）のＲＦ信号に搬送させる。また、バンド内歪補償アナログ回路１２２２は、増幅部１３０において単一バンドのＲＦ信号を周波数ミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪のうち、バンド２の帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号を生成する。詳細には、バンド内歪補償アナログ回路１２２２は、増幅部１３０においてバンド２のＲＦ信号を周波数ミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪のパラメータを用いて、当該バンド２のバンド内歪補償信号を生成する。そして、バンド内歪補償アナログ回路１２２２は、生成されたバンド内歪補償信号をバンド２（キャリア周波数ｆｃ２）のＲＦ信号に搬送させる。
また、バンド間歪補償アナログ回路１２４１２は、増幅部１３０においてバンド１とバンド２間の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を生成し、当該バンド間歪補償信号をバンド１（キャリア周波数ｆｃ１）のＲＦ信号に搬送させる。また、バンド間歪補償アナログ回路１２４２１は、増幅部１３０において異なる２つのバンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる混変調のうち、バンド２−１間の混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を生成し、当該バンド間歪補償信号をバンド２（キャリア周波数ｆｃ２）のＲＦ信号に搬送させる。
本実施形態において説明した処理により、図３で示した信号変換部１２０１及び信号変換部１２０２は、第１実施形態の式（５）及び式（８）で示した出力信号を出力できる。すなわち、第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、単一バンド内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号と、複数バンド間の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号の両者を、アナログ回路のみを用いて出力することができる。
（第２実施形態の変形例）
図５は、本発明の第２実施形態の変形例における信号送信装置１０の処理構成例を示すブロック図である。
図５では、図３における二乗検波器１２２１１及び１２４１２１が、１つの二乗検波器１５０１にまとめられている。二乗検波器１２２１１及び１２４１２１は、いずれも信号発生部１１０１から出力されるアナログベースバンド信号１１２１の振幅二乗値を出力するという同じ機能を備えるため、二乗検波器１５０１にまとめることができる。
同様に、図５では、図３における二乗検波器１２２１２及び１２４１１２が、１つの二乗検波器１５０２にまとめられている。
また、図５では、図３における直交変調器１２２６１及び１２４４１２が、１つの直交変調器１５２１にまとめられている。さらに、図５では、加算器１５１１が追加されており、バンド内歪補償アナログ回路１２２１の出力信号とバンド間歪補償アナログ回路１２４１２の出力信号が、当該加算器１５１１において合成される。加算器１５１１からの出力信号は直交変調器１５２１においてキャリア周波数ｆｃ１のＲＦ信号に周波数変換される。そして、直交変調器１５２１から出力されるＲＦ信号は、合成器１４０へ入力される。
図５に示される信号送信装置１０では、バンド内歪補償アナログ回路１２２１の出力信号及びバンド間歪補償アナログ回路１２４１２の出力信号が、加算器１５１１によって合成された後、単一の直交変調器１５２１によってＲＦ信号に周波数変換される。一方、図３に示される信号送信装置１０では、バンド内歪補償アナログ回路１２２１の出力信号及びバンド間歪補償アナログ回路１２４１２の出力信号が、個別の直交変調器１２２６１及び１２４４１２によってＲＦ信号にそれぞれ周波数変換される。どちらの方式であっても、増幅部１３０に入力される信号は同一である。
同様に、図５では、加算器１５１２が追加され、直交変調器１２２６２及び１２４４２１が、１つの直交変調器１５２２にまとめられている。
図５の信号送信装置１０と、図３の信号送信装置１０とで、実装の方法は異なるものの、実現される機能は同一である。
（第３実施形態）
図６は、本発明の第３実施形態における信号送信装置１０の処理構成例を示すブロック図である。図６の信号送信装置１０は、以下の点を除いて、図３の信号送信装置１０と同様である。詳細には、図６では、バンド内歪補償アナログ回路１２２１が直交変調器１６０１とＲＦ−ＰＤ１６１１とによって構成され、バンド内歪補償アナログ回路１２２２が直交変調器１６０２とＲＦ−ＰＤ１６１２とによって構成されている。
本実施形態では、信号発生部１１０１から出力されるアナログベースバンド信号１１２１は、直交変調器１６０１とＬＯ信号発生器１２８１とにより、バンド１のＲＦ信号に変換される。直交変調器１６０１から出力されたバンド１のＲＦ信号は、ＲＦ−ＰＤ１６１１に入力される。ＲＦ−ＰＤ１６１１は、バンド１のＲＦ信号入力を受けて、増幅部１３０のバンド１のバンド内歪補償信号ｑ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）を生成し、バンド１のＲＦ信号に搬送させる。バンド１のバンド内歪補償信号ｑ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）が搬送されたＲＦ信号は、合成器１４０に向けて出力される。また、信号発生部１１０２から出力されるアナログベースバンド信号１１２２は、直交変調器１６０２とＬＯ信号発生器１２８２とにより、バンド２のＲＦ信号に変換される。直交変調器１６０２から出力されたバンド２のＲＦ信号は、ＲＦ−ＰＤ１６１２に入力される。ＲＦ−ＰＤ１６１２は、バンド２のＲＦ信号入力を受けて、増幅部１３０のバンド２のバンド内歪補償信号ｑ（２）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）を生成し、バンド２のＲＦ信号に搬送させる。バンド２のバンド内歪補償信号ｑ（２）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）が搬送されたＲＦ信号は、合成器１４０に向けて出力される。
ＲＦ−ＰＤ１６１１及びＲＦ−ＰＤ１６１２は、自身が出力するＲＦ信号に含まれる歪補償信号の複素振幅ｑ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及びｑ（２）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）の振幅及び位相を変更できる機能を備えておく事が望ましい。ＲＦ−ＰＤ１６１１及びＲＦ−ＰＤ１６１２は、例えば、図７に示されるような、相互変調歪発生回路８０で実装できる。図７は、特許文献９に開示された相互変調歪発生回路８０を示す図である。
詳細には、図７に示される相互変調歪発生回路８０は、３次相互変調歪を生成する歪発生回路８１と、３次相互変調歪の位相を調整する位相調整回路８２と、３次相互変調歪の振幅を調整する振幅調整回路８３とを有する。
歪発生回路８１は、内蔵された非線形素子９１を用いて、歪補償に必要な３次相互変調歪を生成する。非線形素子９１は、例えば、トランジスタもしくはダイオード素子で実装される。
位相調整回路８２は、内蔵されたインピーダンス素子９２を用いて歪発生回路８１の差周波帯インピーダンスにおける負荷インピーダンスＺＢＢを最適な値に設定する。インピーダンス素子９２は、インダクタンス素子９４と可変容量素子９５を有する。インピーダンス素子９２は、可変容量素子９５の値により、歪発生回路８１の差周波帯インピーダンスにおける負荷インピーダンスＺＢＢを最適な値に設定し、歪発生回路８１から出力される３次相互変調歪の位相を最適な値に設定できる。なお、"差周波帯"とは、入力される変調波の変調帯域幅に相当する周波数帯域、すなわちベースバンドの周波数帯域を指す。また、インピーダンス素子９２は、図７の構成に限らず、容量素子、インダクタンス素子、及び抵抗素子等の受動素子を用い、さまざまな形で実装することができる。
振幅調整回路８３は、内蔵されたインピーダンス素子９３を用いて、歪発生回路８１のＲＦ基本波帯における負荷インピーダンスＺＲＦを最適な値に設定する。インピーダンス素子９３は、抵抗素子９６と可変容量素子９７を有する。振幅調整回路８３は、可変容量素子９７の値により、歪発生回路８１のＲＦ基本波帯における負荷インピーダンスＺＲＦを最適な値に設定し、歪発生回路８１から出力される３次相互変調歪の振幅を最適な値に設定する事ができる。なお、"ＲＦ基本波帯"とは、入力される信号の搬送波及びその近傍の周波数帯域を示す。また、インピーダンス素子９３は、図７の構成に限らず、容量素子、インダクタンス素子、及び抵抗素子等の受動素子を用い、さまざまな形で実装することができる。
所望の振幅及び位相を持つ３次相互変調歪を出力する相互変調歪発生回路８０の機能により、ＲＦ−ＰＤ１６１１及びＲＦ−ＰＤ１６１２は、歪補償信号の複素振幅ｑ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及びｑ（２）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）の振幅及び位相（すなわち係数ｑ（１）３及びｑ（２）３）を所望値に変更することができる。歪補償信号の複素振幅ｑ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及びｑ（２）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）の振幅及び位相は、３次相互変調歪の振幅と位相に相当する。上記の３次相互変調歪の振幅と位相の設定機能により、ＲＦ−ＰＤ１６１１及びＲＦ−ＰＤ１６１２は、最適な歪補償信号ｑｏｐｔ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及びｑｏｐｔ（２）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）を出力することができる。
なお、ＲＦ−ＰＤ１６１１及びＲＦ−ＰＤ１６１２は、図７の相互変調歪発生回路８０に限定されない。ＲＦ信号を入力及び出力する端子を持ち、歪補償信号の複素振幅ｑ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及びｑ（２）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）の振幅及び位相を所望値に変更して出力する機能を持つ回路であれば、任意の構成の回路を用いることができる。
例えば、利得及び位相の入力電力依存性（ＡＭ−ＡＭ特性／ＡＭ−ＰＭ特性）を所望値に設定できるＲＦ回路でも、歪補償信号の複素振幅ｑ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及びｑ（２）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）の振幅及び位相を所望値に変更して出力する機能を実現できる。その根拠として、非特許文献３において記載されているように、利得及び位相の入力電力依存性（ＡＭ−ＡＭ／ＡＭ−ＰＭ特性）により、３次相互変調歪の振幅と位相が定められることが挙げられる。したがって、ＲＦ−ＰＤ１６１１及びＲＦ−ＰＤ１６１２は、利得及び位相の入力電力依存性（ＡＭ−ＡＭ／ＡＭ−ＰＭ特性）を所望値に設定できるＲＦ回路を用いてもよい。
以上、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
なお、第２実施形態では、アナログベースバンドの領域でバンド内歪補償信号ｑｏｐｔ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及びｑｏｐｔ（２）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）を生成した後で、当該バンド内歪補償信号を直交変調器１２２６１及び直交変調器１２２６２を用いてＲＦ信号に変換していた。
これに対し、本実施形態では、直交変調器１６０１及び直交変調器１６０２でＲＦ信号を生成した後、ＲＦ−ＰＤ１６１１及びＲＦ−ＰＤ１６１２で帯域内相互変調歪補償信号ｑｏｐｔ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及びｑｏｐｔ（２）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）を搬送したＲＦ信号を生成する。
このことは、本発明内のバンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２においてバンド内歪補償信号を生成する周波数領域は、アナログベースバンド周波数領域とＲＦ周波数領域のいずれでも良い事を意味する。
（第４実施形態）
図８は、本発明の第４実施形態における信号送信装置１０の処理構成例を示すブロック図である。図８に示されるように、本実施形態の信号送信装置１０は、図２に示される第１実施形態の変形例に基づいている。なお、図８の信号送信装置１０は、以下の点を除いて図３の信号送信装置１０と同様である。詳細には、バンド間歪補償アナログ回路１２４は、直交変調器１７０１及び１７０２と、合成器１７１と、ＲＦ−ＰＤ１７２とによって構成されている。
図６に示されるＲＦ−ＰＤ１６１１及びＲＦ−ＰＤ１６１２と同様に、図８に示されるＲＦ−ＰＤ１７２は、自身が出力するＲＦ信号に含まれる歪補正成分の振幅及び位相を変更できる機能を備えておく事が望ましい。そのため、ＲＦ−ＰＤ１７２は、例えば、図７に示されるような、相互変調歪発生回路８０で実装できる。
次に、図８のバンド間歪補償アナログ回路１２４の動作について説明する。
バンド間歪補償アナログ回路１２４には、信号発生部１１０１から出力されるアナログベースバンド信号１１２１（複素振幅ｚ１（ｔ））及び信号発生部１１０２から出力されるアナログベースバンド信号１１２２（複素振幅ｚ２（ｔ））が入力される。そして、アナログベースバンド信号１１２１は直交変調器１７０１へ出力され、アナログベースバンド信号１１２２は直交変調器１７０２へ出力される。
信号発生部１１０１及び信号発生部１１０２から出力されたアナログベースバンド信号１１２１は、直交変調器１７０１とＬＯ信号発生器１２８１とを用いて、バンド１及びバンド２のＲＦ信号に変換される。また、信号発生部１１０２から出力されたアナログベースバンド信号１１２２は、直交変調器１７０２とＬＯ信号発生器１２８２とを用いて、バンド２のＲＦ信号に変換される。合成器１４０は、直交変調器１７０１及び直交変調器１７０２からそれぞれ出力されたバンド１及びバンド２のＲＦ信号を合成して、ＲＦ−ＰＤ１７２へと出力する。
ＲＦ−ＰＤ１７２は、増幅部１３０における複数バンド間のＲＦ信号の周波数ミキシングにより生じる混変調歪を補償するＲＦ信号を合成器１４０へと出力する。
以下では、ＲＦ−ＰＤ１７２が出力するＲＦ信号について詳細に説明する。
ＲＦ−ＰＤ１７２には、バンド１とバンド２の両方のＲＦ信号が入力される。そのため、ＲＦ−ＰＤ１７２からは、バンド１とバンド２のＲＦ信号が出力される。ＲＦ−ＰＤ１７２から出力されるバンド１のＲＦ信号の複素振幅をｂＲＦＰＤ１（ｔ）と、バンド２のＲＦ信号の複素振幅をｂＲＦＰＤ２（ｔ)とする。ＲＦ−ＰＤ１７２から出力されるＲＦ信号の複素振幅ｂＲＦＰＤ１（ｔ）及びｂＲＦＰＤ２（ｔ）は、下記の式（１０）で表される。
Figure 2015045709
ＲＦ−ＰＤ１７２は、自身の特性を変更できる２つの回路パラメータ（ａ，ｂ）を持つ。複素振幅ｂＲＦＰＤ１（ｔ）及びｂＲＦＰＤ２（ｔ）の各係数（ｑＲＦＰＤ（１）３，ｑＲＦＰＤ（２）３，ｒＲＦＰＤ（１）３，ｒＲＦＰＤ（２）３）は、回路パラメータ（ａ，ｂ）の関数として変更できるものとする。回路パラメータ（ａ，ｂ）の具体例は、図７で示される相互変調歪発生回路８０の場合においては、位相調整回路８２で設定される、歪発生回路８１の差周波帯インピーダンスにおける負荷インピーダンスＺＢＢと、振幅調整回路８３で設定される、歪発生回路８１のＲＦ基本波帯における負荷インピーダンスＺＲＦである。すなわち、図７に示される相互変調歪発生回路８０において、負荷インピーダンスＺＢＢ及び負荷インピーダンスＺＲＦを調節することにより、複素振幅ｂＲＦＰＤ１（ｔ）及びｂＲＦＰＤ２（ｔ）の各係数を調節することができる。上記の式（１０）の右辺第３項が、増幅部１３０において複数バンドのＲＦ信号を周波数ミキシングすることにより生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号に相当する。
なお、式１０の右辺第２項から明らかなように、バンド間歪補償信号の生成過程において、各単一バンドの帯域内相互変調歪が併せて生じる。ここで生じる帯域内相互変調歪は、ＲＦ−ＰＤ１７２の回路パラメータ（ａ，ｂ）に依存する。従って、後述するように、バンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２は、増幅部１３０において生じる帯域内相互変調歪と、ＲＦ−ＰＤ１７２において生じる帯域内相互変調歪とを合わせて補償する信号を生成する。
ＲＦ−ＰＤ１７２が最適なバンド間歪補償信号を出力できるように、回路パラメータ（ａ，ｂ）は、以下の式(１１)を満たすように設定される。すなわち、ＲＦ−ＰＤ１７２は、増幅部１３０において複数バンドのＲＦ信号を周波数ミキシングすることにより生じる混変調歪に基づいて回路パラメータ（ａ，ｂ）を設定し、当該混変調歪を打ち消すバンド間歪補償信号を生成する。ＲＦ−ＰＤ１７２は、補償信号生成部と呼ぶこともできる。
Figure 2015045709
式（１１）は、２つの未知変数（ａ，ｂ）と２つの方程式から成る連立方程式である。式（１１）で表される連立方程式の解として、回路パラメータ（ａ，ｂ）の値が決定される。
次に、バンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２が出力すべき信号について説明する。
バンド内歪補償アナログ回路１２２１が出力するバンド内歪補償信号をｑＡＰＤ（１）３｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）と表す。また、バンド内歪補償アナログ回路１２２２が出力するバンド内歪補償信号をｑＡＰＤ（２）３｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）と表す。第２実施形態で説明したように、バンド内歪補償信号の係数ｑＡＰＤ（１）３及びｑＡＰＤ（２）３は、ベースバンド振幅・位相補正器１０２５及びベースバンド振幅・位相補正器１０２６により、それぞれ任意の値に設定することができる。
合成器１４０を経由して増幅部１３０に入力されるバンド内歪補償信号は、バンド内歪補償アナログ回路１２２１から出力されるバンド内歪補償信号と、バンド内歪補償アナログ回路１２２２から出力されるバンド内歪補償信号とが合成されたものとなる。従って、バンド内歪補償アナログ回路１２２１から出力されるバンド内歪補償信号の係数ｑＡＰＤ（１）３、及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２から出力されるバンド内歪補償信号の係数ｑＡＰＤ（２）３は、望ましくは以下の式（１２）を満たす値として設定される。
Figure 2015045709
式（１２）の左辺、合成器１４０を経由して増幅部１３０に入力されるバンド内歪補償信号［ｑＡＰＤ（１）３＋ｑＲＦＰＤ（１）３（ａ，ｂ）］｜ｚ１（ｔ）｜２ｚ１（ｔ）及び［ｑＡＰＤ（２）３＋ｑＲＦＰＤ（２）３（ａ，ｂ）］｜ｚ２（ｔ）｜２ｚ２（ｔ）の係数である。詳細には、式（１２）の左辺第１項は、バンド間歪補償アナログ回路１２４で生じる帯域内相互変調歪に関するパラメータである。また、式（１２）の左辺第２項は、増幅部１３０において生じる帯域内相互変調歪に関するパラメータである。式（１２）で表されるように、上記の係数を最適値ｑｏｐｔ（１）３及びｑｏｐｔ（２）３に設定する事で、増幅部１３０において発生する各バンドのバンド内信号歪を補償する事が可能となる。
以上の動作により、第４実施形態においても、第１実施形態と同様に、単一バンド内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償する信号と、複数バンド間の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償する信号の両者を、アナログ回路のみを用いて出力する事が可能となる。
（第５実施形態）
図９は、本発明の第５実施形態における信号送信装置１０の処理構成例を示すブロック図である。第５実施形態における信号送信装置１０は、第４実施形態の信号送信装置１０をベースとして、バンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２を第３実施形態と同じ構成に置換したものである。すなわち、図９に示されるバンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２は、第３実施形態のバンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２と同一の構成を持つ。
また、図９に示されるバンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２は、第４実施形態のバンド内歪補償アナログ回路１２２１及びバンド内歪補償アナログ回路１２２２と同一の動作を行う。
以上、第５実施形態の信号送信装置１０においても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
（第６実施形態）
図１０は、本発明の第６実施形態における信号送信装置１０の処理構成例を示すブロック図である。第６実施形態における信号送信装置１０は、第１実施形態の信号送信装置１０を拡張したものであり、Ｎバンド（Ｎ≧２）のＲＦ信号を同時に送信する。
図１０の信号送信装置１０は、信号発生部１１０１〜信号発生部１１０Ｎと、信号変換部１２０１〜信号変換部１２０Ｎと、合成器１４０と、増幅部１３０とを少なくとも含んで構成される。
信号変換部１２０ｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）は、増幅部１３０で発生する信号歪を補償する信号、すなわちバンドｋ（キャリア周波数ｆｃｋ）内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償する信号と、バンドｋと他のバンド間の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償する信号とを、バンドｋ（キャリア周波数ｆｃｋ）のＲＦ信号に搬送させ、当該ＲＦ信号を合成器１４０に出力する。
信号変換部１２０ｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）は、バンド内歪補償アナログ回路１２２ｋと、バンド間歪補償アナログ回路１２４ｋｊ（ｋ，ｊ＝１，２，・・・，Ｎ； ｋ≠ｊ）とを備えている。
バンド内歪補償アナログ回路１２２ｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）には、信号発生部１１０ｋから、バンドｋに対応するアナログベースバンド信号１１２ｋが入力される。バンド内歪補償アナログ回路１２２ｋは、増幅部１３０において発生する各バンドの帯域内変調歪を補償する信号のうち、バンドｋ（キャリア周波数ｆｃｋ）内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号を生成する。そして、バンド内歪補償アナログ回路１２２ｋは、当該バンド内歪補償信号をバンドｋ（キャリア周波数ｆｃｋ）のＲＦ信号に搬送させて合成器１４０に出力する。
バンド間歪補償アナログ回路１２４ｋｊ（ｋ，ｊ＝１，２，・・・，Ｎ； ｋ≠ｊ）には、信号発生部１１０ｋから出力されるアナログベースバンド信号１１２ｋと信号発生部１１０ｊから出力されるアナログベースバンド信号１１２ｊとが入力される。バンド間歪補償アナログ回路１２４ｋｊは、増幅部１３０において発生する混変調歪を補償する信号のうち、バンドｋとバンドｊとの間の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を生成する。そして、バンド間歪補償アナログ回路１２４ｋｊは、当該バンド間歪補償信号をバンドｋ（キャリア周波数ｆｃｋ）のＲＦ信号に搬送させて合成器１４０に出力する。
第６実施形態における信号送信装置１０の信号変換部１２０ｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）は、第１実施形態における信号送信装置１０の信号変換部１２０ｋ（ｋ＝１，２）と同様の動作により、単一バンド内の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償する信号と、複数バンド間の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償する信号とを、アナログ回路のみを用いて出力できる。これにより、複数バンド（バンド数Ｎ≧２）のＲＦ信号が一括して増幅部１３０に入力される場合においても、増幅部１３０の信号歪が補償される。結果として、本実施形態の信号送信装置１０によれば、バンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２Ｎを、信号歪を抑制した状態で増幅部１３０から出力できる。
なお、図１０に示される信号送信装置１０において、第１実施形態の変形例と同様に、バンドの組み合わせが同一であるバンド間歪補償アナログ回路１２４ｋｊ及びバンド間歪補償アナログ回路１２４ｊｋ（ｋ，ｊ＝１，２，・・・，Ｎ； ｋ≠ｊ）は、１つのバンド間歪補償アナログ回路１２４としてまとめてもよい。
また、図１０に示される信号送信装置１０において、バンド内歪補償アナログ回路１２２ｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）は、第２〜第５実施形態のバンド内歪補償アナログ回路１２２と同様に実装することができる。
また、図１０に示される信号送信装置１０において、バンド間歪補償アナログ回路１２４ｋｊ（ｋ，ｊ＝１，２，・・・，Ｎ； ｋ≠ｊ）は、第２〜第５実施形態のバンド間歪補償アナログ回路１２４と同様に実装することができる。
（第７実施形態）
図１１は、本発明の第７実施形態における信号送信装置１０の処理構成例を示すブロック図である。第７実施形態における信号送信装置１０には、図１０に示される信号送信装置１０をベースとして、カプラ１８０及び制御部１９０が追加されている。カプラ１８０及び制御部１９０以外の要素は、第６実施形態と第７実施形態との間で共通している。
カプラ１８０は、増幅部１３０から出力されたバンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２Ｎを検出し、当該検出した信号を入力端子２００経由で制御部１９０に送信する。カプラ１８０は、信号検出部と呼ぶこともできる。なお、特に限定されないが、カプラ１８０の挿入損失は低いほうが好ましい。
制御部１９０は、カプラ１８０によって検出された検出信号に基づいて、バンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２Ｎそれぞれの信号歪を検出する。検出する信号歪の例としては、スペクトルに表れる信号歪、特に隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ：Adjacent Channel Power Ratio）等が挙げられる。
さらに、制御部１９０は、検出されたバンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２Ｎの信号歪を最小化するように、信号変換部１２０ｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）の特性を制御する信号を出力端子２１０を経由して送信する。ここで、信号変換部１２０ｋの特性とは、バンド内歪補償アナログ回路１２２ｋから出力されるバンド内歪補償信号ｑ（ｋ）３｜ｚｋ（ｔ）｜２ｚｋ（ｔ）の振幅及び位相（すなわち複素係数ｑ（ｋ）３の振幅及び位相）、及び、バンド間歪補償アナログ回路１２４ｋｊ（ｋ，ｊ＝１，２，・・・，Ｎ； ｋ≠ｊ）から出力されるバンド間歪補償信号ｒ（ｋ）３｜ｚｊ（ｔ）｜２ｚｋ（ｔ）の振幅及び位相（すなわち複素係数ｒ（ｋ）３の振幅及び位相）の事を指す。
信号変換部１２０ｋの特性を表す係数ｑ（ｋ）３及びｒ（ｋ）３は、第２〜第５実施形態で説明したように、ベースバンド振幅・位相補正器１２２３、１２２４、及び１０２７、もしくはＲＦ−ＰＤ１６１及びＲＦ−ＰＤ１７２の回路パラメータを制御することにより、変更及び設定できる。従って、制御部１９０は、ベースバンド振幅・位相補正器１２２３、１２２４、及び１０２７の回路パラメータ（具体的には、図４内の信号発生器１０４３及び信号発生器１０４４が出力する信号の制御パラメータであるＧ及びθ)を制御することにより、信号変換部１２０ｋの特性を制御する。もしくは、制御部１９０は、ＲＦ−ＰＤ１６１及びＲＦ−ＰＤ１７２の回路パラメータ（具体的には、図７内の位相調整回路８２のインピーダンスＺＢＢ及び振幅調整回路８３のインピーダンスＺＲＦ）を制御することにより、信号変換部１２０ｋの特性を制御する。
図１２は、制御部１９０の内部構成の一例を示すブロック図である。図１２に示される制御部１９０は、マイクロコントローラ１９０１と、可変ＬＯ信号発生器１９０２と、スイッチ１９０３と、ミキサ１９０４と、ローパスフィルタ１９０５と、増幅器１９０６と、バンドパスフィルタ１９０７と、ログアンプ１９０８と、検波器１９０９と、分波器１９１３と、を備えている。
スイッチ１９０３は、図１１の信号送信装置１０が送信するバンド数と同数（Ｎ個）のスイッチ素子１９０３１〜スイッチ素子１９０３Ｎを備えている。
分波器１９１３は、カプラ１８０から入力端子２００を経由して入力されるバンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２Ｎをバンド毎に分離する。そして、バンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２Ｎを異なるスイッチ素子１９０３１〜スイッチ素子１９０３Ｎへとそれぞれ供給する。すなわち、ＲＦ信号１３２ｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）は、スイッチ素子１９１３ｋに入力される。
マイクロコントローラ１９０１は、スイッチ素子１９０３１〜スイッチ素子１９０３Ｎのうちの１つを選択してオン状態にする。すなわち、バンド１〜バンドＮのうちの１つのバンドのＲＦ信号が、スイッチ１９０３を経由して、ミキサ１９０４へと供給される。なお、図１１では、バンドｋのＲＦ信号１３２ｋが選択されてミキサ１９０４へ供給される様子が示されている。ミキサ１９０４へ供給されるＲＦ信号は、制御部１９０の最終的な出力に応じて、適宜切り替えることができる。具体的には、信号変換部１２０１の特性を制御する信号を出力する場合は、マイクロコントローラ１９０１は、バンド１のＲＦ信号１３２１が選択されるように、スイッチ１９０３のオン／オフ状態を制御する。
可変ＬＯ信号発生器１９０２は、周波数ｆＬＯのＬＯ信号をミキサ１９０４へと出力する。ミキサ１９０４は、ミキサ１９０４に入力されたバンドｋ（キャリア周波数ｆｃｋ）のＲＦ信号１３２ｋをキャリア周波数｜ｆｃｋ−ｆＬＯ｜のＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）信号に変換し、ローパスフィルタ１９０５を経由して増幅器１９０６へと出力する。なお、ミキサ１９０４はキャリア周波数ｆｃｋ＋ｆＬＯの影像信号も出力するが、この影像信号はローパスフィルタ１９０５によって遮断される。
ミキサ１９０４から出力されたＩＦ信号は、図１１中に示されるように、増幅器１９０６によってＩＦ信号１９１４として増幅される。バンドパスフィルタ１９０７は、ＩＦ信号１９１４の隣接チャネルに対応する通過帯域１９１５もしくは通過帯域１９１６のいずれかの信号成分を通過させる。ＩＦ信号１９１４の隣接チャネルに対応する通過帯域１９１５もしくは通過帯域１９１６は、通信規格によって定められる。例えば、ＷＣＤＭＡ（登録商標）の場合、通過帯域１９１５及び通過帯域１９１６の中心周波数はＩＦ信号１９１４の中心周波数から±５ＭＨｚ、通過帯域幅は３．８４ＭＨｚに設定される。
上記から、通過帯域１９１５及び通過帯域１９１６の中心周波数は、｜ｆｃｋ−ｆＬＯ｜＋ｆｓｐｅｃと表現される。ここで、周波数ｆｓｐｅｃは通信規格によって定まる値であり、ＷＣＤＭＡ（登録商標）の場合は±５ＭＨｚである。
バンドパスフィルタ１９０７の中心周波数ｆＢＰＦは、通常は固定された値である。そのため、バンドパスフィルタ１９０７の中心周波数ｆＢＰＦが通過帯域１９１５及び通過帯域１９１６の中心周波数｜ｆｃｋ−ｆＬＯ｜＋ｆｓｐｅｃと一致するように、可変ＬＯ信号発生器１９０２から出力されるＬＯ信号の周波数ｆＬＯが設定される。可変ＬＯ信号発生器１９０２から出力されるＬＯ信号の周波数ｆＬＯは変更可能であり、その周波数ｆＬＯの設定はマイクロコントローラ１９０１を介して行われる。特に、マイクロコントローラ１９０１がスイッチ１９０３を切り替えて、ミキサ１９０４に入力されるＲＦ信号１３２を切り替える時には、ミキサ１９０４に入力されるＲＦ信号１３２のキャリア周波数の変更に伴い、可変ＬＯ信号発生器１９０２から出力されるＬＯ信号の周波数ｆＬＯも併せて変更される。
バンドパスフィルタ１９０７により取り出された、隣接チャネルに対応する通過帯域１９１５もしくは通過帯域１９１６の信号成分は、ログアンプ１９０８に入力される。ログアンプ１９０８は、入力された信号成分をログスケール変換して検波器１９０９に出力する。
検波器１９０９は、ダイオード１９１０と、容量素子１９１１と、抵抗素子１９１２とを含んで構成される。検波器１９０９は、ログアンプ１９０８の出力信号をＩＦ帯からベースバンド帯へとダウンコンバートし、マイクロコントローラ１９０１に出力する。上記の構成により、マイクロコントローラ１９０１はＲＦ信号１３２ｋのＡＣＰＲ（すなわちＩＦ信号１９１４の隣接チャネルに対応する通過帯域１９１５及び通過帯域１９１６のいずれかの信号歪成分）を検知する。また、マイクロコントローラ１９０１は、ＬＯ信号の周波数ｆＬＯを切り替える事で、通過帯域１９１５及び通過帯域１９１６の両方の信号成分を検知する事も可能である。
スイッチ１９０３においてＲＦ信号１３２のバンドを切り替え、当該バンドのキャリア周波数に応じて可変ＬＯ信号発生器１９０２から出力されるＬＯ信号の周波数ｆＬＯの設定を切り替え、上記の信号歪（特にＡＣＰＲ）の測定手順を繰り返すことにより、バンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２Ｎの全ての信号歪（特にＡＣＰＲ）を測定する事ができる。
既に述べたように、制御部１９０は、出力端子２１０を経由して信号変換部１２０ｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）の特性を制御する信号を送信する。制御部１９０は、信号変換部１２０ｋの特性制御と、バンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２Ｎの信号歪の測定とを繰り返すことにより、バンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２Ｎの信号歪を最小化する信号変換部１２０ｋの特性を探索及び設定することができる。
なお、信号変換部１２０ｋの特性制御、及びバンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２Ｎの信号歪の測定は、高速に行う必要は無く、例えば数秒程度の間隔を開けて実施してもよい。
バンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２Ｎの各々の変調帯域幅は通信規格に依存するが、通常は数ｋＨｚから数十ＭＨｚである。信号変換部１２０ｋが制御するパラメータ(具体的には、図４内の信号発生器１０４３及び信号発生器１０４４の制御パラメータであるＧ及びθ、図７内の位相調整回路８２のインピーダンスＺＢＢ及び振幅調整回路８３のインピーダンスＺＲＦ）は、通常は変調帯域幅のタイムスケール（数マイクロ秒から数ミリ秒）より十分に遅い速度で変更される。また、バンド１のＲＦ信号１３２１〜バンドＮのＲＦ信号１３２ＮのＡＣＰＲは、通常は変調帯域幅のタイムスケール（数マイクロ秒から数ミリ秒）より十分に長い時間を掛けて測定される。このため、マイクロコントローラ１９０１は、高速な演算や制御を行う必要が無く、低速な制御に対応していれば良い。
以上より、本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
また、本実施形態では、カプラ１８０によって増幅部１３０から実際に出力されるＲＦ信号が検出され、当該検出されたＲＦ信号に基づいて、各信号変換部１２０の特性が制御される。これにより、本実施形態によれば、増幅部１３０から出力されるＲＦ信号に含まれる信号歪をより精度よく抑制することができる。
また、制御部１９０を用いて信号変換部１２０を制御する場合において、その制御は変調帯域幅より十分に長いタイムスケールで行われるため、歪補正アナログ回路の動作が送信信号の変調帯域幅によって制約されることはない。そのため、本実施形態の構成は、高速通信においても問題なく採用できる。
以上、本発明の好適な各実施形態の構成を説明した。しかしながら、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な構成を採用することもできる。また、上述の各実施形態は、内容が相反しない範囲で組み合わせることができる。また、上述の各実施形態は、その基本的な技術思想に基づいて、当業者であればなし得ることが可能な各種変形例を含む。
以下、参考形態の例を付記する。
１．バンド毎に対応する複数のアナログベースバンド信号を出力する信号発生部と、
前記出力された複数ｎのアナログベースバンド信号を対応するバンドのＲＦ（Radio Frequency）信号に変換する信号変換部と、
前記バンド毎に変換されたＲＦ信号を一括して増幅する増幅部と、を備え、
前記信号変換部は、
前記増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、単一バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号をバンド毎に生成し、該単一バンドに対応するＲＦ信号に搬送させるバンド内歪補償アナログ回路部と、
前記増幅部に入力される複数バンド間のＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を２つのバンドの組み合わせ毎に生成し、該２つのバンドに対応する各ＲＦ信号に搬送させるバンド間歪補償アナログ回路部と、を有する、
信号送信装置。
２．前記バンド内歪補償アナログ回路部は、
前記増幅部において単一バンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド内歪補償信号を生成し、
前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
前記増幅部において異なる２つのバンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる、混変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド間歪補償信号を生成する、
１．に記載の信号送信装置。
３．前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
当該バンド間歪補償アナログ回路部に入力された２つのアナログベースバンド信号のうちの一方のベースバンド信号である第１アナログベースバンド信号と、他方のアナログベースバンド信号である第２アナログベースバンド信号の振幅二乗値とを乗算する第１乗算部と、
前記第２アナログベースバンド信号と、前記第１アナログベースバンド信号の振幅二乗値とを乗算する第２乗算部と、
前記乗算により得られる各アナログベースバンド信号の振幅及び位相を、前記増幅部の混変調歪に基づくパラメータを用いて補正することにより、前記バンド間歪補償信号を生成する補償信号生成部と、
前記バンド間歪補償信号が付与された各アナログベースバンド信号を、各々対応するバンドのＲＦ信号に変換する複数の直交変換部と、を有する、
２．に記載の信号送信装置。
４．前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
前記増幅部において異なる２つのバンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる混変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド間歪補償信号を生成し、
前記バンド内歪補償アナログ回路部は、
前記増幅部において単一バンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪と、前記バンド間歪補償アナログ回路部において前記バンド間歪補償信号の生成過程で生じる帯域内相互変調歪とに基づくパラメータを用いて、前記バンド内歪補償信号を生成する、
１．に記載の信号送信装置。
５．前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
当該バンド間歪補償アナログ回路部に入力された２つのアナログベースバンド信号を、各々対応するバンドのＲＦ信号に変換する複数の直交変調部と、
前記変換されたＲＦ信号の振幅及び位相を、前記増幅部の混変調歪に基づくパラメータを用いて補正することにより、前記バンド間歪補償信号を生成する補償信号生成部と、を有する、
４．に記載の信号送信装置。
６．前記信号変換部を制御する制御部を更に備え、
前記制御部は、
前記増幅部から出力されるＲＦ信号を検出する信号検出部と、
前記検出されたＲＦ信号に含まれる信号歪成分を検出する歪検出部と、を有し、
前記検出された信号歪成分に基づいて、前記バンド内歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド内歪補償アナログ回路部に与え、前記バンド間歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド間歪補償アナログ回路部に与える、
１．乃至５．のいずれか１つに記載の信号送信装置。
７．前記歪検出部は、
前記信号検出部において検出されたＲＦ信号をバンド毎に分波する分波部と、
前記バンド毎に分波されたＲＦ信号のうちの１つを選択する選択部と、
ＬＯ信号（Local Oscillation）を出力する可変ＬＯ信号発生部と、
前記選択部の選択先と、前記選択部によって選択されたＲＦ信号のキャリア周波数に基づいて前記可変ＬＯ信号発生部から出力されるＬＯ信号の周波数とを制御するマイクロコントローラと、
前記選択されたＲＦ信号と、前記ＬＯ信号とをミキシングしてＩＦ（Intermediate Frequency）信号を生成するミキサ部と、
前記ＩＦ信号以外の信号を除去した後、前記ＩＦ信号に含まれる信号歪に対応する周波数帯域の信号歪成分のみを通過させるフィルタ部と、
前記信号歪成分をＩＦ帯域からベースバンド帯域へダウンコンバートする検波部と、を有し、
前記制御部は、前記歪検出部で検出されたバンド毎の信号歪成分に基づいて、前記バンド内歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド内歪補償アナログ回路部に与え、前記バンド間歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド間歪補償アナログ回路部に与える、
６．に記載の信号送信装置。
８．複数バンドのＲＦ（Radio Frequency）信号をまとめて増幅する増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、バンド毎の帯域内相互変調歪及び複数バンド間の混変調歪を補償する歪補償装置であって、
前記増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、単一バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号をバンド毎に生成し、該単一バンドに対応するＲＦ信号に搬送させるバンド内歪補償アナログ回路部と、
前記増幅部に入力される複数バンド間のＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を２つのバンドの組み合わせ毎に生成し、該２つのバンドに対応する各ＲＦ信号に搬送させるバンド間歪補償アナログ回路部と、
を有する歪補償装置。
９．前記バンド内歪補償アナログ回路部は、
前記増幅部において単一バンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド内歪補償信号を生成し、
前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
前記増幅部において異なる２つのバンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる、混変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド間歪補償信号を生成する、
８．に記載の歪補償装置。
１０．前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
当該バンド間歪補償アナログ回路部に入力された２つのアナログベースバンド信号のうちの一方のベースバンド信号である第１アナログベースバンド信号と、他方のアナログベースバンド信号である第２アナログベースバンド信号の振幅二乗値とを乗算する第１乗算部と、
前記第２アナログベースバンド信号と、前記第１アナログベースバンド信号の振幅二乗値とを乗算する第２乗算部と、
前記乗算により得られる各アナログベースバンド信号の振幅及び位相を、前記増幅部の混変調歪に基づくパラメータを用いて補正することにより、前記バンド間歪補償信号を生成する補償信号生成部と、
前記バンド間歪補償信号が付与された各アナログベースバンド信号を、各々対応するバンドのＲＦ信号に変換する複数の直交変換部と、を有する、
９．に記載の歪補償装置。
１１．前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
前記増幅部において異なる２つのバンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる混変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド間歪補償信号を生成し、
前記バンド内歪補償アナログ回路部は、
前記増幅部において単一バンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪と、前記バンド間歪補償アナログ回路部において前記バンド間歪補償信号の生成過程で生じる帯域内相互変調歪とに基づくパラメータを用いて、前記バンド内歪補償信号を生成する、
８．に記載の歪補償装置。
１２．前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
当該バンド間歪補償アナログ回路部に入力された２つのアナログベースバンド信号を、各々対応するバンドのＲＦ信号に変換する複数の直交変調部と、
前記変換されたＲＦ信号の振幅及び位相を、前記増幅部の混変調歪に基づくパラメータを用いて補正することにより、前記バンド間歪補償信号を生成する補償信号生成部と、を有する、
１１．に記載の歪補償装置。
１３．前記信号変換部を制御する制御部を更に備え、
前記制御部は、
前記増幅部から出力されるＲＦ信号を検出する信号検出部と、
前記検出されたＲＦ信号に含まれる信号歪成分を検出する歪検出部と、を有し、
前記検出された信号歪成分に基づいて、前記バンド内歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド内歪補償アナログ回路部に与え、前記バンド間歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド間歪補償アナログ回路部に与える、
８．乃至１２．のいずれか１つに記載の歪補償装置。
１４．前記歪検出部は、
前記信号検出部において検出されたＲＦ信号をバンド毎に分波する分波部と、
前記バンド毎に分波されたＲＦ信号のうちの１つを選択する選択部と、
ＬＯ信号（Local Oscillation）を出力する可変ＬＯ信号発生部と、
前記選択部の選択先と、前記選択部によって選択されたＲＦ信号のキャリア周波数に基づいて前記可変ＬＯ信号発生部から出力されるＬＯ信号の周波数とを制御するマイクロコントローラと、
前記選択されたＲＦ信号と、前記ＬＯ信号とをミキシングしてＩＦ（Intermediate Frequency）信号を生成するミキサ部と、
前記ＩＦ信号以外の信号を除去した後、前記ＩＦ信号に含まれる信号歪に対応する周波数帯域の信号歪成分のみを通過させるフィルタ部と、
前記信号歪成分をＩＦ帯域からベースバンド帯域へダウンコンバートする検波部と、を有し、
前記制御部は、前記歪検出部で検出されたバンド毎の信号歪成分に基づいて、前記バンド内歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド内歪補償アナログ回路部に与え、前記バンド間歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド間歪補償アナログ回路部に与える、
１３．に記載の歪補償装置。
１５．複数バンドのＲＦ（Radio Frequency）信号をまとめて増幅する増幅部を備える信号送信装置が、
信号発生部においてバンド毎に対応する複数のアナログベースバンド信号を出力し、
信号変換部において、前記出力された複数のアナログベースバンド信号を対応するバンドのＲＦ（Radio Frequency）信号に変換し、
バンド内歪補償アナログ回路部において、前記増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、単一バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号をバンド毎に生成し、該単一バンドに対応するＲＦ信号に搬送させ、
バンド間歪補償アナログ回路部において、前記増幅部に入力される複数バンド間のＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を２つのバンドの組み合わせ毎に生成し、該２つのバンドに対応する各ＲＦ信号に搬送させ、
前記増幅部において、前記バンド内歪補償信号と前記バンド間歪補償信号を含む複数バンドのＲＦ信号をまとめて増幅して送信する、
ことを含む信号送信方法。
１６．前記信号送信装置が、
前記バンド内歪補償アナログ回路部において、前記増幅部において単一バンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド内歪補償信号を生成し、
前記バンド間歪補償アナログ回路部において、前記増幅部において異なる２つのバンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる、混変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド間歪補償信号を生成する、
ことを含む１５．に記載の信号送信方法。
１７．前記信号送信装置が、
前記バンド間歪補償アナログ回路部において、
当該バンド間歪補償アナログ回路部に入力された２つのアナログベースバンド信号のうちの一方のベースバンド信号である第１アナログベースバンド信号と、他方のアナログベースバンド信号である第２アナログベースバンド信号の振幅二乗値とを乗算し、
前記第２アナログベースバンド信号と、前記第１アナログベースバンド信号の振幅二乗値とを乗算し、
前記乗算により得られる各アナログベースバンド信号の振幅及び位相を、前記増幅部の混変調歪に基づくパラメータを用いて補正することにより、前記バンド間歪補償信号を生成し、
前記バンド間歪補償信号が付与された各アナログベースバンド信号を、各々対応するバンドのＲＦ信号に変換する、
ことを含む１６．に記載の信号送信方法。
１８．前記信号送信装置が、
前記バンド間歪補償アナログ回路部において、前記増幅部において異なる２つのバンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる混変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド間歪補償信号を生成し、
前記バンド内歪補償アナログ回路部において、前記増幅部において単一バンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪と、前記バンド間歪補償アナログ回路部において前記バンド間歪補償信号の生成過程で生じる帯域内相互変調歪とに基づくパラメータを用いて、前記バンド内歪補償信号を生成する、
ことを含む１５．に記載の信号送信方法。
１９．前記信号送信装置が、
前記バンド間歪補償アナログ回路部において、
当該バンド間歪補償アナログ回路部に入力された２つのアナログベースバンド信号を、各々対応するバンドのＲＦ信号に変換し、
前記変換されたＲＦ信号の振幅及び位相を、前記増幅部の混変調歪に基づくパラメータを用いて補正することにより、前記バンド間歪補償信号を生成する、
ことを含む１８．に記載の信号送信方法。
２０．前記信号送信装置は、前記信号変換部を制御する制御部を更に備え、
前記制御部が、
信号検出部において、前記増幅部から出力されるＲＦ信号を検出し、
歪検出部において、前記検出されたＲＦ信号に含まれる信号歪成分を検出し、
前記検出された信号歪成分に基づいて、前記バンド内歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド内歪補償アナログ回路部に与え、前記バンド間歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド間歪補償アナログ回路部に与える、
ことを含む１５．乃至１９．のいずれか１つに記載の信号送信方法。
２１．前記歪検出部が、
前記信号検出部において検出されたＲＦ信号をバンド毎に分波し、
前記バンド毎に分波されたＲＦ信号のうちの１つを選択し、
前記選択部の選択先と、前記選択部によって選択されたＲＦ信号のキャリア周波数に基づいて可変ＬＯ信号発生部から出力されるＬＯ信号の周波数とを制御し、
前記選択されたＲＦ信号と、前記ＬＯ信号とをミキシングしてＩＦ（Intermediate Frequency）信号を生成し、
前記ＩＦ信号以外の信号を除去した後、前記ＩＦ信号に含まれる信号歪に対応する周波数帯域の信号歪成分のみを通過させ、
前記信号歪成分をＩＦ帯域からベースバンド帯域へダウンコンバートし、
前記制御部が、
前記歪検出部で検出されたバンド毎の信号歪成分に基づいて、前記バンド内歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド内歪補償アナログ回路部に与え、前記バンド間歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド間歪補償アナログ回路部に与える、
ことを含む２０．に記載の信号送信方法。
この出願は、２０１３年９月２６日に出願された日本出願特願２０１３−１９９３９５号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (9)

  1. バンド毎に対応する複数のアナログベースバンド信号を出力する信号発生部と、
    前記出力された複数のアナログベースバンド信号を対応するバンドのＲＦ（Radio Frequency）信号に変換する信号変換部と、
    前記バンド毎に変換されたＲＦ信号を一括して増幅する増幅部と、を備え、
    前記信号変換部は、
    前記増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、単一バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号をバンド毎に生成し、該単一バンドに対応するＲＦ信号に搬送させるバンド内歪補償アナログ回路部と、
    前記増幅部に入力される複数バンド間のＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を２つのバンドの組み合わせ毎に生成し、該２つのバンドに対応する各ＲＦ信号に搬送させるバンド間歪補償アナログ回路部と、を有する、
    信号送信装置。
  2. 前記バンド内歪補償アナログ回路部は、
    前記増幅部において単一バンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド内歪補償信号を生成し、
    前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
    前記増幅部において異なる２つのバンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる、混変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド間歪補償信号を生成する、
    請求項１に記載の信号送信装置。
  3. 前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
    当該バンド間歪補償アナログ回路部に入力された２つのアナログベースバンド信号のうちの一方のベースバンド信号である第１アナログベースバンド信号と、他方のアナログベースバンド信号である第２アナログベースバンド信号の振幅二乗値とを乗算する第１乗算部と、
    前記第２アナログベースバンド信号と、前記第１アナログベースバンド信号の振幅二乗値とを乗算する第２乗算部と、
    前記乗算により得られる各アナログベースバンド信号の振幅及び位相を、前記増幅部の混変調歪に基づくパラメータを用いて補正することにより、前記バンド間歪補償信号を生成する補償信号生成部と、
    前記バンド間歪補償信号が付与された各アナログベースバンド信号を、各々対応するバンドのＲＦ信号に変換する複数の直交変換部と、を有する、
    請求項２に記載の信号送信装置。
  4. 前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
    前記増幅部において異なる２つのバンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる混変調歪に基づくパラメータを用いて前記バンド間歪補償信号を生成し、
    前記バンド内歪補償アナログ回路部は、
    前記増幅部において単一バンドのＲＦ信号をミキシングすることにより生じる帯域内相互変調歪と、前記バンド間歪補償アナログ回路部において前記バンド間歪補償信号の生成過程で生じる帯域内相互変調歪とに基づくパラメータを用いて、前記バンド内歪補償信号を生成する、
    請求項１に記載の信号送信装置。
  5. 前記バンド間歪補償アナログ回路部は、
    当該バンド間歪補償アナログ回路部に入力された２つのアナログベースバンド信号を、各々対応するバンドのＲＦ信号に変換する複数の直交変調部と、
    前記変換されたＲＦ信号の振幅及び位相を、前記増幅部の混変調歪に基づくパラメータを用いて補正することにより、前記バンド間歪補償信号を生成する補償信号生成部と、を有する、
    請求項４に記載の信号送信装置。
  6. 前記信号変換部を制御する制御部を更に備え、
    前記制御部は、
    前記増幅部から出力されるＲＦ信号を検出する信号検出部と、
    前記検出されたＲＦ信号に含まれる信号歪成分を検出する歪検出部と、を有し、
    前記検出された信号歪成分に基づいて、前記バンド内歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド内歪補償アナログ回路部に与え、前記バンド間歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド間歪補償アナログ回路部に与える、
    請求項１乃至５のいずれか１項に記載の信号送信装置。
  7. 前記歪検出部は、
    前記信号検出部において検出されたＲＦ信号をバンド毎に分波する分波部と、
    前記バンド毎に分波されたＲＦ信号のうちの１つを選択する選択部と、
    ＬＯ信号（Local Oscillation）を出力する可変ＬＯ信号発生部と、
    前記選択部の選択先と、前記選択部によって選択されたＲＦ信号のキャリア周波数に基づいて前記可変ＬＯ信号発生部から出力されるＬＯ信号の周波数とを制御するマイクロコントローラと、
    前記選択されたＲＦ信号と、前記ＬＯ信号とをミキシングしてＩＦ（Intermediate Frequency）信号を生成するミキサ部と、
    前記ＩＦ信号以外の信号を除去した後、前記ＩＦ信号に含まれる信号歪に対応する周波数帯域の信号歪成分のみを通過させるフィルタ部と、
    前記信号歪成分をＩＦ帯域からベースバンド帯域へダウンコンバートする検波部と、を有し、
    前記制御部は、前記歪検出部で検出されたバンド毎の信号歪成分に基づいて、前記バンド内歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド内歪補償アナログ回路部に与え、前記バンド間歪補償信号の生成に用いるパラメータを前記バンド間歪補償アナログ回路部に与える、
    請求項６に記載の信号送信装置。
  8. 複数バンドのＲＦ（Radio Frequency）信号をまとめて増幅する増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、バンド毎の帯域内相互変調歪及び複数バンド間の混変調歪を補償する歪補償装置であって、
    前記増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、単一バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号をバンド毎に生成し、該単一バンドに対応するＲＦ信号に搬送させるバンド内歪補償アナログ回路部と、
    前記増幅部に入力される複数バンド間のＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を２つのバンドの組み合わせ毎に生成し、該２つのバンドに対応する各ＲＦ信号に搬送させるバンド間歪補償アナログ回路部と、
    を有する歪補償装置。
  9. 複数バンドのＲＦ（Radio Frequency）信号をまとめて増幅する増幅部を備える信号送信装置が、
    信号発生部においてバンド毎に対応する複数のアナログベースバンド信号を出力し、
    信号変換部において、前記出力された複数のアナログベースバンド信号を対応するバンドのＲＦ（Radio Frequency）信号に変換し、
    バンド内歪補償アナログ回路部において、前記増幅部から出力されるＲＦ信号に含まれる、単一バンドのＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる帯域内相互変調歪を補償するバンド内歪補償信号をバンド毎に生成し、該単一バンドに対応するＲＦ信号に搬送させ、
    バンド間歪補償アナログ回路部において、前記増幅部に入力される複数バンド間のＲＦ信号の周波数ミキシングで生じる混変調歪を補償するバンド間歪補償信号を２つのバンドの組み合わせ毎に生成し、該２つのバンドに対応する各ＲＦ信号に搬送させ、
    前記増幅部において、前記バンド内歪補償信号と前記バンド間歪補償信号を含む複数バンドのＲＦ信号をまとめて増幅して送信する、
    ことを含む信号送信方法。
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