JPWO2014069526A1 - 誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及びプログラム - Google Patents

Abstract

相互誘導環境の共振型インバータの出力位相角が所定範囲に入るように制御する。相互誘導環境の複数の誘導加熱コイル（Ｌａ，Ｌｂ）の各々に給電する共振型インバータ（３０ａ，３０ｂ）を複数備える誘導加熱装置（１００）において、前記共振型インバータの駆動周波数を共通にして、複数の前記共振型インバータの出力位相角が所定範囲に入るように、前記駆動周波数を共通に制御する制御回路（４０）を備える。また、前記位相角が所定範囲に入るよう誘導加熱コイルに流れるコイル電流を個別に制御する。

Description

本発明は、複数の誘導加熱コイルを用いた誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及びプログラムに関する。

ウェハを熱処理する半導体製造装置は、熱ひずみ等の問題からウェハの表面温度差をできるだけ小さく（例えば、±１℃以内に）制御する必要がある。また、所望の高温（例えば、１３５０℃）まで高速で温度上昇（例えば、１００℃／秒）させる必要がある。そこで、誘導加熱コイルを複数に分割して、分割された誘導加熱コイルごとに個別に高周波電源（例えば、インバータ）を接続して電力制御を行う誘導加熱装置が広く知られている。ところが、分割された誘導加熱コイルは互いに近接しているので、相互誘導インダクタンスＭが存在し、相互誘導電圧が発生する状態となる。そのため、各インバータが相互誘導インダクタンスを介して並列運転される状態となり、各インバータで電流位相にズレがある場合はインバータ相互間で電力の授受が生じることがある。すなわち、各インバータの電流位相のズレによって、分割された誘導加熱コイル間で磁界に位相差が生じるため、隣接する誘導加熱コイルの境界付近で磁界が弱まり、誘導加熱電力による発熱密度が低下する。その結果、被加熱物（ウェハなど）の表面に温度ムラが生じるおそれがある。

そこで、隣接する誘導加熱コイル間に相互誘導電圧が生じて相互誘導インダクタンスが存在する状況下でも、インバータ相互間に循環電流が流れないようにすると共に、分割された誘導加熱コイルの境界付近で発熱密度が低下しないようにして、誘導加熱電力の適正な制御を行うことが可能な「ゾーンコントロール誘導加熱（ZONE Controlled Induction Heating：ＺＣＩＨ）」の技術が発明者等によって提案された（例えば、特許文献１参照）。このＺＣＩＨの技術によれば、各電源ユニットは、それぞれ、降圧チョッパと電圧型インバータ（以下、単にインバータという）とを備えて構成されている。そして、複数の電力供給ゾーンに分割された各電源ユニットは、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに個別に接続されて電力供給を行っている。

このとき、各電源ユニットにおけるそれぞれのインバータの電流同期制御（つまり、電流位相の同期制御）、すなわち、各インバータに流れる電流位相を同期させることにより、複数のインバータ間に循環電流が流れないようにしている。言い換えると、複数のインバータ間で電流の授受がないようにして、インバータに流れ込む回生電力によって過電圧が発生することのないようにしている。また、インバータの電流同期制御によって、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに流れる電流位相を同期させることにより、各誘導加熱コイルの境界付近で誘導加熱電力による発熱密度が急激に低下しないようにしている。さらに、各降圧チョッパによってそれぞれのインバータの入力電圧を制御することにより、各インバータの電流振幅制御を行い、各誘導加熱コイルへ供給する誘導加熱電力の制御を行っている。

特許文献１は、共振周波数よりも高い周波数から周波数スイープを行い、最初に共振点に到達するユニットを選択し、その共振周波数と同一のスイッチング周波数で、全てのインバータ回路を駆動する技術を記載している。これにより、特許文献１に記載の技術は、全てのインバータ回路のＬ性駆動を維持している。

特開２０１１−１４３３１号公報（請求項１、段落００６１）

特許文献１に記載の技術は、最も共振周波数が高いインバータを、出力矩形波電圧の立ち上がりタイミングと共振電流のゼロクロスタイミングとの位相差を最小にする最小位相角に設定しているので、この特定のインバータの力率は高い。しかしながら、他のインバータ（ゾーン）の力率については考慮されておらず、定格電力を出力することが不可能であり、位相角を小さくすることにより、スイッチング損失を低減することも不可能である。言い換えれば、特許文献１に記載の技術は、全ゾーンを最適に制御できていない。
なお、特許文献１に記載の技術は、ユニットの共通化、不規則な負荷変動の回避のために（段落０００７参照）、周波数スイープを行っている。

そこで、本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、全ての共振型インバータを最適に制御することができる誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及びプログラムを提供することを目的とする。

前記目的を達成するため、本発明は、相互誘導環境の複数の誘導加熱コイルの各々に給電する共振型インバータを複数備える誘導加熱装置において、前記共振型インバータの駆動周波数を共通にして、複数の前記共振型インバータの出力位相角が所定範囲に入るように、前記駆動周波数を共通に制御する制御回路を備えることを特徴とする。

前記誘導加熱コイルとコンデンサとの直列回路に印加される印加電圧の立ち上がりタイミングよりも、前記直列共振回路に流れる電流が負から正にゼロクロスするゼロクロスタイミングの方が遅れるように直流電圧が制御され、共振電流遅れ位相モードで動作する。一方、全ての直列共振回路を遅れ位相モードに設定すると力率が低下する。また、電圧幅が所定値未満の小出力の逆変換装置は、共振電流進み位相モードで動作するが小出力であるので、蓄積損失やサージ電圧も小さくなり、トランジスタの破壊は免れる。このため、制御回路は、駆動周波数を共通に変更して、全ての直列共振回路の位相差（出力位相角）を最適位相角範囲に入れるように制御する。この最適位相角範囲とは、（１）ＺＶＳを確保できる最小の出力位相角２０°以上 （２）定格出力（Ｐ＝Ｖ・Ｉ・COSΘ）を出力できる出力位相角３０°以下 （３）直列共振回路に流れる電流の無効電力成分である無効電流（Ｉsw＝Ｉp×SINΘ）に起因するスイッチング損失を小さくする出力位相角３０°以下 の何れかの範囲である。単独運転時に、基準周波数で上記最適位相角範囲に入るように、自己共振回路の自己インダクタンスＬ、又はキャパシタンスＣを調整する。なお、出力位相角２０°，３０°の数値は、例示である。

なお、相互誘導環境の複数の誘導加熱コイルの各々に給電する共振型インバータを複数備える誘導加熱装置において、前記共振型インバータに接続された共振回路のインピーダンスの位相角と相互誘導で到来する相互誘導電圧の位相角とが略等しくなるように、前記複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流を制御する制御回路を備えることもできる。

これによれば、共振型インバータの出力位相を駆動周波数にかかわらず、同一にすることができるので、最適制御される。

本発明によれば、全ての共振型インバータを最適に制御することができる。

本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置を使用する半導体加熱装置の概略図である。 誘導加熱装置の２つの共振回路の等価回路図である。 本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置に逆結合インダクタを接続した場合の模式図である。 誘導加熱コイルに印加される電圧波形、及び電流波形の状態１を示す図である。 誘導加熱コイルに印加される電圧波形、及び電流波形の状態２を示す図である。 誘導加熱コイルに印加される電圧波形、及び電流波形の状態３を示す図である。 誘導加熱コイルに印加される電圧波形、及び電流波形の状態４を示す図である。 誘導加熱コイルに印加される電圧波形、及び電流波形の状態４の対応を示す図である。 本発明の第１実施形態の誘導加熱装置の回路図である。 位相角一定範囲制御の波形図である。 参考例の電圧型インバータ、及び電流型インバータの等価回路図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態（以下、「本実施形態」と称する）につき詳細に説明する。なお、各図は、本発明を十分に理解できる程度に、概略的に示してあるに過ぎない。よって、本発明は、図示例のみに限定されるものではない。また、各図において、共通する構成要素や同様な構成要素については、同一の符号を付し、それらの重複する説明を省略する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置を使用する半導体加熱装置の概略図である。
誘導加熱装置としてのＲＴＡ（Rapid Thermal Anneal）装置（半導体加熱装置）は、複数の誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂが凹部に埋設された耐熱板と、この耐熱板の表面に設けられた共通の発熱体と、複数（２つ）の逆変換装置としてのインバータ３０（３０ａ，３０ｂ）とを備え、複数の誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂにより、発熱体を２ゾーンに分割加熱するように構成されている。このＲＴＡ装置は、誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂの各々が高周波磁束を発生し、この高周波磁束が、例えばカーボングラファイト（以下、単にグラファイトという。）で形成された発熱体に渦電流を流し、この渦電流がグラファイトの抵抗成分に流れることによって、発熱体が発熱するように構成されている。この発熱体の輻射熱は、被加熱物であるガラス基板やウェハを加熱する。なお、半導体の熱処理においては、この加熱は減圧雰囲気中や不活性雰囲気中（例えば、窒素雰囲気中）で行われる。

図１（ｂ）は、誘導加熱装置の構成図（２）である。２つの誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂは、共通のグラファイトに巻回され、誘導加熱コイルＬａの一端にコンデンサＣａの一端が接続され、コンデンサＣａの他端と誘導加熱コイルＬａの他端とがインバータ３０ａに接続されている。また、誘導加熱コイルＬｂの一端がコンデンサＣｂの一端に接続され、コンデンサＣｂの他端と、誘導加熱コイルＬｂの他端とがインバータ３０ｂに接続されている。なお、コンデンサＣａは、キャパシタンスＣ１１を有し、コンデンサＣｂは、キャパシタンスＣ２２を有している。また、インバータ３０ａ，３０ｂは、共振コンデンサＣａ，Ｃｂと共に、誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂを共振させる共振型インバータとして機能する。

ここで、誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂは、共通のグラファイトに巻回されているので、相互誘導インダクタンスＭで結合されている。また、図１（ｂ）において、インバータ３０ａは、電圧Ｖｉｖ１を発生し、電流Ｉ１をコンデンサＣａ、及び誘導加熱コイルＬａに流し、インバータ３０ｂは電圧Ｖｉｖ２を発生し、電流Ｉ２を流す。相互誘導インダクタンスＭは、誘導加熱コイルＬｂに流れる電流Ｉ２によりコイルＬａに誘起する無効分誘起電圧を表現したものである。誘導加熱コイルＬｂに流れる電流Ｉ２の時間変化により、誘導加熱コイルＬａに誘起する無効分相互誘導電圧と、誘導加熱コイルＬａに流れる電流Ｉ１の時間変化により誘導加熱コイルＬｂに誘起する無効分相互誘導電圧とは互いに等しい。なお、無効分相互誘導電圧とは、コイルに誘起する相互誘導電圧の無効電力成分をいう。

図２は、誘導加熱装置の２つの共振回路の等価回路図である。
誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂは、自己インダクタンスＬ１，Ｌ２を有し、グラファイトの渦電流による等価抵抗（等価抵抗値Ｒ１，Ｒ２）を有している。つまり、誘導加熱コイルＬａ、及びコンデンサＣａの直列回路は、キャパシタンスＣ１のコンデンサと、自己インダクタンスＬ１のインダクタと、等価抵抗値Ｒ１の抵抗器との直列共振回路で表現される。そして、この直列共振回路は、電圧源Ｅｉｖ１の電圧Ｖｉｖ１と、誘導加熱コイルＬｂからの相互誘導電圧Ｖｍ２１との差分電圧が印加される。また、電圧源Ｅｉｖ１は、位相角Θｉｖ１の電圧Ｖｉｖ１を発生し、電流Ｉｉｖ１を流す。前記直列共振回路は、位相角Θｓ１の電圧降下Ｖｓ１を生じる。

また、誘導加熱コイルＬｂ、及びコンデンサＣｂの直列回路は、キャパシタンスＣ２のコンデンサと、自己インダクタンスＬ２のインダクタと、等価抵抗値Ｒ２の抵抗器との直列共振回路で表現される。そして、この直列共振回路は、電圧源Ｅｉｖ２の電圧Ｖｉｖ２と、誘導加熱コイルＬａからの相互誘導電圧Ｖｍ１２との差分電圧が印加される。また、電圧源Ｅｉｖ２は、位相角Θｉｖ２の電圧Ｖｉｖ２を発生し、電流Ｉｉｖ２を流す。前記直列共振回路は、位相角Θｓ２の電圧降下Ｖｓ２を生じる。

また、共通のグラファイトに巻回された２つの誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂは、相互誘導インダクタンスＭで結合されているが、発明者は相互誘導抵抗Ｒｍも存在すると考えた。相互誘導抵抗Ｒｍは、誘導加熱コイルＬｂに流れる電流Ｉｉｖ２により誘導加熱コイルＬａに誘起する有効分誘起電圧を表現した抵抗である。また、誘導加熱コイルＬｂに流れる電流Ｉｉｖ２により誘導加熱コイルＬａに誘起する有効分相互誘導電圧は、誘導加熱コイルＬａに流れる電流Ｉｉｖ１により誘導加熱コイルＬｂに誘起する有効分相互誘導電圧に等しい。

また、金属のように低抵抗材料を加熱する場合は、共振尖鋭度Ｑ＝ωＬ／Ｒ（ωＬ１／Ｒ１，ωＬ２／Ｒ２）が高く、
ωＭ＞＞Ｒｍ
であるため、相互誘導抵抗Ｒｍを無視することができる。しかしながら、グラファイトのように高抵抗材料を加熱する場合は、共振尖鋭度Ｑ＝ωＬ／Ｒが低く、
ωＭ＜Ｒｍ
となり、相互誘導抵抗Ｒｍを考慮する必要がある。

相互誘導電圧の位相角Θｍは、
Θｍ＝ｔａｎ^−１（ωＭ／Ｒｍ）
である。この位相角Θｍを自己共振回路の位相角Θｓ＝ｔａｎ^−１{(ωＬ−１／ωＣ)／Ｒｓ}とほぼ同じにして、Θｍ≒Θｓにする。これにより、ゲートパルスが無制御でも、
Θｉｖ≒Θｓ≒Θｍ
になる。金属では、ωＭ＞＞Ｒｍであり、グラファイトでは、ωＭ≒Ｒｍの場合もある。しかしながら、コイルとグラファイトとの間のギャップが大きければ、ωＭ＞＞になっていく。
Θｉｖ＝２０度〜３０度の高力率の角度にするので、逆結合インダクタ（−Ｍｃ）（図３）を装備し、回路全体の相互誘導インダクタンス（Ｍ−Ｍｃ）を低減する。なお、この場合は、コンデンサＣｂをインバータ３０ｂの他方の出力側と誘導加熱コイルＬｂとの間に設ける。

言い換えれば、誘導加熱コイルＬａに流す電流Ｉｉｖ１によりグラファイトに発生する渦電流は、誘導加熱コイルＬａの両端に有効分電圧降下を発生させると同時に、誘導加熱コイルＬｂにも有効分の相互誘導電圧を誘起させる。誘導加熱コイルＬａには、無効分相互誘導電圧も誘起するので、結果的に、相互誘導電圧Ｖｍ２１として、無効分相互誘導電圧と有効分相互誘導電圧との双方が誘起する。同様に、誘導加熱コイルＬｂには、相互誘導電圧Ｖｍ１２として、無効分相互誘導電圧と有効分の相互誘導電圧との双方が誘起する。

このとき、下記の回路方程式が成立する。
つまり、直列共振回路（Ｃ１，Ｌ１，Ｒ１）の電圧降下Ｖｓ１は、
Ｖｓ１＝Ｉｉｖ１×｛Ｒ１＋ｊωＬ１−ｊ／（ωＣ１・ｓ１）｝＝Ｉｉｖ１×｜Ｚｓ１｜×（ｃｏｓΘｓ１＋ｊｓｉｎΘｓ１）
となる。

また、誘導加熱コイルＬａに誘起する相互誘導電圧Ｖｍ２１は、
Ｖｍ２１＝Ｉｉｖ２×（Ｒｍ＋ｊωＭ）＝Ｉｉｖ２×｜Ｚｍ２１｜×（ｃｏｓΘｍ２１＋ｊｓｉｎΘｍ２１）
となる。ここで、
｜Ｚｓ１｜＝［Ｒ１^２＋｛ωＬ１−１／（ω・Ｃ１）｝^２］^−１／２
Θｓ１＝ｔａｎ^−１［｛ωＬ１−１／（ω・Ｃ１）｝／Ｒ１］
｜Ｚｍ２１｜＝｛Ｒｍ^２＋（ωＭ）^２｝^−１／２
Θｍ２１＝ｔａｎ^−１｛ωＭ／Ｒｍ｝
である。

また、電圧源Ｅｉｖ１の電圧Ｖｉｖ１は、
Ｖｉｖ１＝｜Ｖｓ１｜（ｃｏｓΘｓ１＋ｊｓｉｎΘｓ１）＋｜Ｖｍ２１｜（ｃｏｓΘｍ２１＋ｊｓｉｎΘｍ２１）
となる。ここで、
｜Ｖｓ１｜＝Ｉｉｖ１×Ｚｓ１
｜Ｖｍ２１｜＝Ｉｉｖ２×｜Ｚｍ２１｜
である。

前記した回路方程式から、インバータＥｉｖ１から見た下記の４つの状態が生じ、その制御対応策を示す。
図４Ａ乃至図４Ｄは、誘導加熱コイルに印加される電圧波形、及び電流波形の状態１乃至状態４を示す図であり、図４Ｅは、誘導加熱コイルに印加される電圧波形、及び電流波形の状態４の対応を示す図である。各図共、電圧源Ｅｉｖ１，Ｅｉｖ２の電圧Ｖｉｖ１，Ｖｉｖ２は、ＤＵＴＹ１／２の矩形波電圧であり、２つの誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂに流れるコイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２は、位相が一致し、電流同期している。つまり、電圧Ｖｉｖ１，Ｖｉｖ２、及びコイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２の周波数（駆動周波数）は等しい。なお、実線は、矩形波電圧Ｖｉｖ１、及びコイル電流Ｉｉｖ１を示し、破線は矩形波電圧Ｖｉｖ２、及びコイル電流Ｉｉｖ２を示す。

また、原則的に、ＺＶＳ（Zero Volt Switching）確保のために、電流位相は、電圧位相よりも遅れているが、図４Ｂ、及び図４ＤのＩｉｖ１は、位相遅れが絶対値の小さな値で負になっている（特に、スイッチング時の電流Ｉsw＝Ｉp×ｓｉｎΘが損失に寄与する）。
逆結合インダクタ（逆結合インダクタンス−Ｍｃ）（図３）を設けて、回路全体の相互誘導インダクタンス（Ｍ−Ｍｃ）が、Θｍ＝ｔａｎ^−１（ωＭ／Ｒｍ）＝２０度〜３０度になるようにする。このため、
ωＭ／Ｒｍ＝０．３６〜０．５８
になる。金属でもグラファイトでも同様である。

（状態１）
Ｉｉｖ１が大きい場合であり、Ｉｉｖ２が小さく、相互誘導インダクタンスＭが大きいときは、
図４Ａに示すように、Ｉｉｖ１の値よりもＩｉｖ２の値が小さいので、相互誘導電圧Ｖｍ２１が小さくなる。このため、誘導加熱コイルＬａが高温になることにより自己インダクタンスＬ１が低下すると位相角Θｉｖ１が小さくなる。
この状態は、制御回路４０（図５）は、インバータ３０ａ，３０ｂの駆動周波数を上昇させて位相角Θｉｖ１を大きくして対応する。

（状態２）
Ｉｉｖ１が大きい場合であり、Ｉｉｖ２が小さく、相互誘導インダクタンスＭが小さいときは、
ａ）図４Ｂに示すように、Ｉｉｖ１の値よりもＩｉｖ２の値が小さいので、相互誘導電圧Ｖｍ２１の値が小さくなる。このため、高温になることにより自己インダクタンスＬ１が低下すると位相角Θｉｖ１が負になる。
この状態は、制御回路４０（図５）は、インバータ３０ａ，３０ｂの駆動周波数を上昇させて位相角Θｉｖ１を大きくして対応する。
ｂ）Ｅｉｖ２（図２参照）側の位相角Θｉｖ２が小さくなる。ＺＶＳ確保のために、インバータ３０ａ，３０ｂの駆動周波数が上昇させられると、位相角Θｉｖ１が大きくなる。
この場合は、スイッチングロス対策のために、制御回路４０（図５）は、電流が規定値以上（例えば、５０％以上）のときに、インバータ３０ａ，３０ｂの駆動周波数を降下させて位相角Θｉｖ１を小さくする。但し、他のゾーン（ゾーン２）で駆動周波数上昇指令があれば、周波数上昇を優先する。

（状態３）
Ｉｉｖ１が小さい場合であり、Ｉｉｖ２が大きく、相互誘導インダクタンスＭが大きいときは、
図４Ｃに示すように、Ｉｉｖ１の値よりもＩｉｖ２の値が大きく、相互誘導インダクタンスＭが大きいので、相互誘導電圧Ｖｍ２１が大きくなる。一方、Ｉｉｖ１が小さいので、直列共振回路の電圧降下Ｖｓ１が小さくなる。その結果、Θｉｖ１≒Θｍ２１となる。Θｍ２１が大きい場合には、Θｉｖも大きくなる。
このときは、電流が規定値以上（例えば、５０％以上）の場合には、スイッチングロス対策のために、制御回路４０（図５）は、インバータ３０ａ，３０ｂの駆動周波数を降下させて位相角Θｉｖ１を小さくする。但し、他のゾーン（ゾーン２）で駆動周波数上昇指令があれば、周波数上昇を優先する。

（状態４）
Ｉｉｖ１が小さい場合であり、Ｉｉｖ２が大きく、相互誘導インダクタンスＭが小さいときは、
図４Ｄに示すように、Ｉｉｖ１の値よりもＩｉｖ２の値が大きいので、相互誘導インダクタンスＭよりも、相互誘導抵抗Ｒｍが大きく影響し、相互誘導電圧Ｖｍ２１が大きくなる。一方、Ｉｉｖ１が小さいので、直列共振回路の電圧降下Ｖｓ１が小さくなる。その結果、Θｉｖ１≒Θｍ２１となる。したがって、相互誘導抵抗Ｒｍが大きく、Θｍ２１が小さくなる場合には、Θｉｖ１が小さくなる。
この場合は、ＺＶＳ確保のため、制御回路４０（図５）は、電流が規定値未満（１５％未満）の場合は、電流値だけを増加させ、電流Ｉｉｖ１が規定値以上（１５％以上）の場合は、インバータ３０ａ，３０ｂの駆動周波数だけを上昇させる。
つまり、制御回路４０（図５）は、図４Ｅに示すように、矩形波電圧Ｖｉｖ１を増加させ、電流値（Ｉｉｖ１）を増加させることにより、Θｉｖ１が正の値で大きくなる。

位相角範囲を最適にするためには、何れかのゾーンの位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２、やコイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２が
（Ａ）位相角２０°未満、コイル電流１５％未満のとき、例えば、（状態４）は、コイル電流Ｉｉｖを増加する。
（Ｂ）位相角２０°未満、コイル電流１５％以上のとき、ＺＶＳ確保のために、駆動周波数を上昇する。つまり、位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２が第１の所定値（２０°）未満であり、コイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２の振幅が第２の所定値（１５％）以上であるとき、全ての共振型インバータの駆動周波数を上昇する。
（Ｃ）位相角２０°以上、３０°未満のとき、
この条件は、通常状態であるが、温度上昇に伴い、自己インダクタンスＬ１，Ｌ２が小さくなり、位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２が小さくなると（例えば、（状態１））、前記した（Ａ）（Ｂ）に移行する。
（Ｄ）位相角３０°以上、コイル電流５０％以上のとき（例えば、（状態２）（状態３））、スイッチング損失を少なくするために、全ての共振型インバータの駆動周波数を下降して、位相角を３０°未満にする。この３０°の値は、定格出力（Ｐ＝ＶＩ×ｃｏｓΘ）を出力できる位相角である。つまり、出力位相角が第１の所定値（２０°）よりも大きい第３の所定値（３０°）以上であり、コイル電流の振幅が第２の所定値（１５％）よりも大きい第４の所定値（５０％）以上であるとき、全ての共振型インバータの駆動周波数を下降する。
（Ｅ）位相角３０°以上、電流５０％未満のとき
パワー半導体素子を適切に選定すれば、連続運転可能である。

以上、位相角範囲を一定にするために周波数を可変する制御（位相角範囲一定制御）について説明したが、最小位相角を制限することにより、周波数を一定にする制御（周波数一定制御）も可能である。
以下、周波数一定制御と位相角範囲一定制御との双方で使用可能な位相角リミッタについて、説明する。
（１）最小位相角リミッタ １８°
ａ）位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２が１８°未満、コイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２が１５％未満の場合に、電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２を増加する（最大１５％まで）
ｂ）位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２が１８°未満、コイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２が１５％以上の場合には、駆動周波数だけを上げる。

（２）最大位相角リミッタ ４５°
ａ）位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２が４５°以上、コイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２が５０％以上の場合に、駆動周波数を下げる。但し、位相角１８°未満、コイル電流１５％以上の場合の周波数上昇させて、位相角が４５°以上になった場合には、駆動周波数を上げる。
（３）異常領域 （何れかのゾーンが、下記で駆動停止）
ａ）所定値以上のＩｉｖで、位相角が１４°以下で瞬時全停止
ｂ）コイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２が５０％以上で、位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２が４５°以上なら１５秒経過で全停止
ｃ）コイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２が７５％以上で、位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２が７５°以上なら５秒経過で全停止

本発明の第１実施形態である誘導加熱装置の構成を図５及び図２を用いて説明する。
図５において、誘導加熱装置１００は、整流・平滑回路１０と、降圧チョッパ２０ａ，２０ｂと、複数の逆変換装置（インバータ）３０ａ，３０ｂと、コンデンサＣａ，Ｃｂ（キャパシタンスＣ１，Ｃ２）、及び誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂ（自己インダクタンスＬ１，Ｌ２、等価抵抗値Ｒ１，Ｒ２の抵抗器）の直列回路と、制御回路４０とを備えて構成され、各々の誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂが、高周波磁束を発生することにより、共通の発熱体（例えば、グラファイト）（図２）に渦電流を流し、この発熱体を発熱させるものである。つまり、各々の逆変換装置３０ａ，３０ｂは、共振コンデンサＣａ，Ｃｂと共に、誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂを共振させる共振型インバータとして機能する。

また、誘導加熱装置１００は、隣接する誘導加熱コイルによる相互誘導電圧Ｖｍ２１，Ｖｍ１２の影響を低減するように、全ての誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂの電流位相、及び駆動周波数が一致するように制御されている。つまり、誘導加熱装置１００は、２つの誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂに流れるコイル電流の位相が一致するように制御され、発生磁界に位相差が生じないので、隣接する誘導加熱コイルの境界付近で磁界が弱まることがなく、誘導加熱電力による発熱密度が低下しない。その結果、被加熱物の表面に温度ムラが生じることがなくなる。また、誘導加熱装置１００は、逆変換装置３０ａ，３０ｂ間の循環電流が流れない。
さらに、逆変換装置３０ａ，３０ｂは、スイッチングロスを低減するために、誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂの自己インダクタンスＬ１，Ｌ２と、直列接続されたコンデンサＣａのキャパシタンスＣ１，Ｃ２との共振周波数よりも、駆動周波数を高くして共振電流位相遅れモードで駆動するようになっている。

誘導加熱装置１００は、商用電源ＡＣ（３φ）に接続された整流・平滑回路１０と、整流・平滑回路１０に接続された２つの降圧チョッパ２０ａ，２０ｂと、降圧チョッパ２０ａ，２０ｂに各々接続された逆変換装置３０ａ，３０ｂと、逆変換装置３０ａ，３０ｂに各々接続された直列共振回路Ｌａ，Ｃａ，Ｌｂ，Ｃｂと、逆変換装置３０ａ，３０ｂを制御する制御回路４０とを備える。

整流・平滑回路１０は、商用電源ＡＣに接続された三相整流回路ＲＥＣと、三相整流回路ＲＥＣの出力端＋，−に接続された電解コンデンサＣ００とを備え、三相交流電圧を直流電圧に変換する。降圧チョッパ２０ａ，２０ｂは、トランジスタＴｒとダイオードＤ１，Ｄ２とコイルＤＣＬと電解コンデンサＣ０１とを備えたＤＣ／ＤＣ変換器であり、整流回路１０の出力端ａ，ｂの直流電圧Ｖｍａｘを任意の直流電圧Ｖｄｃに降圧する。降圧チョッパ２０ａ，２０ｂは、入力端ａにダイオードＤ１のカソードとコイルＤＣＬの一端とが接続され、ダイオードＤ１のアノードとトランジスタＴｒのコレクタとコンデンサＣ０１の負極とが接続され、トランジスタＴｒのエミッタと入力端ｂとが接続され、コイルＤＣＬの他端とコンデンサＣ０１の正極とが接続されている。なお、トランジスタＴｒのコレクタとエミッタとの間には、転流ダイオードＤ２が接続されている。

降圧チョッパ２０ａ，２０ｂは、トランジスタＴｒがオンのときに、コンデンサＣ００の直流電圧とコンデンサＣ０１の直流電圧との差分電圧がコイルＤＣＬに印加される。一方、トランジスタＴｒがオフのときに、コイルＤＣＬに蓄えられた電磁エネルギがダイオードＤ１で転流され、コンデンサＣ０１の直流電圧とコイルＤＣＬとが同一電位差となる。このとき、コイルＤＣＬに流れる電流は、連続的であり、トランジスタＴｒがオンの時間、直線的に増加する。そして、コイルＤＣＬに流れる電流は、トランジスタＴｒがオフの時間、直線的に減少する。このため、コンデンサＣ００とコンデンサＣ０１との差分電圧は、直流電圧ＶｍａｘとＤＵＴＹ比とで決まる値に収束する。なお、ＤＵＴＹ比は、降圧チョッパ２０ａ，２０ｂで各々異なり、コンデンサＣ０１の両端の直流電圧Ｖｄｃも異なる。

逆変換装置３０ａ，３０ｂは、それぞれ、コンデンサＣ０１の両端の直流電圧Ｖｄｃ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）をスイッチングする複数のトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備え、直流電圧Ｖｄｃから、駆動周波数が共通で、コイル電流が同位相になるように制御されたＤＵＴＹ１／２の矩形波電圧（高周波電圧）を生成し、コンデンサ、及び誘導加熱コイルの直列回路に給電する駆動回路である。なお、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、各アームに逆並列接続された転流ダイオードとを備えている。なお、トランジスタＴｒ，Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が使用される。

ここで、コンデンサＣａ，Ｃｂは、誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂと共振し、キャパシタンスＣ１，Ｃ２、自己インダクタンスＬ１，Ｌ２としたとき、インバータの駆動周波数ｆが共振周波数１／（２π√（Ｌ１・Ｃ１）），１／（２π√（Ｌ２・Ｃ２））と略一致したとき、その基本波電圧Ｖ１，Ｖ２を、自己インダクタンスＬ１，Ｌ２、及び等価抵抗値Ｒ１，Ｒ２の直列インピーダンスで除した値の正弦波電流（コイル電流）が流れる。

図６は、逆変換装置の出力電圧波形、及びコイル電流波形を示す図である。
逆変換装置３０ａ，３０ｂの出力電圧Ｖｉｖ１，Ｖｉｖ２は、トランジスタＱ１のエミッタ、及びトランジスタＱ２のコレクタの接続点と、トランジスタＱ３のエミッタ、及びトランジスタＱ４のコレクタの接続点との電位差である。また、コイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２は、誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂ、及びコンデンサＣａ，Ｃｂに流れる電流である。

出力電圧Ｖｉｖ１，Ｖｉｖ２は、ＤＵＴＹ１／２の矩形波電圧であり、周波数が一致し、振幅は、降圧チョッパ２０ａ，２０ｂのために、互いに異なっている。コイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２は、正弦波電流であり、周波数、及び位相が一致している。
自己インダクタンスＬ１，Ｌ２、及び等価抵抗値Ｒ１，Ｒ２は、誘導負荷であるため、正弦波電流は、基本波電圧よりも位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２が遅れている。なお、基本波電圧の周波数が高くなるほど位相遅れが増加するが、高調波電流は、共振状態とならないため、ほとんど流れない。

また、歪波電圧電流の有効電力Ｐeffは、高調波電流が流れないので、基本波電圧Ｖ１、基本波電流Ｉ１、基本波電圧Ｖ１と基本波電流Ｉ１との位相角Θ１として、
Ｐeff＝Ｖ１・Ｉ１・ｃｏｓΘ１
で表現される。したがって、歪波電圧である矩形波電圧でＬＣＲの直列共振回路を駆動したときの有効電力Ｐeffは、基本波の有効電力で表される。

制御回路４０は、降圧チョッパ２０ａ，２０ｂのトランジスタＴｒ、及び逆変換装置３０ａ，３０ｂのトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のゲート信号を生成する回路であり、このゲート信号を個別に制御（即ち、直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２や矩形波電圧位相の個別制御）し、駆動周波数の変更やコイル電流の個別制御により、出力の位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２を前記した最適な位相角範囲に制御する。制御回路４０は、制御部としてのＣＰＵ（Central Processing Unit）等で構成されており、ＣＰＵがプログラムを実行することにより機能が実現される。また、制御回路４０は、降圧チョッパ２０ａ，２０ｂの直流電圧Ｖｄｃ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）、及び逆変換装置３０ａ，３０ｂの出力電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２の大きさ、及び位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２を出力位相角として測定可能である。

（参考例）
前記実施形態は、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のゲートパルスの位置を制御して、コイル電流の位相を揃えていたが、一のゾーンの誘導加熱コイルＬａに、他のゾーンの誘導加熱コイルＬｂから到来する相互誘導電圧の位相と、誘導加熱コイルＬａ、コンデンサＣａ、及び等価抵抗からなる共振回路の位相とを一致させてもコイル電流の位相を揃えることができる。
図７は、参考例の電圧型インバータ、及び電流型インバータの等価回路図であり、図７（ａ）は、一のインバータ側の等価回路図であり、図７（ｂ）は、他のインバータ側の等価回路図であり、図７（ｃ）は、電流型インバータの等価回路図である。

図７（ａ）の等価回路図において、コンデンサＣａのインピーダンスは、−ｊＸｃ１で示され、誘導加熱コイルＬａのインピーダンスは、ｊＸｌ１で示され、等価抵抗は、抵抗値Ｒ１で示されている。インバータＥｉｖ１に接続される共振回路のインピーダンスＺ１は、無効分が（−ｊＸｃ１＋ｊＸｌ１）であり、有効分がＲ１である。また、このインピーダンスＺ１は、ｊ（｜Ｚ１｜・ｓｉｎΘｉｖ１）＋｜Ｚ１｜・ｃｏｓΘｉｖ１と表現することができる。ここで、
｜Ｚ１｜＝｛（Ｘｌ１−Ｘｃ１）^２＋Ｒ１^２｝^０．５
である。また、誘導加熱コイルＬａに誘起する相互誘導電圧Ｖｍ２１は、誘導加熱コイルＬｂに流れる電流をＩｉｖ２とし、相互誘導リアクタンスＸｍ＝ωＭとしたとき、
Ｖｍ２１＝Ｉｉｖ２・（ｊＸｍ＋Ｒｍ）＝Ｉｉｖ２・（ｊωＭ＋Ｒｍ）
＝Ｉｉｖ２・｜Ｚｍ｜・（ｃｏｓΘｍ＋ｊｓｉｎΘｍ）
である。ここで、｜Ｚｍ｜＝（Ｒｍ^２＋Ｘｍ^２）^０．５

図７（ｂ）の等価回路図において、コンデンサＣｂのインピーダンスは、−ｊＸｃ２で示され、誘導加熱コイルＬｂのインピーダンスは、ｊＸｌ２で示され、等価抵抗は、抵抗値Ｒ２で示されている。インバータＥｉｖ２に接続される共振回路のインピーダンスＺ２は、無効分が（−ｊＸｃ２＋ｊＸｌ２）であり、有効分がＲ２である。また、このインピーダンスＺ２は、ｊ（｜Ｚ２｜・ｓｉｎΘｉｖ２）＋｜Ｚ２｜・ｃｏｓΘｉｖ２と表現することができる。ここで、
｜Ｚ２｜＝｛（Ｘｌ２−Ｘｃ２）^２＋Ｒ２^２｝^０．５
である。また、誘導加熱コイルＬｂに誘起する相互誘導電圧Ｖｍ１２は、誘導加熱コイルＬａに流れる電流をＩｉｖ１とし、相互誘導リアクタンスＸｍ＝ωＭとしたとき、
Ｖｍ１２＝Ｉｉｖ１・（ｊＸｍ＋Ｒｍ）＝Ｉｉｖ１・（ｊωＭ＋Ｒｍ）
＝Ｉｉｖ１・｜Ｚｍ｜・（ｃｏｓΘｍ＋ｊｓｉｎΘｍ）
である。ここで、｜Ｚｍ｜＝（Ｒｍ^２＋Ｘｍ^２）^０．５

図７（ａ）（ｂ）において、Θｉｖ１＝Θｍ＝Θｉｖ２になるように制御すれば、誘導加熱コイルＬａ，ＬｂのリアクタンスＸｌ１，Ｘｌ２や自己インダクタンスＬ１，Ｌ２が互いに異なっても、コイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２の位相が一致する。

図７（ｃ）は、電流型インバータの等価回路図である。
電流Ｉｉｖ１を流す電流源は、両端がインピーダンス−ｊＸｃ１のコンデンサに接続され、並列接続された一端がインピーダンス（ｊＸｌ１＋Ｒ１）と相互誘導電圧Ｖｍ２１を発生する電圧源の一端とが接続され、並列接続された他端と電圧源の他端とが接続される。なお、Ｖｍ２１＝Ｉｉｖ２×Ｚｍ（ｃｏｓΘｍ＋ｊｓｉｎΘｍ）である。
このとき、コンデンサと誘導加熱コイルとのインピーダンス（ｊＸｌ１−ｊＸｃ１）は、ｊ（｜Ｚ１｜・ｓｉｎΘｉｖ１）で表現され、等価抵抗Ｒ１のインピーダンスは、｜Ｚ１｜・ｃｏｓΘｉｖ１で表現される。

電流源の電流Ｉｉｖ１と電圧Ｖｉｖ１との位相位相角（電源位相）Θｉｖ１は、負荷位相Θｍと同一になる。

（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような種々の変形が可能である。
（１）前記実施形態は、逆変換装置のスイッチング素子としてＩＧＢＴを使用したが、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）やバイポーラトランジスタ等のトランジスタを使用することもできる。
（２）前記実施形態は、逆変換装置に直流電力を供給するために、直流電圧から電圧を降下させる降圧チョッパ２０ａ，２０ｂを使用したが、商用電源から順変換装置を用いて直流電圧を発生させることもできる。また、商用電源には三相電源のみならず単相電源も使用することができる。

（３）前記実施形態は、全ての誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂに対応する逆変換装置３０ａ，３０ｂには、共通の直流電圧Ｖｄｃの電力を供給したが、最大加熱量が必要な誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルに対応する逆変換装置を追加して、追加した逆変換装置に直流電圧Ｖｍａｘの電力を供給し、逆変換装置３０ａ，３０ｂに直流電圧Ｖｄｃの電力を供給することもできる。
（４）前記実施形態の誘導加熱装置１００は、２つの誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂ、２つの２つの降圧チョッパ２０ａ，２０ｂ、逆変換装置３０ａ，３０ｂを用いていたが、さらに複数の誘導加熱コイル、降圧チョッパや逆変換装置を用いることができる。

１０ 整流・平滑回路
２０，２０ａ，２０ｂ 降圧チョッパ（ＤＣ／ＤＣ変換器）
３０，３０ａ，３０ｂ 逆変換装置（共振型インバータ）
４０ 制御回路
１００ 誘導加熱装置
Ｌａ，Ｌｂ 誘導加熱コイル
Ｃａ，Ｃｂ 共振コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２ キャパシタンス
Ｌ１，Ｌ２ 自己インダクタンス
Ｒ１，Ｒ２ 等価抵抗
Ｅ１，Ｅ２ 電圧源
Ｍ 相互誘導インダクタンス
−Ｍｃ 逆結合インダクタ
Ｒｍ 相互誘導抵抗
Ｃ００，Ｃ０１ 電解コンデンサ
Ｔｒ，Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ 転流ダイオード
ＤＣＬ チョークコイル
Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２ 直流電圧
Ｖｍ２１，Ｖｍ１２ 相互誘導電圧

Claims (6)

1. 相互誘導環境の複数の誘導加熱コイルの各々に給電する共振型インバータを複数備える誘導加熱装置において、
   前記共振型インバータの駆動周波数を共通にして、複数の前記共振型インバータの出力位相角が所定範囲に入るように、前記駆動周波数を共通に制御する制御回路を備えることを特徴とする誘導加熱装置。
2. 請求の範囲第１項に記載の誘導加熱装置において、
   前記制御回路は、複数の前記共振型インバータの出力位相角が所定範囲に入るように、前記駆動周波数を共通に制御するとともに前記誘導加熱コイルに流れるコイル電流を個別に制御する、又は、コイル電流だけを制御することを特徴とする誘導加熱装置。
3. 請求の範囲第２項に記載の誘導加熱装置において、
   前記制御回路は、各々の前記コイル電流の位相を一致させることを特徴とする誘導加熱装置。
4. 相互誘導環境の複数の誘導加熱コイルの各々に給電する共振型インバータを複数備える誘導加熱装置の制御方法において、
   駆動周波数を共通にして、複数の前記共振型インバータの出力位相角が所定範囲に入るように、前記駆動周波数を共通に制御することを特徴とする誘導加熱装置の制御方法。
5. 相互誘導環境の複数の誘導加熱コイルの各々に給電する共振型インバータを複数備える誘導加熱装置の制御方法において、
   前記制御回路は、複数の前記共振型インバータの出力位相角が所定範囲に入るように、前記駆動周波数を共通に制御するとともに、前記誘導加熱コイルに流れるコイル電流を個別に制御することを特徴とする誘導加熱装置の制御方法。
6. 請求の範囲第４項又は請求の範囲第５項に記載の誘導加熱装置の制御方法を前記共振型インバータを制御するコンピュータに実行させることを特徴とするプログラム。

Images