JPWO2013183102A1 - 信号処理装置 - Google Patents

Abstract

対象とする信号の過大入力を推定する過大入力推定部１０２と、過大入力推定部１０２によって推定された過大入力情報をもとに、対象とする信号の過大入力を緩和する周波数特性を算出する制御部１０５と、制御部１０５が算出した周波数特性に基づいて、対象とする信号の周波数特性を変形する周波数特性変形部１０３とを備える。

Description

この発明は、本発明は、音響信号再生における歪みや音割れを改善する信号処理技術に関するものである。

音楽やアナウンス音などの音響信号をスピーカで再生するスピーカ再生システムでは、歪みや音割れによって音質が劣化することがある。歪みや音割れの原因は２つに大別される。第一は、スピーカへの入力信号が歪んでいるケースであり、第二は、入力信号は歪んでいなくてもスピーカの再生限界を超えることで歪みや音割れが発生するケースである。
第一のケースについては、以下のように説明することができる。最近の音響信号再生システムではデジタル処理によって周波数特性を補正したり、音量を調整したりする装置が増えてきている。周波数特性の補正では、例えば高周波数成分を１０ｄＢ増強すると、−１０ｄＢＦＳ以上の音量値でデジタル信号が飽和する可能性がうまれる。なお０ｄＢＦＳはデジタル信号の最大振幅値を表す。このため、大音量時に再生音がデジタル的に歪んでしまい、音質が劣化してしまうこととなる。この様子を図２に示す。

図２において、縦軸はデジタル信号の振幅強度を、横軸は周波数を示す。また、信号が飽和して音割れの発生する領域をグレーで示し、その境界を太線で示す。２０１、２０２、２０３は、周波数特性が補正されたデジタル音響信号の周波数特性の一例を示しており、２０１は音量値が小さいときの特性、２０２は音量値が中程度のときの特性、２０３は音量値が大きいときの特性である。２０１や２０２の音量値では、音響信号は０ｄＢＦＳを超えないため、音割れが発生せず、本来の音質で楽しむことができる。しかし、２０３のように音量を上げてしまうと、高周波数成分の一部の信号強度が０ｄＢＦＳを超えてしまい、デジタル的に飽和してしまうこととなる。信号が飽和すると歪みや音割れが発生して音質が劣化する。

このように、周波数特性が補正されたデジタル信号を大音量で再生しようとすると、特定の周波数成分がデジタル信号の最大振幅値となる０ｄＢＦＳを超えるケースがあるため、これが原因で信号が飽和して歪みや音割れが発生することとなる。
次に、第二のケース、すなわちスピーカの再生限界を超えることで歪みや音割れが発生するケースについて説明する。

スピーカ再生では、スピーカの振動板が振れることのできる最大の変位幅があり、これを超えるような信号を入力するとスピーカ振動板がうまく振動することができなくなって歪みや音割れが発生する。ここで、スピーカ振動板の変位幅は入力信号の周波数に依存する。この関係を図３に示す。図３は、電圧（Ｖ）を変化させずに、信号の周波数のみを変化させてスピーカに入力したときにおけるスピーカ振動板の変位幅を示している。なお、図３は、実際にはスピーカの制動度合いを示すＱ値等の違いによってＦ０近傍の特性が図３よりも膨らんだり平らになったりするが、おおまかな傾向は変わらない。また、変位幅の特性が図３に示す特性と異なっているスピーカに対しても本発明を適用することができるため、説明上の利点から、スピーカ振動板の変位幅の特性を図３と見做して以下の説明を行う。

図３より、スピーカ振動板の変位幅は、Ｆ０（スピーカの最低共振周波数）よりも低い周波数成分でほぼ一定値となり、Ｆ０よりも高い周波数成分では、およそ−１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜で変位幅が減少していく。これは、Ｆ０近傍以下の低い周波数成分をスピーカに入力したほうが、高い周波数成分を入力するよりもスピーカ振動板がより大きい変位幅で振れることを示している。したがって、低い周波数成分を多く含む信号をスピーカに入力し、その電圧を上げていくと、ある電圧以上で振動板の最大変位幅を超えてしまうこととなる。すなわち、低い周波数成分が多く含まれる信号ほど、また、電圧を上げるほど、スピーカの再生限界を超えやすくなると言える。この様子を図４に示す。

図４において、縦軸は信号の振幅強度を、横軸は周波数を示す。また、スピーカ振動板の変位限界を超えて音割れの発生する領域をグレーで示し、その境界を太線で示す。ここで、図４の特性は音響信号の振幅値に対する特性なので、図３に示したスピーカの変位幅の特性とは異なり、スピーカ振動板の変位限界は＋１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜となる。
また、４０１、４０２、４０３は、スピーカで再生する音響信号の周波数特性を示しており、特に低周波数成分を多く含むケースを想定している。４０１は音量値が小さいときの特性、４０２は音量値が中程度のときの特性、４０３は音量値が大きいときの周波数特性である。４０１のように小さな音量値で再生する分には、低周波数成分を多く含む音響信号でもスピーカ振動板の最大変位幅を超えないため、音割れが発生せず、本来の音質で楽しむことができる。しかし、４０２や４０３のように音量を上げてしまうと、スピーカ振動板の最大変位幅を超えてしまうため、歪みや音割れが発生して音質が劣化することとなる。

このように、振動板の最大変位幅を超えるような信号を入力すると、振動板がうまく振動できなくなって歪みや音割れが発生することとなる。
歪みや音割れは、本来の音響信号には含まれない音であるため、音楽を楽しもうとするときの大きな阻害要因となる。

この問題に対して、従来では図１３に示す処理構成によって歪みや音割れを緩和していた。図１３では、入力信号１３０１に対して、低周波数成分を抑圧するＨＰＦ（高域通過フィルタ）１３０２を通してから信号１３０３を出力する構成となっている。このような構成にすることによって、スピーカに入力する前に、音割れの原因となる低周波数成分を抑圧することができるため、歪みや音割れの発生する割合を減少させることができる。しかし、従来の技術では、ＨＰＦ１３０２によって低周波数成分を抑圧してしまうため、例えば、再生する信号の低周波数成分が少なく、大電圧でスピーカを駆動しても音割れが発生しないような場合にも、常に低域成分が抑圧されてしまって本来の音を再生できなくなるという課題がある。また、それほど大きな電圧で駆動せず、高域通過フィルタ１３０２を通さなくとも音割れが発生しないようなケースでも、低周波成分を常に抑圧してしまうため、本来の音を再生できなくなるという課題もある。すなわち、従来の技術では、大電圧駆動時（大音量時）の音割れ防止のために、低周波数成分を過剰に抑圧して本来の音質を楽しめなくなるという課題がある。

この課題を緩和する技術として、例えば、特許文献1に開示されている技術がある。図１４は特許文献１に開示されている振幅制限装置の処理ブロックである。特許文献１によれば、過大入力を抑えるための振幅制限において、振幅制限特性による歪の量を検出し，この値に基づいて周波数帯域毎のゲインを制御することで、振幅制限による音質劣化を緩和している。

特開２００９−１４７７０１号公報

しかしながら、上述した特許文献１に開示された技術では、抑圧する周波数成分が分割する帯域幅に制限されるため、本来抑圧しなくても良い周波数成分まで過剰に抑圧して音質が劣化してしまうという課題があった。例えば、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）によってサブバンドに分割する帯域幅が１００Ｈｚの場合を考える。このとき、６０Ｈｚ以下の周波数成分に大きな強度を持つ信号を入力すると、本来ならば６０Ｈｚ以下の信号成分のみを抑圧すれば音割れが発生しないことになる。然しながら、同技術では０〜１００Ｈｚの信号成分全体の強度を抑圧してしまうため、抑圧すべき周波数成分以外の成分（６０〜１００Ｈｚの成分）も抑圧されてしまうこととなる。また、図３に示した通り、スピーカ振幅板の変位幅は周波数特性を持つが、特許文献１に開示されている振幅制限装置では、変位幅の周波数特性を反映させた処理構成とはなっていない。このため、スピーカ振動板の最大変位を超えることによって発生する音割れを防止する機能を有していないと言える。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、音質を保持したままスピーカ再生における歪み、音割れを防ぐことが可能な信号処理装置を提供することを目的とする。

この発明に係る信号処理装置は、対象とする信号の過大入力を推定する過大入力推定部と、過大入力推定部によって推定された過大入力情報をもとに、対象とする信号の過大入力を緩和する周波数特性を算出する制御部と、制御部が算出した周波数特性に基づいて、対象とする信号の周波数特性を変形する周波数特性変形部とを備えるものである。

この発明によれば、音質を保持した状態でスピーカ再生における歪み、音割れを防ぐことができる。

実施の形態１による信号処理装置の原理説明図である。 デジタル信号の振幅限界と音源の周波数特性の関係を示す図である。 スピーカ振動板の変位特性を示す図である。 スピーカの振動限界と音源の周波数特性の関係を示す図である。 実施の形態２による信号処理装置の原理説明図である。 実施の形態３による信号処理装置の原理説明図である。 実施の形態４による信号処理装置の原理説明図である。 実施の形態４による信号処理装置の２つのゲイン係数による周波数特性の 実施の形態５による信号処理装置の原理説明図である。 実施の形態５による信号処理装置の２つのゲイン係数による周波数特性の遷移を示す説明図である。 実施の形態６による信号処理装置の原理説明図である。 実施の形態６による信号処理装置の３つのゲイン係数による周波数特性の遷移を示す説明図である。 従来技術の原理説明図である。 従来技術の振幅制限装置の処理ブロック図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の原理説明図である。以下、本発明の動作について説明する。
本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、過大入力推定部１０２と、周波数特性変形部１０３に送られる。
過大入力推定部１０２では、入力信号１０１が対象スピーカに対して過大入力となるかどうか、あるいはデジタル信号の最大振幅値を超えているかどうかを推定し、推定結果信号１０４を制御部１０５へ向けて出力する。

制御部１０５では、過大入力推定部１０２から入力された推定結果信号１０４を用いて、入力信号１０１が過大入力にならないような周波数特性を算出し、この周波数特性を実現するパラメータ１０６を周波数特性変形部１０３に向けて出力する。パラメータ１０６の具体例としては、周波数特性を変形させるフィルタ係数である。
周波数特性変形部１０３は、制御部１０５から送られてきたパラメータ１０６に従い、入力信号１０１の周波数特性を変形させて、出力信号１０７を出力する。パラメータ１０６がフィルタ係数であれば、周波数特性部ではこの係数１０６を用いてフィルタ処理を行う。

以上のように、実施の形態１の処理構成により、再生音響信号が過大入力になることを防ぐことが可能となる。このため、本発明によって、歪みや音割れを抑圧することができるという効果が得られる。また、制御部によって、できるだけ周波数特性の変形を少なくして歪みや音割れが発生しなくなるようにすることで、必要最小限の周波数特性変化で歪みや音割れを防止することができるという効果も得られる。

実施の形態２．
図５は本発明の別の実施例を示す図である。本実施例では、スピーカ振動板の変位限界を超えないように音響信号の周波数特性を変形させる例を示している。以下、本実施例の動作について説明する。
本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、過大入力推定部１０２と、周波数特性変形部１０３に送られる。

本実施例の過大入力推定部１０２は、スピーカ振動板変位推定部５０１から構成されていることが特徴である。スピーカ振動板変位推定部５０１では、ボリューム値や対象スピーカのＦ０等の情報５０２と入力信号１０１とからスピーカ振動板の変位値を推定する。変位値推定の具体例としては、Ｆ０をカットオフ周波数とする２次ＩＩＲフィルタによるＬＰＦを用意し、これに入力信号１０１を通してからボリューム値を乗算することで、対象スピーカの変位幅に概略比例した値が求められる。また、２次ＩＩＲフィルタによるＬＰＦではＱ値を変更させることも可能なので、対象スピーカの制動度合いに応じてＱ値を変えて推定精度を向上させることもできる。もちろん他の方法、例えばＦＩＲフィルタで対象スピーカの振動板変位特性を模擬しても良い。

このように求めたスピーカ変位値を推定結果信号１０４として制御部１０５へ向けて出力する。
制御部１０５では、入力された推定結果信号１０４に対してＨＰＦ処理を行い、変位推定信号の振幅値が所定の閾値以内に収まるようなＨＰＦのフィルタ係数を求める。所定の閾値とは対象スピーカの振動板の最大変位幅に概略相当する値である。また、ＨＰＦのフィルタ係数の算出方法としては、まず、ＨＰＦのカットオフ周波数を低く設定（例えば２０Ｈｚに設定）し、徐々にカットオフ周波数を上げていって、ＨＰＦの出力信号の振幅値が閾値以下になるカットオフ周波数を求めればよい。また、このときのフィルタ係数を周波数特性変形部１０３へ向けて出力する。

本実施例による周波数特性変形部１０３は可変フィルタ５０３から構成されている。可変フィルタ５０３は、制御部１０５から送られてきたフィルタ係数１０６を用いて、入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。

以上のように、実施の形態２の処理構成により、主に低周波数成分の強度が支配的なスピーカ振動板の変位幅を抑圧することができるため、歪みや音割れを防ぐことができるという効果が得られる。また、本実施例の制御部では、ＨＰＦのカットオフ周波数をできるだけ小さな値にすることができるため、必要最小限の周波数特性の変化で歪みや音割れを防止することができるという効果も得られる。

実施の形態３．
図６は本発明の別の実施例を示す図である。本実施例では、高周波数成分の補正が多いような周波数特性補正を施されたデジタル音響信号において、デジタル信号の最大振幅を超えないように信号の周波数特性を変形させる例を示している。以下、本実施例の動作について説明する。
本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、過大入力推定部１０２と、周波数特性変形部１０３に送られる。
本実施例の過大入力推定部１０２は、デジタル信号振幅算出部６０１から構成されていることが特徴である。デジタル信号振幅算出部６０１では、ボリューム値６０２と入力信号１０１を乗算してボリューム処理後の振幅値を求め、求めた振幅値を推定結果信号１０４として制御部１０５へ向けて出力する。

制御部１０５では、入力された推定結果信号１０４、すなわち振幅値に対してＬＰＦ処理を行い、ＬＰＦ処理後の信号が所定の閾値以内に収まるようなＬＰＦのフィルタ係数を求める。所定の閾値とは通常は０ｄＢＦＳを設定するがこれに限らず、スピーカ耐入力とアンプ出力との整合がとれておらず、アンプの出力を制限させたい場合などにはこれよりも小さい値を設定してもよい。また、ＬＰＦのフィルタ係数の算出方法としては、まず、ＬＰＦのカットオフ周波数を高く設定（例えば２０ＫＨｚに設定）し、徐々にカットオフ周波数を下げていって、ＬＰＦの出力信号の振幅値が閾値以下となるカットオフ周波数を求めればよい。また、このときのフィルタ係数を周波数特性変形部１０３へ向けて出力する。

本実施例による周波数特性変形部１０３も実施例２と同様に可変フィルタ５０３から構成されている。可変フィルタ５０３は、制御部１０５から送られてきたフィルタ係数１０６を用いて、入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。

以上のように、実施の形態３の処理構成により、高周波数成分を多く補正しているようなデジタル音響信号の振幅値を抑圧することができ、歪みや音割れを抑圧することができるという効果が得られる。また、本実施例の制御部では、ＬＰＦのカットオフ周波数をできるだけ大きな値にすることができるため必要最小限の周波数特性の変化で歪みや音割れを防止することができるという効果も得られる。

実施の形態４．
図７は本発明の別の実施例を示す図である。本実施例では、周波数特性変形部１０３を可変フィルタではなく、固定フィルタと位相補正と複数の乗算器と加算器から構成している点が特徴である。本実施例の動作について説明する。
本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、位相補正部７０１とＨＰＦ７０２に送られる。

位相補正部７０１は入力信号１０１の周波数振幅特性を変えずに、ＨＰＦ７０２の位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号７０３を第一の乗算器７０５と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
ＨＰＦ７０２は入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号７０４を第二の乗算器７０６と過大入力推定部１０２に向けて出力する。

ここで、ＨＰＦ７０２と略同一の位相特性となるように位相を補正する位相補正部７０１の実現方法について説明する。ＨＰＦ７０２を２次ＩＩＲフィルタ１段で実現する場合、その位相特性はカットオフ周波数のところで丁度９０度回転し、それ以降の周波数成分では１８０度まで徐々に回転することとなる。このような位相特性を実現する位相補正部は、１次ＩＩＲフィルタによる全域通過フィルタで構成することができる。また、ＨＰＦを２次ＩＩＲフィルタ２段で実現する場合、位相特性はカットオフ周波数のところで丁度１８０度回転し、それ以降の周波数成分では３６０度まで徐々に回転することとなる。このような位相特性を実現する位相補正部は２次ＩＩＲフィルタによる全域通過フィルタで構成することができる。また、ＨＰＦを２次ＩＩＲフィルタＮ段で実現する場合、１次ＩＩＲと２次ＩＩＲの全域通過フィルタを適切に直列接続することで同じ位相特性を実現することができる。また、ＨＰＦをＦＩＲフィルタで実現する場合、位相特性は直線位相となるため、位相補正部はサンプル遅延処理で構成することができる。このようにＨＰＦ７０２と同じ位相特性となるような位相補正部７０１を実現することができる。

本実施例の過大入力推定部１０２は、実施例２と同様にスピーカ振動板変位推定部５０１から構成されている。スピーカ振動板変位推定部５０１では、ボリューム値や対象スピーカのＦ０等の情報５０２を用いて、信号７０３を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第一のスピーカ振動板変位値７０７を求める。同様に、信号７０４を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第二のスピーカ振動板変位値７０８を求める。変位値推定の具体例としては、実施例２と同様の方法で求められるため詳細説明を省略する。
このように求めた２つのスピーカ振動板変位値７０７、７０８を制御部１０５へ向けて出力する。

制御部１０５では、入力された２つのスピーカ振動板変位値７０７、７０８に対して、夫々異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような２つのゲイン係数を求める。ただし、２つのゲイン係数の合計を１とする。
このような条件で２つのゲイン係数を変えていくと、異なった低域減衰効果を実現することができる。図８は、ＨＰＦ７０２を、カットオフ周波数８０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、位相補正部７０１を、カットオフ周波数８０Ｈｚの２次ＩＩＲの全域通過フィルタ１段で実現した時の２つのゲイン係数による周波数特性の遷移を表している。また、図８において、スピーカ振動板変位値７０７に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値７０８に対するゲイン係数をＡ２としたとき、８０１はＸ１＝１．０、Ｘ２＝０．０の特性、８０２はＸ１＝０．１、Ｘ２＝０．９の特性、８０３は、Ｘ１＝０．０、Ｘ２＝１．０の特性を示す。このように、完全に平坦な特性（Ｘ１＝１．０、Ｘ２＝０．０）から、カットオフ周波数８０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段と同じ特性（Ｘ１＝０．０、Ｘ２＝１．０）となる間で異なった低域減衰特性を実現できることがわかる。また、カットオフ周波数以上の周波数成分については、合計１となる割合で位相の揃った成分を加算するため、強度の増減はなく平坦な特性を保つことができる。

このような２つのゲイン係数の具体的な算出法としては、スピーカ振動板変位値７０７をＸ１、スピーカ振動板変位値７０７をＸ２、Ｘ１に対するゲイン係数をＡ１、Ｘ２に対するゲイン係数をＡ２、所定の閾値をＴとすると、以下の式（１）を満たすＡ１、Ａ２を求めることで実現できる。
Ｔ＞ＡＢＳ（Ｘ１×Ａ１＋Ｘ２×Ａ２） ・・・（１）
Ａ１＋Ａ２＝１
なお、ＡＢＳ（ｘ）はｘの絶対値を表す。

また、周波数特性の変形を必要最小限に抑えるためには、上述した式（１）を満たすＡ１、Ａ２の組み合わせの中で、Ａ１の値が１に近くなる組み合わせを求めることが好ましい。これはＡ１が位相特性のみを補正した信号を元にした信号でありＸ１を１に近づけるほど周波数特性の変形が少なくなるからである。このようなゲイン係数を求めるためには、まず、Ａ１＝１として、Ａ１の値を徐々に小さくしながらＡＢＳ（Ｘ１×Ａ１＋Ｘ２×Ａ２）の値を求め、Ｔよりも小さくなった時点のＡ１、Ａ２を採用すれば良い。

このように求めたＡ１をゲイン係数７０９として第一の乗算器７０５に向けて出力する。また、Ａ２をゲイン係数７１０として第二の乗算器７０６に向けて出力する。
第一の乗算器７０５では、入力された信号７０３とゲイン係数７０９を乗じて、得られた信号７１１を加算器７１３に向けて出力する。
第二の乗算器７０６では、入力された信号７０４とゲイン係数７１０を乗じて、得られた信号７１２を加算器７１３に向けて出力する。
加算器７１３では、入力された２つの信号７１１、７１２を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。

以上のように、この実施の形態４の処理構成により、周波数特性変形部や制御部を簡易に実現することができるという効果がある。

実施の形態５．
実施例４で説明したＨＰＦ７０２をＬＰＦに置き換えることで、高周波数成分の補正が多いような周波数特性補正を施されたデジタル音響信号において、デジタル信号の最大振幅を超えないように信号の周波数特性を変形させることも可能である。図９はＨＰＦ７０２をＬＰＦに置き換えた場合の実施例を示す処理構成である。
本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、位相補正部７０１とＬＰＦ９０１に送られる。
位相補正部７０１は入力信号１０１の周波数振幅特性を変えずに、ＬＰＦ９０１の位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号７０３を第一の乗算器７０５と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
ＬＰＦ９０１は入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号９０２を第二の乗算器７０６と過大入力推定部１０２に向けて出力する。

ここで、位相補正部７０１は、実施例４と同様に全域通過フィルタないしサンプル遅延処理で実現することができるため詳しい説明を省略する。
本実施例の過大入力推定部１０２は、実施例３と同様にデジタル信号振幅算出部６０１から構成されている。デジタル信号振幅算出部６０１では、ボリューム値６０２と入力信号７０３を乗算して第一の振幅値（スピーカ振動板変位値）７０７を求める。同様に、ボリューム値６０２と入力信号９０２を乗算して第二の振幅値（スピーカ振動板変位値）７０８を求める。

このように求めた第一および第二の振幅値７０７、７０８を制御部１０５へ向けて出力する。
制御部１０５では、入力された２つの振幅値７０７、７０８に対して、２つの異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような２つのゲイン係数を夫々求める。ただし、２つのゲイン係数の合計を１とする。
このような条件で２つのゲイン係数を変えていくと、異なった高域減衰効果を実現することができる。図１０は、ＬＰＦ９０１を、カットオフ周波数６０００Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、位相補正部７０１を、カットオフ周波数６０００Ｈｚの２次ＩＩＲの全域通過フィルタ１段で実現した時の２つのゲイン係数による周波数特性の遷移を表している。また、図１０において、スピーカ振動板変位値７０７に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値７０８に対するゲイン係数をＡ２としたとき、１００１はＸ１＝１．０、Ｘ２＝０．０の特性、１００２はＸ１＝０．１、Ｘ２＝０．９の特性、１００３は、Ｘ１＝０．０、Ｘ２＝１．０の特性を示す。このように、完全に平坦な特性（Ｘ１＝１．０、Ｘ２＝０．０）から、カットオフ周波数６０００Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段の特性（Ｘ１＝０．０、Ｘ２＝１．０）まで、異なった高域減衰特性を実現できることがわかる。また、カットオフ周波数以下の周波数成分については、合計１となる割合で位相の揃った成分を加算するため、強度の増減はなく平坦な特性を保つことができる。このような２つのゲイン係数の具体的な算出法としては、実施例４と同様に求められるため、説明を省略する。

このように求めたＡ１をゲイン係数７０９として第一の乗算器７０５に向けて出力する。また、Ａ２をゲイン係数７１０として第二の乗算器７０６に向けて出力する。
第一の乗算器７０５では、入力された信号７０３とゲイン係数７０９を乗じて、得られた信号７１１を加算器７１３に向けて出力する。
第二の乗算器７０６では、入力された信号７０４とゲイン係数７１０を乗じて、得られた信号７１２を加算器７１３に向けて出力する。
加算器７１３では、入力された２つの信号７１１、７１２を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。

以上のように、この実施の形態５の処理構成により、周波数特性変形部や制御部を簡易に実現することができるという効果がある。

実施の形態６．
実施例４、５では、１つの位相補正部と１つのＨＰＦないしＬＰＦにて周波数特性変形部１０３を実現していたが、これに限らず、複数の位相補正部と複数のＨＰＦないしＬＰＦにて周波数特性変形部１０３を実現しても良い。
図１１は、３つの位相補正部と３つＨＰＦにて周波数特性変形部を実現した例を示す図である。以下、本実施例の動作について説明する。

本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は３つに分岐され、第一のＨＰＦ１１０１と第二のＨＰＦ１１０２、第三のＨＰＦ１１０３に送られる。
第一のＨＰＦ１１０１では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０４を第一の位相補正部１１０７に向けて出力する。
第二のＨＰＦ１１０２では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０５を第二の位相補正部１１０８に向けて出力する。
第三のＨＰＦ１１０３では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０６を第三の位相補正部１１０９に向けて出力する。

第一の位相補正部１１０７では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第二のＨＰＦ１１０２と第三のＨＰＦ１１０３とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１０を第一の乗算器１１１３と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
第二の位相補正部１１０８では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第一のＨＰＦ１１０１と第三のＨＰＦ１１０３とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１１を第二の乗算器１１１４と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
第三の位相補正部１１０９では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第一のＨＰＦ１１０１と第二のＨＰＦ１１０２とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１２を第三の乗算器１１１５と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
ここで、各位相補正部は実施例４と同様に全域通過フィルタないしサンプル遅延処理で実現することができるため詳しい説明を省略する。

本実施例の過大入力推定部１０２は、スピーカ振動板変位推定部５０１から構成されている。スピーカ振動板変位推定部５０１では、ボリューム値や対象スピーカのＦ０等の情報５０２を用いて、信号１１１０を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第一のスピーカ振動板変位値１１１６を求める。同様に、信号１１１１を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第二のスピーカ振動板変位値１１１７を求める。同様に、信号１１１２を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第三のスピーカ振動板変位値１１１８を求める。
変位値推定の具体例としては、実施例２と同様の方法で求められるため詳細説明を省略する。

このように求めた３つのスピーカ振動板変位値１１１６、１１１７、１１１８を制御部１０５へ向けて出力する。
制御部１０５では、入力された３つのスピーカ振動板変位値１１１６、１１１７、１１１８に対して、夫々異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような３つのゲイン係数を求める。ただし、３つのゲイン係数の合計を１とする。

このような条件で３つのゲイン係数を変えていくと、異なった低域減衰効果を実現することができる。図１２は、第一のＨＰＦ１１０１を、カットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、第二のＨＰＦ１１０２を、カットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、第三のＨＰＦ１１０３を、カットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ４段で実現し、第一の位相補正部１１０７をカットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ1段とカットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段とを直列に接続して実現し、第二の位相補正部１１０８をカットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ1段とカットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段とを直列に接続して実現し、第三の位相補正部１１０９をカットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とカットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とを直列に接続して実現したときの３つのゲイン係数による周波数特性の遷移を表している。

また、図１２において、スピーカ振動板変位値１１１６に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値１１１７に対するゲイン係数をＡ２、スピーカ振動板変位値１１１８に対するゲイン係数をＡ３としたとき、１２０１はＸ１＝１．０、Ｘ２＝０．０、Ｘ３＝０．０の特性、１２０２はＸ１＝０．１、Ｘ２＝０．９、Ｘ３＝０．０の特性、１２０３は、Ｘ１＝０．０、Ｘ２＝１．０、Ｘ３＝０．０の特性、１２０４は、Ｘ１＝０．０、Ｘ２＝０．１、Ｘ３＝０．９の特性、１２０５は、Ｘ１＝０．０、Ｘ２＝０．０、Ｘ３＝１．０の特性を示す。このように、完全に平坦な特性（Ｘ１＝１．０、Ｘ２＝０．０、Ｘ３＝０．０）から、カットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ４段の特性（Ｘ１＝０．０、Ｘ２＝０．０、Ｘ３＝１．０）まで、異なった高域減衰特性を実現できることがわかる。また、カットオフ周波数以下の周波数成分については、合計１となる割合で位相の揃った成分を加算するため、強度の増減はなく平坦な特性を保つことができる。

また、このような３つのゲイン係数の具体的な算出法としては、スピーカ振動板変位値１１１６をＸ１、スピーカ振動板変位値１１１７をＸ２、スピーカ振動板変位値１１１８をＸ３、Ｘ１に対するゲイン係数をＡ１、Ｘ２に対するゲイン係数をＡ２、Ｘ３に対するゲイン係数をＡ３、所定の閾値をＴとすると、以下の式（２）を満たすＡ１、Ａ２、Ａ３を求めることで実現できる。
Ｔ＞ＡＢＳ（Ｘ１×Ａ１＋Ｘ２×Ａ２＋Ｘ３×Ａ３） ・・・（２）
Ａ１＋Ａ２＋Ａ３＝１
なお、ＡＢＳ（ｘ）はｘの絶対値を表す。

このように求めたＡ１をゲイン係数１１１９として第一の乗算器１１１３に向けて出力する。また、Ａ２をゲイン係数１１２０として第二の乗算器１１１４に向けて出力する。また、Ａ３をゲイン係数１１２１として第三の乗算器１１１５に向けて出力する。

第一の乗算器１１１３では、入力された信号１１１０とゲイン係数１１１９を乗じて、得られた信号１１２２を加算器７１３に向けて出力する。
第二の乗算器１１１４では、入力された信号１１１１とゲイン係数１１２０を乗じて、得られた信号１１２３を加算器７１３に向けて出力する。
第二の乗算器１１１５では、入力された信号１１１２とゲイン係数１１２１を乗じて、得られた信号１１２４を加算器７１３に向けて出力する。
加算器７１３では、入力された３つの信号１１２２、１１２３、１１２４を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。

以上のように、この実施の形態６の処理構成により、３つの位相補正と３つのＨＰＦにて周波数特性変形部を実現することができ、周波数特性変形部にて、実施例４、５よりも通常のＨＰＦに近い特性を実現できるという効果が得られる。
もちろん、位相補正とＨＰＦの個数を増やすことで、さらに通常のＨＰＦに近い特性を実現できるようになる。また、本構成のＨＰＦをＬＰＦに置き換えることにより、高周波数成分の補正が多いような周波数特性補正を施されたデジタル音響信号において、デジタル信号の最大振幅を超えないように信号の周波数特性を変形させることも可能となる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

以上のように、この発明に係る信号処理装置は音響信号再生における歪みや音割れを改善することができ、オーディオ再生装置などに利用することができる。

１０１ 入力信号、１０２ 過大入力推定部、１０３ 周波数特性変形部、１０４ 推定結果信号、１０５ 制御部、１０６ パラメータ、１０７ 出力信号、５０１ スピーカ振動板変位推定部、５０２ 情報、５０３ 可変フィルタ、６０２ ボリューム値、７０１ 位相補正部、７０２ ＨＰＦ、７０５ 第一の乗算器、７０６ 第二の乗算器、７１３ 加算器、９０１ ＬＰＦ、１１０１ 第一のＨＰＦ、１１０２ 第二のＨＰＦ、１１０３ 第三のＨＰＦ、１１０７ 第一の位相補正部、１１０８ 第二の位相補正部、１１０９ 第三の位相補正部、１１１３ 第一の乗算器、１１１４ 第二の乗算器、１１１５ 第三の乗算器。

本発明は、音響信号再生における歪みや音割れを改善する信号処理技術に関するものである。

音楽やアナウンス音などの音響信号をスピーカで再生するスピーカ再生システムでは、歪みや音割れによって音質が劣化することがある。歪みや音割れの原因は２つに大別される。第一は、スピーカへの入力信号が歪んでいるケースであり、第二は、入力信号は歪んでいなくてもスピーカの再生限界を超えることで歪みや音割れが発生するケースである。
第一のケースについては、以下のように説明することができる。最近の音響信号再生システムではデジタル処理によって周波数特性を補正したり、音量を調整したりする装置が増えてきている。周波数特性の補正では、例えば高周波数成分を１０ｄＢ増強すると、−１０ｄＢＦＳ以上の音量値でデジタル信号が飽和する可能性がうまれる。なお０ｄＢＦＳはデジタル信号の最大振幅値を表す。このため、大音量時に再生音がデジタル的に歪んでしまい、音質が劣化してしまうこととなる。この様子を図２に示す。

図２において、縦軸はデジタル信号の振幅強度を、横軸は周波数を示す。また、信号が飽和して音割れの発生する領域をグレーで示し、その境界を太線で示す。２０１、２０２、２０３は、周波数特性が補正されたデジタル音響信号の周波数特性の一例を示しており、２０１は音量値が小さいときの特性、２０２は音量値が中程度のときの特性、２０３は音量値が大きいときの特性である。２０１や２０２の音量値では、音響信号は０ｄＢＦＳを超えないため、音割れが発生せず、本来の音質で楽しむことができる。しかし、２０３のように音量を上げてしまうと、高周波数成分の一部の信号強度が０ｄＢＦＳを超えてしまい、デジタル的に飽和してしまうこととなる。信号が飽和すると歪みや音割れが発生して音質が劣化する。

このように、周波数特性が補正されたデジタル信号を大音量で再生しようとすると、特定の周波数成分がデジタル信号の最大振幅値となる０ｄＢＦＳを超えるケースがあるため、これが原因で信号が飽和して歪みや音割れが発生することとなる。
次に、第二のケース、すなわちスピーカの再生限界を超えることで歪みや音割れが発生するケースについて説明する。

スピーカ再生では、スピーカの振動板が振れることのできる最大の変位幅があり、これを超えるような信号を入力するとスピーカ振動板がうまく振動することができなくなって歪みや音割れが発生する。ここで、スピーカ振動板の変位幅は入力信号の周波数に依存する。この関係を図３に示す。図３は、電圧（Ｖ）を変化させずに、信号の周波数のみを変化させてスピーカに入力したときにおけるスピーカ振動板の変位幅を示している。なお、図３は、実際にはスピーカの制動度合いを示すＱ値等の違いによってＦ０近傍の特性が図３よりも膨らんだり平らになったりするが、おおまかな傾向は変わらない。また、変位幅の特性が図３に示す特性と異なっているスピーカに対しても本発明を適用することができるため、説明上の利点から、スピーカ振動板の変位幅の特性を図３と見做して以下の説明を行う。

図３より、スピーカ振動板の変位幅は、Ｆ０（スピーカの最低共振周波数）よりも低い周波数成分でほぼ一定値となり、Ｆ０よりも高い周波数成分では、およそ−１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜で変位幅が減少していく。これは、Ｆ０近傍以下の低い周波数成分をスピーカに入力したほうが、高い周波数成分を入力するよりもスピーカ振動板がより大きい変位幅で振れることを示している。したがって、低い周波数成分を多く含む信号をスピーカに入力し、その電圧を上げていくと、ある電圧以上で振動板の最大変位幅を超えてしまうこととなる。すなわち、低い周波数成分が多く含まれる信号ほど、また、電圧を上げるほど、スピーカの再生限界を超えやすくなると言える。この様子を図４に示す。

図４において、縦軸は信号の振幅強度を、横軸は周波数を示す。また、スピーカ振動板の変位限界を超えて音割れの発生する領域をグレーで示し、その境界を太線で示す。ここで、図４の特性は音響信号の振幅値に対する特性なので、図３に示したスピーカの変位幅の特性とは異なり、スピーカ振動板の変位限界は＋１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜となる。
また、４０１、４０２、４０３は、スピーカで再生する音響信号の周波数特性を示しており、特に低周波数成分を多く含むケースを想定している。４０１は音量値が小さいときの特性、４０２は音量値が中程度のときの特性、４０３は音量値が大きいときの周波数特性である。４０１のように小さな音量値で再生する分には、低周波数成分を多く含む音響信号でもスピーカ振動板の最大変位幅を超えないため、音割れが発生せず、本来の音質で楽しむことができる。しかし、４０２や４０３のように音量を上げてしまうと、スピーカ振動板の最大変位幅を超えてしまうため、歪みや音割れが発生して音質が劣化することとなる。

このように、振動板の最大変位幅を超えるような信号を入力すると、振動板がうまく振動できなくなって歪みや音割れが発生することとなる。
歪みや音割れは、本来の音響信号には含まれない音であるため、音楽を楽しもうとするときの大きな阻害要因となる。

この問題に対して、従来では図１３に示す処理構成によって歪みや音割れを緩和していた。図１３では、入力信号１３０１に対して、低周波数成分を抑圧するＨＰＦ（高域通過フィルタ）１３０２を通してから信号１３０３を出力する構成となっている。このような構成にすることによって、スピーカに入力する前に、音割れの原因となる低周波数成分を抑圧することができるため、歪みや音割れの発生する割合を減少させることができる。しかし、従来の技術では、ＨＰＦ１３０２によって低周波数成分を抑圧してしまうため、例えば、再生する信号の低周波数成分が少なく、大電圧でスピーカを駆動しても音割れが発生しないような場合にも、常に低域成分が抑圧されてしまって本来の音を再生できなくなるという課題がある。また、それほど大きな電圧で駆動せず、高域通過フィルタ１３０２を通さなくとも音割れが発生しないようなケースでも、低周波成分を常に抑圧してしまうため、本来の音を再生できなくなるという課題もある。すなわち、従来の技術では、大電圧駆動時（大音量時）の音割れ防止のために、低周波数成分を過剰に抑圧して本来の音質を楽しめなくなるという課題がある。

この課題を緩和する技術として、例えば、特許文献1に開示されている技術がある。図１４は特許文献１に開示されている振幅制限装置の処理ブロックである。特許文献１によれば、過大入力を抑えるための振幅制限において、振幅制限特性による歪の量を検出し、この値に基づいて周波数帯域毎のゲインを制御することで、振幅制限による音質劣化を緩和している。

特開２００９−１４７７０１号公報

しかしながら、上述した特許文献１に開示された技術では、抑圧する周波数成分が分割する帯域幅に制限されるため、本来抑圧しなくても良い周波数成分まで過剰に抑圧して音質が劣化してしまうという課題があった。例えば、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）によってサブバンドに分割する帯域幅が１００Ｈｚの場合を考える。このとき、６０Ｈｚ以下の周波数成分に大きな強度を持つ信号を入力すると、本来ならば６０Ｈｚ以下の信号成分のみを抑圧すれば音割れが発生しないことになる。然しながら、同技術では０〜１００Ｈｚの信号成分全体の強度を抑圧してしまうため、抑圧すべき周波数成分以外の成分（６０〜１００Ｈｚの成分）も抑圧されてしまうこととなる。また、図３に示した通り、スピーカ振幅板の変位幅は周波数特性を持つが、特許文献１に開示されている振幅制限装置では、変位幅の周波数特性を反映させた処理構成とはなっていない。このため、スピーカ振動板の最大変位を超えることによって発生する音割れを防止する機能を有していないと言える。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、音質を保持したままスピーカ再生における歪み、音割れを防ぐことが可能な信号処理装置を提供することを目的とする。

この発明に係る信号処理装置は、対象とする信号の過大入力を推定する過大入力推定部と、過大入力推定部によって推定された過大入力情報をもとに、対象とする信号の過大入力を緩和する周波数特性を算出する制御部と、制御部が算出した周波数特性に基づいて、対象とする信号の周波数特性を変形する周波数特性変形部とを備えるものである。

この発明によれば、音質を保持した状態でスピーカ再生における歪み、音割れを防ぐことができる。

実施の形態１による信号処理装置の原理説明図である。 デジタル信号の振幅限界と音源の周波数特性の関係を示す図である。 スピーカ振動板の変位特性を示す図である。 スピーカの振動限界と音源の周波数特性の関係を示す図である。 実施の形態２による信号処理装置の原理説明図である。 実施の形態３による信号処理装置の原理説明図である。 実施の形態４による信号処理装置の原理説明図である。 実施の形態４による信号処理装置の２つのゲイン係数による周波数特性の 実施の形態５による信号処理装置の原理説明図である。 実施の形態５による信号処理装置の２つのゲイン係数による周波数特性の遷移を示す説明図である。 実施の形態６による信号処理装置の原理説明図である。 実施の形態６による信号処理装置の３つのゲイン係数による周波数特性の遷移を示す説明図である。 従来技術の原理説明図である。 従来技術の振幅制限装置の処理ブロック図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の原理説明図である。以下、本発明の動作について説明する。
本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、過大入力推定部１０２と、周波数特性変形部１０３に送られる。
過大入力推定部１０２では、入力信号１０１が対象スピーカに対して過大入力となるかどうか、あるいはデジタル信号の最大振幅値を超えているかどうかを推定し、推定結果信号１０４を制御部１０５へ向けて出力する。

制御部１０５では、過大入力推定部１０２から入力された推定結果信号１０４を用いて、入力信号１０１が過大入力にならないような周波数特性を算出し、この周波数特性を実現するパラメータ１０６を周波数特性変形部１０３に向けて出力する。パラメータ１０６の具体例としては、周波数特性を変形させるフィルタ係数である。
周波数特性変形部１０３は、制御部１０５から送られてきたパラメータ１０６に従い、入力信号１０１の周波数特性を変形させて、出力信号１０７を出力する。パラメータ１０６がフィルタ係数であれば、周波数特性部ではこの係数１０６を用いてフィルタ処理を行う。

以上のように、実施の形態１の処理構成により、再生音響信号が過大入力になることを防ぐことが可能となる。このため、本発明によって、歪みや音割れを抑圧することができるという効果が得られる。また、制御部によって、できるだけ周波数特性の変形を少なくして歪みや音割れが発生しなくなるようにすることで、必要最小限の周波数特性変化で歪みや音割れを防止することができるという効果も得られる。

実施の形態２．
図５は本発明の別の実施例を示す図である。本実施例では、スピーカ振動板の変位限界を超えないように音響信号の周波数特性を変形させる例を示している。以下、本実施例の動作について説明する。
本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、過大入力推定部１０２と、周波数特性変形部１０３に送られる。

本実施例の過大入力推定部１０２は、スピーカ振動板変位推定部５０１から構成されていることが特徴である。スピーカ振動板変位推定部５０１では、ボリューム値や対象スピーカのＦ０等の情報５０２と入力信号１０１とからスピーカ振動板の変位値を推定する。変位値推定の具体例としては、Ｆ０をカットオフ周波数とする２次ＩＩＲフィルタによるＬＰＦを用意し、これに入力信号１０１を通してからボリューム値を乗算することで、対象スピーカの変位幅に概略比例した値が求められる。また、２次ＩＩＲフィルタによるＬＰＦではＱ値を変更させることも可能なので、対象スピーカの制動度合いに応じてＱ値を変えて推定精度を向上させることもできる。もちろん他の方法、例えばＦＩＲフィルタで対象スピーカの振動板変位特性を模擬しても良い。

このように求めたスピーカ変位値を推定結果信号１０４として制御部１０５へ向けて出力する。
制御部１０５では、入力された推定結果信号１０４に対してＨＰＦ処理を行い、変位推定信号の振幅値が所定の閾値以内に収まるようなＨＰＦのフィルタ係数を求める。所定の閾値とは対象スピーカの振動板の最大変位幅に概略相当する値である。また、ＨＰＦのフィルタ係数の算出方法としては、まず、ＨＰＦのカットオフ周波数を低く設定（例えば２０Ｈｚに設定）し、徐々にカットオフ周波数を上げていって、ＨＰＦの出力信号の振幅値が閾値以下になるカットオフ周波数を求めればよい。また、このときのフィルタ係数を周波数特性変形部１０３へ向けて出力する。

本実施例による周波数特性変形部１０３は可変フィルタ５０３から構成されている。可変フィルタ５０３は、制御部１０５から送られてきたフィルタ係数１０６を用いて、入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。

以上のように、実施の形態２の処理構成により、主に低周波数成分の強度が支配的なスピーカ振動板の変位幅を抑圧することができるため、歪みや音割れを防ぐことができるという効果が得られる。また、本実施例の制御部では、ＨＰＦのカットオフ周波数をできるだけ小さな値にすることができるため、必要最小限の周波数特性の変化で歪みや音割れを防止することができるという効果も得られる。

実施の形態３．
図６は本発明の別の実施例を示す図である。本実施例では、高周波数成分の補正が多いような周波数特性補正を施されたデジタル音響信号において、デジタル信号の最大振幅を超えないように信号の周波数特性を変形させる例を示している。以下、本実施例の動作について説明する。
本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、過大入力推定部１０２と、周波数特性変形部１０３に送られる。
本実施例の過大入力推定部１０２は、デジタル信号振幅算出部６０１から構成されていることが特徴である。デジタル信号振幅算出部６０１では、ボリューム値６０２と入力信号１０１を乗算してボリューム処理後の振幅値を求め、求めた振幅値を推定結果信号１０４として制御部１０５へ向けて出力する。

制御部１０５では、入力された推定結果信号１０４、すなわち振幅値に対してＬＰＦ処理を行い、ＬＰＦ処理後の信号が所定の閾値以内に収まるようなＬＰＦのフィルタ係数を求める。所定の閾値とは通常は０ｄＢＦＳを設定するがこれに限らず、スピーカ耐入力とアンプ出力との整合がとれておらず、アンプの出力を制限させたい場合などにはこれよりも小さい値を設定してもよい。また、ＬＰＦのフィルタ係数の算出方法としては、まず、ＬＰＦのカットオフ周波数を高く設定（例えば２０ＫＨｚに設定）し、徐々にカットオフ周波数を下げていって、ＬＰＦの出力信号の振幅値が閾値以下となるカットオフ周波数を求めればよい。また、このときのフィルタ係数を周波数特性変形部１０３へ向けて出力する。

本実施例による周波数特性変形部１０３も実施例２と同様に可変フィルタ５０３から構成されている。可変フィルタ５０３は、制御部１０５から送られてきたフィルタ係数１０６を用いて、入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。

以上のように、実施の形態３の処理構成により、高周波数成分を多く補正しているようなデジタル音響信号の振幅値を抑圧することができ、歪みや音割れを抑圧することができるという効果が得られる。また、本実施例の制御部では、ＬＰＦのカットオフ周波数をできるだけ大きな値にすることができるため必要最小限の周波数特性の変化で歪みや音割れを防止することができるという効果も得られる。

実施の形態４．
図７は本発明の別の実施例を示す図である。本実施例では、周波数特性変形部１０３を可変フィルタではなく、固定フィルタと位相補正と複数の乗算器と加算器から構成している点が特徴である。本実施例の動作について説明する。
本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、位相補正部７０１とＨＰＦ７０２に送られる。

位相補正部７０１は入力信号１０１の周波数振幅特性を変えずに、ＨＰＦ７０２の位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号７０３を第一の乗算器７０５と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
ＨＰＦ７０２は入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号７０４を第二の乗算器７０６と過大入力推定部１０２に向けて出力する。

ここで、ＨＰＦ７０２と略同一の位相特性となるように位相を補正する位相補正部７０１の実現方法について説明する。ＨＰＦ７０２を２次ＩＩＲフィルタ１段で実現する場合、その位相特性はカットオフ周波数のところで丁度９０度回転し、それ以降の周波数成分では１８０度まで徐々に回転することとなる。このような位相特性を実現する位相補正部は、１次ＩＩＲフィルタによる全域通過フィルタで構成することができる。また、ＨＰＦを２次ＩＩＲフィルタ２段で実現する場合、位相特性はカットオフ周波数のところで丁度１８０度回転し、それ以降の周波数成分では３６０度まで徐々に回転することとなる。このような位相特性を実現する位相補正部は２次ＩＩＲフィルタによる全域通過フィルタで構成することができる。また、ＨＰＦを２次ＩＩＲフィルタＮ段で実現する場合、１次ＩＩＲと２次ＩＩＲの全域通過フィルタを適切に直列接続することで同じ位相特性を実現することができる。また、ＨＰＦをＦＩＲフィルタで実現する場合、位相特性は直線位相となるため、位相補正部はサンプル遅延処理で構成することができる。このようにＨＰＦ７０２と同じ位相特性となるような位相補正部７０１を実現することができる。

本実施例の過大入力推定部１０２は、実施例２と同様にスピーカ振動板変位推定部５０１から構成されている。スピーカ振動板変位推定部５０１では、ボリューム値や対象スピーカのＦ０等の情報５０２を用いて、信号７０３を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第一のスピーカ振動板変位値７０７を求める。同様に、信号７０４を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第二のスピーカ振動板変位値７０８を求める。変位値推定の具体例としては、実施例２と同様の方法で求められるため詳細説明を省略する。
このように求めた２つのスピーカ振動板変位値７０７、７０８を制御部１０５へ向けて出力する。

制御部１０５では、入力された２つのスピーカ振動板変位値７０７、７０８に対して、夫々異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような２つのゲイン係数を求める。ただし、２つのゲイン係数の合計を１とする。
このような条件で２つのゲイン係数を変えていくと、異なった低域減衰効果を実現することができる。図８は、ＨＰＦ７０２を、カットオフ周波数８０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、位相補正部７０１を、カットオフ周波数８０Ｈｚの２次ＩＩＲの全域通過フィルタ１段で実現した時の２つのゲイン係数による周波数特性の遷移を表している。また、図８において、スピーカ振動板変位値７０７に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値７０８に対するゲイン係数をＡ２としたとき、８０１はＡ１＝１．０、Ａ２＝０．０の特性、８０２はＡ１＝０．１、Ａ２＝０．９の特性、８０３は、Ａ１＝０．０、Ａ２＝１．０の特性を示す。このように、完全に平坦な特性（Ａ１＝１．０、Ａ２＝０．０）から、カットオフ周波数８０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段と同じ特性（Ａ１＝０．０、Ａ２＝１．０）となる間で異なった低域減衰特性を実現できることがわかる。また、カットオフ周波数以上の周波数成分については、合計１となる割合で位相の揃った成分を加算するため、強度の増減はなく平坦な特性を保つことができる。

このような２つのゲイン係数の具体的な算出法としては、スピーカ振動板変位値７０７をＸ１、スピーカ振動板変位値７０８をＸ２、Ｘ１に対するゲイン係数をＡ１、Ｘ２に対するゲイン係数をＡ２、所定の閾値をＴとすると、以下の式（１）を満たすＡ１、Ａ２を求めることで実現できる。
Ｔ＞ＡＢＳ（Ｘ１×Ａ１＋Ｘ２×Ａ２） ・・・（１）
Ａ１＋Ａ２＝１
なお、ＡＢＳ（ｘ）はｘの絶対値を表す。

また、周波数特性の変形を必要最小限に抑えるためには、上述した式（１）を満たすＡ１、Ａ２の組み合わせの中で、Ａ１の値が１に近くなる組み合わせを求めることが好ましい。これはＸ１が位相特性のみを補正した信号を元にした信号でありＡ１を１に近づけるほど周波数特性の変形が少なくなるからである。このようなゲイン係数を求めるためには、まず、Ａ１＝１として、Ａ１の値を徐々に小さくしながらＡＢＳ（Ｘ１×Ａ１＋Ｘ２×Ａ２）の値を求め、Ｔよりも小さくなった時点のＡ１、Ａ２を採用すれば良い。

このように求めたＡ１をゲイン係数７０９として第一の乗算器７０５に向けて出力する。また、Ａ２をゲイン係数７１０として第二の乗算器７０６に向けて出力する。
第一の乗算器７０５では、入力された信号７０３とゲイン係数７０９を乗じて、得られた信号７１１を加算器７１３に向けて出力する。
第二の乗算器７０６では、入力された信号７０４とゲイン係数７１０を乗じて、得られた信号７１２を加算器７１３に向けて出力する。
加算器７１３では、入力された２つの信号７１１、７１２を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。

以上のように、この実施の形態４の処理構成により、周波数特性変形部や制御部を簡易に実現することができるという効果がある。

実施の形態５．
実施例４で説明したＨＰＦ７０２をＬＰＦに置き換えることで、高周波数成分の補正が多いような周波数特性補正を施されたデジタル音響信号において、デジタル信号の最大振幅を超えないように信号の周波数特性を変形させることも可能である。図９はＨＰＦ７０２をＬＰＦに置き換えた場合の実施例を示す処理構成である。
本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、位相補正部７０１とＬＰＦ９０１に送られる。
位相補正部７０１は入力信号１０１の周波数振幅特性を変えずに、ＬＰＦ９０１の位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号７０３を第一の乗算器７０５と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
ＬＰＦ９０１は入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号９０２を第二の乗算器７０６と過大入力推定部１０２に向けて出力する。

ここで、位相補正部７０１は、実施例４と同様に全域通過フィルタないしサンプル遅延処理で実現することができるため詳しい説明を省略する。
本実施例の過大入力推定部１０２は、実施例３と同様にデジタル信号振幅算出部６０１から構成されている。デジタル信号振幅算出部６０１では、ボリューム値６０２と入力信号７０３を乗算して第一の振幅値（スピーカ振動板変位値）７０７を求める。同様に、ボリューム値６０２と入力信号９０２を乗算して第二の振幅値（スピーカ振動板変位値）７０８を求める。

このように求めた第一および第二の振幅値７０７、７０８を制御部１０５へ向けて出力する。
制御部１０５では、入力された２つの振幅値７０７、７０８に対して、２つの異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような２つのゲイン係数を夫々求める。ただし、２つのゲイン係数の合計を１とする。
このような条件で２つのゲイン係数を変えていくと、異なった高域減衰効果を実現することができる。図１０は、ＬＰＦ９０１を、カットオフ周波数６０００Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、位相補正部７０１を、カットオフ周波数６０００Ｈｚの２次ＩＩＲの全域通過フィルタ１段で実現した時の２つのゲイン係数による周波数特性の遷移を表している。また、図１０において、スピーカ振動板変位値７０７に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値７０８に対するゲイン係数をＡ２としたとき、１００１はＡ１＝１．０、Ａ２＝０．０の特性、１００２はＡ１＝０．１、Ａ２＝０．９の特性、１００３は、Ａ１＝０．０、Ａ２＝１．０の特性を示す。このように、完全に平坦な特性（Ａ１＝１．０、Ａ２＝０．０）から、カットオフ周波数６０００Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段の特性（Ａ１＝０．０、Ａ２＝１．０）まで、異なった高域減衰特性を実現できることがわかる。また、カットオフ周波数以下の周波数成分については、合計１となる割合で位相の揃った成分を加算するため、強度の増減はなく平坦な特性を保つことができる。このような２つのゲイン係数の具体的な算出法としては、実施例４と同様に求められるため、説明を省略する。

このように求めたＡ１をゲイン係数７０９として第一の乗算器７０５に向けて出力する。また、Ａ２をゲイン係数７１０として第二の乗算器７０６に向けて出力する。
第一の乗算器７０５では、入力された信号７０３とゲイン係数７０９を乗じて、得られた信号７１１を加算器７１３に向けて出力する。
第二の乗算器７０６では、入力された信号７０４とゲイン係数７１０を乗じて、得られた信号７１２を加算器７１３に向けて出力する。
加算器７１３では、入力された２つの信号７１１、７１２を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。

以上のように、この実施の形態５の処理構成により、周波数特性変形部や制御部を簡易に実現することができるという効果がある。

実施の形態６．
実施例４、５では、１つの位相補正部と１つのＨＰＦないしＬＰＦにて周波数特性変形部１０３を実現していたが、これに限らず、複数の位相補正部と複数のＨＰＦないしＬＰＦにて周波数特性変形部１０３を実現しても良い。
図１１は、３つの位相補正部と３つＨＰＦにて周波数特性変形部を実現した例を示す図である。以下、本実施例の動作について説明する。

本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は３つに分岐され、第一のＨＰＦ１１０１と第二のＨＰＦ１１０２、第三のＨＰＦ１１０３に送られる。
第一のＨＰＦ１１０１では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０４を第一の位相補正部１１０７に向けて出力する。
第二のＨＰＦ１１０２では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０５を第二の位相補正部１１０８に向けて出力する。
第三のＨＰＦ１１０３では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０６を第三の位相補正部１１０９に向けて出力する。

第一の位相補正部１１０７では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第二のＨＰＦ１１０２と第三のＨＰＦ１１０３とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１０を第一の乗算器１１１３と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
第二の位相補正部１１０８では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第一のＨＰＦ１１０１と第三のＨＰＦ１１０３とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１１を第二の乗算器１１１４と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
第三の位相補正部１１０９では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第一のＨＰＦ１１０１と第二のＨＰＦ１１０２とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１２を第三の乗算器１１１５と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
ここで、各位相補正部は実施例４と同様に全域通過フィルタないしサンプル遅延処理で実現することができるため詳しい説明を省略する。

本実施例の過大入力推定部１０２は、スピーカ振動板変位推定部５０１から構成されている。スピーカ振動板変位推定部５０１では、ボリューム値や対象スピーカのＦ０等の情報５０２を用いて、信号１１１０を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第一のスピーカ振動板変位値１１１６を求める。同様に、信号１１１１を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第二のスピーカ振動板変位値１１１７を求める。同様に、信号１１１２を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第三のスピーカ振動板変位値１１１８を求める。
変位値推定の具体例としては、実施例２と同様の方法で求められるため詳細説明を省略する。

このように求めた３つのスピーカ振動板変位値１１１６、１１１７、１１１８を制御部１０５へ向けて出力する。
制御部１０５では、入力された３つのスピーカ振動板変位値１１１６、１１１７、１１１８に対して、夫々異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような３つのゲイン係数を求める。ただし、３つのゲイン係数の合計を１とする。

このような条件で３つのゲイン係数を変えていくと、異なった低域減衰効果を実現することができる。図１２は、第一のＨＰＦ１１０１を、カットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、第二のＨＰＦ１１０２を、カットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、第三のＨＰＦ１１０３を、カットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ４段で実現し、第一の位相補正部１１０７をカットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ1段とカットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段とを直列に接続して実現し、第二の位相補正部１１０８をカットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ1段とカットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段とを直列に接続して実現し、第三の位相補正部１１０９をカットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とカットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とを直列に接続して実現したときの３つのゲイン係数による周波数特性の遷移を表している。

また、図１２において、スピーカ振動板変位値１１１６に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値１１１７に対するゲイン係数をＡ２、スピーカ振動板変位値１１１８に対するゲイン係数をＡ３としたとき、１２０１はＡ１＝１．０、Ａ２＝０．０、Ａ３＝０．０の特性、１２０２はＡ１＝０．１、Ａ２＝０．９、Ａ３＝０．０の特性、１２０３は、Ａ１＝０．０、Ａ２＝１．０、Ａ３＝０．０の特性、１２０４は、Ａ１＝０．０、Ａ２＝０．１、Ａ３＝０．９の特性、１２０５は、Ａ１＝０．０、Ａ２＝０．０、Ａ３＝１．０の特性を示す。このように、完全に平坦な特性（Ａ１＝１．０、Ａ２＝０．０、Ａ３＝０．０）から、カットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ４段の特性（Ａ１＝０．０、Ａ２＝０．０、Ａ３＝１．０）まで、異なった高域減衰特性を実現できることがわかる。また、カットオフ周波数以下の周波数成分については、合計１となる割合で位相の揃った成分を加算するため、強度の増減はなく平坦な特性を保つことができる。

また、このような３つのゲイン係数の具体的な算出法としては、スピーカ振動板変位値１１１６をＸ１、スピーカ振動板変位値１１１７をＸ２、スピーカ振動板変位値１１１８をＸ３、Ｘ１に対するゲイン係数をＡ１、Ｘ２に対するゲイン係数をＡ２、Ｘ３に対するゲイン係数をＡ３、所定の閾値をＴとすると、以下の式（２）を満たすＡ１、Ａ２、Ａ３を求めることで実現できる。
Ｔ＞ＡＢＳ（Ｘ１×Ａ１＋Ｘ２×Ａ２＋Ｘ３×Ａ３） ・・・（２）
Ａ１＋Ａ２＋Ａ３＝１
なお、ＡＢＳ（ｘ）はｘの絶対値を表す。

このように求めたＡ１をゲイン係数１１１９として第一の乗算器１１１３に向けて出力する。また、Ａ２をゲイン係数１１２０として第二の乗算器１１１４に向けて出力する。また、Ａ３をゲイン係数１１２１として第三の乗算器１１１５に向けて出力する。

第一の乗算器１１１３では、入力された信号１１１０とゲイン係数１１１９を乗じて、得られた信号１１２２を加算器７１３に向けて出力する。
第二の乗算器１１１４では、入力された信号１１１１とゲイン係数１１２０を乗じて、得られた信号１１２３を加算器７１３に向けて出力する。
第三の乗算器１１１５では、入力された信号１１１２とゲイン係数１１２１を乗じて、得られた信号１１２４を加算器７１３に向けて出力する。
加算器７１３では、入力された３つの信号１１２２、１１２３、１１２４を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。

以上のように、この実施の形態６の処理構成により、３つの位相補正と３つのＨＰＦにて周波数特性変形部を実現することができ、周波数特性変形部にて、実施例４、５よりも通常のＨＰＦに近い特性を実現できるという効果が得られる。
もちろん、位相補正とＨＰＦの個数を増やすことで、さらに通常のＨＰＦに近い特性を実現できるようになる。また、本構成のＨＰＦをＬＰＦに置き換えることにより、高周波数成分の補正が多いような周波数特性補正を施されたデジタル音響信号において、デジタル信号の最大振幅を超えないように信号の周波数特性を変形させることも可能となる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１０１ 入力信号、１０２ 過大入力推定部、１０３ 周波数特性変形部、１０４ 推定結果信号、１０５ 制御部、１０６ パラメータ、１０７ 出力信号、５０１ スピーカ振動板変位推定部、５０２ 情報、５０３ 可変フィルタ、６０２ ボリューム値、７０１ 位相補正部、７０２ ＨＰＦ、７０５ 第一の乗算器、７０６ 第二の乗算器、７１３ 加算器、９０１ ＬＰＦ、１１０１ 第一のＨＰＦ、１１０２ 第二のＨＰＦ、１１０３ 第三のＨＰＦ、１１０７ 第一の位相補正部、１１０８ 第二の位相補正部、１１０９ 第三の位相補正部、１１１３ 第一の乗算器、１１１４ 第二の乗算器、１１１５ 第三の乗算器。

この発明に係る信号処理装置は、対象とする信号の過大入力を推定する過大入力推定部と、過大入力推定部によって推定された過大入力情報をもとに、高域通過フィルタまたは低域通過フィルタのカットオフ周波数を変化させ、対象とする信号の過大入力を緩和する周波数特性を算出する制御部と、制御部が算出した周波数特性に基づいて、対象とする信号の周波数特性を変形する周波数特性変形部とを備えるものである。

この発明に係る信号処理装置は、対象とする信号の過大入力を推定する過大入力推定部と、過大入力推定部によって推定された過大入力情報に対し高域通過フィルタ処理を行い、当該高域通過フィルタのカットオフ周波数を変化させ、対象とする信号の過大入力を緩和する周波数特性を算出する制御部と、制御部が算出した周波数特性に基づいて、対象とする信号の周波数特性を変形する周波数特性変形部とを備えるものである。

Claims (10)

1. 対象とする信号の過大入力を推定する過大入力推定部と、
   前記過大入力推定部によって推定された過大入力情報をもとに、前記対象とする信号の過大入力を緩和する周波数特性を算出する制御部と、
   前記制御部が算出した周波数特性に基づいて、前記対象とする信号の周波数特性を変形する周波数特性変形部とを備えたことを特徴とする信号処理装置。
2. 前記過大入力推定部は、前記対象とする信号を再生するスピーカを構成する振動板の振れの変位幅を推定する変位推定部を備えたことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
3. 前記制御部は、高域通過フィルタのカットオフ周波数を変化させ、前記対象とする信号の過大入力を緩和する周波数特性を算出することを特徴とする請求項１または請求項２記載の信号処理装置。
4. 前記変位推定部は、前記スピーカを構成する振動板の振れの変位幅を推定する際に、前記スピーカのボリューム値、前記スピーカの最低共振周波数情報、前記スピーカのＱ値のうちの少なくとも１つを用いて、前記変位幅を模擬するフィルタを構成し、前記対象とする信号を前記フィルタに入力して得られた信号を出力することを特徴とする請求項２または請求項３記載の信号処理装置。
5. 前記過大入力推定部は、前記対象とする信号を再生するスピーカのボリューム値を制御した後の、前記対象とする信号の飽和状態を推定する信号振幅値算出部を備えることを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
6. 前記制御部は、低域通過フィルタのカットオフ周波数を変化させ、前記対象とする信号の過大入力を緩和する周波数特性を算出することを特徴とする請求項１または請求項５記載の信号処理装置。
7. 前記周波数特性変形部は、高域通過フィルタと、前記対象とする信号の位相特性を補正し前記高域通過フィルタの位相特性と略同一とする位相補正部と、前記位相補正部から出力された信号のゲインを調整する第一の乗算器と、前記高域通過フィルタから出力された信号のゲインを調整する第二の乗算器と、前記第一の乗算器のゲイン係数と第二の乗算器のゲイン係数の合計が一定値となるように、前記第一および前記第二の乗算器のゲイン係数を決定する係数決定部と、前記第一および前記第二の乗算器から出力される信号を加算する加算器とを備えたことを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載の信号処理装置。
8. 前記周波数特性変形部は、低域通過フィルタと、前記対象とする信号の位相特性を補正し前記低域通過フィルタの位相特性と略同一とする位相補正部と、前記位相補正部から出力された信号のゲインを調整する第一の乗算器と、前記低域通過フィルタから出力された信号のゲインを調整する第二の乗算器と、前記第一の乗算器のゲイン係数と第二の乗算器のゲイン係数の合計が一定値となるように、前記第一および前記第二の乗算器のゲイン係数を決定する係数決定部と、前記第一および前記第二の乗算器から出力される信号を加算する加算器とを備えたことを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の信号処理装置。
9. 前記周波数特性変形部は、カットオフ周波数の異なる複数の高域通過フィルタと、前記対象とする信号の位相特性を補正し、前記各高域通過フィルタの位相特性と略同一とする位相補正部と、前記各高域通過フィルタおよび前記位相補正部から出力された信号のゲインを調整する複数の前記乗算器と、前記複数の乗算器のゲイン係数の合計が一定値となるように各ゲイン係数を決定する係数決定部と、前記複数の乗算器から出力される信号を加算する加算器とを備え、
   前記対象とする信号を前記複数の高域通過フィルタに通して複数のフィルタ出力信号を生成し、生成された各フィルタ信号の位相特性を、他の高域通過フィルタの位相特性に相当する位相補正部を用いて補正して各フィルタ出力信号の位相特性を略同一とし、前記係数決定部は前記複数の乗算器の各ゲイン係数の合計が一定値となるように各ゲイン係数を決定し、前記加算器は前記位相補正された各フィルタ出力信号に対して、前記係数決定部が決定した各ゲイン係数により重みづけを行った後、各フィルタ出力信号を加算することを特徴とする請求項７記載の信号処理装置。
10. 前記周波数特性変形部は、カットオフ周波数の異なる複数の低域通過フィルタと、前記対象とする信号の位相特性を補正し、前記各低域通過フィルタの位相特性と略同一とする位相補正部と、前記各低域通過フィルタおよび前記位相補正部から出力された信号のゲインを調整する複数の前記乗算器と、前記複数の乗算器のゲイン係数の合計が一定値となるように各ゲイン係数を決定する係数決定部と、前記複数の乗算器から出力される信号を加算する加算器とを備え、
    前記対象とする信号を前記複数の低域通過フィルタに通して複数のフィルタ出力信号を生成し、生成された各フィルタ信号の位相特性を、他の低域通過フィルタの位相補正に相当する位相補正部を用いて補正して各フィルタ出力信号の位相特性を略同一とし、前記係数決定部は前記複数の乗算器の各ゲイン係数の合計が一定値となるように各ゲイン係数を決定し、前記加算器は前記位相補正された各フィルタ出力信号に対して、前記係数決定部が決定した各ゲイン係数により重みづけを行った後、各フィルタ出力信号を加算することを特徴とする請求項８記載の信号処理装置。

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